JP6881675B2 - アンテナモジュール - Google Patents

Description

本開示は、アンテナモジュールに関し、より特定的には、複数のアンテナ素子を有するアンテナモジュールにおける特性低下を抑制する構造に関する。

従来から、携帯端末などの無線通信の分野において、送信側および受信側で複数のアンテナ素子（たとえば、２〜８個）を用いて通信するＭＩＭＯ（Multiple-Input and Multiple-Output）技術が知られている。ＭＩＭＯ技術を用いることで、通信周波数の帯域幅や送信出力を強化しなくとも、データのスループットや通信できる距離を改善することができるという利点がある。

国際公開第２０１６／０６７９６９号（特許文献１）には、誘電体基板にアンテナ素子と高周波半導体素子とが一体化して実装されたアンテナモジュールが開示されている。特許文献１に開示されたアンテナモジュールにおいては、１つの高周波半導体素子から複数のアンテナ素子に高周波電力が供給されており、上記のＭＩＭＯにも適用することが可能である。

国際公開第２０１６／０６７９６９号

近年、スマートフォンなどの携帯端末のユーザ数が増加し、さらにはＩｏＴなどの技術革新により無線通信機能を有する電子機器も増加している。これにより、無線ネットワークの通信トラフィックが増大し、通信速度および通信品質が低下してしまうことが懸念されている。

このような課題を解決するために、上記のようなＭＩＭＯ技術をさらに発展させたマッシブＭＩＭＯ（Massive MIMO）が注目されている。マッシブＭＩＭＯは、通常のＭＩＭＯよりも多くの数（たとえば、１２８個）のアンテナ素子を用いて高度なビームフォーミングおよび空間多重などの技術を実現することによって、端末ごとに個別の電波を割り当てて、通信速度の高速化および通信品質の向上を図る技術である。

このような多数のアンテナ素子を用いた無線送信を行なう場合、複数の高周波半導体素子から複数のアンテナ素子に送信すべき高周波信号が出力される。また、複数の高周波半導体素子には、同一の基準信号が入力される。そのため、アンテナモジュールにおいては、当該基準信号を複数の高周波半導体素子に分配するための分配器が用いられる。一方で、携帯端末などの通信装置については、さらなる小型化，薄型化が要求されており、これに伴ってアンテナモジュール自体の小型化，薄型化が必要とされている。

一般的に、アンテナモジュールにおいては、高効率化および低損失化を実現するために、信号の伝達経路にわたるインピーダンスが所定のインピーダンス（たとえば、５０Ωあるいは７５Ω）になるように設計される。上述のマッシブＭＩＭＯを実現するためにアンテナモジュールの誘電体基板に分配器が設けられる場合、アンテナモジュール全体の高さ（厚み）を低減すると、分配器の寄生容量成分が大きくなって所望のインピーダンスを実現できず、目標となる通信特性を確保することが困難になる可能性がある。

本開示は、このような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、分配器を内蔵したアンテナモジュールにおいて、通信特性の低下を抑制しつつ小型化を実現することである。

本開示の局面に従うアンテナモジュールは、多層構造を有する誘電体基板と、第１アンテナ群および第２アンテナ群と、第１給電回路および第２給電回路と、分配器と、誘電体基板に配置された第１接地電極とを備える。第１アンテナ群および第２アンテナ群の各々は、誘電体基板に配置される複数のアンテナ素子を含む。第１給電回路および第２給電回路は、第１アンテナ群および第２アンテナ群に、高周波電力をそれぞれ供給する。分配器は、入力した高周波信号を、第１給電回路および第２給電回路に分配する。第１給電回路および第２給電回路は、誘電体基板の実装面に実装される。分配器は、誘電体基板において、第１アンテナ群および第２アンテナ群が配置される層よりも実装面側の層に配置される。分配器は、第１のインピーダンスを有する第１線路と、第１のインピーダンスよりも高い第２のインピーダンスを有する２つの第２線路とを含む。誘電体基板の実装面の法線方向からアンテナモジュールを平面視すると、第１接地電極の少なくとも分配器の第２線路と対向する部分に開口部が形成される。

好ましくは、第１接地電極は、誘電体基板において、分配器が配置される層と実装面との間に配置される。

好ましくは、アンテナモジュールは、誘電体基板において、分配器が配置される層と、第１アンテナ群および第２アンテナ群が配置される層との間に配置された第２接地電極をさらに備える。

好ましくは、誘電体基板の法線方向からアンテナモジュールを平面視すると、第２接地電極の少なくとも分配器の第２線路と対向する部分に開口部が形成される。

好ましくは、誘電体基板の法線方向からアンテナモジュールを平面視すると、開口部は、第１給電回路および第２給電回路のいずれとも重ならない位置に形成されている。

好ましくは、第１接地電極は、誘電体基板において、分配器が配置される層と、第１アンテナ群および第２アンテナ群が配置される層との間に配置される。

好ましくは、アンテナモジュールは、実装面に配置され、高周波信号を生成して分配器に出力する発振器をさらに備える。高周波信号は、第１給電回路および第２給電回路で用いられる基準周波数信号である。

好ましくは、分配器は、ウィルキンソン型の分配器である。
好ましくは、分配器は、第２線路間に接続されたチップ抵抗器を含む。

好ましくは、チップ抵抗器のチップサイズは、０．４ｍｍ×０．２ｍｍ以下である。
好ましくは、複数のアンテナ素子は二次元配列される。

好ましくは、アンテナモジュールは、第１アンテナ群および第２アンテナ群に含まれる複数のアンテナ素子の各々に対応して設けられる無給電素子をさらに備える。

好ましくは、法線方向からアンテナモジュールを平面視すると、分配器は、第１給電回路と第２給電回路との間に配置されている。

本開示によるアンテナモジュールにおいては、接地電極に設けられた開口部によって、アンテナモジュールを平面視した場合に誘電体基板内に配置された分配器と接地電極とが重ならない構成となる。これにより、分配器の特に高インピーダンス線路と接地電極との間の寄生容量を低減することができるので、アンテナモジュールの厚さを薄くしても所望のインピーダンスを実現し易くなる。したがって、高周波信号の伝達経路における反射および損失の増加を抑制することができ、通信特性低下の抑制と小型化を実現することができる。

実施の形態に係るアンテナモジュールが適用される通信装置のブロック図である。 図１のアンテナモジュールの断面図である。 図２で示される分配器の詳細な構成を説明するための図である。 ２×４個のアンテナ素子を用いるアンテナモジュールの例において、アンテナ素子を含む層を平面視した図である。 図４のアンテナモジュールにおいて、ＲＦＩＣを含む層をＢＢＩＣ側から平面視した図である。 図４のアンテナモジュールにおいて、分配器を含む層を平面視した図である。 図４のアンテナモジュールにおいて、第２接地電極を含む層をＢＢＩＣ側から平面視した図である。 ４×４個のアンテナ素子を用いるアンテナモジュールの例において、アンテナ素子を含む層を平面視した図である。 図８のアンテナモジュールにおいて、ＲＦＩＣを含む層をＢＢＩＣ側から平面視した図である。 図８のアンテナモジュールにおいて、分配器を含む層を平面視した図である。 図８のアンテナモジュールにおいて、第２接地電極を含む層をＢＢＩＣ側から平面視した図である。 ウィルキンソン型分配器の抵抗器として０４０２サイズのチップ抵抗器を使用した場合のスミスチャートの例である。 ウィルキンソン型分配器の抵抗器として０６０３サイズのチップ抵抗器を使用した場合のスミスチャートの例である。 ０４０２サイズのチップ抵抗器を使用した場合のウィルキンソン型分配器の特性を示す図である。 ０６０３サイズのチップ抵抗器を使用した場合のウィルキンソン型分配器の特性を示す図である。

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

（通信装置の基本構成）
図１は、本実施の形態に係るアンテナモジュール１００が適用される通信装置１０のブロック図である。通信装置１０は、たとえば、携帯電話、スマートフォンあるいはタブレットなどの携帯端末や、通信機能を備えたパーソナルコンピュータなどである。

図１を参照して、通信装置１０は、アンテナモジュール１００と、ベースバンド信号処理回路を構成するＢＢＩＣ２００とを備える。アンテナモジュール１００は、複数のＲＦＩＣ（Radio Frequency Integrated Circuit）１１０Ａ〜１１０Ｄと、アンテナアレイ１２０と、発振器（ＯＳＣ）１３０と、分配器（ＤＩＶ）１４０とを備える。通信装置１０は、ＢＢＩＣ２００からアンテナモジュール１００へ伝達された信号を高周波信号にアップコンバートしてアンテナアレイ１２０から放射するとともに、アンテナアレイ１２０で受信した高周波信号をダウンコンバートしてＢＢＩＣ２００にて信号処理する。

アンテナアレイ１２０は複数のアンテナ素子１２１を含む。図１においては、複数のアンテナ素子１２１として１６個のアンテナ素子１２１が４×４に二次元配列され、４個のアンテナ素子１２１で構成されるアンテナ群１２３Ａ〜１２３Ｄに対して、ＲＦＩＣ１１０Ａ〜１１０Ｄがそれぞれ設けられる構成を例として説明する。なお、図１では、説明を容易にするために、アンテナ群１２３Ａに対応するＲＦＩＣ１１０Ａの詳細構成が示されており、同様の構成を有する他のＲＦＩＣ１１０Ｂ〜１１０Ｄに対応する構成については省略されている。

なお、以降の説明において、ＲＦＩＣ１１０Ａ〜１１０Ｄを総称して「ＲＦＩＣ１１０」とも称し、アンテナ群１２３Ａ〜１２３Ｄを総称して「アンテナ群１２３」とも称する。

ＲＦＩＣ１１０は、スイッチ１１１Ａ〜１１１Ｄ，１１３Ａ〜１１３Ｄ，１１７と、パワーアンプ１１２ＡＴ〜１１２ＤＴと、ローノイズアンプ１１２ＡＲ〜１１２ＤＲと、減衰器１１４Ａ〜１１４Ｄと、移相器１１５Ａ〜１１５Ｄと、信号合成／分波器１１６と、ミキサ１１８と、増幅回路１１９とを備える。

ＲＦＩＣ１１０は、各アンテナ素子１２１に高周波電力を供給する給電回路として機能する。高周波信号を送信する場合には、スイッチ１１１Ａ〜１１１Ｄ，１１３Ａ〜１１３Ｄがパワーアンプ１１２ＡＴ〜１１２ＤＴ側へ切換えられるとともに、スイッチ１１７が増幅回路１１９の送信側アンプに接続される。高周波信号を受信する場合には、スイッチ１１１Ａ〜１１１Ｄ，１１３Ａ〜１１３Ｄがローノイズアンプ１１２ＡＲ〜１１２ＤＲ側へ切換えられるとともに、スイッチ１１７が増幅回路１１９の受信側アンプに接続される。

ＢＢＩＣ２００から伝達された信号は、増幅回路１１９で増幅され、ミキサ１１８でアップコンバートされる。アップコンバートされた送信信号は、信号合成／分波器１１６で４分波され、４つの信号経路を通過して、それぞれ異なるアンテナ素子１２１に給電される。このとき、各信号経路に配置された移相器１１５Ａ〜１１５Ｄの移相度が個別に調整されることにより、アンテナアレイ１２０の指向性を調整することができる。

また、各アンテナ素子１２１で受信された受信信号は、それぞれ、異なる４つの信号経路を経由し、信号合成／分波器１１６で合波される。合波された受信信号は、ミキサ１１８でダウンコンバートされ、増幅回路１１９で増幅されてＢＢＩＣ２００へ伝達される。

ＲＦＩＣ１１０は、例えば、上記回路構成を含む１チップの集積回路部品として形成される。あるいは、ＲＦＩＣ１１０に含まれる機器のうち、各アンテナ素子１２１に対応する機器（スイッチ、パワーアンプ、ローノイズアンプ、減衰器、移相器）については、対応するアンテナ素子１２１毎に１チップの集積回路部品として形成されてもよい。

発振器１３０は、各ＲＦＩＣ１１０において用いられる基準周波数信号を生成する発振器である。発振器１３０で生成された基準周波数信号は、分配器１４０で分波されて、各ＲＦＩＣ１１０のミキサ１１８へ出力される。ミキサ１１８は、ＢＢＩＣ２００から伝達される中間周波数（たとえば、３．５ＧＨｚ±０．５ＧＨｚ）の信号を、発振器１３０からの基準周波数信号（たとえば、２３〜２６ＧＨｚ）と混合することによって高周波信号を生成する。また、ミキサ１１８は、アンテナ素子１２１で受信した高周波信号を発振器１３０からの基準周波数信号と混合することによって、中間周波数の信号を生成する。

（アンテナモジュールの構成）
図２は、図１のアンテナモジュール１００がＢＢＩＣ２００に実装された状態の断面図である。図２を参照して、アンテナモジュール１００は、多層構造の誘電体基板１２５を備える。誘電体基板１２５は、たとえば低温同時焼成セラミックス（Low Temperature Co-fired Ceramics：ＬＴＣＣ）で形成される。なお、アンテナモジュール１００は、ＢＢＩＣ２００に実装されていなくてもよく、ＢＢＩＣ２００が実装されたマザーボードに実装されていてもよい。

誘電体基板１２５の内部の層には、図１で説明したアンテナ素子１２１が配置される。図２においては、アンテナ群１２３Ａおよびアンテナ群１２３Ｂに含まれるアンテナ素子がそれぞれ２つずつ示されている。

誘電体基板１２５の実装面１２６には、図示されていないが、機器を実装するための電極パターンおよび電極パターン同士を電気的に接続する配線パターンが形成されている。実装面１２６には、はんだバンプ１５５を介して、ＲＦＩＣ１１０Ａ，１１０Ｂおよび発振器１３０が実装される。また、整合回路を形成するキャパシタあるいはインダクタなどの機器１５０も、実装面１２６に実装される。

実装面１２６に実装された各機器は、樹脂１３５によってモールドされている。樹脂１３５には、ＢＢＩＣ２００との信号を授受するためのＩ／Ｏ用の貫通電極１６０が形成される。貫通電極１６０の実装面１２６側の端部は、実装面１２６に形成された配線パターンに接続されている。また、貫通電極１６０のＢＢＩＣ２００側の面に露出した端部は、電極パターン１６５およびはんだバンプ１７０を介してＢＢＩＣ２００表面の接続端子２１０に接続されている。貫通電極１６０および実装面１２６の配線パターンを経由して、ＢＢＩＣ２００と各ＲＦＩＣ１１０との間で信号が授受される。

誘電体基板１２５において、アンテナ素子１２１と実装面１２６との間の層に接地電極ＧＮＤ１（第１接地電極）が形成され、接地電極ＧＮＤ１と実装面１２６との間の層にさらに接地電極ＧＮＤ２（第２接地電極）が形成される。

アンテナ群１２３Ａに含まれるアンテナ素子には、ＲＦＩＣ１１０Ａから給電線１２８Ａを介して高周波信号が供給される。また、アンテナ群１２３Ｂに含まれるアンテナ素子には、ＲＦＩＣ１１０Ｂから給電線１２８Ｂを介して高周波信号が供給される。給電線１２８Ａ，１２８Ｂの各々は、接地電極ＧＮＤ１，ＧＮＤ２を貫通して、各アンテナ群に含まれるアンテナ素子１２１に接続される。

なお、誘電体基板１２５の、アンテナ素子１２１が配置される層よりも表面１２７側の層において、各アンテナ素子１２１に対向する位置に無給電素子１２２が配置されてもよい。

誘電体基板１２５の接地電極ＧＮＤ１よりも表面１２７側の部分は、アンテナモジュール１００において実質的なアンテナとして機能し、本明細書においてはこの領域を「アンテナ領域ＡＮＴ」と称する。また、誘電体基板１２５において、接地電極ＧＮＤ１と接地電極ＧＮＤ２との間の領域には、実装面１２６に実装された各機器同士、あるいは各機器とアンテナ素子との間を接続する配線パターンが形成され、本明細書においてはこの領域を「配線領域ＬＩＮＥ」と称する。さらに、樹脂１３５でモールドされた領域を、本明細書においては「部品領域ＰＲＴ」と称する。

分配器１４０は、上記の配線領域ＬＩＮＥの層に配置される。分配器１４０は、実装面１２６に実装された発振器１３０に接続されるとともに、配線領域ＬＩＮＥに形成される配線パターン１２９によって各ＲＦＩＣ１１０に接続される。分配器１４０は、発振器１３０からの基準周波数信号を受け、当該基準周波数信号を各ＲＦＩＣ１１０に分配する。

（分配器の構成）
図３は、図２で示される分配器１４０の詳細な構成を説明するための図である。本開示においては、分配器１４０として、ウィルキンソン型分配器を用いる。ウィルキンソン型分配器は、他のタイプの分配器に比べて低損失であり、かつ、分配された信号の位相が同位相となるという特徴を有する。

図３を参照して、分配器１４０は、入力ポートＩＮから入力された信号を分岐して、２つの出力ポートＯＵＴ１，ＯＵＴ２へ出力する。入力ポートＩＮから入力された信号は、Ｚ０のインピーダンスを有する線路１４１において分岐される。分岐された一方の信号は、Ｚ０よりも高いＺＬのインピーダンスを有する線路１４２、および、Ｚ０のインピーダンスを有する線路１４３を通って、出力ポートＯＵＴ１から出力される。他方の信号は、同じくＺＬのインピーダンスを有する線路１４４、および、Ｚ０のインピーダンスを有する線路１４５を通って出力ポートＯＵＴ２から出力される。なお、低インピーダンスの線路１４１，１４３，１４５は、本開示における「第１線路」に対応する。また、高インピーダンスの線路１４２，１４４は、本開示における「第２線路」に対応する。

高インピーダンスの線路１４２，１４４のインピーダンスＺＬは、低インピーダンスの線路１４１，１４３，１４５のインピーダンスの√２倍（ＺＬ＝√２×Ｚ０）に設定される。また、高インピーダンスの線路１４２，１４４の線路長は、伝達する代表的な高周波信号の波長をλとするとλ／４となるように設計されている。

また、分岐された２つの出力のアイソレーションを確保するために、線路１４３と線路１４５との間に、ＺＲのインピーダンスを有する抵抗器Ｒ１が接続される。抵抗器Ｒ１のインピーダンスは、低インピーダンスの線路１４１，１４３，１４５のインピーダンスの２倍（ＺＲ＝２×Ｚ０）に設定される。

たとえば、伝達経路のインピーダンスを５０Ω（すなわち、Ｚ０＝５０Ω）に設計する場合には、高インピーダンスの線路１４２，１４４は約７１Ω（ＺＬ＝７１Ω）、抵抗器Ｒ１のインピーダンスは１００Ω（ＺＲ＝１００Ω）に設定される。

図２に示されるようなアンテナモジュール１００は、スマートフォンなどの携帯端末に用いられる場合がある。このような携帯端末においては、機器の小型化および薄型化が求められている。図２に示されるアンテナモジュール１００において、アンテナ領域ＡＮＴの厚みは、通信に用いる高周波信号の周波数帯域などの仕様から決まるため、さらなる薄型化を実現するためには、配線領域ＬＩＮＥあるいは部品領域ＰＲＴの厚みを低減することが必要となる。

しかしながら、配線領域ＬＩＮＥを薄くすると、配線領域ＬＩＮＥに配置された分配器１４０と接地電極ＧＮＤ１，ＧＮＤ２との間の距離が短くなる。そうすると、分配器１４０と接地電極ＧＮＤ１，ＧＮＤ２との間の寄生容量が増加するため、分配器１４０の各線路（特に、高インピーダンスの線路１４２，１４４）のインピーダンスが十分に確保できない状態となり、信号の反射等によって損失が増加して通信特性が低下するおそれがある。

そのため、本実施の形態においては、配線領域ＬＩＮＥに含まれる接地電極ＧＮＤ１，ＧＮＤ２の少なくとも一方については、実装面１２６の法線方向からアンテナモジュール１００を平面視した場合に、分配器１４０における少なくとも高インピーダンスの線路１４２，１４４と重なりあう部分に開口部が形成される。なお、図２においては、実装面１２６側の接地電極ＧＮＤ２に開口部３００が形成される例が示されているが、これに代えてあるいは加えて接地電極ＧＮＤ１側に開口部を形成してもよい。ただし、接地電極ＧＮＤ１は、アンテナ領域ＡＮＴの基準電位として機能するとともに、配線領域ＬＩＮＥおよび部品領域ＰＲＴから放射されるノイズ信号を遮断するためのシールドとしても機能する。そのため、接地電極ＧＮＤ１よりも接地電極ＧＮＤ２側に開口部を形成することが好ましい。

また、分配器１４０の高インピーダンスの線路１４２，１４４と重なる部分だけではなく、線路１４２，１４４以外の分配器１４０の部分と重なる接地電極の部分についても開口部を形成するようにしてもよい。

このような構成とすることによって、分配器１４０と接地電極ＧＮＤ１あるいは接地電極ＧＮＤ２との間の寄生容量を低減できるので、分配器１４０を構成する各線路のインピーダンスを確保しやすくなる。その結果、各ポート（入力ポート，出力ポート）における反射特性が改善され、損失の低下を抑制することが可能となる。

（アンテナモジュールの各層の配置）
次に、図４〜図７および図８〜図１１を用いて、本実施の形態に係るアンテナモジュールの各層における機器の配置の例について説明する。ここで、図４〜図７は、８個のアンテナ素子１２１が２×４に二次元配列されたアンテナモジュールの例であり、図８〜図１１は、１６個のアンテナ素子１２１が４×４に二次元配列されたアンテナモジュールの例である。

図４および図８は、アンテナ素子１２１を含む層を平面視したものである。図５および図９は、ＲＦＩＣ１１０を含む層をＢＢＩＣ２００側から平面視した図である。図６および図１０は、分配器を１４０（１４０Ａ）含む層を平面視した図である。図７および図１１は、接地電極ＧＮＤ２を含む層をＢＢＩＣ２００側から平面視した図である。

図４を参照して、８個のアンテナ素子１２１は、２×４に二次元配列される。このうちの一方の２×２個のアンテナ素子をアンテナ群１２３Ａとし、他方の２×２個のアンテナ素子をアンテナ群１２３Ｂとする。

そして、図５に示されるように、アンテナ群１２３Ａに対してＲＦＩＣ１１０Ａが配置され、アンテナ群１２３Ｂに対してＲＦＩＣ１１０Ｂが配置される。図５においては、各ＲＦＩＣは、アンテナモジュール１００を平面視した場合に、対応するアンテナ群に含まれる４つのアンテナ素子１２１の配置中心にＲＦＩＣの対角線中心が重なるように配置されている。

分配器１４０は、図６に示されるように、アンテナモジュール１００を平面視した場合に、２つのＲＦＩＣ１１０Ａ，１１０Ｂと重ならない位置に形成されている。さらに、分配器１４０は、２つのＲＦＩＣ１１０Ａ，１１０Ｂとの距離が短くかつ等しくなるように、ＲＦＩＣ１１０ＡとＲＦＩＣ１１０Ｂとの間に配置される。このような位置に分配器１４０を配置することによって、２つのＲＦＩＣ１１０Ａ，１１０Ｂに対して、同位相かつ低損失で高周波信号を供給することができる。これにより、優れた指向制御性を有する高ゲインのアンテナモジュールを実現することができる。

接地電極ＧＮＤ２には、図７に示されるように、アンテナモジュール１００を平面視した場合に、当該分配器１４０の少なくとも高インピーダンス線路と重なる部分に開口部３００が形成される。なお、ＲＦＩＣ１１０と分配器１４０との間の電磁界干渉を抑制するために、開口部３００についても、２つのＲＦＩＣ１１０Ａ，１１０Ｂと重ならないように形成することが好ましい。

次に、４×４個のアンテナ素子１２１が二次元配列された例について説明する。図８を参照して、１６個のアンテナ素子１２１は、２×２個のアンテナ素子１２１を含む４つのアンテナ群１２３Ａ，１２３Ｂ，１２３Ｃ，１２３Ｄにグルーピングされる。そして、アンテナ群１２３Ａに対してＲＦＩＣ１１０Ａが配置され、アンテナ群１２３Ｂに対してＲＦＩＣ１１０Ｂが配置され、アンテナ群１２３Ｃに対してＲＦＩＣ１１０Ｃが配置され、アンテナ群１２３Ｄに対してＲＦＩＣ１１０Ｄが配置される（図９）。

図３で示したウィルキンソン型分配器を用いて４つのアンテナ群に対して信号を分配するためには、図１０に示す分配器１４０Ａのように、３つの分配器が必要となる。より具体的には、発振器１３０から出力された高周波信号は、まず分配器１４０Ａ１によって２系統に分岐される。そして、一方の出力が分配器１４０Ａ２に入力され、他方の出力が分配器１４０Ａ３に入力される。分配器１４０Ａ２で分岐された信号は、ＲＦＩＣ１１０Ａ，１１０Ｂに供給される。分配器１４０Ａ３で分岐された信号は、ＲＦＩＣ１１０Ｃ，１１０Ｄに供給される。

図１０に示されるように、３つの分配器で形成される分配器１４０Ａは、アンテナモジュール１００を平面視した場合に、ＲＦＩＣ１１０Ａ〜１１０Ｄのいずれとも重ならない位置に、配線長が等しくなるように配置される。そして、アンテナモジュール１００を平面視した場合に分配器１４０Ａの少なくとも高インピーダンス線路と重なる接地電極ＧＮＤ２の部分に、開口部３００Ａが形成される（図１１）。

なお、上記の説明においては、各アンテナ素子に対してＲＦＩＣから１つの高周波信号が供給される１偏波タイプのアンテナモジュールの例について説明したが、各アンテナ素子に対して２つの異なる高周波信号が供給される２偏波タイプのアンテナモジュールに対しても、上述のような構成を適用することができる。

（分配器の抵抗器について）
図３で説明したように、ウィルキンソン型分配器においては、２つの出力ポート間のアイソレーションを確保するために、出力ポート間に抵抗器が接続されている。当該抵抗器としては、一般的に市販されている、基板表面実装用のチップ抵抗器を用いることができる。

しかしながら、ウィルキンソン型分配器にチップ抵抗器を用いる場合、所望の抵抗値を達成可能なチップ抵抗器であっても、チップ抵抗器のサイズによって、分配器の特性が影響される。具体的には、チップサイズが大きくなると、公称抵抗値が同じであっても、小さいチップサイズに比べて、チップ内部の導電部材の幅または長さが大きくなり、それにより、抵抗器の寄生容量および／または寄生インダクタンスが大きくなる。そうすると、設計上の抵抗値を実現していたとしても、当該寄生成分によって線路のインピーダンスが変化し、結果的に分配器の特性が低下して、アンテナモジュールの周波数特性にも影響を与え得る。

したがって、本実施の形態のアンテナモジュールの分配器として、ウィルキンソン型分配器を用いる場合には、できるだけチップサイズの小さいチップ抵抗器を用いることが好ましい。

以下、図１２〜図１５を用いて、異なるサイズのチップ抵抗器を用いた場合の分配器の特性のシミュレーション結果について説明する。チップ抵抗器としては、チップサイズが「０４０２」サイズの角型チップ抵抗器、および、「０６０３」サイズの角型チップ抵抗器を用いてシミュレーションを行なった。なお、チップサイズが「０４０２」とは、長さが０．４ｍｍで幅が０．２ｍｍ（０．４ｍｍ×０．２ｍｍ）である角型チップ抵抗器を表しており、「０６０３」とは、長さが０．６ｍｍで幅が０．３ｍｍ（０．６ｍｍ×０．３ｍｍ）である角型チップ抵抗器を表している。

図１２は「０４０２」サイズのチップ抵抗器を用いた場合のスミスチャートの例であり、図１３は「０６０３」サイズのチップ抵抗器を用いた場合のスミスチャートの例である。図１２および図１３において、目標となるインピーダンス（５０Ω）の位置がＰ０で示されており、Ｐ１は「０４０２」サイズの場合のインピーダンスであり、Ｐ２は「０６０３」サイズの場合のインピーダンスである。

図１２および図１３からわかるように、チップサイズが小さい「０４０２」サイズのチップ抵抗器のほうが、スミスチャート上において、「０６０３」サイズのチップ抵抗器に比べて目標インピーダンスに近くなっている。

図１４は、「０４０２」サイズのチップ抵抗器を用いた場合の各ポートの反射特性（図１４（ａ））、および、出力ポート間のアイソレーション特性（図１４（ｂ））のシミュレーション結果を示す図である。また、図１５は、「０６０３」サイズのチップ抵抗器を用いた場合の各ポートの反射特性（図１５（ａ））、および、出力ポート間のアイソレーション特性（図１５（ｂ））のシミュレーション結果を示す図である。

ここで、本実施の形態で示したアンテナモジュールの一例では、ミリ波帯用の高周波信号を対象としているため、使用周波数帯域を２３〜２６ＧＨｚとして評価する。

図１４を参照して、図１４（ａ）において、線Ｌ１０は出力ポートＯＵＴ１の反射特性を示し、線Ｌ１１は出力ポートＯＵＴ２の反射特性を示し、線Ｌ１２は入力ポートＩＮの反射特性を示している。図１４（ａ）からわかるように、どのポートについても、反射損失は、２３〜２６ＧＨｚの帯域においては３０ｄＢ以上が達成されている。つまり、どのポートについても、使用周波数帯域において反射が少なく良好な反射特性が達成されている。また、図１４（ｂ）においては、出力ポート間のアイソレーション（線Ｌ１５）が２３〜２６ＧＨｚの帯域においては２５ｄＢ以上が達成されている。つまり、使用周波数帯域において、出力ポート間における高周波信号の漏れが少なく、良好なアイソレーション特性が達成されている。

一方、図１５（ａ）においては、線Ｌ２０，線Ｌ２１，線Ｌ２２が、それぞれ出力ポートＯＵＴ１，ＯＵＴ２，入力ポートの反射特性を示しているが、いずれのポートについても、反射損失は２３〜２６ＧＨｚの帯域においては３０ｄＢよりも小さい値となっている。つまり、「０６０３」サイズのチップ抵抗を用いた場合、「０４０２」サイズのチップ抵抗を用いる場合よりも使用周波数帯域における反射特性が悪化している。また、図１５（ｂ）の出力ポート間のアイソレーション（線Ｌ２５）については、２３〜２５．４ＧＨｚ付近までの帯域では２５ｄＢ以上が達成されているものの、２５．４〜２６ＧＨｚまでの帯域では２５ｄＢを下回る値となっており、アイソレーション特性が悪化している。

このように、公称抵抗値が同じであっても、使用するチップ抵抗器のサイズが、ウィルキンソン型分配器の周波数特性に影響を与え得る。上記のシミュレーションの結果から、ウィルキンソン型分配器のアイソレーション用抵抗器としてチップ抵抗器を用いる場合には、「０４０２」サイズ以下のチップサイズの抵抗器を用いることが好ましい。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ 通信装置、１２６ 実装面、１００ アンテナモジュール、１１１Ａ〜１１１Ｄ，１１３Ａ〜１１３Ｄ，１１７ スイッチ、１１２ＡＲ〜１１２ＤＲ ローノイズアンプ、１１２ＡＴ〜１１２ＤＴ パワーアンプ、１１４Ａ〜１１４Ｄ 減衰器、１１５Ａ〜１１５Ｄ 移相器、１１６ 信号合成／分波器、１１８ ミキサ、１１９ 増幅回路、１２０ アンテナアレイ、１２１ アンテナ素子、１２２ 無給電素子、１２３，１２３Ａ〜１２３Ｄ アンテナ群、１２５ 誘電体基板、１２７ 表面、１２８ 給電線、１２９ 配線パターン、１３０ 発振器、１３５ 樹脂、１４０，１４０Ａ，１４０Ａ１〜１４０Ａ３ 分配器、１４１〜１４５ 線路、１５０ 機器、１５５，１７０ はんだバンプ、１６０ 貫通電極、１６５ 電極パターン、２１０ 接続端子、３００，３００Ａ 開口部、ＡＮＴ アンテナ領域、ＧＮＤ１，ＧＮＤ２ 接地電極、ＩＮ 入力ポート、ＯＵＴ１，ＯＵＴ２ 出力ポート、ＰＲＴ 部品領域、Ｒ１ 抵抗器。

Claims (13)

1. アンテナモジュールであって、
   多層構造を有する誘電体基板と、
   前記誘電体基板に配置され、各々が複数のアンテナ素子を含む第１アンテナ群および第２アンテナ群と、
   前記第１アンテナ群および前記第２アンテナ群に、高周波電力をそれぞれ供給するように構成された第１給電回路および第２給電回路と、
   入力された高周波信号を、前記第１給電回路および前記第２給電回路に分配するように構成された分配器と、
   前記誘電体基板に配置された第１接地電極とを備え、
   前記第１給電回路および前記第２給電回路は、前記誘電体基板の実装面に実装され、
   前記分配器は、前記誘電体基板において、前記第１アンテナ群および前記第２アンテナ群が配置される層よりも前記実装面側の層に配置され、
   前記分配器は、第１のインピーダンスを有する第１線路と、前記第１のインピーダンスよりも高い第２のインピーダンスを有する２つの第２線路とを含み、
   前記誘電体基板の前記実装面の法線方向から前記アンテナモジュールを平面視すると、前記第１接地電極の少なくとも前記分配器の前記第２線路と対向する部分に開口部が形成される、アンテナモジュール。
2. 前記第１接地電極は、前記誘電体基板において、前記分配器が配置される層と前記実装面との間に配置される、請求項１に記載のアンテナモジュール。
3. 前記誘電体基板において、前記分配器が配置される層と、前記第１アンテナ群および前記第２アンテナ群が配置される層との間に配置された第２接地電極をさらに備える、請求項２に記載のアンテナモジュール。
4. 前記法線方向から前記アンテナモジュールを平面視すると、前記第２接地電極の少なくとも前記分配器の前記第２線路と対向する部分に開口部が形成される、請求項３に記載のアンテナモジュール。
5. 前記法線方向から前記アンテナモジュールを平面視すると、前記開口部は、前記第１給電回路および前記第２給電回路のいずれとも重ならない位置に形成されている、請求項１〜４のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
6. 前記第１接地電極は、前記誘電体基板において、前記分配器が配置される層と、前記第１アンテナ群および前記第２アンテナ群が配置される層との間に配置される、請求項１に記載のアンテナモジュール。
7. 前記実装面に配置され、前記高周波信号を生成して前記分配器に出力する発振器をさらに備え、
   前記高周波信号は、前記第１給電回路および前記第２給電回路で用いられる基準周波数信号である、請求項１〜６のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
8. 前記分配器は、ウィルキンソン型の分配器である、請求項１〜７のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
9. 前記分配器は、前記第２線路間に接続されたチップ抵抗器を含む、請求項８に記載のアンテナモジュール。
10. 前記チップ抵抗器のチップサイズは、０．４ｍｍ×０．２ｍｍ以下である、請求項９に記載のアンテナモジュール。
11. 前記複数のアンテナ素子は、二次元配列される、請求項１〜１０のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
12. 前記第１アンテナ群および前記第２アンテナ群に含まれる前記複数のアンテナ素子の各々に対応して設けられる無給電素子をさらに備える、請求項１〜１１のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
13. 前記法線方向から前記アンテナモジュールを平面視すると、前記分配器は、前記第１給電回路と前記第２給電回路との間に配置されている、請求項１〜１２のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。

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