JP6818140B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング素子を有する電力変換装置に関する。

例えば、ＤＣ―ＤＣコンバータのような電力変換装置が知られている。

特許文献１には、負荷として接続される電源の電圧低下及びスイッチング素子の破損を防止することが可能なスイッチング電源装置が開示されている。

特許文献１に記載されたスイッチング電源装置は、第１のスイッチング素子と、この第１のスイッチング素子のオンオフに応じて、入力電源の電力を変換する電力変換回路と、第１のスイッチング素子のオンオフを制御する第１の制御回路と、電力変換回路により変換された電力を第２のスイッチング素子により整流する整流回路と、第２のスイッチング素子を制御する第２の制御回路と、第１の制御回路の制御回路を駆動させてから、第２の制御回路の駆動を開始させ、第２の駆動回路の駆動を停止させてから第１の制御回路の駆動を停止させる第３の制御回路が備えられている。

上記特許文献1に記載のスイッチング装置により、第２の制御回路のみが駆動することが無くなり、第２のスイッチング素子がオンオフすることによって、負荷としての電源に充電されていた電荷の流出が防止され、負荷としての電源の電圧低下やスイッチング素子の破損が防止される。

特開２００４−２１５３５６号公報

ところで、車載用の電力変換装置であるＤＣ−ＤＣコンバータは、高電圧側から低電圧側への電力変換を行うが、その場合、低電圧側から高電圧側へ電力（電流）が逆流する事を防止する必要がある。

車載用のＤＣ−ＤＣコンバータの場合、通常、高電圧バッテリに比べ低電圧バッテリは容量が小さい。このため、意図しない電流逆流が発生するということは、低電圧側のエネルギーソースである低電圧バッテリより電力が持ち出されることとなる。これは、低電圧バッテリの電力が過度に消費されることとなり、低電圧バッテリの電力の枯渇あるいはバッテリの劣化・破損へとつながるため、電流逆流の防止が必要となるのである。

上述した電流逆流を防止するためには、ＤＣ−ＤＣコンバータの低電圧側におけるスイッチング素子のスイッチングを停止し、寄生ダイオードにより通流方向を制限しながら電力変換を実行する方法がある。このような方法を、ここでは非同期スイッチング動作と定義する。

上述した非同期スイッチング動作を行った場合、電流逆流を防止できるもののＤＣ−ＤＣコンバータの電流応答性が著しく悪くなる。また、規制ダイオードによる電圧降下が発生し、電力変換効率が低下してしまう。

非同期スイッチング動作と対になる動作として、同期スイッチング動作が存在する。この同期スイッチング動作とは、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける低電圧側のスイッチング素子のスイッチング動作を行うものであり、そのスイッチングタイミングは高電圧側のスイッチング素子と同期させるように制御する動作である。

そこで、非同期スイッチング動作に代えて、同期スイッチング動作を行うことが考えられる。

しかしながら、同期スイッチング動作を行った場合、ＤＣ−ＤＣコンバータの電流応答性及び電力変換効率は向上するものの、電流逆流が発生するリスクが存在する。

このため、電流逆流防止を優先するため、非同期スイッチング動作を行う必要があるが、電圧降下の発生及び電力変換効率の低下してしまうという問題がある。

本発明の目的は、上記課題に鑑みてなされたものであり、電流逆流を抑制でき、かつ、電流応答性及び電力変換効率を向上可能な電力変換装置を実現することである。

上記目的を達成するため、本発明は次のように構成される。

電力変換装置において、１次側巻線及び２次側巻線を有する変圧器と、上記変圧器の上記１次側巻線と高電圧側電源との間に接続される高電圧側スイッチング回路と、上記変圧器の上記２次側巻線と低電圧側電源の間に接続される低電圧側スイッチング回路と、上記低電圧側スイッチング回路に電気的に並列に接続されるサージ電圧抑制用キャパシタと、上記高電圧側スイッチング回路及び低電圧側スイッチング回路のスイッチング状態を制御する制御装置とを備える。

上記制御装置は、上記サージ電圧抑制用キャパシタの充電状態を検知し、上記サージ電圧抑制用キャパシタが満充電又は満充電に近づいたことを判断するまで、上記高電圧側スイッチング回路と上記低電圧側スイッチング回路のスイッチング状態が非同期となるように制御し、上記サージ電圧抑制用キャパシタが満充電又は満充電に近づいたことを判断すると、上記高電圧側スイッチング回路と上記低電圧側スイッチング回路のスイッチング状態が同期するように制御する。

本発明によれば、電流逆流を抑制でき、かつ、電流応答性及び電力変換効率を向上可能な電力変換装置を実現することができる。

本発明の実施例１による電力変換装置であるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 本発明の実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置を説明する図である。 本発明の実施例１のスイッチング制御方式切り替え部で実行される１処理周期辺りの処理を説明するフロー図である。 本発明の実施例１のデューティ生成部で実施される１処理周期辺りの処理を説明するフローを示す図である。 本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの同期制御モードの動作を説明する図である。 本発明の第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの非同期制御モードの動作を説明する図である。 本発明の実施例２においてスイッチング制御方式切り替え部で実行される１処理周期辺りの処理を説明するフロー図である。 本発明の実施例３による電力変換装置であるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。

以下、添付図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。

本発明の実施例の説明に先立って、本発明の原理ついて説明する。

上述した非同期スイッチング動作（ＤＣ−ＤＣコンバータの低電圧側におけるスイッチング素子のスイッチングを停止し、寄生ダイオードにより通流方向を制限しながら電力変換を実行する動作）の特徴と、同期スイッチング動作（ＤＣ−ＤＣコンバータにおける低電圧側のスイッチング素子のスイッチング動作を行うものであり、そのスイッチングタイミングは高電圧側のスイッチング素子と同期させるように制御する動作）の特徴とを加味すると、電流逆流リスクの大きい動作領域（例えば出力電流が小さい動作領域）では非同期スイッチング動作を選択し、電流逆流リスクの小さい動作領域（例えば出力電流が大きい動作領域）では同期スイッチング動作を選択する方法が考えられる。

車載用のＤＣ−ＤＣコンバータが想定すべき動作条件として、無負荷・動作停止状態からの負荷電流が急激に変化する（例えば、１００Ａ／ｍｓで変化）ものがあり、これに対する高応答性が求められる。

上述した動作条件に対し、非同期スイッチング動作と同期スイッチング動作とを選択して適用した場合、無負荷状態では電流逆流のリスクが存在するために非同期スイッチング動作を選択することとなる。

しかしながら、この場合、非同期スイッチング動作は、電流応答性が著しく悪いため、負荷電流の急激な変化に対する高応答性を確保することができない。

負荷電流の急激な変化に対する高応答性を確保するためには、無負荷での起動直後から同期スイッチング動作を実行するような制御を選択する必要がある。

無負荷・起動直後からの同期スイッチング動作の制御を選択した場合、電流逆流が発生するリスクがあるため、電流逆流を発生させないデューティ比を設定する必要がある。ここでのデューティ比とは、スイッチング素子の通電期間の長さを指す。

ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチングサージによるスイッチング素子破損を防止するためクランプ回路（クランプキャパシタ、つまりサージ電圧抑制用キャパシタ）を設ける事が一般である。このクランプキャパシタにスイッチングサージを吸収させることで、スイッチング素子に印加するサージ電圧を素子の耐圧以下に抑制する事が出来る。

上述したように、高応答性確保のため、無負荷・起動直後から同期スイッチング動作を選択し、電流逆流が発生しないデューティ比を選択した場合、起動直後は、クランプキャパシタに十分な電荷が充電されていない状態で高電圧が印加されることとなり、結果としてスイッチング素子の耐圧を超えるサージ電圧が発生してしまう。

起動直後のサージ電圧が、スイッチング素子の耐圧を超えないようにデューティ比を選択することが考えられるが、そのデューティ比は、電流逆流を発生させないために選択すべきデューティ比と一致せず、電流逆流が発生する可能性がある。

そこで、本発明においては、クランプキャパシタが満充電又は満充電に近づいたことを検知するまで、ＤＣ−ＤＣコンバータの高電圧側スイッチング回路と低電圧側スイッチング回路のスイッチング状態とが非同期となるように制御し、クランプキャパシタが満充電又は満充電に近づいたことを検知した後は、高電圧側スイッチング回路と低電圧側スイッチング回路のスイッチング状態が同期するように制御する。

クランプキャパシタが満充電又は満充電に近づいたことを検知するまでは、高電圧側スイッチング回路のスイッチングデューティ比を適切に選択する事で、スイッチング素子に過剰な電圧が印加されないようにしつつ、クランプキャパシタの充電を完了する事が可能となる。

また、この場合、上記スイッチングデューティ比は、スイッチング素子の耐圧を超えないために選択すべきスイッチングデューティ比に相当するが、電流逆流を発生させないためのデューティ比とは不一致であり、電流逆流が発生し得る状態であるが、非同期スイッチング動作を選択しているので、電流逆流は防止される
クランプキャパシタが満充電又は満充電に近づいたことを検知した後は、高電圧側スイッチング回路のスイッチングデューティ比は、電流逆流を発生させないために選択すべきスイッチングデューティ比に相当する。クランプキャパシタの充電はほぼ完了しているため、スイッチング素子に過剰な電圧が印加されることはない。

上記本発明の原理により、電流逆流を防止しつつスイッチング素子耐圧を超えることなくクランプキャパシタの充電を完了し、高応答・高効率動作が可能な同期スイッチング動作へ速やかに移行することができる（動作領域を拡張することができる）。

次に、本発明の原理に基づく実施例について説明する。

（実施例１）
図１は、本発明の実施例１による電力変換装置であるＤＣ−ＤＣコンバータ４００の回路図である。このＤＣ−ＤＣコンバータ４００は、例えば、車両の搭載される電力変換装置である。

図１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００は、図１における変圧器５０の左側に配置され、直流を交流に変換する１次側回路（後述する）が、高圧側バッテリ（高電圧側電源）１０に接続され、変圧器５０の右側に配置され、交流を直流に変換する２次側回路（後述する）は、低圧側バッテリ（低電圧側電源）１００と、補機系負荷１１０（以下、負荷１１０）に並列に接続される。１次側回路と２次側回路は変圧器５０を介して磁気的に結合されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の１次側回路は、フィルタキャパシタ２０と、電圧センサ１９２と、ＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０と、共振用インダクタ３０とを有する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の２次側回路は、平滑用キャパシタ９０と、平滑用インダクタ８０と、スナバ用キャパシタ（クランプキャパシタ＝サージ電圧抑制用キャパシタ）２５と、電圧センサ１９０と、電流センサ２００と、ＭＯＳＦＥＴ２５０、２６０、２７０、２８０とを有し、変圧器５０は、１次側回路と２次側回路とに接続される。スナバ用キャパシタ２５は、スイッチング素子２５０、２６０、２７０、２８０を有する低圧側スイッチング回路に並列に接続されている。

高圧側バッテリ１０の高電位側が、フィルタキャパシタ２０の一端と電圧センサ１９２の一端とＭＯＳＦＥＴ２１０、２３０のドレインとに接続される。また、高圧側バッテリの低電位側は、フィルタキャパシタ２０の他端と電圧センサ１９２の他端とＭＯＳＦＥＴ２２０、２４０のソースに接続される。また、高圧側バッテリ１０は、例えば、ニッケル水素蓄電池やリチウムイオン電池などが用いられる。

電圧センサ１９２は、分圧抵抗とオペアンプを用いた非反転増幅器や差動増幅器などにより構成される。

ＭＯＳＦＥＴ２１０のソースは、ＭＯＳＦＥＴ２２０のドレインと、共振用インダクタ３０の一端に接続される。

ＭＯＳＦＥＴ２２０のドレインが、ＭＯＳＦＥＴ２１０のソースと共振用インダクタ３０の一端に接続され、ＭＯＳＦＥＴ２２０のソースは高電圧バッテリ１０の低電位側とフィルタキャパシタ２０の他端と電圧センサ１９２の他端とＭＯＳＦＥＴ２４０のソースに接続される。

ＭＯＳＦＥＴ２３０のソースはＭＯＳＦＥＴ２４０のドレインと、１次側巻線４０を介して共振用インダクタ３０の他端に接続される。

ＭＯＳＦＥＴ２４０のドレインはＭＯＳＦＥＴ２３０のソースと、１次側巻線４０を介して共振用インダクタ３０の他端に接続され、ＭＯＳＦＥＴ２４０のソースは高電圧バッテリ１０の低電位側とフィルタキャパシタ２０の他端と電圧センサ１９２の他端とＭＯＳＦＥＴ２２０のソースに接続される。

共振用インダクタ３０の他端は、変圧器５０の１次側巻線４０の一端に接続されるが、この共振用インダクタ３０は、変圧器５０の漏れインダクタンスあるいは配線インダクタンスで代替してもよい。

変圧器５０は、１次側巻線４０と、２次側巻線６０、７０とを有する。

変圧器５０の１次側巻線４０の一端が共振インダクタ３０に接続され、１次側巻線４０の他端はＭＯＳＦＥＴ２３０のソースと、ＭＯＳＦＥＴ２４０のドレインに接続される。

変圧器５０の２次側巻線６０の一端が、ＭＯＳＦＥＴ２５０のソース及びＭＯＳＦＥＴ２７０のドレインに接続され、２次側巻線６０の他端は、変圧器５０の２次側巻線７０の一端及び平滑用インダクタ８０の一端に接続される。

変圧器５０の２次側巻線７０の一端は、変圧器５０の２次側巻線６０の他端及び平滑用インダクタ８０の一端に接続され、２次側巻線７０の他端は、ＭＯＳＦＥＴ２６０のソースと、ＭＯＳＦＥＴ２８０のドレインに接続される。

ＭＯＳＦＥＴ２５０のドレインは、スナバ用キャパシタ２５の一端に接続され、ＭＯＳＦＥＴ２５０のソースは変圧器５０の２次側巻線６０の他端及びＭＯＳＦＥＴ２７０のドレインに接続される。

ＭＯＳＦＥＴ２６０のドレインはスナバ用キャパシタ２５の一端に接続され、ＭＯＳＦＥＴ２６０のソースは変圧器５０の２次側巻線７０の一端及びＭＯＳＦＥＴ２８０のドレインに接続される。

ＭＯＳＦＥＴ２７０のドレインはが変圧器５０の２次側巻線６０の一端及びＭＯＳＦＥＴ２５０のソースに接続され、ＭＯＳＦＥＴ２７０のソースはスナバ用キャパシタ２５の他端及び電流センサ２００の一端に接続される。

ＭＯＳＦＥＴ２８０のドレインは変圧器５０の２次側巻線７０の他端及びＭＯＳＦＥＴ２６０のソースに接続され、ＭＯＳＦＥＴ２８０のソースはスナバ用キャパシタ２５の他端及び電流センサ２００の一端に接続される。

スナバ用キャパシタ２５の一端がＭＯＳＦＥＴ２６０のドレイン及びＭＯＳＦＥＴ２５０のドレインに接続され、スナバ用キャパシタ２５の他端はＭＯＳＦＥＴ２７０のソース、ＭＯＳＦＥＴ２８０のソース及び電流センサ２００の一端に接続される。

電圧センサ１９３の一端はＭＯＳＦＥＴ２５０、２６０のドレインに接続され、電圧センサ１９３の他端がＭＯＳＦＥＴ２７０のソース、ＭＯＳＦＥＴ２８０のソース及び電流センサ２００の一端に接続される。電圧センサ１９３は分圧抵抗とオペアンプを用いた非反転増幅器や差動増幅器などにより構成される。

平滑用インダクタ８０の一端が変圧器５０の２次側巻線６０の他端及び２次側巻線７０の一端に接続され、平滑用インダクタ８０の他端は平滑用キャパシタ９０の一端と電圧センサ１９０の一端と低電圧バッテリ１００の高電位側と負荷１１０の一端に接続される。

平滑用キャパシタ９０の一端は平滑用インダクタ８０の一端と電圧センサ１９０の一端と低電圧バッテリ１００の高電位側と負荷１１０の一端に接続され、平滑用キャパシタ９０の他端は電圧センサ１９０の他端と電流センサ２００の他端と低電圧バッテリ１００の低電位側と負荷１１０の他端に接続される。

電圧センサ１９０の一端は平滑用インダクタ８０の一端と平滑用キャパシタ９０の一端と低電圧バッテリ１００の高電位側と負荷１１０の一端に接続され、電圧センサ１９０の他端が平滑用キャパシタ９０の他端と電流センサ２００の他端と低電圧バッテリ１００の低電位側と負荷１１０の他端に接続される。電圧センサ１９０は分圧抵抗とオペアンプを用いた比反転増幅器や差動増幅器などにより構成される。

電流センサ２００の一端はＭＯＳＦＥＴ２７０のソースとＭＯＳＦＥＴ２８０のソースとスナバ用キャパシタ２５の他端に接続され、電流センサ２００の他端が平滑用キャパシタ９０の他端と電圧センサ１９０の他端と低電圧バッテリ１００の低電位側と負荷１１０の他端に接続される。電流センサ２００はシャント抵抗やホール素子などにより構成される。

低圧側バッテリ１００の一端は平滑用インダクタ８０の一端と電圧センサ１９０の一端と平滑用キャパシタ９０の一端と負荷１１０の一端に接続され、低圧側バッテリ１００の他端が平滑用キャパシタ９０の他端と電圧センサ１９０の他端と電流センサ２００の他端と負荷１１０の他端に接続される。低圧側バッテリ１００は鉛蓄電池などが採用される。

負荷１１０の一端は平滑用インダクタ８０の一端と電圧センサ１９０の一端と平滑用キャパシタ９０の一端と低電圧バッテリ１１０の高電位側に接続され、負荷１１０の他端が平滑用キャパシタ９０の他端と電圧センサ１９０の他端と電流センサ２００の他端と低電圧バッテリ１１０の低電位側に接続される。

ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の制御装置３１０は、入力電圧Ｖ５と、出力電圧Ｖ１０と、出力電流Ｉ１０とに基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２１０のＯＮ／ＯＦＦを制御するためのゲート電圧Ｖ３０を生成し、生成したゲート電圧Ｖ３０をＭＯＳＦＥＴ２１０のゲートに入力する。

制御装置３１０は、以下同様に、ゲート電圧Ｖ４０をＭＯＳＦＥＴ２２０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ５０をＭＯＳＦＥＴ２３０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ６０をＭＯＳＦＥＴ２４０のゲートに入力する。また、制御装置３１０は、ゲート電圧Ｖ７０をＭＯＳＦＥＴ２５０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ８０をＭＯＳＦＥＴ２６０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ９０をＭＯＳＦＥＴ２７０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ１００をＭＯＳＦＥＴ２８０のゲートに入力する。

図２は、本発明の実施例１に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４００の制御装置３１０を説明する図であり、内部機能ブロック図である。

図２において、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の制御装置３１０は、アナログ値をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器３２０と、スイッチング方式切り替え部３２５と、デューティ生成部３３０と、スイッチング信号生成部３３５と、ゲートドライブ回路３４０とを備える。

Ａ／Ｄ変換器３２０は、電圧センサ１９２で検出したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の入力電圧Ｖ５のアナログ値をデジタル値ＶＤ５に変換する。また、Ａ／Ｄ変換器３２０は、電圧センサ１９０で検出したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電圧Ｖ１０のアナログ値をデジタル値ＶＤ１０に変換する。また、Ａ／Ｄ変換器３２０は、電流センサ２００で検出したＤＣ−ＤＣコンバータ４００の出力電流Ｉ１０のアナログ値をデジタル値ＩＤ１０に変換する。

スイッチング方式切り替え部３２５は、外部制御装置（図示せず）から受信した出力電圧指令Ｖｒｅｆ及び動作指令ｆＲｅｑと出力電圧のデジタル値ＶＤ１０とに基づいて、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０、２７０、２８０のスイッチング方式を切り替えるための、スイッチング方式切り替えフラグｆｓｗｉｔｃｈを生成する。

デューティ生成部３３０は、外部制御装置（図示せず）から受信した電流制限値Ｉｌｉｍ及び出力電圧指令Ｖｒｅｆ及び出力電圧デジタル値ＶＤ１０及び出力電流Ｉ１０のデジタル値ＩＤ１０に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０のデューティ比（Ｄｕｔｙ）を生成する。

スイッチング信号生成部３３５は、デューティ生成部３３０で生成したＤＣ−ＤＣコンバータ４００のＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０のデューティ比（Ｄｕｔｙ）とスイッチング方式切り替え部３２５で生成したスイッチング方式切り替えフラグｆｓｗｉｔｃｈに基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０、２７０、２８０のＯＮ／ＯＦＦ信号（低電圧側スイッチング回路のスイッチング及び高圧側スイッチング回路のスイッチングを行うためのスイッチング信号）Ｓ３０、Ｓ４０、Ｓ５０、Ｓ６０、Ｓ７０、Ｓ８０、Ｓ９０、Ｓ１００を生成する。

ゲートドライブ回路３４０は、スイッチング信号生成部３３５で生成したＤＣ−ＤＣコンバータ４００のスッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０、２５０、２６０、２７０、２８０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０、Ｓ４０、Ｓ５０、Ｓ６０、Ｓ７０、Ｓ８０、Ｓ９０、Ｓ１００に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０、２５０、２６０、２７０、２８０をＯＮ／ＯＦＦさせるためのゲート電圧Ｖ３０、Ｖ４０、Ｖ５０、Ｖ６０、Ｖ７０、Ｖ８０、Ｖ９０、Ｖ１００を生成する。

図３は、制御装置３１０のスイッチング制御方式切り替え部３２５で実行される１処理周期辺りの処理を説明するフロー図である。図３のフローに従い、スイッチング制御方式切り替え部３２５は繰り返し処理を実行する。図３のフローで示す処理は、時間カウンタが一定時間ＴＳｗｉｔｃｈを超過しているか否かにより、スナバ用キャパシタ２５の充電状態を検知し、スナバ用キャパシタ２５が満充電又は満充電に近づいたことを判断し、同期制御モードとするか非同期制御モードとするかを判断する処理である。

図３のステップＡ１０において、処理を開始し、ステップＡ２０に遷移する。
ステップＡ２０において、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のスイッチング動作が停止状態にあるか否かを判断し、動作停止状態にあると判断した場合はステップＡ３０に遷移する。ステップＡ２０において、動作停止状態ではないと判断した場合はステップＡ５０に遷移する。

ステップＡ３０において、動作指令ｆＲｅｑを監視しスイッチング開始要求があるか（条件１）、及び出力電圧指令Ｖｒｅｆが出力電圧のデジタル値ＶＤ１０を上回っているか（条件２）を確認する。上記条件１および条件２が同時に成立する場合は、ステップＡ４０に遷移する。ステップＡ３０において、いずれか一方でも条件が成立しない場合はステップＡ７０へ遷移する。
ステップＡ４０において、ステップＡ２０、Ａ３０の分岐経路によりステップＡ４０に到達したときは、スイッチング動作が停止状態にあり、かつスイッチング開始要求を受信した状態にある。この状態において、時間カウンタ（図示せず）をリセットし、カウントを開始する。

次に、ステップＡ５０に遷移し、時間カウンタを１周期分加算しステップＡ６０へ遷移する。

ステップＡ６０において、時間カウンタがあらかじめ制御装置３１０に記憶しておいた所定値Ｔｓｗｉｔｃｈを上回っているか、つまり所定時間Ｔｓｗｉｔｃｈを経過したか否かを判断する。所定時間Ｔｓｗｉｔｃｈを経過していない場合ステップＡ７０へ遷移し、所定時間Ｔｓｗｉｔｃｈを経過した場合、ステップＡ８０に遷移する。

ステップＡ７０において、スイッチング方式切り替えフラグｆｓｗｉｔｃｈに０をセットして出力する。スイッチング方式切り替えフラグｆｓｗｉｔｃｈに０がセットされた場合、ＭＯＳＦＥＴ２７０、２８０のスイッチング動作を停止するスイッチング制御モード（非同期制御モード）での動作をスイッチング信号生成部３３５に対して要求する。非同期制御モードでの動作を要求する信号の出力完了後、ステップＡ９０へ遷移する。

ステップＡ８０において、スイッチング方式切り替えフラグｆｓｗｉｔｃｈに１をセットして出力する。スイッチング方式切り替えフラグｆｓｗｉｔｃｈに１がセットされた場合、ＭＯＳＦＥＴ２５０、２６０、２７０、２８０のスイッチング動作をＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０に同期して実行するスイッチング制御モード（同期制御モード）での動作をスイッチング信号生成部３３５に対して要求する。同期制御モードでの動作を要求する信号の出力完了後、ステップＡ９０へ遷移する。

ステップＡ９０において、スイッチング制御方式切り替え部３２５で実行される１処理周期辺りの処理を終了する。

図４はデューティ生成部３３０で実施される１処理周期辺りの処理を説明するフローを示す図である。本フローに従い、デューティ生成部３３０は繰り返し処理を実行する。

図４のステップＢ１０において、処理を開始し、ステップＢ２０に遷移する。ステップＢ２０において、スイッチング方式切り替えフラグｆｓｗｉｔｃｈが０か否かを監視する。０である場合（非同期モードの場合）、ステップＢ３０に遷移し、０でない場合（同期モードの場合）、ステップＢ４０に遷移する。

ステップＢ３０において、Ｄｕｔｙとしてあらかじめ制御装置３１０に記憶された初期値ＤｕｔｙＩｎｉｔを出力する。処理完了後、ステップＢ２００に遷移する。初期値ＤｕｔｙＩｎｉｔはスナバ用キャパシタ２５への過度な突入電流の流入及び過度な電圧印加を避け得る程度のＤｕｔｙである事が望ましい。

ステップＢ４０において、電流センサ２００の出力電流Ｉ１０のデジタル値ＩＤ１０が電流制限値Ｉｌｉｍ未満であるか否かを判断し、電流制限値Ｉｌｉｍ未満である場合はステップＢ５０に遷移する。ＩＤ１０が電流制限値Ｉｌｉｍ以上である場合はステップＢ１２０に遷移する。

ステップＢ５０において、出力電流Ｉ１０のデジタル値ＩＤ１０が０より大きい値であるか否かを判断し、０より大きい場合はステップＢ４０に遷移し、０未満である場合はステップＢ９０に遷移する。

ステップＢ６０において、出力電圧指令Ｖｒｅｆと出力電圧デジタル値ＶＤ１０との差分（偏差）Ｄｅｖを算出し、ステップ７０に遷移する。

ステップＢ７０において、比例ゲインＫｐに出力電圧制御用比例ゲインＫｐｖをセットし、ステップＢ８０へ遷移する。

ステップＢ８０において、比例ゲインＫｉに出力電圧制御用積分ゲインＫｉｖをセットし、ステップＢ１５０へ遷移する。

ステップＢ５０から遷移したステップＢ９０において、電流制限値（下限側）Ｉ０ｌｉｍと出力電流デジタル値ＩＤ１０ｔｐの差分（偏差）Ｄｅｖを算出しステップ１００に遷移する。なお、電流制限値（下限側）Ｉ０ｌｉｍはあらかじめ制御装置３１０に記憶しておいた所定値を用いる。

ステップＢ１００において、比例ゲインＫｐに出力電流制御（下限側）用比例ゲインＫｐｃｕをセットし、ステップＢ１１０へ遷移する。

ステップＢ１１０において、比例ゲインＫｉに出力電流制御（下限側）用積分ゲインＫｉｃｕをセットし、ステップＢ１５０へ遷移する。

ステップＢ４０から遷移したステップＢ１２０において、電流制限値（上限側）Ｉ０ｌｉｍと出力電流デジタル値ＩＤ１０の差分（偏差）Ｄｅｖを算出しステップ１３０に遷移する。

ステップＢ１３０において、比例ゲインＫｐに出力電流制御（上限側）用比例ゲインＫｐｃｏをセットし、ステップＢ１４０へ遷移する。

ステップＢ１４０において、比例ゲインＫｉに出力電流制御（上限側）用積分ゲインＫｉｃｏをセットし、ステップＢ１５０へ遷移する。

ステップＢ１５０において、スイッチング方式切り替えフラグｆｓｗｉｔｃｈが０から１に切り替わったか否かを監視する。つまり、スイッチング方式切り替えフラグｆｓｗｉｔｃｈが１であり、かつ、前回のスイッチング方式切り替えフラグｆｓｗｉｔｃｈが０であったか否かを監視する。０から１に切り替わった場合、ステップＢ１６０へ遷移し、そうでない場合はステップＢ１８０へ遷移する。ここで、０から１への切り替わりとは、非同期制御モード（ＭＯＳＦＥＴ２５０、２６０、２７０、２８０のスイッチング動作を停止するスイッチング制御モード）から同期制御モード（ＭＯＳＦＥＴ２５０、２６０、２７０、２８０のスイッチング動作をＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０に同期して実行するスイッチング制御モード）へ切り替える事を意味する。

ステップＢ１６０において、出力電圧デジタル値ＶＤ１０と変圧器５０の１次側巻線４０及び２次側巻線６０、７０の巻き数比Ｂｕｃｋ＿ＴＲ＿Ｎ１を用い、次式（１）により積分項ｅｒｒｋｉを算出する。

ｅｒｒｋｉ＝ＶＤ１０＊ＢＵＣＫ＿ＴＲ＿Ｎ１ ・・・（１）
上記式（１）を用いて積分項ｅｒｒｋｉを算出後、ステップＢ１７０へ遷移する。

ステップＢ１７０において、積分項ｅｒｒｋｉの上限リミット処理を行う。具体的には、積分項ｅｒｒｋｉが上限値ＭａｇｎｅｔＦｌｕｘＬｍｔを超える場合は、ｅｒｒｋｉ＝ＭａｇｎｅｔＦｌｕｘＬｍｔとし、そうでない場合は何も処理をせずそのままｅｒｒｋｉを出力する。上限リミット処理完了後ステップＢ１９０へ遷移する。上限値ＭａｇｎｅｔＦｌｕｘＬｍｔは変圧器５０の磁気飽和を引き起こさない値を設定するのが望ましい。

ステップＢ１５０から遷移したステップＢ１８０において、差分Ｄｅｖと積分ゲインＫiを用いて積分項ｅｒｒｋｉを算出する。その際、積分項ｅｒｒｋｉの前回値を利用し、次式（２）により算出する。

ｅｒｒｋｉ＝Ｄｅｖ＊Ｋi＋ｅｒｒｋｉ（前回値） ・・・（２）
ズッテプＢ１８０にて、上記式（２）を用いて積分項ｅｒｒｋｉを算出後、ステップＢ１９０へ遷移する。

ステップＢ１９０において、入力電圧Ｖ５のデジタル値ＶＤ５と、比例ゲインＫｐと、偏差Ｄｅｖと積分項ｅｒｒｋｉとを用いて次式（３）によりＤｕｔｙを算出する。

Ｄｕｔｙ＝（Ｋｐ＊Ｄｅｖ＋ｅｒｒｋｉ）／ＶＤ５ ・・・（３）
ステップＢ１９０にて、上記式（３）を用いてＤｕｔｙ算出完了後、ステップＢ２００へ遷移する。

ステップＢ２００において、デューティ生成部３３０で実施される１処理周期辺りの処理を終了する。

次に、本発明の実施例１係る電力変換装置であるＤＣ−ＤＣコンバータ４００の制御装置３１０が備えるスイッチング信号生成部３３５について説明する。

図２で説明したように、スイッチング信号生成部３３５は、デューティ生成部３３０から入力されたデューティ比（Ｄｕｔｙ）に基づき、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のＭＯＳＦＥＴ２１０〜２８０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０〜Ｓ１００を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０〜Ｓ１００を生成する方法として、例えば位相シフトＰＷＭがある。

図５は、本発明の第１の実施例に係るＤＣ−ＤＣコンバータ４００の制御装置３１０に備えた位相シフトＰＷＭを適用したスイッチング信号生成部３３５の一形態である同期制御すなわちスイッチング方式切り替えフラグｆＳｗｉｔｃｈが１となっている場合（同期制御モード）の動作を説明する図である。

図５において、スイッチング信号生成部３３５は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０〜Ｓ６０のＯＮ時間とＯＦＦ時間の割合を５０％に固定し、かつ、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０〜Ｓ６０の位相差を変化させる。

そして、スイッチング信号生成部３３５は、ＭＯＳＦＥＴ２１０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０とＭＯＳＦＥＴ２４０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ６０のＯＮが重なる期間と、ＭＯＳＦＥＴ２２０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４０とＭＯＳＦＥＴ２３０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ５０のＯＮが重なる期間を、デューティ生成部３３０で生成したデューティ比（Ｄｕｔｙ）と等しくなるように調整する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００は、出力電圧もしくは出力電流をそれぞれの指令値に一致させることができる。

ここでは、一例として、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の１次側回路のＭＯＳＦＥＴ２１０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０を基準とし、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のＭＯＳＦＥＴ２１０〜２８０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０〜Ｓ１００を生成する方法について説明する。

まず、スイッチング信号生成部３３５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の１次側回路のＭＯＳＦＥＴ２１０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０は、ＯＮ時間とＯＦＦ時間の割合を５０％に固定したパルス信号で生成する。例えば、スイッチング周波数をＦｓｗ［Ｈｚ］とした場合には、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０のＯＮ時間とＯＦＦ時間は、次式（４）で表せる。すなわち、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０のＯＮ時間とＯＦＦ時間は、スイッチング１周期の５０％になる。

Ｓ３０のＯＮ時間＝Ｓ３０のＯＦＦ時間＝０．５／Ｆｓｗ ・・・（４）
次に、スイッチング信号生成部３３５は、ＭＯＳＦＥＴ２２０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４０を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４０は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０がＯＮとなっている期間にＯＦＦとなり、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０がＯＦＦとなっている期間にＯＮとなるように生成する。

次に、スイッチング信号生成部３３５は、ＭＯＳＦＥＴ２３０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ５０を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ５０は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０がＯＮとなってから、デューティ生成部３３０で生成したデューティ比（Ｄｕｔｙ）分だけ遅らせてＯＮし、スイッチング１周期の５０％の時間が経過した時にＯＦＦとなるように生成する。

次に、スイッチング信号生成部３３５は、ＭＯＳＦＥＴ２４０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ６０を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ６０は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４０がＯＮとなってから、デューティ生成部３３０で生成したデューティ比（Ｄｕｔｙ）分だけ遅らせてＯＮし、スイッチング１周期の５０％の時間が経過した時にＯＦＦとなるように生成する。

このように、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０〜Ｓ６０を生成することにより、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０とＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ６０のＯＮとなる期間が重なる期間と、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４０とＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ５０のＯＮとなる期間が重なる期間を、デューティ生成部３３０で生成したデューティ比（Ｄｕｔｙ）と等しくなるように調整することができる。

次に、スイッチング信号生成部３３５は、ＭＯＳＦＥＴ２５０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ７０を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ７０は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０がＯＦＦとなってから、所定の待ち時間α１だけ遅らせてＯＮとなる。そして、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ７０は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０がＯＦＦとなってから、デューティ生成部３３０で生成したデューティ比（Ｄｕｔｙ）と所定の継続時間βを合計した時間が経過した時にＯＦＦとなるように生成される。

次に、スイッチング信号生成部３３５は、ＭＯＳＦＥＴ２６０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ８０を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ８０は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４０がＯＦＦとなってから、所定の待ち時間α１だけ遅らせてＯＮとなる。そして、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ８０は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４０がＯＦＦとなってから、デューティ比（Ｄｕｔｙ）と所定の継続時間βを合計した時間が経過した時にＯＦＦとなるように生成される。

このように、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ７０とＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ８０を生成することにより、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０とＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ５０のＯＮが重なる期間と、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４０とＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ６０のＯＮが重なる期間に発生する循環電流を低減することができる。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の２次側回路のスナバ用キャパシタ２５に蓄積されたサージエネルギーを負荷１１０に供給することができる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００を高効率化することができる。

次に、スイッチング信号生成部３３５は、ＭＯＳＦＥＴ２７０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ９０を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ９０は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ７０がＯＦＦとなってから、所定の待ち時間α２だけ遅らせてＯＮとなる。そして、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ９０は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０のＯＦＦと同時にＯＦＦするように生成する。

次に、スイッチング信号生成部３３５は、ＭＯＳＦＥＴ２８０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１００を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１００は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ８０がＯＦＦとなってから、所定の待ち時間α２だけ遅らせてＯＮとする。そして、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１００は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ４０のＯＦＦと同時にＯＦＦとなるように生成する。

このように、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ９０とＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１００を生成することにより、ＭＯＳＦＥＴ２７０とＭＯＳＦＥＴ２８０の寄生ダイオードに流れる電流を低減することができる。すなわち、同期整流することができるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００を高効率化することができる。

なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の各相の上下アームのＭＯＳＦＥＴの短絡を防止することに加えて、ゼロ電圧スイッチングをするために、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のＭＯＳＦＥＴ２１０〜２４０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０〜Ｓ６０に、それぞれデッドタイムを設けることが望ましい。また、スイッチング信号生成部３３５に入力されたデューティ比（Ｄｕｔｙ）が０（零）である場合には、スイッチング信号生成部３３５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００のＭＯＳＦＥＴ２１０〜２８０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０〜Ｓ１００を全てＯＦＦするように生成する。

図６は、本発明の実施例１に係る電力変換装置であるＤＣ−ＤＣコンバータ４００の制御装置３１０に備えた位相シフトＰＷＭを適用したスイッチング信号生成部３３５の一形態である非同期制御すなわちスイッチング方式切り替えフラグｆＳｗｉｔｃｈが０となっている場合（非同期制御モード）の動作を説明する図である。

図６において、スイッチング信号生成部３３５は、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０、Ｓ４０、Ｓ５０、Ｓ６０、Ｓ７０、Ｓ８０を生成するが、その信号出力は、図５に示したように、同期制御すなわちスイッチング方式切り替えフラグｆＳｗｉｔｃｈが１となっている場合と同様である。

次に、スイッチング信号生成部３３５は、ＭＯＳＦＥＴ２７０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ９０を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ９０は、常時ＯＦＦとなるように生成する。

次に、スイッチング信号生成部３３５は、ＭＯＳＦＥＴ２８０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１００を生成する。ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１００は、常時ＯＦＦとなるように生成する。

ＭＯＳＦＥＴ２７０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ９０およびＭＯＳＦＥＴ２８０のＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１００を、常時ＯＦＦとすることは、高電圧側スイッチング回路と低電圧側スイッチング回路のスイッチング状態が非同期となるように制御するためのスイッチングのデューティ比が、高電圧側スイッチング回路と低電圧側スイッチング回路のスイッチング状態が同期となるように制御するためのスイッチングのデューティ比より小さいことを意味する。

このように、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ９０とＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１００を生成することにより、電流がＭＯＳＦＥＴ２７０とＭＯＳＦＥＴ２８０のスイッチ部を通流せず寄生ダイオードを常に通流することとなり、通流の方向を制限することができる。つまり、ＭＯＳＦＥＴ２７０とＭＯＳＦＥＴ２８０のドレインからソースへの電流の通流を行わず、ソースからドレインへの電流の通流のみを行うように制限する事となる。

ＭＯＳＦＥＴ２７０とＭＯＳＦＥＴ２８０のソースからドレインへの電流の通流が実行される場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００から低圧側バッテリ１００及び負荷１１０へ電流を通流することとなり、低圧側バッテリ１００の充電と負荷１１０への電力供給が実行されることとなる。反対に、ＭＯＳＦＥＴ２７０とＭＯＳＦＥＴ２８０のドレインからソースへの電流通流が実行される場合、低圧側バッテリ１００及び負荷１１０からＤＣ−ＤＣコンバータ４００へ向かって電流が通流することとなり、この場合変圧器５０を介してＤＣ−ＤＣコンバータ４００の１次側回路へ電流が通流し、最終的に高圧側バッテリ１０へ電流が通流、充電されることとなる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の動作が高圧側バッテリ１０から低圧側バッテリ１００の充電及び負荷１１０への電力供給を主たる機能と想定した場合、低圧側バッテリ１００から高圧側バッテリ１０への充電動作を防止したい場合がある。そのような場合、図６で説明したような非同期制御を実行することにより意図しない低圧側バッテリ１００から高圧側バッテリ１０への充電動作を防止する事が可能となる。

以上のように、本発明の実施例１においては、スイッチングサージを吸収できるスナバ用キャパシタ（サージ電圧抑制用キャパシタ）２５を低圧側スイッチング回路（交流を直流に変換するスイッチング素子２５０、２６０、２７０、２８０を有する回路）に並列に接続し、スイッチング開始が要求されてから、所定時間経過するまでは、スナバ用キャパシタ２５が満充電又は満充電に近づいていないと判断し、低圧側スイッチング回路と、高圧側スイッチング回路（直流を交流に変換するスイッチング素子２１０、２２０、２３０、２４０を有する回路）とが、非同期となるように制御し、所定時間経過後は、低圧側スイッチング回路と高圧側スイッチング回路とが同期となるように制御装置３１０が制御し、かつ、電流逆流が発生しないように低圧側スイッチング回路及び高圧側スイッチング回路のデューティ比を制御するように構成されている。

よって、本発明の実施例１によれば、電流逆流を抑制でき、かつ、電流応答性及び電力変換効率を向上可能な電力変換装置であるＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。

（実施例２）
次に、本発明の実施例２について説明する。

実施例２の全体構成及び動作については、図１に示した回路、図２に示した内部機能ブロック、図４に示したフロー及び図５に示したフローと同様となるため、図示及び詳細な説明は省略する。ただし、図２のスイッチング方式切り替え部３２５は、電圧センサ１９３の検出電圧が供給される構成となる。実施例１と実施例２との相違点は、非同期制御モードとするか同期制御モードとするかの判断フローである。つまり、実施例２は、図３に示したフローとは異なるフローにより、制御モードを判断している。

図７は、本発明の実施例２においてスイッチング制御方式切り替え部３２５で実行される１処理周期辺りの処理を説明するフロー図である。本フローに従い、スイッチング制御方式切り替え部３２５は繰り返し処理を実施する。

図７のステップＣ１０において、処理を開始し、ステップＣ２０に遷移する。ステップＣ２０において、動作指令ｆＲｅｑを監視しスイッチング開始要求があるか（条件１）、及び出力電圧指令Ｖｒｅｆが出力電圧のデジタル値ＶＤ１０を上回っているか（条件２）を確認する。

ステップＣ２０において、上記条件１および条件２が同時に成立する場合はステップＣ３０に遷移し、ステップＣ２０において、いずれか一方でも条件が成立しない場合はステップＡ４０へ遷移する。

ステップＣ３０において、スイッチング制御方式切り替え部３２５には電圧センサ１９３の電圧検出値Ｖｃｃが供給されており、電圧検出値Ｖｃｃが、あらかじめ制御装置３１０に記憶しておいた所定値ＶｃｃＬｉｍを上回っているかを判断する。つまり、スナバ用キャパシタ１９３が満充電又は満受電充電に近づいたか否かを判断する。

ステップＣ３０において、電圧検出値Ｖｃｃが所定値ＶｃｃＬｉｍを上回っていない場合は、ステップＣ４０へ遷移し、上回っている場合は、ステップＣ５０に遷移する。

ステップＣ４０において、スイッチング方式切り替えフラグｆｓｗｉｔｃｈに０をセットして出力する。フラグｆｓｗｉｔｃｈに０がセットされた場合、ＭＯＳＦＥＴ２７０、２８０のスイッチング動作を停止するスイッチング制御モード（非同期制御モード）での動作をスイッチング信号生成部３３５に対して要求する。非同期制御モードでの動作を要求する信号の出力完了後、ステップＣ６０へ遷移する。

ステップＣ３０から遷移したステップＣ５０において、スイッチング方式切り替えフラグｆｓｗｉｔｃｈに１をセットして出力する。スイッチング方式切り替えフラグｆｓｗｉｔｃｈに１がセットされた場合、ＭＯＳＦＥＴ２５０、２６０２７０、２８０のスイッチング動作をＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０に同期して実施するスイッチング制御モード（同期制御モード）での動作をスイッチング信号生成部３３５に対して要求する。同期制御モードでの動作を要求する信号の出力完了後、ステップＣ６０へ遷移する。

ステップＣ６０において、スイッチング制御方式切り替え部３２５で実実行される１処理周期辺りの処理を終了する。

上述した実施例２においても、実施例１と同様な効果を得ることができる。

（実施例３）
次に、本発明の実施例３について、説明する。

上述した実施例１及び２においては、低圧側のスイッチング回路のスイッチング素子を全てＭＯＳＦＥＴとしたが、一部をスイッチング素子としてダイオードを用いても、同様な制御となるように構成することも可能である。

実施例３は、低圧側のスイッチング回路のスイッチング素子の一部をＭＯＳＦＥＴに代えてダイオードとする例である。

図８は、本発明の実施例３による電力変換装置であるＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の回路図である。

図８に示した例と、図１に示した例との相違点は、図８に示した例は、図１の２次側回路のＭＯＳＦＥＴ２５０に代えてダイオード２５５が配置され、ＭＯＳＦＥＴ２６０に代えてダイオード２６５が配置されているところである。他の構成は、図１に示した例と図８に示した例とは同様となっている。

図８において、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５は、１次側回路が高圧側バッテリ１０に接続され、２次側回路側は低圧側バッテリ１００と、補機系負荷１１０（以下、負荷１１０）に並列に接続される。１次側回路と２次側回路は変圧器５０を介して１次側回路と磁気的に結合されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の１次側回路は、図１に示した１次側回路と同等の構成となっている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の２次側回路は、平滑用キャパシタ９０と、平滑用インダクタ８０と、スナバ用キャパシタ２５と、電圧センサ１９０と、電流センサ２００と、ＭＯＳＦＥＴ２７０及び２８０と、ダイオード２５５及び２６５を有し、１次側回路と２次側回路とは変圧器５０により電気的の接続されている。

変圧器５０の２次側巻線７０の一端が、変圧器５０の２次側巻線６０の他端及び平滑用インダクタ８０の一端に接続され、２次側巻線７０の他端は、ダイオード２６５のアノードと、ＭＯＳＦＥＴ２８０のドレインに接続される。

ダイオード２５５のカソードがスナバ用キャパシタ２５の一端に接続され、このダイオード２５５のアノードは変圧器５０の２次側巻線６０の一端及びＭＯＳＦＥＴ２７０のドレインに接続される。

ダイオード２６５のカソードがスナバ用キャパシタ２５の一端に接続され、このダイオード２６５のアノードは変圧器５０の２次側巻線７０の他端及びＭＯＳＦＥＴ２８０のドレインに接続される。

電圧センサ１９３の一端がダイオード２５５及び２６５のカソードへ接続され、電圧センサ１９３の他端がＭＯＳＦＥＴ２７０のソース、ＭＯＳＦＥＴ２８０のソース及び電流センサ２００の一端に接続される。電流センサ２００は分圧抵抗とオペアンプを用いた非反転増幅器や差動増幅器などにより構成される。

ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５の制御装置３１５は、入力電圧Ｖ５と、出力電圧Ｖ１０と、出力電流Ｉ１０とに基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５のスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ２１０のＯＮ／ＯＦＦを制御するためのゲート電圧Ｖ３０を生成し、生成したゲート電圧Ｖ３０をＭＯＳＦＥＴ２１０のゲートに入力する。制御装置３１５は、以下同様に、ゲート電圧Ｖ４０をＭＯＳＦＥＴ２２０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ５０をＭＯＳＦＥＴ２３０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ６０をＭＯＳＦＥＴ２４０のゲートに入力する。さらに、制御装置３１５は、ゲート電圧Ｖ９０をＭＯＳＦＥＴ２７０のゲートに入力し、ゲート電圧Ｖ１００をＭＯＳＦＥＴ２８０のゲートに入力する。

ただし、ゲートドライブ回路３４０は、スイッチング信号生成部３３５で生成したＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ３０、Ｓ４０、Ｓ５０、Ｓ６０、Ｓ７０、Ｓ８０、Ｓ９０、Ｓ１００に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０５のＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０、２７０、２８０をＯＮ／ＯＦＦさせるためのゲート電圧Ｖ３０、Ｖ４０、Ｖ５０、Ｖ６０、Ｖ７０、Ｖ９０、Ｖ１００を生成し、かつ、Ｖ７０及びＶ８０も生成するが、本実施例３においては、実施例１のようなＭＯＳＦＥＴ２５０、２６０は存在しない。従って、ＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ７０、Ｓ８０、ゲート電圧Ｖ７０及びＶ８０は無効となる。

このような構成であっても、ＭＯＳＦＥＴ２１０、２２０、２３０、２４０、２７０、２８０のスイッチング動作により電力変換動作は実現可能であるため問題はない。

以上のような実施例３の構成を用いた場合であっても、図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータ制御装置３１０と同様な構成とすることより、第１の実施例と同様の効果が得られる。

なお、本発明の電力変換装置は、車両用のみならず、例えば、電車、産業用ロボット等にも適用可能である。

１０・・・高圧側バッテリ、２０・・・フィルタキャパシタ、２５・・・スナバ用キャパシタ（サージ電圧抑制用キャパシタ）、４０・・・１次側巻線、５０・・・変圧器、６０、７０・・・２次側巻線、９０・・・平滑用キャパシタ、１００・・・低圧側バッテリ、１９０、１９２、１９３・・・電圧センサ、２１０、２２０、２３０、２４０・・・高圧側スイッチング素子、２５０、２６０、２７０、２８０・・・低圧側スイッチング素子
、３１０・・・制御装置、３２０・・・Ａ／Ｄ変換器、３２５・・スイッチング方式切り替え部、３３０・・・デューティ生成部、３３５・・・スイッチング信号生成部、３４０・・・ゲートドライブ回路

Claims (6)

1. １次側巻線及び２次側巻線を有する変圧器と、
   上記変圧器の上記１次側巻線と高電圧側電源との間に接続される高電圧側スイッチング回路と、
   上記変圧器の上記２次側巻線と低電圧側電源の間に接続される低電圧側スイッチング回路と、
   上記低電圧側スイッチング回路に電気的に並列に接続されるサージ電圧抑制用キャパシタと、
   上記高電圧側スイッチング回路及び低電圧側スイッチング回路のスイッチング状態を制御する制御装置と、を備え、
   上記制御装置は、
   上記サージ電圧抑制用キャパシタの充電状態を検知し、上記サージ電圧抑制用キャパシタが満充電又は満充電に近づいたことを判断するまで、上記高電圧側スイッチング回路と上記低電圧側スイッチング回路のスイッチング状態が非同期となるように制御し、
   上記サージ電圧抑制用キャパシタが満充電又は満充電に近づいたことを判断すると、上記高電圧側スイッチング回路と上記低電圧側スイッチング回路のスイッチング状態が同期するように制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   上記制御装置は、
   上記高電圧側スイッチング回路と上記低電圧側スイッチング回路のスイッチング状態が非同期となるように制御を開始してから所定時間を経過した場合に、上記サージ電圧抑制用キャパシタが満充電又は満充電に近づいたと判断することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   上記サージ電圧抑制用キャパシタの電圧を検出する電圧センサを、さらに備え、上記制御装置は、上記電圧センサにより検出された上記サージ電圧抑制用キャパシタの電圧が所定値を上回っている場合に、上記サージ電圧抑制用キャパシタが満充電又は満充電に近づいたと判断することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   上記制御装置は、上記高電圧側スイッチング回路と上記低電圧側スイッチング回路のスイッチング状態が非同期となるように制御するためのスイッチングのデューティ比は、上記高電圧側スイッチング回路と上記低電圧側スイッチング回路のスイッチング状態が同期となるように制御するためのスイッチングのデューティ比より小さいことを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項２、３および４のうちのいずれか一項に記載の電力変換装置において、
   上記制御装置は、
   上記低電圧側スイッチング回路のスイッチング状態を、上記高圧側スイッチング回路のスイッチング状態と、非同期とするか同期とするかを切り替えるためのスイッチング方式切り替えフラグを生成するスイッチング方式切り替え部と、
   上記スイッチング方式切り替え部が生成したスイッチング方式切り替えフラグに基づいて、上記低電圧側スイッチング回路のスイッチングのデューティ比と、上記高圧側スイッチング回路のスイッチングのデューティ比とを生成するデューティ生成部と、
   上記スイッチング方式切り替えフラグと、上記デューティ生成部が生成した上記低電圧側スイッチング回路のスイッチングのデューティ比と及び上記高圧側スイッチング回路のスイッチングのデューティ比とに基づいて、上記低電圧側スイッチング回路のスイッチング及び上記高圧側スイッチング回路のスイッチングを行うためのスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部と、
   を有することを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項２、３、４および５のうちのいずれか一項に記載の電力変換装置において、
   上記電力変換装置は、車両に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする電力変換装置。

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