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JP7182983B2 - Power supply and image forming apparatus - Google Patents

Power supply and image forming apparatus Download PDF

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JP7182983B2 JP2018189552A JP2018189552A JP7182983B2 JP 7182983 B2 JP7182983 B2 JP 7182983B2 JP 2018189552 A JP2018189552 A JP 2018189552A JP 2018189552 A JP2018189552 A JP 2018189552A JP 7182983 B2 JP7182983 B2 JP 7182983B2
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power supply
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Description

本発明は、連続モードと間欠モードとを切り換え可能な電源装置、及び電源装置を備える画像形成装置に関する。 The present invention relates to a power supply device capable of switching between a continuous mode and an intermittent mode, and an image forming apparatus equipped with the power supply device.

近年の省エネルギー化の要求の増大に伴い、プリンタ等の画像形成装置のような電子機器は、消費電力を低減させた第1の待機状態に加え、第1の待機状態より更に消費電力を低減させることを目的とした第2の待機状態を備えている。第1の待機状態では、例えば、液晶パネル部や、スキャナに原稿が設置されたことを検知するためのフォトセンサ部等が動作している。第2の待機状態では、これらの消費電力の比較的大きな動作部は停止させ、第2の待機状態から第1の待機状態に復帰するトリガーを検知するためのユーザインターフェース部等の最低限の機能のみを動作させる。これにより、電源装置の負荷を軽減し、消費電力の低減化を図っている。また、電源装置を制御する電源制御ICでは、省エネルギー化の要求に対応するため、常時スイッチング動作を行う連続モードに加え、間欠的にスイッチング動作を行って消費電力を低減する間欠モードを備えた電源制御ICが増加傾向にある。画像形成装置の電源装置は、プリント動作に即座に移行するために、電源制御ICは、第1の待機状態では連続モードで動作している場合が多い。一方、電源制御ICは、第2の待機状態では、省エネルギー化の度合いを高めるために、間欠モードで動作し、スイッチングによる損失を減少させている。 With the increasing demand for energy saving in recent years, electronic devices such as printers and other image forming apparatuses have reduced power consumption in the first standby state, and in addition, have reduced power consumption even further than the first standby state. A second standby state is provided for the purpose of In the first standby state, for example, the liquid crystal panel section and the photosensor section for detecting that a document is placed on the scanner are operating. In the second standby state, these operating units with relatively large power consumption are stopped, and the minimum functions such as the user interface unit for detecting a trigger to return from the second standby state to the first standby state. only work. This reduces the load on the power supply device and reduces power consumption. In addition, in order to meet the demand for energy saving, the power supply control IC that controls the power supply is equipped with an intermittent mode in which switching operation is performed intermittently to reduce power consumption, in addition to a continuous mode in which switching operation is always performed. Control ICs are on the rise. Since the power supply of the image forming apparatus immediately shifts to the printing operation, the power supply control IC often operates in the continuous mode in the first standby state. On the other hand, in the second standby state, the power supply control IC operates in an intermittent mode to reduce loss due to switching in order to increase the degree of energy saving.

しかし、例えば電流共振方式でスイッチング動作を行う電源装置の場合、第1の待機状態において連続モードで動作しているため、トランスの一次側には定常的に共振電流が流れている。このため、電源装置に接続されている負荷が小さいにもかかわらず、共振電流による消費電力の増大や素子の昇温が生じ、場合によっては、ファン等の冷却手段が必要になるという課題があった。そこで、例えば特許文献1では、第1の待機状態及び第2の待機状態に限らず、待機状態においては間欠モードで動作し、動作状態においては速やかに連続モードに切り換えることで、待機状態における消費電力の低減及び素子の低温化が提案されている。 However, in the case of, for example, a power supply device that performs a switching operation by a current resonance method, since it operates in the continuous mode in the first standby state, a resonance current is steadily flowing in the primary side of the transformer. Therefore, even though the load connected to the power supply is small, the resonance current causes an increase in power consumption and an increase in element temperature. rice field. Therefore, for example, in Patent Document 1, not only in the first standby state and the second standby state, but also in the standby state, it operates in the intermittent mode, and in the operating state, it quickly switches to the continuous mode, thereby reducing the consumption in the standby state. Reducing power and lowering the temperature of the device have been proposed.

特開2015-100252号公報JP 2015-100252 A

しかしながら、上述した特許文献1では、画像形成装置のように複数の待機状態を備えた構成は想定されていないため、上述した第1の待機状態と第2の待機状態とで、間欠モードでの間欠周期を切り換える手段は設けられていない。ここで、間欠モードは、電源制御ICの機能として自動的に制御が行われ、間欠周期は、電源制御ICに接続される外部回路によって調整することが一般的である。例えば、コンデンサへの充放電を行う回路を外部回路として設け、電源制御ICは、外部回路の電圧と基準電圧とを比較することにより、間欠周期を制御する。間欠動作は、間欠周期が長い程、消費電力を低減できるため、通常、第2の待機状態での消費電力を低減させるために、第2の待機状態での間欠周期が長くなるように回路定数が設定されている。 However, in Patent Document 1 described above, since a configuration having a plurality of standby states like the image forming apparatus is not assumed, in the above-described first standby state and second standby state, an intermittent mode is set. No means are provided for switching the intermittent period. Here, the intermittent mode is automatically controlled as a function of the power control IC, and the intermittent period is generally adjusted by an external circuit connected to the power control IC. For example, a circuit for charging and discharging a capacitor is provided as an external circuit, and the power supply control IC controls the intermittent period by comparing the voltage of the external circuit with a reference voltage. In intermittent operation, the longer the intermittent cycle, the more power consumption can be reduced. is set.

そのため、外部回路の回路定数を、第2の待機状態と同一の回路定数に設定して、第1の待機状態にて間欠モードを動作させた場合には、間欠周期が長くなる。間欠モード中の休止期間には、トランスの二次側への電力供給は行われない。上述した負荷には、スイッチング動作を休止している期間でも、電力供給が行われるため、間欠周期が長いと、負荷に供給される直流電圧が低下する。その結果、間欠周期が短い場合と比較して、間欠周期が長い場合には、消費電力は低減できるものの、スイッチング動作期間とスイッチング休止期間の直流電圧の変動量(以下、直流電圧リップルという)が増大するという課題が生じる。直流電圧リップルが増大すると、負荷として接続されているIC等に供給される直流電圧が、ICの電源電圧定格を超えることによってICが破壊されたり、逆にICの動作保証電圧を下回ることによってICが動作不良を引き起こしたりするおそれがある。 Therefore, when the circuit constants of the external circuit are set to the same circuit constants as those in the second standby state and the intermittent mode is operated in the first standby state, the intermittent period becomes longer. During the idle period during the intermittent mode, no power is supplied to the secondary of the transformer. Since power is supplied to the load described above even during a period in which the switching operation is suspended, the DC voltage supplied to the load decreases if the intermittent period is long. As a result, power consumption can be reduced when the intermittent cycle is long compared to when the intermittent cycle is short, but the amount of DC voltage fluctuation (hereinafter referred to as DC voltage ripple) between the switching operation period and the switching pause period increases. An increasing problem arises. When the DC voltage ripple increases, the DC voltage supplied to an IC, etc. connected as a load exceeds the power supply voltage rating of the IC, destroying the IC. may cause malfunction.

一方、第1の待機状態の直流電圧リップルを低減するために、外部回路の回路定数を第2の待機状態とは異なる回路定数に設定して間欠周期を短くした場合には、第2の待機状態では、スイッチング回数が増加することになる。その結果、消費電力が増加し、省エネルギー化の度合い(以下、省エネルギー性ともいう)が低下することになる。このように、上述した従来技術のように、単一の待機状態を想定した構成をそのまま画像形成装置に搭載する電源装置に適用した場合には、第1の待機状態での低直流電圧リップル化と、第2の待機状態での低消費電力化を両立できないという課題が生じる。 On the other hand, in order to reduce the DC voltage ripple in the first standby state, when the circuit constant of the external circuit is set to a circuit constant different from that in the second standby state to shorten the intermittent period, the second standby state state, the switching times will increase. As a result, power consumption increases, and the degree of energy saving (hereinafter also referred to as energy saving) decreases. Thus, as in the above-described prior art, when the configuration assuming a single standby state is applied as it is to the power supply device mounted in the image forming apparatus, the DC voltage ripple is reduced in the first standby state. and the problem that low power consumption in the second standby state cannot be achieved at the same time.

本発明は、このような状況のもとでなされたもので、第1の待機状態での直流電圧リップルを低減させることと、第2の待機状態での消費電力を低減させることとを両立させることを目的とする。 The present invention has been made under such circumstances, and aims to achieve both reduction of DC voltage ripple in the first standby state and reduction of power consumption in the second standby state. for the purpose.

上述した課題を解決するために、本発明では、以下の構成を備える。 In order to solve the above problems, the present invention has the following configuration.

(1)交流電圧を整流、平滑して入力電圧を生成する整流平滑手段と、一次巻線、二次巻線及び補助巻線を有するトランスと、前記入力電圧が印加される前記トランスの前記一次巻線に接続されたスイッチング手段と、前記トランスの前記二次巻線に誘起された電圧に応じたフィードバック電圧を出力するフィードバック手段と、前記スイッチング手段を連続発振させる連続モード、又は前記スイッチング手段を連続発振させる動作期間と前記スイッチング手段を停止させる休止期間を交互に繰り返して前記スイッチング手段を間欠発振させる間欠モードに切り換えが可能で、前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段と、を備える電源装置であって、前記補助巻線に誘起される電圧に基づいて、前記トランスの二次側に接続された負荷を検知する負荷検知手段と、電荷を蓄積可能なコンデンサを有し、前記負荷検知手段の検知結果に基づいて、前記コンデンサの容量を切り換える容量切り換え手段と、前記フィードバック手段から入力された前記フィードバック電圧に基づいて、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの充電又は放電を行い、前記スイッチング手段による前記スイッチング動作を制御する周期制御手段と、を備え、前記スイッチング制御手段が前記間欠モードの場合に、前記周期制御手段は、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの電圧が所定の電圧以上の場合には、前記スイッチング制御手段による前記スイッチング手段の前記スイッチング動作を行い、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの電圧が前記所定の電圧より小さい場合には、前記スイッチング制御手段による前記スイッチング手段の前記スイッチング動作を停止させ、前記容量切り換え手段は、前記負荷検知手段により検知された前記負荷が所定の負荷以上の第一の待機状態の場合には、前記負荷検知手段により検知された前記負荷が前記所定の負荷より小さい第二の待機状態に比べて、前記コンデンサ容量を減らすことにより前記間欠モードの間欠周期を短くし、前記第二の待機状態の場合には、前記第一の待機状態に比べて、前記コンデンサ容量を増やすことにより前記間欠モードの間欠周期を長くすることを特徴とする電源装置。
(2)記録材に画像形成を行う画像形成手段と、前記(1)に記載の電源装置と、を備えることを特徴とする画像形成装置。
(3)記録材に画像形成を行う画像形成手段と、前記画像形成手段を制御するコントローラと、前記画像形成手段に電力を供給する電源装置と、を備える画像形成装置であって、前記電源装置は、交流電圧を整流、平滑して入力電圧を生成する整流平滑手段と、一次巻線、二次巻線及び補助巻線を有するトランスと、前記入力電圧が印加される前記トランスの前記一次巻線に接続されたスイッチング手段と、前記トランスの前記二次巻線に誘起された電圧に応じたフィードバック電圧を出力するフィードバック手段と、前記スイッチング手段を連続発振させる連続モード、又は前記スイッチング手段を連続発振させる動作期間と前記スイッチング手段を停止させる休止期間を交互に繰り返して前記スイッチング手段を間欠発振させる間欠モードに切り換えが可能で、前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段と、電荷を蓄積可能なコンデンサを有し、前記コントローラからの指示に基づいて、前記コンデンサの容量を切り換える容量切り換え手段と、前記フィードバック手段から入力された前記フィードバック電圧に基づいて、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの充電又は放電を行い、前記スイッチング手段による前記スイッチング動作を制御する周期制御手段と、を備え、前記スイッチング制御手段が前記間欠モードの場合に、前記周期制御手段は、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの電圧が所定の電圧以上の場合には、前記スイッチング制御手段による前記スイッチング手段の前記スイッチング動作を行い、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの電圧が前記所定の電圧より小さい場合には、前記スイッチング制御手段による前記スイッチング手段の前記スイッチング動作を停止させ、前記容量切り換え手段は、前記コントローラからの前記指示が、前記トランスの二次側に接続された負荷が所定の負荷以上の第一の待機状態の場合には、前記コントローラからの前記指示における前記負荷が前記所定の負荷より小さい第二の待機状態に比べて、前記コンデンサの容量を減らすことにより前記間欠モードの間欠周期を短くし、前記第二の待機状態の場合には、前記第一の待機状態に比べて、前記コンデンサの容量を増やすことにより前記間欠モードの間欠周期を長くすることを特徴とする画像形成装置。
(1) rectifying and smoothing means for rectifying and smoothing an AC voltage to generate an input voltage; a transformer having a primary winding, a secondary winding and an auxiliary winding; and the primary of the transformer to which the input voltage is applied. a switching means connected to a winding; a feedback means for outputting a feedback voltage corresponding to the voltage induced in the secondary winding of the transformer; a continuous mode for continuously oscillating the switching means; or the switching means a switching control means capable of switching to an intermittent mode in which the switching means oscillates intermittently by alternately repeating an operation period for continuously oscillating the switching means and a rest period for stopping the switching means, and for controlling the switching operation of the switching means; a power supply device comprising load detection means for detecting a load connected to the secondary side of the transformer based on the voltage induced in the auxiliary winding; and a capacitor capable of accumulating electric charge, capacity switching means for switching the capacity of the capacitor based on the detection result of the load detection means; charging or discharging the capacitor of the capacity switching means based on the feedback voltage input from the feedback means; and periodic control means for controlling the switching operation by the switching means, wherein when the switching control means is in the intermittent mode, the period control means controls the voltage of the capacitor of the capacity switching means to be equal to or higher than a predetermined voltage. , the switching operation of the switching means is performed by the switching control means, and when the voltage of the capacitor of the capacity switching means is smaller than the predetermined voltage, the switching control means performs the switching operation of the switching means. When the load detected by the load detection means is in a first standby state in which the load detected by the load detection means is equal to or greater than a predetermined load, the capacity switching means stops the switching operation. The intermittent cycle of the intermittent mode is shortened by reducing the capacity of the capacitor compared to the second standby state where the load is smaller than a predetermined load, and in the case of the second standby state, the first standby state is resumed. A power supply device characterized in that the intermittent period of the intermittent mode is lengthened by increasing the capacitance of the capacitor.
(2) An image forming apparatus comprising: image forming means for forming an image on a recording material; and the power supply device according to (1).
(3) An image forming apparatus comprising image forming means for forming an image on a recording material, a controller for controlling the image forming means, and a power supply device for supplying power to the image forming means, wherein the power supply device includes rectifying and smoothing means for rectifying and smoothing an AC voltage to generate an input voltage, a transformer having a primary winding, a secondary winding and an auxiliary winding, and the primary winding of the transformer to which the input voltage is applied. a switching means connected to a line; a feedback means for outputting a feedback voltage corresponding to the voltage induced in the secondary winding of the transformer; a continuous mode for continuously oscillating the switching means; a switching control unit capable of switching to an intermittent mode in which the switching unit oscillates intermittently by alternately repeating an operation period for oscillation and a rest period for stopping the switching unit; switching control means for controlling the switching operation of the switching means; capacity switching means for switching the capacity of the capacitor based on an instruction from the controller; and charging the capacitor of the capacity switching means based on the feedback voltage input from the feedback means. or discharging, and a cycle control means for controlling the switching operation by the switching means, and when the switching control means is in the intermittent mode, the cycle control means controls the voltage of the capacitor of the capacitance switching means. is a predetermined voltage or more, the switching operation of the switching means is performed by the switching control means, and when the voltage of the capacitor of the capacitance switching means is smaller than the predetermined voltage, the switching control means performs The switching operation of the switching means is stopped, and the capacity switching means is operated when the instruction from the controller is a first standby state in which the load connected to the secondary side of the transformer is equal to or greater than a predetermined load. shortens the intermittent period of the intermittent mode by reducing the capacity of the capacitor compared to a second standby state in which the load in the instruction from the controller is smaller than the predetermined load, and the second standby state An image forming apparatus according to claim 1, wherein, in the case of the state, the intermittent cycle of the intermittent mode is lengthened by increasing the capacity of the capacitor as compared with the first standby state.

本発明によれば、第1の待機状態での直流電圧リップルを低減させることと、第2の待機状態での消費電力を低減させることとを両立させることができる。 According to the present invention, it is possible to reduce the DC voltage ripple in the first standby state and reduce the power consumption in the second standby state.

実施例1、3の電源装置の回路構成を示す回路図FIG. 2 is a circuit diagram showing the circuit configuration of the power supply devices of Examples 1 and 3; 実施例1~3の電流共振回路の動作を説明する図FIG. 4 is a diagram for explaining the operation of the current resonance circuits of Examples 1 to 3; 実施例1~3の電流共振回路のFETのドレイン電流波形を示す図FIG. 4 is a diagram showing drain current waveforms of FETs of the current resonance circuits of Examples 1 to 3; 実施例1~3の電源制御ICの構成を示すブロック図FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the power supply control IC of Examples 1 to 3; 実施例1~3の間欠モードにおけるスイッチング動作を説明するタイミングチャートTiming chart for explaining switching operation in intermittent mode of Examples 1 to 3 従来例における間欠周期-負荷領域特性を示す図Diagram showing intermittent cycle vs. load area characteristics in conventional example 実施例1の構成における間欠周期-負荷領域特性を示す図FIG. 10 is a diagram showing intermittent cycle-load region characteristics in the configuration of Embodiment 1; 実施例2、3の電源装置の構成を示す回路図A circuit diagram showing the configuration of the power supply device of Examples 2 and 3 実施例3の画像形成装置の構成を示す概略断面図Schematic cross-sectional view showing the configuration of an image forming apparatus of Example 3

以下に、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。 BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Below, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

[電源装置の構成]
図1は、実施例1の電源装置の回路構成を示す回路図である。本実施例の電源装置は、一般的な電流共振方式でスイッチング動作を行う電源装置である。図1において、インレット101から入力された交流電圧は、ヒューズ102、コモンモードコイル103を経て、整流ダイオードブリッジ104により整流され、平滑コンデンサ105により平滑化される。トランス109のスイッチングを行う電界効果トランジスタ(以下、FETという)106、107は直列に接続されている。そして、平滑コンデンサ105の一端はFET106(第一のスイッチング素子)のドレイン端子に接続され、平滑コンデンサ105の他端はFET107(第二のスイッチング素子)のソース端子に接続されている。
[Configuration of power supply]
FIG. 1 is a circuit diagram showing the circuit configuration of the power supply device of Example 1. FIG. The power supply device of this embodiment is a power supply device that performs switching operation by a general current resonance method. In FIG. 1, an AC voltage input from an inlet 101 passes through a fuse 102 and a common mode coil 103, is rectified by a rectifying diode bridge 104, and smoothed by a smoothing capacitor 105. FIG. Field effect transistors (hereinafter referred to as FETs) 106 and 107 for switching the transformer 109 are connected in series. One end of smoothing capacitor 105 is connected to the drain terminal of FET 106 (first switching element), and the other end of smoothing capacitor 105 is connected to the source terminal of FET 107 (second switching element).

トランス109は、漏洩インダクタンスがコントロールされて設計されたトランスであり、一次側には一次巻線110、補助巻線113を有し、二次側には二次巻線111、112を有する。一次巻線110の一端は、FET107のドレイン端子とFET106のソース端子との接続点に接続され、一次巻線110の他端は、電流共振コンデンサの一端に接続され、電流共振コンデンサの他端は、FET107のソース端子に接続されている。補助巻線113には、補助巻線113に誘起された電圧を整流平滑するダイオード114、平滑コンデンサ115が接続され、平滑コンデンサ115に蓄えられた電圧は電源制御IC121のVCC端子に入力される。トランス109の二次巻線111、112には、それぞれダイオード131、132が接続され、ダイオード131、132は、二次巻線111、112に誘起された電圧を整流し、平滑コンデンサ133により平滑化される。平滑コンデンサ133に蓄えられた電圧は、二次側の出力電圧である直流電圧Voutとして、電源装置に接続された負荷134に出力される。 Transformer 109 is designed with leakage inductance controlled, and has primary winding 110 and auxiliary winding 113 on the primary side, and secondary windings 111 and 112 on the secondary side. One end of the primary winding 110 is connected to the connection point between the drain terminal of the FET 107 and the source terminal of the FET 106, the other end of the primary winding 110 is connected to one end of the current resonance capacitor, and the other end of the current resonance capacitor is , are connected to the source terminal of the FET 107 . The auxiliary winding 113 is connected to a diode 114 for rectifying and smoothing the voltage induced in the auxiliary winding 113 and a smoothing capacitor 115 . Diodes 131 and 132 are connected to the secondary windings 111 and 112 of the transformer 109, respectively. be done. The voltage stored in the smoothing capacitor 133 is output to the load 134 connected to the power supply as the DC voltage Vout, which is the output voltage on the secondary side.

直流電圧Voutの状態を一次側にフィードバックするフィードバック部は、フォトカプラ144、シャントレギュレータ143、抵抗141、142から構成されている。シャントレギュレータ143のREF端子には、直流電圧Voutを抵抗141、142で分圧された電圧が入力される。フィードバック部の動作については、後述する。電源装置の連続モード、間欠モードを切り換えるモード切替部は、フォトカプラ205、トランジスタ204から構成され、コントロールユニット201のGP01端子から出力される信号に応じてトランジスタ204がオン、オフされる。トランジスタ204のオン、オフにより、フォトカプラ205のフォトトランジスタがオン、オフし、フォトカプラ205のフォトトランジスタが接続されている電源制御IC121のREG端子及びSB端子の入力電圧に応じて、モード切替が行われる。 A feedback section that feeds back the state of the DC voltage Vout to the primary side comprises a photocoupler 144 , a shunt regulator 143 , and resistors 141 and 142 . A voltage obtained by dividing the DC voltage Vout by resistors 141 and 142 is input to the REF terminal of the shunt regulator 143 . The operation of the feedback section will be described later. A mode switching unit for switching between continuous mode and intermittent mode of the power supply device is composed of a photocoupler 205 and a transistor 204 , and the transistor 204 is turned on and off according to a signal output from the GP01 terminal of the control unit 201 . The phototransistor of the photocoupler 205 is turned on and off by turning on and off the transistor 204, and the mode is switched according to the input voltage of the REG terminal and the SB terminal of the power supply control IC 121 to which the phototransistor of the photocoupler 205 is connected. done.

電源装置を制御する電源制御IC121は、FET106、107のゲート端子に電圧を印加し、FET106、107のオン・オフ動作を制御するG1、G2端子、及び補助巻線113で生成された電源電圧が供給されるVCC端子を備えている。また、電源制御IC121は、定電圧を出力するREG端子、及び電源装置から出力される直流電圧Voutの電圧値をモニタするためのFB(フィードバック)端子を備えている。更に、電源制御IC121は、コントロールユニット201のGP01端子から出力される信号に応じて連続モードと間欠モードを切り換える機能、及び間欠モードでのスイッチング周波数と間欠周期を決定するためのSB端子を備えている。なお、電源制御IC121は、SB端子の端子電圧VSB(以下、SB端子電圧VSBという)がモード切り換え閾値の電圧以上になった場合には、FET106、107を所定周期で連続発振させる連続モードに切り換える。一方、電源制御IC121は、SB端子電圧VSBがモード切り換え閾値未満になった場合には、FET106、107を所定周期よりも長い周期で間欠発振させる間欠モードに切り換える。電源制御IC121のFB端子には、フォトカプラ144と並列に接続されたコンデンサ122が接続されている。そして、電源制御IC121は内部にFB端子と接続された定電流回路(図4の電流源501)を有し、コンデンサ122に電荷を供給する。また、電源制御IC121はSB端子と接続されたコンデンサへの充電及び放電を行うために、内部にSB端子と接続された定電流充電回路及び定電流放電回路を備えている。更に、電源制御IC121は、SB端子電圧VSBに応じて、間欠モードにおける間欠周期、及びFET106、107のスイッチング周波数を制御する。 A power supply control IC 121 that controls the power supply applies a voltage to the gate terminals of the FETs 106 and 107, and the G1 and G2 terminals that control the ON/OFF operation of the FETs 106 and 107 and the power supply voltage generated by the auxiliary winding 113 is It has a VCC terminal to which it is supplied. The power control IC 121 also has a REG terminal for outputting a constant voltage and an FB (feedback) terminal for monitoring the voltage value of the DC voltage Vout output from the power supply device. Furthermore, the power supply control IC 121 has a function of switching between the continuous mode and the intermittent mode according to the signal output from the GP01 terminal of the control unit 201, and an SB terminal for determining the switching frequency and the intermittent cycle in the intermittent mode. there is When the terminal voltage VSB of the SB terminal (hereinafter referred to as the SB terminal voltage VSB) becomes equal to or higher than the mode switching threshold voltage, the power supply control IC 121 switches the FETs 106 and 107 to the continuous mode in which the FETs 106 and 107 continuously oscillate at a predetermined cycle. . On the other hand, when the SB terminal voltage VSB becomes less than the mode switching threshold, the power supply control IC 121 switches the FETs 106 and 107 to an intermittent mode in which the FETs 106 and 107 intermittently oscillate at a cycle longer than the predetermined cycle. A capacitor 122 connected in parallel with a photocoupler 144 is connected to the FB terminal of the power control IC 121 . The power supply control IC 121 internally has a constant current circuit (current source 501 in FIG. 4) connected to the FB terminal and supplies electric charge to the capacitor 122 . In addition, the power control IC 121 internally includes a constant current charging circuit and a constant current discharging circuit connected to the SB terminal in order to charge and discharge the capacitor connected to the SB terminal. Furthermore, the power supply control IC 121 controls the intermittent period in the intermittent mode and the switching frequency of the FETs 106 and 107 according to the SB terminal voltage VSB.

負荷領域検知部30は、抵抗301、302、FET303を有し、FET303のゲート端子には、電源制御IC121のVCC端子に入力される電圧を抵抗301、302で分圧した電圧が印加される。また、負荷領域信号Sloadは、負荷領域検知部30から出力される信号であり、FET303のオン、オフ状態に応じて、ロー(Low)レベル、又はハイ(High)レベルの信号が出力される。 The load area detection unit 30 has resistors 301 and 302 and an FET 303 , and a voltage obtained by dividing the voltage input to the VCC terminal of the power supply control IC 121 by the resistors 301 and 302 is applied to the gate terminal of the FET 303 . Also, the load area signal Sload is a signal output from the load area detection unit 30, and a low level or high level signal is output depending on whether the FET 303 is on or off.

間欠周期制御部40は、コンデンサ401、402、及びFET403を有し、FET403のゲート端子には、負荷領域信号Sloadが入力される。FET403とコンデンサ402は直列に接続され、コンデンサ401とは並列に接続されている。FET403のオン、オフ状態に応じて、電源制御IC121のSB端子に接続されるコンデンサは、それぞれ、2つのコンデンサ401、402、又はコンデンサ401のみとなる。 The intermittent cycle control unit 40 has capacitors 401 and 402 and an FET 403 , and the gate terminal of the FET 403 receives the load region signal Sload. FET 403 and capacitor 402 are connected in series, and capacitor 401 is connected in parallel. Depending on whether the FET 403 is on or off, the capacitors connected to the SB terminal of the power supply control IC 121 are the two capacitors 401 and 402 or only the capacitor 401, respectively.

[スイッチング動作の説明]
上述した回路構成において、電源制御IC121のVCC端子に補助巻線113から電源電圧が供給されると、電源制御IC121が起動される。電源制御IC121は起動されると、FET106、107の各ゲート端子にG1、G2端子から制御信号を出力し、FET106、107の動作を制御する。次に、図2、図3を参照して、電源装置が搭載された画像形成装置が画像形成を行う通常モード(連続モードともいう)におけるトランス109の一次側の電流の流れについて、FET106、107のオン/オフ状態に応じた順序に沿って説明する。図2は、トランス109の一次側の電流の流れを説明するために、トランス109、FET106、107、電源制御IC121、平滑コンデンサ105から構成される電流共振回路の周辺回路部分を図1の回路図より抜き出した回路図である。図2では、説明の順に(a)から(f)の回路図に電流の流れを矢印で表示している。図3は、FET106、107のドレイン電流の電流波形を示した図であり、上図はFET106のドレイン電流の電流波形を示しており、下図はFET107のドレイン電流の電流波形を示している。図3では、縦軸は電流値、横軸は時間を示す。また、図3に示すFET106、107の波形図は、図2(a)~(f)の電流の流れと対応しており、図中に記載した順序番号(順序1~順序7)は、図2の(a)(順序1、7)~(f)(順序6)に対応する。
[Description of switching operation]
In the circuit configuration described above, when the power supply voltage is supplied from the auxiliary winding 113 to the VCC terminal of the power control IC 121, the power control IC 121 is activated. When the power supply control IC 121 is activated, it outputs control signals from the G1 and G2 terminals to the gate terminals of the FETs 106 and 107 to control the operation of the FETs 106 and 107 . Next, referring to FIGS. 2 and 3, the current flow on the primary side of the transformer 109 in the normal mode (also referred to as continuous mode) in which the image forming apparatus equipped with the power supply performs image formation is shown in FETs 106 and 107. will be described along the order according to the on/off state of the . FIG. 2 shows the peripheral circuit portion of the current resonance circuit composed of the transformer 109, the FETs 106 and 107, the power supply control IC 121, and the smoothing capacitor 105 in order to explain the current flow on the primary side of the transformer 109. It is a circuit diagram extracted from. In FIG. 2, current flows are indicated by arrows in circuit diagrams (a) to (f) in the order of explanation. FIG. 3 shows current waveforms of the drain currents of the FETs 106 and 107. The upper figure shows the current waveform of the drain current of the FET 106, and the lower figure shows the current waveform of the drain current of the FET 107. FIG. In FIG. 3, the vertical axis indicates current value and the horizontal axis indicates time. The waveform diagrams of the FETs 106 and 107 shown in FIG. 3 correspond to the current flows in FIGS. 2 (a) (orders 1 and 7) to (f) (order 6).

1)順序1(図2(a)の状態)
図2(a)では、FET106がオン(ON)状態、FET107がオフ(OFF)状態であり、このときの電流の流れを図中、順序1の破線で示している。図2(a)では、電流は平滑コンデンサ105からFET106を介して、トランス109の一次巻線110へと流れ、一次巻線110を流れた電流は、電流共振コンデンサ108を経て、平滑コンデンサ105に戻る電流経路で流れる。
1) Order 1 (state of FIG. 2(a))
In FIG. 2A, the FET 106 is in the ON state and the FET 107 is in the OFF state. In FIG. 2A, current flows from smoothing capacitor 105 through FET 106 to primary winding 110 of transformer 109. flow in the return current path.

2)順序2(図2(b)の状態)
図2(b)では、FET106がオフ(OFF)状態、FET107がオフ(OFF)状態であり、このときの電流の流れを図中、順序2の破線で示している。図2(b)では、FET106がオン状態からオフ状態になっても、トランス109の一次巻線110に流れる電流は図2(a)での電流の流れを維持しようと働く。そのため、トランス109の一次巻線110を流れる電流は、電流共振コンデンサ108を経て、FET107の寄生ダイオードを経由して一次巻線110に戻る電流経路で電流が流れる。
2) Order 2 (state of FIG. 2(b))
In FIG. 2B, the FET 106 is in the OFF state and the FET 107 is in the OFF state. In FIG. 2(b), the current flowing through the primary winding 110 of the transformer 109 works to maintain the current flow in FIG. 2(a) even if the FET 106 is turned off from the ON state. Therefore, the current flowing through the primary winding 110 of the transformer 109 passes through the current resonance capacitor 108 , the parasitic diode of the FET 107 , and returns to the primary winding 110 .

3)順序3(図2(c)の状態)
図2(c)では、FET106がオフ(OFF)状態、FET107がオン(ON)状態であり、このときの電流の流れを図中、順序3の破線で示している。図2(c)では、順序2の状態でFET107をオン状態にしても、引き続き、電流は、トランス109の一次巻線110から電流共振コンデンサ108を経て、FET107の寄生ダイオードを経由する電流経路で流れる。
3) Order 3 (state of FIG. 2(c))
In FIG. 2C, the FET 106 is in the OFF state and the FET 107 is in the ON state, and the current flow at this time is indicated by the dashed line of order 3 in the drawing. In FIG. 2C, even if the FET 107 is turned on in the state of order 2, the current continues to flow from the primary winding 110 of the transformer 109 through the current resonance capacitor 108 and through the parasitic diode of the FET 107. flow.

4)順序4(図2(d)の状態)
図2(d)では、順序3に引き続き、FET106がオフ(OFF)状態、FET107がオン(ON)状態であり、このときの電流の流れを図中、順序4の破線で示している。図2(d)では、トランス109の漏洩インダクタンスと電流共振コンデンサ108との共振作用により、電流は、順序3の状態から次第に次のように流れる。すなわち、電流は、電流共振コンデンサ108からトランス109の一次巻線110へと流れ、FET107を経て、電流共振コンデンサ108に戻る電流経路で流れるように変化する。
4) Order 4 (state of FIG. 2(d))
In FIG. 2D, the FET 106 is in the OFF state and the FET 107 is in the ON state following order 3, and the current flow at this time is indicated by the dashed line of order 4 in the figure. In FIG. 2D, due to the resonance action of the leakage inductance of the transformer 109 and the current resonance capacitor 108, the current gradually flows from the state of order 3 as follows. That is, the current changes so as to flow from the current resonant capacitor 108 to the primary winding 110 of the transformer 109 , through the FET 107 and back to the current resonant capacitor 108 .

5)順序5(図2(e)の状態)
図2(e)では、FET106がオフ(OFF)状態、FET107がオフ(OFF)状態であり、このときの電流の流れを図中、順序5の破線で示している。図2(e)では、順序4の状態のままでFET107をオン状態からオフ状態にしても、トランス109の一次巻線110に流れる電流は図2(d)での電流の流れを維持しようと働く。そのため、電流は、電流共振コンデンサ108からトランス109の一次巻線110へと流れ、トランス109の一次巻線110からFET106の寄生ダイオードを経由して、平滑コンデンサ105に向かう電流経路で流れる。
5) Order 5 (state of FIG. 2(e))
In FIG. 2(e), the FET 106 is in the OFF state and the FET 107 is in the OFF state. In FIG. 2(e), even if the FET 107 is switched from ON state to OFF state in the state of order 4, the current flowing through the primary winding 110 of the transformer 109 tries to maintain the current flow in FIG. 2(d). work. Therefore, the current flows from the current resonance capacitor 108 to the primary winding 110 of the transformer 109 , and from the primary winding 110 of the transformer 109 to the smoothing capacitor 105 via the parasitic diode of the FET 106 .

6)順序6(図2(f)の状態)
図2(f)では、FET106がオン(ON)状態、FET107がオフ(OFF)状態であり、このときの電流の流れを図中、順序6の破線で示している。図2(f)では、順序5の状態でFET106をオフ状態からオン状態にしても、引き続き、電流は、次のように流れる。すなわち、電流は、電流共振コンデンサ108からトランス109の一次巻線110へと流れ、トランス109の一次巻線110からFET106の寄生ダイオードを経由して、平滑コンデンサ105に向かう電流経路で流れる。
6) Order 6 (state of FIG. 2(f))
In FIG. 2(f), the FET 106 is in the ON state and the FET 107 is in the OFF state. In FIG. 2(f), even if the FET 106 is turned on from the off state in the state of order 5, the current continues to flow as follows. That is, the current flows from the current resonant capacitor 108 to the primary winding 110 of the transformer 109 , from the primary winding 110 of the transformer 109 to the smoothing capacitor 105 via the parasitic diode of the FET 106 .

7)順序7(図2(a)の状態)
図2(f)に引き続き、FET106がオン(ON)状態、FET107がオフ(OFF)状態であり、このときの電流の流れを図中、順序7の破線で示している。トランス109の漏洩インダクタンスと電流共振コンデンサ108との共振作用により、電流は、順序6の状態から、次第に次のように流れる。すなわち、電流は、平滑コンデンサ105からFET106を経由してトランス109の一次巻線110へと流れ、一次巻線110から電流共振コンデンサ108を経由して平滑コンデンサ105に戻る電流経路で、電流が流れるように変化する。
7) Order 7 (state of FIG. 2(a))
Continuing from FIG. 2F, the FET 106 is in the ON state and the FET 107 is in the OFF state. Due to the resonance action of the leakage inductance of the transformer 109 and the current resonance capacitor 108, the current gradually flows from the state of order 6 as follows. That is, the current flows from the smoothing capacitor 105 to the primary winding 110 of the transformer 109 via the FET 106, and from the primary winding 110 to the smoothing capacitor 105 via the current resonance capacitor 108. change as

このようにして、トランス109の一次巻線110には、正方向と逆方向の電流が交互に流れることになる。これにより、トランス109の二次巻線111、112に電圧が誘起され、その後、誘起された電圧は、2つのダイオード131、132、及び平滑コンデンサ133から構成される整流平滑回路によって整流・平滑化されて、直流電圧Voutが生成される。また、このとき、トランス109の補助巻線113にも電圧が誘起され、この誘起電圧は、ダイオード114、及び平滑コンデンサ115の整流平滑回路により整流平滑化され、電源制御IC121のVCC端子に電源電圧として入力される。なお、FET106、107のスイッチング周波数が低い程、FET106、107のオン時間が長くなるため、FET106、107のドレイン電流が増加し、トランス109の一次巻線110の電圧振幅が大きくなる。これにより、トランス109の二次側には、より大きな電圧が誘起され、より大きな電圧の直流電圧Voutを出力することができる。 In this manner, the primary winding 110 of the transformer 109 is alternately flowed with forward and reverse currents. As a result, a voltage is induced in the secondary windings 111 and 112 of the transformer 109, and then the induced voltage is rectified and smoothed by a rectifying and smoothing circuit composed of two diodes 131 and 132 and a smoothing capacitor 133. and a DC voltage Vout is generated. At this time, a voltage is also induced in the auxiliary winding 113 of the transformer 109. This induced voltage is rectified and smoothed by the rectifying and smoothing circuit of the diode 114 and the smoothing capacitor 115, and the power supply voltage is applied to the VCC terminal of the power control IC 121. is entered as The lower the switching frequency of the FETs 106 and 107, the longer the ON time of the FETs 106 and 107. Therefore, the drain current of the FETs 106 and 107 increases and the voltage amplitude of the primary winding 110 of the transformer 109 increases. As a result, a higher voltage is induced on the secondary side of the transformer 109, and a higher DC voltage Vout can be output.

[フィードバック制御の説明]
次に、フィードバック部のフィードバック制御について説明する。トランス109の二次側から負荷134に直流電圧Voutが出力されると、直流電圧Voutを抵抗141、142によって分圧した電圧がシャントレギュレータ143のREF端子に入力される。シャントレギュレータ143は、REF端子の入力電圧が、シャントレギュレータ143が内部に有する基準電圧より高い場合は、カソード端子Kをアノード端子Aと導通させることで、シャントレギュレータ143を導通状態に設定する。一方、シャントレギュレータ143は、REF端子の入力電圧が、シャントレギュレータ143が内部に有する基準電圧以下の場合には、カソード端子Kをハイインピーダンス状態にして、シャントレギュレータ143を非導通状態に設定する。
[Description of feedback control]
Next, feedback control of the feedback section will be described. When the DC voltage Vout is output from the secondary side of the transformer 109 to the load 134 , a voltage obtained by dividing the DC voltage Vout by the resistors 141 and 142 is input to the REF terminal of the shunt regulator 143 . When the input voltage of the REF terminal is higher than the internal reference voltage of the shunt regulator 143, the shunt regulator 143 brings the cathode terminal K into conduction with the anode terminal A, thereby setting the shunt regulator 143 into the conduction state. On the other hand, when the input voltage of the REF terminal is equal to or lower than the internal reference voltage of the shunt regulator 143, the shunt regulator 143 places the cathode terminal K in a high impedance state to set the shunt regulator 143 in a non-conducting state.

シャントレギュレータ143のカソード端子Kは、フォトカプラ144の発光ダイオードと接続され、シャントレギュレータ143が導通状態の場合には、フォトカプラ144の発光ダイオードに電流が流れる。これにより、フォトカプラ144のフォトトランジスタがオンする。一方、シャントレギュレータ143が非導通状態の場合には、フォトカプラ144の発光ダイオードには電流が流れず、フォトカプラ144のフォトトランジスタはオフする。また、フォトカプラ144のフォトトランジスタは、電源制御IC121のFB端子に接続されている。そのため、フィードバック電圧であるFB端子の電圧VFB(以下、FB端子電圧VFBという)は、FB端子に接続された定電流源から供給される電流量、コンデンサ122の容量値、フォトカプラ144のフォトトランジスタのオン・オフ状態により変化する。 The cathode terminal K of the shunt regulator 143 is connected to the light emitting diode of the photocoupler 144, and current flows through the light emitting diode of the photocoupler 144 when the shunt regulator 143 is in a conductive state. This turns on the phototransistor of the photocoupler 144 . On the other hand, when the shunt regulator 143 is in a non-conducting state, no current flows through the light emitting diode of the photocoupler 144 and the phototransistor of the photocoupler 144 is turned off. Also, the phototransistor of the photocoupler 144 is connected to the FB terminal of the power control IC 121 . Therefore, the voltage VFB of the FB terminal, which is the feedback voltage (hereinafter referred to as the FB terminal voltage VFB), is the amount of current supplied from the constant current source connected to the FB terminal, the capacitance value of the capacitor 122, the phototransistor of the photocoupler 144 changes depending on the on/off state of

直流電圧Voutの電圧が高い場合には、REF端子の入力電圧が高くなり、シャントレギュレータ143が導通状態となる。これにより、フォトカプラ144の発光ダイオードが導通状態となり、フォトカプラ144のフォトトランジスタがオンし、その結果、コンデンサ122に充電された電荷が放電され、電源制御IC121のFB端子電圧VFBが低下する。 When the voltage of the DC voltage Vout is high, the input voltage of the REF terminal becomes high, and the shunt regulator 143 becomes conductive. As a result, the light-emitting diode of the photocoupler 144 becomes conductive, and the phototransistor of the photocoupler 144 turns on. As a result, the charge stored in the capacitor 122 is discharged, and the FB terminal voltage VFB of the power supply control IC 121 decreases.

一方、直流電圧Voutの電圧が低下すると、フォトカプラ144の発光ダイオードに流れる電流が減少するため、発光量が減り、フォトトランジスタに流れる電流も低下する。そのため、電源制御IC121内部のFB端子に接続されている定電流充電回路により電流が供給され、コンデンサ122が充電されることにより、FB端子電圧VFBは上昇する。そして、直流電圧Voutの電圧が更に低下して、シャントレギュレータ143のREF端子の入力電圧が、シャントレギュレータ143が内部に有する基準電圧以下になると、カソード端子Kはハイインピーダンス状態となる。その結果、フォトカプラ144の発光ダイオードには電流が流れなくなり、フォトトランジスタはオフ状態となるため、定電流充電回路から供給される電流によりコンデンサ122が充電されるため、FB端子電圧VFBは、更に上昇する。このように、電源制御IC121は、FB端子電圧VFBに基づいて、直流電圧Voutの電圧を検知することができ、FB端子電圧VFBに基づいて、FET106、107のスイッチング制御を行う。これにより、電源装置は、安定した直流電圧Voutを出力することが可能になる。 On the other hand, when the voltage of the DC voltage Vout decreases, the current flowing through the light emitting diode of the photocoupler 144 decreases, so the amount of light emitted decreases and the current flowing through the phototransistor also decreases. Therefore, current is supplied from the constant current charging circuit connected to the FB terminal inside the power supply control IC 121, and the capacitor 122 is charged, thereby increasing the FB terminal voltage VFB. When the voltage of the DC voltage Vout further drops and the input voltage of the REF terminal of the shunt regulator 143 becomes equal to or lower than the internal reference voltage of the shunt regulator 143, the cathode terminal K becomes a high impedance state. As a result, no current flows through the light-emitting diode of the photocoupler 144, and the phototransistor is turned off. Therefore, the capacitor 122 is charged by the current supplied from the constant-current charging circuit. Rise. Thus, the power supply control IC 121 can detect the voltage of the DC voltage Vout based on the FB terminal voltage VFB, and performs switching control of the FETs 106 and 107 based on the FB terminal voltage VFB. This enables the power supply device to output a stable DC voltage Vout.

[モード切り換え手順の説明]
電源装置は、連続モードの場合には常にスイッチング動作を行っているため、電源制御IC121の動作電流や、FET106、107のスイッチング時の損失により、消費電力がより増加する。そのため、近年の電源制御ICは、消費電力を低減させるためにスイッチング動作を間欠的に行う間欠モードを備えている。ここでは、電源装置が搭載された画像形成装置がプリント動作から待機状態に移行する際の、動作モードの切り換え手順について説明する。
[Description of mode switching procedure]
Since the power supply always performs switching operation in the continuous mode, power consumption increases due to the operating current of the power supply control IC 121 and loss during switching of the FETs 106 and 107 . Therefore, recent power supply control ICs have an intermittent mode in which switching operations are performed intermittently in order to reduce power consumption. Here, an operation mode switching procedure when an image forming apparatus equipped with a power supply device shifts from a printing operation to a standby state will be described.

画像形成装置がプリント動作を行うときには、モータ等のアクチュエータを稼働させるために電源装置の負荷が大きく、負荷に必要な電力を供給するために、電源制御IC121は連続モードで動作するように設定される。そのため、コントロールユニット201は、GPO1端子からハイレベルの信号を出力し、これによりトランジスタ204がONし、フォトカプラ205の発光ダイオードが導通状態となり、フォトカプラ205のフォトトランジスタがオンする。フォトカプラ205のフォトトランジスタがオンすると、SB端子電圧VSBがREG端子の出力電圧(定電圧)まで上昇して、モード切り換え閾値よりも高くなると、電源制御IC121は、動作モードを連続モードに切り換える。 When the image forming apparatus performs a printing operation, the load on the power supply device is large for operating actuators such as motors, and the power supply control IC 121 is set to operate in the continuous mode in order to supply the necessary power to the load. be. Therefore, the control unit 201 outputs a high-level signal from the GPO1 terminal, which turns on the transistor 204, turns on the light emitting diode of the photocoupler 205, and turns on the phototransistor of the photocoupler 205. FIG. When the phototransistor of the photocoupler 205 turns on, the SB terminal voltage VSB rises to the output voltage (constant voltage) of the REG terminal and becomes higher than the mode switching threshold, the power control IC 121 switches the operation mode to the continuous mode.

一方、画像形成装置はプリント動作が終了して、待機状態へ移行すると、プリント動作のために稼動していたアクチュエータ類が停止し、電源装置の負荷が減少する。そのため、画像形成装置は待機状態になると、コントロールユニット201はGPO1端子からローレベルの信号を出力する。これにより、トランジスタ204がオフし、フォトカプラ205の発光ダイオードは非導通状態となり、フォトカプラ205のフォトトランジスタもオフする。フォトカプラ205のフォトトランジスタがオフすると、SB端子電圧VSBは徐々に低下し、モード切り換え閾値未満になると、電源制御IC121は動作モードを間欠モードに移行する。 On the other hand, when the image forming apparatus completes the printing operation and shifts to a standby state, the actuators operating for the printing operation are stopped, and the load on the power supply is reduced. Therefore, when the image forming apparatus enters a standby state, the control unit 201 outputs a low level signal from the GPO1 terminal. As a result, the transistor 204 is turned off, the light emitting diode of the photocoupler 205 is rendered non-conductive, and the phototransistor of the photocoupler 205 is also turned off. When the phototransistor of the photocoupler 205 turns off, the SB terminal voltage VSB gradually decreases, and when it becomes less than the mode switching threshold, the power supply control IC 121 shifts the operation mode to the intermittent mode.

[間欠モード時におけるスイッチング動作の説明]
図4は、電源制御IC121のSB端子及びFB端子の内部構成と、その周辺回路を表したブロック図である。なお、以下では、第1の待機状態に発生し得る負荷の範囲を第1の負荷領域、第2の待機状態に発生し得る負荷の範囲を第2の負荷領域という。図4を参照して、従来の第1の待機状態での負荷状態、すなわち所定の負荷以上の負荷状態である第1の負荷領域内の負荷における間欠モードでのスイッチング動作の制御方法について説明する。なお、ここでは説明を簡潔にするために、電源制御IC121が連続モードから間欠モードへ移行した後は、SB端子電圧VSBは0Vから開始するものとする。また、従来例の説明を行うため、負荷領域信号Sloadは常にハイレベルとし、第1の負荷領域と、所定の負荷よりも小さい負荷状態である第2の負荷領域において、SB端子に接続されているコンデンサの容量値は同一とする。そのため、図4において、負荷領域信号Sloadがハイレベルの場合には、間欠周期制御部40のFET403はオン状態となり、SB端子には、コンデンサ402、402が接続された状態となる。
[Description of switching operation in intermittent mode]
FIG. 4 is a block diagram showing the internal configuration of the SB terminal and FB terminal of the power supply control IC 121 and their peripheral circuits. In the following, the range of loads that can occur in the first standby state is called the first load area, and the range of loads that can occur in the second standby state is called the second load area. With reference to FIG. 4, a conventional method of controlling switching operation in an intermittent mode in a load state in a first standby state, that is, a load within a first load region, which is a load state equal to or higher than a predetermined load, will be described. . To simplify the explanation, it is assumed that the SB terminal voltage VSB starts from 0V after the power supply control IC 121 shifts from the continuous mode to the intermittent mode. In addition, in order to explain the conventional example, the load range signal Sload is always kept at a high level, and is connected to the SB terminal in the first load range and the second load range, which is a load state smaller than a predetermined load. The capacitance values of the capacitors in the Therefore, in FIG. 4, when the load region signal Sload is at high level, the FET 403 of the intermittent cycle control section 40 is turned on, and the SB terminal is connected to the capacitors 402, 402. FIG.

図4において、電流源501は、FB端子から外部へ一定電流を供給する定電流源であり、周期制御手段である比較器502は、基準電圧Vref1とFB端子電圧VFBとを比較した結果を出力する。スイッチ503、505は、比較器502の比較結果に応じて、オン又はオフされるスイッチであり、スイッチ503とスイッチ505は互いに逆に動作する。すなわち、スイッチ503がオンするとスイッチ505はオフし、スイッチ503がオフするとスイッチ505はオンする。電流源504は、スイッチ503がオンすると、SB端子から外部へ一定電流を供給する定電流源であり、一方、電流源506は、スイッチ505がオンすると、SB端子を介して内部へ一定電流を引き込む定電流源である。比較器507は、基準電圧Vref2とSB端子電圧VSBとを比較した結果を出力する。出力部508は、SB端子電圧VSB及び比較器507から出力される比較結果に応じて、G1端子及びG2端子からFET106、107のスイッチング動作を制御する信号を出力する。FB端子は、電源制御IC121内部には電流源501が接続され、電源制御IC121外部にはコンデンサ122及びフォトカプラ144が接続されている。前述したように、直流電圧Voutの電圧値に応じて、FB端子電圧VFBは増減する。また、間欠周期制御部40は、後述するように、第1の負荷領域又は第2の負荷領域に応じて、SB端子に接続されるコンデンサの容量を制御する。 In FIG. 4, a current source 501 is a constant current source that supplies a constant current from the FB terminal to the outside, and a comparator 502 that is period control means outputs the result of comparing the reference voltage Vref1 and the FB terminal voltage VFB. do. The switches 503 and 505 are switches that are turned on or off according to the comparison result of the comparator 502, and the switches 503 and 505 operate inversely to each other. That is, when the switch 503 is turned on, the switch 505 is turned off, and when the switch 503 is turned off, the switch 505 is turned on. The current source 504 is a constant current source that supplies a constant current to the outside from the SB terminal when the switch 503 is turned on. On the other hand, the current source 506 is a constant current source that supplies a constant current to the inside via the SB terminal when the switch 505 is turned on. It is a constant current source that draws A comparator 507 outputs a result of comparing the reference voltage Vref2 and the SB terminal voltage VSB. The output unit 508 outputs signals for controlling the switching operations of the FETs 106 and 107 from the G1 terminal and the G2 terminal according to the SB terminal voltage VSB and the comparison result output from the comparator 507 . As for the FB terminal, the current source 501 is connected inside the power control IC 121 , and the capacitor 122 and the photocoupler 144 are connected outside the power control IC 121 . As described above, the FB terminal voltage VFB increases or decreases according to the voltage value of the DC voltage Vout. Further, the intermittent cycle control unit 40 controls the capacitance of the capacitor connected to the SB terminal according to the first load region or the second load region, as will be described later.

なお、誤動作を防止するために、比較器502、507の基準電圧Vref1、Vref2にはヒステリシス特性を持たせている。比較器502の出力がハイレベルからローレベルになるときの基準電圧Vref1を基準電圧Vref1onとし、比較器502の出力がローレベルからハイレベルになるときの基準電圧Vref1を基準電圧Vref1offとする。また、比較器507の出力がハイレベルからローレベルになるときの基準電圧Vref2を基準電圧Vref2onとし、比較器507の出力がローレベルからハイレベルになるときの基準電圧Vref2を基準電圧Vref2offとする。 In order to prevent malfunction, the reference voltages Vref1 and Vref2 of the comparators 502 and 507 have hysteresis characteristics. The reference voltage Vref1 when the output of the comparator 502 changes from high level to low level is referred to as reference voltage Vref1on, and the reference voltage Vref1 when the output of comparator 502 changes from low level to high level is referred to as reference voltage Vref1off. The reference voltage Vref2 when the output of the comparator 507 changes from high level to low level is referred to as reference voltage Vref2on, and the reference voltage Vref2 when the output of comparator 507 changes from low level to high level is referred to as reference voltage Vref2off. .

比較器502は、反転入力端子(-)に入力されるFB端子電圧VFBが、非反転端子(+)に入力される基準電圧Vref1on以上(第二の閾値以上)になるとローレベル信号を出力し、スイッチ503がオンし、スイッチ505はオフする。スイッチ503がオンすると、電流源504からSB端子を介して外部に定電流が出力され、電流源504からの定電流により、間欠周期制御部40内のコンデンサに電荷が蓄えられ、SB端子電圧VSBが上昇する。比較器507は、反転入力端子(-)に接続されたSB端子電圧VSBが上昇し、基準電圧Vref2on以上になると、ローレベル信号を出力する。比較器507がローレベル信号を出力すると、出力部508は、G1端子及びG2端子を介してFET106、107のスイッチング制御を行う。また、このときのFET106、107のスイッチング周波数は、SB端子電圧VSBに応じて決定される。 The comparator 502 outputs a low-level signal when the FB terminal voltage VFB input to the inverting input terminal (-) becomes equal to or higher than the reference voltage Vref1on input to the non-inverting terminal (+) (equal to or higher than the second threshold). , the switch 503 is turned on and the switch 505 is turned off. When the switch 503 is turned on, a constant current is output from the current source 504 through the SB terminal to the outside, and the constant current from the current source 504 accumulates electric charge in the capacitor in the intermittent period control unit 40, and the SB terminal voltage VSB rises. The comparator 507 outputs a low level signal when the SB terminal voltage VSB connected to the inverting input terminal (-) rises and becomes equal to or higher than the reference voltage Vref2on. When the comparator 507 outputs a low level signal, the output section 508 performs switching control of the FETs 106 and 107 via the G1 terminal and the G2 terminal. Also, the switching frequency of the FETs 106 and 107 at this time is determined according to the SB terminal voltage VSB.

一方、比較器502は、反転入力端子(-)に入力されるFB端子電圧VFBが、非反転入力端子(+)に入力される基準電圧Vref1offを下回ると、ハイレベル信号を出力し、スイッチ503がオフし、スイッチ505はオンする。スイッチ505がオンすると、電流源506によって、SB端子の外部に接続されたコンデンサからSB端子を介して電源制御IC121内部へ電流が流入し、SB端子電圧VSBが減少する。比較器507は、反転入力端子(-)に入力されるSB端子電圧VSBが減少し、非反転入力端子(+)に入力される基準電圧Vref2offを下回ると、ハイレベル信号を出力し、出力部508はFET106、107のスイッチング制御を停止する。このように、間欠モードにおけるFET106、107のスイッチング動作は、電源制御IC121のFB端子電圧VFBとSB端子電圧VSBによって制御される。 On the other hand, when the FB terminal voltage VFB input to the inverting input terminal (-) falls below the reference voltage Vref1off input to the non-inverting input terminal (+), the comparator 502 outputs a high level signal, and the switch 503 is turned off and the switch 505 is turned on. When the switch 505 is turned on, a current flows from the capacitor connected to the outside of the SB terminal into the power supply control IC 121 through the SB terminal by the current source 506, and the SB terminal voltage VSB decreases. The comparator 507 outputs a high level signal when the SB terminal voltage VSB input to the inverting input terminal (-) decreases and falls below the reference voltage Vref2off input to the non-inverting input terminal (+). 508 stops switching control of FETs 106 and 107; Thus, the switching operation of the FETs 106 and 107 in the intermittent mode is controlled by the FB terminal voltage VFB and the SB terminal voltage VSB of the power control IC 121 .

なお、本実施例では、負荷領域信号Sloadの状態が切り替わることにより、間欠周期制御部40によってSB端子に接続されるコンデンサが切り換わり、それによりSB端子電圧VSBの上昇速度及び下降速度が切り換えられる構成になっている。詳細動作については後述する。 In this embodiment, when the state of the load area signal Sload is switched, the intermittent period control unit 40 switches the capacitor connected to the SB terminal, thereby switching the rising speed and falling speed of the SB terminal voltage VSB. It is configured. Detailed operation will be described later.

[間欠モード時の各部動作の説明]
図5は、電源制御IC121のFB端子、SB端子の電圧、負荷134への出力電圧である直流電圧Voutの電圧波形を用いて、上述したFET106、107の従来のスイッチング制御を説明したタイミングチャートである。図5(a)において、縦軸方向には、上から順に、FB端子電圧VFBの電圧波形、SB端子電圧VSBの電圧波形、FET106、107のゲート端子の電位(ゲート電位)、間欠モードの状態、直流電圧Voutの電圧波形を示している。横軸は時間を示し、Ta、Tb、Tc、Td、Teは、時間(タイミング)を示す。図5(b)も、図5(a)と同様であり、時間を示す横軸のTa’、Tb’、Tc’、Td’、Te’は時間(タイミング)を示す。なお、図5(a)と図5(b)では、電源装置はそれぞれ同一の負荷134と接続されている。また、図5(a)は、SB端子に接続されたコンデンサの容量がC1の場合の電圧波形を示し、図5(b)は、SB端子に接続されたコンデンサの容量がC2の場合の電圧波形を示している。なお、コンデンサの容量C1、C2の大小関係は、C1>C2とする。
[Explanation of operation of each part in intermittent mode]
FIG. 5 is a timing chart illustrating the conventional switching control of the FETs 106 and 107 described above using the voltages of the FB terminal and SB terminal of the power supply control IC 121 and the voltage waveforms of the DC voltage Vout which is the output voltage to the load 134. be. In FIG. 5A, the vertical axis shows, from top to bottom, the voltage waveform of the FB terminal voltage VFB, the voltage waveform of the SB terminal voltage VSB, the potentials of the gate terminals of the FETs 106 and 107 (gate potentials), and the state of the intermittent mode. , the voltage waveforms of the DC voltage Vout. The horizontal axis indicates time, and Ta, Tb, Tc, Td, and Te indicate time (timing). FIG. 5(b) is similar to FIG. 5(a), and Ta', Tb', Tc', Td', and Te' on the horizontal axis indicating time indicate time (timing). 5A and 5B, the power supply devices are connected to the same load 134, respectively. FIG. 5(a) shows the voltage waveform when the capacitance of the capacitor connected to the SB terminal is C1, and FIG. 5(b) shows the voltage waveform when the capacitance of the capacitor connected to the SB terminal is C2. Waveforms are shown. It should be noted that the magnitude relationship between the capacitances C1 and C2 of the capacitors is C1>C2.

まず、図5(a)について説明する。電源装置の動作モードが連続モードから間欠モードに切り替わると、電源制御IC121は、FET106、107のスイッチング動作を停止する。そのため、負荷134に供給される直流電圧Voutが徐々に低下し、上述したフィードバック制御によってFB端子電圧VFBが上昇する。時間TaにおいてFB端子電圧VFBが基準電圧Vref1on以上になると、比較器502はローレベル信号を出力し、スイッチ503がオンし、スイッチ505がオフする。これにより、電流源501からSB端子に接続されたコンデンサに対して電流が供給され、SB端子電圧VSBが上昇する。時間TbにおいてSB端子電圧VSBが基準電圧Vref2on以上になると、比較器507からローレベル信号が出力される。これにより、出力部508は、間欠モードの休止期間のため停止していたFET106、107のスイッチング動作を再開させ、その結果、直流電圧Voutは徐々に上昇する。 First, FIG. 5A will be described. When the operation mode of the power supply device switches from the continuous mode to the intermittent mode, the power control IC 121 stops switching operations of the FETs 106 and 107 . Therefore, the DC voltage Vout supplied to the load 134 gradually decreases, and the feedback control described above increases the FB terminal voltage VFB. When the FB terminal voltage VFB becomes equal to or higher than the reference voltage Vref1on at time Ta, the comparator 502 outputs a low level signal, the switch 503 is turned on, and the switch 505 is turned off. As a result, current is supplied from the current source 501 to the capacitor connected to the SB terminal, and the SB terminal voltage VSB rises. When the SB terminal voltage VSB becomes equal to or higher than the reference voltage Vref2on at time Tb, the comparator 507 outputs a low level signal. As a result, the output unit 508 restarts the switching operations of the FETs 106 and 107 that have been stopped due to the rest period of the intermittent mode, and as a result, the DC voltage Vout gradually increases.

一方、直流電圧Voutが上昇すると、フォトカプラ144がオンし、コンデンサ122の電荷が放電されるため、FB端子電圧VFBが低下する。そして、時間TcにおいてFB端子電圧VFBが基準電圧Vref1offを下回ると、比較器502はハイレベル信号を出力し、スイッチ503はオフし、スイッチ505がオンする。これにより、SB端子に接続される電流源は、電流源504から電流源506に切り替わることで、SB端子電圧VSBが低下する。そして、時間Tdにおいて、SB端子電圧VSBが基準電圧Vref2offを下回ると、比較器507からハイレベル信号が出力され、出力部508は、FET106、107のスイッチング動作を停止して、間欠モードの休止期間へと移行する。 On the other hand, when the DC voltage Vout rises, the photocoupler 144 is turned on and the charge of the capacitor 122 is discharged, so that the FB terminal voltage VFB drops. When the FB terminal voltage VFB falls below the reference voltage Vref1off at time Tc, the comparator 502 outputs a high level signal, the switch 503 is turned off, and the switch 505 is turned on. As a result, the current source connected to the SB terminal is switched from the current source 504 to the current source 506, thereby lowering the SB terminal voltage VSB. Then, at time Td, when the SB terminal voltage VSB falls below the reference voltage Vref2off, the comparator 507 outputs a high level signal, and the output section 508 stops the switching operations of the FETs 106 and 107, and the rest period of the intermittent mode. to move to.

間欠モードの休止期間では、FET106、107のスイッチング動作が行われないため、トランス109の二次側には電力が供給されない。そのため、負荷134への電力供給は、平滑コンデンサ133に蓄積された電荷から行われるが、電力供給が続くと、平滑コンデンサ133の電荷が徐々に減少していき、直流電圧Voutは徐々に低下する。直流電圧Voutが低下すると、シャントレギュレータ143のREF端子に入力される電圧も低下するため、フォトカプラ144がオフし、その結果、FB端子電圧VFBが上昇する。そして、FB端子電圧VFBが基準電圧Vref1on以上になると、再び上述した制御を行い、時間Teにおいて、出力部508が、再度、FET106、107のスイッチング動作を再開する動作期間に移行して、上述した制御を繰り返す。 During the idle period of the intermittent mode, the FETs 106 and 107 are not switched, so no power is supplied to the secondary side of the transformer 109 . Therefore, power is supplied to the load 134 from the charge accumulated in the smoothing capacitor 133. As the power supply continues, the charge in the smoothing capacitor 133 gradually decreases, and the DC voltage Vout gradually decreases. . When the DC voltage Vout drops, the voltage input to the REF terminal of the shunt regulator 143 also drops, so the photocoupler 144 turns off, and as a result, the FB terminal voltage VFB rises. Then, when the FB terminal voltage VFB becomes equal to or higher than the reference voltage Vref1on, the control described above is performed again, and at time Te, the output section 508 shifts to an operation period in which the switching operations of the FETs 106 and 107 are resumed again, and the above-described Repeat control.

なお、間欠モードにおいて、FET106、107のスイッチング動作を開始する時間Tbから、次のスイッチング動作を開始する時間Teまでの期間を間欠周期(スイッチング周期)という。また、図5(a)の直流電圧Voutの波形では、このときの直流電圧リップル(直流電圧Voutの最大電圧と最小電圧との電圧差)を図示している。なお、負荷134が増加すると、休止期間中の直流電圧Voutの低下速度が増加し、FB端子電圧VFBが基準電圧Vref1on以上になるまでの時間が短くなり、その結果、間欠周期が短くなる。一方、負荷134が減少すると、休止期間中の直流電圧Voutの低下速度が減少し、FB端子電圧VFBが基準電圧Vref1on以上になるまでの時間が長くなり、その結果、間欠周期が長くなる。 In the intermittent mode, the period from the time Tb at which the switching operation of the FETs 106 and 107 is started to the time Te at which the next switching operation is started is called an intermittent cycle (switching cycle). The waveform of the DC voltage Vout in FIG. 5A shows the DC voltage ripple (the voltage difference between the maximum voltage and the minimum voltage of the DC voltage Vout) at this time. When the load 134 increases, the rate of decrease of the DC voltage Vout during the rest period increases, shortening the time until the FB terminal voltage VFB becomes equal to or higher than the reference voltage Vref1on, resulting in shortening the intermittent period. On the other hand, when the load 134 decreases, the DC voltage Vout decreases at a lower rate during the rest period, and the time required for the FB terminal voltage VFB to rise above the reference voltage Vref1on becomes longer, resulting in a longer intermittent period.

次に、図5(b)について説明する。図5(b)と図5(a)との違いは、SB端子に接続されたコンデンサの容量の大きさの違いであり、負荷の大きさ等のその他の条件は同一である。上述したように、図5(b)でSB端子に接続されているコンデンサの容量C2は、図5(a)でのコンデンサの容量C1より小さいものとする。 Next, FIG. 5B will be described. The difference between FIG. 5(b) and FIG. 5(a) is the difference in the capacitance of the capacitor connected to the SB terminal, and other conditions such as the size of the load are the same. As described above, the capacitance C2 of the capacitor connected to the SB terminal in FIG. 5(b) is assumed to be smaller than the capacitance C1 of the capacitor in FIG. 5(a).

図5(b)において、時間Ta’でFB端子電圧VFBが基準電圧Vref1on以上になると、比較器502はローレベル信号を出力し、スイッチ503がオンし、スイッチ505がオフする。これにより、電流源501からSB端子に接続されたコンデンサに対して電流が供給される。時間Ta’においてスイッチ503がオンして、電源制御IC121内部の電流源504からSB端子を介して外部のコンデンサに電流が供給されると、コンデンサの容量が小さいため、SB端子電圧VSBの上昇速度は、図5(a)と比較して速くなる。そして、時間Tb’で、SB端子電圧VSBが基準電圧Vref2on以上になると、比較器507からローレベル信号が出力される。これにより、出力部508は、間欠モードの休止期間のため停止していたFET106、107のスイッチング動作を再開させ、その結果、直流電圧Voutは徐々に上昇する。 In FIG. 5B, when the FB terminal voltage VFB becomes equal to or higher than the reference voltage Vref1on at time Ta', the comparator 502 outputs a low level signal, the switch 503 is turned on, and the switch 505 is turned off. As a result, current is supplied from the current source 501 to the capacitor connected to the SB terminal. At time Ta', the switch 503 is turned on, and current is supplied from the current source 504 inside the power supply control IC 121 to the external capacitor via the SB terminal. is faster than in FIG. 5(a). At time Tb′, when the SB terminal voltage VSB becomes equal to or higher than the reference voltage Vref2on, the comparator 507 outputs a low level signal. As a result, the output unit 508 restarts the switching operations of the FETs 106 and 107 that have been stopped due to the rest period of the intermittent mode, and as a result, the DC voltage Vout gradually increases.

一方、直流電圧Voutが上昇すると、FB端子電圧VFBが低下する。そして、時間Tc’で、FB端子電圧VFBが基準電圧Vref1offを下回ると、比較器502はハイレベル信号を出力し、スイッチ503はオフし、スイッチ505がオンする。これにより、SB端子に接続される電流源は、電流源504から電流源506に切り替わることで、SB端子を介して、電源制御IC121の内部に定電流が流れ込むため、SB端子電圧VSBは減少する。このときも、SB端子に接続されているコンデンサの容量が小さいため、SB端子電圧VSBの下降速度は、図5(a)と比較して速くなる。そして、時間Td’において、SB端子電圧VSBが基準電圧Vref2offを下回ると、比較器507からハイレベル信号が出力され、出力部508は、FET106、107のスイッチング動作を停止する。 On the other hand, when the DC voltage Vout increases, the FB terminal voltage VFB decreases. At time Tc', when the FB terminal voltage VFB falls below the reference voltage Vref1off, the comparator 502 outputs a high level signal, the switch 503 is turned off, and the switch 505 is turned on. As a result, the current source connected to the SB terminal is switched from the current source 504 to the current source 506, and a constant current flows into the power supply control IC 121 via the SB terminal, so the SB terminal voltage VSB decreases. . Also at this time, since the capacitance of the capacitor connected to the SB terminal is small, the SB terminal voltage VSB decreases at a faster rate than in FIG. 5(a). At time Td′, when the SB terminal voltage VSB falls below the reference voltage Vref2off, the comparator 507 outputs a high level signal, and the output section 508 stops the switching operations of the FETs 106 and 107.

このように、図5(b)では、図5(a)と比較すると、SB端子電圧VSBの上昇速度及び下降速度が速い。そのため、結果としてFET106、107のスイッチングが開始される時間Tb’から、FET106、107のスイッチングが停止される時間Td’までの動作期間が短くなり、スイッチング回数が減少する。そして、動作期間が短く、スイッチング回数が少ないことによって、動作期間における直流電圧Voutの増加分も小さくなり、直流電圧リップルも、図5(a)の場合に比べて小さくなる。 Thus, in FIG. 5(b), the SB terminal voltage VSB rises and falls faster than in FIG. 5(a). As a result, the operation period from time Tb' when switching of the FETs 106 and 107 is started to time Td' when switching of the FETs 106 and 107 is stopped is shortened, and the number of times of switching is reduced. Since the operation period is short and the number of times of switching is small, the amount of increase in the DC voltage Vout during the operation period is also small, and the DC voltage ripple is also smaller than in the case of FIG. 5(a).

また、図5(a)と図5(b)で負荷134は同一なので、間欠モードのFET106、107がスイッチング動作を停止している休止期間中の、直流電圧Voutの低下速度は同一となる。FB端子電圧VFBは、直流電圧Voutが所定の電圧値まで低下すると増加し、基準電圧Vref1on以上になると次の動作期間が開始するため、動作期間中の直流電圧Voutの増加分が小さい図5(b)の方が、次の動作期間が早く開始されることになる。 Also, since the load 134 is the same in FIGS. 5A and 5B, the DC voltage Vout decreases at the same rate during the idle period when the switching operations of the FETs 106 and 107 in the intermittent mode are stopped. The FB terminal voltage VFB increases when the DC voltage Vout drops to a predetermined voltage value, and when it reaches or exceeds the reference voltage Vref1on, the next operation period starts. b) will cause the next operating period to start earlier.

その結果、SB端子容量に接続されるコンデンサの容量が小さい場合には、間欠モードの間欠周期が短くなり、直流電圧リップルを抑制することができる。しかしながら、間欠モードの休止期間が短くなることにより、消費電力がより増加するという短所がある。一方、図5(a)のように、SB端子に接続されるコンデンサの容量が大きいと、間欠モードの間欠周期を長くすることができ、スイッチング休止期間が長くなって消費電力を低減することができる。しかしながら、図5(b)と比べて直流電圧リップルが増大するという短所がある。 As a result, when the capacitance of the capacitor connected to the SB terminal capacitance is small, the intermittent cycle of the intermittent mode is shortened, and the DC voltage ripple can be suppressed. However, there is a drawback that the power consumption increases due to the short rest period of the intermittent mode. On the other hand, if the capacitance of the capacitor connected to the SB terminal is large, as shown in FIG. 5A, the intermittent cycle of the intermittent mode can be lengthened, and the switching pause period can be lengthened to reduce power consumption. can. However, there is a disadvantage that the DC voltage ripple increases as compared with FIG. 5(b).

[従来の構成の課題]
図6は、上述した間欠周期の変化と課題をまとめた図であり、図6(a)、(b)は、それぞれ図5(a)、(b)に対応している。図6(a)、(b)において、縦軸は間欠モードの間欠周期を示し、横軸は負荷134の大きさを示している。図6(a)、(b)では、負荷134の基準となる負荷をLthで示し、負荷Lthより小さい領域を第2の負荷領域、負荷Lthより大きい領域を第1の負荷領域としている。電源装置は、電源装置が搭載される電子機器に応じて、消費電力や出力電圧リップルが所定の範囲内であることが要求される。上述したように、消費電力や出力電圧リップルの仕様は、間欠周期の影響を受けるため、間欠周期も所定の範囲内であることが必要となる。図6は、本実施例における第1の負荷領域における出力電圧リップルに対する要求範囲と、第2の負荷領域における消費電力の省エネルギーの度合いに対する要求範囲をハッチングで示している。
[Problem with conventional configuration]
FIGS. 6A and 6B are diagrams summarizing changes in the intermittent period and problems described above, and FIGS. 6A and 6B correspond to FIGS. 5A and 5B, respectively. 6A and 6B, the vertical axis indicates the intermittent cycle in the intermittent mode, and the horizontal axis indicates the magnitude of the load 134. In FIG. 6A and 6B, the reference load of the load 134 is indicated by Lth, the area smaller than the load Lth is the second load area, and the area larger than the load Lth is the first load area. A power supply device is required to have power consumption and output voltage ripple within a predetermined range according to the electronic equipment in which the power supply device is mounted. As described above, the specifications of power consumption and output voltage ripple are affected by the intermittent period, so the intermittent period must also be within a predetermined range. FIG. 6 shows, by hatching, the required range for the output voltage ripple in the first load region and the required range for the degree of energy saving of power consumption in the second load region in this embodiment.

本実施例では、電源装置が画像形成装置に搭載された場合、第1の負荷領域では、DCブラシレスモータやステッピングモータ用のモータ駆動IC等が負荷として接続されている。そして、このとき、電源装置から供給する直流電圧Voutは22.8V~25.2Vの範囲であり、出力電圧リップルとしては2.4V(=25.2V-22.8V)以下が要求されているものとする。出力電圧リップルを2.4V以下とするためには、間欠モードの間欠周期も所定の時間以下に設定する必要があり、その範囲を図6(a)、(b)の出力電圧リップルに対する要求範囲(ハッチング部分)として示している。なお省エネルギー性に対する規格については、第1の負荷領域では第2の負荷領域と比較して要求水準が低いため、ここでは間欠周期に依らず満足しているものとする。 In this embodiment, when the power supply device is installed in the image forming apparatus, a motor drive IC for a DC brushless motor or a stepping motor is connected as a load in the first load region. At this time, the DC voltage Vout supplied from the power supply is in the range of 22.8V to 25.2V, and the output voltage ripple is required to be 2.4V (=25.2V-22.8V) or less. shall be In order to keep the output voltage ripple below 2.4 V, it is necessary to set the intermittent period of the intermittent mode to a predetermined time or less. (hatched portion). Regarding the standard for energy saving, since the required level is lower in the first load range than in the second load range, it is assumed here that the standard is satisfied regardless of the intermittent period.

一方、電源装置が画像形成装置に搭載された場合、第2の負荷領域では、消費電力の低減化のために、上述したモータ駆動IC等の負荷への電力供給はFET等のロードスイッチによって遮断される。そして、第2の負荷領域では、第2の負荷領域から第1の負荷領域に復帰するトリガー(ボタン等の操作)を検知するために、ユーザインターフェース部のみが動作している。第2の負荷領域では、省エネルギー性に対する規格を満足するために、間欠モードの間欠周期を所定の時間以上に設定する必要があり、その範囲を図6(a)、(b)の消費電力に対する要求範囲(ハッチング部分)として示している。なお、負荷として電源装置に接続されているユーザインターフェース部は、一般的にモータ駆動ICと比べて、電源電圧の変動に対する許容範囲が広いため、出力電圧リップルに対する要求水準は低いものとする。そのため、第2の負荷領域では、間欠周期に依らず出力電圧リップルに対する要求範囲は満足しているものとする。 On the other hand, when the power supply device is installed in the image forming apparatus, in the second load region, power supply to the load such as the motor drive IC is cut off by a load switch such as an FET in order to reduce power consumption. be done. In the second load range, only the user interface section operates in order to detect a trigger (operation of a button or the like) for returning from the second load range to the first load range. In the second load region, in order to satisfy the standard for energy saving, it is necessary to set the intermittent cycle of the intermittent mode to a predetermined time or longer. It is shown as the required range (hatched part). Note that the user interface unit connected to the power supply as a load generally has a wider tolerance for fluctuations in the power supply voltage than the motor drive IC, so the required level for the output voltage ripple is low. Therefore, in the second load region, it is assumed that the required range for the output voltage ripple is satisfied regardless of the intermittent period.

図6(a)に対応する図5(a)で説明したFET106、107のスイッチング動作の場合、図6(b)に対応する図5(b)と比較して、間欠周期が長く、第2の負荷領域での消費電力に対する要求範囲を満足している。しかしながら、図6(a)は、間欠周期が長いため、出力電圧リップルが増大し、第1の負荷領域においては出力電圧リップルに対する要求範囲(ハッチング部分)からはずれ、要求範囲を満足していない。一方、図6(b)に対応する図5(b)で説明したFET106、107のスイッチング動作の場合は、図6(a)と比較して、間欠周期が短く、第1の負荷領域での出力電圧リップルの要求範囲を満たしている。しかしながら、図6(b)は、間欠周期が短いため、消費電力が大きくなり、第2の負荷領域においては消費電力に対する要求範囲(ハッチング部分)からはずれ、要求範囲を満足していない。このように、電源装置に対して、出力電圧リップルと消費電力の両方を所定の範囲内とすることが求められている場合には、SB端子に接続されているコンデンサの容量を固定していると要求を満足できない場合があり、課題となっている。 In the case of the switching operation of the FETs 106 and 107 described with reference to FIG. 5A corresponding to FIG. 6A, the intermittent period is longer than that in FIG. satisfies the required range for power consumption in the load range. However, in FIG. 6A, since the intermittent period is long, the output voltage ripple increases, and in the first load region, the required range (hatched area) for the output voltage ripple is not met, and the required range is not satisfied. On the other hand, in the case of the switching operation of the FETs 106 and 107 described in FIG. 5B corresponding to FIG. 6B, the intermittent period is shorter than in FIG. Meets the required range of output voltage ripple. However, in FIG. 6B, since the intermittent period is short, the power consumption is large, and in the second load region, the power consumption is outside the required range (hatched portion) and does not satisfy the required range. Thus, when the power supply device is required to keep both the output voltage ripple and the power consumption within a predetermined range, the capacitance of the capacitor connected to the SB terminal is fixed. And there are cases where the demand cannot be satisfied, which is a problem.

[負荷領域検知部の説明]
上述した課題を解決するために、本実施例では、電源装置に接続される負荷134の負荷領域を検知し、検知結果に応じて、SB端子に接続されているコンデンサの容量を切り換え、それに伴い間欠周期の切り換えを行う。まず、負荷領域を検知する負荷検知手段である負荷領域検知部について説明する。
[Description of the load area detector]
In order to solve the above-described problem, in this embodiment, the load area of the load 134 connected to the power supply is detected, and the capacity of the capacitor connected to the SB terminal is switched according to the detection result. Switches the intermittent cycle. First, the load area detection section, which is load detection means for detecting the load area, will be described.

一般的に、電流共振方式のトランスは、共振電流を流すために漏洩インダクタンスが大きくなるように作られており、一次側のインダクタンスは、二次側と磁気結合する励磁インダクタンスと、漏洩インダクタンスの合計値で表わすことができる。そのため、本実施例のように補助巻線113を一次巻線110に巻いた場合には、励磁インダクタンス及び漏洩インダクタンスと磁気結合するため、補助巻線113に発生する電圧は、励磁インダクタンス及び漏洩インダクタンスに発生する電圧の影響を受ける。漏洩インダクタンスには二次側への負荷電流が流れるため、漏洩インダクタンスに発生する電圧は負荷134の大きさに依存する。そのため、補助巻線113に誘起される電圧は、負荷134の大きさに依存した電圧となる。その結果、第1の負荷領域と第2の負荷領域で補助巻線113に誘起される電圧に大きな差がある場合は、誘起される電圧に基づいて、負荷134の負荷領域を検知することができる。図1に示す負荷領域検知部30は、補助巻線113に誘起される電圧に基づいて、負荷134の負荷領域を検知する回路の一例を示したものである。負荷領域検知部30には、補助巻線113に誘起された電圧をダイオード114と平滑コンデンサ115によって整流・平滑化された電圧が入力される。そして、入力された電圧は抵抗301、302で分圧されて、第一のスイッチ素子であるFET303のゲート端子に印加される。 In general, a current resonance type transformer is designed to have a large leakage inductance in order to allow resonance current to flow. can be represented by a value. Therefore, when the auxiliary winding 113 is wound around the primary winding 110 as in the present embodiment, the voltage generated in the auxiliary winding 113 is magnetically coupled with the exciting inductance and the leakage inductance. affected by the voltage generated in Since the load current to the secondary side flows through the leakage inductance, the voltage generated in the leakage inductance depends on the magnitude of the load 134 . Therefore, the voltage induced in auxiliary winding 113 is dependent on the magnitude of load 134 . As a result, if there is a large difference in the voltage induced in the auxiliary winding 113 between the first load region and the second load region, the load region of the load 134 can be detected based on the induced voltage. can. The load area detection unit 30 shown in FIG. 1 is an example of a circuit that detects the load area of the load 134 based on the voltage induced in the auxiliary winding 113 . A voltage obtained by rectifying and smoothing the voltage induced in the auxiliary winding 113 by the diode 114 and the smoothing capacitor 115 is input to the load region detection unit 30 . The input voltage is divided by resistors 301 and 302 and applied to the gate terminal of FET 303, which is the first switch element.

第1の負荷領域は、第2の負荷領域と比較して負荷が大きいため、補助巻線113に誘起される電圧が上昇する。その結果、抵抗301、302で分圧されてFET303のゲート端子に印加される電位が上昇し、閾値電圧以上(第一の閾値以上)になるとFET303がオンする。FET303がオンすると、FET303のドレイン端子の電位が低下して、負荷領域検知部30から出力される負荷領域信号Sloadはローレベル(第一の信号)となる。一方、第2の負荷領域は、第1の負荷領域と比較して負荷が小さいため、補助巻線113に誘起される電圧が低下する。その結果、抵抗301、302で分圧されてFET303のゲート端子に印加される電位が低下し、閾値電圧未満(第一の閾値未満)になるとFET303はオフする。FET303がオフすると、FET303のドレイン端子の電位が上昇して、負荷領域検知部30から出力される負荷領域信号Sloadはハイレベル(第二の信号)となる。なお、上述した動作を行うために、補助巻線113に誘起される電圧値を考慮した上で、抵抗301、302の抵抗値、及びFET303がオンするスレッショルドレベルを適正に選定する必要がある。 Since the load in the first load area is larger than that in the second load area, the voltage induced in the auxiliary winding 113 increases. As a result, the voltage is divided by the resistors 301 and 302 and the potential applied to the gate terminal of the FET 303 rises, and when the potential rises above the threshold voltage (above the first threshold), the FET 303 is turned on. When the FET 303 is turned on, the potential of the drain terminal of the FET 303 decreases, and the load area signal Sload output from the load area detection section 30 becomes low level (first signal). On the other hand, since the load in the second load range is smaller than that in the first load range, the voltage induced in the auxiliary winding 113 decreases. As a result, the potential applied to the gate terminal of the FET 303 after being voltage-divided by the resistors 301 and 302 is lowered, and the FET 303 is turned off when it becomes less than the threshold voltage (less than the first threshold). When the FET 303 is turned off, the potential of the drain terminal of the FET 303 rises, and the load area signal Sload output from the load area detector 30 becomes high level (second signal). In order to perform the above operation, it is necessary to appropriately select the resistance values of the resistors 301 and 302 and the threshold level at which the FET 303 is turned on, considering the voltage value induced in the auxiliary winding 113 .

[間欠周期制御部の説明]
次に、負荷領域に応じて、間欠モードの間欠周期を切り換える間欠周期制御部40の構成及び動作について説明する。負荷領域検知部30から間欠周期制御部40に負荷領域信号Sloadが入力されると、容量切り換え手段である間欠周期制御部40は、負荷領域信号Sloadに応じて、電源制御IC121のSB端子に接続されるコンデンサの容量を切り換える。負荷領域信号SloadはFET403のゲート端子に入力され、負荷領域信号Sloadがローレベル、すなわち負荷134が第1の負荷領域の場合にはFET403はオフする。その結果、SB端子に接続されているコンデンサはコンデンサ401(第一のコンデンサ)のみとなる。一方、負荷領域信号Sloadがハイレベル、すなわち負荷134が第2の負荷領域の場合には、FET403(第二のスイッチ素子)はオンする。その結果、SB端子には、コンデンサ401に加え、コンデンサ401に並列に接続されたコンデンサ402(第二のコンデンサ)も接続される。そのため、第1の負荷領域の場合と比較して、SB端子に接続されているコンデンサの電荷を蓄積可能な容量は増加することになる。図5で説明したように、電流源504及び電流源506は定電流源であるため、電流量は一定である。そのため、SB端子に接続されているコンデンサの容量が増減すると、SB端子電圧VSBの上昇速度及び下降速度も変動することになる。
[Explanation of intermittent cycle control part]
Next, the configuration and operation of the intermittent cycle control section 40 that switches the intermittent cycle of the intermittent mode according to the load region will be described. When the load region signal Sload is input from the load region detection unit 30 to the intermittent cycle control unit 40, the intermittent cycle control unit 40, which is capacity switching means, connects to the SB terminal of the power supply control IC 121 according to the load region signal Sload. switch the capacitance of the capacitor that The load region signal Sload is input to the gate terminal of the FET 403, and the FET 403 is turned off when the load region signal Sload is at low level, that is, when the load 134 is in the first load region. As a result, only the capacitor 401 (first capacitor) is connected to the SB terminal. On the other hand, when the load region signal Sload is at high level, that is, when the load 134 is in the second load region, the FET 403 (second switch element) is turned on. As a result, in addition to the capacitor 401, the capacitor 402 (second capacitor) connected in parallel with the capacitor 401 is also connected to the SB terminal. Therefore, compared to the case of the first load region, the capacity of the capacitor connected to the SB terminal that can store electric charge is increased. As described with reference to FIG. 5, the current sources 504 and 506 are constant current sources, so the amount of current is constant. Therefore, when the capacitance of the capacitor connected to the SB terminal increases or decreases, the rising speed and falling speed of the SB terminal voltage VSB also fluctuate.

SB端子電圧VSBの上昇速度及び下降速度が減少すると、図5(a)に示したように、間欠モードの間欠周期は長くなり、その結果、直流電圧リップルは大きくなるが、間欠モードの休止期間が長くなることにより消費電力は少なくなる。低消費電力が要求される第2の負荷領域においては、このように簡潔モードの間欠周期を長くすることにより、所望の仕様を実現することができる。一方、SB端子電圧VSBの上昇速度及び下降速度が増加すると、図5(b)に示したように、間欠モードの間欠周期は短くなり、その結果、直流電圧リップルは小さくなるが、間欠モードの休止期間が短くなることにより消費電力は大きくなる。低直流電圧リップルが要求される第1の負荷領域においては、このように間欠周期を短くすることにより、所望の仕様を実現することができる。 When the rising speed and falling speed of the SB terminal voltage VSB decrease, the intermittent cycle of the intermittent mode becomes longer as shown in FIG. The longer the time, the less power is consumed. In the second load region where low power consumption is required, the desired specifications can be achieved by lengthening the intermittent period of the simple mode. On the other hand, when the SB terminal voltage VSB increases in rising speed and falling speed, the intermittent cycle in the intermittent mode becomes shorter as shown in FIG. Power consumption increases as the rest period becomes shorter. In the first load region where a low DC voltage ripple is required, the desired specifications can be achieved by shortening the intermittent cycle.

図7は、上述した間欠モードにおける電源装置の動作をまとめた図である。従来技術について説明した図6では、負荷に対する間欠周期は直線で表現され、第1の負荷領域及び第2の負荷領域に対して連続性を有しており、そのため、負荷領域においては、消費電力、又は出力電圧リップルのいずれか一方の仕様しか満足できていなかった。これに対し、本実施例の負荷に対する間欠周期の関係を示す図7においては、第1の負荷領域内、又は第2の負荷領域内の同じ負荷領域内では、負荷に対する間欠周期は連続的であるが、第1の負荷領域と第2の負荷領域との間では不連続となっている。このように電源装置に接続された負荷134の負荷領域に応じて、間欠モードの間欠周期を大きく切り換えることで、負荷領域に応じた所望の仕様を満足するように電源装置を動作させることができる。 FIG. 7 is a diagram summarizing the operation of the power supply in the intermittent mode described above. In FIG. 6, which describes the prior art, the intermittent period for the load is represented by a straight line and has continuity for the first load area and the second load area, so that the power consumption in the load area is , or output voltage ripple. On the other hand, in FIG. 7 showing the relationship of the intermittent cycle with respect to the load in this embodiment, the intermittent cycle with respect to the load is continuous within the first load region or within the same load region within the second load region. However, there is a discontinuity between the first load range and the second load range. In this way, by switching the intermittent cycle of the intermittent mode largely according to the load area of the load 134 connected to the power supply, the power supply can be operated so as to satisfy the desired specifications according to the load area. .

なお、図6、図7で説明した間欠周期-負荷の特性は線形であるが、この特性は電源制御ICの仕様によって決定され、必ずしも線形である必要はなく、例えば二次関数や指数関数的な特性となることもある。 Although the intermittent cycle-load characteristics described with reference to FIGS. 6 and 7 are linear, this characteristic is determined by the specifications of the power supply control IC and does not necessarily have to be linear. It can also be a characteristic.

以上説明したように、本実施例では、補助巻線113に誘起される巻線電圧を利用して負荷134の負荷領域を検知し、検知された負荷領域に応じてSB端子に接続されたコンデンサの容量を切り換えることで、負荷領域に応じた間欠周期に切り換える。負荷領域に応じて間欠モードの間欠周期を切り換えることにより、第2の待機状態である第2の負荷領域における低消費電力と、第1の待機状態である第1の負荷領域における低出力電圧リップルとを両立させることができる。更に、本実施例では、負荷領域の検知を、トランス109が通常備えている補助巻線113の誘起電圧に基づいて行うことで、新たな検知回路を追加することによるコストの増加を抑えることができる。なお、本実施例では、SB端子に接続される間欠周期制御部40内のコンデンサの容量を切り換えることで、間欠モードの間欠周期の切り換えを行っているが、例えばFB端子に接続されたコンデンサの容量を切り換えることで、同様の制御を行ってもよい。 As described above, in this embodiment, the winding voltage induced in the auxiliary winding 113 is used to detect the load region of the load 134, and the capacitor connected to the SB terminal is controlled according to the detected load region. By switching the capacity of , the intermittent cycle is switched according to the load region. By switching the intermittent cycle of the intermittent mode according to the load region, low power consumption in the second load region that is the second standby state and low output voltage ripple in the first load region that is the first standby state can be compatible with Furthermore, in this embodiment, by detecting the load region based on the induced voltage of the auxiliary winding 113 that the transformer 109 normally has, it is possible to suppress an increase in cost due to the addition of a new detection circuit. can. In this embodiment, the intermittent mode is switched by switching the capacitance of the capacitor in the intermittent cycle control section 40 connected to the SB terminal. Similar control may be performed by switching the capacity.

以上説明したように、本実施例によれば、第1の待機状態での直流電圧リップルを低減させることと、第2の待機状態での消費電力を低減させることとを両立させることができる。 As described above, according to this embodiment, it is possible to reduce the DC voltage ripple in the first standby state and reduce the power consumption in the second standby state.

実施例1では、補助巻線に誘起される電圧に基づいて負荷領域を検知し、検知された負荷領域に応じて間欠モードの間欠周期を切り換える構成について説明した。実施例1の構成の場合には、第1の待機状態である第1の負荷領域と、第2の待機状態である第2の負荷領域で補助巻線113に発生する電圧に大きな差がある場合には適用可能であるが、電圧差が小さい場合には適用が難しい場合がある。そこで、実施例2では、第1の負荷領域と第2の負荷領域で補助巻線113に発生する電圧に大きな差がない場合でも適用が可能な、コントロールユニット201からの指示により、第1の待機状態と第2の待機状態を切り換える構成について説明する。 In the first embodiment, a configuration has been described in which the load area is detected based on the voltage induced in the auxiliary winding, and the intermittent cycle of the intermittent mode is switched according to the detected load area. In the case of the configuration of the first embodiment, there is a large difference in the voltage generated in the auxiliary winding 113 between the first load region, which is the first standby state, and the second load region, which is the second standby state. However, it may be difficult to apply when the voltage difference is small. Therefore, the second embodiment can be applied even when there is no large difference in the voltage generated in the auxiliary winding 113 between the first load region and the second load region. A configuration for switching between the standby state and the second standby state will be described.

[電源装置の構成]
図8は、実施例2の電源装置の回路構成を示す回路図である。図8は、実施例1の図1と比較すると、負荷領域検知部30が削除され、コントロールユニット201にGPO2端子を設け、GP02端子からの出力信号を間欠周期制御部40のFET403のゲート端子に入力する回路が追加されている点が異なる。フォトカプラ206は、待機状態を二次側から一次側へ伝えるために設けられている。フォトカプラ206の発光ダイオードは、コントロールユニット201のGPO2端子と接続され、フォトカプラ206のフォトトランジスタは、間欠周期制御部40のFET403のゲート端子と接続されている。
[Configuration of power supply]
FIG. 8 is a circuit diagram showing the circuit configuration of the power supply device of the second embodiment. In FIG. 8, when compared with FIG. 1 of the first embodiment, the load region detection section 30 is removed, the control unit 201 is provided with a GPO2 terminal, and the output signal from the GP02 terminal is sent to the gate terminal of the FET 403 of the intermittent cycle control section 40. The difference is that an input circuit is added. A photocoupler 206 is provided to transmit the standby state from the secondary side to the primary side. A light-emitting diode of the photocoupler 206 is connected to the GPO2 terminal of the control unit 201 , and a phototransistor of the photocoupler 206 is connected to the gate terminal of the FET 403 of the intermittent cycle control section 40 .

実施例1では、負荷領域検知部30から出力された負荷領域信号Sloadが、間欠周期制御部40のFET403のゲート端子に出力されていた。実施例2では、負荷領域信号Sloadの代わりに、コントロールユニット201のGPO2端子からの待機状態を指示する制御信号が、間欠周期制御部40のFET403のゲート端子に出力される。コントロールユニット201が第1の待機状態と第2の待機状態との切り換えを行っているため、負荷領域検知部30が設けられていなくても、コントロールユニット201は、電源装置がいずれの待機状態にあるかどうか判断することができる。 In Example 1, the load area signal Sload output from the load area detection unit 30 is output to the gate terminal of the FET 403 of the intermittent cycle control unit 40 . In the second embodiment, instead of the load area signal Sload, a control signal indicating a standby state is output from the GPO2 terminal of the control unit 201 to the gate terminal of the FET 403 of the intermittent cycle control section 40 . Since the control unit 201 performs switching between the first standby state and the second standby state, the control unit 201 can detect which standby state the power supply is in, even if the load region detection unit 30 is not provided. can determine whether there is

コントロールユニット201は、電源装置を第1の待機状態に設定する場合には、GPO2端子からハイレベルの信号を出力して、フォトカプラ206の発光ダイオードを導通状態にして、フォトトランジスタをオンさせる。フォトカプラ206のフォトトランジスタがオンすることにより、FET403のゲート端子に入力される負荷領域信号Sloadをローレベルにし、FET403をオフする。実施例1で説明したように、FET403がオフ状態となることで、電源制御IC121のSB端子に接続されるコンデンサの容量はコンデンサ401の容量のみとなり、接続されるコンデンサの容量が小さくなることでSB端子電圧VSBの上昇速度が増加する。これにより、第1の待機状態では、間欠モードの間欠周期を短くし、出力電圧リップルを小さくすることができる。 When setting the power supply to the first standby state, the control unit 201 outputs a high-level signal from the GPO2 terminal to turn on the light emitting diode of the photocoupler 206 and turn on the phototransistor. By turning on the phototransistor of the photocoupler 206, the load region signal Sload input to the gate terminal of the FET 403 is set to low level, and the FET 403 is turned off. As described in the first embodiment, when the FET 403 is turned off, the capacity of the capacitor connected to the SB terminal of the power control IC 121 is only the capacity of the capacitor 401, and the capacity of the connected capacitor becomes smaller. The rising speed of the SB terminal voltage VSB increases. As a result, in the first standby state, the intermittent period of the intermittent mode can be shortened and the output voltage ripple can be reduced.

一方、コントロールユニット201は、電源装置を第2の待機状態に設定する場合には、GPO2端子からローレベルの信号を出力して、フォトカプラ206の発光ダイオードを非導通状態にして、フォトトランジスタをオフさせる。フォトカプラ206のフォトトランジスタがオフすることにより、FET403のゲート端子に入力される負荷領域信号Sloadはハイレベルとなり、FET403をオンする。実施例1で説明したように、FET403がオン状態となることで、電源制御IC121のSB端子に接続されるコンデンサの容量は、コンデンサ401とコンデンサ402の合計容量となる。その結果、接続されるコンデンサの容量が大きくなることで、SB端子電圧VSBの上昇速度が減少する。これにより、第2の待機状態では、間欠モードの間欠周期を長くし、消費電力を抑制することができる。 On the other hand, when setting the power supply to the second standby state, the control unit 201 outputs a low-level signal from the GPO2 terminal to turn off the light-emitting diode of the photocoupler 206 and turn on the phototransistor. turn it off. By turning off the phototransistor of the photocoupler 206, the load region signal Sload input to the gate terminal of the FET 403 becomes high level, turning the FET 403 on. As described in the first embodiment, when the FET 403 is turned on, the capacitance of the capacitor connected to the SB terminal of the power control IC 121 becomes the total capacitance of the capacitors 401 and 402 . As a result, the capacitance of the connected capacitor is increased, and the rising speed of the SB terminal voltage VSB is reduced. As a result, in the second standby state, the intermittent cycle of the intermittent mode can be lengthened, and power consumption can be suppressed.

以上説明したように、本実施例では、コントロールユニット201からの第1の待機状態又は第2の待機状態への切り換えを指示する制御信号により、間欠周期制御部40を制御して、SB端子に接続されるコンデンサを切り換えている。このように、本実施例では、実施例1のように第1の待機状態と第2の待機状態で負荷に大きな差がない場合でも、コントロールユニット201は、負荷に応じて電源装置の待機状態を切り換えることができる。 As described above, in this embodiment, the control signal from the control unit 201 instructing switching to the first standby state or the second standby state controls the intermittent cycle control section 40 to send the signal to the SB terminal. The connected capacitor is switched. As described above, in this embodiment, even if there is not a large difference in the load between the first standby state and the second standby state as in the first embodiment, the control unit 201 changes the standby state of the power supply according to the load. can be switched.

以上説明したように、本実施例によれば、第1の待機状態での直流電圧リップルを低減させることと、第2の待機状態での消費電力を低減させることとを両立させることができる。 As described above, according to this embodiment, it is possible to reduce the DC voltage ripple in the first standby state and reduce the power consumption in the second standby state.

実施例1、2で説明した電源装置は、例えば画像形成装置の低圧電源、すなわちコントローラ(制御部)やモータ等の駆動部へ電力を供給する電源として適用可能である。以下に、実施例1、2の電源装置が適用される画像形成装置の構成を説明する。 The power supply device described in the first and second embodiments can be applied, for example, as a low-voltage power supply for an image forming apparatus, that is, a power supply for supplying power to a drive unit such as a controller (control unit) and a motor. The configuration of an image forming apparatus to which the power supply devices of Embodiments 1 and 2 are applied will be described below.

[画像形成装置の構成]
画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタを例にあげて説明する。図9に電子写真方式のプリンタの一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ300は、静電潜像が形成される像担持体としての感光ドラム311、感光ドラム311を一様に帯電する帯電部317(帯電手段)、感光ドラム311に形成された静電潜像をトナーで現像する現像部312(現像手段)を備えている。そして、感光ドラム311に現像されたトナー像をカセット316から供給された記録材としてのシート(不図示)に転写部318(転写手段)によって転写して、シートに転写したトナー像を定着器314で定着してトレイ315に排出する。この感光ドラム311、帯電部317、現像部312、転写部318が画像形成部(画像形成手段)である。また、レーザビームプリンタ300は、実施例1、2で説明した電源装置500を備えている。なお、実施例1、2の電源装置500を適用可能な画像形成装置は、図9に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム311上のトナー像を中間転写ベルトに転写する一次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像をシートに転写する二次転写部を備える画像形成装置であってもよい。
[Configuration of Image Forming Apparatus]
A laser beam printer will be described as an example of an image forming apparatus. FIG. 9 shows a schematic configuration of a laser beam printer, which is an example of an electrophotographic printer. The laser beam printer 300 includes a photosensitive drum 311 as an image carrier on which an electrostatic latent image is formed, a charging section 317 (charging means) that uniformly charges the photosensitive drum 311 , and an electrostatic latent image formed on the photosensitive drum 311 . A developing section 312 (developing means) for developing an image with toner is provided. Then, the toner image developed on the photosensitive drum 311 is transferred to a sheet (not shown) as a recording material supplied from a cassette 316 by a transfer unit 318 (transfer means), and the toner image transferred to the sheet is transferred to a fixing device 314 . , and is discharged to the tray 315 . The photosensitive drum 311, charging section 317, developing section 312, and transfer section 318 constitute an image forming section (image forming means). The laser beam printer 300 also includes the power supply device 500 described in the first and second embodiments. The image forming apparatus to which the power supply device 500 of Embodiments 1 and 2 can be applied is not limited to the one illustrated in FIG. 9, and may be an image forming apparatus including a plurality of image forming units. Furthermore, the image forming apparatus may include a primary transfer section that transfers the toner image on the photosensitive drum 311 to the intermediate transfer belt, and a secondary transfer section that transfers the toner image on the intermediate transfer belt to a sheet.

レーザビームプリンタ300は、画像形成部による画像形成動作や、シートの搬送動作を制御するコントローラ320を備えており、実施例1、2に記載の電源装置500は、例えばコントローラ320に電力を供給する。また、実施例1、2に記載の電源装置500は、感光ドラム311を回転するため、又はシートを搬送する各種ローラ等を駆動するためのモータ等の駆動部に電力を供給する。なお、コントローラ320は、実施例1の図1、及び実施例2の図8のコントロールユニット201に相当する。本実施例の電源装置500が実施例1の電源装置である場合、電源制御IC121は、コントローラ320からの指示に応じて、連続モード又は間欠モードの切り換えを行う。また、負荷領域検知部30は、補助巻線113に誘起される電圧に基づいて負荷134の負荷領域を検知し、間欠周期制御部40は、検知された負荷領域に応じてSB端子に接続されたコンデンサの容量を切り換え、負荷領域に応じた間欠周期に切り換える。これにより、第2の待機状態である第2の負荷領域における低消費電力と、第1の待機状態である第1の負荷領域における低出力電圧リップルとを両立させることができる。 The laser beam printer 300 includes a controller 320 that controls the image forming operation of the image forming unit and the sheet conveying operation. . Further, the power supply device 500 described in the first and second embodiments supplies power to a drive unit such as a motor for rotating the photosensitive drum 311 or driving various rollers for conveying sheets. Note that the controller 320 corresponds to the control unit 201 shown in FIG. 1 of the first embodiment and FIG. 8 of the second embodiment. When the power supply device 500 of the present embodiment is the power supply device of the first embodiment, the power control IC 121 switches between the continuous mode and the intermittent mode according to instructions from the controller 320 . Further, the load region detection unit 30 detects the load region of the load 134 based on the voltage induced in the auxiliary winding 113, and the intermittent cycle control unit 40 is connected to the SB terminal according to the detected load region. The capacitance of the capacitor is switched, and the intermittent cycle is switched according to the load area. Accordingly, it is possible to achieve both low power consumption in the second load range, which is the second standby state, and low output voltage ripple in the first load range, which is the first standby state.

また、本実施例の画像形成装置は、間欠モードでは、第1の待機状態に対応するスタンバイモード、又は第2の待機状態に対応するスリープモードで動作することが可能となっている。スタンバイモードは、画像形成動作を行う通常動作モード(連続モードともいう)よりも消費する電力を低減させつつ、印刷指示を受信したらすぐに画像形成動作を実施できる状態となるモードである。スリープモードは、スタンバイモードより更に消費する電力を低減させた状態となるモードである。電源装置500が実施例2の電源装置である場合には、コントローラ320のGP01端子から出力された指示に応じて、連続モード又は間欠モードの切り換えを行う。更に、実施例2の電源装置の場合には、コントローラ320のGP02端子から出力された指示に応じて、第1の待機状態又は第2の待機状態の切り換えを行う。これにより、実施例2の電源装置では、第1の待機状態と第2の待機状態で負荷に大きな差がない場合でも、コントローラ320の指示に応じて、電源装置の待機状態を切り換えることができる。 In the intermittent mode, the image forming apparatus of this embodiment can operate in a standby mode corresponding to the first standby state or a sleep mode corresponding to the second standby state. The standby mode is a mode in which the image forming operation can be performed as soon as a print instruction is received while reducing the power consumption compared to the normal operation mode (also referred to as the continuous mode) in which the image forming operation is performed. The sleep mode is a mode in which power consumption is further reduced than in the standby mode. When the power supply device 500 is the power supply device of the second embodiment, switching between the continuous mode and the intermittent mode is performed according to the instruction output from the GP01 terminal of the controller 320 . Furthermore, in the case of the power supply device of the second embodiment, switching between the first standby state and the second standby state is performed according to an instruction output from the GP02 terminal of the controller 320 . As a result, in the power supply device of the second embodiment, the standby state of the power supply device can be switched according to an instruction from the controller 320 even when there is no large difference in load between the first standby state and the second standby state. .

以上説明したように、本実施例によれば、第1の待機状態での直流電圧リップルを低減させることと、第2の待機状態での消費電力を低減させることとを両立させることができる。 As described above, according to this embodiment, it is possible to reduce the DC voltage ripple in the first standby state and reduce the power consumption in the second standby state.

30 負荷領域検知部
40 間欠周期制御部
106、107 FET
113 補助巻線
121 電源制御IC
134 負荷134
30 load area detector 40 intermittent cycle controller 106, 107 FET
113 auxiliary winding 121 power control IC
134 load 134

Claims (11)

交流電圧を整流、平滑して入力電圧を生成する整流平滑手段と、
一次巻線、二次巻線及び補助巻線を有するトランスと、
前記入力電圧が印加される前記トランスの前記一次巻線に接続されたスイッチング手段と、
前記トランスの前記二次巻線に誘起された電圧に応じたフィードバック電圧を出力するフィードバック手段と、
前記スイッチング手段を連続発振させる連続モード、又は前記スイッチング手段を連続発振させる動作期間と前記スイッチング手段を停止させる休止期間を交互に繰り返して前記スイッチング手段を間欠発振させる間欠モードに切り換えが可能で、前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段と、
を備える電源装置であって、
前記補助巻線に誘起される電圧に基づいて、前記トランスの二次側に接続された負荷を検知する負荷検知手段と、
電荷を蓄積可能なコンデンサを有し、前記負荷検知手段の検知結果に基づいて、前記コンデンサの容量を切り換える容量切り換え手段と、
前記フィードバック手段から入力された前記フィードバック電圧に基づいて、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの充電又は放電を行い、前記スイッチング手段による前記スイッチング動作を制御する周期制御手段と、
を備え、
前記スイッチング制御手段が前記間欠モードの場合に、
前記周期制御手段は、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの電圧が所定の電圧以上の場合には、前記スイッチング制御手段による前記スイッチング手段の前記スイッチング動作を行い、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの電圧が前記所定の電圧より小さい場合には、前記スイッチング制御手段による前記スイッチング手段の前記スイッチング動作を停止させ、
前記容量切り換え手段は、前記負荷検知手段により検知された前記負荷が所定の負荷以上の第一の待機状態の場合には、前記負荷検知手段により検知された前記負荷が前記所定の負荷より小さい第二の待機状態に比べて、前記コンデンサ容量を減らすことにより前記間欠モードの間欠周期を短くし、前記第二の待機状態の場合には、前記第一の待機状態に比べて、前記コンデンサ容量を増やすことにより前記間欠モードの間欠周期を長くすることを特徴とする電源装置。
rectifying and smoothing means for rectifying and smoothing an AC voltage to generate an input voltage;
a transformer having a primary winding, a secondary winding and an auxiliary winding;
switching means connected to the primary winding of the transformer to which the input voltage is applied;
feedback means for outputting a feedback voltage corresponding to the voltage induced in the secondary winding of the transformer;
It is possible to switch to a continuous mode in which the switching means continuously oscillates , or an intermittent mode in which the switching means oscillates intermittently by alternately repeating an operation period in which the switching means continuously oscillates and a rest period in which the switching means stops, switching control means for controlling the switching operation of the switching means;
A power supply device comprising:
load detection means for detecting a load connected to the secondary side of the transformer based on the voltage induced in the auxiliary winding;
capacity switching means having a capacitor capable of accumulating electric charge and switching the capacity of the capacitor based on the detection result of the load detection means;
cycle control means for charging or discharging the capacitor of the capacity switching means based on the feedback voltage input from the feedback means, and for controlling the switching operation by the switching means;
with
When the switching control means is in the intermittent mode,
The period control means performs the switching operation of the switching means by the switching control means when the voltage of the capacitor of the capacity switching means is equal to or higher than a predetermined voltage, and the voltage of the capacitor of the capacity switching means is if the voltage is smaller than the predetermined voltage, stopping the switching operation of the switching means by the switching control means;
When the load detected by the load detection means is in a first standby state in which the load detected by the load detection means is equal to or greater than a predetermined load, the capacity switching means switches the load detected by the load detection means to a second load smaller than the predetermined load. The intermittent cycle of the intermittent mode is shortened by reducing the capacity of the capacitor compared to the second standby state, and in the case of the second standby state, the capacity of the capacitor is reduced compared to the first standby state. A power supply device characterized in that the intermittent period of the intermittent mode is lengthened by increasing the capacity.
前記補助巻線に誘起される電圧は、前記トランスの二次側に接続された前記負荷に応じて大きくなることを特徴とする請求項1に記載の電源装置。 2. The power supply device according to claim 1, wherein the voltage induced in said auxiliary winding increases according to said load connected to the secondary side of said transformer. 前記負荷検知手段は、前記補助巻線に誘起される電圧を分圧する抵抗と、前記抵抗により分圧された電圧が入力される第一のスイッチ素子と、を有し、
前記第一のスイッチ素子は、前記入力される電圧が第一の閾値以上となる前記第一の待機状態の場合には第一の信号を出力し、前記入力される電圧が前記第一の閾値未満となる前記第二の待機状態の場合には前記第一の信号とは異なる第二の信号を出力することを特徴とする請求項2に記載の電源装置。
The load detection means has a resistor that divides the voltage induced in the auxiliary winding, and a first switch element to which the voltage divided by the resistor is input,
The first switch element outputs a first signal in the first standby state in which the input voltage is equal to or higher than the first threshold, and the input voltage is equal to or higher than the first threshold. 3. The power supply device according to claim 2, wherein a second signal different from the first signal is output in the case of the second standby state in which the power supply is less than.
前記容量切り換え手段は、第一のコンデンサと、第二のスイッチ素子と直列に接続された第二のコンデンサと、が並列に接続された回路を有し、
前記第二のスイッチ素子には、前記負荷検知手段から前記第一の信号又は前記第二の信号が入力され、
前記容量切り換え手段の前記コンデンサの容量は、
前記第二のスイッチ素子に前記第二の信号が入力された場合には、前記第二のスイッチ素子がオンし、前記第一のコンデンサ及び前記第二のコンデンサのそれぞれの容量を合計した容量であり、
前記第二のスイッチ素子に前記第一の信号が入力された場合には、前記第二のスイッチ素子はオフし、前記第一のコンデンサの容量であることを特徴とする請求項3に記載の電源装置。
The capacity switching means has a circuit in which a first capacitor and a second capacitor connected in series with a second switch element are connected in parallel,
the first signal or the second signal is input from the load detection means to the second switch element;
The capacity of the capacitor of the capacity switching means is
When the second signal is input to the second switch element, the second switch element is turned on, and the total capacitance of the first capacitor and the second capacitor is can be,
4. The apparatus according to claim 3, wherein when said first signal is input to said second switch element, said second switch element is turned off, and the capacitance is that of said first capacitor. Power supply.
前記周期制御手段は、前記フィードバック電圧が第二の閾値以上の場合には、前記容量切り換え手段のコンデンサの充電を行い、前記フィードバック電圧が前記第二の閾値より小さい場合には、前記容量切り換え手段のコンデンサの放電を行うことを特徴とする請求項4に記載の電源装置。 The period control means charges the capacitor of the capacity switching means when the feedback voltage is equal to or higher than the second threshold, and the capacity switching means when the feedback voltage is smaller than the second threshold. 5. The power supply device according to claim 4, wherein the capacitor is discharged. 前記スイッチング制御手段は、外部からの信号に基づいて、前記スイッチング手段を前記連続モード又は前記間欠モードに切り換えることを特徴とする請求項1から請求項5のいずれか1項に記載の電源装置。 6. The power supply device according to claim 1, wherein said switching control means switches said switching means to said continuous mode or said intermittent mode based on a signal from the outside. 前記スイッチング手段は、直列に接続された第一のスイッチング素子及び第二のスイッチング素子を有し、
前記第一のスイッチング素子は、一端が前記整流平滑手段の一端に接続され、他端が前記第二のスイッチング素子に接続され、
前記第二のスイッチング素子は、一端が前記第一のスイッチング素子の前記他端に接続され、他端が前記整流平滑手段の他端に接続され、
前記一次巻線は、一端が前記第一のスイッチング素子の前記他端と前記第二のスイッチング素子の前記一端とに接続され、他端が共振コンデンサの一端と接続され、
前記共振コンデンサの他端は、前記第二のスイッチング素子の前記他端と接続されていることを特徴とする請求項1から請求項6のいずれか1項に記載の電源装置。
The switching means has a first switching element and a second switching element connected in series,
The first switching element has one end connected to one end of the rectifying/smoothing means and the other end connected to the second switching element,
the second switching element has one end connected to the other end of the first switching element and the other end connected to the other end of the rectifying/smoothing means;
the primary winding has one end connected to the other end of the first switching element and the one end of the second switching element, and the other end connected to one end of the resonance capacitor;
7. The power supply device according to claim 1, wherein the other end of said resonance capacitor is connected to said other end of said second switching element.
記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
請求項1から請求項7のいずれか1項に記載の電源装置と、
を備えることを特徴とする画像形成装置。
an image forming means for forming an image on a recording material;
A power supply device according to any one of claims 1 to 7;
An image forming apparatus comprising:
記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
請求項6に記載の電源装置と、
を備える画像形成装置であって、
前記画像形成手段を制御するコントローラを備え、
前記外部からの信号は、前記コントローラから出力された信号であることを特徴とする画像形成装置。
an image forming means for forming an image on a recording material;
A power supply device according to claim 6;
An image forming apparatus comprising
A controller for controlling the image forming means,
The image forming apparatus, wherein the signal from the outside is a signal output from the controller.
記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
前記画像形成手段を制御するコントローラと、
前記画像形成手段に電力を供給する電源装置と、
を備える画像形成装置であって、
前記電源装置は、
交流電圧を整流、平滑して入力電圧を生成する整流平滑手段と、
一次巻線、二次巻線及び補助巻線を有するトランスと、
前記入力電圧が印加される前記トランスの前記一次巻線に接続されたスイッチング手段と、
前記トランスの前記二次巻線に誘起された電圧に応じたフィードバック電圧を出力するフィードバック手段と、
前記スイッチング手段を連続発振させる連続モード、又は前記スイッチング手段を連続発振させる動作期間と前記スイッチング手段を停止させる休止期間を交互に繰り返して前記スイッチング手段を間欠発振させる間欠モードに切り換えが可能で、前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段と、
電荷を蓄積可能なコンデンサを有し、前記コントローラからの指示に基づいて、前記コンデンサの容量を切り換える容量切り換え手段と、
前記フィードバック手段から入力された前記フィードバック電圧に基づいて、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの充電又は放電を行い、前記スイッチング手段による前記スイッチング動作を制御する周期制御手段と、
を備え、
前記スイッチング制御手段が前記間欠モードの場合に、
前記周期制御手段は、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの電圧が所定の電圧以上の場合には、前記スイッチング制御手段による前記スイッチング手段の前記スイッチング動作を行い、前記容量切り換え手段の前記コンデンサの電圧が前記所定の電圧より小さい場合には、前記スイッチング制御手段による前記スイッチング手段の前記スイッチング動作を停止させ、
前記容量切り換え手段は、前記コントローラからの前記指示が、前記トランスの二次側に接続された負荷が所定の負荷以上の第一の待機状態の場合には、前記コントローラからの前記指示における前記負荷が前記所定の負荷より小さい第二の待機状態に比べて、前記コンデンサ容量を減らすことにより前記間欠モードの間欠周期を短くし、前記第二の待機状態の場合には、前記第一の待機状態に比べて、前記コンデンサ容量を増やすことにより前記間欠モードの間欠周期を長くすることを特徴とする画像形成装置。
an image forming means for forming an image on a recording material;
a controller that controls the image forming means;
a power supply device that supplies power to the image forming means;
An image forming apparatus comprising
The power supply device
rectifying and smoothing means for rectifying and smoothing an AC voltage to generate an input voltage;
a transformer having a primary winding, a secondary winding and an auxiliary winding;
switching means connected to the primary winding of the transformer to which the input voltage is applied;
feedback means for outputting a feedback voltage corresponding to the voltage induced in the secondary winding of the transformer;
It is possible to switch to a continuous mode in which the switching means continuously oscillates , or an intermittent mode in which the switching means oscillates intermittently by alternately repeating an operation period in which the switching means continuously oscillates and a rest period in which the switching means stops, switching control means for controlling the switching operation of the switching means;
capacity switching means having a capacitor capable of accumulating electric charge and switching the capacity of the capacitor based on an instruction from the controller;
cycle control means for charging or discharging the capacitor of the capacity switching means based on the feedback voltage input from the feedback means, and for controlling the switching operation by the switching means;
with
When the switching control means is in the intermittent mode,
The period control means performs the switching operation of the switching means by the switching control means when the voltage of the capacitor of the capacity switching means is equal to or higher than a predetermined voltage, and the voltage of the capacitor of the capacity switching means is if the voltage is smaller than the predetermined voltage, stopping the switching operation of the switching means by the switching control means;
When the instruction from the controller indicates a first standby state in which the load connected to the secondary side of the transformer is equal to or higher than a predetermined load, the capacity switching means switches the load from the instruction from the controller. is smaller than the predetermined load, the intermittent period of the intermittent mode is shortened by reducing the capacity of the capacitor, and in the case of the second standby state, the first standby An image forming apparatus, wherein the intermittent cycle of the intermittent mode is lengthened by increasing the capacity of the capacitor compared to the state.
前記コントローラは、前記スイッチング制御手段に、前記スイッチング手段の前記連続モード又は前記間欠モードへの切り換えを指示することを特徴とする請求項10に記載の画像形成装置。 11. The image forming apparatus according to claim 10, wherein said controller instructs said switching control means to switch said switching means to said continuous mode or said intermittent mode.
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