JP6834018B2

JP6834018B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP6834018B2
Application number: JP2019549755A
Authority: JP
Inventors: 天健李; 徹也岡本
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2017-10-25
Filing date: 2017-10-25
Publication date: 2021-02-24
Anticipated expiration: 2037-10-25
Also published as: JPWO2019082316A1; WO2019082316A1

Description

本発明の実施形態は、平滑コンデンサのリプル電流を抑制する電力変換装置に関する。

負荷の大きさの影響を受けずにコンバータの交流側電圧の歪みを抑制し、入力電流の低次高調波を小さくするＰＷＭコンバータの制御装置が知られている。この制御装置は、交流電源とＰＷＭコンバータとの間に交流リアクトルを接続すると共に、ＰＷＭコンバータと負荷との間に平滑コンデンサを接続したＰＷＭコンバータの制御装置において、前記平滑コンデンサ電圧の指令値と検出値が一致するように有効パワー分電流指令を出力する手段と、前記交流電源の位相を検出する手段と、ほぼ電源力率１で、前記交流リアクトル電流の大きさが前記有効パワー分電流指令に一致するように前記ＰＷＭコンバータの変調波信号またはＰＷＭ信号を出力する手段を具備すると共に、前記交流電源の電圧位相検出値と前記有効パワー分電流指令を基にデッドタイムによる前記ＰＷＭコンバータの電圧歪みを抑制する補償信号を作成するデッドタイム補償信号発生手段を設け、この補償信号を前記変調波信号またはＰＷＭ信号に加算することを特徴とするＰＷＭコンバータの制御装置である（特許文献１参照。）。

特開平９−１５４２８０号公報

電圧型電力変換装置において、直流側に平滑コンデンサが多く使われている。平滑コンデンサには、直流電圧の振動（リプル電圧）により、リプル電流が流れる。リプル電流は、コンデンサ寿命に影響し、所定のリプル電流を吸収するためにはコンデンサの容量を大きくする必要があった。

本発明は、上述した課題を解決するためになされたもので、平滑コンデンサのリプル電流を低減可能な、電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明の電力変換装置は、交流電源から交流電力を入力し直流電圧に変換して出力するコンバータ、と前記コンバータの直流電圧を、交流電圧に変換して出力するインバータを有して構成したされた単相の電力変換装置であって、前記電力変換装置は、前記交流電源の電圧位相に対する前記コンバータの入力電流の位相差算出手段と、前記インバータの出力電圧の位相に対する、前記インバータの出力電流の位相差算出手段と、前記入力電流の位相差算出手段によって算出された入力電流の位相差及び、前記出力電流の位相算差出手段によって算出された出力電流の位相差から、前記交流電源の電圧位相に対する前記インバータの出力電圧の位相差基準を算出し、前記交流電源の周波数と前記インバータの出力周波数が等しい時に、前記出力電圧の位相差基準に基づき、前記インバータの出力電圧の位相を制御するインバータ制御手段と、を備えたことを特徴とする。

この発明によれば、インバータの出力電流位相を制御することにより、平滑コンデンサのリプル電流を低減できる。

実施例１に係る平滑コンデンサのリプル電流を抑制する電力変換装置の概略構成図。図１に示す電力変換装置の電源電圧・入力電流波形に対する出力電圧・出力電流波形の関係を示す図。図１に示す電力変換部を３レベルのコンバータ及びインバータで構成した回路図。図３の回路図において電源電圧と出力電圧の位相差に対し平滑コンデンサのリプル電流の変化を示す図。

以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。

図１は、実施例１に係る平滑コンデンサのリプル電流を抑制する電力変換装置１００の概略構成図である。

電力変換装置１００は、電力変換部２、制御部７、電源電圧検出部８１、入力電流検出部８２、出力電流検出部８３等を有して構成される。

単相交流電源１は、電力変換部２に対して単相交流電圧を供給する。

電力変換部２は、コンバータ２１、平滑コンデンサ２２及びインバータ２３などを有して構成される、単相の回路である。

コンバータ２１は、単相交流電源１から出力された交流電圧を入力し、直流電圧に変換して出力する。

平滑コンデンサ２２は、コンバータ２１から出力された直流電圧の脈流を平滑にする。

平滑コンデンサ２２は、コンバータ２１とインバータ２３の間の直流回路に接続される。

インバータ２３は、平滑コンデンサ２２により平滑にされた直流電圧を入力し、負荷となる電動機３を駆動するための単相交流電圧に変換して出力する。従って、コンバータ２１に入力される交流電圧の基本波周波数とインバータ２３から出力される交流電圧の基本波周波数とは異なる場合がある。

しかし、ここでは、コンバータ２１に入力される交流電圧の基本波周波数とインバータ２３から出力される交流電圧の基本波周波数とが等しいようにインバータ２１を動作させている場合について説明する。さらに、ここでは特別に断らないかぎり高調波は扱わないので、電源電圧、入力電流、出力電圧、出力電流は基本波とし特別な断りが無い限り基本波という修飾語は省略して記す。

電動機３は、インバータ２３に接続された負荷であり、インバータ２３から出力された交流電圧により駆動される。

電源電圧検出部８１は、単相交流電源１の電圧を検出し、制御部７に出力する。

入力電流検出部８２は、電力変換部２の入力電流を検出し、制御部７に出力する。

出力電流検出部８３は、電力変換部２の出力電流を検出し、制御部７に出力する。

制御部７は、電源電圧位相検出部４１、入力電流位相検出部４２、減算回路４３、出力電流位相検出部５２、減算回路５３、出力電圧位相差基準算出部６１、出力電圧制御部６２、出力電流制御部６３及びＰＷＭ制御部６４（インバータ制御手段）等を有して構成される。尚、制御部７には平滑コンデンサ２２の電圧を一定に保つようにする等のコンバータ２１の入力電流制御部等も含まれるが、図示は省略する。

電源電圧位相検出部４１は、電源電圧検出部８１の出力に基づきコンバータ２１に入力される電源の交流電圧の基本波の位相を検出する。以下、電源電圧位相ω_Ｓｔと記す。ここでω_Ｓは、電源の基本波の角周波数を表し、ｔは時間を表している。検出された電源電圧位相ω_Ｓｔは、減算回路４３の＋端子に入力される。さらに電源電圧位相検出部４１は、検出した電源電圧位相ω_Ｓｔを出力電圧制御部６２にも入力する。

電源電圧位相検出部４１は、例えば位相同期回路（ＰＬＬ）等で構成される回路である。

入力電流位相検出部４２は、入力電流検出部８2の出力に基づきコンバータ２１に入力される交流電流の基本波の位相（以下、入力電流位相と記す。）を検出する。検出された入力電流位相は、減算回路４３のー端子に入力される。入力電流位相検出部４２は例えば位相同期回路（ＰＬＬ）等で構成される回路である。

減算回路４３（第１の減算回路）は、＋端子に入力された電源電圧位相からー端子に入力された入力電流位相を減算して、電源電圧位相に対する入力電流位相の位相差θ_Ｓを算出する。以下、電源電圧位相に対する入力電流位相の位相差θ_Ｓを入力電流位相差θ_Ｓと呼ぶ。

減算回路４３で算出された入力電流位相差θ_Ｓは、出力電圧位相差基準算出部６１のa端子に入力される。

出力電流位相検出部５２は、インバータ２３から出力された交流電流の基本波の位相（以下、出力電流位相と記す。）を検出する。検出された出力電流位相は、減算回路５３のー端子に入力される。出力電流位相検出部５２は例えば位相同期回路（ＰＬＬ）等で構成される回路である。

減算回路５３の+端子には出力電圧制御部６２のＣ端子から出力される出力電圧位相が入力される。

出力電圧制御部から出力される出力電圧位相は、後述するようにインバータ２３の出力電圧の基本波の位相に相当する。

減算回路５３（第２の減算回路）は、＋端子に入力された出力電圧位相からー端子に入力された出力電流位相を減算して、出力電圧位相に対する出力電流位相の位相差θ_Ｌを算出する。以下、出力電圧位相に対する出力電流位相の位相差θ_Lを出力電流位相差θ_Lと呼ぶ。

減算回路５３で算出された出力電流位相差θ_Ｌは、出力電圧位相差基準算出部６１のｂ端子に入力される。

出力電圧位相差基準算出部６１は、減算回路４３（第１の減算回路）から出力された入力電流位相差θｓ及び減算回路５３（第２の減算回路）から出力された出力電流位相差θ_Ｌを基に、出力電圧位相差θ_Ｍが平滑コンデンサ２２のリプル電流を少なくする出力電圧位相差基準θ_ＭＦを算出する。

出力電圧位相差基準θ_ＭＦは、ｂ端子に入力された入力電流位相差θ_Ｓとｃ端子に入力された出力電流位相差θ_Ｌを用いて、下記式（１）または式（２）により算出される。算出された出力電圧位相差基準θ_ＭＦは、出力電圧制御部６２に入力される。なお、特別な記載がない場合、本明細書中では角度の単位はradである。

θ_ＭＦ＝(θ_Ｓ-θ_Ｌ）／２・・・・・・・・（１）
θ_ＭＦ＝(θ_Ｓ-θ_Ｌ）／２＋π・・・・・・（２）
式（１）と式（２）は位相がπ（すなわち１８０°）相違するだけであり、どちらを選択してもよい。

出力電流制御部６３は図示されない、電動機の速度制御回路及びトルク制御回路等回路からインバータ２３が出力すべき電流を算出し、インバータ２３の電圧振幅Ａを出力電圧制御部６２に出力する。前述のように、出力電圧制御部６２は電源電圧位相検出部４１から電源電圧位相ω_Sｔを受信している。出力電圧制御部６２は交流電源１の周波数とインバータ３２の基本波の出力周波数が等しい場合に、以下に述べる制御を行う。

出力電圧制御部６２は、上記の信号を使用し、下記数式（３）に示す正弦波の基準電圧Ｖrefを生成する。

Ｖref＝Ａ・sin(ω_Sｔ-θ_ＭＦ）・・・（３）
出力電圧制御部６２はｄ端子から基準電圧Ｖrefを出力し、ＰＷＭ制御回路６４に入力する。ＰＷＭ制御回路６４は。例えば基準電圧Ｖｒｅｆと三角波キャリアとの比較によるパルス幅変調を行ない、ゲートパルス信号を生成してインバータ２３に送り、インバータ２１の出力電圧を制御する。

また、出力電圧制御部６２は、Ｃ端子から式（３）で表される基準電圧Ｖｒｅｆの位相ω_Sｔ-θ_ＭＦを出力電圧位相として減算回路５３の＋端子に入力している。インバータ２３は、基準電圧Ｖｒｅｆにより制御されるためインバータ２３の出力電圧位相と基準電圧Ｖｒｅｆの位相ω_Sｔ-θ_ＭＦは等しいものとして取扱いことができる。

図２は、図１に示す電力変換装置１００の電源電圧・入力電流波形に対する出力電圧・出力電流波形の関係を示す図である。ｖ_Ｓは基本波電源電圧波形である。ｉ_Ｓはコンバータ２１の基本波入力電流波形である。ｖ_Ｌはインバータ２３の基本波出力電圧波形である。ｉ_Ｌはインバータ２３の基本波出力電流波形である。

図２（１）は、電源電圧ｖｓに対する入力電流位相差θｓの関係を示す。図２（２）は、電源電圧ｖｓに対する出力電圧位相差θ_Ｍ、出力電流位相差θ_Ｌの関係を示す。

図２に示すように、電源電圧ｖｓ対して入力電流ｉｓは入力電流位相差θｓ遅れた電流となる。また、出力電圧ｖ_Ｌは、電源電圧ｖｓに対して出力電圧位相差θ_Ｍ遅れた電圧となる。なお、出力電流ｉ_Ｌは、出力電圧位相(ω_Ｍt-θ_Ｍ)に対してθ_Ｌ遅れた電流となるため、図に示す電源電圧基準の場合の位相は、(ω_Ｍt-θ_Ｍ-θ_Ｌ)となる。

上述した電源電圧ｖｓに対する入力電流位相差θｓ、出力電圧位相差θ_Ｍ、出力電流位相差θ_Ｌなどを前提に、下記数１を参照して出力電圧位相（対電源電圧）の値である出力電圧位相差基準θ_ＭＦ算出方法を示す。

式（４）はコンバータ２１の電源電圧（図１においては電源電圧はコンバータ２１の入力電圧に等しい）を表す式であり、式（５）はコンバータ２１の入力電流を表す式である。ここで電源電圧Ｖ_Ｓ及び入力電流Ｉ_Ｓはそのそれぞれ、その実効値を意味する。

ω_Ｓは電源電圧の各周波数を、ｔは時間を意味する。コンバータ２１の入力電力Ｐｓは式（６）に示す様に両者の積である。

同様に式（７）は、インバータ２３の出力電圧を表す式であり、式（８）はインバータの出力電流を表す式である。ここで出力電圧Ｖ_Ｌ及び出力電流Ｉ_Ｌはそのそれぞれ、その実効値を意味する。

ω_Ｍは、出力電圧の各周波数を、ｔは時間を意味する。インバータ２３の出力電力Ｐ_Ｌは式（９）に示す様に両者の積である。

変換損失を無視すると、平滑コンデンサ２２に注入される電力Ｐｃは入力電力Ｐｓ式（６）と出力電力Ｐ_Ｌ式（９）の差となる。

コンデンサＣのリプル電流・電圧による電力は、上記、式（６）の定常成分Ｖ_ＳＩ_Ｓｃｏｓθ_Ｌと式（９）に示す定常分Ｖ_ＬＩ_Ｌｃｏｓθ_Ｌとが等しいとすると式（１０）で表される。

式（１０）で算出された電力は、瞬時電力であるから、リプル電圧による電力変動は式（１０）を積分することにより算出され、（式１１）で表される。ここでΔｗ_ＤＣは平滑コンデンサ２２に蓄えられたエネルギーの変動分であり、Ｃ_ＤＣは平滑コンデンサ２２の容量であり、Ｖ_ＤＣは平滑コンデンサ２２の平均直流電圧、Δｖ_ＤＣは平滑コンデンサのリプル電圧変動分である。

式（１０）と式（１１）から平滑コンデンサのリプル電圧変動分Δｖ_ＤＣを式（１２）で表すことができる。周波数の変化がない場合、リプル電圧変動分Δｖ_ＤＣを抑制することは、リプル電流を抑制することと同等である。そこで、ここでは次にリプル電流変動分Δｖ_ＤＣを抑制できる条件を検討する。

ここで、コンバータ２１の入力周波数（電源周波数）とインバータ２３の出力周波数は等しいのでω_Ｓとω_Ｍは等しい。よって式（１２）は式（１３）となる。

さらに、式（１４）となる。

ここでＡ、Ｂはそれぞれ式（１５）、式（１６）である。

さらに式（１４）は、加法定理および積和公式にて以下の様に式（１７）で表すことができる。

ここで、Ｃ及びＤは式（１８）、式（１９）である。

よって、式（１７）においてΔｖ_ＤＣは振幅が

で周波数が電源電圧の２倍の周波数で変動することが判明する。

さらに、以下の様に式（２０）が計算できる。

よって式（１７）の振幅の最小値は式（２０）が最小の値を示す値である。

即ち式（２０）の余弦の項が１になる場合であり、式（２１）または式（２２）が成立する場合である。

ここで、式（２１）を変形すると式（２３）が得られる。

また、式（２１）を変形すると式（２４）が得られる。

そこで、出力電圧算出部６１の出力である出力電圧位相差基準θ_ＭＦを、式（２３）または式（２４）で表されるθ_Ｍの値と等しくすることで平滑コンデンサ２２のリプル電圧変動分Δｖ_ＤＣを小さくできることが判明する。すなわち、出力電圧算出部６１の出力である出力電圧位相差基準θ_ＭＦを、入力電流位相差θｓと出力電流位相差θ_Ｌとの差分の１／２とすること、あるいはそれに対しπを加えた値とるすことで、で平滑コンデンサ２２のリプル電圧変動分Δｖ_ＤＣを小さくできる。

図３は、図１に示す電力変換部２を３レベルのコンバータ２１及びインバータ２３で構成した回路の例である。

平滑コンデンサ２２の平滑コンデンサＣ１は、直流回路の正極Ｐと中性点Ｃ間に接続され、平滑コンデンサＣ２は、直流回路の中性点Ｃと負極Ｎ間に接続される。

図４は、図３の回路においてコンバータ２１の入力電圧の位相（ここでは電源電圧の位相と等しい）に対しインバータ２３の出力電圧の位相差を変化させた場合の平滑コンデンサのリプル電流（平滑コンデンサＣ１とＣ２の合成電流）の実効値の変化をシミュレーションした結果を表した図である。

シミュレーション条件は以下である。

電源周波数：５０Ｈｚ
インバータ出力定格電流：５２５Ａｒｍｓ
コンバータ力率：１（θ_S＝０）
コンデンサＣ１容量：２５，６００μＦ
コンデンサＣ２容量：２５，６００μＦ
図４において、横軸は入力電圧位相に対する、出力電圧の位相差であり、縦軸がコンデンサに流れるリプル電流の実効値を示す。

ケース１はインバータ力率が１の場合であり（θ_Ｌ＝０ラジアン＝０°）、図４において◆でリプル電流が示される。

本発明によりケース１のときの出力電圧位相差基準θ_ＭＦを求めると式（２５）または式（２６）となる。

θ_ＭＦ＝（θｓ−θ_Ｌ）／２＝０・・・・・・・・・・・・・・・・（２５）
θ_ＭＦ＝（θｓ−θ_Ｌ）／２＋π＝π（１８０°）・・・・・・・・（２６）
図４においてケース１では、式（２５）及び式（２６）で示される値でリプル電流が小さな値となっていることが示される。即ち、位相差が０及び１８０°でリプル電流が小さくなっている。

ケース２はインバータ力率が0.８５の場合であり（θ_Ｌ＝０．５５４８rad＝３１．７９°）、図４において◇でリプル電流が示される。

本発明によりケース２のときの出力電圧位相差基準θ_ＭＦを求めると式（２７）または式（２８）である。

θ_ＭＦ＝（θｓ−θ_Ｌ）／２
＝（０−０．５５４８）／２
＝−０．２７７４rad
＝６．００６rad（３４５．１°）・・・（２７）
θ_ＭＦ＝（θｓ−θ_Ｌ）／２＋π
＝（０−０．５５４８）／２＋π
＝２．８６４２rad（１６４．１°）・・・（２８）
式（２５）において負の位相差は正の値に換算している。

図４においてケース２では、式（２７）及び式（２８）で示される位相差でリプル電流が小さな値となっていることが示される。すなわち図４のＰ２及びＰ１の位相差でリプル電流が小さな値を示している。よって、図４によれば本発明の実施例により平滑コンデンサ２２に流れるリプル電流が、抑制できることが示されている。

よって、本発明の実施例によれば、電力変換装置を構成する平滑コンデンサのリプル電流を低減することができる電力変換装置を提供できる。

図３では３レベルのコンバータおよびインバータの回路を示したが、２レベルのインバータとコンバータや、２レベルと３レベルのコンバータやインバータの組み合わせでも本発明の実施は可能である。

また、本発明は図１で示される単相の電力変換部２を３台組み合わせた３相の変換器を構成した電力変換装置に適用することも可能である。

さらに、単相の変換器を直列して構成したマルチレベルの電力変換装置に適用することも可能である。

１００電力変換装置
１単相交流電源
２電力変換部
２１コンバータ
２２平滑コンデンサ
２３インバータ
３電動機
４１電源電圧位相検出部
４２入力電流位相検出部
４３減算回路
５２出力電流位相検出部
５３減算回路
６１出力電圧位相差基準算出部
６２出力電圧制御部
６３出力電流制御部
６４ＰＷＭ制御回路
７制御部
８１電源電圧検出部
８２入力電流検出部
８３出力電流検出部

Claims

交流電源から交流電力を入力し直流電圧に変換して出力するコンバータ、と前記コンバータの直流電圧を、交流電圧に変換して出力するインバータを有して構成したされた単相の電力変換装置であって、
前記電力変換装置は、
前記交流電源の電圧位相に対する前記コンバータの入力電流の位相差算出手段と、
前記インバータの出力電圧の位相に対する、前記インバータの出力電流の位相差算出手段と、
前記入力電流の位相差算出手段によって算出された入力電流の位相差及び、前記出力電流の位相算差出手段によって算出された出力電流の位相差から、前記交流電源の電圧位相に対する前記インバータの出力電圧の位相差基準を算出し、
前記交流電源の周波数と前記インバータの出力周波数が等しい時に、前記出力電圧の位相差基準に基づき、前記インバータの出力電圧の位相を制御するインバータ制御手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
前記入力電流の位相差算出手段は、
前記交流電源の電圧位相を検出する電源電圧位相検出部と、
前記コンバータの入力電流の位相を検出する入力電流位相検出部と、
前記電源電圧位相検出部で検出された電源電圧位相から前記入力電流位相検出部で検出された入力電流位相を減算し、前記入力電流の位相差を出力する第1の減算回路と、を備え、
前記出力電流位相算出手段は、
前記インバータの出力電流の位相を検出する出力電流位相検出部と、
前記インバータの出力電圧位相から前記出力電流位相検出部で検出された出力電流位相を減算し、前記出力電流の位相差を出力する第２の減算回路と、
を備えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
前記インバータ制御手段は、前記出力電圧の位相差基準と、前記電源電圧位相により、前記インバータの出力電圧基準を生成し、前記出力電圧基準に基づき、前記インバータの出力電圧を制御することを特徴とする請求項第２項記載の電力変換装置。
前記出力電圧の位相差基準は、
前記入力電流の位相差から前記出力電流の位相差を減算し、２で除した値または、
前記入力電流の位相差から前記出力電流の位相差を減算し、２で除した値にπ（rad）を加えた値とすることを特徴とした、特許請求項第１項記載の電力変換装置。
前記出力電圧の位相差基準は、
前記入力電流の位相差から前記出力電流の位相差を減算し、２で除した値または、
前記入力電流の位相差から前記出力電流の位相差を減算し、２で除した値にπ（rad）を加えた値とすることを特徴とした、特許請求項第２項記載の電力変換装置。
前記出力電圧の位相差基準は、
前記入力電流の位相差から前記出力電流の位相差を減算し、２で除した値または、
前記入力電流の位相差から前記出力電流の位相差を減算し、２で除した値にπ（rad）を加えた値とすることを特徴とした、特許請求項第３項記載の電力変換装置。