JP7037538B2 - ゲート駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体デバイスの短絡を検出する半導体デバイスの短絡検出機能（回路）を備えたゲート駆動回路に関する。さらに、半導体デバイスの過電流を検出する機能（回路）を備えたゲート駆動回路に関する。

高電圧、大電流をスイッチングするＩＧＢＴは、破壊すると周辺機器に大きな障害を与えるので、極力破壊を避ける必要がある。そのため、ＩＧＢＴをドライブするゲートドライバ回路は、そのような事態に備えてＩＧＢＴを保護する機能が重要となる。本発明は、ＩＧＢＴの負荷が短絡状態又はそれに近い状態となったときにＩＧＢＴを保護する機能に関するものである。
通常、負荷の短絡などの異常検出の方法は、ＩＧＢＴがＯＮ状態におけるＶｃｅ（コレクタ電圧）の上昇値を検出する方法がとられる。
従来の手法では、異常検出の後、異常信号を送出するまでに一定の時間を設ける場合がある。この一定時間は、異常信号の送出を保留待機する時間であり、マスク時間と呼ばれる場合がある。このマスク時間は、誤動作防止とＩＧＢＴの過負荷防止の観点から一定の精度が要求される。

＜従来の方式の詳細＞
＜従来方法の課題１＞
図１７は、従来の手法を採用した回路図である。図１７は、ゲートドライバ１０が、ＩＧＢＴ１２を駆動する回路を示している。なお、ゲートドライバ１０は、ドライブＩＣの形態をとっており、図１７中では、ＤｒｉｖｅＩＣと記されている。

ＩＧＢＴ１２が、正常にＯＮ動作とＯＦＦ動作を繰り返している場合の動作を説明する。ＩＧＢＴ１２がＯＦＦ動作の期間は、ゲートドライバ１０（ＤｒｉｖｅＩＣ）のＯＵＴ端子１４の出力の値がＬＯＷであり、ゲートドライバ１０のトランジスタＱ１がＯＮ動作してコンデンサＣｄｅｓａｔの電荷を０に放電する。
ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作になると、ＯＵＴ端子１４の値はＨｉｇｈであるので、インバータ１６を介してトランジスタＱ１のベースにＬｏｗの信号が入力される。その結果、トランジスタＱ１はＯＦＦ動作となるが、ＩＧＢＴ１２のコレクタ－エミッタ間電圧が飽和電圧となるので、電流源Ｉ_{ｄｅｓａｔ}の電流は、ダイオードＤｄｅｓａｔを経由してＩＧＢＴ１２のコレクタ端子へ流れる。

その結果、コンデンサＣｄｅｓａｔは、電流源Ｉ_{ｄｅｓａｔ}によるダイオードＤｄｅｓａｔの順方向電圧とＩＧＢＴ１２のコレクタ－エミッタ間の飽和電圧とを和した電圧まで充電される。すなわち、コンデンサＣｄｅｓａｔの端子間電圧は、当該飽和電圧＋ダイオードＤｄｅｓａｔの順方向電圧となる。
ゲートドライバ１０のＤＥＳＡＴ端子の電圧は、基準電圧Ｖ_{ｄｅｓａｔ}より低い電圧を維持するので、ゲートドライバ１０内の比較器１８は、その出力信号の値は反転しないので、異常信号は出力されない。コンデンサＣｄｅｓａｔの端子間電圧を式で表せば、次の式（１）のように表される。

ここで、Ｖ_{Ｃｄｅｓａｔ}（０）は、ＩＧＢＴ１２が正常動作時におけるコンデンサＣｄｅｓａｔの端子間電圧である。ＶＦ_{Ｄｄｅｓａｔ}は、ダイオードＤｄｅｓａｔの順方向電圧である。ＶＣＥ_ｓａｔは、ＩＧＢＴ１２が正常にＯＮ動作している場合の、コレクタ－エミッタ間の飽和電圧とする。

上記の状態で、ＩＧＢＴ１２の負荷に異常が発生して、ＩＧＢＴ１２のコレクターエミッタ間電圧ＶＣＥが上昇してプラス側電源ＶＣＣレベルに達した場合にダイオードＤｄｅｓａｔはカットオフ状態となり、コンデンサＣｄｅｓａｔには電流源Ｉ_{ｄｅｓａｔ}の電流が流入し、コンデンサＣｄｅｓａｔの端子間電圧が上昇してゲートドライバ１０に内蔵の基準電圧Ｖｄｅｓａｔに達する。その結果、ゲートドライバ１０内の比較器１８が反転して、異常信号を送出する。

なお、比較器１８の出力信号は、コンデンサＣｄｅｓａｔの端子間電圧が基準電圧Ｖ_{ｄｅｓａｔ}により高い場合にＨｉｇｈとなり、これが異常信号を表す。
このとき、ＩＧＢＴ１２の負荷に異常が発生してからゲートドライバ１０が異常信号を送出するまでのマスク時間Ｔ_ｍａｓｋが設定されているが、このマスク時間Ｔ_ｍａｓｋは、式（２）で表される。

ここで、Ｖ_{Ｃｄｅｓａｔ}（０）は、コンデンサＣｄｅｓａｔの初期電圧である。
また、Ｃ_{ｄｅｓａｔ}は、コンデンサＣｄｅｓａｔの静電容量を表し、Ｉ_{ｄｅｓａｔ}は、電流Ｉ_{ｄｅｓａｔ}の電流値を表す。

一方、ＩＧＢＴ１２の異常が、ＩＧＢＴ１２がＯＦＦ 動作からＯＮ動作に移行した直後に発生した場合は、コンデンサＣｄｅｓａｔはＩ_{ｄｅｓａｔ}電流による充電が行われる時間がないため、Ｖ_{Ｃｄｅｓａｔ}（０）＝０となる。そのような場合、マスク時間Ｔ_ｍａｓｋは、式（３）で表される。

このように、マスク時間Ｔ_ｍａｓｋはＩＧＢＴ１２の異常の発生するタイミングにより、式（４）で与えるΔｔだけ変動することになる。

このようにして、マスク時間Ｔ_ｍａｓｋは異常が発生するタイミングにより変動してしまうという課題がある。

＜従来方式の課題２＞
また、図１７に示す基準電圧Ｖｄｅｓａｔが低いことは、誤動作に対する余裕度が少ないことを意味するので、必要に応じてこの基準電圧Ｖｄｅｓａｔの電圧値を上げる必要がでてくる場合がある。しかし、ゲートドライバ１０に内蔵の電圧であるため、この電圧値の変更は一般に困難であるという課題がある。

先行特許技術
例えば、後述する特許文献１（特開２００４－１４０８９１号公報）には、過電圧保護回路を構成する一部の素子に故障が発生したことを確実に検出できる電力変換装置が開示されている。具体的には、保護対象である半導体素子がＯＦＦ状態になった場合の、過電圧保護回路の電圧が変化する際の時間を計測し、その時間が設定時間長を超えた場合は、過電圧保護回路を構成する素子の一部に故障が発生したと判定する回路が記載されている。

特開２００４－１４０８９１号公報

このように、上述した従来の方式では、以下の問題がある。
課題１：短絡時の条件によるマスク時間の変化
上述したように、ＩＧＢＴの負荷が短絡状態となると、大電流が流れてＩＧＢＴのＶｃｅが上昇して破損するが、数マイクロ秒の間は検出を遅延するマスク時間が必要である。このマスク時間は、一定の精度が必要で、特に負荷短絡の条件が様々に変化する場合でも、できるだけ変動しないようにする必要がある。
ここで、負荷短絡の条件の変化とは、例えば、短絡時のＩＧＢＴに接続したインダクタンスの大きさの変化が挙げられる。例えば、負荷のインダクタンスが非常に小さい場合（例えば、２００ｎＨ）と、負荷のインダクタンスが比較的大きい場合（例えば、２μＨ）とで、上述したマスク時間が変動しないことが望ましい。
しかし、一般的な汎用の制御ＩＣをゲートドライバとして使用し、ＩＧＢＴをドライブした場合には、上記のような負荷短絡条件の変化によって、専ら、マスク時間が変動してしまう。

課題２：誤動作に対するマージン
さらに、大電流、高電圧下のＩＧＢＴの近傍に配置されるゲートドライバは、誤動作に対し大きなマージンを要求される。しかしながら、汎用の制御ＩＣを利用したゲートドライバは、閾値電圧が低いものがあり、十分な誤動作マージンを取れない場合がある。

本発明は、これらの上記課題に鑑みなされたものであり、マスク時間の精度向上、及び誤動作に対する余裕度の向上を実現するゲート駆動回路を提供することを目的とする。

まず、マスク時間の精度向上については、時定数を決定するコンデンサの初期電荷をコントロールして、マスク時間の変動を低減する手法を採用した。本願発明者は、例えば、コンデンサの初期電荷を０にコントロールすること、又は初期電荷を一定の値にコントロールすること、等の手法について鋭意研究を進め、本発明をなすに至った。
また、誤動作に対する余裕度向上に関しては、閾値電圧を別途設定できるように回路を構成するという手法を採用した。本願発明者は、閾値電圧を別途設定する回路を種々検討し、鋭意研究を進めた結果、本発明をなすに至った。
本発明は、具体的には、下記のような手段を採用する。

（１）本発明は、上記課題を解決するために、電力半導体スイッチを駆動するゲート駆動回路であって、前記電力半導体スイッチのコレクタ－エミッタ電圧と、所定の閾値電圧と、を比較する比較回路と、前記比較回路が、前記コレクタ－エミッタ電圧が前記閾値電圧を超えたことを検出してから時間計測を開始する時間計測回路と、を有し、前記時間計測回路が待機保留時間を計測した後に、電力半導体スイッチが異常状態であることを意味する異常信号を出力する出力回路と、を備えることを特徴とするゲート駆動回路である。

（２）また、本発明は、（１）記載のゲート駆動回路であって、前記比較回路は、前記電力半導体スイッチがＯＦＦ動作からＯＮ動作に移行した直後、又は、前記電力半導体スイッチがサチュレーション状態の状況下で、所定の障害又は異常によってコレクタ電流が増大し、前記電力半導体スイッチがデサチュレーション状態となった場合に、前記コレクタ－エミッタ電圧と、所定の前記閾値電圧と、を比較することを特徴とするゲート駆動回路である。

（３）また、本発明は、（１）又は（２）記載のゲート駆動回路であって、前記異常信号は、所定の出力信号が所定の値に変化することによって、前記電力半導体スイッチがデサチュレーション状態であることを意味する信号であることを特徴とするゲート駆動回路である。

（４）また、本発明は、（１）から（３）のいずれか１項に記載のゲート駆動回路であって、前記時間計測回路は、一定の電流値の充電電流が印加されるコンデンサであって、充電とともに前記コンデンサの端子間電圧が上昇して、所定の電圧値となるまでの時間を待機保留時間とするための充電用コンデンサと、前記電力半導体スイッチがサチュレーション状態にあって、コレクタ－エミッタ電圧の値が前記比較器の閾値電圧以下であるときは、前記一定の充電電流値の電流を迂回させて、前記充電用コンデンサには充電電流が流入しないようにして、前記充電用コンデンサの初期電荷を０とする充電電流迂回路と、を備え、前記比較回路は、前記電力半導体スイッチがデサチュレーション状態となり、コレクタ－エミッタ電圧が前記比較回路の前記閾値電圧を超えたことを検出した場合、前記充電電流迂回路を遮断させ、前記コンデンサの初期電荷が０の状態から前記一定の充電電流値をコンデンサに流入させることを特徴とするゲート駆動回路である。

（５）また、本発明は、（４）記載のゲート駆動回路であって、駆動対象である前記電力半導体スイッチをＯＦＦ状態からＯＮ状態へ移行させる信号を出力してから、前記電力半導体スイッチが実際にＯＮ動作となるまでに遅延時間が発生する場合において、前記充電用コンデンサに初期電荷を残留させ、前記初期電荷を充電する時間の分だけ短い前記待機保留時間を発生させる第１の初期電荷充電回路、を備え、前記出力回路は、前記時間計測回路が、前記短い待機保留時間を計測した後に、電力半導体スイッチがデサチュレーション状態であることを意味する異常信号を出力することを特徴とするゲート駆動回路である。

（６）また、本発明は、（４）記載のゲート駆動回路であって、駆動対象である前記電力半導体スイッチをＯＦＦ状態からＯＮ状態へ移行させる信号を出力してから、前記電力半導体スイッチが実際にＯＮ動作となるまでに遅延時間が発生する場合において、前記充電電流迂回回路は、前記充電電流を迂回させる迂回スイッチと、前記迂回スイッチと直接に接続する抵抗と、の直列回路を備え、前記充電電流迂回回路によって充電電流が迂回する場合でも、前記初期電荷抵抗の分だけ、充電用コンデンサに初期電荷が残留させ、前記初期電荷を充電する時間の分だけ短い前記待機保留時間が発生し、前記出力回路は、前記時間計測回路が、短い前記待機保留時間を計測した後に、電力半導体スイッチがデサチュレーション状態であることを意味する異常信号を出力することを特徴とするゲート駆動回路である。

（７）また、本発明は、（１）から（６）のいずれか１項に記載のゲート駆動回路において、カソード端子が前記比較回路に接続し、アノード端子が前記電力半導体スイッチのコレクタ端子に接続するダイオード、を備え、前記比較回路は、前記ダイオードを介して、前記電力半導体スイッチのコレクタ電圧を検出することを特徴とするゲート駆動回路である。

本発明によれば、電力半導体スイッチを駆動するゲート駆動回路であって、待機保留時間（マスク時間）の精度向上、及び誤動作に対する余裕度の向上を実現するゲート駆動回路を提供することができる。

実施形態１におけるゲート駆動回路１００の回路図である。 図１に示す回路の機能ブロック図である。 実施形態２におけるゲート駆動回路２００の回路図である。 ＩＧＢＴがＯＦＦ動作からＯＮ動作への過渡状態における等価回路の回路図である。 ダイオードＤ１がない場合のゲートドライバ１１０の比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧波形を示すグラフである。 ダイオードＤ１を挿入した場合のゲートドライバ１１０の比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧波形を示すグラフである。 ＩＧＢＴ１２のＯＮ動作への移行動作が遅延する場合、ＩＧＢＴ１２のＯＮ動作が完了してから負荷異常が発生した場合に、マスク時間が変動する状況を示したタイムチャートである。 ＩＧＢＴ１２のＯＮ動作への移行動作が遅延する場合、ＩＧＢＴ１２のＯＮ動作が完了する前に負荷異常が発生した場合に、マスク時間が変動する状況を示したタイムチャートである。 実施形態３におけるゲート駆動回路３００の回路図である。 実施形態３に示す回路における、ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作が完了してから負荷異常が発生した場合に、マスク時間が変動する状況を示したタイムチャートである。 初期電荷を作る別の構成回路の例を示す図であり、ゲート駆動回路４００の回路図である。 具体的な実施例その１に係るゲート駆動回路５００の回路図である。 ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作してから２０μｓｅｃ後に異常発生した場合のマスク時間を表すグラフである。 ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作し、その直後に異常発生した場合のマスク時間を表すグラフである。 具体的な実施例その２に係るゲート駆動回路６００の回路図である。 具体的な実施例その３に係るゲート駆動回路７００の回路図である。 従来のゲートドライバ１０がＩＧＢＴ１２を駆動する場合の回路構成を示す回路図である。

以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づき説明する。
１．実施形態１
図１には、本実施形態にかかるゲート駆動回路１００を示す回路図が示されている。図１において、ＩＧＢＴ１２を除く部分が、ゲート駆動回路１００の特徴的な部分となる。
図１に示すように、図１７に示した従来の回路と同様にゲートドライバ１１０を利用した回路であり、このゲートドライバ１１０の構成・動作は、従来の図１７で示したゲートドライバ１０の構成・動作と同様である。このゲートドライバ１１０も、図１７で示したゲートドライバ１０と同様に所定のＩＣ等で構成してよい。
ゲートドライバ１１０のＯＵＴ端子１１４は、バッファ１２０を介してＩＧＢＴ１２のゲート端子に接続されており、ＩＧＢＴ１２を駆動する。ゲートドライバ１１０のＧＮＤ端子と、ＤＥＳＡＴ端子との間には、コンデンサＣｄｅｓａｔが接続されている。このコンデンサＣｄｅｓａｔは、後述するように、その充電動作によってマスク時間の決定に重要な役割を果たす素子である。
ここで、ＩＧＢＴ１２は、請求の範囲の電力半導体スイッチの好適な一例に相当する。
ゲート駆動回路１００は、請求の範囲のゲート駆動回路の好適な一例に相当する。なお、後述するゲート駆動回路２００、３００、４００、５００、６００、７００も、請求の範囲のゲート駆動回路の好適な一例に相当する。

トランジスタＱ２のコレクタ端子は、ＤＥＳＡＴ端子に接続され、エミッタ端子はＧＮＤ端子に接続されている。トランジスタＱ２のベース端子は、比較器ＣＭＰ２の出力端子に接続されている。トランジスタＱ２は、後述するように、コンデンサＣｄｅｓａｔの電荷の放電を行う役割を果たす。比較器ＣＭＰ２は、その反転入力端子は抵抗Ｒｄｅｓａｔを介してプラス側電源ＶＣＣに接続している。また、反転入力端子は、ダイオードＤｄｅｓａｔのアノード端子に接続している。
ダイオードＤｄｅｓａｔは、そのアノード端子が比較器ＣＭＰ２の反転入力端子に接続し、カソード端子は、ＩＧＢＴ１２のコレクタ端子に接続している。
比較器ＣＭＰ２の非反転入力端子は、第２の基準電圧Ｖｄｅｓａｔ－２のプラス側端子に接続している。第２の基準電圧Ｖｄｅｄｓａｔ－２の他方（マイナス側）端子は、ＧＮＤ端子に接続する。
また、ＩＧＢＴ１２のエミッタ端子は、ＧＮＤ端子に接続している。
なお、トランジスタＱ２は、請求の範囲の充電電流迂回回路の好適な一例に相当する。

ＩＧＢＴ１２がＯＦＦ動作状態の時は、ＩＧＢＴ１２のコレクタ電圧が高電圧となるので、比較器ＣＭＰ２の反転入力端子には、プラス側電源ＶＣＣが印加される。比較器ＣＭＰ２の出力信号はＬｏｗとなり、トランジスタＱ２はＯＦＦ状態となる。
このとき、ゲートドライバ１１０のＯＵＴ端子の出力信号（ＩＧＢＴ１２のゲート端子に印加されている）はＬｏｗであり、この出力信号はインバータ１１６で反転されＨｉｇｈとなってトランジスタＱ１のベース端子に印加される。そのため、ゲートドライバ１１０のトランジスタＱ１がＯＮ動作状態を維持して、コンデンサＣｄｅｓａｔの電荷を放電している。したがって、コンデンサＣｄｅｓａｔの初期電圧は０Ｖである。
コンデンサＣｄｅｓａｔは、請求の範囲の充電用コンデンサの好適な一例に相当する。直、後述する図１２等のコンデンサＣ３も、請求の範囲の充電用コンデンサの好適な一例に相当する。

ＯＵＴ端子１１４の出力信号がＨｉｇｈになると、ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作状態になる。このとき、ＯＵＴ端子１１４の出力信号がインバータ１１６で反転されてトランジスタＡ１のベース端子に印加されるので、トランジスタＱ１はＯＦＦ状態となる。
ＩＧＢＴ１２のコレクタ－エミッタ間電圧（コレクタ電圧）がサチュレーション電圧となるので、比較器ＣＭＰ２の反転入力端子に印加される電圧は、ダイオードＤｄｅｓａｔの順方向電圧とＩＧＢＴ１２のコレクタ－エミッタ間のサチュレーション電圧との和、すなわち、ＶＦ_{Ｄｄｅｓａｔ}＋ＶＣＥ_ｓａｔ となり、第２の基準電圧Ｖｄｅｓａｔ－２より低いので、トランジスタＱ２はＯＮ状態となる。

本実施形態において特徴的なことは、ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作状態となっても、トランジスタＱ２がＯＮ動作することによって、コンデンサＣｄｅｓａｔに電荷が充電されないことである。その結果、コンデンサＣｄｅｓａｔの端子間電圧は０Ｖの状態を維持することができる。つまり、コンデンサＣｄｅｓａｔの初期電圧を０に固定することができたものである。
ここで、ＩＧＢＴ１２の負荷が異常となりＩＧＢＴ１２のコレクタ－エミッタ間電圧が上昇して第２の基準電圧Ｖ_{ｄｅｓａｔ－２}－ＶＦ_{Ｄｄｅｓａｔ}を超えると、比較器ＣＭＰ２の反転入力端子の電圧が第２の基準電圧Ｖ_{ｄｅｓａｔ－２}を超える。したがって、比較器ＣＭＰ２出力信号がＬｏｗとなり、トランジスタＱ２がＯＦＦ動作して、ゲートドライバ１１０内の電流源Ｉ_{ｄｅｓａｔ}によってコンデンサＣｄｅｓａｔの充電が開始される。

この充電によりコンデンサＣｄｅｓａｔの端子間電圧Ｖ_{Ｃｄｅｓａｔ}が、第１の基準電圧Ｖ_{ｄｅｓａｔ－１}を超えると、ゲートドライバ１１０内の比較器ＣＭＰ１の出力信号が反転してＨｉｇｈとなり、異常信号を送出する。
ＩＧＢＴ１２の負荷が異常となり、ＩＧＢＴ１２のコレクタ－エミッタ間電圧がＶ_{ｄｅｓａｔ－２} － ＶＦ_{Ｄｄｅｓａｔ}を超えてから、異常信号が送出されるまでのマスク時間は、次の式（５）で表される。

このように、式（５）には従来技術の場合の式（２）のようにコンデンサＣｄｅｓａｔの初期電荷に伴うＶ_{Ｃｄｅｓａｔ}（０）項が関係しないので、異常の発生するタイミングに依存しないで、常に一定のマスク時間を実現することができる。
また、第２の基準電圧Ｖ_{ｄｅｓａｔ－２}は、プラス側電圧ＶＣＣ以下の電圧であれば任意に選定できるので、ノイズ等に対する誤動作マージンをより大きくとることが可能である。したがって、従来方式のノイズに対するマージンを確保しにくい欠点を解消することができる。第２の基準電圧Ｖ_{ｄｅｓａｔ－２}は、請求の範囲の所定の閾値電圧の好適な一例に相当する。

機能ブロック図
本実施形態１の図１における回路の機能ブロック図が図２に示されている。
図２の機能ブロック図において、ゲートドライバ１１０の他に、時間計測回路１３０と、比較回路１３２と、が示されている。
比較回路１３２は、図１の比較器ＣＭＰ２及び第２の基準電圧Ｖ_{ｄｅｓａｔ－２}に相当する回路であり、請求の範囲の比較回路の好適な一例に相当する。したがって、比較回路１３２は、ＩＧＢＴ１２のコレクタ－エミッタ電圧を、第２の基準電圧Ｖ_{ｄｅｓａｔ－２}と比較し、その比較結果を出力している。
また、第２の基準電圧は、請求の範囲の所定の閾値電圧の好適な一例に相当する。
時間計測回路１３０は、図１のコンデンサＣｄｅｓａｔ及びトランジスタＱ２に相当する回路であり、請求の範囲の時間計測回路の好適な一例に相当する。
このトランジスタＱ２は、請求の範囲の充電電流迂回回路を構成しており、比較回路１３２の出力信号に基づき、コンデンサＣｄｅｓａｔの充電電流を迂回すること、又は、迂回させずにコンデンサＣｄｅｓａｔの充電を行わせること、の動作を行うことができる。
本実施形態で特徴的な事項の一つは、充電電流開回路（トランジスタＱ２）を設けたことである。これによって充電開始時点におけるコンデンサＣｄｅｓａｔの電荷を予め０にできるので、マスク時間の計測をより正確にすることができる。
ゲートドライバ１１０は、請求の範囲の出力回路の好適な一例に相当する。特に比較器ＣＭＰ１の出力信号は、請求の範囲の異常信号の好適な一例に相当する。

２．実施形態２
実施形態２にかかるゲート駆動回路２００の回路図が図３に示されている。図３は、図１の比較器ＣＭＰ２の反転入力端子とダイオードＤｄｅｓａｔのアノード間にダイオードＤ１を挿入し、コンデンサＣ１を追加した回路である。コンデンサＣ１は、比較器ＣＭＰ２の反転入力端子の寄生容量か、又は誤動作の原因となるノイズを吸収するために挿入したコンデンサを表す。これらの追加した構成以外の構成は、図１と同様である。
なお、ダイオードＤ１は、請求の範囲のダイオードの好適な一例に相当する。

このように、コンデンサＣ１が存在するとき、ＩＧＢＴ１２がＯＦＦ動作からＯＮ動作に移行した過渡現象によって、ダイオードＤｄｅｓａｔの端子間に存在する容量の電荷がコンデンサＣ１をマイナス方向に充電し、マスク時間が変動する場合がある。ダイオードＤ１は、このような現象を防止するためのダイードである。
ＩＧＢＴ１２がＯＦＦ動作の状態のとき、ダイオードＤｄｅｓａｔは、逆バイアスされているので、等価的にはコンデンサと考えることができる。この等価的コンデンサにはＩＧＢＴ１２がＯＦＦ状態時のコレクタ電圧に近い電圧が印加されており、ＩＧＢＴ１２がＯＦＦ状態から、ＯＮ状態に移行すると、その直後において図４の等価回路に示すように、コンデンサＣ１がマイナス方向に充電されて、復帰するまでの時間だけ比較器ＣＭＰ２の検出動作が遅延してしまう。図４には、ＩＧＢＴ１２がＯＦＦ動作からＯＮ動作への過渡状態における等価回路が示されている。

ここで、図４において、ＶｈｉはＩＧＢＴ１２がＯＦＦ動作時のコレクタ電圧であり、プラス側電源ＶＣＣに対して、十分に高い電圧であるものとする。そこで、Ｖｈｉ－Ｖ ＣＣ≒ＶｈｉであるとしてＩＧＢＴ１２がＯＦＦ動作からＯＮ動作するときのコンデンサＣ１端子間電圧の過渡波形は、式（６）で表すことができる。

この式（６）から、ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作した瞬間にコンデンサＣ１の端子間電圧は
－Ｖｈｉ×（Ｃ_{Ｄｄｅｓａｔ}／（Ｃ_１＋Ｃ_{Ｄｄｅｓａｔ}））までマイナス電圧に充電される。その後、時定数Ｒ_{ｄｅｓａｔ}（Ｃ_１＋Ｃ_{Ｄｄｅｓａｔ}）で０Ｖに復帰する。この復帰時間は、負荷異常がＩＧＢＴ１２のＯＮ動作直後に発生した場合と、復帰時間の終了後に負荷異常が発生した場合とで、マスク時間が異なる結果となる。
なお、Ｃ_{Ｄｄｅｓａｔ}は、ダイオードＤｄｅｓａｔの等価コンデンサの容量を表し、Ｃ_１は、コンデンサＣ１の容量を表し、Ｒ_{ｄｅｓａｔ}１は、抵抗Ｒｄｅｓａｔの抵抗値を表す。

すなわち、ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作した直後に負荷異常となると、ＩＧＢＴ１２のコレクタ－エミッタ電圧Ｖｃｅの上昇の検出が上記の復帰時間分遅れるので、最終的にはマスク時間が復帰時間分長くなる。そこで、本実施形態２の図３に示すように、ダイオードＤ１を挿入することによって、この現象を抑制することができる。
ダイオードＤ１がない場合と、ダイオードＤ１を挿入した場合と、のゲートドライバ１１０の比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧波形を図５及び図６のグラフにそれぞれ示されている。各グラフは、横軸が時間経過を示し、縦軸には上記非反転入力端子の電圧波形、及び、その他種々の信号波形を示している。

ダイオードＤ１がない場合（図５）は、ゲートドライバ１１０比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子は、ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作した瞬間にマイナス方向に電位が低下して、その後、徐々に電位の値が復帰している。図５の例では、およそ１μｓｅｃ位の時間を要しており、図４中「増加した時間」とのラベルが付されている。そのため、マスク時間はその分長くなり、マスク時間の変動の原因となる。すなわち、コンデンサＣｄｅｓａｔの充電電圧が第１の基準電圧Ｖｄｅｓａｔ－１を超えるまでの時間がマスク時間となるが、図５から明らかなように、上述した「増加した時間」の分だけマスク時間が長くなって（変動して）いる。
一方、ダイオードＤ１を挿入した場合は、ゲートドライバ１１０比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧変化は解消されていて、マスク時間の変動要因が存在しないことが明らかである（図６参照）。

以上説明したように、本実施形態によれば、誤動作の原因となるノイズを効果的に除去しつつ、マスク時間の変動を抑制することができる。

３．実施形態３
ＩＧＢＴ１２の特性、又は、ＩＧＢＴ１２で電力制御する対象セット側の要求、によって、ＩＧＢＴ１２の制御信号を出力する制御回路からのＯＮ信号が発生してから、実際にＩＧＢＴ１２がＯＮ動作となるまでに遅延時間が長い場合がある。ＩＧＢＴ１２の特性とは、例えば、ゲート抵抗が非常に大きかった場合等である。
このような状況下では、実施形態１（図１）で示した負荷回路においても異常の発生タイミングによりマスク時間が変動する場合がある。
図７、図８には、図１で説明したゲート駆動回路１００を含む回路において、ＩＧＢＴ１２のＯＮ動作への移行動作が遅延する場合、負荷異常の発生タイミングによって、マスク時間が変動する状況を示したタイムチャートが示されている。

図７は、負荷異常がＩＧＢＴ１２がＯＮ動作を完了した後に発生した例である。換言すると負荷異常がＩＧＢＴ１２のＯＮ動作の遅延時間より後に発生した場合のタイムチャートである。図７において、横軸は時間の経過を表し、縦軸は種々の信号を表す。具体的には、コンデンサＣｄｅｓａｔの両端電圧と、ＩＧＢＴ１２のＯＮ／ＯＦＦ状態と、ＩＧＢＴ１２のゲート－ソース間電圧と、ＩＧＢＴ１２を制御する制御回路からの制御信号が示されている。

まず、制御回路からの制御信号がＩＧＢＴ１２をＯＮ動作させる値に変わると、ＩＧＢＴ１２のゲート－ソース間電圧が上昇を開始し、また、コンデンサＣｄｅｓａｔの両端電圧も上昇を開始する。
図７の例では、ＩＧＢＴ１２の応答速度が遅く、遅延時間ｔｄ経過後にＩＧＢＴ１２はＯＮ動作に移行する。すると、コンデンサＣｄｅｓａｔの両端電圧は０にリセットされる。 その後、障害、例えば負荷の短絡障害が発生すると、コンデンサＣｄｅｓａｔの充電が開始され、マスク時間を計時し始める。
このときのマスク時間はｔ１（図７参照）となり、充電用コンデンサＣｄｅｓａｔは、初期電荷が０から充電が開始され、コンデンサＣｄｅｓａｔの両端電圧が０Ｖ～Ｖｄｅｓａｔまでの充電時間がマスク時間となる。

一方図８は、負荷の異常がＩＧＢＴ１２がＯＮ動作する前に発生した例である。換言すると、負荷異常がＩＧＢＴ１２のＯＮ動作遅延時間内に発生した場合のタイムチャートである。
図８は、図７と同様に、横軸が時間の経過を表し、縦軸には図６と同様の種類の信号が描かれている。

通常のゲートドライバ１１０の動作として、所定の制御回路が制御信号の値をＩＧＢＴ１２をＯＮ動作させる値にすると（ＯＮ動作の指令がでると）、ほぼ同時に、ゲートドライバ１１０内部の充電電流の迂回回路が遮断（トランジスタＱ１がＯＦＦ動作）される。
つまり、図１におけるＯＵＴ端子の出力信号がＨｉｇｈとなり、この信号がインバータ１１６を介してトランジスタＱ１のベース端子に印加されるので、充電電流の迂回回路であるトランジスタＱ１がＯＦＦされる。

図８の例では、ＩＧＢＴ１２のＯＮ動作が遅れているので、図１の比較器ＣＭＰ２の反転入力端子の電圧はＶｄｅｓａｔ－２より高いので、トランジスタＱ２もＯＦＦ状態を維持している。そのため、制御信号がＩＧＢＴ１２をＯＮする指令が出るとほぼ同時に充電用コンデンサＣｄｅｓａｔの充電が開始される。この様子が図８のタイムチャートに示されている。このとき、ＩＧＢＴ１２のゲート－ソース間電圧も上昇していくが、ＩＧＢＴ１２のＯＮ動作が遅れているので、ＩＧＢＴ１２はＯＦＦ状態が一定期間続く（図８参照）。
具体的に言えば、遅延時間ｔｄの期間、ＩＧＢＴ１２のＯＦＦ状態が続く。
図８で説明する例では、ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作する前に、例えば短絡等の障害が発生している。

その後、図８における遅延時間ｔｄを経過した後、ＩＧＢＴ１２が遅れてＯＮ動作に移行する。しかし、ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作に移行した時（遅延時間ｔｄが経過した時点）は、すでに負荷異常が発生した後であるから、ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作に移行しても比較器ＣＭＰ２の反転入力端子電圧は、Ｖｄｅｓａｔ－２より高い電圧を維持し続けるのでトランジスタＱ２もＯＦＦ状態を維持し続け、コンデンサＣｄｅｓａｔは充電を継続する。従って、コンデンサＣｄｅｓａｔの端子間電圧が、０ＶからＶｄｅｓａｔ－１に達するまでの時間はｔ２（図８参照）となる。

この時間ｔ２は、図７におけるマスク時間ｔ１と同じ時間である。しかしながら、不飽和状態（Desaturation状態：デサチュレーション状態）（以下、Ｄｅｓａｔ状態と呼ぶ）の時間計測は、実際にＩＧＢＴ１２がＤｅｓａｔ状態になってから計測開始でなければならない。すなわち、この場合、ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作に移行直後（図８における遅延時間ｔｄ経過時点）から、その時点が時間計測の起点とならなければならない。なぜならば、Ｄｅｓａｔ検出（不飽和状態の検出）の保護はＩＧＢＴ１２を保護すると同時に保護回路の誤動作防止の観点からマスク時間を決定しなければならないので、相互のバランスを極力考慮したものでなければならないからである。
そのようにマスク時間を定義すると、図８で説明する状況におけるマスク時間とは、図８で示すｔ３であり、図７におけるマスク時間ｔ１より、ＩＧＢＴ１２の遅延時間ｔｄだけ短くなるという問題がある。

このような場合は、図９に示すように、トランジスタＱ２によるコンデンサＣｄｅｓａｔの放電については、コンデンサＣｄｅｓａｔの放電開始時にあえて初期電荷をコンデンサＣｄｅｓａｔ与える方法をとることが好ましい。図９のＶｂは、ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作移行を完了するとトランジスタＱ２によってコンデンサＣｄｅｓａｔの放電を行うが、コンデンサＣｄｅｓａｔの電荷をすべて放電せず、コンデンサＣｄｅｓａｔの端子間電圧をＶｂだけ残す役割を果たす。すなわち、トランジスタＱ２がＯＮ動作してもコンデンサＣｄｅｓａｔの端子間電圧は０Ｖにはならず、Ｖｂとなる。Ｖｂの値は、ＩＧＢＴ１２が自身の遅延時間だけ遅れてＯＮ動作に移行した時の図７に示したコンデンサＣｄｅｓａｔの端子間電圧Ｖｄと等しい電圧に設定する。
このように、Ｖｂを、Ｖｂ（図９）＝Ｖｄ（図７）と設定した結果、マスク時間は図９に示すように、負荷異常の発生するタイミングに関わらず一定とすることができる。
なお、図９に示す回路は、新しい電圧源Ｖｂが設けられている点を除き、図１と同様である。すなわち、図９において示すゲート駆動回路３００は、電圧源Ｖｂをのぞき、図１のゲート駆動回路１００と同様の回路である。
また、Ｖｂは、第１の初期電荷充電回路の好適な一例に相当する。

このような図９に示す回路（ゲート駆動回路３００）の動作の説明のためのタイムチャートが図１０に示されている。図１０には、図７、図８とほぼ同様のタイムチャートが示されており、横軸は時間経過を表し、縦軸には、図７、図８と同様の種類の信号が示されている。この図１０を図７のタイムチャートと比較すると、ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作を開始する時点までは同様の信号波形である。
ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作を開始した時点で、図７では、コンデンサＣｄｅｓａｔの端子間電圧が０にリセットされているが、図１０のタイムチャートでは、その時点における電圧Ｖｄが維持されている。これは、図９に示す新しい構成である電圧源Ｖｂによるものであり、Ｖｂ＝Ｖｄに設定されているので、このようなタイムチャートとなる。
図１０では、図７と同様に、ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作してから短絡障害が発生する例を説明している。短絡障害が発生してからコンデンサＣｄｅｓａｔに充電が開始される点は、図１０も図７と同様である。ただし、図１０に示す例では、充電開始時点で既にコンデンサＣｄｅｓａｔには、電圧Ｖｂ（＝Ｖｄ）まで充電されているので、充電開始時点における初期電圧が異なる。この結果、図１０の例におけるマスク時間はｔ４となり、この時間は、図８におけるマスク時間ｔ３と同じ時間であることは上で説明したとおりである。

充電初期値の設定の他の例
初期電荷を作る別の回路構成が図１１に示されている。この図に示すように、トランジスタＱ２のコレクタに直列に抵抗Ｒｂを挿入する方法である。この場合、初期電荷Ｖｄは、Ｖｄ＝ＩｄｅｓａｔＲｂとなる。この式中のＲｂは抵抗Ｒｂの抵抗値であり、電流源Ｉｄｅｓａｔの電流によって抵抗Ｒｂに発生する電圧を利用するものである。
したがって、Ｒｂは、請求の範囲の初期電荷抵抗の好適な一例に相当する。また、トランジスタＱ２は、請求の範囲の迂回スイッチの好適な一例に相当する。
以上説明したように、本実施形態２によれば、コンデンサＣｄｅｓａｔに充電が開始される開始時点における電圧値を所定の値に設定したので、負荷異常が発生した時点がＩＧＢＴ１２がＯＮ動作する前か、ＯＮ動作した後か、にかかわらず、マスク時間を一定の値に維持することが可能である。

４．具体的な実施例
４．１具体的な実施例その１
図１２には、発明の具体的な実施例であるゲート駆動回路５００の回路図が示されている。ゲートドライバ１１０は、図１、図２、図８、図１０にて使用しているＩＧＢＴ駆動用のゲートドライバであり、ＩＣ等で構成してよい。比較器ＩＣ１は、出力がオープンコレクタ出力の比較器である。抵抗Ｒ１及びＲ２によるＶＣＣの分圧値とコンデンサＣ２は、図１、図３、図９、図１１の第２の基準電圧Ｖ_{ｄｅｓａｔ－２}を構成している。抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ１は、誤動作のマージンをあげるため、比較器ＩＣ１の入力端子のインピーダンスを下げるための抵抗とコンデンサである。コンデンサＣ３は、マスク時間を作る充電用のコンデンサである。ダイオードＤ１は、図３のダイオードＤ１に相当する。また、Ｒ５は。実施形態３の図１１のＲｂに対応する抵抗である。
なお、比較器ＩＣ１は、図１等における比較器ＣＭＰ２と、トランジスタＱ２に相当する構成である。すなわち、比較器ＩＣ１の出力トランジスタは、オープンコレクタであり、図１等のトランジスタＱ２の役割を果たす。したがって、図１２では、トランジスタＱ２に該当する構成は直接描かれてはいない。

ダイオードＤ２、Ｄ３、Ｄ４ は、図１、図３、図９、図１１のダイオードＤｄｅｓａｔに相当する。ここで、図１、図３、図９、図１１の第２の基準電圧Ｖ_{ｄｅｓａｔ－２}は、図１２においては、下記式（７）で表すことができる。

ここで、ＩＧＢＴ１２が正常の範囲でＯＮ動作をしている場合の比較器ＩＣ１の非反転入力端子の電圧の最大値をＶ_ＳＯＮとすると、Ｖ_{ｄｅｓａｔ－２}は、Ｖ_ＳＯＮより高く設定する。Ｖ_ＳＯＮ
と、Ｖ_{ｄｅｓａｔ－２}とは下記の式（８）の関係である。

ただし、ＶＦ_Ｄ１は、ダイオードＤ１の順方向電圧降下、及びＶＦ_Ｄ２－４は、ダイオードＤ２、Ｄ３、Ｄ４の順方向電圧降下の合計値である。また、ＩＧＢＴ１２が正常の範囲でＯＮ動作をしているときのコレクタ－エミッタ間電圧の最大値をＶＣＥ_ＳＡＴとする。

ゲートドライバ１１０のＯＵＴ端子１１４の出力信号がＬｏｗのとき、ＩＧＢＴ１２はＯＦＦ動作している。このとき、ダイオードＤ２、Ｄ３、Ｄ４は逆バイアスされ、カットオフ状態である。従って、ダイオードＤ１は順バイアス状態で、比較器ＩＣ１の非反転入力端子の電圧は、第２の基準電圧_{Ｖｄｅｓａｔ－２}より高くなる。

従って、比較器ＩＣ１の出力トランジスタはＯＦＦ状態となるが、ゲートドライバ１１０のトランジスタＱ１がＯＮ状態となるため、電流源Ｉｄｅｓａｔは、コンデンサＣ３を充電せずに、トランジスタＱ１を経由してＶＥＥに流れる。その結果、この状態ではゲートドライバ１１０のＤＥＳＡＴ端子電圧は上昇することなく、常に第１の基準電圧_{Ｖｄｅｓａｔ－１}より低い電圧を維持するので、比較器ＣＭＰ１は異常信号を出力しない（出力信号がＨｉｇｈとならない）。
ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作となり、正常に動作を継続すると、ＩＧＢＴ１２のコレクタ－エミッタ間電圧はサチュレーション電圧Ｖ_ＳＡＴ以下を維持する。したがって、比較器ＩＣ１の非反転入力端子の電圧は、上記式（８）で与えられるＶ_ＳＯＮより低い電圧となるから、比較器ＩＣ１の出力トランジスタはＯＮ動作となる。したがって、ゲートドライバ１１０の電流源Ｉｄｅｓａｔは、比較器ＩＣ１の出力トランジスタを経由してＶＥＥに流れ、コンデンサＣ３を充電しない。従って、ＩＧＢＴ１２がこの状態（ＯＮ状態）を維持していれば、異常信号は出力されない（出力信号がＨｉｇｈとならない）。

ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作の状態で、負荷に異常が発生してＩＧＢＴ１２がＤｅｓａｔ 状態（デサチュレーション状態）となると、ＩＧＢＴ１２のコレクタ－エミッタ間電圧が上昇する。このときのＩＧＢＴ１２のコレクタ－エミッタ間電圧をＶＣＥ_{ＤＥＳＡＴ}と表すと、比較器ＩＣ１の非反転入力端子の電圧Ｖ_{ＳＯＮＤＥＳＡＴ}は、下記式（９）で与えられる。

Ｖ_{ＳＯＮＤＥＳＡＴ}が第２の基準電圧Ｖ_{ｄｅｓａｔ－２}を超えると、比較器ＩＣ１の出力トランジスタがＯＦＦ動作して、電流源ＩｄｅｓａｔがコンデンサＣ３に流れて、コンデンサＣ３の充電を開始する。充電によってコンデンサＣ３の端子間電圧が第１の基準電圧Ｖ_{ｄｅｓａｔ－１}に達すると比較器ＣＭＰ１が反転して異常信号を送出する（出力信号がＨｉｇｈとなる）。

従って、ＩＧＢＴ１２が負荷異常に伴いＤｅｓａｔ状態となったと判断するコレクターエミッタ間電圧ＶＣＥ_ＤＥＴは、下記式（１０）で表すことができる。ＩＧＢＴ１２が負荷異常に伴いＤｅｓａｔ状態となったと判断してから異常信号を送出するまでのマスク時間Ｔｍａｓｋは、既に説明した式（５）で表される。

ＩＧＢＴ１２が、ＯＦＦ動作からＯＮ 動作に移行した直後に負荷異常等によりＩＧＢＴ１２のコレクタ－エミッタ間電圧が上記式（１０）のＶＣＥＤＥＴに達した場合には、ダイオードＤ２～Ｄ４の端子間の等価コンデンサ（図４のＤｄｅｓａｔ）に充電された高電圧（図４のＶｈｉ）によってコンデンサＣ１をマイナス方向に充電しようとするが、ダイオードＤ１が逆バイアスとなりマイナス方向への充電を阻止する。
従って、本発明の好適な実施例である図１２の回路は、ＩＧＢＴ１２のＤｅｓａｔ状態の検出から異常信号を送出するまでの遅延時間であるマスク時間を常に一定に保つことができる。

ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作となってから、約２０μｓｅｃ後にＤｅｓａｔ状態となった場合のマスク時間と、ＩＧＢＴ１２がＯＮ動作となってから直後にＤｅｓａｔ状態となった場合のマスク時間の実験データを、図１３、図１４に示す。マスク時間は約４．６μｓｅｃであり、両者の間にマスク時間の差はほとんど見られず、一定のマスク時間が得られていることを確認することができた。図１３、図１４とも横軸は時間の経過を表し、縦軸は、電圧値、又は電流値である。
図１３においては、ゲート電圧、コレクタ電流、コレクタ－エミッタ間電圧、のそれぞれの信号のグラフが描かれており、ＩＧＢＴ１２がＯＮ状態に移行した時点で、ゲート電圧が瞬間的に上昇し、コレクタ－エミッタ間電圧が瞬間的に下降している。また、ＩＧＢＴ１２がＯＮ状態に移行した時点から、コレクタ電流は徐々に上昇している。
図１３のグラフにおいて、ＩＧＢＴ１２がＯＮ状態になってから２０μｓｅｃ後に異常が発生し、マスク時間４．７μｓｅｃ後に異常信号の送出が開始されている。
図１４のグラフも、時間スケールは異なるが、図１３のグラフと同様の種類のグラフであり、示される信号の種類も同様である。
なお、ＩＧＢＴ１２がＯＮ信号を受けてから、実際にＩＧＢＴ１２がＯＮするまでの遅延時間が長い場合は、その遅延時間に合わせて抵抗Ｒｄを図１２の比較器ＩＣ１の出力に挿入すれば、マスク時間を一定に保つことができる。

４．２具体的な実施例その２
図１５には、発明の具体的な実施例その２であるゲート駆動回路６００の回路図が示されている。図１４のゲート駆動回路５００と異なる点は、抵抗Ｒ３の接続位置である。
図１４のゲート駆動回路５００においては、抵抗Ｒ３は、プラス側電源ＶＣＣと、ダイオードＤ１のアノード側と、を接続するように設けられている。これに対して、図１５のゲート駆動回路６００においては、抵抗Ｒ３は、ＯＵＴ端子１１４の出力信号と、ダイオードＤ１のアノード側と、を接続するように設けられている。実際は、図１５のように、ＯＵＴ端子１１４の出力信号に直接ではなく、バッファ１２０の出力信号に接続している。バッファ１２０の出力信号の方が出力電流が多く、抵抗Ｒ３を接続してもＩＧＢＴ１２のドライブには影響がほとんどないと考えられるためである。
このような接続によれば、ＩＧＢＴ１２がＯＦＦ状態の場合は、比較器ＩＣ１の非反転入力端子をＬｏｗに維持することができ、ノイズに強い回路を構成することができると考えられる。
４．３具体的な実施例その３

図１６には、発明の具体的な実施例その３であるゲート駆動回路７００の回路図が示されている。図１５のゲート駆動回路６００と異なる点は、抵抗Ｒ６が設けられている点である。この抵抗Ｒ６の存在によって、よりノイズに対する耐性が向上した回路を構成することができる。

５．効果、変形例その他
以上説明したように、本実施形態によれば、異常が発生してからのマスク時間を一定の値に維持することが可能となり、また、ノイズに対する耐性が向上し、安定した障害発生検出を実行することができるゲート駆動回路を提供することができる。

また、以上説明した実施形態は、本発明の実現手段としての一例であり、本発明が適用される装置の構成や各種条件によって適宜修正又は変更されるべきものであり、本発明は本実施形態の態様に限定されるものではない。例えば、上述した実施形態においては、駆動対象である電力半導体スイッチとしてＩＧＢＴを主として説明したが、他の電力半導体スイッチ（例えばＭＯＳＦＥＴ）を駆動するゲート駆動回路でも適用することができる。また、上で説明した実施形態、実施例では、ゲートドライバ１１０と、それに付随する各個別素子と回路構成を説明したが、ＩＣ、ＬＳＩ等を用いて構成してもよい。

１０、１１０ ゲートドライバ
１２ ＩＧＢＴ
１４、１１４ ＯＵＴ端子
１６、１１６ インバータ
１８、１１８ 比較器
１００、２００、３００、４００、５００、６００、７００ ゲート駆動回路
１２０ バッファ
１３０、時間計測回路
１３２ 比較回路
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ コンデンサ
ＣＭＰ１、ＣＭＰ２、ＩＣ１ 比較器
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ ダイオード
Ｒｂ、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６ 抵抗
Ｑ１、Ｑ２ トランジスタ

Claims (6)

1. 電力半導体スイッチを駆動するゲート駆動回路であって、
   前記電力半導体スイッチのコレクタ－エミッタ電圧と、所定の閾値電圧と、を比較する比較回路と、
   前記電力半導体スイッチがＯＮ動作状態で、且つ、前記比較回路が、前記コレクタ－エミッタ電圧が前記閾値電圧を超えたことを検出してから時間計測を開始する時間計測回路と、
   を有し、
   前記時間計測回路が待機保留時間を計測した後に、前記電力半導体スイッチがデサチュレーション状態であることを意味する異常信号を出力する出力回路と、
   を備えることを特徴とするゲート駆動回路。
2. 請求項１記載の前記ゲート駆動回路であって、
   前記比較回路は、前記電力半導体スイッチがＯＦＦ動作からＯＮ動作に移行した直後、又は、前記電力半導体スイッチがサチュレーション状態の状況下で、所定の障害又は異常によってコレクタ電流が増大し、前記電力半導体スイッチがデサチュレーション状態となった場合に、前記コレクタ－エミッタ電圧と、所定の前記閾値電圧と、を比較することを特徴とするゲート駆動回路。
3. 請求項１又は２記載のゲート駆動回路であって、
   前記時間計測回路は、
   一定の電流値の充電電流が印加されるコンデンサであって、充電とともに前記コンデンサの端子間電圧が上昇して、所定の電圧値となるまでの時間を待機保留時間とするための充電用コンデンサと、
   前記電力半導体スイッチがサチュレーション状態にあって、コレクタ－エミッタ電圧の値が前記比較器の閾値電圧以下であるときは、前記一定の充電電流値の電流を迂回させて、前記充電用コンデンサには充電電流が流入しないようにして、前記充電用コンデンサの初期電荷を０とする充電電流迂回路と、
   を備え、
   前記比較回路は、前記電力半導体スイッチがデサチュレーション状態となり、コレクタ－エミッタ電圧が前記比較回路の前記閾値電圧を超えたことを検出した場合、前記充電電流迂回路を遮断させ、前記コンデンサの初期電荷が０の状態から前記一定の充電電流値をコンデンサに流入させることを特徴とするゲート駆動回路。
4. 請求項３記載のゲート駆動回路であって、駆動対象である前記電力半導体スイッチをＯＦＦ状態からＯＮ状態へ移行させる信号を出力してから、前記電力半導体スイッチが実際にＯＮ動作となるまでに遅延時間が発生する場合において、
   前記充電用コンデンサに初期電荷を残留させ、前記初期電荷を充電する時間の分だけ短い前記待機保留時間を発生させる第１の初期電荷充電回路、
   を備え、
   前記出力回路は、前記時間計測回路が、前記短い待機保留時間を計測した後に、電力半導体スイッチがデサチュレーション状態であることを意味する異常信号を出力することを特徴とするゲート駆動回路。
5. 請求項３記載のゲート駆動回路であって、駆動対象である前記電力半導体スイッチをＯＦＦ状態からＯＮ状態へ移行させる信号を出力してから、前記電力半導体スイッチが実際にＯＮ動作となるまでに遅延時間が発生する場合において、
   前記充電電流迂回回路は、
   前記充電電流を迂回させる迂回スイッチと、
   前記迂回スイッチと直接に接続する初期電荷抵抗と、
   の直列回路を備え、
   前記充電電流迂回回路によって充電電流が迂回する場合でも、前記初期電荷抵抗の分だけ、充電用コンデンサに初期電荷が残留させ、前記初期電荷を充電する時間の分だけ短い前記待機保留時間が発生し、
   前記出力回路は、前記時間計測回路が、短い前記待機保留時間を計測した後に、電力半導体スイッチがデサチュレーション状態であることを意味する異常信号を出力することを特徴とするゲート駆動回路。
6. 請求項１から５のいずれか１項に記載のゲート駆動回路において、
   カソード端子が前記比較回路に接続し、アノード端子が前記電力半導体スイッチのコレクタ端子に接続するダイオード、
   を備え、
   前記比較回路は、前記ダイオードを介して、前記電力半導体スイッチのコレクタ電圧を検出することを特徴とするゲート駆動回路。

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