JP7279580B2

JP7279580B2 - self-diagnostic device

Info

Publication number: JP7279580B2
Application number: JP2019152087A
Authority: JP
Inventors: 真人幸谷
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2019-08-22
Filing date: 2019-08-22
Publication date: 2023-05-23
Anticipated expiration: 2039-08-22
Also published as: JP2021032658A

Description

本発明は、自己診断装置に関する。 The present invention relates to a self-diagnostic device.

近年、衝突防止や自動運転などの技術が数多く提案されており、レーダ技術を使用し自装置からターゲット（物標）までの距離、ターゲットとの相対速度、ターゲットの存在角度（レーダ受信波の到来角度）を測定する技術が注目されている。出願人は、自装置からターゲットまでの距離、ターゲットとの相対速度、ターゲットの存在角度を測定する装置として、移動体用のミリ波帯レーダ装置を提案している。ミリ波帯レーダ装置を構成する半導体集積回路は、出荷時の試験に要するコストを低減するため、その内部で試験を行うＢＩＳＴ（Built-In-Self Test）機能を設けている。ＢＩＳＴ機能の一例が、特許文献１に開示されている。 In recent years, many technologies such as collision prevention and automatic driving have been proposed. A technique for measuring the angle) is attracting attention. The applicant has proposed a millimeter-wave band radar device for moving objects as a device for measuring the distance from the device to the target, the relative velocity with respect to the target, and the existence angle of the target. A semiconductor integrated circuit that constitutes a millimeter-wave radar device is provided with a BIST (Built-In-Self Test) function for performing an internal test in order to reduce the cost required for testing at the time of shipment. An example of the BIST function is disclosed in US Pat.

特許文献１記載の技術によれば、送信用ＰＬＬの他に自己検査用ＰＬＬを別途設けて自己検査用信号を生成して送信部の自己検査を行っている。しかしながら、特許文献１記載の技術では、自己検査用に新たなＰＬＬを追加しているため複数のＰＬＬを構成することでチップサイズが大きくなり、しかも制御が複雑になってしまう。また、複数のＰＬＬが同一チップに存在することで、混信を生じやすくなったりスプリアス発生の原因になりやすい。 According to the technique described in Patent Document 1, a self-testing PLL is separately provided in addition to the transmitting PLL to generate a self-testing signal to perform self-testing of the transmitting unit. However, in the technique described in Patent Document 1, since a new PLL is added for self-testing, configuring a plurality of PLLs increases the chip size and also complicates the control. In addition, the presence of a plurality of PLLs on the same chip is likely to cause interference and spurious.

ミリ波レーダ装置が、ターゲットの存在する方位を正確に求めるためには、送信機に構成される移相器の位相値を精度良く求める必要がある。自己診断装置が、送信機の送信周波数をダウンコンバータ等を用いて自己診断時に低くすることで移相器の設定位相値を精度良く検出可能になることが期待される。しかし、ダウンコンバータに入力させる周波数が、送信機の送信周波数と同一周波数の場合、ダウンコンバート後の信号はＤＣ出力となるため、移相器の位相値を計測できない。 In order for the millimeter-wave radar device to accurately determine the azimuth where the target exists, it is necessary to accurately determine the phase value of the phase shifter configured in the transmitter. It is expected that the self-diagnostic device will be able to accurately detect the set phase value of the phase shifter by lowering the transmission frequency of the transmitter using a down-converter or the like during self-diagnosis. However, if the frequency to be input to the down converter is the same as the transmission frequency of the transmitter, the signal after down conversion is a DC output, so the phase value of the phase shifter cannot be measured.

このため自己診断装置は、自己診断用クロック信号を用いてローカル信号に自己診断用クロック信号を重畳して周波数をオフセットした上で、ダウンコンバータにより周波数を低下させるように構成することが望ましい。すると自己診断装置が、自己診断用クロック信号の周波数にて移相器の位相値を精度良く検出可能になると考えられる。 Therefore, it is desirable that the self-diagnostic device uses the self-diagnostic clock signal to superimpose the self-diagnostic clock signal on the local signal to offset the frequency, and then lower the frequency by a down-converter. Then, it is considered that the self-diagnostic device can accurately detect the phase value of the phase shifter at the frequency of the self-diagnostic clock signal.

しかし、自己診断装置が、ローカル信号に自己診断用クロック信号を重畳した２トーン信号を用いて送信機の送信信号をダウンコンバートし、その後、ＦＦＴを用いて移相器の位相評価を行ったとしても正確な位相値を評価しにくい。これは、２トーンのうちの一方がイメージ信号となるため、当該イメージ信号が誤差要因となってしまうためである。特に位相が互いに１８０°の関係にあれば、互いに弱め合い、イメージ妨害が顕著に現れることが確認されている。 However, if the self-diagnostic device down-converts the transmission signal of the transmitter using a two-tone signal in which the self-diagnostic clock signal is superimposed on the local signal, and then evaluates the phase of the phase shifter using FFT, It is also difficult to estimate an accurate phase value. This is because one of the two tones becomes an image signal, and the image signal becomes an error factor. In particular, it has been confirmed that if the phases are in a 180° relationship with each other, they weaken each other and image disturbance becomes noticeable.

特開２０１５－１９４４４８号公報（特許６２５２３１４号公報）Japanese Patent Application Laid-Open No. 2015-194448 (Patent No. 6252314)

本開示の目的は、自己診断用のＰＬＬを新たに追加することなく、送信機に構成される移相器の位相診断を精度良く実行できるようにした自己診断装置を提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present disclosure is to provide a self-diagnostic device capable of accurately executing a phase diagnosis of a phase shifter configured in a transmitter without newly adding a PLL for self-diagnosis.

請求項１、３記載の発明は、移相器（７）を備えた送信機（３ａ）を自己診断するための自己診断信号を生成する自己診断装置を対象としている。請求項１、３記載の発明によれば、ＰＬＬ（５）は同一ブロックにより自己診断用ローカル信号及びクロック信号を生成しているため、複数のＰＬＬを設ける必要がなくなり、チップサイズを小さくでき、混信やスプリアスの発生を抑制できる。 The inventions of claims 1 and 3 are directed to a self-diagnostic device for generating a self-diagnostic signal for self-diagnosing a transmitter (3a) having a phase shifter (7). According to the first and third aspects of the invention, since the PLL (5) generates the self-diagnostic local signal and the clock signal in the same block, there is no need to provide a plurality of PLLs, and the chip size can be reduced. It is possible to suppress the occurrence of interference and spurious.

また自己診断信号生成部（６；３０６；５０６）においては、周波数ダブラ（２１）が自己診断用ローカル信号の周波数を２倍し、ＩＱ信号生成器（２２）がクロック信号に基づいて互いに位相が直交する自己診断用Ｉ信号（CLK＿I）及び自己診断用Ｑ信号（CLK＿Q）を生成する。λ／４線路（２３）は周波数ダブラの出力（LO＿Q）を９０°位相シフトし、第１の周波数変換器（２４）は、周波数ダブラの出力（LO＿Q）と自己診断用Ｉ信号（CLK＿I）とを混合する。第２の周波数変換器（２５）は、λ／４線路の出力（LO＿I）と自己診断用Ｑ信号（CLK＿Q）とを混合して周波数変換する。合成器（２６）は、第１及び第２の周波数変換器の出力を合成する。ミキサ（２７）は、合成器の出力を送信信号と混合する。そして、自己診断信号生成部がミキサの出力を自己診断信号として出力することで移相器の位相特性を自己診断する。 In the self-diagnostic signal generator (6; 306; 506), the frequency doubler (21) doubles the frequency of the self-diagnostic local signal, and the IQ signal generator (22) is out of phase with each other based on the clock signal. A self-diagnostic I signal (CLK_I) and a self-diagnostic Q signal (CLK_Q) are generated in quadrature. A λ/4 line (23) phase-shifts the frequency doubler output (LO_Q) by 90°, and a first frequency converter (24) converts the frequency doubler output (LO_Q) and the self-diagnostic I signal (CLK_I) into to mix. A second frequency converter (25) mixes the output (LO_I) of the λ/4 line and the self-diagnostic Q signal (CLK_Q) and converts the frequency. A combiner (26) combines the outputs of the first and second frequency converters. A mixer (27) mixes the output of the combiner with the transmitted signal. Then, the self-diagnostic signal generator outputs the output of the mixer as a self-diagnostic signal, thereby self-diagnosing the phase characteristics of the phase shifter.

請求項２、４記載の発明は、移相器（７）を備えた送信機（３ａ）の送信信号を自己診断するための自己診断信号を生成する自己診断装置（３０１）を対象としている。ＰＬＬ（５）は、同一ブロックにより自己診断用ローカル信号及びクロック信号を生成しているため、複数のＰＬＬを設ける必要がなくなり、チップサイズを小さくでき、混信やスプリアスの発生を抑制できる。 The inventions of claims 2 and 4 are directed to a self-diagnostic device (301) for generating a self-diagnostic signal for self-diagnosing a transmission signal of a transmitter (3a) having a phase shifter (7). Since the PLL (5) generates a self-diagnostic local signal and a clock signal in the same block, there is no need to provide a plurality of PLLs, the chip size can be reduced, and the occurrence of interference and spurious can be suppressed.

また自己診断信号生成部（３０６）においては、周波数ダブラ（２１）が自己診断用ローカル信号の周波数を２倍し、ＩＱ信号生成器（２２）がクロック信号に基づいて互いに直交する自己診断用Ｉ信号（CLK＿I）及び自己診断用Ｑ信号（CLK＿Q）を生成する。ハイブリッドカプラ（２２３）が、周波数ダブラの出力（LO＿Q）を互いに直交する第１及び第２出力に変換する。第１の周波数変換器（２４）は、ハイブリッドカプラの第１出力（LO＿Q）と自己診断用Ｉ信号（CLK＿I）とを混合する。第２の周波数変換器（２５）は、ハイブリッドカプラの第２出力（LO＿I）と自己診断用Ｑ信号（CLK＿Q）とを混合する。合成器（２６）は、第１及び第２の周波数変換器の出力を合成する。ミキサ（２７）は、合成器の出力を送信信号と混合することで自己診断信号を生成し、移相器の位相特性を自己診断する。 In the self-diagnostic signal generator (306), the frequency doubler (21) doubles the frequency of the self-diagnostic local signal, and the IQ signal generator (22) generates self-diagnostic I/Q signals orthogonal to each other based on the clock signal. signal (CLK_I) and self-diagnostic Q signal (CLK_Q). A hybrid coupler (223) converts the output of the frequency doubler (LO_Q) into first and second outputs which are orthogonal to each other. A first frequency converter (24) mixes the first output of the hybrid coupler (LO_Q) with the self-diagnostic I signal (CLK_I). A second frequency converter (25) mixes the second output of the hybrid coupler (LO_I) with the self-diagnostic Q signal (CLK_Q). A combiner (26) combines the outputs of the first and second frequency converters. A mixer (27) generates a self-diagnostic signal by mixing the output of the combiner with the transmission signal, and self-diagnoses the phase characteristics of the phase shifter.

請求項１から４の何れか一項に記載の発明によれば、合成器（２６）が、第１の周波数変換器（２４）及び第２周波数変換器（２５）の出力を合成してミキサ（２７）に出力するため、ミキサ（２７）が出力する自己診断信号のイメージ波を抑圧できる。この結果、自己診断信号をＦＦＴ処理して移相器（７）の位相値の評価を行ったときに、イメージ妨害を極力抑制できるようになり、移相器（７）の位相値の診断を精度良く実行できる。
請求項１、２記載の発明によれば、送信機が、複数の送信チャンネルのうちのある送信チャンネルの移相器の位相値を変化させながら送信して自己診断するように構成されている。そして、送信機が移相器の位相値を変化させたときにミキサの出力により自己診断信号を生成して自己診断信号の位相値の変化を移相器の位相値の変化に対応して検出することで移相器の位相誤差を算出する。
請求項３、４記載の発明によれば、複数の送信チャンネルの送信機のうちの２つの送信チャンネルの送信機から送信信号を出力させて自己診断するように構成されている。そして、複数の送信チャンネルの送信機のうちの２つの送信チャンネルの送信機から送信信号を出力させるときに一方の送信機の移相器の位相を変化させながらミキサの出力により自己診断信号を生成して自己診断信号をモニタした結果に基づいてモニタ信号強度が最低レベル又は最高レベルとなる２つの送信チャンネルの送信機における移相器の位相値の間の相対位相差を検出する検出部、を備え、２つの送信チャンネルの送信機の移相器の位相特性を相対比較する。 According to the invention of any one of claims 1 to 4, the synthesizer (26) synthesizes the outputs of the first frequency converter (24) and the second frequency converter (25) to produce a mixer (27), the image wave of the self-diagnostic signal output from the mixer (27) can be suppressed. As a result, when the self-diagnostic signal is FFT-processed and the phase value of the phase shifter (7) is evaluated, the image disturbance can be suppressed as much as possible, and the phase value of the phase shifter (7) can be diagnosed. It can be executed with high accuracy.
According to the first and second aspects of the invention, the transmitter is configured to perform self-diagnosis by transmitting while changing the phase value of the phase shifter of one of the plurality of transmission channels . Then, when the transmitter changes the phase value of the phase shifter, a self-diagnostic signal is generated from the output of the mixer, and the change in the phase value of the self-diagnostic signal is detected corresponding to the change in the phase value of the phase shifter. By doing so, the phase error of the phase shifter is calculated.
According to the third and fourth aspects of the present invention, self-diagnosis is performed by outputting transmission signals from transmitters of two transmission channels out of transmitters of a plurality of transmission channels . Then, when outputting transmission signals from transmitters of two transmission channels out of transmitters of a plurality of transmission channels, a self-diagnostic signal is generated from the output of the mixer while changing the phase of the phase shifter of one of the transmitters. a detection unit for detecting the relative phase difference between the phase values of the phase shifters in the transmitters of the two transmission channels at which the monitored signal strength is at the lowest level or the highest level based on the results of monitoring the self-diagnostic signal by and relatively comparing the phase characteristics of the phase shifters of the transmitters of the two transmission channels.

第１実施形態に係るレーダシステムの電気的構成図Electrical configuration diagram of the radar system according to the first embodiment 自己診断装置の電気的構成図Electrical configuration diagram of the self-diagnostic device 自己診断信号のスペクトラム特性Spectrum characteristics of self-diagnostic signal パワー周波数特性のシミュレーション結果を表す図Diagram showing simulation results of power frequency characteristics 移相器による位相変化に応じた自己診断信号のパワー特性Power characteristics of self-diagnostic signal according to phase change by phase shifter 移相器による位相変化に応じた自己診断信号の位相の解析結果Analysis result of phase of self-diagnostic signal according to phase change by phase shifter 第２実施形態に係る自己診断装置の電気的構成図Electrical configuration diagram of the self-diagnostic device according to the second embodiment 第３実施形態に係る自己診断装置の電気的構成図Electrical configuration diagram of the self-diagnostic device according to the third embodiment 第４実施形態に係る自己診断装置の電気的構成図Electrical configuration diagram of the self-diagnostic device according to the fourth embodiment 第５実施形態に係るカプラ周辺の平面構造を模式的に表す図A diagram schematically showing a planar structure around a coupler according to a fifth embodiment. ２つの送信チャンネルの相対位相差に応じて変化する自己診断信号のモニタ信号強度Monitor signal strength of the self-diagnostic signal that varies according to the relative phase difference between the two transmission channels ２つの送信チャンネルの送信信号が弱め合う場合の各送信チャンネルの移相器の位相値の説明図Explanatory diagram of the phase value of the phase shifter of each transmission channel when the transmission signals of the two transmission channels weaken each other ２つの送信チャンネルの送信信号が強め合う場合の各送信チャンネルの移相器の位相値の説明図Explanatory diagram of the phase value of the phase shifter of each transmission channel when the transmission signals of the two transmission channels are constructive 第７実施形態に係るレーダシステムの電気的構成図Electrical configuration diagram of the radar system according to the seventh embodiment

以下、幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。以下に説明する各実施形態において、同一又は類似の動作を行う構成については、同一又は類似の符号を付して必要に応じて説明を省略する。 Several embodiments will be described below with reference to the drawings. In each of the embodiments described below, the same or similar reference numerals are assigned to configurations that perform the same or similar operations, and description thereof will be omitted as necessary.

（第１実施形態）
図１に示すレーダシステム１は、制御器２、送信部３、受信部４、ＰＬＬ５、及び自己診断信号生成部６を備える。レーダシステム１は自己診断装置として構成される。送信部３は、２以上のＮチャンネル分の送信機３ａにより構成され、受信部４は、２以上のＭチャンネル分の受信機４ａにより構成されている。 (First embodiment)
A radar system 1 shown in FIG. The radar system 1 is configured as a self-diagnostic device. The transmitting section 3 is composed of transmitters 3a for two or more N channels, and the receiving section 4 is composed of receivers 4a for two or more M channels.

制御器２は、送信機３ａの利得の可変制御、ＰＬＬ５の出力周波数制御、移相器７（後述参照）の位相φを制御する移相調整部として各種制御機能を備える。 The controller 2 has various control functions as a variable control of the gain of the transmitter 3a, output frequency control of the PLL 5, and a phase shift adjustment section that controls the phase φ of the phase shifter 7 (see later).

ＰＬＬ５は、例えば４０ＧＨｚ帯の周波数ｆLO1の第１のローカル信号LO1を生成し、各送信機３ａに出力する。 The PLL 5 generates a first local signal LO1 having a frequency fLO1 in the 40 GHz band, for example, and outputs it to each transmitter 3a.

各送信機３ａは、移相器７、周波数ダブラ８、及びパワーアンプ９を縦続接続して構成されている。移相器７は、制御器２から入力される制御信号に基づいて、ＰＬＬ５が出力する第１のローカル信号LO1の位相を調整し周波数ダブラ８に出力する。周波数ダブラ８は、移相器７の出力の周波数を２倍してパワーアンプ９に出力する。パワーアンプ９は、周波数ダブラ８の出力を電力増幅し、送信アンテナ１０に出力することでレーダ波をターゲット（物標）Ｔに照射する。 Each transmitter 3a is configured by cascade-connecting a phase shifter 7, a frequency doubler 8, and a power amplifier 9. FIG. The phase shifter 7 adjusts the phase of the first local signal LO1 output from the PLL 5 based on the control signal input from the controller 2 and outputs it to the frequency doubler 8 . A frequency doubler 8 doubles the frequency of the output of the phase shifter 7 and outputs it to a power amplifier 9 . The power amplifier 9 power-amplifies the output of the frequency doubler 8 and outputs it to the transmission antenna 10 to irradiate the target T with the radar wave.

各受信機４ａは、ターゲットＴに反射したレーダ波を受信アンテナ１４により受信し、高周波増幅器１１、ダウンコンバータ１２、及び中間周波数増幅器１３を介して中間周波数信号IFOUTとして出力する。高周波増幅器１１は、受信アンテナ１４から受信した信号を増幅しダウンコンバータ１２に出力する。周波数ダブラ５ａは、ＰＬＬ５による出力ローカル信号LO1の周波数ｆLO1を２倍しダウンコンバータ１２に出力する。ダウンコンバータ１２は、ＰＬＬ５の出力ローカル信号により高周波増幅器１１の出力をダウンコンバートし中間周波数増幅器１３に出力する。 Each receiver 4a receives the radar wave reflected by the target T with the receiving antenna 14 and outputs it as an intermediate frequency signal IFOUT via the high frequency amplifier 11, the down converter 12, and the intermediate frequency amplifier 13. High-frequency amplifier 11 amplifies the signal received from receiving antenna 14 and outputs the amplified signal to down converter 12 . The frequency doubler 5a doubles the frequency fLO1 of the output local signal LO1 from the PLL 5 and outputs it to the downconverter 12. FIG. The down converter 12 down converts the output of the high frequency amplifier 11 according to the output local signal of the PLL 5 and outputs the result to the intermediate frequency amplifier 13 .

中間周波数増幅器１３は、制御器２により増幅度を変更可能に構成されており、ダウンコンバータ１２の出力を増幅し中間周波数信号IFOUTとして出力する。これにより、レーダシステム１は、中間周波数増幅器１３から出力された中間周波数信号IFOUTを信号処理することに基づいて、ターゲットＴとの間の距離や相対速度、ターゲットＴが存在する方位角を算出する。 The intermediate frequency amplifier 13 is configured so that the degree of amplification can be changed by the controller 2, amplifies the output of the down converter 12, and outputs it as an intermediate frequency signal IFOUT. As a result, the radar system 1 calculates the distance and relative velocity to the target T, and the azimuth angle at which the target T exists, based on signal processing of the intermediate frequency signal IFOUT output from the intermediate frequency amplifier 13. .

レーダシステム１は、送信部３の自己診断機能を達成するために自己診断信号生成部６を備える。自己診断機能を実現するため、ＰＬＬ５は、自己診断用の第２のローカル信号LO2（自己診断用ローカル信号LO2と称す）と共に、クロック信号BIST_CLKを生成する。自己診断用ローカル信号LO2の周波数ｆLO2は周波数ｆLO1と同一の周波数である。クロック信号BIST_CLKは、自己診断用ローカル信号LO2の周波数ｆLO2よりも低くＤＣを超える周波数条件を満たす周波数ｆCLK（例えば、２０ＭＨｚ程度）の信号である。 The radar system 1 comprises a self-diagnostic signal generator 6 to accomplish the self-diagnosis function of the transmitter 3 . To implement the self-diagnosis function, the PLL 5 generates a clock signal BIST_CLK together with a second local signal LO2 for self-diagnosis (referred to as local self-diagnosis signal LO2). The frequency fLO2 of the self-diagnostic local signal LO2 is the same frequency as the frequency fLO1. The clock signal BIST_CLK is a signal with a frequency fCLK (for example, about 20 MHz) that satisfies a frequency condition that is lower than the frequency fLO2 of the self-diagnostic local signal LO2 and exceeds DC.

ＰＬＬ５は、基準発振回路（図示せず）の基準クロックCLKを用いて基準クロックCLKの逓倍数等のパラメータを調整することで、前述したローカル信号LO1、自己診断用ローカル信号LO2、及び自己診断用クロック信号BIST＿CLKを全て生成する。同一ブロックのＰＬＬ５が、これらの信号を全て生成するため、ローカル信号LO1、自己診断用ローカル信号LO2、及び自己診断用クロック信号BIST＿CLKは、基準クロックCLKの周波数変動や外的環境変動に対する周波数特性変化に高い相関性を備える。 The PLL 5 uses the reference clock CLK of a reference oscillation circuit (not shown) and adjusts the parameters such as the multiplication factor of the reference clock CLK to generate the local signal LO1, the self-diagnostic local signal LO2, and the self-diagnostic signal LO2. All clock signals BIST_CLK are generated. Since the PLL 5 in the same block generates all of these signals, the local signal LO1, the self-diagnostic local signal LO2, and the self-diagnostic clock signal BIST_CLK are subject to frequency characteristic changes due to frequency fluctuations of the reference clock CLK and external environmental fluctuations. have a high correlation with

図２に示すように、自己診断信号生成部６は、周波数ダブラ２１、ＩＱ信号生成器２２、λ／４線路２３、第１の周波数変換器２４、第２の周波数変換器２５、合成器２６、及びミキサ２７を備える。 As shown in FIG. 2, the self-diagnostic signal generator 6 includes a frequency doubler 21, an IQ signal generator 22, a λ/4 line 23, a first frequency converter 24, a second frequency converter 25, and a synthesizer 26. , and a mixer 27 .

周波数ダブラ２１は、自己診断用ローカル信号LO2の周波数ｆLO2を２倍し、第１の周波数変換器２４及びλ／４線路２３に出力する。ＩＱ信号生成器２２は、クロック信号BIST＿CLKを分周器（図示せず）を用いて２分周することに基づいて自己診断用Ｉ信号CLK＿I及び自己診断用Ｑ信号CLK＿Qを生成する。自己診断用Ｉ信号CLK＿I及び自己診断用Ｑ信号CLK＿Qは、周波数ｆCLK／２で互いに直交するＩＱ信号である。 The frequency doubler 21 doubles the frequency fLO2 of the self-diagnostic local signal LO2 and outputs it to the first frequency converter 24 and the λ/4 line 23 . The IQ signal generator 22 generates self-diagnostic I signal CLK_I and self-diagnostic Q signal CLK_Q by dividing the clock signal BIST_CLK by two using a frequency divider (not shown). The self-diagnostic I signal CLK_I and the self-diagnostic Q signal CLK_Q are IQ signals orthogonal to each other at a frequency fCLK/2.

λ／４線路２３は、周波数ダブラ２１の出力LO＿Qを９０°位相シフトし第２の周波数変換器２５に出力する。第１の周波数変換器２４は、周波数ダブラ２１の出力LO＿Qと自己診断用Ｉ信号CLK＿Iとを混合し、合成器２６に出力する。第２の周波数変換器２５は、λ／４線路２３の出力LO＿Iと自己診断用Ｑ信号CLK＿Qとを混合し、合成器２６に出力する。合成器２６は、第１の周波数変換器２４及び第２の周波数変換器２５の出力を合成しミキサ２７に出力する。 The λ/4 line 23 phase-shifts the output LO_Q of the frequency doubler 21 by 90° and outputs it to the second frequency converter 25 . The first frequency converter 24 mixes the output LO_Q of the frequency doubler 21 and the I signal CLK_I for self-diagnosis and outputs the result to the synthesizer 26 . The second frequency converter 25 mixes the output LO_I of the λ/4 line 23 and the Q signal CLK_Q for self-diagnosis and outputs the result to the combiner 26 . The synthesizer 26 synthesizes the outputs of the first frequency converter 24 and the second frequency converter 25 and outputs the result to the mixer 27 .

他方、カプラ３０は、各送信機３ａの送信出力TxOUTに構成され、当該送信機３ａが出力する送信信号を取得する。カプラ３０は、各送信機３ａの送信信号の伝送線路に容量結合することで構成され、送信機３ａの送信信号をカップリングし、自己診断信号生成部６のミキサ２７に出力する。ミキサ２７は、合成器２６の出力を送信機３ａの送信信号と混合して自己診断信号BIST＿OUTとする。この自己診断信号BIST＿OUTは、図示しないＡ／Ｄ変換器に入力されることでデジタルデータに変換され、その後、デジタルデータがＦＦＴ処理される。レーダシステム１は、ＦＦＴ処理後のデータを解析することで移相器７の位相値の精度を診断できるようになる。 On the other hand, the coupler 30 is configured at the transmission output TxOUT of each transmitter 3a and acquires the transmission signal output by the transmitter 3a. The coupler 30 is capacitively coupled to the transmission line of the transmission signal of each transmitter 3a, couples the transmission signal of the transmitter 3a, and outputs it to the mixer 27 of the self-diagnostic signal generator 6. FIG. A mixer 27 mixes the output of the synthesizer 26 with the transmission signal of the transmitter 3a to produce a self-diagnostic signal BIST_OUT. This self-diagnostic signal BIST_OUT is input to an A/D converter (not shown) to be converted into digital data, and then the digital data is subjected to FFT processing. The radar system 1 can diagnose the accuracy of the phase value of the phase shifter 7 by analyzing the data after FFT processing.

以下、送信部３の自己診断処理の内容を詳細に説明する。
制御器２が送信部３の自己診断を開始すると、ＰＬＬ５は、第１のローカル信号LO1を送信部３に出力すると共に、このローカル信号LO1の周波数ｆLO1と同一の周波数ｆLO2の自己診断用のローカル信号LO2を自己診断信号生成部６にも出力する。またＰＬＬ５は、第２のローカル信号LO2より低い周波数条件を満たす周波数ｆCLKの自己診断用クロック信号BIST＿CLKを出力する。 The contents of the self-diagnostic processing of the transmission unit 3 will be described in detail below.
When the controller 2 starts the self-diagnosis of the transmitter 3, the PLL 5 outputs the first local signal LO1 to the transmitter 3, and the local signal for self-diagnosis of the same frequency fLO2 as the frequency fLO1 of the local signal LO1. The signal LO2 is also output to the self-diagnostic signal generator 6. The PLL 5 also outputs a self-diagnostic clock signal BIST_CLK having a frequency fCLK that satisfies a frequency condition lower than that of the second local signal LO2.

前述のように、自己診断信号生成部６は、ＩＱ信号生成器２２を用いて自己診断信号を生成するが、このとき合成器２６が、クロック信号BIST＿CLKに基づいてローカル信号LO2の周波数ｆLO2から所定のオフセット周波数ｆCLK／２だけ離れた希望波の１トーン信号をミキサ２７に出力することが理想的である。 As described above, the self-diagnostic signal generator 6 uses the IQ signal generator 22 to generate the self-diagnostic signal. It is ideal to output to the mixer 27 a one-tone signal of the desired wave separated by the offset frequency fCLK/2.

すると、ミキサ２７がこの希望波の１トーン信号を送信機３ａの送信信号と混合することで、図３に示すように周波数ｆIF（＝ｆCLK/2）の１トーンの中間周波数信号を自己診断信号BIST_OUTとして出力でき、自己診断信号BIST＿OUTにＦＦＴ処理を施して移相器７の位相評価を行ったとしても、イメージ信号による位相評価の悪化を防止できるようになる。ここでは、合成器２６がミキサ２７に出力する１トーンの希望波の周波数を上側周波数ｆRF+とし、イメージ波を下側周波数ｆRF-として説明する。
第１の周波数変換器２４の出力は下記（１）式のように表現できる。

Then, the mixer 27 mixes the one-tone signal of the desired wave with the transmission signal of the transmitter 3a, thereby generating a one-tone intermediate frequency signal of frequency fIF (=fCLK/2) as a self-diagnostic signal as shown in FIG. Even if the self-diagnostic signal BIST_OUT is subjected to FFT processing to evaluate the phase of the phase shifter 7, deterioration of the phase evaluation due to the image signal can be prevented. Here, the frequency of the one-tone desired wave output from the synthesizer 26 to the mixer 27 is assumed to be the upper frequency fRF+, and the image wave is assumed to be the lower frequency fRF-.
The output of the first frequency converter 24 can be expressed by the following equation (1).

（１）式において、角周波数ωLO＿UPは、周波数ダブラ２１の出力周波数２ｆLO2に対応して換算される角周波数２π×２ｆLO2を表す。また角周波数ωBIST＿CLKは、ＩＱ信号生成器２２のＩ出力、Ｑ出力の各周波数ｆCLK／２から換算される角周波数２π×ｆCLK／２＝π×ｆCLKを表す。
同様に、第２の周波数変換器２５の出力は下記（２）式のように表現される。

In equation (1), the angular frequency ωLO_UP represents the angular frequency 2π×2fLO2 converted corresponding to the output frequency 2fLO2 of the frequency doubler 21. The angular frequency ωBIST_CLK represents an angular frequency 2π×fCLK/2=π×fCLK converted from the respective frequencies fCLK/2 of the I output and Q output of the IQ signal generator 22 .
Similarly, the output of the second frequency converter 25 is expressed by the following equation (2).

この（２）式は、（１）式との位相差を考慮した相対的な計算式を示している。合成器２６が、第１の周波数変換器２４の出力と第２の周波数変換器２５の出力とを合成すると、（１）式の右辺第２項と（２）式の右辺第２項とが相殺されることになり、合成器２６の出力は、下記（３）式のように表すことができる。

This formula (2) shows a relative calculation formula considering the phase difference with formula (1). When the synthesizer 26 synthesizes the output of the first frequency converter 24 and the output of the second frequency converter 25, the second term on the right side of equation (1) and the second term on the right side of equation (2) become They are canceled, and the output of the combiner 26 can be expressed as the following equation (3).

すなわち合成器２６が、第１の周波数変換器２４の出力と第２の周波数変換器２５の出力とを合成することで、原理的に角周波数（ωLO＿UP＋ωBIST＿CLK）の１トーン信号を出力できることがわかる。 That is, it can be seen that the synthesizer 26 can theoretically output a one-tone signal with an angular frequency (ωLO_UP+ωBIST_CLK) by synthesizing the output of the first frequency converter 24 and the output of the second frequency converter 25.

また発明者は、図２の構成についてイメージ波の抑圧度をシミュレーションにより検証している。図４に合成器２６の出力のシミュレーション結果を示すように、希望波となる上側周波数ｆRF+のパワーＰRF+が、イメージ波となる下側周波数ｆRF-のパワーＰRF-よりも、大幅なゲインを得られることが確認されている。また、ローカル信号LO2の漏れも希望波よりも相当程度低減できることが確認されており、十分に実用できる構成であることを確認できている。 In addition, the inventor verified the suppression degree of the image wave in the configuration of FIG. 2 by simulation. As shown in the simulation result of the output of the synthesizer 26 in FIG. 4, the power PRF+ of the upper frequency fRF+, which is the desired wave, has a greater gain than the power PRF- of the lower frequency fRF-, which is the image wave. has been confirmed. Moreover, it has been confirmed that the leakage of the local signal LO2 can be considerably reduced compared to the desired wave, and it has been confirmed that the configuration is sufficiently practical.

また図５、図６にもシミュレーション結果を示している。図５に示すように、制御器２が、ある送信チャンネル（例えばTx1）の移相器７の位相値を０から９０°まで変化させた場合、自己診断信号BIST＿OUTは概ね一定の１トーンのパワーが得られることが確認されており、さらにイメージ成分は３０ｄＢ程度抑圧できることが確認されている。 5 and 6 also show simulation results. As shown in FIG. 5, when the controller 2 changes the phase value of the phase shifter 7 of a certain transmission channel (for example, Tx1) from 0 to 90 degrees, the self-diagnostic signal BIST_OUT is approximately constant power of one tone. is obtained, and furthermore, it has been confirmed that the image component can be suppressed by about 30 dB.

図６は、ある送信チャンネルTx1の移相器７の位相値を変化させたときに自己診断信号BIST＿OUTをモニタしたシミュレーション結果を示しているが、このとき、制御器２が移相器７の位相値を変化させることに伴い自己診断信号BIST＿OUTの位相も同様に変化していることが確認されている。特に、制御器２が送信チャンネルTx1の移相器７の位相値を相対的に９０°変化させたときには、希望波の位相値を８９．９７°と求めることができ、エラーは０．０３°未満となることが確認されている。 FIG. 6 shows a simulation result of monitoring the self-diagnostic signal BIST_OUT when changing the phase value of the phase shifter 7 of a transmission channel Tx1. It has been confirmed that the phase of the self-diagnostic signal BIST_OUT also changes as the value changes. In particular, when the controller 2 relatively changes the phase value of the phase shifter 7 of the transmission channel Tx1 by 90°, the phase value of the desired wave can be obtained as 89.97°, and the error is 0.03°. confirmed to be less than

以上説明したように、本実施形態によれば、ＰＬＬ５が同一ブロックにより自己診断用ローカル信号LO2を生成すると共にクロック信号BIST_CLKを生成しているため、複数のＰＬＬを設ける必要がなくなり、チップサイズを小さくでき、混信やスプリアスの発生を抑制できる。 As described above, according to this embodiment, since the PLL 5 generates the self-diagnostic local signal LO2 and the clock signal BIST_CLK in the same block, there is no need to provide a plurality of PLLs, and the chip size can be reduced. It can be made small, and the occurrence of interference and spurious can be suppressed.

しかもＰＬＬ５が、自己診断用ローカル信号LO2及びクロック信号BIST_CLKを、基準クロックCLKの周波数変動や外的環境変動による周波数特性変化に対して高い相関性を備えるように生成できる。また合成器２６が、第１の周波数変換器２４及び第２の周波数変換器２５の出力を合成してミキサ２７に出力するため、ミキサ２７により出力される自己診断信号BIST＿OUTのイメージ干渉を抑圧できる。 Moreover, the PLL 5 can generate the self-diagnostic local signal LO2 and the clock signal BIST_CLK so as to have a high correlation with frequency characteristic changes due to frequency fluctuations of the reference clock CLK and external environmental fluctuations. Also, since the synthesizer 26 synthesizes the outputs of the first frequency converter 24 and the second frequency converter 25 and outputs the result to the mixer 27, the image interference of the self-diagnostic signal BIST_OUT output by the mixer 27 can be suppressed. .

この結果、レーダシステム１が中間周波数帯の信号IFOUTの出力をＡ／Ｄ変換した後、そのデジタルデータをＦＦＴ処理することで、クロック信号BIST＿CLKの周波数にて移相器７の位相値を正確に評価できる。特に、クロック信号BIST＿CLKによる比較的低い周波数において移相器７の診断を実行できるようになり、この結果、移相器７の位相誤差を精度良く算出できる。これによりレーダシステム１は、ターゲットＴの相対速度やターゲットＴの存在角度（レーダ受信波の到来角度）を正確に求めることができる。 As a result, after the radar system 1 A/D converts the output of the signal IFOUT in the intermediate frequency band, the digital data is subjected to FFT processing, so that the phase value of the phase shifter 7 can be accurately determined at the frequency of the clock signal BIST_CLK. can be evaluated. In particular, the phase shifter 7 can be diagnosed at a relatively low frequency by the clock signal BIST_CLK, and as a result, the phase error of the phase shifter 7 can be calculated with high accuracy. Thereby, the radar system 1 can accurately obtain the relative velocity of the target T and the existence angle of the target T (arrival angle of the radar reception wave).

なお、合成器２６による１トーンの出力パワーが十分に大きければ、送信機３ａの出力を極限まで低下させても良くなり、自己診断時には外部に対するレーダ出力を実質的に停止できる。この場合、合成器２６の出力がミキサ２７のローカル信号として扱われる。 If the output power of one tone from the synthesizer 26 is sufficiently large, the output of the transmitter 3a can be lowered to the limit, and the radar output to the outside can be substantially stopped during self-diagnosis. In this case, the output of synthesizer 26 is treated as a local signal of mixer 27 .

（第２実施形態）
図７に示すレーダシステム２０１には、自己診断信号生成部２０６が構成されている。自己診断信号生成部２０６は、第１実施形態にて説明した自己診断信号生成部６に代わる構成であり、その他は第１実施形態と同様の構成である。 (Second embodiment)
A self-diagnostic signal generator 206 is configured in the radar system 201 shown in FIG. The self-diagnostic signal generating section 206 is configured in place of the self-diagnostic signal generating section 6 described in the first embodiment, and the rest of the configuration is the same as that of the first embodiment.

自己診断信号生成部２０６は、周波数ダブラ２１、ＩＱ信号生成器２２、ハイブリッドカプラ２２３、第１の周波数変換器２４、第２の周波数変換器２５、合成器２６、及びミキサ２７を備える。 Self-diagnostic signal generator 206 includes frequency doubler 21 , IQ signal generator 22 , hybrid coupler 223 , first frequency converter 24 , second frequency converter 25 , combiner 26 and mixer 27 .

ハイブリッドカプラ２２３は、周波数ダブラ２１と、第１の周波数変換器２４及び第２の周波数変換器２５との間に構成される。ハイブリッドカプラ２２３は、周波数ダブラ２１から信号入力すると互いに９０°位相を変化させた信号を、第１の周波数変換器２４及び第２の周波数変換器２５にそれぞれ出力する。このため、第１の周波数変換器２４及び第２の周波数変換器２５も互いに９０°位相が変化した信号を出力するようになり、前述実施形態と同様に作用することで、原理上１トーンの信号をミキサ２７に出力できる。
したがって、本実施形態においても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。 A hybrid coupler 223 is arranged between the frequency doubler 21 and the first frequency converter 24 and the second frequency converter 25 . When the hybrid coupler 223 receives a signal from the frequency doubler 21 , it outputs signals whose phases are shifted by 90° to the first frequency converter 24 and the second frequency converter 25 . Therefore, the first frequency converter 24 and the second frequency converter 25 also output signals whose phases are shifted by 90° from each other. The signal can be output to mixer 27 .
Therefore, this embodiment also has the same effects as those of the above-described embodiment.

（第３実施形態）
図８に示すレーダシステム３０１には自己診断信号生成部３０６が構成されている。自己診断信号生成部３０６は、第１実施形態にて説明した自己診断信号生成部６に代わる構成であり、その他は第１実施形態と同様の構成である。 (Third Embodiment)
A self-diagnostic signal generator 306 is configured in the radar system 301 shown in FIG. The self-diagnostic signal generating section 306 is configured in place of the self-diagnostic signal generating section 6 described in the first embodiment, and the rest of the configuration is the same as that of the first embodiment.

自己診断信号生成部３０６は、周波数ダブラ２１、ＩＱ信号生成器２２、λ／４線路２３、第１の周波数変換器２４、第２の周波数変換器２５、合成器２６、ミキサ２７と共に遅延器２８を備える。遅延器２８は、ＩＱ信号の位相差を補正するために設けられる。各構成要素２１～２６の個体ばらつき等に基づく位相誤差等を補償するため、Ｉ信号又はＱ信号を生成するための何れか一方の経路に遅延器２８を設けると良い。これにより、これらの誤差を補償できるようになる。レーダシステム３０１が、ミキサ２７の出力のイメージ信号をＦＦＴによりモニタしながら、制御器２が遅延器２８の遅延量を変化させることで、イメージ抑圧量を大きくできる。 Self-diagnostic signal generator 306 includes frequency doubler 21 , IQ signal generator 22 , λ/4 line 23 , first frequency converter 24 , second frequency converter 25 , combiner 26 , mixer 27 and delay device 28 . Prepare. A delay device 28 is provided to correct the phase difference of the IQ signals. In order to compensate for phase errors and the like based on individual variations of the constituent elements 21 to 26, it is preferable to provide a delay device 28 in either one of the paths for generating the I signal or the Q signal. This makes it possible to compensate for these errors. The amount of image suppression can be increased by having the controller 2 change the delay amount of the delay device 28 while the radar system 301 monitors the image signal output from the mixer 27 by FFT.

（第４実施形態）
図９に示すレーダシステム４０１には自己診断信号生成部４０６が構成されている。自己診断信号生成部４０６は、第１実施形態にて説明した自己診断信号生成部６に代わる構成であり、その他は第１実施形態と同様の構成である。 (Fourth embodiment)
A self-diagnostic signal generator 406 is configured in the radar system 401 shown in FIG. The self-diagnostic signal generator 406 has a configuration that replaces the self-diagnostic signal generator 6 described in the first embodiment, and the rest of the configuration is the same as that of the first embodiment.

自己診断信号生成部４０６は、周波数ダブラ２１、ＩＱ信号生成器２２、λ／４線路２３、第１の周波数変換器２４、第２の周波数変換器２５、合成器２６、ミキサ２７と共に調整用移相器２９を備える。 The self-diagnostic signal generator 406 includes a frequency doubler 21, an IQ signal generator 22, a λ/4 line 23, a first frequency converter 24, a second frequency converter 25, a synthesizer 26, a mixer 27, and an adjusting shifter. A phaser 29 is provided.

調整用移相器２９は、合成器２６とミキサ２７との間に構成され、各送信機３ａの送信信号の位相に合成器２６の出力の位相を合わせるために設けられている。制御器２が、ミキサ２７の出力のイメージ信号をモニタしながら調整用移相器２９の位相値を調整することで、イメージ抑圧効果を高めることができる。 The adjusting phase shifter 29 is arranged between the synthesizer 26 and the mixer 27, and is provided to match the phase of the output of the synthesizer 26 with the phase of the transmission signal of each transmitter 3a. The image suppression effect can be enhanced by the controller 2 adjusting the phase value of the adjustment phase shifter 29 while monitoring the image signal output from the mixer 27 .

（第５実施形態）
図２に示したように、送信部３には複数の送信機３ａが構成されており、送信機３ａの出力を容量結合するカプラ３０は、送信機３ａ毎に構成されている。図１０に示す線路は信号を伝送する主線路を模式的に表すもので、複数のカプラ３０とミキサ２７との間には、伝送線路３１が構成されている。カプラ３０により結合された信号は、伝送線路３１によりミキサ２７に伝送される。 (Fifth embodiment)
As shown in FIG. 2, the transmitter 3 includes a plurality of transmitters 3a, and the coupler 30 for capacitively coupling the output of the transmitter 3a is configured for each transmitter 3a. The lines shown in FIG. 10 schematically represent main lines for transmitting signals, and transmission lines 31 are configured between a plurality of couplers 30 and mixers 27 . The signals combined by coupler 30 are transmitted to mixer 27 via transmission line 31 .

伝送線路３１は、複数のカプラ３０から互いにトーナメント態様にて結合する等長経路により構成されている。図１０にチップ内平面方向の構成の一例を模式的に示し、互いに直交する方向をＸ方向、Ｙ方向とした場合のトーナメント態様の構造例を示す。ここでいうトーナメント態様とは、複数の直線伝送線路３１ａ～３１ｊを各結合部Ｎ１～Ｎ６にて結合、屈曲又は湾曲させながら各送信チャンネルTx1～Tx3の送信機３ａの送信出力からミキサ２７まで互いに等長経路で接続する態様を示している。 The transmission line 31 is composed of equal length paths that are coupled from a plurality of couplers 30 to each other in a tournament manner. FIG. 10 schematically shows an example of the configuration in the planar direction within the chip, and shows an example of the structure of a tournament mode in which the directions orthogonal to each other are the X direction and the Y direction. The tournament mode here means that the transmission outputs of the transmitters 3a of the transmission channels Tx1 to Tx3 to the mixers 27 are connected to each other from the transmission outputs of the transmitters 3a of the transmission channels Tx1 to Tx3 while connecting, bending, or curving the plurality of straight transmission lines 31a to 31j at the respective coupling portions N1 to N6. It shows a mode of connecting with an equal length path.

図１０に示した直線伝送線路３１ａ～３１ｊによるトーナメント態様の構造は、一例を示すものであり、第１送信チャンネルTx1～第３送信チャンネルTx3の送信出力端からミキサ２７までの経路が等長経路となる条件を満たせば、特にこの構造に限られるものでない。また送信チャンネルTx1～Tx3が、３チャンネルとなる具体例を示したが、これに限定されるものではない。例えば送信チャンネルが４チャンネルの場合にも適用できる。 10 shows an example of the structure of the tournament mode using the straight transmission lines 31a to 31j. It is not particularly limited to this structure as long as it satisfies the following conditions. Also, although a specific example in which there are three transmission channels Tx1 to Tx3 has been shown, the present invention is not limited to this. For example, it can be applied even when there are four transmission channels.

本実施形態に示すように、伝送線路３１が、第１送信チャンネルTx1～第３送信チャンネルTx3の送信出力からミキサ２７まで等長となるように構成されているため、複数のカプラ３０から互いにトーナメント態様にて結合する等長経路によりミキサ２７に信号を伝送することができ、各送信チャンネルTx1～Tx3の間で位相遅れを極力合わせることができる。 As shown in this embodiment, since the transmission line 31 is configured to have the same length from the transmission output of the first transmission channel Tx1 to the third transmission channel Tx3 to the mixer 27, the couplers 30 Signals can be transmitted to the mixer 27 by equal-length paths coupled in a manner, and the phase delays can be matched as much as possible between the transmission channels Tx1 to Tx3.

（第６実施形態）
第６実施形態は、第１実施形態の説明図面と図１１を用いて説明する。第６実施形態は、処理内容に特徴を備える。
複数の送信チャンネルTx1～Tx3の各送信機３ａは、制御器２の制御指令に基づいて個別に送信信号を出力可能になっているが、制御器２の制御指令に基づいて２つの送信チャンネル（ここでは例えばTx2、Tx3とする）の双方からの送信信号を有効に出力させると共に他の送信チャンネル（ここでは例えばTx1とする）の送信信号を無効とし非出力に設定することもできる。 (Sixth embodiment)
The sixth embodiment will be described with reference to the explanatory drawings of the first embodiment and FIG. The sixth embodiment is characterized by its processing contents.
Each transmitter 3a of a plurality of transmission channels Tx1 to Tx3 can individually output a transmission signal based on the control command of the controller 2. However, based on the control command of the controller 2, two transmission channels ( Here, for example, Tx2 and Tx3) can be effectively output, and the transmission signal of another transmission channel (here, for example, Tx1) can be disabled and set to non-output.

レーダシステム１を診断するときに、制御器２は送信チャンネルTx2、Tx3の双方の送信機３ａから送信信号を出力させる。制御器２は、一方の送信チャンネル（ここでは例えばTx3とする）の送信機３ａの移相器７の移相値を固定したまま、他方の送信チャンネル（ここでは例えばTx2とする）の送信機３ａの移相器７の移相値を変化させてミキサ２７の出力の自己診断信号BIST＿OUTをモニタすると良い。 When diagnosing the radar system 1, the controller 2 causes the transmitters 3a of both the transmission channels Tx2 and Tx3 to output transmission signals. The controller 2 fixes the phase shift value of the phase shifter 7 of the transmitter 3a of one transmission channel (here, for example, Tx3), and controls the transmitter of the other transmission channel (here, for example, Tx2). It is preferable to monitor the self-diagnostic signal BIST_OUT output from the mixer 27 by changing the phase shift value of the phase shifter 7 of 3a.

合成器２６の出力レベルが一定に保持されていれば、ミキサ２７の出力の自己診断信号BIST＿OUTの信号強度レベルは、各送信チャンネルTx2、Tx3の各移相器７の位相値に依存して変化することになり、図１１に示すように、各送信チャンネルTx2、Tx3の間の送信信号の相対位相差ΔPhaseに応じて変化するモニタ信号強度特性が得られる。 If the output level of the synthesizer 26 is kept constant, the signal strength level of the self-diagnostic signal BIST_OUT output from the mixer 27 varies depending on the phase value of each phase shifter 7 of each transmission channel Tx2, Tx3. As a result, as shown in FIG. 11, a monitor signal strength characteristic that changes according to the relative phase difference ΔPhase of the transmission signals between the transmission channels Tx2 and Tx3 is obtained.

原理的には、各送信チャンネルTx2、Tx3の移相器７が、互いに１８０°の位相差となるときに、各送信チャンネルTx2、Tx3の送信信号は弱め合うことになり、モニタ信号強度が最低レベルとなる。すなわち図１２に示すように、送信チャンネルTx2の移相器７の位相値ＰＡ２と、送信チャンネルTx3の移相器７の位相値ＰＡ３とが、互いに１８０°の相対位相差ΔPhaseとなるときにモニタ信号強度が最低レベルとなる。 In principle, when the phase shifters 7 of the transmission channels Tx2 and Tx3 have a phase difference of 180° from each other, the transmission signals of the transmission channels Tx2 and Tx3 weaken each other, and the monitor signal strength becomes the lowest. be the level. That is, as shown in FIG. 12, the phase value PA2 of the phase shifter 7 of the transmission channel Tx2 and the phase value PA3 of the phase shifter 7 of the transmission channel Tx3 are monitored when there is a relative phase difference ΔPhase of 180° with each other. The signal strength is at its lowest level.

例えば、送信チャンネルTx2の移相器７の位相値ＰＡ２が、送信チャンネルTx3の移相器７の位相値ＰＡ３に比較して２°オフセットしている場合を考える。制御器２が、送信チャンネルTx3の移相器７の位相値を固定したまま送信チャンネルTx2の移相器７の移相値を変化させたとき、相対位相差ΔPhaseが１８２°となるときにモニタ信号強度が最低レベルとなる。このため、検出部としての制御器２は、送信チャンネルTx2、Tx3の移相器７が相対的に２°オフセットしていることを検出できる。 For example, consider the case where the phase value PA2 of the phase shifter 7 of the transmission channel Tx2 is offset by 2° compared to the phase value PA3 of the phase shifter 7 of the transmission channel Tx3. When the controller 2 changes the phase shift value of the phase shifter 7 of the transmission channel Tx2 while fixing the phase value of the phase shifter 7 of the transmission channel Tx3, it monitors when the relative phase difference ΔPhase becomes 182°. The signal strength is at its lowest level. Therefore, the controller 2 as a detector can detect that the phase shifters 7 of the transmission channels Tx2 and Tx3 are relatively offset by 2°.

また制御器２は、他の２つの送信チャンネル間（例えばTx1とTx2、Tx1とTx3）でも同様に信号強度特性を得ることで、それぞれのモニタ信号強度が最低レベルとなる相対位相差ΔPhaseを算出できる。 In addition, the controller 2 similarly obtains the signal strength characteristics between the other two transmission channels (for example, Tx1 and Tx2, Tx1 and Tx3), and calculates the relative phase difference ΔPhase at which each monitor signal strength is at the lowest level. can.

これにより、制御器２は、比較対象となる２つの送信チャンネル（Tx2とTx3、Tx1とTx2、Tx1とTx3）の移相器７の位相特性を相対比較できる。最も出力パワーの小さくなった位相設定条件が、チャンネル間の相対位相差ΔPhaseが１８０°となる条件となるため、これらの相対位相差ΔPhaseの算出結果を用いて、フェーズドアレイアンテナ方式によりターゲットＴが存在する相対方位を求める際の位相誤差を補償できる。 Thereby, the controller 2 can relatively compare the phase characteristics of the phase shifters 7 of the two transmission channels (Tx2 and Tx3, Tx1 and Tx2, Tx1 and Tx3) to be compared. The phase setting condition with the smallest output power is the condition where the relative phase difference ΔPhase between channels is 180°. Any phase error in determining the relative orientation that exists can be compensated for.

前述では、２つの送信チャンネル（例えばTx2とTx3）の送信信号が弱め合いモニタ信号強度が最低レベルとなる条件を満たす状態を検出する例を挙げたが、これに限定されるものではなく、図１３に示すように、２つの送信チャンネルの送信信号が強め合いモニタ信号強度が最高レベルとなる条件を満たす状態を制御器２が検出するようにしても良い。なお、原理的には、２つの送信チャンネル（例えばTx2とTx3）間の相対位相差ΔPhaseが３６０°となる場合に強め合うことになるため、モニタ信号強度が最高レベルとなる。 In the above description, an example of detecting a state in which the transmission signals of two transmission channels (eg, Tx2 and Tx3) weaken each other and the monitor signal strength is at the lowest level is detected. As shown in 13, the controller 2 may detect a state in which the transmission signals of the two transmission channels strengthen each other and the monitor signal strength is at the highest level. In principle, when the relative phase difference ΔPhase between the two transmission channels (for example, Tx2 and Tx3) is 360°, the signals are constructive, so the monitor signal strength reaches the highest level.

（第７実施形態）
図１４に示すレーダシステム７０１は、レーダシステム１と同様の構成が組み込まれると共に、受信機４ａを自己診断するための自己診断用回路４０も組み込まれている。 (Seventh embodiment)
A radar system 701 shown in FIG. 14 incorporates a configuration similar to that of the radar system 1, and also incorporates a self-diagnostic circuit 40 for self-diagnosing the receiver 4a.

自己診断用回路４０は、周波数ダブラ４１、ミキサ４２、移相器４３、可変増幅器４４を縦続接続して構成されており、ＰＬＬ５から第４のローカル信号LO4を入力可能になっていると共に、ミキサ４２にクロック信号BIST＿CLK2を入力可能になっている。 The self-diagnostic circuit 40 comprises a frequency doubler 41, a mixer 42, a phase shifter 43, and a variable amplifier 44 connected in cascade. 42 can receive the clock signal BIST_CLK2.

周波数ダブラ４１は、ＰＬＬ５から第４のローカル信号LO4を入力すると周波数を２倍しミキサ４２に出力する。ＰＬＬ５は、前述した第１のローカル信号LO1、第２のローカル信号LO2、第１の自己診断用クロック信号BIST＿CLKと共に、周波数ｆCLK2の第２のクロック信号BIST＿CLK2を生成しミキサ４２に出力する。ミキサ４２は、第２のクロック信号BIST_CLK2と周波数ダブラ４１の出力を混合し移相器４３に出力する。 The frequency doubler 41 receives the fourth local signal LO4 from the PLL 5, doubles the frequency, and outputs it to the mixer 42. FIG. The PLL 5 generates a second clock signal BIST_CLK2 having a frequency of fCLK2 together with the first local signal LO1, the second local signal LO2, and the first self-diagnostic clock signal BIST_CLK, and outputs them to the mixer . Mixer 42 mixes second clock signal BIST_CLK2 and the output of frequency doubler 41 and outputs the result to phase shifter 43 .

移相器４３は、周波数ダブラ４１の出力を制御器２の制御指令に基づく位相量だけシフトし可変増幅器４４に出力する。可変増幅器４４は、制御器２の制御指令に基づいて増幅度を変更可能に構成され、移相器４３の出力を増幅する。受信機４ａの受信入力RxINには、カプラ４５が構成されており、カプラ４５は、可変増幅器４４の出力を入力可能に構成されている。 The phase shifter 43 shifts the output of the frequency doubler 41 by a phase amount based on the control command from the controller 2 and outputs it to the variable amplifier 44 . Variable amplifier 44 is configured to be able to change the degree of amplification based on a control command from controller 2 and amplifies the output of phase shifter 43 . A coupler 45 is configured at the reception input RxIN of the receiver 4a, and the coupler 45 is configured so that the output of the variable amplifier 44 can be input.

ＰＬＬ５が、周波数ダブラ５ａに周波数ｆLO3の第３のローカル信号LO3を出力するとき、自己診断用回路４０に同一周波数の第４のローカル信号LO4を出力すると共に、この第４のローカル信号LO4より低い周波数条件を満たす周波数ｆCLK2のクロック信号BIST＿CLK2を出力する。すると、ミキサ４２は、ＰＬＬ５が生成した第４のローカル信号LO4に、クロック信号BIST＿CLK2をアップコンバートすることで、所定の周波数帯域幅内に周波数ｆLO4±ｆCLK2の２トーンを生成できる。 When the PLL 5 outputs the third local signal LO3 having the frequency fLO3 to the frequency doubler 5a, it outputs the fourth local signal LO4 having the same frequency to the self-diagnostic circuit 40 and also having a frequency lower than that of the fourth local signal LO4. A clock signal BIST_CLK2 having a frequency fCLK2 that satisfies the frequency condition is output. Then, the mixer 42 up-converts the fourth local signal LO4 generated by the PLL 5 with the clock signal BIST_CLK2 to generate two tones of frequencies fLO4±fCLK2 within a predetermined frequency bandwidth.

移相器２４は、ミキサ４２からカプラ４５に至るまでの経路に備えられ、ミキサ４２から２トーンの信号を入力すると、基準位相（例えば０°）に対し２トーンをそれぞれ移相し、この移相した信号を増幅器４４を介してカプラ４５に出力する。 The phase shifter 24 is provided on a path from the mixer 42 to the coupler 45, and when a two-tone signal is input from the mixer 42, it phase-shifts each of the two tones with respect to a reference phase (for example, 0°). The phased signals are output to coupler 45 via amplifier 44 .

ダウンコンバータ１２は、増幅器４４により増幅された２トーンの信号を周波数ｆLO3の第３のローカル信号LO3と混合する。そして中間周波数増幅器１３は、ダウンコンバータ１２により混合された混合信号を増幅し、中間周波数信号IFOUTとして出力する。ダウンコンバータ１２は、周波数ｆLO4±ｆCLK2の信号に周波数ｆLO3の第３のローカル信号LO3を混合して中間周波数信号IFOUTとして出力する。 Downconverter 12 mixes the two-tone signal amplified by amplifier 44 with a third local signal LO3 at frequency fLO3. The intermediate frequency amplifier 13 amplifies the mixed signal mixed by the down converter 12 and outputs it as an intermediate frequency signal IFOUT. The down-converter 12 mixes the signal of frequency fLO4±fCLK2 with the third local signal LO3 of frequency fLO3 and outputs the result as an intermediate frequency signal IFOUT.

原理的に、ダウンコンバータ１２は、２トーンのうち高周波数側の出力と低周波数側の出力とを同一周波数にダウンコンバートする。このため、ダウンコンバータ１２による混合信号は周波数ｆCLK2の１トーンとなる。 In principle, the downconverter 12 downconverts the high frequency side output and the low frequency side output of the two tones to the same frequency. Therefore, the mixed signal from the down converter 12 is one tone of frequency fCLK2.

制御器２が、移相器４３の移相値Δφを調整することで、ダウンコンバータ１２から中間周波数信号IFOUTとして出力させる１トーンを可変利得制御できる。これにより、ミリ波帯を増幅・減衰する高周波増幅器４４による利得可変範囲だけでは実現困難な利得可変範囲を実現できる。 By adjusting the phase shift value Δφ of the phase shifter 43, the controller 2 can perform variable gain control of one tone output from the downconverter 12 as the intermediate frequency signal IFOUT. This makes it possible to realize a variable gain range that is difficult to achieve with only the variable gain range of the high-frequency amplifier 44 that amplifies and attenuates the millimeter wave band.

（他の実施形態）
本開示は、前述した実施形態に限定されるものではなく、種々変形して実施することができ、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能である。例えば以下に示す変形又は拡張が可能である。 (Other embodiments)
The present disclosure is not limited to the embodiments described above, and can be implemented in various modifications, and can be applied to various embodiments without departing from the scope of the present disclosure. For example, the following modifications or extensions are possible.

前述した複数の実施形態の構成、機能を組み合わせても良い。前述実施形態の一部を、課題を解決できる限りにおいて省略した態様も実施形態と見做すことが可能である。また、特許請求の範囲に記載した文言によって特定される発明の本質を逸脱しない限度において考え得るあらゆる態様も実施形態と見做すことが可能である。 The configurations and functions of the multiple embodiments described above may be combined. A mode in which part of the above embodiment is omitted as long as the problem can be solved can also be regarded as an embodiment. In addition, all conceivable aspects can be regarded as embodiments as long as they do not deviate from the essence of the invention specified by the language in the claims.

本開示は、前述した実施形態に準拠して記述したが、本開示は当該実施形態や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範畴や思想範囲に入るものである。 Although the present disclosure has been described in accordance with the embodiments described above, it is understood that the present disclosure is not limited to such embodiments or structures. The present disclosure also includes various modifications and modifications within the equivalent range. In addition, various combinations and configurations, as well as other combinations and configurations including one, more, or less elements thereof, are within the scope and spirit of this disclosure.

図面中、１、２０１、３０１、４０１、７０１はレーダシステム（自己診断装置）、２は制御器（検出部）、３ａは送信機、５はＰＬＬ、６、３０６は自己診断信号生成部、７は移相器、２１は周波数ダブラ、２２はＩＱ信号生成器、２３はλ／４線路、２２３はハイブリッドカプラ、２４は第１の周波数変換器、２５は第２の周波数変換器、２６は合成器、２７はミキサ、２８は遅延器、２９は調整用移相器、を示す。 In the drawings, 1, 201, 301, 401, 701 are radar systems (self-diagnostic devices), 2 is a controller (detector), 3a is a transmitter, 5 is a PLL, 6, 306 are self-diagnostic signal generators, 7 21 is a frequency doubler; 22 is an IQ signal generator; 23 is a λ/4 line; 223 is a hybrid coupler; 24 is a first frequency converter; 27 is a mixer; 28 is a delayer; and 29 is an adjusting phase shifter.

Claims

A self-diagnostic device for generating a self-diagnostic signal for self-diagnosing a transmitter (3a) having a phase shifter (7),
a PLL (5) that generates a self-diagnostic local signal and a clock signal by the same block;
a self-diagnostic signal generator (6; 306; 406) for generating a self-diagnostic signal for self-diagnosing the phase characteristics of the phase shifter;
The transmitter is configured to perform self-diagnosis by transmitting while changing the phase value of the phase shifter of a transmission channel among a plurality of transmission channels ,
The self-diagnostic signal generation unit
a frequency doubler (21) for doubling the frequency of the self-diagnostic local signal;
an IQ signal generator (22) that generates a self-diagnostic I signal (CLK_I) and a self-diagnostic Q signal (CLK_Q) that are orthogonal to each other based on the clock signal;
a λ/4 line (23) that phase-shifts the output (LO_Q) of the frequency doubler by 90°;
a first frequency converter (24) for mixing the frequency doubler output (LO_Q) and the self-diagnostic I signal (CLK_I);
a second frequency converter (25) for mixing the output (LO_I) of the λ/4 line and the self-diagnostic Q signal (CLK_Q);
a combiner (26) for combining the outputs of the first and second frequency converters;
a mixer (27) for mixing the output of the combiner with the transmitted signal of the transmitter;
When the transmitter changes the phase value of the phase shifter, the self-diagnostic signal is generated by the output of the mixer, and the change in the phase value of the self-diagnostic signal is converted into the change in the phase value of the phase shifter. A self-diagnostic device for calculating the phase error of said phase shifter with corresponding detection.

A self-diagnostic device for generating a self-diagnostic signal for self-diagnosing a transmitter (3a) having a phase shifter (7),
a PLL (5) that generates a self-diagnostic local signal and a clock signal by the same block;
a self-diagnostic signal generator (206) for generating a self-diagnostic signal for self-diagnosing the phase characteristics of the phase shifter;
The transmitter is configured to perform self-diagnosis by transmitting while changing the phase value of the phase shifter of a transmission channel among a plurality of transmission channels ,
The self-diagnostic signal generation unit
a frequency doubler (21) for doubling the frequency of the self-diagnostic local signal;
an IQ signal generator (22) that generates a self-diagnostic I signal (CLK_I) and a self-diagnostic Q signal (CLK_Q) that are orthogonal to each other based on the clock signal;
a hybrid coupler (223) for converting the frequency doubler output (LO_Q) into first and second outputs that are orthogonal to each other;
a first frequency converter (24) for mixing the first output (LO_Q) of the hybrid coupler and the self-diagnostic I signal (CLK_I);
a second frequency converter (25) for mixing the second output (LO_I) of the hybrid coupler and the self-diagnostic Q signal (CLK_Q);
a combiner (26) for combining the outputs of the first and second frequency converters;
a mixer (27) for mixing the output of the combiner with the transmitted signal of the transmitter;
When the transmitter changes the phase value of the phase shifter, the self-diagnostic signal is generated by the output of the mixer, and the change in the phase value of the self-diagnostic signal is converted into the change in the phase value of the phase shifter. A self-diagnostic device for calculating the phase error of said phase shifter with corresponding detection.

A self-diagnostic device for generating a self-diagnostic signal for self-diagnosing a transmitter (3a) having a phase shifter (7),
a PLL (5) that generates a self-diagnostic local signal and a clock signal by the same block;
a self-diagnostic signal generator (6; 306; 406) for generating a self-diagnostic signal for self-diagnosing the phase characteristics of the phase shifter;
self-diagnosis by outputting transmission signals from transmitters of two transmission channels among the transmitters of a plurality of transmission channels ;
The self-diagnostic signal generation unit
a frequency doubler (21) for doubling the frequency of the self-diagnostic local signal;
an IQ signal generator (22) that generates a self-diagnostic I signal (CLK_I) and a self-diagnostic Q signal (CLK_Q) that are orthogonal to each other based on the clock signal;
a λ/4 line (23) that phase-shifts the output (LO_Q) of the frequency doubler by 90°;
a first frequency converter (24) for mixing the frequency doubler output (LO_Q) and the self-diagnostic I signal (CLK_I);
a second frequency converter (25) for mixing the output (LO_I) of the λ/4 line and the self-diagnostic Q signal (CLK_Q);
a combiner (26) for combining the outputs of the first and second frequency converters;
a mixer (27) for mixing the output of the combiner with the transmitted signal of the transmitter;
said self-diagnostic signal from the output of said mixer while changing the phase of a phase shifter of one of said transmitters when outputting transmission signals from transmitters of two transmission channels out of said transmitters of said plurality of transmission channels; and the relative phase difference (ΔPhase) between the phase values of the phase shifters in the transmitters of the two transmission channels at which the monitor signal strength is at the lowest level or the highest level based on the results of monitoring the self-diagnostic signal A detection unit (2) that detects
A self-diagnostic device for relatively comparing the phase characteristics of the phase shifters of the transmitters of the two transmission channels based on the relative phase difference.

A self-diagnostic device for generating a self-diagnostic signal for self-diagnosing a transmitter (3a) having a phase shifter (7),
a PLL (5) that generates a self-diagnostic local signal and a clock signal by the same block;
a self-diagnostic signal generator (206) for generating a self-diagnostic signal for self-diagnosing the phase characteristics of the phase shifter;
self-diagnosis by outputting transmission signals from transmitters of two transmission channels among the transmitters of a plurality of transmission channels ;
The self-diagnostic signal generation unit
a frequency doubler (21) for doubling the frequency of the self-diagnostic local signal;
an IQ signal generator (22) that generates a self-diagnostic I signal (CLK_I) and a self-diagnostic Q signal (CLK_Q) that are orthogonal to each other based on the clock signal;
a hybrid coupler (223) for converting the frequency doubler output (LO_Q) into first and second outputs that are orthogonal to each other;
a first frequency converter (24) for mixing the first output (LO_Q) of the hybrid coupler and the self-diagnostic I signal (CLK_I);
a second frequency converter (25) for mixing the second output (LO_I) of the hybrid coupler and the self-diagnostic Q signal (CLK_Q);
a combiner (26) for combining the outputs of the first and second frequency converters;
a mixer (27) for mixing the output of the combiner with the transmitted signal of the transmitter;
said self-diagnostic signal from the output of said mixer while changing the phase of a phase shifter of one of said transmitters when outputting transmission signals from transmitters of two transmission channels out of said transmitters of said plurality of transmission channels; and the relative phase difference (ΔPhase) between the phase values of the phase shifters in the transmitters of the two transmission channels at which the monitor signal strength is at the lowest level or the highest level based on the results of monitoring the self-diagnostic signal A detection unit (2) that detects
A self-diagnostic device for relatively comparing the phase characteristics of the transmitter phase shifters of two transmission channels.

a plurality of couplers (30) for respectively combining the transmitter outputs of the plurality of transmission channels;
a transmission line (31) for transmitting signals coupled by the plurality of couplers;
5. The self-diagnostic device according to claim 1, wherein said transmission line transmits signals from said plurality of couplers to said mixer through equal length paths that are coupled with each other in a tournament manner.

A delay device (28) for delaying either the self-diagnostic I signal or the self-diagnostic Q signal generated by the IQ signal generator,
3. A phase difference between orthogonal IQ signals is corrected by the IQ signal generator by adjusting the delay amount of the delay device, and the suppression amount of the image signal generated in the self-diagnostic signal output from the mixer is increased. 6. The self-diagnostic device according to any one of 1 to 5 .

further comprising an adjusting phase shifter (29) for phase shifting the output of the combiner;
7. The self-diagnostic device according to claim 1, wherein an amount of suppression of an image signal generated in said self-diagnostic signal output from said mixer is increased by changing a phase amount of said adjustment phase shifter.