JP6910791B2 - 信号測定方法 - Google Patents

Description

本発明は、測定装置での信号の測定において、ジッタなどによる歪を最小化しつつ、データ信号を平均化処理する信号測定方法に関する。

直接的な平均化処理は、オシロスコープのような測定装置の測定精度を改善するために頻繁に利用されている。複数の信号の平均を取る（又は、単一の信号から取り込まれた複数のサンプルを平均化する）ことによって、繰り返しのないノイズや歪が平均化で除去されるために、測定結果の信号対ノイズ比（ＳＮ比）を向上させることができる。しかし、信号にジッタがある場合、平均の結果が歪むことがある。信号が平均化されるときに、このジッタは、その平均化処理結果のより高い周波数成分ほど、その残りの部分よりも平均化処理結果を減衰させる。これは、平均化処理した結果において、立ち上がりエッジが、より遅くなるという形で見られる。

測定装置は、その測定している信号にジッタを導入してしまうということが多々ある。例えば、リアルタイム・オシロスコープにおけるトリガ・ジッタは、そのオシロスコープで取り込まれたサンプルにジッタを導入してしまう。よって、こうした装置は、平均化処理を行ったとしても、もっと高価な装置ほどには、正確な測定を行えないことがある。そのため、平均の結果に対するジッタの影響を最小化するための改善された平均化技法のニーズがある。

平均化処理技法の改良は、多数の異なる信号処理アプリーケーションにとって有益なものとなり得るし、ジッタを取り込む装置が、もっと高価な装置を置き換える可能性がある。例えば、１つの実施形態では、改善された平均化技法によって、リアルタイム・オシロスコープで、被測定デバイスのＳパラメータを測定可能ともなり得よう。

１つの例としては、本発明によって、ベクトル・ネットワーク・アナライザ（ＶＮＡ）のような追加の装置を必要とせずに、リアルタイム・オシロスコープでＳパラメータを測定可能になり得る。ビット・レートが増加するほど、高速シリアル・データ・リンクのシミュレーション及び測定において、データ・リンク中の成分をモデル化するのに、Ｓパラメータを利用する必要性が高まる。例えば、図１に示すシリアル・データ・リンク１００の特性を完全に求めて、シミュレーションするには、トランスミッタ（Ｔｘ）１０５の出力インピーダンス（反射係数Ｓ_２２で表される）、レシーバ（Ｒｘ）１１５の入力インピーダンス（反射係数Ｓ_１１で表される）、そして、チャンネル１１０の全Ｓパラメータ（Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１及びＳ_２２）の全てが必要である。

伝統的に、２ポート又はマルチポート・ネットワークの特性評価のためのこれら形式のＳパラメータを測定するには、サンプリング・オシロスコープと共に、ベクトル・ネットワーク・アナライザ（ＶＮＡ）又はタイムドメイン・リフレクトメータ（ＴＤＲ）システムが必要である。これら特別な装置は、多くの場合、高価であり、容易に利用可能なものではない。それに比較して、リアルタイム・オシロスコープは、高速シリアル・データ・リンクのデバッグ、試験及び測定に、一般に利用されている。データ・リンクのＳパラメータの測定に、リアルタイム・オシロスコープを利用できれば、便利であろう。

米国特許公開第２０１３／００７６３７２号明細書 米国特許公開第２０１６／００１８４５０号明細書

残念なことに、従来のいくつかの方法では、Ｓパラメータや関連する関数をリアルタイム・オシロスコープで測定可能ではあるものの、それら方法では、補助的なＶＮＡやサンプリング・オシロスコープ・ベースのＴＤＲ手法なしに、充分な精度での測定を行うことができない。例えば、従来の手法の１つ（米国特許公開第２０１３／００７６３７２号（特許文献１）に記載）では、被測定デバイス（ＤＵＴ）を測定するプローブの入力インピーダンスと伝達関数を測定することによって、正確なプローブを利用するものである。これら測定値は、測定されたシステムの特性を補償するエンベッド又はディエンベッド・フィルタを形成するのに利用される。この方法を用いて測定された伝達関数は、ＤＵＴに関する正確な遅延情報を与えるものではない。例えば、高品質な長いケーブルは、もっと短い低品質のケーブルと同じ信号損失を与えることがある。しかし、これら２つのケーブルの群遅延特性は、大きく異なる。特許文献１に開示される方法は、正確な遅延情報は測定しないので、どの形式のケーブルが使用されているかを求めるには、精度が不足している。

米国特許公開第２０１６／００１８４５０号（特許文献２）は、信号発生装置及び電力分配器（power divider）と共に、リアルタイム・オシロスコープを使って、全Ｓパラメータを測定する方法を記載している。しかし、特許文献２記載の方法は、リアルタイム・オシロスコープ特有のトリガ・ジッタのために、やはり、測定エラーを起こす傾向がある。

上述のように、リアルタイム・オシロスコープの精度は、平均化処理を利用することによって改善できる。しかし、リアルタイム・オシロスコープには、トリガ・ジッタがあり、これは、信号の高い周波数成分ほど、信号の残りの部分に比較して、減衰させる原因となる。これは、典型的には、測定された信号中において、立ち上がりエッジが遅くなるという形で観測できる。従来の平均化処理手法では、この減衰について対処していないので、リアルタイム・オシロスコープでは、ＶＮＡやサンプリング・オシロスコープ（等価時間サンプリングを利用する）のような他の装置ほどには、正確な測定が行えない。

加えて、繰り返しデータ・パターンを平均化する場合では、そのパターンが全て揃っている必要がある。伝統的に、パターンを揃えるには、エッジの交差に基いて行うか、又は、相互相関を用いている。しかし、パターン中のノイズによって、エッジの交差が歪み、エッジに基づく方法では、精度が損なわれることがある。また、相互相関は、演算処理的に負担が大きい。

このように、より正確な信号測定を行うために、改善された平均化処理技法が必要とされている。

本発明の実施形態では、複数の信号を平均化処理するときに、信号対ノイズ比を改善するのに、群遅延を利用する。これは、従来の平均化処理手法では、ジッタが原因で発生してしまう歪を除去する。本発明による平均化処理手法は、平均化処理を行うどのようなアプリーケーションでも利用できるし、平均化処理を行うどのような装置でも利用できる。例えば、１つの実施形態では、本発明による手法は、リアルタイム・オシロスコープ特有のトリガ・ジッタに関係なく、リアルタイム・オシロスコープによって、ずっと高い精度でＳパラメータを測定するのに利用できる。これによって、高価な装置をリアルタイム・オシロスコープで置き換えることが可能となろう。別の実施形態では、本発明による手法は、複数のデータ取り込み処理で得られた繰り返しデータ・パターンを平均化処理する場合や、単一の長いデータ取り込み処理で得られた繰り返す複数データ信号の複数部分を平均化処理する場合に利用できる。そして、本発明による手法は、演算処理的に効率が良いので、処理能力が低い装置でも利用できる。

図１は、従来の高速シリアル・データ・リンク・システムのブロック図である。 図２は、２つのベクトルの平均に関する位相と大きさを示す。 図３は、本発明のある実施形態による複数のデータ信号間の時間シフトを補正する方法を示す。 図４は、本発明によって得られたマグニチュードのプロットと、従来の平均化処理を用いて得られたマグニチュードのプロットとを比較したグラフである。 図５は、ＶＮＡを用いた従来の手法で測定された挿入損失に比較した、本発明の手法によって測定した挿入損失を示すグラフである。 図６は、本発明による平均化処理を実行するのに適した測定装置の典型的な実施形態のブロック図である。

図１は、従来の高速シリアル・データ・リンク・システムのブロック図である。トランスミッタ（Ｔｘ）１０５は、レシーバ（Ｒｘ）１１５にチャンネル１１０を介して接続される。周知のように、チャンネル１１０は、銅製ワイヤ、同軸ケーブル、光ファイバ、又は空気（無線伝送の場合）を含む、どのような物理的伝送媒体から構成されても良い。また、チャンネル１１０は、複数の媒体から構成されても良い。

リアルタイム・オシロスコープは、シリアル・データ・リンク・システムの特性を測定するのに、一般に利用されている。上述のように、リアルタイム・オシロスコープのトリガ・ジッタは、取り込むデータ信号に水平シフトを導入し、これは、平均化処理を利用する場合に、被測定信号の高い周波数成分ほど減衰させる原因となる。本来同一であるはずのデータ信号（例えば、信号ａとｂ）間における水平時間シフト（ジッタとも呼ぶ）は、これら２つの信号間に一定の群遅延を生じさせる。群遅延が原因の２つの信号間の位相差ΔΦは、時間差（時間シフト）Δｔに比例する。時間差Δｔと位相差ΔΦの間の関係は、次の式で表される。

ΔΦ（ｆ）＝２π＊ｆ＊Δｔ （数式１）

この水平シフトが平均化処理結果に与える影響は、周波数領域において調べることができる。ある特定の周波数ｆにおいて、各信号は、図２に示すような複素座標において、ベクトルで表すことができる。図２において、２つのデータ信号ａ及びｂは、ベクトルａ２０５及びベクトルｂ２１０で表される。ベクトルａ２０５及びベクトルｂ２１０間の位相差は、ΔΦ２２０である。

ベクトルａ２０５及びベクトルｂ２１０の直接の平均を取ると、ベクトルｃ２１５が得られる。図２が示すように、ベクトルｃ２１５は、ラインａｂ２２５の中間点を指し示す。ベクトルｃ２１５は、ラインａｂ２２５に対して垂直であり、角度ΔΦを２等分する。ベクトルｃ２１５の大きさは、ベクトルａ２０５及びベクトルｂ２１０の共通の大きさに、ｃｏｓ（ΔΦ／２）を掛け算したものである。ベクトルａ２０５及びベクトルｂ２１０が同相でない（つまり、ΔΦ２２０がゼロでない）場合、ベクトルｃ２１５の大きさは、ベクトルａ２０５及びベクトルｂ２１０の共通の大きさよりも小さくなる。

本発明は、平均化処理を行う前に、Δｔを積極的に測定して補償することによって、データ信号間の時間シフトに対処する。時間シフトを補償することによって、平均化するのに必要な全てのデータ信号について、位相差ΔΦ２２０がゼロまで低減される。そのため、平均化ベクトルｃ２１５は、ｃｏｓ（０）＝１なので、ベクトルａ２０５及びベクトルｂ２１０と同じ大きさになる。

本発明の１つの実施形態によれば、２つ以上のデータ信号（ｘ_１，．．．，ｘ_ｎ）が取り込まれ、全てのデータ信号の直接の平均化処理信号Ｘavが算出される。群遅延（ｙ_１，．．．，ｙ_ｎ）が、個々の信号（ｘ_１，．．．，ｘ_ｎ）の夫々について算出されて、平均化処理信号Ｘavに関する平均群遅延Ｙavが算出される。次に、各信号の群遅延（ｙ_１，．．．，ｙ_ｎ）と平均群遅延Ｙavとの差分が算出される。これら差分が補償されて、補正信号（ｚ_１，．．．，ｚ_ｎ）が生成される。最後に、これら補償信号の全体が平均化され、補償平均化処理結果Ｚavが生成される。

図３は、本発明の実施形態による群遅延ベースの平均化処理のフローチャートの例を示す。ステップ３００では、２つ以上のデータ信号（ｘ_１，．．．，ｘ_ｎ）が取り込まれる。これらデータ信号の直接の平均がステップ３０５で計算され、平均化処理信号Ｘavを得る。

図３に示す実施形態では、群遅延は、各信号の位相を用いて求められる。ステップ３１０では、平均化処理信号Ｘavの位相Φav（ｆ）が求められる。１つの実施形態では、この位相は、平均化処理信号Ｘavについて高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行することによって算出される。別の実施形態では、平均化処理信号Ｘavの導関数（derivative）を求めて、この平均化処理信号Ｘavの導関数についてＦＦＴを実行することによって、位相Φav（ｆ）を算出する。これら両方の実施形態において、ＦＦＴを実行する前に、適切な窓関数を適用するようにしても良い。窓関数は、隣接する周波数ビンへのリークを除去し、得られる結果を、より良いものへと改善する。

ステップ３１５では、ステップ３１０と同様にして、個々のデータ信号について位相Φ（ｆ）ｉが算出される。１つの実施形態では、データ信号（ｘ_１，．．．，ｘ_ｎ）の夫々についてＦＦＴを実行することによって、位相Φ（ｆ）ｉが算出される。ステップ３１０では、Ｘavの導関数の位相を求める実施形態もあったが、ステップ３１５の場合も、各データ信号の導関数を求めて、それに対してＦＦＴを実行することで、データ信号それぞれの導関数の位相を求めるようにしても良い。同様に、これら両方の実施形態において、ＦＦＴを実行する前に、適切な窓関数を適用するようにしても良い。

ステップ３１０及び３１５において、データ信号にＦＦＴを実行するか、又は、その導関数にＦＦＴを実行するかは、信号が含むデータの形式に応じて判断すると良い。例えば、信号の最初と最後の値が、互いに近い値でなければ（例えば、ステップ波形など）、信号の導関数を用いるのが好ましいであろう。別の形式の信号では、データ信号自身を利用した方が、良い結果になることが多いであろう。

ステップ３２０では、個々の位相Φ（f）iと平均位相Φav（f）との間の位相差ΔΦ（f）iが算出される。１つの実施形態では、ステップ３１０及び３１５で求めた位相を位相接続（アンラップ：unwrap）し、個々のデータ信号夫々についての位相差を求めるのに利用しても良い。例えば、位相接続した平均位相Φav（ｆ）を、位相接続した個々の位相Φ（ｆ）ｉから引き算して、個々の位相差（ΔΦ（ｆ）ｉ，．．．，ΔΦ（ｆ）ｎ）を得るようにしても良い。もちろん、他の適切な方法を用いて位相差を求めても良い。

ステップ３２５では、各位相差ΔΦ（ｆ）ｉの傾きΔΦｉ（ｆ）が算出される。これは、１つの実施形態では、最小２乗法を利用して、近似直線を求めることで行っても良い。最小２乗法を実行するときに、例えば、オプションで、異なる周波数に応じた重み付け関数を利用しても良い。例えば、位相のプロットは、高い周波数に比較して、低い周波数になるほど、平坦になっている（凸凹が少ない）。そこで、より正確な傾き（Slope）を得るのに、高周波数よりも、低周波数において重みをかけるようにしても良い。

位相差の傾きは、直接補償しても良いし、これに代えて、まず、時間差（時間シフト）に変換しても良い。時間差を補償する実施形態では、ステップ３３０において、傾きΔΦｉ（ｆ）が、まず、各データ信号（ｘ_１，．．．，ｘ_ｎ）についての時間シフトΔｔ_ｉを求めるのに利用される。例えば、上述の数式１は、傾きと時間シフト間の関係を説明している。１つの実施形態では、数式２で示すように、各データ信号に関する時間シフトΔｔ_ｉを、その信号の位相差を２π＊ｆで割り算することによって求めても良い。

Δｔ_ｉ＝ΔΦｉ（ｆ）／２π＊ｆ （数式２）

ステップ３３５では、データ信号（ｘ_１，．．．，ｘ_ｎ）が補償される。なお、ステップ３３０において時間シフトを算出する実施形態では、時間シフト（Δｔ_１，．．．，Δｔ_ｎ）が補償される。１つの実施形態としては、個々の信号（ｘ_１，．．．，ｘ_ｎ）、又はその導関数について実行したＦＦＴの結果に、ｅｘｐ（ｊ＊２π＊ｆ＊Δｔ_ｉ）を乗算することによって、補償されたＦＦＴの結果（ｚ_１，．．．，ｚ_ｎ）を得るようにしても良い。ここで、ｊは−１の平方根を表し、ｆは周波数であり、Δｔ_ｉは各信号の時間シフトである。これに代えて、別の実施形態では、ＦＦＴの結果にｅｘｐ（ｊ＊ΔΦｉ（ｆ））を乗算することによって、補償されたＦＦＴの結果（ｚ_１，．．．，ｚ_ｎ）を得るようにしても良い。

ステップ３４０では、補償された平均化処理時間領域結果を得るために、補償されたＦＦＴの結果（ｚ_１，．．．，ｚ_ｎ）が平均化処理され、時間領域に変換される。１つの実施形態では、補償されたＦＦＴの結果（ｚ_１，．．．，ｚ_ｎ）を平均化処理して平均化処理周波数領域結果Ｚavを得て、続いて、逆ＦＦＴ（inverse FFT：IFFT）を用いて、平均化処理周波数領域結果Ｚavを時間領域に変換する。別の実施形態では、最初に、ＩＦＦＴを補償された信号（ｚ_１，．．．，ｚ_ｎ）の夫々に実行して時間領域信号に変換し、その後、ＩＦＦＴの結果を平均化処理することで、補償された平均化処理時間領域結果を得るようにしても良い。

ステップ３１０や３１５において、信号の導関数を用いる実施形態では、ステップ３３５で得られた平均化処理結果が、ステップ３４５で積分されて、平均化処理結果が、その本来の正しい形式に戻される。図３に示した実施形態は、位相及び時間の導関数を用いているが、これに代えて、群遅延を求めて補償する他の任意の方法を利用しても良い。

本発明による群遅延ベースの手法には、いくつかの利点がある。第１に、時間シフトを補償することによって、本発明による手法では、全体的なＳＮ比を改善し、高い周波数においても平均化処理信号レベルを良い状態に維持する。第２に、本発明による手法は、ＦＦＴ及びＩＦＦＴを利用するので、データ信号を平均化処理する前に、データ信号を揃える必要のある従来の手法（相互相関による手法など）よりも、演算処理的に効率が良い。第３に、本発明による手法は、最小２乗法による近似直線を用いて平均化処理結果を得るので、結果として、時間シフトを直接補償するのに利用するものが、単一の値にできる。これに比較して、従来の相互相関手法では、時間シフトΔｔ_ｉの値を求めるのに、更に補間処理が必要となる。第４に、本発明による手法は、各データ信号の全てのデータ・ポイントを利用して、Δｔ_ｉの値を求める。これに比較して、エッジ交差に基づく従来の手法では、各データ信号の波形のエッジ周辺の少数のデータ・ポイントを利用するだけであって、精度が低くなる可能性がある。最後に、本発明による手法は、繰り返しデータ・パターンを平均化処理する場合でも、演算処理的に効率が良く、それと同時に、従来のエッジ・ベースの方法よりも、高い精度で結果が得られる。

図４は、ステップ波形のようなデータ信号についてのマグニチュード・プロットを示し、これは、導関数を用いた処理を利用している。図４に示すように、本発明の手法に基づく群遅延ベースの平均化処理結果のマグニチュード（プロット４０５で示す）は、従来の手法による平均化処理結果（プロット４１０で示す）に比較して、３０ＧＨｚにおいて、約２ｄＢの改善が見られる。

図５は、本発明の手法によって、リアルタイム・オシロスコープを用いて挿入損失を測定した結果５０５を示している。図５が示すように、挿入損失曲線５０５は、約２５ＧＨｚまでの周波数について、ＶＮＡを用いて測定した挿入損失測定値５１０と良く相関している。これは、本発明による手法によれば、ある程度の周波数範囲であれば、リアルタイム・オシロスコープであっても、ＶＮＡに近い精度で測定可能になることを示している。

１つの実施形態では、改良した群遅延ベース平均化処理手法を、図６に示すようなリアルタイム・オシロスコープといった、典型的な汎用測定装置６００で実行できる。測定装置６００は、物理的な入力部６０５を介してデータ信号を受ける。入力部６０５は、例えば、デジタル入力端子、アナログ入力端子、ネットワークのようなインタフェース、メモリ、装置の入力インタフェースなどとしても良い。入力部６０５がアナログ信号を受ける実施形態では、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ６１０を用いて、アナログ信号をデジタル信号に変換しても良い。別の実施形態では、データ信号を、メモリ（例えば、メモリ６２０）や別の装置から取り込むようにしても良い。メモリ６２０は、プロセッサ６１５が実行した場合に、上述の改良型群遅延ベース平均化処理手法を実行することとなる命令を記憶していても良い。また、メモリ６２０は、物理的な入力インタフェースである入力部６０５から取り込んだデータを記憶しても良い。本発明の手法を実行中に得られる１つ以上の中間処理結果又は最終結果をメモリ６２０に記憶し、別の装置に出力したり、更なる処理をプロセッサ６１５で行うようにしても良い。メモリ６２０は、１つ以上の別々のメモリ・ユニットから構成されていても良く、これらメモリ・ユニットは、１つ以上の別々の装置上に配置されていても良い。

説明の都合上、本発明の特定の実施形態を説明してきたが、当業者であれば、本発明の要旨と範囲から離れることなく、種々の変更が可能なことが理解できよう。例えば、本発明による手法は、リアルタイム・オシロスコープでのＳパラメータの算出に限定されるものでなく、別形式の信号の処理のために、別の装置やデバイスで、時間シフトを補償するために利用できる。また、上述のように、群遅延を求めて補償するのに、任意の適切な方法を利用しても良い。更には、導関数を求めるか推定するのに、任意の適切な方法を利用しても良い。例えば、周知のように、信号の導関数は、その差分を取ることで推定しても良い。本願では、「データ信号」の用語を用いてきたが、本発明による手法は、どのような形式の信号（つまり、被試験信号）について実行しても良い。加えて、当業者であれば、信号の位相、遅延及び群遅延間の関係についても理解しているであろう。このように、本発明は、限定的に理解すべきではない。単に例に過ぎないが、本発明の概念は、例えば、次のよう記述することもできよう。

本発明の概念１は、２つ以上の被試験信号を測定する方法であって、
２つ以上の被試験信号を取り込む処理と、
２つ以上の上記被試験信号に基いて平均化処理信号を求める処理と、
上記平均化処理信号に関する平均群遅延を求める処理と、
２つ以上の上記被試験信号について個々の群遅延を求める処理と、
上記平均群遅延と、個々の上記群遅延との間の差分を求める処理と、
上記差分を補償することによって、補償信号を生成する処理と、
上記補償信号を平均化処理して、平均化処理結果を生成する処理と、
上記平均結果を出力する処理と
を具えている。

本発明の概念２は、上記概念１の方法であって、
上記平均群遅延を求める処理が、上記平均化処理信号に関する位相である平均化処理信号位相を求める処理を有し、
２つ以上の上記被試験信号について個々の上記群遅延を求める処理が、２つ以上の上記被試験信号について個々の位相を求める処理を有し、
上記平均群遅延と、個々の上記群遅延との間の差分を求める処理が、上記平均化処理信号位相と、個々の上記位相との間の位相差を求める処理を有している。

本発明の概念３は、上記概念２の方法であって、
上記平均化処理信号の上記平均化処理信号位相を求める処理が、
上記平均化処理信号に対して時間周波数変換を実行する処理と、
上記時間周波数変換の結果から位相を得る処理と
を有し、
２つ以上の上記被試験信号の位相を求める処理が、
２つ以上の上記被試験信号に対して時間周波数変換を実行する処理と、
上記時間周波数変換の結果から位相を得る処理と
を有している。

本発明の概念４は、上記概念２の方法であって、
上記平均化処理信号の位相を求める処理が、
上記平均化処理信号の導関数を計算する処理と、
上記平均化処理信号の上記導関数に対して時間周波数変換を実行する処理と、
上記時間周波数変換の結果から位相を得る処理と
を有し、
２つ以上の上記被試験信号の位相を求める処理が、
２つ以上の上記被試験信号の導関数を求める処理と、
上記導関数に対して時間周波数変換を実行する処理と、
上記時間周波数変換の結果から位相を得る処理と
を有している。

本発明の概念５は、上記概念２の方法であって、
上記位相差を求める処理が、
上記平均化処理信号の上記平均化処理信号位相を位相接続する処理と、
上記被試験信号の上記位相を位相接続する処理と、
上記平均化処理信号の位相接続された上記平均化処理信号位相を、上記被試験信号の位相接続された上記位相から引き算することによって、上記位相差を求める処理と
を有している。

本発明の概念６は、上記概念２の方法であって、
上記差分には第１差分が含まれ、上記差分を補償する処理が、
最小２乗法を用いて、上記差分のそれぞれについて近似直線を求める処理と、
少なくとも一部分において上記近似直線の傾きに基いて、第２差分を得る処理と、
上記第２差分を補償する処理と
を有している。

本発明の概念７は、上記概念６の方法であって、
上記差分を補償する処理が、
上記第２差分に基いて２つ以上の上記被試験信号に関する時間シフトを求める処理と、
２つ以上の上記被試験信号の時間周波数変換の結果に、ｅｘｐ（ｊ＊２π＊ｆ＊Δｔ_ｉ）を乗算する処理と
を更に有している。なお、ここで、ｊは−１の平方根を表し、ｆは周波数であり、Δｔ_ｉは各被試験信号の時間シフトである。

本発明の概念８は、上記概念３の方法であって、
上記平均化処理信号に対して時間周波数変換を実行する処理が、上記平均化処理信号の導関数を求める処理と、上記平均化処理信号の上記導関数に対して時間周波数変換を実行する処理とを有し、
２つ以上の上記被試験信号に対して時間周波数変換を実行する処理が、２つ以上の上記被試験信号の導関数を求める処理と、上記導関数に対して時間周波数変換を実行する処理とを有している。

本発明の概念９は、上記概念４の方法であって、上記平均化処理結果を出力する処理が、上記平均化処理結果を積分する処理を更に有している。

本発明の概念１０は、上記概念２の方法であって、
上記補償信号を平均化処理して、上記平均化処理結果を生成する処理が、
２つ以上の上記補償信号を周波数領域で平均化して、平均化処理周波数領域結果を生成する処理と、
上記平均化処理周波数領域結果に対して周波数時間変換を実行することによって、上記平均化処理結果を生成する処理と
を有している。

本発明の概念１１は、上記概念２の方法であって、
上記補償信号を平均化処理して、上記平均化処理結果を生成する処理が、
上記補償信号の夫々に対して周波数時間変換を実行することによって、時間領域補償信号を生成する処理と、
上記時間領域補償信号を平均化処理することによって、上記平均化処理結果を生成する処理と
を有している。

本発明の概念１２は、２つ以上の被試験信号の群遅延ベースの平均化処理結果を算出する測定装置であって、
２つ以上の上記被試験信号を受けるよう構成される物理的なインタフェースと、
２つ以上の上記被試験信号のデジタル・データ及び上記平均化処理結果を記憶するよう構成されるメモリと、
上記メモリに記憶された命令を実行するよう構成されるプロセッサと
を具え、
上記メモリは、更に、上記プロセッサで実行されたときに、上記概念１〜１１のいずれかの方法が実行される命令を記憶するよう構成されている。

本発明の概念１３は、上記概念１２の測定装置であって、２つ以上の上記被試験信号の上記デジタル・データを生成するアナログ・デジタル・コンバータを更に具えている。

本発明の概念１４は、コンピュータ読み出し可能な媒体であって、プロセッサで実行されたときに、上記概念１〜１１のいずれかの方法が実行される命令を含んでいる。

本発明の概念１５は、プロセッサで実行されたときに、上記概念１〜１１のいずれかの方法が実行されるコンピュータ・プログラムである。

４０５ 群遅延ベース平均のプロット
４１０ 補償のない平均のプロット
５０５ 群遅延ベース平均による挿入損失測定値プロット
５１０ ＶＮＡを用いた挿入損失測定値プロット
６００ 汎用測定装置
６０５ 入力部
６１０ アナログ・デジタル・コンバータ
６１５ プロセッサ
６２０ メモリ

Claims (4)

1. 被試験デバイスからの被試験信号を試験測定装置において測定する方法であって、
   上記被試験デバイスからの上記被試験信号を時間領域で２回以上取り込むことによって２つ以上の被試験信号データとして取り込む処理と、
   ２つ以上の上記被試験信号データを平均化処理して平均化処理信号を求める処理と、
   上記平均化処理信号に関する平均群遅延を求める処理と、
   ２つ以上の上記被試験信号データについて個々の群遅延を求める処理と、
   上記平均群遅延と、個々の上記群遅延との間の差分を求める処理と、
   上記差分を補償することによって、補償信号を生成する処理と、
   上記補償信号を平均化処理して、平均化処理結果を生成する処理と、
   上記平均結果を出力する処理と
   を具える信号測定方法。
2. 上記平均群遅延を求める処理が、上記平均化処理信号に関する位相である平均化処理信号位相を求める処理を有し、
   ２つ以上の上記被試験信号データについて個々の上記群遅延を求める処理が、２つ以上の上記被試験信号データについて個々の位相を求める処理を有し、
   上記平均群遅延と、個々の上記群遅延との間の差分を求める処理が、上記平均化処理信号位相と、個々の上記位相との間の位相差を求める処理を有する請求項１記載の信号測定方法。
3. 上記平均化処理信号の上記平均化処理信号位相を求める処理が、
   上記平均化処理信号に対して時間周波数変換を実行する処理と、
   上記時間周波数変換の結果から位相を得る処理と
   を有し、
   ２つ以上の上記被試験信号データの位相を求める処理が、
   ２つ以上の上記被試験信号データに対して時間周波数変換を実行する処理と、
   上記時間周波数変換の結果から位相を得る処理と
   を有する請求項２記載の信号測定方法。
4. 上記平均化処理信号の位相を求める処理が、
   上記平均化処理信号の導関数を計算する処理と、
   上記平均化処理信号の上記導関数に対して時間周波数変換を実行する処理と、
   上記時間周波数変換の結果から位相を得る処理と
   を有し、
   ２つ以上の上記被試験信号データの位相を求める処理が、
   ２つ以上の上記被試験信号データの導関数を求める処理と、
   上記導関数に対して時間周波数変換を実行する処理と、
   上記時間周波数変換の結果から位相を得る処理と
   を有する請求項２記載の信号測定方法。

Images