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JP7225561B2 - MOTOR CONTROL METHOD AND MOTOR CONTROL DEVICE - Google Patents

MOTOR CONTROL METHOD AND MOTOR CONTROL DEVICE Download PDF

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JP7225561B2
JP7225561B2 JP2018090951A JP2018090951A JP7225561B2 JP 7225561 B2 JP7225561 B2 JP 7225561B2 JP 2018090951 A JP2018090951 A JP 2018090951A JP 2018090951 A JP2018090951 A JP 2018090951A JP 7225561 B2 JP7225561 B2 JP 7225561B2
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Description

本発明は、モータ制御方法、及び、モータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control method and a motor control device.

特許文献1には、界磁巻線型同期電動機の制御装置において、界磁巻線(固定子巻線)に流れる界磁電流の指令値と実測値との偏差、及び、電機子巻線(回転子巻線)に流れるd軸電流の指令値と実測値との偏差に基づいて、固定子巻線に印加する界磁電圧、及び、回転子巻線に印加するd軸電圧の少なくとも一方を補正する非干渉制御に関する技術が開示されている。この非干渉制御は、回転子巻線と固定子巻線との磁気結合(干渉)により発生する界磁電流の変動を抑制する。 In Patent Document 1, in a control device for a field winding type synchronous motor, the deviation between the command value and the actual measurement value of the field current flowing in the field winding (stator winding) and the armature winding (rotating At least one of the field voltage applied to the stator winding and the d-axis voltage applied to the rotor winding is corrected based on the deviation between the command value and the actual value of the d-axis current flowing through the rotor winding. A technology related to non-interference control is disclosed. This non-interference control suppresses fluctuations in the field current caused by magnetic coupling (interference) between the rotor winding and the stator winding.

国際公開第2017/014249号公報International Publication No. 2017/014249

しかしながら、上記非干渉制御は、電流の実測値を用いて行われるため、当該実測値に基づくフィードバックループが形成され、制御の安定性が低下するという課題がある。 However, since the non-interference control is performed using the actual measured value of the current, there is a problem that a feedback loop is formed based on the measured value and the stability of the control is deteriorated.

本発明は、制御の安定性を低下させずに、回転子巻線と固定子巻線との磁気結合により発生する界磁電流の変動を抑制する技術を提供することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a technique for suppressing fluctuations in field current generated by magnetic coupling between rotor windings and stator windings without degrading control stability.

本発明によるモータ制御方法は、回転子巻線を有する回転子と、固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータにおいて、固定子巻線に流れる固定子電流と回転子巻線に流れる回転子電流とを制御するモータ制御方法であって、固定子電流に対するd軸電流指令値およびq軸電流指令値にそれぞれ追従する第1のd軸電圧指令値および第1のq軸電圧指令値を算出するとともに、回転子電流に対するf軸電流指令値に追従する第1のf軸電圧指令値を算出し、d軸電流指令値、q軸電流指令値およびf軸電流指令値に基づいて、固定子電流の推定値であるd軸電流推定値、q軸電流推定値および回転子電流の推定値であるf軸電流推定値をそれぞれ算出し、d軸電流推定値、q軸電流推定値およびf軸電流推定値に基づいて、固定子電流のd軸、q軸および回転子電流のf軸間の干渉電圧を非干渉化するためのd軸非干渉電圧、q軸非干渉電圧およびf軸非干渉電圧を算出する。そして、第1のd軸電圧指令値、第1のq軸電圧指令値および第1のf軸電圧指令値を、d軸非干渉電圧、q軸非干渉電圧およびf軸非干渉電圧を用いてそれぞれ補正することにより、第2のd軸電圧指令値、第2のq軸電圧指令値および第2のf軸電圧指令値を算出し、第2のd軸電圧指令値、第2のq軸電圧指令値および第2のf軸電圧指令値に基づいて、固定子電流と回転子電流とを制御する。ここで、f軸非干渉電圧の算出に用いるf軸電流推定値は、回転子に印加されるf軸電圧の飽和を考慮して算出される。 A motor control method according to the present invention is a wound-field synchronous motor having a rotor having rotor windings and a stator having stator windings. A motor control method for controlling a rotor current flowing through a winding, wherein a first d-axis voltage command value and a first q-axis voltage command value follow respectively a d-axis current command value and a q-axis current command value for a stator current. An axis voltage command value is calculated, a first f-axis voltage command value following the f-axis current command value for the rotor current is calculated, and a d-axis current command value, a q-axis current command value, and an f-axis current command value are calculated. , the d-axis current estimate, the q-axis current estimate, and the f-axis current estimate, which are the estimated values of the stator current, are calculated, respectively, and d-axis decoupling voltage, q-axis decoupling for decoupling the interference voltage between the d-axis of the stator current, the q-axis of the stator current and the f-axis of the rotor current based on the current estimate and the f-axis current estimate Calculate voltage and f-axis non-interfering voltage. Then, the first d-axis voltage command value, the first q-axis voltage command value, and the first f-axis voltage command value are obtained using the d-axis non-interference voltage, the q-axis non-interference voltage, and the f-axis non-interference voltage. By correcting each, a second d-axis voltage command value, a second q-axis voltage command value and a second f-axis voltage command value are calculated, and the second d-axis voltage command value and the second q-axis voltage command value are calculated. A stator current and a rotor current are controlled based on the voltage command value and the second f-axis voltage command value. Here, the f-axis current estimated value used to calculate the f-axis non-interference voltage is calculated in consideration of the saturation of the f-axis voltage applied to the rotor.

本発明によれば、従来のようにフィードバックループを形成することなく非干渉電圧を算出することができるので、フィードバックループが形成されることによる安定性の低下を回避しながら、回転子巻線と固定子巻線との磁気結合により発生する界磁電流の変動を抑制することができる。 According to the present invention, it is possible to calculate the non-interference voltage without forming a feedback loop as in the conventional art. Fluctuations in the field current generated by magnetic coupling with the stator winding can be suppressed.

図1は、一実施形態のモータ制御方法が適用されるモータ制御システムのブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of a motor control system to which a motor control method of one embodiment is applied. 図2は、一実施形態のd軸電流推定値の算出方法を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a method of calculating a d-axis current estimated value according to one embodiment. 図3は、一実施形態のd軸モデルの構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the d-axis model of one embodiment. 図4は、一実施形態のd軸電流F/Bモデルの構成を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the d-axis current F/B model of one embodiment. 図5は、一実施形態のq軸電流推定値の算出方法を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing a method of calculating a q-axis current estimated value according to one embodiment. 図6は、一実施形態のq軸モデルの構成を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the q-axis model of one embodiment. 図7は、一実施形態のq軸電流F/Bモデルの構成を示すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the q-axis current F/B model of one embodiment. 図8は、一実施形態のf軸電流推定値の算出方法を示すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing a method of calculating an f-axis current estimated value according to one embodiment. 図9は、一実施形態のf軸モデルの構成を示すブロック図である。FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the f-axis model of one embodiment. 図10は、一実施形態のf軸電流F/Bモデルの構成を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of the f-axis current F/B model of one embodiment. 図11は、一実施形態の制御演算の一制御周期を示すフローチャートである。FIG. 11 is a flow chart showing one control cycle of control calculation according to one embodiment. 図12は、一実施形態のモータ制御方法の効果を説明するタイムチャートである。FIG. 12 is a time chart explaining the effect of the motor control method of one embodiment. 図13は、一実施形態のモータ制御方法においてf軸電圧の飽和を考慮しない場合の課題を説明するタイムチャートである。13A and 13B are time charts for explaining a problem when the saturation of the f-axis voltage is not considered in the motor control method of the embodiment. 図14は、一実施形態のモータ制御方法においてf軸電圧の飽和を考慮することの効果を説明するタイムチャートである。FIG. 14 is a time chart illustrating the effect of considering the saturation of the f-axis voltage in the motor control method of one embodiment.

[一実施形態]
図1は、本発明の一実施形態に係るモータ制御方法を巻線界磁型同期モータに適用した場合のモータ制御システム100の構成例を示すブロック図である。モータ制御システム100は、例えば電気自動車に適用される。なお、モータ制御システム100は、電気自動車以外に、ハイブリッド車両や、自動車以外の例えば鉄道等のシステムに適用することも可能である。
[One embodiment]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a motor control system 100 when a motor control method according to an embodiment of the present invention is applied to a wound field synchronous motor. Motor control system 100 is applied, for example, to an electric vehicle. It should be noted that the motor control system 100 can also be applied to hybrid vehicles and systems other than automobiles, such as railway systems, in addition to electric vehicles.

本実施形態のモータ制御システム100は、制御対象の巻線界磁型同期モータ101と、PWM変換器102と、インバータ103と、電源電圧104と、f軸電流出力部105と、電流センサ106と、A/D変換器107と、座標変換器108と、磁極位置検出器109と、パルスカウンタ110と、角速度演算器111と、先読み補償部112と、電流指令値演算部113と、d軸電流制御部114と、q軸電流制御部115と、f軸電流制御部116と、電流推定値演算部117と、非干渉制御部118と、電圧指令値演算部119と、座標変換器120と、を備える。 A motor control system 100 of this embodiment includes a wound field synchronous motor 101 to be controlled, a PWM converter 102, an inverter 103, a power supply voltage 104, an f-axis current output unit 105, and a current sensor 106. , A/D converter 107, coordinate converter 108, magnetic pole position detector 109, pulse counter 110, angular velocity calculator 111, look-ahead compensator 112, current command value calculator 113, d-axis current a control unit 114, a q-axis current control unit 115, an f-axis current control unit 116, a current estimated value calculation unit 117, a non-interference control unit 118, a voltage command value calculation unit 119, a coordinate converter 120, Prepare.

巻線界磁型同期モータ101(以下、単に「モータ101」という)は、回転子巻線(界磁巻線、ロータコイル)を有する回転子と、固定子巻線(電機子巻線、ステータコイル)を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータである。本実施形態のモータ制御システム100が車両に搭載される場合、モータ101は車両の駆動源となる。詳細は後述するが、モータ101は、回転子巻線を流れる回転子電流と、固定子巻線を流れる固定子電流とが制御されることによって制御される。 A wound-field synchronous motor 101 (hereinafter simply referred to as “motor 101”) includes a rotor having rotor windings (field windings, rotor coils) and stator windings (armature windings, stator windings). It is a wound-field synchronous motor comprising a stator having a coil). When the motor control system 100 of this embodiment is mounted on a vehicle, the motor 101 serves as a driving source of the vehicle. Although the details will be described later, the motor 101 is controlled by controlling the rotor current flowing through the rotor windings and the stator current flowing through the stator windings.

PWM変換器102は、後述の座標変換器120から出力される三相電圧指令値v* u、v* v、v* wに基づいて、インバータ103が備えるスイッチング素子(例えばIGBT)へのPWM_Duty駆動信号(強電素子駆動信号)D* uu、D* ul、D* vu、D* vl、D* wu、D* wlを生成し、インバータ103に出力する。 The PWM converter 102 is based on the three-phase voltage command values v * u , v * v , and v * w output from the coordinate converter 120, which will be described later. Signals (strong electric element drive signals) D * uu , D * ul , D * vu , D * vl , D * wu and D * wl are generated and output to the inverter 103 .

インバータ103は、3相6アームで構成され、相ごとに2つずつ計6つのスイッチング素子を備えた三相電圧型インバータである。インバータ103は、PWM変換器102が生成する強電素子駆動信号に基づいて、電源電圧104の直流電圧を交流電圧vu、vv、vwに変換し、モータ101に供給する。 The inverter 103 is a three-phase voltage-type inverter configured with three phases and six arms and provided with a total of six switching elements, two for each phase. The inverter 103 converts the DC voltage of the power supply voltage 104 into AC voltages v u , v v , and v w based on the strong electric element drive signal generated by the PWM converter 102 , and supplies the AC voltages v u , v v , and v w to the motor 101 .

電源電圧104は、例えば積層型リチウムイオンバッテリである。電源電圧104は、インバータ3とf軸電流出力部105とに直流電力を供給する。 The power supply voltage 104 is, for example, a laminated lithium ion battery. A power supply voltage 104 supplies DC power to the inverter 3 and the f-axis current output section 105 .

f軸電流出力部105は、電源電圧104から供給される電力を用いて、モータ101の回転子巻線に流れるf軸電流ifを制御するためのf軸電圧vfを出力する。f軸電圧vfは、後述する電圧指令値演算部119から出力される第2のf軸電圧指令値v* fに応じて算出される。換言すると、f軸電流出力部105は、回転子巻線に印加するf軸電圧vfを第2のf軸電圧指令値v* fと一致するように調整する。 The f-axis current output unit 105 uses power supplied from the power supply voltage 104 to output an f-axis voltage v f for controlling the f-axis current i f flowing through the rotor winding of the motor 101 . The f-axis voltage vf is calculated according to a second f-axis voltage command value v * f output from a voltage command value calculator 119, which will be described later. In other words, the f-axis current output unit 105 adjusts the f-axis voltage vf applied to the rotor winding so as to match the second f-axis voltage command value v * f .

電流センサ106は、インバータ103からモータ101に供給される三相交流電流のうち、少なくとも2相の電流、例えば、u相電流iu、v相電流ivを検出する。検出された2相の電流iu、ivは、A/D(アナログ/デジタル)変換器107でデジタル信号(電流ius、ivs)に変換され、座標変換器108に入力される。なお、電流センサ106が2相の電流のみを検出する場合、残りの1相の電流iwsは、次式(1)により求めることができる。 Current sensor 106 detects at least two-phase currents, such as u-phase current i u and v-phase current iv , of the three-phase alternating current supplied from inverter 103 to motor 101 . The detected two-phase currents i u and iv are converted into digital signals (currents i us and i vs ) by an A/D (analog/digital) converter 107 and input to the coordinate converter 108 . When the current sensor 106 detects only two-phase currents, the remaining one-phase current i ws can be obtained by the following equation (1).

Figure 0007225561000001
Figure 0007225561000001

また、電流センサ106は、f軸電流出力部105からモータ101に供給される回転子電流(f軸電流if)を検出する。検出されたf軸電流ifは、A/D変換器107でデジタル信号に変換し、f軸電流制御部116に出力される。 Further, the current sensor 106 detects the rotor current (f-axis current i f ) supplied from the f-axis current output section 105 to the motor 101 . The detected f -axis current if is converted into a digital signal by A/D converter 107 and output to f-axis current control section 116 .

磁極位置検出器109は、モータ101の固定子の電気角度を取得するために、当該固定子の位置(角度)に応じたA相B相Z相のパルス(ABZパルス)をパルスカウンタ110に出力する。 The magnetic pole position detector 109 outputs A-phase B-phase Z-phase pulses (ABZ pulses) corresponding to the position (angle) of the stator to the pulse counter 110 in order to obtain the electrical angle of the stator of the motor 101 . do.

パルスカウンタ110は、ABZパルスに基づいてモータ101の電気角度θreを算出して、角速度演算器111に出力する。 The pulse counter 110 calculates the electrical angle θ re of the motor 101 based on the ABZ pulse and outputs it to the angular velocity calculator 111 .

角速度演算器111は、入力される電気角度θreの時間変化率から、電気角速度ωreと、機械角速度ωrmとを算出する。機械角速度ωrmは、電気角速度ωreをモータ極対数pで除算することにより求められる。機械角速度ωrmは、電流指令値演算部113に出力される。電気角速度ωreは、非干渉制御部118と先読み補償部112とに出力される。 The angular velocity calculator 111 calculates an electrical angular velocity ω re and a mechanical angular velocity ω rm from the time rate of change of the input electrical angle θ re . The mechanical angular velocity ω rm is obtained by dividing the electrical angular velocity ω re by the motor pole logarithm p. The mechanical angular velocity ω rm is output to the current command value calculator 113 . The electrical angular velocity ω re is output to the non-interference control section 118 and the look-ahead compensation section 112 .

先読み補償部112は、電気角度θreと電気角速度ωreとを入力して、電気角速度ωreと制御系が持つ無駄時間との乗算値を電気角度θreに加算することにより、先読み補償後電気角θre'を算出する。先読み補償後電気角θre'は、座標変換器120に出力される。 The look-ahead compensator 112 inputs the electrical angle θ re and the electrical angular velocity ω re , and adds the product of the electrical angular velocity ω re and the dead time of the control system to the electrical angle θ re to obtain the post-compensation Calculate the electrical angle θ re '. The post-prediction compensated electrical angle θ re ′ is output to the coordinate converter 120 .

座標変換器108は、3相交流座標系(uvw軸)から直交2軸直流座標系(d-q軸)への変換を行う。具体的には、座標変換器108は、入力されるu相電流ius、v相電流ivs、及び電気角度θreと、上記式(1)で求まるw相電流iwsとから、以下式(2)を用いて座標変換処理を行うことによって、d軸電流idとq軸電流iqを算出する。 A coordinate converter 108 performs conversion from a three-phase AC coordinate system (uvw axes) to an orthogonal two-axis DC coordinate system (dq axes). Specifically, the coordinate converter 108 converts the input u-phase current i us , v-phase current i vs , and electrical angle θ re and the w-phase current i ws obtained by the above equation (1) into the following equation: The d-axis current i d and the q-axis current i q are calculated by performing coordinate transformation processing using (2).

Figure 0007225561000002
Figure 0007225561000002

電流指令値演算部113は、トルク指令値T*、モータ回転数(機械角速度ωrm)、及び、電源電圧(直流電圧)Vdcを入力とし、d軸電流指令値i* d、q軸電流指令値i* q、及びf軸電流指令値i* fを算出する。d軸電流指令値i* d、q軸電流指令値i* q、及びf軸電流指令値i* fは、トルク指令値T*、モータ回転数(機械角速度ωrm)、及び、電源電圧Vdcと、d軸電流指令値i* d、q軸電流指令値i* q、及びf軸電流指令値i* fの各々との関係を定めたマップデータを予め記憶しておき、当該マップデータを参照することにより求められる。 A current command value calculation unit 113 receives a torque command value T * , a motor rotation speed (mechanical angular velocity ω rm ), and a power supply voltage (DC voltage) Vdc , and calculates a d-axis current command value i * d and a q-axis current A command value i * q and an f-axis current command value i * f are calculated. The d-axis current command value i * d , the q-axis current command value i * q , and the f-axis current command value i * f are obtained from the torque command value T * , the motor rotation speed (mechanical angular velocity ωrm ), and the power supply voltage V Map data defining the relationship between dc and each of the d-axis current command value i * d , the q-axis current command value i * q , and the f-axis current command value i * f is stored in advance, and the map data It is obtained by referring to

d軸電流制御部114は、実際の電流(実電流)の計測値であるd軸電流idをd軸電流指令値i* dに定常偏差なく所望の応答性で追従させるための第1のd軸電圧指令値を算出して、電圧指令値演算部119に出力する。 A d-axis current control unit 114 controls a d-axis current id , which is a measured value of an actual current (actual current), to follow a d-axis current command value i * d with a desired response without steady-state deviation. A d-axis voltage command value is calculated and output to the voltage command value calculation unit 119 .

q軸電流制御部115は、実際の電流(実電流)の計測値であるq軸電流iqをq軸電流指令値i* qに定常偏差なく所望の応答性で追従させるための第1のq軸電圧指令値を算出して、電圧指令値演算部119に出力する。 A q-axis current control unit 115 controls a q-axis current i q , which is a measured value of an actual current (actual current), to follow a q-axis current command value i * q with a desired response without steady-state deviation. A q-axis voltage command value is calculated and output to the voltage command value calculation unit 119 .

f軸電流制御部116は、実際の電流(実電流)の計測値であるf軸電流ifをf軸電流指令値i* fに定常偏差なく所望の応答性で追従させるための第1のf軸電圧指令値を算出して、電圧指令値演算部119に出力する。 The f-axis current control unit 116 controls the f-axis current if, which is the measured value of the actual current (actual current), to follow the f-axis current command value i * f with desired responsiveness without steady-state deviation . The f-axis voltage command value is calculated and output to the voltage command value calculation unit 119 .

上記のd軸電流制御部114、q軸電流制御部115、及び、f軸電流制御部116は、d軸、q軸、及びf軸間の干渉電圧を相殺する制御(非干渉制御)が理想的に機能すれば、通常、1入力1出力の単純な特性(制御対象特性)となる。従って、本実施形態のd軸電流制御部114、q軸電流制御部115、及び、f軸電流制御部116は、簡単なPIフィードバック補償器、又は、いわゆるロバストモデルマッチング補償器のような公知の補償器により実現することができる。 Ideally, the d-axis current control unit 114, the q-axis current control unit 115, and the f-axis current control unit 116 cancel out interference voltages among the d-axis, q-axis, and f-axis (non-interference control). If it functions effectively, it usually has a simple characteristic of one input and one output (characteristics to be controlled). Therefore, the d-axis current control unit 114, the q-axis current control unit 115, and the f-axis current control unit 116 of the present embodiment are known as simple PI feedback compensators or so-called robust model matching compensators. It can be realized by a compensator.

電流推定値演算部117は、電流指令値演算部113から出力されるd軸電流指令値i* d、q軸電流指令値i* q、及び、f軸電流指令値i* fから、実電流の推定値であるd軸電流推定値id_ref、q軸電流推定値iq_ref、及びf軸電流推定値if_refと、d軸電流推定値の微分値(変化率)s・id_refと、f軸電流推定値の微分値(変化率)s・if_refとを算出する。電流推定値演算部117の詳細については後述する。 Current estimated value calculation unit 117 calculates actual current from d-axis current command value i * d , q-axis current command value i * q , and f-axis current command value i * f output from current command value calculation unit 113. d-axis current estimated value i d_ref , q-axis current estimated value i q_ref , f-axis current estimated value i f_ref , differential value (change rate) s i d_ref of the d-axis current estimated value, and f A differential value (rate of change) s· if_ref of the shaft current estimated value is calculated. The details of current estimated value calculator 117 will be described later.

非干渉制御部118は、入力されるd軸電流推定値id_refと、q軸電流推定値iq_refと、f軸電流推定値if_refと、d軸電流推定値の微分値s・id_refと、f軸電流推定値の微分値s・if_refと、電気角速度ωreとから、d軸、q軸、及びf軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧vd_dcpl、vq_dcpl、vf_dcplを算出する。非干渉制御部118の詳細については後述する。 The non-interference control unit 118 inputs the d-axis current estimated value id_ref , the q-axis current estimated value i q_ref , the f-axis current estimated value if_ref , and the differential value s· id_ref of the d-axis current estimated value. , the differential value s· if_ref of the f-axis current estimated value and the electrical angular velocity ω re , the non-interference voltages v d_dcpl and v q_dcpl required to cancel the interference voltages among the d-axis, q-axis, and f- axis , v f_dcpl . Details of the non-interference control unit 118 will be described later.

電圧指令値演算部119は、d軸電流制御部114、q軸電流制御部115、及び、f軸電流制御部116の各出力である第1のd軸電圧指令値、第1のq軸電圧指令値、及び、第1のf軸電圧指令値を、非干渉制御部118の出力である非干渉電圧vd_dcpl、vq_dcpl、vf_dcplを用いて補正(本実施形態では加算)する。そして、電圧指令値演算部119は、当該補正により得た、第2のd軸電圧指令値v* d、及び、第2のq軸電圧指令値v* qを座標変換器120に出力する。第2のf軸電圧指令値v* fはf軸電流出力部105に出力される。 A voltage command value calculation unit 119 calculates a first d-axis voltage command value and a first q-axis voltage, which are outputs of the d-axis current control unit 114, the q-axis current control unit 115, and the f-axis current control unit 116, respectively. The command value and the first f-axis voltage command value are corrected (added in this embodiment) using the non-interference voltages v d_dcpl , v q_dcpl and v f_dcpl output from the non-interference control unit 118 . Then, the voltage command value calculator 119 outputs the second d-axis voltage command value v * d and the second q-axis voltage command value v * q obtained by the correction to the coordinate converter 120 . The second f-axis voltage command value v * f is output to f-axis current output section 105 .

座標変換器120は、電気角速度ωreで回転する直交2軸直流座標系(d‐q軸)から3相交流座標系(uvw相)への変換を行う。具体的には、座標変換器120は、入力される第2のd軸電圧指令値v* d、第2のq軸電圧指令値v* q、及び、先読み補償後電気角θre'から、以下式(3)を用いて座標変換処理を行うことによって、uvw各相の電圧指令値v* u、v* v、v* wを算出する。 The coordinate converter 120 converts an orthogonal two-axis DC coordinate system (dq axes) rotating at an electrical angular velocity ω re to a three-phase AC coordinate system (uvw phase). Specifically, the coordinate converter 120 converts the input second d-axis voltage command value v * d , second q-axis voltage command value v * q , and post-prediction compensation electrical angle θ re ' into The voltage command values v * u , v * v , v * w for each phase of uvw are calculated by performing coordinate conversion processing using the following equation (3).

Figure 0007225561000003
Figure 0007225561000003

以上が本実施形態のモータ制御システム100が備える構成の概要である。なお、本実施形態では、上述した構成のうち、PWM変換器102、A/D変換器107、座標変換器108、パルスカウンタ110、角速度演算器111、先読み補償部112、電流指令値演算部113、d軸電流制御部114、q軸電流制御部115、f軸電流制御部116、電流推定値演算部117、非干渉制御部118、電圧指令値演算部119、座標変換器120は、少なくとも一つ以上のコントローラ10が備える一機能部として構成される。コントローラ10は、例えば、中央演算装置(CPU)、読み出し専用メモリ(ROM)、ランダムアクセスメモリ(RAM)、および、入出力インタフェース(I/Oインタフェース)から構成される。 The above is an overview of the configuration of the motor control system 100 of the present embodiment. In this embodiment, among the above-described configurations, the PWM converter 102, the A/D converter 107, the coordinate converter 108, the pulse counter 110, the angular velocity calculator 111, the look-ahead compensator 112, and the current command value calculator 113 , the d-axis current control unit 114, the q-axis current control unit 115, the f-axis current control unit 116, the current estimation value calculation unit 117, the non-interference control unit 118, the voltage command value calculation unit 119, and the coordinate converter 120 are at least one It is configured as one functional unit included in one or more controllers 10 . The controller 10 is composed of, for example, a central processing unit (CPU), a read only memory (ROM), a random access memory (RAM), and an input/output interface (I/O interface).

[非干渉制御部]
以下では、非干渉制御部18の詳細について説明する。まず、本実施形態の非干渉制御部18で用いられる電圧方程式について説明する。本発明の制御対象である巻線界磁型同期モータ101の電圧方程式は、以下式(4)で表される。
[Non-interference control part]
Details of the non-interference control unit 18 will be described below. First, the voltage equations used in the non-interference control unit 18 of this embodiment will be described. The voltage equation of the wound-field synchronous motor 101, which is the controlled object of the present invention, is represented by the following equation (4).

Figure 0007225561000004
Figure 0007225561000004

ただし、上記式(4)の各パラメータは、以下のとおりである。なお、式中のsはラプラス演算子である。
d : d軸電流
q : q軸電流
f : f軸電流
d : d軸電圧
q : q軸電圧
f : f軸電圧
d : d軸インダクタンス
q : q軸インダクタンス
f : f軸インダクタンス
M : 固定子/回転子間の相互インダクタンス
d' : d軸動的インダクタンス
q' : q軸動的インダクタンス
f' : f軸動的インダクタンス
M' : 固定子/回転子間の動的相互インダクタンス
a : 固定子巻線抵抗
f : 回転子巻線抵抗
ωre : 電気角速度
However, each parameter of the above formula (4) is as follows. Note that s in the formula is the Laplacian operator.
id : d-axis current iq: q -axis current if: f-axis current vd : d-axis voltage vq : q-axis voltage vf : f-axis voltage Ld : d-axis inductance Lq : q-axis inductance Lf : f-axis inductance M: mutual inductance between stator/rotor L d ': d-axis dynamic inductance L q ': q-axis dynamic inductance L f ': f-axis dynamic inductance M': stator/rotor Dynamic mutual inductance between R a : Stator winding resistance R f : Rotor winding resistance ω re : Electrical angular velocity

上記式(4)から、d軸、q軸、及びf軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧vd_dcpl、vq_dcpl、vf_dcplを求めると、次式(5)のとおりとなる。 The non-interference voltages v d_dcpl , v q_dcpl , and v f_dcpl required to cancel out the interference voltages among the d-axis, q-axis, and f-axis are obtained from the above equation (4) as shown in the following equation (5). Become.

Figure 0007225561000005
Figure 0007225561000005

ここで、非干渉電圧vd_dcpl、vq_dcpl、vf_dcplの算出に用いる電流について、従来のように実際値(電流センサ106による計測値)を用いると、当該計測値によるフィードバックループが形成され、安定性が低下してしまう。また、制御の安定性を確保するために当該フィードバックループに係る制御ゲインを下げると、応答性が犠牲となる。 Here, for the currents used to calculate the non-interference voltages v d_dcpl , v q_dcpl , and v f_dcpl , if actual values (values measured by the current sensor 106) are used as in the past, a feedback loop is formed by the measured values, and stability is achieved. sexuality declines. Further, if the control gain related to the feedback loop is lowered in order to ensure control stability, responsiveness is sacrificed.

そこで、本実施形態の非干渉制御部18は、上記式(5)の電流id、iq、ifを、電流推定値演算部117にて推定した電流推定値id_ref、iq_ref、if_refで置換する。すなわち、本実施形態にかかる非干渉電圧vd_dcpl、vq_dcpl、vf_dcplは、以下式(6)で表される。 Therefore, the non-interference control unit 18 of the present embodiment converts the currents id , iq , and if of the above equation (5) to current estimated values id_ref , iq_ref , and i Replace with f_ref . That is, the non-interference voltages v d_dcpl , v q_dcpl , and v f_dcpl according to this embodiment are represented by Equation (6) below.

Figure 0007225561000006
Figure 0007225561000006

上記式(6)で算出された非干渉電圧vd_dcpl、vq_dcpl、vf_dcplは、電圧指令値演算部119に出力される。すなわち、本実施形態の非干渉電圧は、フィードバックループを形成する実際値からではなく、フィードバックループを要しない推定値(電流推定値id_ref、iq_ref、if_ref)から算出される。 The non-interference voltages v d_dcpl , v q_dcpl , and v f_dcpl calculated by Equation (6) above are output to the voltage command value calculator 119 . That is, the non-interference voltages in this embodiment are calculated not from actual values forming a feedback loop, but from estimated values (current estimated values id_ref , iq_ref , if_ref ) that do not require a feedback loop.

[電流推定値演算部]
以下では、電流推定値演算部117が行うd軸、q軸、及びf軸の電流推定値id_ref、iq_ref、if_refの算出方法について説明する。d軸、q軸、及びf軸間の干渉電圧を相殺する非干渉制御が理想的に機能すれば、各軸は1入力1出力の単純な制御対象となる。
[Current estimated value calculator]
A method of calculating the d-axis, q-axis, and f-axis current estimation values id_ref , iq_ref , and if_ref performed by the current estimation value calculation unit 117 will be described below. If non-interference control that cancels interference voltages among the d-axis, q-axis, and f-axis functions ideally, each axis becomes a simple control target with one input and one output.

まず、d軸電流推定値の算出方法について、図2を参照して説明する。 First, a method for calculating the d-axis current estimated value will be described with reference to FIG.

図2は、本実施形態の電流推定値演算部117におけるd軸電流推定値の算出方法を示すブロック図である。 FIG. 2 is a block diagram showing a method of calculating the d-axis current estimated value in the current estimated value calculator 117 of this embodiment.

電流推定値演算部117のd軸電流推定値の算出に係る部分は、d軸電流F/B(フィードバック)モデル202とd軸モデル201とから構成される。 A part related to the calculation of the d-axis current estimated value of the current estimated value calculator 117 is composed of a d-axis current F/B (feedback) model 202 and a d-axis model 201 .

d軸モデル201は、後述するd軸電流F/Bモデル202から出力されるd軸電圧推定値を入力として、d軸電圧からd軸電流までの特性をモデル化したd軸モデルによるフィルタリング処理を行い、d軸電流推定値id_refと、d軸電流推定値の微分値s・id_refとを出力する。詳細は図3を参照して説明する。 The d-axis model 201 receives as input a d-axis voltage estimated value output from a d-axis current F/B model 202, which will be described later, and performs filtering processing using a d-axis model that models characteristics from the d-axis voltage to the d-axis current. and output the d-axis current estimate id_ref and the differential value s· id_ref of the d-axis current estimate. Details will be described with reference to FIG.

図3は、d軸モデル201の詳細を示すブロック図である。d軸モデル201は、乗算器301と、減算器302と、除算器303と、積分器304と、を含んで構成される。 FIG. 3 is a block diagram showing details of the d-axis model 201. As shown in FIG. A d-axis model 201 includes a multiplier 301 , a subtractor 302 , a divider 303 and an integrator 304 .

乗算器301は、積分器304の出力であるd軸電流推定値id_refに固定子巻線抵抗Raを乗算して、得た値を減算器302に出力する。 Multiplier 301 multiplies the d-axis current estimated value id_ref output from integrator 304 by stator winding resistance R a and outputs the obtained value to subtractor 302 .

減算器302は、d軸電圧推定値から乗算器301の出力値を減算して、算出した値を除算器303に出力する。 Subtractor 302 subtracts the output value of multiplier 301 from the d-axis voltage estimated value and outputs the calculated value to divider 303 .

除算器303は、減算器302の出力値をd軸動的インダクタンスLd'で除算してd軸電流推定値の微分値s・id_refを算出する。d軸電流推定値の微分値s・id_refは、積分器304と、非干渉制御部118とに出力される。 A divider 303 divides the output value of the subtractor 302 by the d-axis dynamic inductance L d ' to calculate a differential value s· id_ref of the d-axis current estimated value. The differential value s· id_ref of the d-axis current estimated value is output to the integrator 304 and the non-interference control section 118 .

積分器304は、d軸電流推定値の微分値s・id_refを積分処理することによりd軸電流推定値id_refを算出する。d軸電流推定値id_refは、乗算器301と、非干渉制御部118とに出力される。このように、積分器304の出力を電流推定値とするとともに、積分器304の入力を電流推定値の微分値として取得可能に構成することにより、電流推定値の微分値を容易に求めることができる。 The integrator 304 calculates the d-axis current estimated value id_ref by integrating the differentiated value s·id_ref of the d-axis current estimated value. The d-axis current estimated value i d_ref is output to multiplier 301 and non-interference control section 118 . In this way, the output of the integrator 304 is used as the estimated current value, and the input of the integrator 304 is configured to be obtainable as the differential value of the estimated current value, whereby the differential value of the estimated current value can be easily obtained. can.

d軸電流F/Bモデル202(図2参照)は、d軸電流指令値i* dと、上述のd軸モデル201の出力であるd軸電流推定値id_refを入力として、d軸電流指令値i* dにd軸電流推定値id_refを定常偏差なく所望の応答性で追従させるためのd軸電圧推定値を算出して、d軸モデル201に出力する。詳細は、図4を参照して説明する。 The d-axis current F/B model 202 (see FIG. 2) receives the d-axis current command value i * d and the d-axis current estimated value id_ref , which is the output of the d-axis model 201, and generates the d-axis current command A d-axis voltage estimation value is calculated so that the d-axis current estimation value id_ref follows the value i * d with a desired response without a steady-state error, and is output to the d-axis model 201 . Details will be described with reference to FIG.

図4は、d軸電流F/Bモデル202の詳細を示すブロック図である。d軸電流F/Bモデル202は、乗算器401、402と、減算器403と、を含んで構成される。 FIG. 4 is a block diagram showing details of the d-axis current F/B model 202. As shown in FIG. The d-axis current F/B model 202 includes multipliers 401 and 402 and a subtractor 403 .

乗算器401は、電流指令値演算部113から出力されるd軸電流指令値i* dにゲインGadを乗算し、算出した値を減算器403に出力する。ゲインGadは、下記式(7)で表される。 Multiplier 401 multiplies the d-axis current command value i * d output from current command value calculation section 113 by gain Gad and outputs the calculated value to subtractor 403 . The gain G ad is represented by the following formula (7).

乗算器402は、d軸モデル201から出力されるd軸電流推定値i* d_refにゲインGbdを乗算し、算出した値を減算器403に出力する。ゲインGbdは、下記式(7)で表される。 Multiplier 402 multiplies the d-axis current estimated value i * d_ref output from d-axis model 201 by gain G bd and outputs the calculated value to subtractor 403 . The gain G bd is represented by the following formula (7).

Figure 0007225561000007
Figure 0007225561000007

ただし、式(7)中のτmは、d軸の電流制御規範応答時定数、すなわち、実現したい所望の応答特性に相当する時定数である。 However, τ m in equation (7) is the d-axis current control reference response time constant, that is, the time constant corresponding to the desired response characteristic to be realized.

そして、減算器403は、乗算器401の出力値から乗算器402の出力値を減算することによりd軸電圧推定値を算出して、上述のd軸モデル201に出力する。 Subtractor 403 calculates a d-axis voltage estimated value by subtracting the output value of multiplier 402 from the output value of multiplier 401, and outputs the estimated value to d-axis model 201 described above.

続いて、q軸電流推定値の算出方法について説明する。 Next, a method for calculating the q-axis current estimated value will be described.

図5は、本実施形態の電流推定値演算部117におけるq軸電流推定値の算出方法を示すブロック図である。電流推定値演算部117のq軸電流推定値の算出に係る部分は、q軸電流F/Bモデル502とq軸モデル501とから構成される。 FIG. 5 is a block diagram showing a method of calculating the q-axis current estimated value in the current estimated value calculator 117 of this embodiment. A portion related to the calculation of the q-axis current estimate of the current estimate calculator 117 is composed of a q-axis current F/B model 502 and a q-axis model 501 .

q軸モデル501は、後述するq軸電流F/Bモデル502から出力されるq軸電圧推定値を入力として、q軸電圧からq軸電流までの特性をモデル化したモデル(q軸モデル)によるフィルタリング処理を行い、q軸電流推定値iq_refを出力する。詳細は、図6を参照して説明する。 The q-axis model 501 is based on a model (q-axis model) that models the characteristics from the q-axis voltage to the q-axis current with the q-axis voltage estimated value output from the q-axis current F/B model 502 described later as an input. Filtering is performed, and the q-axis current estimated value i q_ref is output. Details will be described with reference to FIG.

図6は、q軸モデル501の詳細を示すブロック図である。q軸モデル501は、乗算器601と、減算器602と、除算器603と、積分器604と、を含んで構成される。 FIG. 6 is a block diagram showing details of the q-axis model 501. As shown in FIG. A q-axis model 501 includes a multiplier 601 , a subtractor 602 , a divider 603 and an integrator 604 .

乗算器601は、積分器604の出力であるq軸電流推定値iq_refに固定子巻線抵抗Raを乗算して、算出した値を減算器602に出力する。 Multiplier 601 multiplies the estimated q-axis current value i q_ref output from integrator 604 by stator winding resistance R a and outputs the calculated value to subtractor 602 .

減算器602は、q軸電圧推定値から乗算器301の出力値を減算して、算出した値を除算器603に出力する。 Subtractor 602 subtracts the output value of multiplier 301 from the q-axis voltage estimate value and outputs the calculated value to divider 603 .

除算器603は、減算器602の出力値をq軸動的インダクタンスLq'で除算してq軸電流推定値の微分値s・iq_refを算出し、積分器604に出力する。 The divider 603 divides the output value of the subtractor 602 by the q-axis dynamic inductance L q ′ to calculate the differential value s·i q_ref of the q-axis current estimated value and outputs it to the integrator 604 .

積分器604は、q軸電流推定値の微分値s・iq_refを積分処理することによりq軸電流推定値iq_refを算出する。q軸電流推定値iq_refは、乗算器601と、非干渉制御部118とに出力される。 The integrator 604 calculates the q-axis current estimate value i q_ref by integrating the differentiated value s·i q_ref of the q-axis current estimate value. The q-axis current estimated value i q_ref is output to multiplier 601 and non-interference control section 118 .

q軸電流F/Bモデル502(図5参照)は、q軸電流指令値i* qと、上述のq軸モデル501の出力であるq軸電流推定値iq_refを入力として、q軸電流指令値i* qにq軸電流推定値iq_refを定常偏差なく所望の応答性で追従させるためのq軸電圧推定値を算出して、q軸モデル501に出力する。詳細は、図7を参照して説明する。 The q-axis current F/B model 502 (see FIG. 5) inputs the q-axis current command value i * q and the q-axis current estimated value i q_ref that is the output of the q-axis model 501 described above, and generates the q-axis current command A q - axis voltage estimation value is calculated so that the q-axis current estimation value i q_ref follows the value i* q with a desired response without a steady-state error, and is output to the q-axis model 501 . Details will be described with reference to FIG.

図7は、q軸電流F/Bモデル502の詳細を示すブロック図である。q軸電流F/Bモデル502は、乗算器701、702と、減算器703と、を含んで構成される。 FIG. 7 is a block diagram showing details of the q-axis current F/B model 502. As shown in FIG. A q-axis current F/B model 502 includes multipliers 701 and 702 and a subtractor 703 .

乗算器701は、電流指令値演算部113から出力されるq軸電流指令値i* qにゲインGaqを乗算し、算出した値を減算器703に出力する。ゲインGaqは、下記式(8)で表される。 Multiplier 701 multiplies the q-axis current command value i * q output from current command value calculation section 113 by gain G aq and outputs the calculated value to subtractor 703 . The gain G aq is represented by the following formula (8).

乗算器702は、q軸モデル501から出力されるq軸電流推定値i* q_refにゲインGbqを乗算し、算出した値を減算器703に出力する。ゲインGbqは、下記式(8)で表される。 Multiplier 702 multiplies the q-axis current estimated value i * q_ref output from q-axis model 501 by gain G bq and outputs the calculated value to subtractor 703 . The gain G bq is represented by the following formula (8).

Figure 0007225561000008
Figure 0007225561000008

ただし、上記式(7)と同様、式(8)中のτmは、q軸の電流制御規範応答時定数である。 However, τ m in Equation (8) is the q-axis current control reference response time constant, as in Equation (7) above.

減算器703は、乗算器701の出力値から乗算器702の出力値を減算することによりq軸電圧推定値を算出して、上述のq軸モデル501に出力する。 Subtractor 703 calculates the q-axis voltage estimation value by subtracting the output value of multiplier 702 from the output value of multiplier 701, and outputs it to q-axis model 501 described above.

続いて、f軸電流推定値の算出方法について説明する。 Next, a method for calculating the f-axis current estimated value will be described.

図8は、本実施形態の電流推定値演算部117におけるf軸電流推定値の算出方法を示すブロック図である。電流推定値演算部117のf軸電流推定値の算出に係る部分は、f軸電流F/Bモデル802と、リミット関数803と、f軸モデル801とから構成される。 FIG. 8 is a block diagram showing a method of calculating the f-axis current estimated value in the current estimated value calculator 117 of this embodiment. A part related to the calculation of the f-axis current estimated value of the current estimated value calculator 117 is composed of an f-axis current F/B model 802 , a limit function 803 and an f-axis model 801 .

f軸モデル801は、後述するリミット関数803から出力されるリミット処理後f軸電圧推定値を入力として、f軸電圧からf軸電流までの特性をモデル化したモデル(f軸モデル)によるフィルタリング処理を行い、f軸電流推定値if_refと、f軸電流推定値の微分値s・iq_refとを出力する。詳細は図9を参照して説明する。 The f-axis model 801 receives an estimated f-axis voltage after limit processing output from a limit function 803 (to be described later), and performs filtering processing using a model (f-axis model) that models characteristics from the f-axis voltage to the f-axis current. to output the f-axis current estimation value i f_ref and the differential value s·i q_ref of the f-axis current estimation value. Details will be described with reference to FIG.

図9は、f軸モデル801の詳細を示すブロック図である。f軸モデル801は、所定のゲインと、減算器902と、積分器904とで構成される。所定のゲインとは、本実施形態では乗算器901と、除算器903とを含んで構成される。 FIG. 9 is a block diagram showing details of the f-axis model 801. As shown in FIG. The f-axis model 801 is composed of a predetermined gain, a subtractor 902 and an integrator 904 . The predetermined gain includes a multiplier 901 and a divider 903 in this embodiment.

乗算器901は、積分器904の出力であるf軸電流推定値if_refに固定子巻線抵抗Rfを乗算して、得た値を減算器902に出力する。 Multiplier 901 multiplies the estimated f-axis current value if_ref, which is the output of integrator 904 , by stator winding resistance R f , and outputs the obtained value to subtractor 902 .

減算器902は、リミット関数803から出力されるリミット処理後f軸電圧推定値から乗算器901の出力値を減算して、算出した値を除算器903に出力する。 Subtractor 902 subtracts the output value of multiplier 901 from the post-limiting f-axis voltage estimated value output from limit function 803 and outputs the calculated value to divider 903 .

除算器903は、減算器902の出力値をf軸動的インダクタンスLf'で除算してf軸電流推定値の微分値s・if_refを算出する。f軸電流推定値の微分値s・if_refは、積分器904と、非干渉制御部118とに出力される。 A divider 903 divides the output value of the subtractor 902 by the f-axis dynamic inductance L f ′ to calculate the differential value s· if_ref of the f-axis current estimated value. The differential value s· if_ref of the f-axis current estimated value is output to the integrator 904 and the non-interference control section 118 .

積分器904は、f軸電流推定値の微分値s・if_refを積分処理することによりf軸電流推定値if_refを算出する。f軸電流推定値if_refは、乗算器901と、非干渉制御部118とに出力される。このように、積分器904の出力を電流推定値とするとともに、積分器904の入力を電流推定値の微分値として取得可能に構成することにより、電流推定値の微分値を容易に求めることができる。 The integrator 904 calculates the f-axis current estimated value if_ref by integrating the differential value s·if_ref of the f-axis current estimated value. The f-axis current estimated value i f_ref is output to multiplier 901 and non-interference control section 118 . In this manner, the output of the integrator 904 is used as the estimated current value, and the input of the integrator 904 is configured to be obtainable as the differential value of the estimated current value, whereby the differential value of the estimated current value can be easily obtained. can.

f軸電流F/Bモデル802(図8参照)は、f軸電流指令値i* fと、上述のf軸モデル801の出力であるf軸電流推定値if_refを入力として、f軸電流指令値i* fにf軸電流推定値if_refを定常偏差なく所望の応答性で追従させるためのf軸電圧推定値を算出し、リミット関数803に出力する。詳細は、図10を参照して説明する。 The f-axis current F/B model 802 (see FIG. 8) receives the f-axis current command value i * f and the f-axis current estimated value if_ref , which is the output of the f-axis model 801, and generates the f-axis current command An f - axis voltage estimation value is calculated so that the f-axis current estimation value if_ref follows the value i* f with a desired response without a steady-state error, and is output to the limit function 803 . Details will be described with reference to FIG.

図10は、f軸電流F/Bモデル802の詳細を示すブロック図である。f軸電流F/Bモデル802は、乗算器1001、1002と、減算器1003と、を含んで構成される。 FIG. 10 is a block diagram showing details of the f-axis current F/B model 802. As shown in FIG. An f-axis current F/B model 802 includes multipliers 1001 and 1002 and a subtractor 1003 .

乗算器1001は、電流指令値演算部113から出力されるf軸電流指令値i* fにゲインGafを乗算し、算出した値を減算器1003に出力する。ゲインGafは、下記式(9)で表される。 Multiplier 1001 multiplies f-axis current command value i * f output from current command value calculation section 113 by gain G af and outputs the calculated value to subtractor 1003 . The gain G af is represented by the following formula (9).

乗算器1002は、f軸モデル801から出力されるf軸電流推定値i* f_refにゲインGbqを乗算し、算出した値を減算器1003に出力する。ゲインGbfは、下記式(9)で表される。 Multiplier 1002 multiplies f-axis current estimated value i * f_ref output from f-axis model 801 by gain G bq and outputs the calculated value to subtractor 1003 . The gain G bf is represented by the following formula (9).

Figure 0007225561000009
Figure 0007225561000009

ただし、式(9)中のτmは、f軸の電流制御規範応答時定数、すなわち、実現したい所望の応答特性に相当する時定数である。 However, τ m in equation (9) is the f-axis current control reference response time constant, that is, the time constant corresponding to the desired response characteristic to be realized.

減算器1003は、乗算器1001の出力値から乗算器1002の出力値を減算することによりf軸電圧指令値を算出して、リミット関数803に出力する。 Subtractor 1003 calculates an f-axis voltage command value by subtracting the output value of multiplier 1002 from the output value of multiplier 1001 and outputs the f-axis voltage command value to limit function 803 .

リミット関数803は、f軸電流F/Bモデル802(減算器1003)の出力値を所定の飽和関数でリミット処理し、リミット処理後f軸電圧推定値を出力する。本実施形態の飽和関数の上限値と下限値は以下の通りである。すなわち、上限値には、電源電圧Vdcからf軸非干渉電圧vf_dcplを減算した値が設定される(上限値=Vdc-vf_dcpl)。下限値には、-電源電圧Vdcからf軸非干渉電圧vf_dcplを減算した値が設定される(下限値=-Vdc-vf_dcpl)。 A limit function 803 limits the output value of the f-axis current F/B model 802 (subtractor 1003) with a predetermined saturation function, and outputs the f-axis voltage estimated value after the limit process. The upper and lower limits of the saturation function of this embodiment are as follows. That is, the upper limit value is set to a value obtained by subtracting the f-axis non-interference voltage v f_dcpl from the power supply voltage Vdc (upper limit value=V dc −v f_dcpl ). The lower limit value is set to a value obtained by subtracting the f-axis non-interference voltage v f_dcpl from the −power supply voltage V dc (lower limit value=−V dc −v f_dcpl ).

上下限値がこのように設定されることにより、後段の電圧指令値演算部119において第1のf軸電圧指令値に非干渉電圧vf_dcplが加算されても、算出された値が電源電圧Vdcに対して飽和してしまうことを回避することができる。また、上述のような飽和関数を用いることにより、f軸電圧の飽和の有無を判定する手段や、f軸電圧の飽和の有無に応じてフィルタを切替えるフィルタ切替え手段等を要さずに、適切なf軸電圧推定値を算出することができる。 By setting the upper and lower limit values in this manner, even if the non-interference voltage v f_dcpl is added to the first f-axis voltage command value in the voltage command value calculation section 119 in the subsequent stage, the calculated value is the power supply voltage V Saturation with respect to dc can be avoided. In addition, by using the saturation function as described above, it is possible to obtain an appropriate value without using means for determining whether the f-axis voltage is saturated or filter switching means for switching filters depending on whether the f-axis voltage is saturated or not. f-axis voltage estimated value can be calculated.

以下では、これまで説明した一実施形態のモータ制御方法を適用した一制御周期の流れを、図11を参照して説明する。 Below, the flow of one control cycle to which the motor control method of one embodiment described so far is applied will be described with reference to FIG.

図11は、一実施形態のモータ制御方法を示すフローチャートである。図11で示す開始から終了までにかかる一制御周期は、モータ制御システム100が起動している間、一定の間隔で常時実行するように上記のコントローラ10にプログラムされている。 FIG. 11 is a flowchart illustrating a motor control method of one embodiment. One control cycle from the start to the end shown in FIG. 11 is programmed in the controller 10 so that it is always executed at regular intervals while the motor control system 100 is running.

ステップS11では、コントローラ10(パルスカウンタ110、A/D変換器107)は、ABZパルスに基づいて電気角度θreを算出するとともに、取得したu、v相の電流iu、iv、及び、回転子巻線を流れるf軸電流ifから、デジタル信号としての電流ius、ivs、ifsを検出する。 In step S11, the controller 10 (pulse counter 110, A/D converter 107) calculates the electrical angle θ re based on the ABZ pulse, and the acquired u- and v-phase currents i u , iv and Currents i us , i vs , and ifs as digital signals are detected from the f-axis current if flowing through the rotor windings.

ステップS12では、コントローラ10(角速度演算器111)は、入力される電気角度θreの時間変化率から、電気角速度ωreと機械角速度ωrmとを算出する。 In step S12, the controller 10 (angular velocity calculator 111) calculates an electrical angular velocity ω re and a mechanical angular velocity ω rm from the time rate of change of the input electrical angle θ re .

ステップS13では、コントローラ10(先読み補償部112)は、電気角度θreと電気角速度ωreとから、制御系が持つ無駄時間が考慮された先読み補償後電気角θre'を算出する。 In step S13, the controller 10 (look-ahead compensator 112) calculates a post-read-ahead compensated electrical angle θ re ' that takes into consideration the dead time of the control system from the electrical angle θ re and the electrical angular velocity ω re .

ステップS14では、コントローラ10(座標変換器108)は、u、v、w各相の電流ius、ivs、iws、及び電気角度θreから、d、q軸電流id、iqを算出する。 In step S14, the controller 10 (coordinate converter 108) calculates the d- and q-axis currents id and iq from the currents ius, ivs and iws of the u , v and w phases and the electrical angle θre . calculate.

ステップS15では、コントローラ10(電流指令値演算部113)は、トルク指令値T*、モータ回転数(機械角速度ωrm)、及び、電源電圧Vdcから、d軸電流指令値i* d、q軸電流指令値i* q、及びf軸電流指令値i* fを算出する。 In step S15 , the controller 10 (current command value calculation unit 113 ) calculates d- axis current command values i * d , q Axis current command value i * q and f-axis current command value i * f are calculated.

ステップS16では、コントローラ10(d軸電流制御部114、q軸電流制御部115、f軸電流制御部116)は、d、q、f軸電流id、iq、ifをd、q、f軸電流指令値i* d、i* q、i* fに定常偏差なく所望の応答性で追従させるためのd、q、f軸各相の第1の電圧指令値を算出する。 In step S16, the controller 10 (d-axis current control unit 114, q-axis current control unit 115, f-axis current control unit 116) converts d, q, f-axis currents i d , i q , and if to d, q, A first voltage command value for each of the d-, q-, and f-axis phases is calculated for following the f-axis current command values i * d , i * q , and i * f with desired responsiveness without steady-state deviation.

ステップS17では、コントローラ10(電流推定値演算部117)は、d、q、f軸電流指令値i* d、i* q、i* fから、実電流の推定値であるd、q、f軸電流推定値id_ref、iq_ref、if_refと、d、f軸電流推定値の微分値s・id_ref、s・if_refとを算出する。 In step S17 , the controller 10 (current estimated value calculation unit 117) calculates actual current estimated values d, q , f Axis current estimated values id_ref , iq_ref , and if_ref , and differential values s· id_ref and s· if_ref of the d and f axis current estimated values are calculated.

ステップS18では、コントローラ10(非干渉制御部118)は、d、q、f軸電流推定値id_ref、iq_ref、if_refと、d、f軸電流推定値の微分値s・id_ref、s・if_refと、電気角速度ωreとから、d軸、q軸、及びf軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧vd_dcpl、vq_dcpl、vf_dcplを算出する。 In step S18, the controller 10 (non-interference control unit 118) generates the d, q, and f-axis current estimated values id_ref , iq_ref , and if_ref , and the differential values s· id_ref and s of the d, f-axis current estimated values. - Non-interference voltages v d_dcpl , v q_dcpl , and v f_dcpl required to cancel the interference voltages among the d-, q-, and f-axes are calculated from if_ref and electrical angular velocity ω re .

ステップS19では、コントローラ10(電圧指令値演算部119)は、d、q、f各軸の第1の電圧指令値を、非干渉電圧vd_dcpl、vq_dcpl、vf_dcplを用いて補正することにより、d、q、f各軸の第2の電圧指令値v* d、v* q、v* fを算出する。 In step S19, the controller 10 (voltage command value calculation unit 119) corrects the first voltage command values for each of the d, q, and f axes using the non-interference voltages v d_dcpl , v q_dcpl , and v f_dcpl . , d, q, and f, the second voltage command values v * d , v * q , and v * f are calculated.

そして、ステップS20では、コントローラ10(座標変換器120)は、d軸電圧指令値v* d、第2のq軸電圧指令値v* q、及び、先読み補償後電気角θre'から、uvw各相の電圧指令値v* u、v* v、v* wを算出する。 Then, in step S20 , the controller 10 (coordinate converter 120) converts uvw Calculate voltage command values v * u , v * v , and v * w for each phase.

以上が本実施形態のモータ制御方法による制御フローの概要である。以下では、図12~14を参照して、本実施形態のモータ制御方法による作用効果について説明する。 The above is the overview of the control flow according to the motor control method of the present embodiment. 12 to 14, the effects of the motor control method of this embodiment will be described below.

図12は、本実施形態のモータ制御方法による制御結果を示すタイムチャートである。横軸は時間を表し、縦軸は、左側の上から順に、d軸電流[A]、q軸電流[A]、及び、f軸電流[A]を表し、右側の上から順に、d軸電圧[V]、q軸電圧[V]、及びf軸電圧[V]を表している。図中の破線は電流指令値を示している。そして、この電流指令値に対する実電流の応答を、本実施形態は実線で、従来技術による制御(従来例)は点線で示している。なお、本例においては、図右側のf軸電圧[V]に示すとおり、f軸電圧は電源電圧に対して飽和していない。 FIG. 12 is a time chart showing control results by the motor control method of this embodiment. The horizontal axis represents time, the vertical axis represents d-axis current [A], q-axis current [A], and f-axis current [A] in order from the left side, and d-axis in order from the right side. Voltage [V], q-axis voltage [V], and f-axis voltage [V] are shown. A dashed line in the figure indicates the current command value. The response of the actual current to this current command value is indicated by a solid line in this embodiment, and by a dotted line in the conventional control (conventional example). In this example, as shown by the f-axis voltage [V] on the right side of the figure, the f-axis voltage is not saturated with respect to the power supply voltage.

上述したとおり、従来例では、非干渉電圧を電流の実際値に基づくフィードバック制御により算出する。これに対して、本実施形態では、非干渉電圧を電流指令値から算出した電流推定値に基づいて算出する。 As described above, in the conventional example, the non-interference voltage is calculated by feedback control based on the actual current value. In contrast, in the present embodiment, the non-interference voltage is calculated based on the current estimated value calculated from the current command value.

ただし、従来例では、実際値に基づくフィードバックループ系が形成されるので、制御の安定性が低下する。従って、図12で示すタイムチャートでは、従来例のフィードバックループ系が有する制御ゲインを下げることにより従来例の制御の安定性を本実施形態と等価となるように設定した上で比較している。 However, in the conventional example, since a feedback loop system based on actual values is formed, the stability of control deteriorates. Therefore, in the time chart shown in FIG. 12, the control gain of the feedback loop system of the conventional example is lowered so that the control stability of the conventional example is set to be equivalent to that of the present embodiment.

時刻t1では、トルク指令値T*がステップで入力されることに伴い、点線で示すd、q、f軸電流指令値i* d、i* q、i* fがステップ的に変化する。 At time t1, the d, q, and f-axis current command values i * d , i * q , and i * f indicated by the dotted lines change stepwise as the torque command value T * is input in steps.

時刻t2では、d、q、f軸電流が、d、q、f軸電流指令値i* d、i* q、i* fを目標に収束していく。しかしながら、従来例では、制御の安定性の低下分を制御ゲインを下げることで補っているため、電流指令値に対する応答(追従)が遅くなっている。 At time t2, the d-, q-, and f-axis currents converge to the target d, q, and f-axis current command values i * d , i * q , and i * f . However, in the conventional example, the decrease in control stability is compensated for by lowering the control gain, so the response (following) to the current command value is slow.

一方、本実施形態では、電流の実際値を用いずに非干渉電圧を算出しており、従来例のようなフィードバックループ系が構成されない。その結果、電流制御における制御ゲインを下げる必要がないので、電流指令値に対する応答を従来例に比べて早くすることができる。 On the other hand, in this embodiment, the non-interference voltage is calculated without using the actual value of the current, and a feedback loop system like the conventional example is not configured. As a result, since it is not necessary to lower the control gain in the current control, the response to the current command value can be made faster than in the conventional example.

続いて、本実施形態において、f軸電流推定値の算出にf軸電圧の飽和が考慮されることの効果について説明する。まず、図13を参照してf軸電圧の飽和を考慮しないことの課題について説明する。 Next, the effect of considering the saturation of the f-axis voltage in calculating the f-axis current estimated value in the present embodiment will be described. First, with reference to FIG. 13, the problem of not considering the saturation of the f-axis voltage will be described.

図13は、f軸電圧の飽和を考慮しない場合の制御結果を示すタイムチャートである。図12と同様、横軸は時間を表し、縦軸は、左側の上から順に、d軸電流[A]、q軸電流[A]、及び、f軸電流[A]を表し、右側の上から順に、d軸電圧[V]、q軸電圧[V]、及びf軸電圧[V]を表している。図中の破線は電流指令値を示し、点線は電流推定値を示し、実線はf軸電圧の飽和を考慮しない場合の実電流の挙動を示している。 FIG. 13 is a time chart showing control results when saturation of the f-axis voltage is not considered. As in FIG. 12, the horizontal axis represents time, the vertical axis represents d-axis current [A], q-axis current [A], and f-axis current [A] from the top on the left, and the top on the right d-axis voltage [V], q-axis voltage [V], and f-axis voltage [V] are shown in this order. In the figure, the dashed line indicates the current command value, the dotted line indicates the current estimated value, and the solid line indicates the behavior of the actual current when the saturation of the f-axis voltage is not considered.

時刻t1では、トルク指令値T*がステップで入力されることに伴い、点線で示すd、q、f軸電流指令値i* d、i* q、i* fがステップ的に変化する。 At time t1, the d, q, and f-axis current command values i * d , i * q , and i * f indicated by the dotted lines change stepwise as the torque command value T * is input in steps.

時刻t2では、f軸電圧vfが電源電圧Vdcを上限として制限されるため、f軸電圧の飽和を考慮していないf軸電流推定値it_refに対するf軸電流ifの応答が遅いことが分かる。すなわち、f軸電圧の飽和を考慮していないf軸電流推定値it_refを用いて算出された非干渉電圧vd_dcpl、vq_dcplでは、f軸電圧の飽和時においてd、q、及びf軸間の干渉電圧を適切に相殺することができない。その結果、本例では、q軸電流において実電流のオーバーシュートが発生してしまう。 At time t2, the f-axis voltage v f is limited to the power supply voltage V dc as the upper limit, so the response of the f-axis current i f to the f-axis current estimated value i t_ref that does not consider the saturation of the f-axis voltage is slow. I understand. That is, in the non-interference voltages v d_dcpl and v q_dcpl calculated using the f-axis current estimation value i t_ref that does not consider the saturation of the f-axis voltage, the d, q, and f-axes interference voltages cannot be canceled properly. As a result, in this example, overshoot of the actual current occurs in the q-axis current.

時刻t3、t4においても、q軸電流の実電流が電流指令値(定常値)に収束できていないことが分かる。 It can be seen that the actual q-axis current has not converged to the current command value (steady value) at times t3 and t4 as well.

これに対して、f軸電流推定値の算出にf軸電圧の飽和を考慮する本実施形態の制御結果について、図14を参照して説明する。 On the other hand, the control result of the present embodiment in which saturation of the f-axis voltage is considered in calculating the f-axis current estimated value will be described with reference to FIG.

図14は、f軸電圧の飽和を考慮する本実施形態の制御結果を示すタイムチャートである。横軸は時間を表し、縦軸は、左側の上から順に、d軸電流[A]、q軸電流[A]、及び、f軸電流[A]を表し、右側の上から順に、d軸電圧[V]、q軸電圧[V]、及びf軸電圧[V]を表している。図中の破線は電流指令値を示し、点線は電流推定値を示し、実線はf軸電圧の飽和を考慮する本実施形態の実電流の挙動を示している。 FIG. 14 is a time chart showing the control result of this embodiment considering the saturation of the f-axis voltage. The horizontal axis represents time, the vertical axis represents d-axis current [A], q-axis current [A], and f-axis current [A] in order from the left side, and d-axis in order from the right side. Voltage [V], q-axis voltage [V], and f-axis voltage [V] are shown. In the figure, the dashed line indicates the current command value, the dotted line indicates the current estimated value, and the solid line indicates the behavior of the actual current in this embodiment considering the saturation of the f-axis voltage.

時刻t1では、トルク指令値T*がステップで入力されることに伴い、点線で示すd、q、f軸電流指令値i* d、i* q、i* fがステップで立ち上がる。 At time t1, the d, q, and f-axis current command values i * d , i * q , and i * f indicated by dotted lines rise stepwise as the torque command value T * is input in steps.

時刻t2では、f軸電圧vfが電源電圧Vdcを上限として制限される。しかしながら、本実施形態では、f軸電流推定値if_refの算出にf軸電圧の飽和が考慮されるので(リミット関数803参照)、f軸電流がf軸電流推定値if_refに一致しているのが分かる。すなわち、本実施形態では、f軸電圧の飽和を考慮して算出されたf軸電流推定値if_refを用いて非干渉電圧vd_dcpl、vq_dcplが算出されるので、f軸電圧の飽和時においてもd、q、及びf軸間の干渉電圧を適切に相殺することができる。 At time t2, the f-axis voltage vf is limited with the power supply voltage Vdc as the upper limit. However, in this embodiment, since the f-axis voltage saturation is taken into account in calculating the f-axis current estimated value if_ref (see the limit function 803), the f-axis current matches the f-axis current estimated value if_ref . I understand. That is, in the present embodiment, the non - interference voltages v d_dcpl and v q_dcpl are calculated using the f-axis current estimated value if_ref calculated considering the saturation of the f-axis voltage. can also properly cancel the interference voltages between the d, q, and f axes.

これにより、オーバーシュートやアンダーシュートにより応答性を損なうことなく、d、q、及びfの各軸の電流を好適に制御することができる。また、非干渉制御に実際値を用いていないので、上述の従来例のように電流フィードバックループが形成されることも無い。従って、電流フィードバックループに起因して制御の安定性が低下することも無く、安定性を確保するために制御ゲインを下げる必要がないので、従来例のように制御ゲインを下げることによって応答性が犠牲になるような問題も生じない。 As a result, the currents of the d, q, and f axes can be preferably controlled without impairing the responsiveness due to overshoot or undershoot. Moreover, since no actual value is used for the non-interference control, a current feedback loop is not formed as in the conventional example described above. Therefore, there is no deterioration in control stability due to the current feedback loop, and there is no need to lower the control gain to ensure stability. There is no problem of sacrificing.

時刻t3、t4では、実電流が電流指令値(定常値)に収束できていることが分かる。このように、本実施形態のモータ制御方法によれば、制御の安定性を損なうことなく、f軸電圧の飽和時においても、d、q、f軸間に発生する干渉電圧を相殺する非干渉電圧を適切に算出することができる。 At times t3 and t4, it can be seen that the actual current converges to the current command value (stationary value). Thus, according to the motor control method of the present embodiment, even when the f-axis voltage is saturated, the non-interference voltage generated between the d, q, and f-axes can be canceled without impairing the control stability. Voltage can be calculated properly.

以上、一実施形態のモータ制御方法は、回転子巻線を有する回転子と、固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータ101において、固定子巻線に流れる固定子電流と回転子巻線に流れる回転子電流とを制御するモータ制御方法である。このモータ制御方法によれば、固定子電流に対するd軸電流指令値i* dおよびq軸電流指令値i* qにそれぞれ追従する第1のd軸電圧指令値および第1のq軸電圧指令値を算出するとともに、回転子電流に対するf軸電流指令値i* fに追従する第1のf軸電圧指令値を算出し、d軸電流指令値i* d、q軸電流指令値i* qおよびf軸電流指令値i* fに基づいて、固定子電流の推定値であるd軸電流推定値id_ref、q軸電流推定値iq_refおよび回転子電流の推定値であるf軸電流推定値if_refをそれぞれ算出し、d軸電流推定値id_ref、q軸電流推定値iq_refおよびf軸電流推定値if_refに基づいて、固定子電流のd軸、q軸および回転子電流のf軸間の干渉電圧を非干渉化するためのd軸非干渉電圧vd_dcpl、q軸非干渉電圧vq_dcplおよびf軸非干渉電圧vf_dcplを算出する。そして、第1のd軸電圧指令値、第1のq軸電圧指令値および第1のf軸電圧指令値を、d軸非干渉電圧vd_dcpl、q軸非干渉電圧vq_dcplおよびf軸非干渉電圧vf_dcplを用いてそれぞれ補正することにより、第2のd軸電圧指令値v* d、第2のq軸電圧指令値v* qおよび第2のf軸電圧指令値v* fを算出し、第2のd軸電圧指令値v* d、第2のq軸電圧指令値v* qおよび第2のf軸電圧指令値v* fに基づいて、固定子電流と回転子電流とを制御する。 As described above, according to the motor control method of the embodiment, in the wound-field synchronous motor 101 including the rotor having rotor windings and the stator having stator windings, the stator current flowing through the stator windings is A motor control method for controlling the current and the rotor current flowing in the rotor windings. According to this motor control method, the first d-axis voltage command value and the first q-axis voltage command value follow the d-axis current command value i * d and the q-axis current command value i * q for the stator current, respectively. is calculated, a first f-axis voltage command value following the f-axis current command value i * f for the rotor current is calculated, and a d-axis current command value i * d , a q-axis current command value i * q , and Based on the f-axis current command value i * f , the d-axis current estimate id_ref , the q-axis current estimate iq_ref , and the rotor current estimate i are calculated. f_ref is calculated, and based on the d-axis current estimate id_ref , the q-axis current estimate iq_ref , and the f-axis current estimate if_ref , d-axis non-interference voltage v d_dcpl , q-axis non-interference voltage v q_dcpl and f-axis non-interference voltage v f_dcpl for decoupling the interference voltages of . Then, the first d-axis voltage command value, the first q-axis voltage command value, and the first f-axis voltage command value are used as the d-axis non-interference voltage v d_dcpl , the q-axis non-interference voltage v q_dcpl and the f-axis non-interference voltage. A second d-axis voltage command value v * d , a second q-axis voltage command value v * q , and a second f-axis voltage command value v * f are calculated by correcting using the voltage vf_dcpl . , the second d-axis voltage command value v * d , the second q-axis voltage command value v * q , and the second f-axis voltage command value v * f to control the stator current and the rotor current. do.

これにより、従来のようにフィードバックループを形成することなく非干渉電圧を算出することができるので、フィードバックループが形成されることによる安定性の低下を回避しながら、回転子巻線と固定子巻線との磁気結合により発生する界磁電流の変動を抑制することができる。また、従来のように、安定性を確保するために制御ゲインを下げる必要がないので、制御ゲインを下げることに起因する応答性の低下を回避することができる。 As a result, it is possible to calculate the non-interference voltage without forming a feedback loop as in the conventional method. Fluctuations in the field current generated by magnetic coupling with the wire can be suppressed. Moreover, unlike the conventional art, it is not necessary to lower the control gain in order to ensure stability, so it is possible to avoid a decrease in responsiveness caused by lowering the control gain.

また、一実施形態のモータ制御方法によれば、f軸非干渉電圧の算出に用いるf軸電流推定値は、回転子に印加されるf軸電圧の飽和を考慮して算出される。これにより、f軸電圧の飽和を考慮して算出されたf軸電流推定値if_refを用いて非干渉電圧vd_dcpl、vq_dcplが算出されるので、f軸電圧の飽和時においてもd、q、及びf軸間の干渉電圧を適切に相殺することができる。 Further, according to the motor control method of one embodiment, the f-axis current estimated value used to calculate the f-axis non-interference voltage is calculated in consideration of the saturation of the f-axis voltage applied to the rotor. As a result, the non-interference voltages v d_dcpl and v q_dcpl are calculated using the f-axis current estimated value if_ref calculated in consideration of the saturation of the f-axis voltage. , and f-axes can be properly canceled.

また、一実施形態のモータ制御方法によれば、f軸電流推定値if_refは、f軸電圧から回転子電流を構成するf軸電流i* fまでの特性をモデル化したf軸モデル801と、f軸電流指令値とf軸モデルの出力とが入力されるf軸電流F/Bモデル802と、f軸電流F/Bモデル802の出力をリミット処理する飽和関数(リミット関数803)と、により構成される疑似的なF/B系を用いて算出され、f軸モデル801は、飽和関数803の出力値から前記f軸電流推定値if_refを算出する。これにより、疑似的な電流F/B系により、f軸電圧の飽和関数を考慮したf軸電流推定値if_refを算出することができるので、f軸電圧が飽和している状態であっても適切なf軸電流推定値を算出することができる。 Further, according to the motor control method of one embodiment, the f-axis current estimated value if_ref is the f-axis model 801 that models the characteristics from the f-axis voltage to the f-axis current i * f that constitutes the rotor current. , an f-axis current F/B model 802 to which the f-axis current command value and the output of the f-axis model are input, a saturation function (limit function 803) for limiting the output of the f-axis current F/B model 802, The f-axis model 801 calculates the f-axis current estimated value if_ref from the output value of the saturation function 803 . As a result, the pseudo current F/B system can calculate the f-axis current estimated value i f_ref that takes into account the saturation function of the f-axis voltage. A suitable f-axis current estimate can be calculated.

また、一実施形態のモータ制御方法によれば、飽和関数803の上限値と下限値は、巻線界磁型同期モータ101の電源電圧Vdcとf軸非干渉電圧vf_dcplとに基づいて算出される。これにより、電源電圧を最大限有効に活用しつつ、f軸電圧の飽和時においてもd、q、及びf軸間の干渉電圧を適切に相殺することができるf軸電流推定値を算出することができる。 Further, according to the motor control method of one embodiment, the upper and lower limits of the saturation function 803 are calculated based on the power supply voltage Vdc and the f-axis non-interference voltage vf_dcpl of the wound field synchronous motor 101. be done. As a result, an f-axis current estimation value is calculated that can appropriately cancel interference voltages among the d, q, and f-axes even when the f-axis voltage is saturated while making the most effective use of the power supply voltage. can be done.

また、一実施形態のモータ制御方法によれば、f軸非干渉電圧vf_dcplは、f軸電流推定値if_refと当該f軸電流推定値if_refの微分値とに基づいて算出され、f軸モデルは、積分器を有し、f軸電流推定値の微分値s・if_refは、積分器904の入力値から取得する。これにより、積分器904の出力を電流推定値if_refとするとともに、積分器304の入力を電流推定値の微分値として取得可能に構成されることにより、電流推定値の微分値s・if_refを容易に求めることができる。これにより、非干渉電圧の算出にf軸電流推定値の微分値s・if_refを用いる場合に、f軸電流推定値if_refを近似微分する等の近似処理を不要とすることができる。 Further, according to the motor control method of one embodiment, the f-axis non-interference voltage v f_dcpl is calculated based on the f-axis current estimated value if_ref and the differential value of the f-axis current estimated value if_ref . The model has an integrator, and the differential value s· if_ref of the f-axis current estimate is obtained from the input value of the integrator 904 . As a result, the output of the integrator 904 can be used as the current estimated value if_ref , and the input of the integrator 304 can be obtained as the differential value of the current estimated value. can be easily obtained. As a result, when the differential value s· if_ref of the f-axis current estimated value is used to calculate the non-interference voltage, approximation processing such as approximate differentiation of the f-axis current estimated value if_ref can be eliminated.

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。例えば、図1で示す構成の一部はコントローラ10の一機能部として構成される旨上述したが、同様の機能を発揮可能な限り、コントローラ10の一機能部として構成される必要は必ずしもない。例えば、パルスカウンタ110は、コントローラ10の一機能部として構成される必要はなく、パルスカウント機能を備えるデバイスとしてコントローラ10とは別個に設けられても良い。 Although the embodiments of the present invention have been described above, the above embodiments merely show a part of application examples of the present invention, and the technical scope of the present invention is not limited to the specific configurations of the above embodiments. do not have. For example, although a part of the configuration shown in FIG. 1 is configured as one functional section of the controller 10, it is not necessarily configured as one functional section of the controller 10 as long as the same function can be exhibited. For example, the pulse counter 110 need not be configured as a functional part of the controller 10, and may be provided separately from the controller 10 as a device having a pulse counting function.

10…コントローラ
101…巻線界磁型同期モータ
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10... Controller 101... Winding field type synchronous motor

Claims (5)

回転子巻線を有する回転子と、固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モータにおいて、前記固定子巻線に流れる固定子電流と前記回転子巻線に流れる回転子電流とを制御するモータ制御方法であって、
前記固定子電流に対するd軸電流指令値およびq軸電流指令値にそれぞれ追従する第1のd軸電圧指令値および第1のq軸電圧指令値を算出するとともに、前記回転子電流に対するf軸電流指令値に追従する第1のf軸電圧指令値を算出し、
前記d軸電流指令値、前記q軸電流指令値および前記f軸電流指令値に基づいて、前記固定子電流の推定値であるd軸電流推定値、q軸電流推定値および前記回転子電流の推定値であるf軸電流推定値をそれぞれ算出し、
前記d軸電流推定値、前記q軸電流推定値および前記f軸電流推定値に基づいて、前記固定子電流のd軸、q軸および前記回転子電流のf軸間の干渉電圧を非干渉化するためのd軸非干渉電圧、q軸非干渉電圧およびf軸非干渉電圧を算出し、
前記第1のd軸電圧指令値、前記第1のq軸電圧指令値および前記第1のf軸電圧指令値を、前記d軸非干渉電圧、前記q軸非干渉電圧および前記f軸非干渉電圧を用いてそれぞれ補正することにより、第2のd軸電圧指令値、第2のq軸電圧指令値および第2のf軸電圧指令値を算出し、
前記第2のd軸電圧指令値、前記第2のq軸電圧指令値および前記第2のf軸電圧指令値に基づいて、前記固定子電流と前記回転子電流とを制御するとともに、
前記f軸非干渉電圧の算出に用いる前記f軸電流推定値は、前記回転子に印加されるf軸電圧の飽和を考慮して算出される
モータ制御方法。
In a wound-field synchronous motor comprising a rotor having rotor windings and a stator having stator windings, a stator current flowing through the stator windings and a rotor flowing through the rotor windings A motor control method for controlling current and
calculating a first d-axis voltage command value and a first q-axis voltage command value that respectively follow the d-axis current command value and the q-axis current command value for the stator current, and calculating the f-axis current for the rotor current; Calculate a first f-axis voltage command value that follows the command value,
Based on the d-axis current command value, the q-axis current command value, and the f-axis current command value, the d-axis current estimated value and the q-axis current estimated value, which are the estimated values of the stator current, and the rotor current Calculating each f-axis current estimated value, which is an estimated value,
decoupling interference voltages between the d-axis and q-axis of the stator current and the f-axis of the rotor current based on the d-axis current estimate, the q-axis current estimate, and the f-axis current estimate; Calculate the d-axis non-interference voltage, q-axis non-interference voltage and f-axis non-interference voltage for
The first d-axis voltage command value, the first q-axis voltage command value and the first f-axis voltage command value are combined with the d-axis non-interference voltage, the q-axis non-interference voltage and the f-axis non-interference voltage. calculating a second d-axis voltage command value, a second q-axis voltage command value, and a second f-axis voltage command value by correcting each using the voltage;
controlling the stator current and the rotor current based on the second d-axis voltage command value, the second q-axis voltage command value, and the second f-axis voltage command value ;
The f-axis current estimated value used to calculate the f-axis non-interference voltage is calculated in consideration of saturation of the f-axis voltage applied to the rotor.
motor control method.
請求項1に記載のモータ制御方法において、
前記f軸電流推定値は、
前記f軸電圧から前記回転子電流を構成するf軸電流までの特性をモデル化したf軸モデルと、
前記f軸電流指令値と前記f軸モデルの出力とが入力されるf軸電流F/Bモデルと、
前記f軸電流F/Bモデルの出力をリミット処理する飽和関数と、により構成される疑似的なF/B系を用いて算出され、
前記f軸モデルは、前記飽和関数の出力値から前記f軸電流推定値を算出する、
モータ制御方法。
The motor control method according to claim 1 ,
The f-axis current estimated value is
an f-axis model that models characteristics from the f-axis voltage to the f-axis current that constitutes the rotor current;
an f-axis current F/B model to which the f-axis current command value and the output of the f-axis model are input;
Calculated using a pseudo F / B system configured by a saturation function that limits the output of the f-axis current F / B model,
wherein the f-axis model calculates the f-axis current estimate from the output value of the saturation function;
motor control method.
請求項2に記載のモータ制御方法において、
前記飽和関数の上限値と下限値は、前記巻線界磁型同期モータの電源電圧と前記f軸非干渉電圧とに基づいて算出される、
モータ制御方法。
In the motor control method according to claim 2 ,
The upper limit value and the lower limit value of the saturation function are calculated based on the power supply voltage of the wound field synchronous motor and the f-axis non-interference voltage,
motor control method.
請求項2に記載のモータ制御方法において、
前記f軸非干渉電圧は、前記f軸電流推定値と当該f軸電流推定値の微分値とに基づいて算出され、
前記f軸モデルは、積分器を有し、
前記f軸電流推定値の微分値は、前記積分器の入力値から取得する、
モータ制御方法。
In the motor control method according to claim 2 ,
The f-axis non-interference voltage is calculated based on the f-axis current estimated value and a differential value of the f-axis current estimated value,
The f-axis model has an integrator,
the differential value of the f-axis current estimate is obtained from the input value of the integrator;
motor control method.
回転子巻線を有する回転子と、固定子巻線を有する固定子とを備える巻線界磁型同期モ
-タと、前記固定子巻線に流れる固定子電流と前記回転子巻線に流れる回転子電流とを制御するコントローラとを備えるモータ制御装置であって、
前記コントローラは、
前記固定子電流に対するd軸電流指令値およびq軸電流指令値にそれぞれ追従する第1のd軸電圧指令値および第1のq軸電圧指令値を算出するとともに、前記回転子電流に対するf軸電流指令値に追従する第1のf軸電圧指令値を算出し、
前記d軸電流指令値、前記q軸電流指令値および前記f軸電流指令値に基づいて、d軸電流推定値、q軸電流推定値およびf軸電流推定値をそれぞれ算出し、
前記d軸電流推定値、前記q軸電流推定値および前記f軸電流推定値に基づいて、前記固定子電流のd軸、q軸および前記回転子電流のf軸間の干渉電圧を非干渉化するためのd軸非干渉電圧、q軸非干渉電圧およびf軸非干渉電圧を算出し、
前記第1のd軸電圧指令値、前記第1のq軸電圧指令値および前記第1のf軸電圧指令値を、前記d軸非干渉電圧、前記q軸非干渉電圧および前記f軸非干渉電圧を用いてそれぞれ補正することにより、第2のd軸電圧指令値、第2のq軸電圧指令値および第2のf軸電圧指令値を算出し、
前記第2のd軸電圧指令値、前記第2のq軸電圧指令値および前記第2のf軸電圧指令値に基づいて、前記固定子電流と前記回転子電流とを制御するとともに、
前記f軸非干渉電圧の算出に用いる前記f軸電流推定値は、前記回転子に印加されるf軸電圧の飽和を考慮して算出される
モータ制御装置。
A wound-field synchronous motor comprising a rotor having rotor windings and a stator having stator windings, a stator current flowing through the stator windings, and a stator current flowing through the rotor windings A motor control device comprising a controller for controlling a rotor current,
The controller is
calculating a first d-axis voltage command value and a first q-axis voltage command value that respectively follow the d-axis current command value and the q-axis current command value for the stator current, and calculating the f-axis current for the rotor current; Calculate a first f-axis voltage command value that follows the command value,
calculating a d-axis current estimated value, a q-axis current estimated value, and an f-axis current estimated value based on the d-axis current command value, the q-axis current command value, and the f-axis current command value, respectively;
decoupling interference voltages between the d-axis and q-axis of the stator current and the f-axis of the rotor current based on the d-axis current estimate, the q-axis current estimate, and the f-axis current estimate; Calculate the d-axis non-interference voltage, q-axis non-interference voltage and f-axis non-interference voltage for
The first d-axis voltage command value, the first q-axis voltage command value and the first f-axis voltage command value are combined with the d-axis non-interference voltage, the q-axis non-interference voltage and the f-axis non-interference voltage. calculating a second d-axis voltage command value, a second q-axis voltage command value, and a second f-axis voltage command value by correcting each using the voltage;
controlling the stator current and the rotor current based on the second d-axis voltage command value, the second q-axis voltage command value, and the second f-axis voltage command value ;
The f-axis current estimated value used to calculate the f-axis non-interference voltage is calculated in consideration of saturation of the f-axis voltage applied to the rotor.
motor controller.
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