JP7203989B2 - 電磁波で動作する距離センサをテストする検査装置の動作のための方法および相応する検査装置 - Google Patents

Description

本発明は、電磁波で動作する距離センサをテストする検査装置の動作のための方法、すなわち、反射周波数ｆ_ＴＸを有する、シミュレートされた、電磁的な反射信号Ｓ_ＴＸを生成および放出する方法に関する。ここで、電磁的な自由空間波が受信周波数ｆ_ＲＸおよび信号帯域幅Ｂを伴う受信信号Ｓ_ＲＸとして受信され、電磁的な受信信号Ｓ_ＲＸから反射信号Ｓ_ＴＸが生成され、反射周波数ｆ_ＴＸは、ドップラ周波数ｆ_Ｄぶん、受信周波数ｆ_ＲＸに対してシフトされており、ドップラ周波数ｆ_Ｄは、受信信号Ｓ_ＲＸの信号帯域幅Ｂよりも小さい。さらに、本発明は、相応する検査装置、すなわち、上述の方法を実施する、電磁波で動作する距離センサをテストする検査装置にも関しており、この検査装置は、電磁的な自由空間波を、受信周波数ｆ_ＲＸおよび信号帯域幅Ｂを伴う受信信号Ｓ_ＲＸとして受信する受信要素と、反射周波数ｆ_ＴＸを有する、シミュレートされた電磁的な反射信号Ｓ_ＴＸを放出する放出要素とを有しており、信号エレクトロニクスは、電磁的な受信信号Ｓ_ＲＸから反射信号Ｓ_ＴＸを生成し、信号エレクトロニクスは、反射周波数ｆ_ＴＸを有する反射信号Ｓ_ＴＸを生成し、ここでこの反射周波数ｆ_ＴＸは、シミュレートされるべきドップラ周波数ｆ_Ｄぶん、受信信号Ｓ_ＲＸの受信周波数ｆ_ＲＸに対してシフトされており、ドップラ周波数ｆ_Ｄは、受信信号Ｓ_ＲＸの信号帯域幅Ｂよりも小さい。

上述した、検査装置の動作のための方法および距離センサをテストする相応の検査装置は、最近では、たとえば自動車分野において、制御機器開発および制御機器テストの分野から知られている。ここで、しばしば生じるテスト場面設定は、シミュレートされた周辺環境を用いて、大量生産された制御機器の機能性をテストすることである。このために、制御機器の周辺環境が、効率的なシミュレーション周辺環境を使用してリアルタイムで、部分的または完全に計算される。ここでこのシミュレーション周辺環境は、制御装置の入力信号である物理的な信号を生成し、シミュレーション周辺環境は、制御機器によって生成された出力信号を受容して、それらをリアルタイムシミュレーションに組み込む。このようにして、制御機器を、実質的に「リアルな」条件下で、シミュレートされた周辺環境において、安全にテストすることができる。テストがどれくらい現実に近いのかは、シミュレーション周辺環境およびそこで計算されたシミュレーションの質に関連する。したがって、制御機器を閉ループ制御回路においてテストすることができ、そのため、このようなテスト場面設定はハードウェアインザループテストとも称される。

このようなケースでは、電磁波で動作する距離センサのテストが行われる。自動車分野においては、主に、レーダーセンサが使用される。しかし基本的に、次のような距離センサもテスト可能である。すなわち、電磁波の異なる周波数範囲において、たとえば可視光の範囲において動作する距離センサ、またはたとえばレーザー用途（たとえばＬＩＤＡＲ）でのように、長いコヒーレンス長の電磁波を放射する電磁ビーム源とともに動作する距離センサもテスト可能である。

近年の車両では、車両とその支援システムに周辺環境の情報を提供するために、距離センサがより多く使用されるようになってきている。たとえば、車両周辺環境内の対象物の位置および速度が求められる。このような周辺環境情報を使用する支援システムには、たとえば、アダプティブクルーズコントロール（ＡＣＣ）および衝突被害軽減ブレーキ（ＡＥＢ）が含まれる。このような安全関連支援システムのテストを、細心の注意を払って実施する必要があることが理解可能であり、ここでは電磁波の伝搬挙動も可能な限り現実に近いように考慮されるべきである。これまで、これは主に、極めて多くの費用と時間とがかかる実際の走行テストによって行われてきた。これらの走行テストは、距離センサをテストする、冒頭に記載した検査装置によって置き換えられてきている。このような検査装置はテストベンチとも称され、ここでは自由空間波による動作も行われる。このようなテストベンチはＯＴＡ（ｏｖｅｒ－ｔｈｅ－ａｉｒ）テストベンチとも称され、ここではテストされる距離センサが実際に自由空間に、すなわちガイドされずに、電磁波を放出し、また自由空間から電磁波を、シミュレーションされた反射信号として受信する。このようなＯＴＡテストベンチの利点は、センサの放出要素とセンサの受信要素とが関与する放出動作および受信動作を含む、テストされる距離センサに関連する一連の機能を広範にチェックできることである。

テストされる距離センサが使用する電磁波の種類に関係なく、距離センサをテストする際に、必要な電子信号処理に極めて高い要求が課せられる。周辺環境における対象物までの距離は、多くの場合、放出された電磁波が対象物に到達し、反射されて、対象物から距離センサに戻ってくるまでの信号伝搬時間によって直接的に求められる。周辺環境内の対象物の半径方向の速度成分は、放出された電磁波と反射された電磁波との間の周波数シフト（ドップラシフト）を介して決定される。

電磁波は光速で伝搬するので、ここでは極めて短い信号伝搬時間が分解される必要がある。たとえば、１メートルの最短距離を検出できるようにするためには、信号伝搬時間をナノ秒の範囲で分解する必要がある。最短距離の問題に関係なく、センチメートルの範囲のより長い距離が検出されるべき場合には、サブナノ秒の範囲においても伝搬時間の差を分解することができなければならない。

本発明は、特定の半径方向速度で、テストされる距離センサから離れる、またはテストされる距離センサに近づく移動対象物のシミュレーションに関する。このような半径方向の動きの成分は、テストされる距離センサによって放出された送信信号の周波数と比較した、反射された反射信号の周波数シフトを検出することによって求められる。このような周波数シフトは、既に冒頭で述べたドップラ周波数ｆ_Ｄである。

テストベンチもしくは検査装置では、テストされる距離センサから放出された電磁波は実際に反射されるべきではなく、むしろ放出された電磁波は、検査装置の受信要素によって受信され、後続の高速の信号エレクトロニクス、すなわち距離シミュレータおよび移動シミュレータにおいて処理される。すなわち、伝搬時間遅延および周波数変調が行われる。シミュレートされる周辺環境対象物までのシミュレートされる距離に応じて、またはテストされる距離センサに対する周辺環境対象物の半径方向の相対速度に応じて、相応に、時間遅延された、かつ／またはドップラ周波数ぶん周波数シフトされた信号が、信号エレクトロニクスによって生成され、シミュレートされた、すなわち実際のものではない反射信号が、検査装置の放出要素を介して、再び、テストされる距離センサの方向において放射される。これによって、距離センサにおいて、リアルな周辺環境の印象が作成される。この環境は、場合によっては、シミュレートされた周辺環境において、離れている距離が異なり、かつ移動速度が異なる複数の対象物も伴う。

従来技術（「Ｅｃｈｔｅ Ｅｃｈｏｓ ｉｍ Ｌａｂｏｒ」：２０１７年１２月のｄＳＰＡＣＥ Ｍａｇａｚｉｎ ２／２０１７）から知られている検査装置は、本願では詳細には考察されない機械的なテストベンチ構造と、シミュレートされた反射信号を生成する信号エレクトロニクスとを特徴としている。すなわちここで重要なのは、特に、ドップラ周波数ｆ_Ｄぶんの受信信号の周波数シフトである。ここでの特別な課題は、まったく異なる周波数で信号が互いに処理される必要があることである。周波数は何桁も異なる場合がある。実際の例に基づいて、これを明らかにする。たとえば、テストされる距離センサの送信信号の（中心）周波数が７７ＧＨｚであり、対象物が距離センサに対して半径方向に１００ｍ／ｓで移動する場合（これはいずれにせよ３６０ｋｍ／ｈに相応し、自動車分野では実際には既に非現実的に高い速度である）、ドップラ周波数ｆ_Ｄ、すなわちテストされる距離センサでの放出信号と受信信号との周波数差は、約５１．５５ｋＨｚにすぎない（第一次近似では、光速ｃに比べて遅い対象物の速度ｖおよび周波数ｆ_Ｒを有する、放出されたレーダー信号に対して、非相対的に、ｆ_Ｄ＝２＊ｖ／ｃ＊ｆ_Ｒが適用され、レーダービームの放出箇所で、すなわち反射後に作用が２倍になるため、係数は「２」とされている）。すなわち、周波数間の差は僅か千分の１パーミルの範囲にあり、それに応じて信号エレクトロニクスの精度に高い要求が課せられる。信号エレクトロニクスは、上述の理由で、多くの場合、複雑に構築されており、実装に相応の費用がかかる。レーダー信号自体の帯域幅が１ＧＨｚである場合、このような基準値に対しても、この比のクリチカルな度合がそれほど下がるわけではない。

したがって、本発明の課題は、冒頭に記載した、電磁波で動作する距離センサをテストする検査装置の動作のための方法およびこれに関する検査装置を、受信信号から、比較的小さいドップラ周波数ぶん受信信号に対して周波数変調された所望の反射信号を比較的容易に生成することができるように、構成し、発展させることである。

上述の課題は、本発明に相応に、冒頭に示した、電磁波で動作する距離センサをテストする検査装置の動作のための方法において、次のことによって解決される。すなわち、受信信号Ｓ_ＲＸ、すなわち検査装置が自由空間波として直接的に、テストされる距離センサから得た受信信号Ｓ_ＲＸが第１の動作周波数ｆ_１を有する第１の動作信号Ｓ_１に変換されることによって解決され、ここでこの動作周波数ｆ_１は、受信信号Ｓ_ＲＸの受信周波数ｆ_ＲＸよりも、変換周波数ｆ_Ｕぶん小さい。これによってまずは基本的に、信号エレクトロニクスが、受信信号Ｓ_ＲＸが有している周波数よりも格段に低い周波数で内部動作することが可能になる。ここで大きな周波数跳躍ｆ_Ｕを実現することに意味がある。たとえば、受信信号Ｓ_ＲＸの周波数ｆ_ＲＸが７７ＧＨｚの場合、理想的には１０ＧＨｚ未満の範囲で変換が行われるべきである。

さらに、第１の動作信号Ｓ_１が、第２の動作周波数ｆ_２を有する第２の動作信号Ｓ_２に変換される。すなわち、第２の動作信号Ｓ_２は第２の動作周波数ｆ_２を有しており、ここで第１の動作周波数ｆ_１と第２の動作周波数ｆ_２との間の差の値は、少なくとも信号帯域幅Ｂと同じ大きさであり、有利には、少なくとも、信号帯域幅Ｂとドップラ周波数ｆ_Ｄとの合計と同じ大きさである。このような措置の有用性は、後続のステップに関連してはじめて明らかになる。ここでは、第２の動作信号Ｓ_２が、第３の動作周波数ｆ_３を有する第３の動作信号Ｓ_３に変換される。すなわち、第３の動作信号Ｓ_３は、このような第３の動作周波数ｆ_３を有している。ここで第３の動作周波数ｆ_３は、ドップラ周波数ｆ_Ｄぶんシフトされた第１の動作周波数ｆ_１に相応する。

最後に、このような第３の動作信号Ｓ_３が、変換周波数ｆ_Ｕぶん増大され、このようにして、反射信号Ｓ_ＴＸに変換され、放出される。変換周波数ｆ_Ｕは、また、入力領域において、受信信号Ｓ_ＲＸが第１の動作信号Ｓ_１に周波数的に下げられたのと同じ変換周波数ｆ_Ｕである。受信信号Ｓ_ＲＸを変換周波数ｆ_Ｕによって第１の動作信号Ｓ_１に下げ、同じ変換周波数ｆ_Ｕによって第３の動作信号を上げることによって、一方では、本願において提示される方法を実現する興味深い回路技術的な可能性が開かれ、他方ではこれによって、第１の動作信号Ｓ_１の第２の動作信号Ｓ_２への変換、および第２の動作信号Ｓ_２の第３の動作信号Ｓ_３への変換に影響を与える境界条件が規定される。

冒頭で、受信信号Ｓ_ＲＸが、受信周波数ｆ_ＲＸと信号帯域幅Ｂとを有することを述べた。これは、信号の周波数スペクトルが中心周波数ｆ_ＲＸを有しており、振幅≠０がそれぞれ左右に対称的に、すなわちより小さい周波数の側と、より大きい周波数の側とに向かって、詳細には信号帯域幅Ｂで延在していることを意味する。すなわち、周波数スペクトルは、中心周波数ｆ_ＲＸから左にＢ／２ぶん、右にＢ／２ぶん延在している。本願で扱う他の信号も同様に理解されるべきである。

この方法の別の構成では、受信信号Ｓ_ＲＸの第１の動作信号Ｓ_１への変換は、受信信号Ｓ_ＲＸを変換周波数ｆ_Ｕの局部発振器信号Ｓ_ＬＯと混合することによって行われる。この混合時に、受信信号Ｓ_ＲＸは、その中心周波数位置で、すなわち、局部発振器信号Ｓ_ＬＯの変換周波数ｆ_Ｕに関連して変換される。有利には、たとえば乗算方式の混合では、適切なローパスフィルタまたはバンドパスフィルタを使用して、ダウンミックスされた信号のみが得られる。

別の有利な構成では、第３の動作信号Ｓ_３の反射信号Ｓ_ＴＸへの変換は、第３の動作信号Ｓ_３を変換周波数ｆ_Ｕの局部発振器信号Ｓ_ＬＯと混合することによって行われる。これは、受信信号Ｓ_ＲＸを第１の動作信号Ｓ_１に同時にアップミックスすることに関連して、有利である。すなわちこのようなケースにおいて、ダウンミックスの場合にも、アップミックスの場合にも、変換周波数ｆ_Ｕの局部発振器信号Ｓ_ＬＯは、唯一の局部発振器によって生成される同一の局部発振器信号Ｓ_ＬＯである。このようなソリューションは機器技術的に極めて容易であり、安価に実装可能である。

この方法の別の有利な構成は、サンプリング周波数ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}での動作信号Ｓ_１の時間離散方式のサンプリングおよびその後のサンプリングされた動作信号Ｓ_１のアナログの動作信号Ｓ_２へのデジタル／アナログ変換によって、第１の動作信号Ｓ_１が第２の動作信号Ｓ_２に変換されることを特徴とする。このようなステップは、信号が時間離散方式でサンプリングされると、サンプリングされた信号の周波数スペクトルにおいて、周期的に繰り返される周波数帯域が発生し、この点で、時間離散方式のサンプリングを信号の周波数シフトのために利用できるという事実を利用する。第１の動作信号Ｓ_１が第１の動作周波数ｆ_１を有しており、信号の周波数スペクトルがここでも信号帯域幅Ｂを有している場合、このような帯域は、ｆ_１＋／－ｎ＊ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}の間隔で、サンプリングされた信号において繰り返される。ここでｎ＝｛…；－３；－２；－１；０；１；２；３；…｝である。サンプリングされた信号の負の周波数帯域が、それに応じて周期的に、すなわち負の第１の動作周波数－ｆ_１からはじめて継続されるべきであることも考慮されるべきである。有利には、この場合には、動作周波数ｆ_２が、第１の動作信号Ｓ_１の第１の動作周波数ｆ_１よりも低い第２の動作信号Ｓ_２だけがさらに考察される。

既に、第１の動作信号Ｓ_１の第１の動作周波数ｆ_１が受信信号の受信周波数ｆ_ＲＸよりも小さい（場合によっては格段に小さい）ということによって、サンプリングされた動作信号Ｓ_１のアナログ／デジタル変換もしくは相応するデジタル／アナログ変換に対して、相応に、より低速のアナログ／デジタル変換器もしくはデジタル／アナログ変換器を使用することができ、処理されるべきデータレートを大幅に減らすことができる。

有利な構成では、サンプリングのために、サンプリング周波数ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}が、受信信号Ｓ_ＲＸの信号帯域幅Ｂよりも大きいことが必要である。このような措置によって、サンプリングされた第１の動作信号の周期的に繰り返される帯域同士が周波数スペクトルにおいて重ならないことが保証される。これは、サンプリングされた信号の完璧な再構築を可能にするための前提条件である。別の有利な構成では、第１の動作信号Ｓ_１がアンダーサンプリングされ、したがって、ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}は、第１の動作信号Ｓ_１のスペクトルにおいて、最大周波数の２倍よりも小さい。このような設計では、エイリアシングもしくは折り返しによって、サンプリングされた信号の周波数スペクトルにおいて、サンプリングされた信号の周波数よりも周波数的に小さい成分が発生し得る。しかし、多くの場合において望ましくないこのような作用を所期のように利用することができ、これはしばしばデジタルダウンコンバージョン（ＤＤＣ）と称される。低周波数エイリアシング帯域もしくは折り返し帯域が、高周波数信号の低周波数の写し取りにすぎないという知識によって、サンプリングされた信号を、低周波数エイリアシング帯域もしくは低周波数折り返し帯域から完璧に再構築することができる。

ある構成では、第２の動作信号Ｓ_２および第３の動作信号Ｓ_３は、周波数ｆ_Ｈ１を有する第１の補助信号Ｓ_Ｈ１と混合することによって変換される。有利には、この場合には、第１の補助信号Ｓ_Ｈ１の周波数ｆ_Ｈ１は、第１の動作信号Ｓ_１の周波数ｆ_１と、第２の動作信号Ｓ_２の周波数ｆ_２と、ドップラ周波数ｆ_Ｄもしくは負のドップラ周波数－ｆ_Ｄと、の合計周波数に相応する。ここで既に明らかなように、このような第１の補助信号Ｓ_Ｈ１が第２の動作周波数ｆ_２を有する第２の動作信号Ｓ_２とダウンミックスされると、所望のように、周波数ｆ_１＋／－ｆ_Ｄを有する第３の動作信号Ｓ_３が結果として生じる。ここで、このような動作信号Ｓ_３が変換周波数ｆ_Ｕとアップミックスされると、結果として、所望の反射周波数ｆ_ＴＸを有する反射信号が生じる。反射周波数ｆ_ＴＸは、受信信号Ｓ_ＲＸの周波数ｆ_ＲＸに相応するが、ドップラ周波数ｆ_Ｄぶん増大（半径方向に接近する対象物）または低減（半径方向に遠ざかる対象物）されている。

提示された方法は、特に、第２の動作信号Ｓ_２から第３の動作信号Ｓ_３を生成する場合、主にアナログ回路技術を使用して、機器技術的に極めて容易かつ安価に実施される。この際に、シミュレートされるドップラ周波数ｆ_Ｄが信号に関して導入される。

上述の課題は、電磁波で動作する距離センサをテストする、冒頭に提示された検査装置において、次のことによって解決される。すなわち、この検査装置によって上述の方法を実施することを可能にする相応の手段が提供されることによって解決される。ここでこれらの手段は具体的に、検査装置が動作時に上述の方法を実施するように構成されている。特にこれは、受信信号Ｓ_ＲＸが第１の変換器によって、第１の動作周波数ｆ_１を有する第１の動作信号Ｓ_１に変換されることを意味し、ここで動作周波数ｆ_１は、受信信号Ｓ_ＲＸの受信周波数ｆ_ＲＸよりも変換周波数ｆ_Ｕぶん小さく、第１の動作信号Ｓ_１は第２の変換器によって、第２の動作周波数ｆ_２を有する第２の動作信号Ｓ_２に変換され、第１の動作周波数ｆ_１と第２の動作周波数ｆ_２との間の差の値は、少なくとも信号帯域幅Ｂと同じ大きさであり、有利には、少なくとも、信号帯域幅Ｂとドップラ周波数ｆ_Ｄとの合計と同じ大きさであり、第２の動作信号Ｓ_２は、第３の変換器によって、第３の動作周波数ｆ_３を有する第３の動作信号Ｓ_３に変換される。ここで第３の動作周波数ｆ_３は、ドップラ周波数ｆ_Ｄぶんシフトされた第１の動作周波数ｆ_１に相応し、第３の動作信号Ｓ_３は、第４の変換器によって、変換周波数ｆ_Ｕぶん増大され、このようにして、反射信号Ｓ_ＴＸに変換され、放出される。

詳細には、ここで、本発明に相応する、電磁波で動作する距離センサをテストする検査装置の動作のための方法およびこれに関する検査装置を構成し、発展させるための多数の手法が存在している。このために、一方では、独立請求項に従属する特許請求項が参照され、他方では、図面と併せて実施例の以降の説明が参照される。

従来技術から知られている、電磁波で動作する距離センサをテストする検査装置の動作のための方法ならびにそのような検査装置を示す図である。 さまざまな周波数スペクトルの信号に基づき、本発明の方法を示す図である。 概略的な信号フローチャートに基づき、発明の方法および本発明の装置を示す図である。 アナログ技術での第３の変換器をより詳細に示す図である。

図１は、電磁波で動作する距離センサ３をテストする検査装置２の動作のための方法１ならびに相応する検査装置２を示している。方法１および検査装置２は、距離センサ３をテストするために使用される。ここで距離センサ３は、レーダー波で動作する距離センサ３である。距離センサ３は、レーダー信号を放出し、実際の使用において対象物によって反射されたレーダー信号を受信する送受信装置４を備えている。示されているテスト状況では、実際の対象物は存在しておらず、テストされる距離センサ３に関して、実際の対象物をシミュレートする方法１が実装された検査装置２のみが存在している。方法１および検査装置２は、反射周波数ｆ_ＴＸを有する、シミュレートされた電磁的な反射信号Ｓ_ＴＸを生成および放出するために用いられる。

距離センサ３から放出された電磁波は、受信周波数ｆ_ＲＸを有する受信信号Ｓ_ＲＸである電磁的な自由空間波として受信される。受信信号Ｓ_ＲＸは付加的に信号帯域幅Ｂを有している。これは、図１において、最も上の周波数スペクトルに基づいて示されている。反射信号Ｓ_ＴＸは、電磁的な受信信号Ｓ_ＲＸから、ここでは詳細に示されていない様式で生成され、ここでは反射周波数ｆ_ＴＸが、ドップラ周波数ｆ_Ｄぶん、受信周波数ｆ_ＲＸに対してシフトされている。ここでドップラ周波数ｆ_Ｄは、受信信号Ｓ_ＲＸの信号帯域幅Ｂより小さい。これは、図１の第２の周波数スペクトルに基づいて、下方の部分に示されている。

本発明では、受信信号Ｓ_ＲＸは、７７ＧＨｚの中心周波数ｆ_ＲＸおよび１ＧＨｚの帯域幅Ｂを有している。受信信号Ｓ_ＲＸを受信するために、検査装置２は受信要素５を有している。シミュレートされた電磁的な反射信号Ｓ_ＴＸを放出するために、検査装置２は放出要素６を有している。図１に示された実施例では、受信要素５および放出要素６は別個に構成されたアンテナであるが、必ずしもそうである必要はなく、むしろ受信要素５および放出要素６は、唯一の共通アンテナとして構成されていてよい。検査装置２は、信号エレクトロニクス７を含んでおり、これは受信された受信信号Ｓ_ＲＸから反射信号Ｓ_ＴＸを生成するために用いられる。これが先行技術でどのように行われるのかは、本願には詳細には示されていない。

図２は、ドップラ周波数ｆ_Ｄによってシフトされた反射信号Ｓ_ＴＸを、受信信号Ｓ_ＲＸから生成する方法１を示している。この方法はここでは、関連するさまざまな信号が周波数の観点から示されている周波数スペクトルに基づいて示されている。最も上の周波数スペクトルでは、ここでは７７ＧＨｚの受信周波数ｆ_ＲＸを有している高周波受信信号Ｓ_ＲＸが、２．１ＧＨｚの第１の動作周波数ｆ_１を有する第１の動作信号Ｓ_１に変換されることが見て取れる。ここで、動作周波数ｆ_１は、受信信号Ｓ_ＲＸの受信周波数ｆ_ＲＸよりも変換周波数ｆ_Ｕぶん小さい。このような第１の周波数変換は、全体的に、回路技術的に扱いやすい、より小さい値の周波数範囲において動作できるようにするために実行される。ドップラ周波数ｆ_Ｄぶんの所望の周波数オフセットは、受信信号Ｓ_ＲＸの帯域幅Ｂと比較して極めて小さいので、受信信号Ｓ_ＲＸを反射信号Ｓ_ＴＸに直接的に変換することが不可能であることが判明している。受信信号Ｓ_ＲＸと、ドップラ周波数ｆ_Ｄを有する信号との直接的な混合または受信信号Ｓ_ＲＸの帯域幅よりも格段に小さいサンプリングレートｆ_{ｓａｍｐｌｅ}での受信信号Ｓ_ＲＸの時間離散方式のサンプリングも、周波数スペクトルにおけるスペクトルの相互遮蔽を生じさせてしまうだろう。その結果、反射信号Ｓ_ＴＸは、唯一の周波数シフトされた受信信号Ｓ_ＲＸではなくなり、まったく異なる信号になるだろう。

図３を、図２と並行して観察するのは合理的である。図３は、方法１の信号経過に加えて、同時に検査装置２も具象的に示している。図３には、図２のさまざまなステップを実行する手段も具象的に示されている。たとえば、図３では、受信信号Ｓ_ＲＸが、第１の変換器８によって第１の動作信号Ｓ_１に変換されることが見て取れる。

ここで、第１の動作信号Ｓ_１が、第２の動作周波数ｆ_２を有する第２の動作信号Ｓ_２に変換され、これは図２の中央の周波数スペクトルにおいて示されている。ここで第１の動作周波数ｆ_１と第２の動作周波数ｆ_２との間の差の値は、少なくとも信号帯域幅Ｂと同じ大きさである。これによって、周波数スペクトルにおいて重複する帯域が生じないことが保証される。このような場合には、第２の動作信号の第２の動作周波数ｆ_２は、０．６ＧＨｚであるように選択されている。スペクトルの間隔は上述の要件によって、十分に大きく、第２の動作信号Ｓ_２の後続の周波数シフトの場合でも、発生する可能性のある周波数帯域間の衝突はない。具象的に、第１の動作信号Ｓ_１は、第２の変換器９によって再度、第２の動作信号Ｓ_２に、周波数的に変換される（図３）。

さらなるステップにおいて、第２の動作信号Ｓ_２が、第３の動作周波数ｆ_３を有する第３の動作信号Ｓ_３に変換される。第３の動作周波数ｆ_３は、ドップラ周波数ｆ_Ｄぶんシフトされた第１の動作周波数ｆ_１に相応する。図示の例では、ドップラ周波数ｆ_Ｄが第１の動作周波数ｆ_１に加えられている。これは、シミュレートされる対象物への接近に相応する。同様に良好に、第３の動作信号Ｓ_３が、第１の動作周波数ｆ_１に対して、他の方向においても、すなわち、より低い周波数に向かってシフトされていてよく、これは、遠ざかる対象物に相応するであろう。第３の動作周波数ｆ_３は第１の動作周波数ｆ_１に関連して選択されているので、ここで第３の動作信号Ｓ_３を、変換周波数ｆ_Ｕぶん増大させることができ、すなわち、最も上に示されている周波数スペクトルにおいて、低い周波数範囲に変換するために使用された変換周波数ｆ_Ｕぶん増大させることができ、これによって、反射信号Ｓ_ＴＸが生じ、最終的に放出され得る。第２の動作信号Ｓ_２は、第３の変換器１０によって、第３の動作信号Ｓ_３に変換される。それに応じて、第３の動作信号Ｓ_３は、第４の変換器１１によって、変換周波数ｆ_Ｕぶん増大し、これによって、反射信号Ｓ_ＴＸが生成され、放出される。

図３による実施例では、受信信号Ｓ_ＲＸは、受信信号Ｓ_ＲＸを、変換周波数ｆ_Ｕを有する局部発振器信号Ｓ_ＬＯと混合することによって、第１の動作信号Ｓ_１に変換される。したがって、第１の変換器８は混合器として形成されている。局部発振器信号Ｓ_ＬＯは、第１の局部発振器１２によって生成される。

さまざまな信号を変換する際に、信号帯域幅Ｂはそのつど保持されたままである。示された実施例（図２における上方の周波数スペクトル）では、第１の動作信号Ｓ_１のスペクトルが、これが、信号帯域幅Ｂよりも大きく、周波数０から間隔が空けられているようにシフトされる。なぜなら、第１の動作信号Ｓ_１のスペクトルの最小周波数は１．６ＧＨｚにあるからである。第２の動作信号Ｓ_２の第２の動作周波数ｆ_２は、第１の動作信号Ｓ_１の第１の動作周波数ｆ_１よりも小さいので、これは、本実施例に関連して役割を果たす（図２における中央の周波数スペクトル）。

第３の動作信号の動作周波数ｆ_３の適切な選択は、第３の動作信号Ｓ_３を変換周波数ｆ_Ｕの同じ局部発振器信号Ｓ_ＬＯと混合することによって、第３の動作信号Ｓ_３を反射信号Ｓ_ＴＸに変換することを可能にする。したがって、第４の変換器１１は、混合器として構成されており、これに、第１の局部発振器１２によって生成された局部発振器信号Ｓ_ＬＯが供給される。これによって、回路技術的な構築が容易になる。なぜなら、入力側で受信信号をダウンミックスするのと、反射信号Ｓ_ＴＸを生成するために出力側で第３の動作信号Ｓ_３をアップミックスするのとに、同一の混合信号Ｓ_ＬＯを使用することができるからである。

既に述べたように、第２の変換器９によって生成された、第２の動作信号Ｓ_２の第２の動作周波数ｆ_２は、第１の動作信号Ｓ_１の第１の動作周波数ｆ_１よりも小さい。これは、ゼロ周波数に対する十分な距離が第１の動作信号Ｓ_１の生成時に残されているため、問題なく可能である。

図３に示されているように、第１の動作信号Ｓ_１および第２の動作信号Ｓ_２は、動作信号Ｓ_１をサンプリング周波数ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}によって時間離散方式でサンプリングすることによって変換される。次に、サンプリングされた動作信号Ｓ_１をデジタル／アナログ変換することによって、アナログの動作信号Ｓ_２が得られる。これは、第２の変換器９に含まれているアナログ／デジタル変換器１３によって、第１の動作信号Ｓ_１を、サンプリング周波数ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}で、時間離散方式でサンプリングして、第２の動作信号Ｓ_２に変換することによって行われる。相応に、第２の変換器９は、サンプリングされた動作信号Ｓ_１からアナログの動作信号Ｓ_２を生成するデジタル／アナログ変換器１４も含んでいる。一般的な説明部分で説明したように、ここでは、サンプリングされた信号の周波数スペクトルにおいて、信号の時間離散方式のサンプリングの際に、より高い周波数の側へも、より低い周波数の側へも、サンプリングされた信号の周期的に繰り返されるシーケンスが生じるという事実が利用される。

動作信号Ｓ_１が極めて狭い周波数範囲にシフトされているので、アナログ／デジタル変換器１３およびデジタル／アナログ変換器１４は、比較的小さいデータレートで動作することができる。これもまた、検査装置２もしくは検査装置２の信号エレクトロニクス７の比較的単純な構成に有利に作用する。第２の変換器９は、別の構成では、相応するアナログ／デジタル変換もしくはデジタル／アナログ変換を伴う、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）として構成されている。図示の実施例では、サンプリング周波数ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}は、受信信号Ｓ_ＲＸの信号帯域幅Ｂよりも大きく、これは、周波数スペクトル（ここでは詳細には示されていない）において周期的に隣接する周波数帯域が重なり合うのを防ぎ、サンプリングされた信号を再び完璧に再構築することができる。図示の実施例では、第１の動作信号Ｓ_１は、第２の変換器９によってアンダーサンプリングされる。サンプリング周波数ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}は２．７ＧＨｚで実現されているため、第１の動作信号Ｓ_１のスペクトルにおいて、最大周波数の２倍よりも小さく、ここでこの最大周波数は２．６ＧＨｚである。このように実現されたアンダーサンプリングによって、より低い周波数範囲において周波数帯域が生じる。これらの周波数帯域がサンプリングされた信号において、元来、より高い周波数に相応するという知識があれば、より低い周波数の周波数帯域を利用しても、サンプリングされた信号を完璧に再構築することができる（デジタルダウンコンバージョン）。

図示の実施例では、第２の変換器９に含まれているアナログ／デジタル変換器１３のサンプリング周波数ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}は、第１の動作信号Ｓ_１のスペクトルにおいて、最大周波数よりも大きく、すなわち２．６ＧＨｚよりも大きい。選択されたサンプリング周波数では、いわゆる折り返しが発生し、これは、サンプリングされた周波数帯のミラーリングへとつながる（逆位置、図２における中央の周波数スペクトルを参照）。

ドップラ周波数ｆ_Ｄの導入は、第３の変換器１０において行われる。第３の変換器１０の構造ならびに第３の変換器１０において実装される方法は、図４の信号フローチャートにおいて詳細に示されている。図４では、表現の詳細度合が左から右へと増大している。中央の図では、周波数ｆ_Ｈ１を有する第１の補助信号Ｓ_Ｈ１と混合することによって、第２の動作信号Ｓ_２が第３の動作信号Ｓ_３に変換されることが見て取れる。したがって、第３の変換器１０は、実質的に混合器として構成されている、もしくはそのような混合器１５を中心要素として含んでいる。第１の補助信号Ｓ_Ｈ１は、補助信号発生器１６によって生成される。

補助信号発生器１６によって生成された第１の補助信号Ｓ_Ｈ１の周波数ｆ_Ｈ１は、第１の動作信号Ｓ_１の周波数ｆ_１と、第２の動作信号Ｓ_２の周波数ｆ_２と、ドップラ周波数ｆ_Ｄもしくは負のドップラ周波数－ｆ_Ｄと、の合計周波数に相応する。その結果、受信信号Ｓ_ＲＸの周波数シフトは、ドップラ周波数ｆ_Ｄぶん増加した周波数とドップラ周波数ｆ_Ｄぶん減少した周波数との両方に対して実現可能である。図４ではまた、周波数ｆ_Ｈ２を有する第２の補助信号Ｓ_Ｈ２と、周波数ｆ_Ｈ３を有する第３の補助信号Ｓ_Ｈ３とを補助信号混合器１７によって混合することによって第１の補助信号Ｓ_Ｈ１が、補助信号発生器１６によって生成されることが見て取れる。周波数ｆ_Ｈ２は、第１の動作信号Ｓ_１の周波数ｆ_１と、第２の動作信号Ｓ_２の周波数ｆ_２と、の合計周波数に相応する。第３の補助信号Ｓ_Ｈ３の周波数ｆ_Ｈ３は、ドップラ周波数ｆ_Ｄに相応する。補助信号発生器１６は、固定周波数を有する局部発振器１８と、調整可能な周波数を有する調整可能な発振器１９とを含んでいる。したがって、第２の補助信号Ｓ_Ｈ２は、固定周波数を有する局部発振器１８によって生成され、第３の補助信号Ｓ_Ｈ３は、調整可能な周波数を有する調整可能な発振器１９によって生成される。このような調整可能な周波数はドップラ周波数ｆ_Ｄであり、このドップラ周波数ｆ_Ｄぶん、受信信号Ｓ_ＲＸがシフトされるべきである。ドップラ周波数ｆ_Ｄは通常、周辺環境シミュレーションから設定され、周辺環境シミュレータによってシミュレートされる、絶えず変化する運転状況に応じて絶えず変化する。

特に図４の表示から見て取れるように、生成された信号は、少なくとも部分的に、適切なバンドパスフィルタ２０または適切なローパスフィルタによって、スペクトル全体からフィルタリングされ、特に、混合過程で、バンドパスフィルタリングまたはローパスフィルタリングが行われる。

ここでは、補助信号混合器１７によって、第２の補助信号Ｓ_Ｈ２と第３の補助信号Ｓ_Ｈ３とを混合した後に、極めて狭い帯域のバンドパスフィルタ２０を使用して、生じている２つの混合信号のうちの１つがフィルタリングされ、ここでこれは、図３における最も下の表示から見て取れるように、周波数ｆ_１＋ｆ_２＋ｆ_Ｄを有する混合信号である。

１ 方法
２ 検査装置
３ 距離センサ
４ 送受信装置
５ 受信要素
６ 放出要素
７ 信号エレクトロニクス
８ 第１の変換器
９ 第２の変換器
１０ 第３の変換器
１１ 第４の変換器
１２ 第１の局部発振器
１３ アナログ／デジタル変換器
１４ デジタル／アナログ変換器
１５ 混合器
１６ 補助信号発生器
１７ 補助信号混合器
１８ 局部発振器
１９ 調整可能な発振器
２０ バンドパスフィルタ

Claims (29)

1. 電磁波で動作する距離センサ（３）をテストする検査装置（２）の動作のための方法（１）であって、すなわち、反射周波数ｆ_ＴＸを有する、シミュレートされた、電磁的な反射信号Ｓ_ＴＸを生成および放出する方法（１）であって、
   電磁的な自由空間波を、受信周波数ｆ_ＲＸおよび信号帯域幅Ｂを伴う受信信号Ｓ_ＲＸとして受信し、
   電磁的な前記受信信号Ｓ_ＲＸから前記反射信号Ｓ_ＴＸを生成し、
   前記反射周波数ｆ_ＴＸは、ドップラ周波数ｆ_Ｄぶん、前記受信周波数ｆ_ＲＸに対してシフトされており、
   前記ドップラ周波数ｆ_Ｄは、前記受信信号Ｓ_ＲＸの前記信号帯域幅Ｂよりも小さい、方法（１）において、
   前記受信信号Ｓ_ＲＸを、第１の動作周波数ｆ_１を有する第１の動作信号Ｓ_１に変換し、
   前記第１の動作周波数ｆ_１は、前記受信信号Ｓ_ＲＸの前記受信周波数ｆ_ＲＸよりも、変換周波数ｆ_Ｕぶん小さく、
   前記第１の動作信号Ｓ_１を、第２の動作周波数ｆ_２を有する第２の動作信号Ｓ_２に変換し、前記第１の動作周波数ｆ_１と前記第２の動作周波数ｆ_２との間の差の値は、前記信号帯域幅Ｂと同じかそれより大きく、または、前記信号帯域幅Ｂと前記ドップラ周波数ｆ_Ｄとの合計と同じかそれより大きく、
   前記第２の動作信号Ｓ_２を、第３の動作周波数ｆ_３を有する第３の動作信号Ｓ_３に変換し、前記第３の動作周波数ｆ_３は、前記ドップラ周波数ｆ_Ｄぶんシフトされた前記第１の動作周波数ｆ_１に相応し、
   前記第３の動作信号Ｓ_３を、前記変換周波数ｆ_Ｕぶん増大し、このようにして前記反射信号Ｓ_ＴＸに変換し、放出する、
   ことを特徴とする方法（１）。
2. 前記受信信号Ｓ_ＲＸの前記第１の動作信号Ｓ_１への前記変換を、前記受信信号Ｓ_ＲＸを前記変換周波数ｆ_Ｕの局部発振器信号Ｓ_ＬＯと混合することによって行う、
   請求項１記載の方法（１）。
3. 信号帯域幅Ｂを有する前記第１の動作信号Ｓ_１のスペクトルは、少なくとも前記信号帯域幅Ｂぶん、周波数０から間隔が空けられている、
   請求項１または２記載の方法（１）。
4. 前記第３の動作信号Ｓ_３の前記反射信号Ｓ_ＴＸへの前記変換は、前記第３の動作信号Ｓ_３を前記変換周波数ｆ_Ｕの局部発振器信号Ｓ_ＬＯと混合することによって行う、
   請求項１から３までのいずれか１項記載の方法（１）。
5. 前記受信信号Ｓ_ＲＸの混合のための前記変換周波数ｆ_Ｕの前記局部発振器信号Ｓ_ＬＯおよび前記反射信号Ｓ_ＴＸの混合のための前記変換周波数ｆ_Ｕの前記局部発振器信号Ｓ_ＬＯは、唯一の局部発振器（１２）によって生成される同一の局部発振器信号Ｓ_ＬＯである、
   請求項４記載の方法（１）。
6. 前記第２の動作信号Ｓ_２の前記第２の動作周波数ｆ_２は、前記第１の動作信号Ｓ_１の前記第１の動作周波数ｆ_１よりも小さい、
   請求項１から５までのいずれか１項記載の方法（１）。
7. サンプリング周波数ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}での前記第１の動作信号Ｓ_１の時間離散方式のサンプリングおよびその後のサンプリングされた前記第１の動作信号Ｓ_１のアナログの動作信号Ｓ_２へのデジタル／アナログ変換によって、前記第１の動作信号Ｓ_１を前記第２の動作信号Ｓ_２に変換する、
   請求項１から６までのいずれか１項記載の方法（１）。
8. 前記サンプリング周波数ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}は、前記受信信号Ｓ_ＲＸの前記信号帯域幅Ｂよりも大きく、前記第１の動作信号Ｓ_１をアンダーサンプリングし、したがって、ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}は、前記第１の動作信号Ｓ_１のスペクトルにおいて、最大周波数の２倍よりも小さい、
   請求項７記載の方法（１）。
9. 前記サンプリング周波数ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}は、前記第１の動作信号Ｓ_１のスペクトルにおいて、前記最大周波数よりも大きい、
   請求項８記載の方法（１）。
10. 前記第２の動作信号Ｓ_２を、周波数ｆ_Ｈ１を有する第１の補助信号Ｓ_Ｈ１と混合することによって前記第３の動作信号Ｓ_３に変換する、
    請求項１から９までのいずれか１項記載の方法（１）。
11. 前記第１の補助信号Ｓ_Ｈ１の前記周波数ｆ_Ｈ１は、前記第１の動作信号Ｓ_１の前記周波数ｆ_１と、前記第２の動作信号Ｓ_２の前記周波数ｆ_２と、前記ドップラ周波数ｆ_Ｄもしくは－ｆ_Ｄと、の合計周波数に相応する、
    請求項１０記載の方法（１）。
12. 周波数ｆ_Ｈ２を有する第２の補助信号Ｓ_Ｈ２と周波数ｆ_Ｈ３を有する第３の補助信号Ｓ_Ｈ３とを混合することによって前記第１の補助信号Ｓ_Ｈ１を生成し、
    前記周波数ｆ_Ｈ２は、前記第１の動作信号Ｓ_１の前記周波数ｆ_１と、前記第２の動作信号Ｓ_２の前記周波数ｆ_２と、の合計周波数に相応し、前記周波数ｆ_Ｈ３は、前記ドップラ周波数ｆ_Ｄに相応する、
    請求項１０または１１記載の方法（１）。
13. 前記第２の補助信号Ｓ_Ｈ２を、固定周波数を有する局部発振器（１８）によって生成し、前記第３の補助信号Ｓ_Ｈ３を、調整可能な周波数を有する調整可能な発振器（１９）によって生成する、
    請求項１２記載の方法（１）。
14. 生成された前記信号のうちの少なくとも１つを、適切なバンドパスフィルタ（２０）または適切なローパスフィルタによって、スペクトル全体からフィルタリングし、特に、混合過程で、バンドパスフィルタリングまたはローパスフィルタリングを行う、
    請求項１から１３までのいずれか１項記載の方法（１）。
15. 前記第２の補助信号Ｓ_Ｈ２と前記第３の補助信号Ｓ_Ｈ３とを混合した後に、極めて狭い帯域の帯域フィルタを使用して、周波数ｆ_１＋ｆ_２＋ｆ_Ｄを有する混合信号または周波数ｆ_１＋ｆ_２－ｆ_Ｄを有する混合信号のうちの１つをフィルタリングする、
    請求項１２を引用する請求項１４記載の方法（１）。
16. 請求項１から１５までのいずれか１項記載の方法（１）に従って、電磁波で動作する距離センサ（３）をテストする検査装置（２）であって、前記検査装置（２）は、
    電磁的な自由空間波を、受信周波数ｆ_ＲＸおよび信号帯域幅Ｂを伴う受信信号Ｓ_ＲＸとして受信する受信要素（５）と、
    反射周波数ｆ_ＴＸを有する、シミュレートされた電磁的な反射信号Ｓ_ＴＸを放出する放出要素（６）と、
    を有しており、
    信号エレクトロニクス（７）は、電磁的な前記受信信号Ｓ_ＲＸから前記反射信号Ｓ_ＴＸを生成し、
    前記信号エレクトロニクス（７）は、反射周波数ｆ_ＴＸを有する前記反射信号Ｓ_ＴＸを生成し、前記反射周波数ｆ_ＴＸは、シミュレートされるべきドップラ周波数ｆ_Ｄぶん、前記受信信号Ｓ_ＲＸの前記受信周波数ｆ_ＲＸに対してシフトされており、
    前記ドップラ周波数ｆ_Ｄは、前記受信信号Ｓ_ＲＸの前記信号帯域幅Ｂよりも小さい、検査装置（２）において、
    前記受信信号Ｓ_ＲＸは、第１の変換器（８）によって、第１の動作周波数ｆ_１を有する第１の動作信号Ｓ_１に変換され、前記第１の動作周波数ｆ_１は、前記受信信号Ｓ_ＲＸの前記受信周波数ｆ_ＲＸよりも変換周波数ｆ_Ｕぶん小さく、
    前記第１の動作信号Ｓ_１は、第２の変換器（９）によって、第２の動作周波数ｆ_２を有する第２の動作信号Ｓ_２に変換され、前記第１の動作周波数ｆ_１と前記第２の動作周波数ｆ_２との間の差の値は、前記信号帯域幅Ｂと同じかそれより大きく、または、前記信号帯域幅Ｂと前記ドップラ周波数ｆ_Ｄとの合計と同じかそれより大きく、
    前記第２の動作信号Ｓ_２は、第３の変換器（１０）によって、第３の動作周波数ｆ_３を有する第３の動作信号Ｓ_３に変換され、前記第３の動作周波数ｆ_３は、前記ドップラ周波数ｆ_Ｄぶんシフトされた前記第１の動作周波数ｆ_１に相応し、
    前記第３の動作信号Ｓ_３は、第４の変換器（１１）によって、前記変換周波数ｆ_Ｕぶん増大され、このようにして、前記反射信号Ｓ_ＴＸに変換され、放出される、
    ことを特徴とする検査装置（２）。
17. 前記受信信号Ｓ_ＲＸの前記第１の動作信号Ｓ_１への前記変換は、混合器として形成されている第１の変換器を用いて、前記受信信号Ｓ_ＲＸを、第１の局部発振器によって生成された、前記変換周波数ｆ_Ｕの局部発振器信号Ｓ_ＬＯと混合することによって行われる、
    請求項１６記載の検査装置（２）。
18. 信号帯域幅Ｂを有する、前記第１の変換器（８）によって生成された前記第１の動作信号Ｓ_１のスペクトルは、少なくとも前記信号帯域幅Ｂぶん、周波数０から間隔が空けられている、
    請求項１６または１７記載の検査装置（２）。
19. 前記第３の動作信号Ｓ_３の前記反射信号Ｓ_ＴＸへの前記変換は、混合器として構成されている前記第４の変換器（１１）によって、前記第３の動作信号Ｓ_３を、第１の局部発振器（１２）によって生成された、前記変換周波数ｆ_Ｕ の局部発振器信号Ｓ_ＬＯと混合することによって行われる、
    請求項１６から１８までのいずれか１項記載の検査装置（２）。
20. 前記第２の変換器（９）によって生成された前記第２の動作信号Ｓ_２の前記第２の動作周波数ｆ_２は、前記第１の動作信号Ｓ_１の前記第１の動作周波数ｆ_１よりも小さい、
    請求項１６から１９までのいずれか１項記載の検査装置（２）。
21. 前記第１の動作信号Ｓ_１は、前記第２の動作信号Ｓ_２に変換され、これは、前記第２の変換器（９）に含まれているアナログ／デジタル変換器（１３）によって、前記第１の動作信号Ｓ_１を、サンプリング周波数ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}で、時間離散方式でサンプリングし、次に、前記第２の変換器（９）に含まれているデジタル／アナログ変換器（１４）によって、サンプリングされた前記第１の動作信号Ｓ_１をアナログの動作信号Ｓ_２にデジタル／アナログ変換することによって行われる、
    請求項１６から２０までのいずれか１項記載の検査装置（２）。
22. 前記第２の変換器（９）に含まれている前記アナログ／デジタル変換器（１３）の前記サンプリング周波数ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}は、前記受信信号Ｓ_ＲＸの前記信号帯域幅Ｂよりも大きく、前記第１の動作信号Ｓ_１は、アンダーサンプリングされ、したがって、ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}は、前記第１の動作信号Ｓ_１のスペクトルにおいて、最大周波数の２倍よりも小さい、
    請求項２１記載の検査装置（２）。
23. 前記第２の変換器（９）に含まれている前記アナログ／デジタル変換器（１３）の前記サンプリング周波数ｆ_{ｓａｍｐｌｅ}は、前記第１の動作信号Ｓ_１のスペクトルにおいて、前記最大周波数よりも大きい、
    請求項２２記載の検査装置（２）。
24. 前記第２の動作信号Ｓ_２は、混合器（１５）として形成されている前記第３の変換器（１０）によって、補助信号発生器（１６）によって生成された、周波数ｆ_Ｈ１を有する第１の補助信号Ｓ_Ｈ１と混合することによって、前記第３の動作信号Ｓ_３に変換される、
    請求項１６から２３までのいずれか１項記載の検査装置（２）。
25. 前記補助信号発生器（１６）によって生成された前記第１の補助信号Ｓ_Ｈ１の前記周波数ｆ_Ｈ１は、前記第１の動作信号Ｓ_１の前記周波数ｆ_１と、前記第２の動作信号Ｓ_２の前記周波数ｆ_２と、前記ドップラ周波数ｆ_Ｄと、の合計周波数に相応する、
    請求項２４記載の検査装置（２）。
26. 周波数ｆ_Ｈ２を有する第２の補助信号Ｓ_Ｈ２ と周波数ｆ_Ｈ３を有する第３の補助信号Ｓ_Ｈ３とを補助信号混合器（１７）によって混合することによって前記第１の補助信号Ｓ_Ｈ１が、前記補助信号発生器（１６）によって生成され、
    前記周波数ｆ_Ｈ２は、前記第１の動作信号Ｓ_１の前記周波数ｆ_１と、前記第２の動作信号Ｓ_２の前記周波数ｆ_２と、の合計周波数に相応し、前記周波数ｆ_Ｈ３は、前記ドップラ周波数ｆ_Ｄに相応する、
    請求項２４または２５記載の検査装置（２）。
27. 前記補助信号発生器（１６）は、固定周波数を有する局部発振器（１８）と、調整可能な周波数を有する調整可能な発振器（１９）と、を含んでおり、前記第２の補助信号Ｓ_Ｈ２は、固定周波数を有する前記局部発振器（１８）によって生成され、前記第３の補助信号Ｓ_Ｈ３は、調整可能な周波数を有する前記調整可能な発振器（１９）によって生成される、
    請求項２６記載の検査装置（２）。
28. 生成された前記信号のうちの少なくとも１つは、適切なバンドパスフィルタ（２０）または適切なローパスフィルタによって、スペクトル全体からフィルタリングされ、特に、混合過程で、バンドパスフィルタリングまたはローパスフィルタリングが行われる、
    請求項１６から２７までのいずれか１項記載の検査装置（２）。
29. 前記補助信号混合器（１７）によって、前記第２の補助信号Ｓ_Ｈ２と前記第３の補助信号Ｓ_Ｈ３とを混合した後に、極めて狭い帯域のバンドパスフィルタ（２０）が使用されて、周波数ｆ_１＋ｆ_２＋ｆ_Ｄを有する混合信号または周波数ｆ_１＋ｆ_２－ｆ_Ｄを有する混合信号のうちの１つがフィルタリングされる、
    請求項２６または２７を引用する請求項２８記載の検査装置（２）。

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