JP7042568B2 - モータ制御装置及びモータ制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、特に矩形波制御時のモータの駆動電流のオフセット等を補正するモータ制御装置及びモータ制御方法に関するものである。

多くの家電や機械設備の動力源として電動モータが使用されている。このうち、回転子側に永久磁石を設け、固定子側に電機子巻線を設け、この電機子巻線の磁界を制御することで回転子を回転させるＰＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータ（永久磁石モータ）は、界磁損失が存在しないため低損失、高効率であり、近年の省エネルギー化の流れから大型の機械機器にも多く採用されている。そして、このＰＭモータの制御方法としては、外部（システムの上位の制御部等）から指示されるトルク指令値と、ＰＭモータの現在のトルクＴとから所定の駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成し、この駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗによってインバータをスイッチング動作させ、これにより出力する３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗで行う事が一般的である。また、この駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗの生成は、ＰＭモータの運転状況に応じて正弦波制御と矩形波制御とを切り換えて行うものが多い。この制御方法では、中・低速回転の動作領域では正弦波制御（ＰＷＭ制御）にてＰＭモータを動作制御（駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗの生成）し、高速回転・高トルクの動作領域では高出力が可能な矩形波制御にて動作制御を行う。ただし、正弦波制御の場合でも矩形波制御の場合でも、ＰＭモータの制御にはインバータが出力するモータの駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのフィードバック電流の情報とＰＭモータの電気角の情報が必要となる。

しかしながら、電気角取得のための角度センサの精度やインバータのスイッチング素子の応答バラつき等により駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにオフセットが生じる場合があり、このオフセットはモータの振動の発生やトルク低下、損失等の要因となる。特に、矩形波制御では電圧位相によりモータのトルクを直接制御することが一般的であるため、フィードバック電流中のオフセット成分に対する補正処理がされず、オフセットによる影響が顕著に表れる傾向が高い。

ここで、図４に三相の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、これを３相／ｄｑ変換したｄ軸、ｑ軸電流のシミュレーショングラフを示す。尚、図４（ａ）が振幅にアンバランスが存在する場合の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのシミュレーショングラフであり、図４（ｂ）はこれを３相／ｄｑ変換したｄ軸、ｑ軸電流のシミュレーショングラフである。また、図４（ｃ）はオフセットが存在する場合の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのシミュレーショングラフであり、図４（ｄ）はこれを３相／ｄｑ変換したｄ軸、ｑ軸電流のシミュレーショングラフである。

先ず、図４（ｂ）、（ｄ）の破線で示すように、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに振幅アンバランスやオフセットが存在しない場合、ｄ軸電流、ｑ軸電流は一定値を示す。しかしながら、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに振幅アンバランスやオフセットが存在する場合、ｄ軸電流、ｑ軸電流には図４（ｂ）、（ｄ）の実線で示すような変動が生じる。従って、オフセットや振幅アンバランスを抑制するためには、この変動成分を補正、もしくは除去、平滑することが有効と考えられる。

そして、この問題点に関し下記［特許文献１］では、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの１周期分の平均値やローパスフィルタによって各相のオフセット量を算出し、これにより駆動信号を補正してオフセットを修正する発明が開示されている。

特開２００１－２９８９９２号公報

しかしながら、［特許文献１］に記載の発明は、三相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗそれぞれの１周期分の平均値が必要なためオフセット量の算出に時間を要し、応答性が悪いという問題点がある。また、［特許文献１］に記載のローパスフィルタを用いてオフセット量を算出する構成ではモータの動作状態が変化する度にオフセット補正に遅れが生じる虞があり、これも応答性が悪いという問題点がある。また、オフセット量を３相で個別に算出し、それぞれ個別にオフセット補正を行うため、ある相への補正が他の相へ悪影響を及ぼす可能性が有る。また、上記の平均値やローパスフィルタを用いて補正量を算出する方法では、三相間の振幅アンバランスを検出できず、その補正を行うことができないという問題点がある。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、矩形波制御おけるオフセットや振幅アンバランスの補正を高い応答性で行うことが可能なモータ制御装置及びモータ制御方法の提供を目的とする。

本発明は、
（１）ＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを出力するインバータ２０と、前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、前記ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、前記電気角θに基づいて電気角速度ωを算出する角速度演算部１６と、前記電気角θに基づいて前記駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸、ｑ軸フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、
矩形波制御時に、トルク指令値Ｔ^＊に基づく電圧位相θｖを出力するトルク制御部５０２と、前記電圧位相θｖに基づいてｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖｄ、Ｖｑを生成する電圧指令生成部５１６と、を有する矩形波制御部５０と、
前記ｄ軸、ｑ軸電圧指令を補正する線形補正部３８と、前記線形補正部３８が補正したｄ軸、ｑ軸電圧指令に基づいて３相の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成するｄｑ／３相変換部３２と、前記３相の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと三角波とを比較して前記インバータ２０をスイッチングする駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成部３６と、を備えた制御信号生成部３０と、を有するモータ制御装置において、
前記ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑをそれぞれ平滑して推定ｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を生成する平滑部７２と、
前記矩形波制御部５０が、前記推定ｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊から前記ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑをそれぞれ減算してｄ軸、ｑ軸補正電流ΔＩｄ、ΔＩｑをそれぞれ生成する補正電流生成部７４と、
前記ｄ軸、ｑ軸補正電流ΔＩｄ、ΔＩｑからｄ軸、ｑ軸補正電圧ΔＶｄ、ΔＶｑを生成する補正電圧生成部７６と、
前記ｄ軸、ｑ軸補正電圧ΔＶｄ、ΔＶｑを前記ｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖｄ、Ｖｑにそれぞれ加算して前記制御信号生成部３０に出力する電圧指令補正部７８と、同期制御部５２０と、をさらに有し、
前記同期制御部５２０は、前記電気角速度ωに基づいて前記三角波の周波数を前記３相の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の奇数の３の整数倍とするキャリア設定情報Ｓｃを設定して前記駆動信号生成部３６に出力するとともに、前記三角波と前記３相の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとが前記３相の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの１周期の間で２回交差し三角波比較により生成される駆動信号が１パルスの矩形波となるような矩形波形成電圧｜Ｖａ’｜を設定して前記電圧指令生成部５１６と前記線形補正部３８とに出力し、
前記電圧指令生成部５１６は前記電圧位相θｖと前記矩形波形成電圧｜Ｖａ’｜に基づいてｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖｄ、Ｖｑを生成するとともに、前記線形補正部３８は前記矩形波形成電圧｜Ｖａ’｜に基づいて前記ｄ軸、ｑ軸電圧指令を補正し、さらに駆動信号生成部３６は前記キャリア設定情報Ｓｃに基づいた周期の三角波により前記３相の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの三角波比較を行うことを特徴とするモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（２）正弦波制御同期制御部４２０を備えるとともに、正弦波制御時に、トルク指令値に基づいてｄ軸、ｑ軸電流指令を算出し、このｄ軸、ｑ軸電流指令に基づいてｄ軸、ｑ軸電圧指令を生成する正弦波制御部４０と、
ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令の生成を前記正弦波制御部４０と矩形波制御部５０とで切り替える切替部２４と、をさらに有し、
前記正弦波制御同期制御部４２０は、電気角速度ωに基づいて三角波の周波数を３相の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の奇数の３の整数倍とするキャリア設定情報Ｓｃを設定して駆動信号生成部３６に出力することを特徴とする上記（１）記載のモータ制御装置１００を提供することにより、上記課題を解決する。
（３）インバータ２０からＰＭモータ１０に出力される３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流取得ステップと、
前記ＰＭモータ１０の電気角θを取得する電気角取得ステップと、
前記電気角θに基づいて電気角速度ωを算出するステップと、
前記駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸、ｑ軸フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑに変換するフィードバック電流生成ステップと、
矩形波制御時に、トルク指令値Ｔ^＊に基づく電圧位相θｖを生成する電圧位相生成ステップと、
前記電圧位相θｖと前記電気角速度ωに基づいて三角波比較に用いる三角波を設定するためのキャリア設定情報Ｓｃを生成するステップと、
三角波比較により生成される駆動信号が１パルスの矩形波となるような矩形波形成電圧｜Ｖａ’｜を出力するステップと、
前記電圧位相θｖと前記矩形波形成電圧｜Ｖａ’｜に基づいてｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖｄ、Ｖｑを生成するｄｑ電圧指令生成ステップと、
前記ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑをそれぞれ平滑して推定ｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を生成する電流指令生成ステップと、
前記推定ｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊から前記ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑをそれぞれ減算してｄ軸、ｑ軸補正電流ΔＩｄ、ΔＩｑをそれぞれ生成する補正電流生成ステップと、
前記ｄ軸、ｑ軸補正電流ΔＩｄ、ΔＩｑからｄ軸、ｑ軸補正電圧ΔＶｄ、ΔＶｑを生成する補正電圧生成ステップと、
前記ｄ軸、ｑ軸補正電圧ΔＶｄ、ΔＶｑを前記ｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖｄ、Ｖｑにそれぞれ加算する補正ステップと、
前記補正ステップで補正されたｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖｄ’、Ｖｑ’を前記矩形波形成電圧｜Ｖａ’｜に基づいて更に補正した後、３相の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換し、前記キャリア設定情報Ｓｃに基づく周波数が前記３相の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の奇数の３の整数倍の三角波と前記３相の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとを比較して駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する駆動信号生成ステップと、
前記駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗにより前記インバータ２０をスイッチング動作させ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを出力する駆動ステップと、を有することを特徴とするモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。
（４）ＰＭモータ１０の運転状況に応じてｄ軸、ｑ軸電圧指令の生成を正弦波制御と矩形波制御で切り替えるステップと、
正弦波制御時に、トルク指令値に基づいてｄ軸、ｑ軸電流指令を算出し、このｄ軸、ｑ軸電流指令に基づいてｄ軸、ｑ軸電圧指令を生成するステップと、
正弦波制御時に、電圧位相θｖと電気角速度ωに基づいて周波数が３相の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の奇数の３の整数倍となる三角波を設定するためのキャリア設定情報Ｓｃを生成するステップと、をさらに有することを特徴とする上記（３）記載のモータ制御方法を提供することにより、上記課題を解決する。

本発明に係るモータ制御装置及びモータ制御方法は、矩形波制御時にｄ軸、ｑ軸フィードバック電流を平滑処理して推定ｄ軸、ｑ軸電流指令を生成し、この推定ｄ軸、ｑ軸電流指令を用いてｄ軸、ｑ軸電流の変動成分の補正を行う。このため、優れた応答性で矩形波制御時におけるモータの駆動電流のオフセットや振幅アンバランスの補正を行うことができる。また、本発明に係るモータ制御装置及びモータ制御方法はｄｑ二相状態で補正を行うため、ある相への補正が他の相へ悪影響を及ぼすことも無い。

本発明に係るモータ制御装置のブロック図である。 本発明に係るモータ制御装置の三角波と電圧指令Ｖｕの位置関係を説明する図である。 本発明に係るモータ制御装置及び制御方法の効果を示すグラフである。 ３相電流のオフセットおよび振幅アンバランスとｄｑ軸電流の変動成分を説明する図である。

本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法の実施の形態について図面に基づいて説明する。ここで、図１は本発明に係るモータ制御装置１００のブロック図である。先ず、本発明に係るモータ制御装置１００は、ＰＭモータ（永久磁石モータ）１０の動作を制御するものであり、このＰＭモータ１０に３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを出力するインバータ２０と、この駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）の値を取得する駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖと、ＰＭモータ１０の電気角θを取得する角度検出部１４と、駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖが取得した駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸フィードバック電流Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流Ｉｑに変換する３相／ｄｑ変換部２２と、外部（システムの上位の制御部等）から指示されるトルク指令値Ｔ^＊に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ’、ｑ軸電圧指令Ｖｑ’を出力する正弦波制御部４０と矩形波制御部５０と、ｄ軸電圧指令Ｖｄ’、ｑ軸電圧指令Ｖｑ’に基づいてインバータ２０の駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する制御信号生成部３０と、ＰＭモータ１０の運転状況に応じてＰＭモータ１０の制御を矩形波制御部５０と正弦波制御部４０とで切り替える切替部２４と、を有している。

また、ＰＭモータ１０は、前述のように回転子側に永久磁石を設けるとともに、固定子側に３相の電機子巻線を設け、この３相の電機子巻線に交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをそれぞれ流下させることで各電機子巻線の磁極及び磁束を連続的に変化させ、回転子を回転させるものである。尚、ＰＭモータ１０としては永久磁石を回転子に埋め込んだＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータを用いることが好ましい。

また、角度検出部１４としては、回転子の角度を取得可能な周知の角度センサを用いることができる。また、角度検出部１４は回転子の機械角を取得して、この機械角から電気角θを演算等で算出するようにしても良いが、回転子内の永久磁石の極対数と同じ数の回転子極数を有するレゾルバ回転角センサを用い、ＰＭモータ１０の電気角θを直接取得することが好ましい。

また、駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖはインバータ２０から出力される駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを非接触で取得可能な周知の電流センサを用いることができる。尚、本例では駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのうちの２つの駆動電流Ｉｕ、Ｉｖを取得し、ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する例を示している。また、上記の電気角θと駆動電流Ｉｕ、Ｉｖの取得は、後述の三角波の頂点と谷の両方のタイミングで行い、三角波の半周期毎に後述のモータ制御装置１００の各部にて使用することが好ましい。

次に、本発明に係るモータ制御装置１００の各部の構成、動作及び本発明に係るモータ制御方法を説明する。先ず、インバータ２０は制御信号生成部３０から出力される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗにより内部のスイッチング素子がオン・オフし、位相が１／３周期（２／３π（ｒａｄ））づつずれた交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗをＰＭモータ１０の電機子巻線にそれぞれ流下させる。これにより、ＰＭモータ１０の電機子巻線は磁極及び磁束が連続的に変化して回転磁界を発生する。そして、回転子はこの回転磁界との引力及び斥力によって回転動作する。

このとき、駆動電流検出部１２ｕ、１２ｖがインバータ２０の出力する駆動電流Ｉｕ、Ｉｖの値を取得して３相／ｄｑ変換部２２に出力する（駆動電流取得ステップ）。また、角度検出部１４がＰＭモータ１０の電気角θ（ｒａｄ）を取得して３相／ｄｑ変換部２２に出力する（電気角取得ステップ）。これにより、３相／ｄｑ変換部２２はＰＭモータ１０の電気角θに基づいて駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）に対する３相２相変換及び回転座標変換を行い、駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、（Ｉｗ）をｄ軸電流（磁束分電流）Ｉｄとｑ軸電流（トルク分電流）Ｉｑとに変換する（フィードバック電流生成ステップ）。そして、これらをｄ軸フィードバック電流Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流Ｉｑとして切替部２４に出力する。

また、角度検出部１４が取得した電気角θは角速度演算部１６にも出力され、この角速度演算部１６は入力した電気角θから電気角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出し、各部に出力する。

切替部２４はＰＭモータ１０の運転状況に応じてｄ軸電圧指令Ｖｄ’、ｑ軸電圧指令Ｖｑ’の生成方法を切り換える切り替え回路であり、ＰＭモータ１０が予め設定されている高回転速度、高トルクの動作領域で動作する場合には、ｄ軸電圧指令Ｖｄ’、ｑ軸電圧指令Ｖｑ’の生成を正弦波制御部４０から矩形波制御部５０に切り替える。これにより、ＰＭモータ１０は中・低速回転動作時ではトルク変動の少ない正弦波制御により動作制御され、高速回転・高トルク動作時には高出力が可能な矩形波制御で動作制御される。

次に、正弦波制御部４０の構成及び動作を説明する。尚、以下で説明する正弦波制御部４０の構成は本発明に好適な一例であるから、下記の構成に限定されるわけではなく、他の如何なる正弦波制御機構を用いても良い。

先ず、上位システムの制御部等からトルク指令値Ｔ^＊が出力される。このトルク指令値Ｔ^＊はＰＭモータ１０の動作目標となるトルクである。そして、このトルク指令値Ｔ^＊は切替部２４が正弦波制御部４０を選択している場合、正弦波制御部４０のトルク制御部４０２に入力する。また、トルク制御部４０２にはトルク計算部４０４からＰＭモータ１０の現在のトルクＴが入力する。

ここで、トルク計算部４０４はＰＭモータ１０のモータパラメータとしての誘起電圧定数φａ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ等を有している。尚、誘起電圧定数φａ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑは予め設定された固定値としても良いし、ＰＭモータ１０の温度や動作状況に応じて予め設定された適切な値を例えばデータテーブル等から適宜取得するようにしても良い。そして、トルク計算部４０４はこれらの値と、ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑもしくは電流指令生成部４０６から出力されるｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊に基づいて、ＰＭモータ１０の現在のトルクＴを例えば下記式に基づいて算出する。尚、本例ではｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊に基づいてトルクＴを算出する例を示している。
Ｔ＝Ｐ（φａＩｑ^＊＋（Ｌｄ－Ｌｑ）Ｉｄ^＊Ｉｑ^＊） ［Ｎ・ｍ］
Ｐ：ＰＭモータの永久磁石の極対数
φａ：誘起電圧定数
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス

そして、トルク制御部４０２はトルク指令値Ｔ^＊と現在のトルクＴとから、ＰＭモータ１０が目標のトルクで動作する電流指令値Ｉａ^＊を設定し、電流指令生成部４０６に出力する。尚、電流指令値Ｉａ^＊は積分制御、比例制御などの演算により算出しても良い。

電流指令生成部４０６はトルク計算部４０４と同様のモータパラメータを有するとともに、角速度演算部１６からの電気角速度ωと、図示しない電源部からの電源電圧Ｖｄｃが入力する。そして、電流指令生成部４０６はトルク制御部４０２からの電流指令値Ｉａ^＊、電源電圧Ｖｄｃ、及びモータパラメータ、電気角速度ωを用いた所定の演算や電圧制御によりｄ軸電流指令Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊を算出し、正弦波制御部４０の電圧指令生成部４１６に出力する。尚、このとき、後述の電圧指令の大きさ｜Ｖａ｜が Ｋ×Ｖｄｃ（Ｋ：電圧利用率設定値）の値を超えないようにｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を調整することで、正弦波制御領域と矩形波制御領域との間に過変調制御領域を設けることが可能となり、中高速動作領域での出力向上を図ることができる。また、電流指令値Ｉａ^＊、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊には必要に応じて電流リミッタを設けても良い。

ここで、電圧指令生成部４１６の好適な一例を説明する。先ず、電圧指令生成部４１６に入力したｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊は２分岐して、一方は非干渉制御部４１４に入力する。そして、非干渉制御部４１４にてｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊間で干渉する速度起電力成分が算出され、ｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖｄ’’、Ｖｑ’’として電流制御部４１０に出力される。また、ｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊の他方は、減算部４１２においてｄ軸、ｑ軸フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑが減算されて変動成分ΔＩｄ、ΔＩｑとされた後、電流制御部４１０に入力する。そして、電流制御部４１０において、適宜、電流積分制御、電流比例制御等の電流制御が施されるとともに、非干渉制御部４１４からのｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖｄ’’、Ｖｑ’’が適切な位置で加算されｄ軸電圧指令Ｖｄ’、ｑ軸電圧指令Ｖｑ’が生成される。そして、この電流制御部４１０における電流制御によりｄ軸、ｑ軸電流指令の変動成分（駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのオフセットや振幅アンバランス成分）は低減もしくは平滑化する。

尚、電圧指令生成部４１６にはｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖｄ’、Ｖｑ’に基づく電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗがインバータ２０の出力限界となる最大電圧（１パルスの矩形波電圧となる電圧）の近傍とならないように制限するリミッタ部を設けることが好ましい。このリミッタ部の制限電圧は後述の正弦波制御同期制御部４２０が設定する三角波の同期数に準じて設定することが好ましい。

また、正弦波制御部４０は、電流制御部４１０のｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖｄ’’’、Ｖｑ’’’を取得して極座標変換を行い電圧位相θｖと電圧指令の大きさ｜Ｖａ｜を取得する極座標変換部４１８と、この極座標変換部４１８で得られた電圧位相θｖと電気角速度ωと電気角θとから後述する三角波のキャリア設定情報Ｓｃを生成し三角波生成部３４に出力する正弦波制御同期制御部４２０と、を有している。尚、キャリア設定情報Ｓｃに関しては後述する。

そして、電流制御部４１０から出力したｄ軸電圧指令Ｖｄ’、ｑ軸電圧指令Ｖｑ’は切替部２４を介して制御信号生成部３０に入力する。ここで、制御信号生成部３０の好適な一例を説明する。尚、以下で説明する制御信号生成部３０の構成は本発明に好適な一例であるから、下記の構成に限定されるわけではなく、他の如何なる制御信号生成機構を用いても良い。

先ず、電流制御部４１０から出力したｄ軸電圧指令Ｖｄ’、ｑ軸電圧指令Ｖｑ’は制御信号生成部３０のｄｑ／３相変換部３２に入力する。尚、制御信号生成部３０は、ｄｑ／３相変換部３２の前段に矩形波制御時、過変調制御時におけるｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖｄ’、Ｖｑ’と電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとの非線形性を補正するための線形補正部３８を有していても良い。尚、この線形補正部３８で用いる補正値は矩形波形成電圧｜Ｖａ’｜と対応して設定する。

また、ｄｑ／３相変換部３２には角度検出部１４からの電気角θと角速度演算部１６からの電気角速度ωが入力し、この電気角θと電気角速度ωとに基づいてインバータ２０がスイッチング動作を行う新たなタイミングの予測電気角θ’を算出し、この予測電気角θ’に基づいてｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖｄ’、Ｖｑ’を３相の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換し、駆動信号生成部３６に出力する。

駆動信号生成部３６は三角波生成部３４を有しており、この三角波生成部３４にはキャリア設定情報Ｓｃが入力して、このキャリア設定情報Ｓｃに基づいた周期の三角波を生成する。

そして、駆動信号生成部３６はこの三角波と電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとをそれぞれ三角波比較する。このとき、三角波の振幅は後述のキャリア設定情報Ｓｃによって増減する。よって、電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを三角波の振幅と比例する換算係数によって調整し、この調整後の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを用いて三角波比較を行う。これにより、Ｈｉ－Ｌｏｗの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが生成される。この駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗはインバータ２０に出力され、インバータ２０はこの駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗによりスイッチング動作して３相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを出力し、ＰＭモータ１０を動作させる。

また、切替部２４はＰＭモータ１０が高回転速度、高トルクの動作領域で動作すると、ＰＭモータ１０の制御を正弦波制御部４０から矩形波制御部５０に切り替える。これにより、トルク指令値Ｔ^＊は矩形波制御部５０のトルク制御部５０２に入力する。また、矩形波制御部５０のトルク計算部５０４にはｄ軸フィードバック電流Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流Ｉｑが入力する。尚、トルク計算部５０４は正弦波制御部４０のトルク計算部４０４と同様にモータパラメータを有しており、これらモータパラメータとｄ軸、ｑ軸フィードバック電流Ｉｄ、ＩｑとからＰＭモータ１０の現在のトルクＴを算出して、トルク制御部５０２に出力する。そして、トルク制御部５０２は、トルク指令値Ｔ^＊とトルクＴとから、ＰＭモータ１０が目標のトルクで動作するような電圧位相θｖを積分制御、比例制御などにより生成する（電圧位相生成ステップ）。そして、矩形波制御部５０の電圧指令生成部５１６と同期制御部５２０に出力する。

同期制御部５２０は電圧位相θｖと電気角速度ωと電気角θとから三角波比較に用いる三角波を設定するためのキャリア設定情報Ｓｃを生成する。そして、三角波生成部３４に出力する。ここで、キャリア設定情報Ｓｃが設定する三角波は、三角波の周波数が電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の奇数の３の整数倍、即ち、９、１５、２１、２７倍など（以後、この倍数を同期数とする）であり、かつ図２中の点Ａに示す三角波の立ち下がりの中央位置と電圧指令Ｖｕの立ち上がりのゼロ位置とがクロスすることが好ましい。尚、三角波の同期数は電気角速度ωに応じて設定される。そして、同期制御部５２０は電圧位相θｖと電気角θとに基づいて三角波の中央位置と電圧指令Ｖｕのゼロ位置とがクロスする三角波の周期を設定すると同時に、三角波の周波数が設定された同期数となるような三角波の周期を設定する。また、同期制御部５２０は電気角速度ωの変化に連動して周期の設定情報を変化させ、三角波を上記の状態に追従、維持させる。さらに、同期制御部５２０は電気角速度ωが予め設定された所定の値を超えた場合、同期数を１段階下げてキャリア設定情報Ｓｃを設定し出力する。また、電気角速度ωが予め設定された所定の値を下回った場合、同期数を１段階上げてキャリア設定情報Ｓｃを設定し出力する。尚、同期数を変化させる電気角速度ωの値は同期数毎にデータテーブル等に予め記憶しておき、同期制御部５２０は入力した電気角速度ωに応じて対応する同期数をデータテーブルから取得し設定を行う事が好ましい。このとき、同期数を上下する電気角速度ωにはヒステリシス幅を持たせることが好ましい。これらの同期制御部５２０の動作は正弦波制御同期制御部４２０においても基本的に同じである。尚、これらの三角波の周期の変化と連動して、後述の補正電圧生成部７６の補正ゲイン（Ｋｄ、Ｋｑ）、平滑部７２の時定数、各制御のゲイン等は調整され再設定される。

また、同期制御部５２０は三角波と電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとが、電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの１周期の間で２回交差する、即ち、三角波比較により生成される駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが１パルスの矩形波となるような矩形波形成電圧｜Ｖａ’｜を取得し電圧指令生成部５１６に出力する。尚、同期制御部５２０による矩形波形成電圧｜Ｖａ’｜の設定は、２点で交差する矩形波形成電圧｜Ｖａ’｜の値を予め三角波の同期数毎にデータテーブルに設定しておき、同期制御部５２０が三角波の同期数を決定すると同時に、この同期数と対応した矩形波形成電圧｜Ｖａ’｜を選択して設定することが好ましい。そして、同期制御部５２０はこの矩形波形成電圧｜Ｖａ’｜を電圧指令生成部５１６及び線形補正部３８に出力する。

電圧指令生成部５１６は、トルク制御部５０２から入力した電圧位相θｖと、同期制御部５２０から入力した矩形波形成電圧｜Ｖａ’｜とから、ｄ軸電圧指令Ｖｄ、ｑ軸電圧指令Ｖｑを生成する（ｄｑ電圧指令生成ステップ）。

ここで本発明に係るモータ制御装置１００の矩形波制御部５０は、本発明の特徴的な構成として平滑部７２と、補正電流生成部７４と、補正電圧生成部７６と、電圧指令補正部７８と、を備えた補正部７０を有している。

そして、補正部７０の平滑部７２は、切替部２４を介して入力したｄ軸、ｑ軸フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑを例えば移動平均処理もしくはなまし処理を行ってそれぞれ平滑化する。尚、ここでのなまし処理とは、入力信号（ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑ）に対し、任意の周期ごとに下記（１）式の処理を行う事で平滑化する処理を意味する。
Ｃ＝Ｂ（１－Ｋ）＋Ｋ×Ａ・・・・（１）
ここで、Ａは入力値（ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑ）であり、Ｂは直前の周期のなまし処理後の出力値であり、Ｋはなまし定数であり、Ｃが出力値（推定ｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊）である。

この平滑化処理により、オフセット等による変動成分が平滑化された疑似的な推定ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊、推定ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊が生成される（電流指令生成ステップ）。そして、これら推定ｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊は補正電流生成部７４に出力される。

また、補正電流生成部７４にはｄ軸フィードバック電流Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流Ｉｑがそれぞれ入力しており、補正電流生成部７４は平滑部７２で生成された推定ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊、推定ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊からｄ軸フィードバック電流Ｉｄ、ｑ軸フィードバック電流Ｉｑをそれぞれ減算する。これにより、変動成分としてのｄ軸補正電流ΔＩｄ、ｑ軸補正電流ΔＩｑが生成される（補正電流生成ステップ）。そして、これらｄ軸補正電流ΔＩｄ、ｑ軸補正電流ΔＩｑを補正電圧生成部７６に出力する。尚、このｄ軸補正電流ΔＩｄ、ｑ軸補正電流ΔＩｑは、オフセットや振幅アンバランスの成分（変動成分）が平滑化した推定ｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊からオフセットや振幅アンバランスの成分（変動成分）を含むｄ軸、ｑ軸フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑをそれぞれ減算したものであるから、基本的に変動成分の逆相をとる。

また、補正電圧生成部７６は、補正電流生成部７４から入力したｄ軸補正電流ΔＩｄ、ｑ軸補正電流ΔＩｑから、例えば所定の補正ゲイン（Ｋｄ、Ｋｑ）による比例制御等によりｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑを生成し（補正電圧生成ステップ）、電圧指令補正部７８に出力する。

電圧指令補正部７８は、補正電圧生成部７６から入力したｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑを電圧指令生成部５１６から出力したｄ軸電圧指令Ｖｄ、ｑ軸電圧指令Ｖｑにそれぞれ加算してｄ軸電圧指令Ｖｄ’、ｑ軸電圧指令Ｖｑ’を生成する（補正ステップ）。ここで、ｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖｄ’、Ｖｑ’は、前述のようにオフセットや振幅アンバランス成分（変動成分）の逆相のｄ軸、ｑ軸補正電圧ΔＶｄ、ΔＶｑが加算されたものである。即ち、ｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖｄ’、Ｖｑ’には駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに生じるオフセットや振幅アンバランス分の逆の電圧（ｄ軸、ｑ軸補正電圧ΔＶｄ、ΔＶｑ）が加味されたものである。

ここで図３に、補正部７０を備えていない従来の矩形波制御部の使用でオフセットが生じている駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのグラフと、同条件にて補正部７０を備えた矩形波制御部５０を使用したときの駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのグラフを示す。尚、図３（ａ）は補正部７０を備えていない矩形波制御部の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのグラフであり、図３（ｂ）は補正部７０を備えた矩形波制御部５０の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのグラフである。

図３から、補正部７０を備えていない矩形波制御部の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは波形の中心位置が上下にズレたオフセットが生じているのに対し、補正部７０を備えた矩形波制御部５０の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは波形の中心位置にズレが無くオフセットが解消されていることがわかる。これは、補正部７０によるｄ軸、ｑ軸補正電圧ΔＶｄ、ΔＶｑの加算により駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのオフセットが補正され解消したことを意味している。

そして、これらｄ軸電圧指令Ｖｄ’、ｑ軸電圧指令Ｖｑ’は切替部２４を介して制御信号生成部３０に入力する。そして、正弦波制御部４０の時と同様に、線形補正部３８を介してｄｑ／３相変換部３２にて３相の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換される。

そして、駆動信号生成部３６において、三角波比較が行われ駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗが生成される（駆動信号生成ステップ）。尚、このときの三角波は同期制御部５２０からのキャリア設定情報Ｓｃによって、周波数が電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの奇数の３の整数倍の三角波となる。

そして、この駆動信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗによりインバータ２０をスイッチング動作させる。これにより三相交流の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗがＰＭモータ１０に出力される（駆動ステップ）。そして、この駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗによってＰＭモータ１０がトルク指令値Ｔ^＊に応じたトルクで回転動作する。このとき、この駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの基となるｄ軸電圧指令Ｖｄ’、ｑ軸電圧指令Ｖｑ’は前述のように変動成分とは逆相のｄ軸補正電圧ΔＶｄ、ｑ軸補正電圧ΔＶｑがそれぞれ加算されてオフセットや振幅アンバランスの成分（変動成分）が補正されているから、この駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗで動作するＰＭモータ１０のオフセットや振幅アンバランスは解消され、矩形波制御時であっても低振動かつ高効率で回転動作することができる。

以上のように、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法は、矩形波制御時にｄ軸、ｑ軸フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑを平滑処理して推定ｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を生成するとともに、この推定ｄ軸、ｑ軸電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊からｄ軸、ｑ軸フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑを減算し、変動成分としてのｄ軸、ｑ軸補正電流ΔＩｄ、ΔＩｑを生成する。そして、このｄ軸、ｑ軸補正電流ΔＩｄ、ΔＩｑからｄ軸、ｑ軸補正電圧ΔＶｄ、ΔＶｑを生成した後、電圧指令生成部５１６から出力したｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖｄ、Ｖｑにそれぞれ加算することで変動成分を補正する。このため、ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑの瞬時値によって変動成分の補正が可能となる。これにより、極めて高い応答性で矩形波制御時におけるＰＭモータ１０の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのオフセットおよび振幅アンバランスの補正を行うことができる。また、本発明に係るモータ制御装置１００及びモータ制御方法は、ｄｑ二相状態、即ちｄ軸、ｑ軸電圧指令Ｖｄ’、Ｖｑ’の状態で補正を行う。即ち、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）への補正を個別に行うものではないため、ある相への補正が他の相へ悪影響を及ぼすことも無い。

尚、本例で示したモータ制御装置１００の各部の構成、機構、モータ制御方法の手順等は一例であるから上記の例に限定されるわけでは無く、本発明は本発明の要旨を逸脱しない範囲で変更して実施することが可能である。

１０ ＰＭモータ
１２ｕ、１２ｖ 駆動電流検出部
１４ 角度検出部
２０ インバータ
２２ ３相／ｄｑ変換部
３０ 制御信号生成部
５０２ トルク制御部
５１６ 電圧指令生成部
７２ 平滑部
７４ 補正電流生成部
７６ 補正電圧生成部
７８ 電圧指令補正部
１００ モータ制御装置
Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ 駆動電流
Ｉｄ、Ｉｑ ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流
Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊ 推定ｄ軸、ｑ軸電流指令（矩形波制御時）
ΔＩｄ、ΔＩｑ ｄ軸、ｑ軸補正電流（矩形波制御時）
Ｖｄ、Ｖｑ ｄ軸、ｑ軸電圧指令（矩形波制御時）
ΔＶｄ、ΔＶｑ ｄ軸、ｑ軸補正電圧（矩形波制御時）
Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗ 駆動信号
Ｔ^＊ トルク指令値
θ 電気角
θｖ 電圧位相

Claims (4)

1. ＰＭモータに３相交流の駆動電流を出力するインバータと、
   前記駆動電流の値を取得する駆動電流検出部と、
   前記ＰＭモータの電気角を取得する角度検出部と、
   前記電気角に基づいて電気角速度を算出する角速度演算部と、
   前記電気角に基づいて前記駆動電流検出部が取得した駆動電流をｄ軸、ｑ軸フィードバック電流に変換する３相／ｄｑ変換部と、
   矩形波制御時に、トルク指令値に基づく電圧位相を出力するトルク制御部と、前記電圧位相に基づいてｄ軸、ｑ軸電圧指令を生成する電圧指令生成部と、を有する矩形波制御部と、
   前記ｄ軸、ｑ軸電圧指令を補正する線形補正部と、前記線形補正部が補正したｄ軸、ｑ軸電圧指令に基づいて３相の電圧指令を生成するｄｑ／３相変換部と、前記３相の電圧指令と三角波とを比較して前記インバータをスイッチングする駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を備えた制御信号生成部と、
   を有するモータ制御装置において、
   前記矩形波制御部が、前記ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流をそれぞれ平滑して推定ｄ軸、ｑ軸電流指令を生成する平滑部と、前記推定ｄ軸、ｑ軸電流指令から前記ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流の瞬時値をそれぞれ減算してｄ軸、ｑ軸補正電流をそれぞれ生成する補正電流生成部と、前記ｄ軸、ｑ軸補正電流からｄ軸、ｑ軸補正電圧を生成する補正電圧生成部と、前記ｄ軸、ｑ軸補正電圧を前記ｄ軸、ｑ軸電圧指令にそれぞれ加算して前記制御信号生成部に出力する電圧指令補正部と、同期制御部と、をさらに有し、
   前記同期制御部は、前記電気角速度に基づいて前記三角波の周波数を前記３相の電圧指令の周波数の奇数の３の整数倍とするキャリア設定情報を設定して前記駆動信号生成部に出力するとともに、前記三角波と前記３相の電圧指令とが前記３相の電圧指令の１周期の間で２回交差し三角波比較により生成される駆動信号が１パルスの矩形波となるような矩形波形成電圧を設定して前記電圧指令生成部と前記線形補正部とに出力し、
   前記電圧指令生成部は前記電圧位相と前記矩形波形成電圧に基づいてｄ軸、ｑ軸電圧指令を生成するとともに、前記線形補正部は前記矩形波形成電圧に基づいて前記ｄ軸、ｑ軸電圧指令を補正し、さらに駆動信号生成部は前記キャリア設定情報に基づいた周期の三角波により前記３相の電圧指令との三角波比較を行うことを特徴とするモータ制御装置。
2. 正弦波制御同期制御部を備えるとともに、正弦波制御時に、トルク指令値に基づいてｄ軸、ｑ軸電流指令を算出し、このｄ軸、ｑ軸電流指令に基づいてｄ軸、ｑ軸電圧指令を生成する正弦波制御部と、
   ｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令の生成を前記正弦波制御部と矩形波制御部とで切り替える切替部と、をさらに有し、
   前記正弦波制御同期制御部は、電気角速度に基づいて三角波の周波数を３相の電圧指令の周波数の奇数の３の整数倍とするキャリア設定情報を設定して駆動信号生成部に出力することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. インバータからＰＭモータに出力される３相交流の駆動電流の値を取得する駆動電流取得ステップと、
   前記ＰＭモータの電気角を取得する電気角取得ステップと、
   前記電気角に基づいて電気角速度を算出するステップと、
   前記駆動電流をｄ軸、ｑ軸フィードバック電流に変換するフィードバック電流生成ステップと、
   矩形波制御時に、トルク指令値に基づく電圧位相を生成する電圧位相生成ステップと、
   前記電圧位相と前記電気角速度に基づいて三角波比較に用いる三角波を設定するためのキャリア設定情報を生成するステップと、
   三角波比較により生成される駆動信号が１パルスの矩形波となるような矩形波形成電圧を出力するステップと、
   前記電圧位相と前記矩形波形成電圧に基づいてｄ軸、ｑ軸電圧指令を生成するｄｑ電圧指令生成ステップと、
   前記ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流をそれぞれ平滑して推定ｄ軸、ｑ軸電流指令を生成する電流指令生成ステップと、
   前記推定ｄ軸、ｑ軸電流指令から前記ｄ軸、ｑ軸フィードバック電流の瞬時値をそれぞれ減算してｄ軸、ｑ軸補正電流をそれぞれ生成する補正電流生成ステップと、
   前記ｄ軸、ｑ軸補正電流からｄ軸、ｑ軸補正電圧を生成する補正電圧生成ステップと、
   前記ｄ軸、ｑ軸補正電圧を前記ｄ軸、ｑ軸電圧指令にそれぞれ加算する補正ステップと、
   前記補正ステップで補正されたｄ軸、ｑ軸電圧指令を前記矩形波形成電圧に基づいて更に補正した後、３相の電圧指令に変換し、前記キャリア設定情報に基づく周波数が前記３相の電圧指令の周波数の奇数の３の整数倍の三角波と前記３相の電圧指令とを比較して駆動信号を生成する駆動信号生成ステップと、
   前記駆動信号により前記インバータをスイッチング動作させ駆動電流を出力する駆動ステップと、を有することを特徴とするモータ制御方法。
4. ＰＭモータの運転状況に応じてｄ軸、ｑ軸電圧指令の生成を正弦波制御と矩形波制御で切り替えるステップと、
   正弦波制御時に、トルク指令値に基づいてｄ軸、ｑ軸電流指令を算出し、このｄ軸、ｑ軸電流指令に基づいてｄ軸、ｑ軸電圧指令を生成するステップと、
   正弦波制御時に、電圧位相と電気角速度に基づいて周波数が３相の電圧指令の周波数の奇数の３の整数倍となる三角波を設定するためのキャリア設定情報を生成するステップと、をさらに有することを特徴とする請求項３記載のモータ制御方法。

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