JP6871138B2 - Impedance transducer - Google Patents
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Description
本発明は、インピーダンス変換器に関し、特に、半導体高周波モジュールにおいて用いられる、ストリップ線路の構造を有する伝送線路からなるインピーダンス変換器に関するものである。 The present invention relates to an impedance converter, and more particularly to an impedance converter composed of a transmission line having a strip line structure, which is used in a semiconductor high frequency module.
高周波回路に用いられる伝送線路として、ストリップ線路が使用されている。ストリップ線路は、電磁波を伝送する伝送線路の一種であって、板状の誘電体基板の表面および裏面にそれぞれ形成された導体と、その誘電体基板の内部に形成された線状のストリップ導体（以下、単に「線路」ということがある。）とからなる。誘電体基板の表面および裏面にそれぞれ形成された導体はＧＮＤになっている（以下、誘電体基板の表面および裏面にそれぞれ形成された導体を「グランド層」ということがある。）。 A strip line is used as a transmission line used in a high frequency circuit. A strip line is a type of transmission line that transmits electromagnetic waves, and is a conductor formed on the front surface and the back surface of a plate-shaped dielectric substrate, and a linear strip conductor formed inside the dielectric substrate (strip line). Hereinafter, it may be simply referred to as a "railway"). The conductors formed on the front surface and the back surface of the dielectric substrate are GND (hereinafter, the conductors formed on the front surface and the back surface of the dielectric substrate may be referred to as "ground layer").
このようなストリップ線路の特性インピーダンスは、線路の幅および厚さ、誘電体基板の誘電率、線路とグランド層との間の距離によって決定される。 The characteristic impedance of such a strip line is determined by the width and thickness of the line, the dielectric constant of the dielectric substrate, and the distance between the line and the ground layer.
高周波回路に、例えばある一定のインピーダンスを有する負荷回路や信号源を接続する場合、これらの接続部分で電力や信号を効率よく伝達させるために、高周波回路と負荷回路や信号源の特性インピーダンスを整合させる必要がある。このインピーダンス整合を行わせるため、ストリップ線路の両端で特性インピーダンスが異なるように形成したインピーダンス変換器が用いられる。 When a load circuit or signal source having a certain impedance is connected to a high-frequency circuit, for example, the characteristic impedance of the load circuit or signal source is matched with the high-frequency circuit in order to efficiently transmit power and signals at these connection parts. I need to let you. In order to perform this impedance matching, an impedance converter formed so that the characteristic impedance is different at both ends of the strip line is used.
従来より、伝送線路によるインピーダンス変換器においては、急激なインピーダンス変化による高周波帯での伝送特性の劣化を防ぐため、図１８および図１９Ａ、図１９Ｂに示すように、誘電体基板３０の裏面および表面にそれぞれ形成されたグランド層３１、３２と、その誘電体基板３０の内部に形成された線路（ストリップ導体）３３とからなるストリップ線路３において、線路３３を平面視でテーパー形状に形成し、その線路幅を徐々に変化させることによって、所望のインピーダンスに変換させていた（非特許文献１）。
Conventionally, in an impedance converter using a transmission line, the back surface and the front surface of the
一方、近年、半導体高周波モジュールの信号数の増大・基板接続パッドの微細化が進んでいる。すなわち、半導体高周波モジュールの高機能化のために半導体高周波モジュールから入出力される信号が増加しており、半導体高周波モジュールの高機能化・低コスト化の為には外形サイズを小さくする必要があるために、基板接続パッドとパッド間隔の微細化が進行している。 On the other hand, in recent years, the number of signals of semiconductor high-frequency modules has been increasing and the substrate connection pads have been miniaturized. That is, the number of signals input and output from the semiconductor high-frequency module is increasing due to the high functionality of the semiconductor high-frequency module, and it is necessary to reduce the external size in order to improve the functionality and cost of the semiconductor high-frequency module. Therefore, the distance between the substrate connection pad and the pad is becoming finer.
その結果、半導体高周波モジュールと接続する配線基板において、高密度で多信号を引き回せる伝送線路や、伝送線路によって高周波特性を維持したままインピーダンス変換を行うインピーダンス変換器の実現が求められている。 As a result, there is a demand for the realization of a transmission line capable of routing multiple signals at high density in a wiring substrate connected to a semiconductor high frequency module, and an impedance converter that performs impedance conversion while maintaining high frequency characteristics by the transmission line.
ストリップ線路によって高周波特性を維持したままインピーダンス変換を行う場合、従来技術では、図２０および図２１に示すように、テーパー形状の複数の線路３３−１、３３−２、３３−３を設け、各線路３３−１、３３−２、３３−３の線路幅を徐々に変化させている。 When impedance conversion is performed by strip lines while maintaining high frequency characteristics, in the prior art, as shown in FIGS. 20 and 21, a plurality of tapered lines 33-1, 33-2, 33-3 are provided, and each of them is provided. The line widths of the lines 33-1, 33-2, and 33-3 are gradually changed.
しかしながら、この場合には、線路３３（３３−１、３３−２、３３−３）それぞれの線路幅が大きくなるに伴って、パッド３５（３５−１、３５−２、３５−３）、３７（３７−１、３７−２、３７−３）同士の間隔が拡大したり（図２０）、線路３３（３３−１、３３−２、３３−３）同士の間隔が小さくなっていくと、配線間のクロストークノイズが大きくなったり（図２１）するという問題があった。特に、配線間のクロストークノイズは、互いに隣り合う信号線のうち、一方の信号線によって信号パルスが伝送された時に、他方の信号線の電子を変位させることにより生じるものである。このため、複数の線路３３（３３−１、３３−２、３３−３）同士の間隔が小さくなればなる程、一の線路３３によって信号パルスが伝送された時に他の線路３３に生じる電子の変位量も大きくなり、クロストークノイズも大きくなっていく。
したがって、ストリップ線路を用いたインピーダンス変換器を高密度実装に適用することが困難となることがあった。
However, in this case, as the line width of each of the lines 33 (33-1, 33-2, 33-3) increases, the pads 35 (35-1, 35-2, 35-3), 37 When the distance between (37-1, 37-2, 37-3) increases (FIG. 20) or the distance between the lines 33 (33-1, 33-2, 33-3) decreases, There is a problem that the crosstalk noise between the wirings becomes large (FIG. 21). In particular, crosstalk noise between wirings is generated by displacing the electrons of the other signal line when a signal pulse is transmitted by one of the signal lines adjacent to each other. Therefore, the smaller the distance between the plurality of lines 33 (33-1, 33-2, 33-3), the more the electrons generated on the
Therefore, it may be difficult to apply an impedance converter using a strip line to a high-density mounting.
そこで、本発明は、パッド間隔の微細化および配線密度の向上と、配線間のクロストークノイズの低減とを両立する、いわゆる高密度実装に適用可能な、半導体高周波モジュールにおけるインピーダンス変換器を提供することを目的とする。 Therefore, the present invention provides an impedance converter in a semiconductor high-frequency module that can be applied to so-called high-density mounting, which achieves both miniaturization of pad spacing and improvement of wiring density and reduction of crosstalk noise between wirings. The purpose is.
上記の目的を達成するために、本発明に係るインピーダンス変換器は、誘電体からなる基板（１０、２０）と、この基板の一の面に形成された第１導体層（１１、２１）と前記基板の他の面に形成された第２導体層（１２、２２）と、前記基板の内部に前記第１導体層および前記第２導体層から離間して形成された、導体からなる複数のストリップ状の線路（１３、２３）とを備え、前記複数の線路の少なくとも１つは、その一端側とその他端側において少なくとも前記第１導体層および前記第２導体層のいずれかとの前記基板の一の面に垂直な方向に沿った距離（ｈ１、ｈ３）が互いに異なり、前記一端側から前記他端側にかけて前記第１導体層および前記第２導体層のいずれかとの前記基板の一の面に垂直な方向に沿った距離がその線路の長手方向に沿って徐々に変化していることを特徴とする。 To achieve the above object, the impedance converter according to the present invention includes a substrate (10, 20) made of a dielectric, a first conductor layer formed on one surface of a substrate of this (11, 21) A plurality of conductors formed inside the substrate and separated from the first conductor layer and the second conductor layer, and a second conductor layer (12, 22) formed on the other surface of the substrate. Of the strip-shaped lines (13, 23), at least one of the plurality of lines is the substrate with at least one of the first conductor layer and the second conductor layer on one end side and the other end side thereof. The distances (h1, h3) along the direction perpendicular to one surface are different from each other, and one of the substrates with either the first conductor layer and the second conductor layer from one end side to the other end side. It is characterized in that the distance along the direction perpendicular to the plane gradually changes along the longitudinal direction of the line.
本発明に係るインピーダンス変換器において、前記複数の線路（１３）は、それぞれ一端側から他端側にかけて前記第１導体層（１１）と前記第２導体層（１２）のいずれか一方に向かって徐々に近づいていてもよい。 In the impedance converter according to the present invention, the plurality of lines (13) are directed toward either one of the first conductor layer (11) and the second conductor layer (12) from one end side to the other end side, respectively. It may be gradually approaching.
上記のインピーダンス変換器において、前記複数の線路（１３）は、交互に前記第１導体層（１１）と前記第２導体層（１２）に向かって徐々に近づいているようにしてもよい。 In the impedance converter, the plurality of lines (13) may be made to gradually approach the first conductor layer (11) and the second conductor layer (12) alternately.
また、本発明に係るインピーダンス変換器において、前記複数の線路（２３）と前記基板（２０）の一の面に形成された第１導体層（２１）および前記基板の他の面に形成された第２導体層（２２）は、前記複数の線路の前記一端側から前記他端側にかけて徐々に前記複数の線路に近づいていることを特徴とする。 Further, in the impedance converter according to the present invention, the first conductor layer (21) formed on one surface of the plurality of lines (23) and the substrate (20) and the other surface of the substrate are formed. The second conductor layer (22) is characterized in that it gradually approaches the plurality of lines from the one end side to the other end side of the plurality of lines.
本発明に係るインピーダンス変換器においては、さらに、前記基板の一の面に形成され、前記第１導体層および前記第２導体層から電気的に絶縁された複数のパッド（１５、１７）と、前記複数の線路の端部と前記複数のパッドとをそれぞれ電気的に接続する複数のビア（１４、１６）とを備えるようにしてもよい。 In the impedance converter according to the present invention, a plurality of pads (15, 17) formed on one surface of the substrate and electrically insulated from the first conductor layer and the second conductor layer are further used. A plurality of vias (14, 16) for electrically connecting the ends of the plurality of lines and the plurality of pads may be provided.
本発明に係るインピーダンス変換器においては、前記基板（１０、２０）は、ベンゾシクロブテンを含む誘電体から構成してもよい。 In the impedance converter according to the present invention, the substrate (10, 20) may be made of a dielectric containing benzocyclobutene.
本発明によれば、ストリップ状の線路（１３、２３）と導体層（１１、１２、２１、２２）との距離を線路の一端側から他端側にかけて徐々に変化させることによってストリップ線路の両端での特性インピーダンスを異ならせるので、線路の幅や線路間のギャップを維持したまま特性インピーダンスを連続的に変換させることができる。したがって、パッド間隔の微細化および配線密度の向上と、配線間のクロストークノイズの低減とを両立する、いわゆる高密度実装に適用可能なインピーダンス変換器を提供することができる。 According to the present invention, both ends of the strip line are gradually changed from one end side to the other end side of the strip-shaped line (13, 23) and the conductor layer (11, 12, 21, 22). Since the characteristic impedance in the above is different, the characteristic impedance can be continuously converted while maintaining the width of the line and the gap between the lines. Therefore, it is possible to provide an impedance converter applicable to so-called high-density mounting, which achieves both miniaturization of pad spacing and improvement of wiring density and reduction of crosstalk noise between wirings.
以下に、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
［第１の実施の形態］
本発明の第１の実施の形態に係るインピーダンス変換器１の構成を図１Ａ乃至図２Ｃに示す。ここで図１Ａおよび図１Ｂは、それぞれインピーダンス変換器１の構成を説明する側面図および平面図、図２Ａ乃至図２Ｃは、それぞれ図１Ｂに示すａ−ａ’線、ｂ−ｂ’線、ｃ−ｃ’線の位置で基板１０に垂直な面の断面図である。ここで図１Ｂは、見やすくするために、導体層１２を取り除いた状態を示している。
[First Embodiment]
The configuration of the
これらの図に示すように、第１の実施の形態に係るインピーダンス変換器１は、誘電体からなる基板１０と、この基板１０の下面に形成された第１導体層１１と基板１０の上面に形成された第２導体層１２（以下、第１導体層１１および第２導体層１２をあわせて「グランド層１１、１２」ということがある。）と、基板１０の内部に二つのグランド層１１、１２から離間して、それぞれストリップ状に形成された、導体からなる３本の線路１３（１３−１、１３−２、１３−３）とを備えた、ストリップ線路の構造を有する。基板１０は、ベンゾシクロブテンなどの誘電体からなる。
As shown in these figures, the
また、基板１０の上面には、複数のパッド１５（１５−１、１５−２、１５−３）、１７（１７−１、１７−２、１７−３））が形成されている。これらのパッド１５、１７は、グランド層１２から電気的に絶縁される一方、基板１０内に設けられたビア１４（１４−１、１４−２，１４−３）、１６（１６−１、１６−２、１６−３）を介して、線路１３（１３−１、１３−２、１３−３）の端部と電気的に接続されている。
Further, a plurality of pads 15 (15-1, 15-2, 15-3) and 17 (17-1, 17-2, 17-3)) are formed on the upper surface of the
本実施の形態に係るインピーダンス変換器１において、線路１３−１、１３−２、１３−３の線路幅はＷで一定であるが、それぞれ一端側から他端側にかけて、基板１０の下面に形成されたグランド層１１と上面に形成されたグランド層１２のいずれか一方に向かって徐々に近づいている。
In the
線路１３−１、１３−３は、例えば、図１Ａ、図１Ｂにおいて紙面に向かって左側を入力側、右側を出力側とするならば、その入力側から出力側にかけて、基板１０の上面に形成されたグランド層１２に徐々に近づいており、その入力側におけるグランド層１１、１２からの距離はそれぞれｈ１である（図２Ａ参照。）のに対し、出力側におけるグランド層１２からの距離はｈ３（＜ｈ３）とされている（図２Ｃ参照。）。また、線路１３−２は、その入力側から出力側にかけて、基板１０の下面に形成されたグランド層１１に徐々に近づいており、その入力側におけるグランド層１１、１２からの距離は、他の線路１３−１、１３−３と同様に、それぞれｈ１であるのに対し（図２Ａ参照。）、出力側におけるグランド層１１からの距離がｈ３とされている（図２Ｃ参照。）。
Lines 13-1 and 13-3 are formed on the upper surface of the
ここで本実施の形態に係るインピーダンス変換器１の特性インピーダンスについて考察するために、平行板コンデンサーを考える。極板の一辺の長さに比べて極板同士の間隔が極めて小さい平行板コンデンサーでは、極板間の電場(電界)が一様とみなせる。このときのストリップ線路の並列静電容量Ｃは、極板の面積Ｓに比例し、極板同士の間隔ｄに反比例し、次の式で表される（ただし、εは誘電率。）。
Here, in order to consider the characteristic impedance of the
式１より、線路とグランド層との間の距離（ｄ）が小さくなると、並列静電容量（Ｃ）大きくなることがわかる。
From
また、線路の特性インピーダンス（Ｚ０）は、次の式２で表される。ただし、式２において、Ｒ，Ｌ，Ｇ，Ｃは、それぞれ、線路の単位長あたりの直列抵抗（Ω）、直列インダクタンス（Ｈ）、並列コンダクタンス（Ｓ）、並列静電容量（Ｆ）である。
The characteristic impedance (Z0) of the line is expressed by the
式１及び式２より、線路とグランド間距離が小さくなると特性インピーダンスは小さくなるので、上述したような入力側から出力側にかけて線路１３とグランド層１１およびグランド層１２のいずれかに近づく構成を有するストリップ線路は、入力側で特性インピーダンスが大きく、出力側で特性インピーダンスが小さくなるようなインピーダンス変換器となる。
Since the characteristic impedance becomes smaller as the distance between the line and the ground becomes smaller than that in the
本実施の形態に係るインピーダンス変換器は、次のような工程によって製造することができる。 The impedance converter according to this embodiment can be manufactured by the following steps.
まず、基板上にベンゾシクロブテンやポリイミドなどの誘電体を堆積し、誘電体層を形成する。その厚さ（高さ）は、線路１３と下側のグランド層１１との距離ｈ３（図２Ｃ参照。）とする。次にこの誘電体層上に、Ａｕ等の導体からなるパターンを所定の厚さで形成した後、この導体パターンの周りに、この導体パターンと同じ高さとなるように誘電体層を堆積する。この導体パターンは線路１３の一部となる。
First, a dielectric such as benzocyclobutene or polyimide is deposited on the substrate to form a dielectric layer. The thickness (height) is the distance h3 between the
続いて、この導体パターンと誘電体層の上に、先に形成した導体パターンと接触する新たな導体パターンを、平面視で先に形成した導体パターンよりも線路が延在する方向にずれた位置に形成し、さらにこの導体パターンと同じ高さとなるように誘電体層を堆積する。このとき、線路となる導体パターンとともに、ビアとなる導体パターンも合わせて形成してもよい。このように導体パターンと誘電体層の形成を繰り返し、導体パターンからなる所望の形状の線路を含む誘電体の積層物を得る。このような誘電体の積層物が得られたら、この堆積物を基板から分離して、その両面にグランド層およびパッドを形成する。このようにして本実施の形態に係るインピーダンス変換器を得ることができる。 Subsequently, on the conductor pattern and the dielectric layer, a new conductor pattern in contact with the previously formed conductor pattern is placed at a position shifted in the direction in which the line extends from the previously formed conductor pattern in a plan view. In addition, a dielectric layer is deposited so as to have the same height as this conductor pattern. At this time, the conductor pattern serving as a line may be formed together with the conductor pattern serving as a via. By repeating the formation of the conductor pattern and the dielectric layer in this way, a dielectric laminate containing a line having a desired shape composed of the conductor pattern is obtained. Once such a dielectric laminate is obtained, the deposit is separated from the substrate to form ground layers and pads on both sides thereof. In this way, the impedance converter according to the present embodiment can be obtained.
次に、線路１３とグランド層１１、１２との距離とインピーダンスとの関係に関するシミュレーションについて説明する。このシミュレーションでは、グランド層１１、グランド層１２および線路１３にＡｕメタルを用い、基板１０にベンゾシクロブテン（ＢＣＢ）基板（εｒ＝２．７）を用いることを前提とし、線路長は３００μｍとして、本実施の形態に係るインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスと従来のテーパー線路を用いたインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスとを比較した。
Next, a simulation regarding the relationship between the distance between the
ただし、どちらのインピーダンス変換器についても、その入力側の線路幅を４μｍに、線路間ギャップ（Ｇ）を４μｍに固定した。したがって、本実施の形態に係るインピーダンス変換器の線路幅は、入力側および出力側どちらも４μｍに固定したのに対し、従来のテーパー線路を用いたインピーダンス変換器は、出力側の線路幅Ｗをパラメータとして、４μｍから８μｍまで変化させた。
なお、このシミュレーションでは、図３に示すように、本実施の形態に係るインピーダンス変換器の線路とこの線路に近い方のグランド層との距離ｈをパラメータとしている。従来のテーパー線路を用いたインピーダンス変換器では、線路とグランド層との間の距離は上下共に７μｍに固定した。
However, for both impedance converters, the line width on the input side was fixed at 4 μm, and the line-to-line gap (G) was fixed at 4 μm. Therefore, the line width of the impedance converter according to the present embodiment is fixed to 4 μm on both the input side and the output side, whereas the impedance converter using the conventional tapered line has a line width W on the output side. The parameters were changed from 4 μm to 8 μm.
In this simulation, as shown in FIG. 3, the distance h between the line of the impedance converter according to the present embodiment and the ground layer closer to this line is used as a parameter. In the conventional impedance converter using a tapered line, the distance between the line and the ground layer is fixed at 7 μm both above and below.
図４は、上記の条件の下で計算した、線路幅（Ｗ）と本実施の形態に係るインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンス（Ａ）および従来のテーパー線路を用いたインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンス（Ｂ）との関係を示すグラフである。図４では、線路幅（Ｗ）と実質的な線路間距離Ｗ＋Ｇを効果の指標として縦軸に用いている。 FIG. 4 shows the line width (W) calculated under the above conditions, the characteristic impedance (A) on the output side of the impedance converter according to the present embodiment, and the output of the impedance converter using the conventional tapered line. It is a graph which shows the relationship with the characteristic impedance (B) of a side. In FIG. 4, the line width (W) and the actual line-to-line distance W + G are used on the vertical axis as indicators of the effect.
図４において、「Ａ」で示す線が本実施の形態に係るインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスの変化を表す。これから、本実施の形態に係るインピーダンス変換器の場合は、線路幅や線路間距離を変えることなく、出力側の特性インピーダンスを変えることができることがわかる。なお、本実施の形態に係るインピーダンス変換器において、線路１３とこの線路１３に近い方のグランド層１１，１２との間の距離ｈは、特性インピーダンスの値が６０Ωの時、ｈ＝７μｍであり、特性インピーダンスの値が３５Ωの時にはｈ＝１μｍである。
In FIG. 4, the line indicated by “A” represents the change in the characteristic impedance on the output side of the impedance converter according to the present embodiment. From this, it can be seen that in the case of the impedance converter according to the present embodiment, the characteristic impedance on the output side can be changed without changing the line width and the line-to-line distance. In the impedance converter according to the present embodiment, the distance h between the
これに対し、図４において「Ｂ」で示す線が従来のテーパー線路を用いたインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスの変化を表している。線路幅を４μｍから１２μｍまで（線路間距離に換算すると、Ｗ＋Ｇを８μｍから１６μｍまで）大きくしていくと、出力側の特性インピーダンスは、６０Ωから３７Ωまで小さくなる。 On the other hand, the line indicated by "B" in FIG. 4 represents the change in the characteristic impedance on the output side of the impedance converter using the conventional tapered line. When the line width is increased from 4 μm to 12 μm (when converted to the distance between lines, W + G is increased from 8 μm to 16 μm), the characteristic impedance on the output side decreases from 60 Ω to 37 Ω.
図５に、本実施の形態に係るインピーダンス変換器の特性インピーダンスと、線路１３とその線路１３に近い方のグランド層１１、１２との距離ｈとの関係を示す。図５より、距離ｈの値が７から１まで変化すると、出力側の特性インピーダンスは６１Ωから３５Ωまで変化することがわかる。ここで、距離ｈの値に対して、特性インピーダンスがリニアに比例していないのは、線路の特性インピーダンスにおいて、線路とグランド層との間の距離ｈの影響よりも隣の線路との間の距離（線路間隔）ｋの影響の方が大きくなるためと考えられる（この例では距離ｈ＝４〜６μｍの時）。線路間隔ｋをグランド層との間の距離ｈよりも常に大きく設定すれば、特性インピーダンス値はｈの値に比例する。
FIG. 5 shows the relationship between the characteristic impedance of the impedance converter according to the present embodiment and the distance h between the
次に、従来のテーパー線路を用いたインピーダンス変換器と本実施の形態に係るインピーダンス変換器とについて、クロストーク量を比較する。図６Ａ乃至図７Ｂは、電磁界シミュレータ Sonnet-EMによるストリップラインのモデルである。図６Ａおよび図６Ｂは、従来のインピーダンス変換器のモデル、図７Ａおよび図７Ｂは、本実施の形態に係るインピーダンス変換器のモデルである。 Next, the amount of crosstalk is compared between the impedance converter using the conventional tapered line and the impedance converter according to the present embodiment. 6A to 7B are stripline models by the electromagnetic field simulator Sonnet-EM. 6A and 6B are models of a conventional impedance converter, and FIGS. 7A and 7B are models of an impedance converter according to the present embodiment.
このシミュレーションでは、クロストーク量を比較するため、線路間ギャップＧを４μｍに固定し、線路厚も２μｍに固定、特性インピーダンスを５０Ωにそろえた。
図６Ａおよび図６Ｂが従来のテーパー線路を用いたインピーダンス変換器のモデルの例であり、線路幅Ｗ＝６．５μｍ，線路−グランド層間距離ｈ＝７μｍとした。
また、図７Ａおよび図７Ｂが、本実施の形態に係るインピーダンス変換器のモデルの例であり、線路幅Ｗ＝４μｍ，線路−グランド層間距離ｈ＝２．２μｍとした。
なお、シミュレーションは、計算簡略化の為、インピーダンス変換器の出力側を、線路数は２本にして実施している。
In this simulation, in order to compare the amount of crosstalk, the gap G between lines was fixed at 4 μm, the line thickness was also fixed at 2 μm, and the characteristic impedance was adjusted to 50 Ω.
6A and 6B are examples of a model of an impedance converter using a conventional tapered line, in which the line width W = 6.5 μm and the line-ground interlayer distance h = 7 μm.
Further, FIGS. 7A and 7B are examples of the impedance converter model according to the present embodiment, in which the line width W = 4 μm and the line-ground interlayer distance h = 2.2 μm.
In addition, in order to simplify the calculation, the simulation is carried out with two lines on the output side of the impedance converter.
線路の入力端および出力端に対して、図６Ｂおよび図７Ｂに示すようにＰｏｒｔ番号を設定し、Ｓパラメータの結果を調べることで、クロストーク量を直接評価できる。
図８および図９は、それぞれバックワード（近端）クロストークおよびフォワード（遠端）クロストークを表す。より詳細には、図８は、Ｐｏｒｔ１に信号を与えたときにＰｏｒｔ３に現れる電圧との比率（Ｓ３１）を表し、また、図９は、Ｐｏｒｔ１とＰｏｒｔ４の電圧比（Ｓ４１）を表す。両者ともに、差異を分かりやすくするため、デシベル表示にしている。なお、図８および図９において、「Ａ」で示す線が従来のインピーダンス変換器のクロストークを、「Ｂ」で示す線が本実施の形態に係るインピーダンス変換器のクロストークを表す。
The amount of crosstalk can be directly evaluated by setting a Port number for the input end and the output end of the line as shown in FIGS. 6B and 7B and examining the result of the S parameter.
8 and 9 represent backward (near-end) crosstalk and forward (far-end) crosstalk, respectively. More specifically, FIG. 8 shows the ratio (S31) to the voltage appearing in
図８より、本実施の形態に係るインピーダンス変換器によるバックワードクロストーク（「Ｂ」）は、従来のもの（「Ａ」）より０ＧＨｚ〜１００ＧＨｚの広範囲において１０ｄＢ程度小さいことがわかる。また、図９より、フォワードクロストークについても、２５ＧＨｚ〜１００ＧＨｚの広範囲において、本実施の形態に係るインピーダンス変換器（「Ｂ」）の方が０〜１０ｄＢ程度小さいことがわかる。 From FIG. 8, it can be seen that the backward crosstalk (“B”) by the impedance converter according to the present embodiment is smaller by about 10 dB in a wide range of 0 GHz to 100 GHz than the conventional one (“A”). Further, from FIG. 9, it can be seen that the impedance converter (“B”) according to the present embodiment is smaller by about 0 to 10 dB in a wide range of 25 GHz to 100 GHz with respect to forward crosstalk.
以上のように、本実施の形態に係るインピーダンス変換器によれば、線路１３とグランド層１１、１２との距離を入力側から出力側にかけて徐々に変化させることによって、インピーダンスの急激な変化による高周波帯での伝送特性の劣化を防ぎつつ、線路１３とグランド層１１、１２との距離が入力側と出力側とで異ならせることによって、ストリップ線路の入力側の特性インピーダンスＺｉと出力側の特性インピーダンスＺ０とが互いに異なるインピーダンス変換器を構成することができる。
As described above, according to the impedance converter according to the present embodiment, the distance between the
したがって、線路１３の線路幅や線路間ギャップＧを変化させなくても、線路１３を上下のグランド層１１、１２に近づけることにより、また線路１３とグランド層１１またはグランド層１２との間の距離を調整することにより、所望の特性インピーダンス値が設定可能でかつ、線路の入力側と出力側の特性インピーダンスが異なるインピーダンス変換器を形成することができる。
Therefore, even if the line width of the
また、線路１３をテーパー状にして線路幅を変化させる必要がないので、従来のように、線路の線路幅が大きくなることに伴うパッド１５（１５−１、１５−２、１５−３）、１７（１７−１、１７−２、１７−３）同士の間隔の拡大や、線路間のクロストークノイズの増大を避けることができる。
Further, since it is not necessary to taper the
また、本実施の形態においては、３本の線路１３のうち、両端の線路１３−１、１３−３の出力側は、基板１０の下面よりも上面側により近く、中央の線路１３−２の出力側は、基板１０の上面よりも下面側により近くなる。すなわち、３本の線路１３は、交互にそれぞれ第１グランド層１１と第２導体層１２のいずれかに向かって近づいており、入力側から出力側にかけて基板１０の上面または下面に向かって近づく方向が互い違いとなっている。
その結果、図２Ａ乃至図２Ｃに示すように、線路間ギャップＧを一定にしたままでも、入力側から出力側にかけて線路間の距離（ｋ１＜ｋ２＜ｋ３）が増大するので、線路間のクロストークを押さえることが容易になる。
Further, in the present embodiment, of the three
As a result, as shown in FIGS. 2A to 2C, even if the gap G between the lines is kept constant, the distance between the lines (k1 <k2 <k3) increases from the input side to the output side, so that the cross between the lines It becomes easier to hold down the talk.
また、線路を交互にグランド層に近づける為、クロストークを低減する効果も得られる。更に、線路間隔も大きくなり、更なるクロストーク低減効果も同時に得られる。したがって、本実施の形態に係るインピーダンス変換器によれば、パッド間隔の微細化、配線密度の向上と配線間のクロストークノイズの低減とを両立する、高密度実装に適用可能なインピーダンス変換器を形成することが出来る。 In addition, since the tracks are alternately brought closer to the ground layer, the effect of reducing crosstalk can be obtained. Further, the line spacing is increased, and a further crosstalk reduction effect can be obtained at the same time. Therefore, according to the impedance converter according to the present embodiment, an impedance converter applicable to high-density mounting that achieves both miniaturization of pad spacing, improvement of wiring density, and reduction of crosstalk noise between wirings is provided. Can be formed.
なお、本実施例では、インピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスを小さくしているが、逆に入力側の特性インピーダンスを小さくしたインピーダンス変換器を形成することもできる。
また、上記の実施の形態では、スプリット導体（伝送線路）が３本の場合を例に説明したが、本発明は、これに限るものではなく、２本、あるいは４本以上のマルチレーンであってもよいことは言うまでもない。
In this embodiment, the characteristic impedance on the output side of the impedance converter is reduced, but conversely, an impedance converter in which the characteristic impedance on the input side is reduced can be formed.
Further, in the above embodiment, the case where the number of split conductors (transmission lines) is three has been described as an example, but the present invention is not limited to this, and the present invention is a multi-lane with two or four or more. Needless to say, it's okay.
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について、図１０Ａ乃至図１７を参照して説明する。
第２の実施の形態に係るインピーダンス変換器２は、ストリップ線路によるインピーダンス変換器において、ストリップ状の線路に上下面のグランド層を徐々に近づけることにより、線路とグランド層間の距離を徐々に変える形態をとる。
図１０Ａ乃至図１１Ｃは、第２の実施の形態に係るインピーダンス変換器２の構成を示す図であり、図１０Ａは、線路に平行な面の側面図、図１０Ｂは上面から見た概略平面図、図１１Ａ、図１１Ｂおよび図１１Ｃは、それぞれ図１０Ｂに示すａ−ａ’線、ｂ−ｂ’線、ｃ−ｃ’線の位置で線路に垂直な面の断面図である。ここで図１０Ｂは、見やすくするために、基板２０の上面に形成されるグランド層２２を取り除いた状態を示している。
[Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 10A to 17.
The
10A to 11C are views showing the configuration of the
これらの図に示すように、第２の実施の形態に係るインピーダンス変換器２は、ベンゾシクロブテン（ＢＣＢ）等の誘電体からなる基板１０と、この基板の両面に形成されたＡｕ等の導電体部材からなるグランド層２１、グランド層２２と、基板２０の中に同じく導電体部材から形成された複数の線路２３（２３−１、２３−２、２３−３）を備え、グランド層２１とグランド層２２とが、基板２０の内部に形成された複数の線路２３の一端側から他端側にかけて徐々にこれらの線路に近づいていることを特徴とする。
As shown in these figures, the
より具体的には、例えば、図１０Ａ、図１０Ｂにおいて紙面に向かって左側を入力側、右側を出力側とするならば、基板２０は、入力側を出力側よりも厚く形成することによって、線路２３とグランド層２１、２２との距離は、入力側における線路２３とグランド層２１−１、２２−１との距離ｈ１と、出力側における線路２３とグランド層２１−３、２２−３との距離ｈ３とが、ｈ１＞ｈ３となっている。また、基板２０は、中間部分において出力側に向かって徐々に薄くなるように形成されて、中間部分における線路２３とグランド層２１−２、２２−２との距離ｈ２（ｈ１＞ｈ２＞ｈ３）は、入力側から出力側に向かって徐々に小さくなっている（図１０Ａ、図１１Ａ乃至図１１Ｃ参照。）。
More specifically, for example, in FIGS. 10A and 10B, if the left side is the input side and the right side is the output side when facing the paper surface, the
上述したインピーダンス変換器２は、例えば、次のような製造工程により製造することができる。
The
まず、基板上にベンゾシクロブテンやポリイミドなどの誘電体を堆積し、誘電体層を作成する。その後、ドライエッチング加工の場合においては、まず最も深く加工したい部分（図１０Ａ、図１０Ｂの出力側の部分）をフォトリソグラフィによりパタンニングし、パタンニングしたフォトレジストをエッチングマスクとして誘電体層を狙いの深さまでエッチングする。
引き続いて、２番目に深くエッチングしたい部分（先にエッチングした領域に隣接する部分）をフォトリソグラフィによりパタンニングし、先にエッチングした領域との接続部分がステップ形状になるように、電体層を狙いの深さまでエッチングする。この工程を中間部分に所望の段差形状が得られるまで繰り返し実施する。
First, a dielectric layer such as benzocyclobutene or polyimide is deposited on the substrate to form a dielectric layer. After that, in the case of dry etching processing, first, the part to be deeply processed (the part on the output side in FIGS. 10A and 10B) is patterned by photolithography, and the patterned photoresist is used as an etching mask to aim at the dielectric layer. Etch to the depth of.
Subsequently, the part to be etched second deeply (the part adjacent to the previously etched region) is patterned by photolithography, and the electric body layer is formed so that the connection portion with the previously etched region has a step shape. Etch to the desired depth. This step is repeated until a desired step shape is obtained in the intermediate portion.
また、電体層に感光性材料を用いる場合には、フォトリソグラフィのみによる簡便な手法で段差形状作成が可能である。例えば、深さごとに異なるフォトマスクを作製し、そのマスクごとにフォトリソグラフィ時の露光量や焦点深度などの露光条件を変え、現像時においてその露光条件に応じた段差形状を得ることが可能になる。例えば、図１０Ｂの出力側の部分では露光量は多く、入力側の部分では露光量が少なくなるように、フォトリソグラフィを実施すれば良い。
さらにこれらの段差形状を形成した後、全面を反応性イオンエッチングなどによって加工すれば、入力側から出力側にかけてより滑らかな形状をも作成することができる。
Further, when a photosensitive material is used for the electric body layer, it is possible to create a stepped shape by a simple method using only photolithography. For example, it is possible to create different photomasks for each depth, change the exposure conditions such as the exposure amount and depth of focus during photolithography for each mask, and obtain a stepped shape according to the exposure conditions during development. Become. For example, photolithography may be performed so that the exposure amount is large in the output side portion of FIG. 10B and the exposure amount is small in the input side portion.
Further, if the entire surface is processed by reactive ion etching or the like after forming these stepped shapes, a smoother shape can be created from the input side to the output side.
さらに、誘電体層がナノインプリント法などによる加工が可能である場合には、この形状を有する特殊なインプリント用パタンによって簡便に所望の表面形状を有する誘電体層を作成することができ。この方法は、第１および第２の実施の形態のいずれにも適用可能である。これによって、線路幅を維持したまま、特性インピーダンスを徐々に変換させることができる。 Further, when the dielectric layer can be processed by a nanoimprint method or the like, a dielectric layer having a desired surface shape can be easily prepared by a special imprint pattern having this shape. This method is applicable to both the first and second embodiments. As a result, the characteristic impedance can be gradually converted while maintaining the line width.
次に、線路２３とグランド層２１、２２との距離とインピーダンスとの関係に関するシミュレーションについて説明する。このシミュレーションにおいても、第１の実施の形態における説明と同様に、グランド層２１、グランド層２２および線路２３にＡｕメタルを用い、基板２０にベンゾシクロブテン（ＢＣＢ）基板（εｒ＝２．７）を用いることを前提とし、線路長は３００μｍとして、本実施の形態に係るインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスと従来のテーパー線路を用いたインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスとを比較した。
Next, a simulation regarding the relationship between the distance between the line 23 and the ground layers 21 and 22 and the impedance will be described. In this simulation as well, as in the description in the first embodiment, Au metal is used for the
このシミュレーションにおいても、どちらのインピーダンス変換器についても、その入力側の線路幅を４μｍに、線路間ギャップ（Ｇ）を４μｍに固定した。したがって、本実施の形態に係るインピーダンス変換器の線路幅は、入力側および出力側どちらも４μｍに固定したのに対し、従来のテーパー線路を用いたインピーダンス変換器は、出力側の線路幅Ｗをパラメータとして、４μｍから８μｍまで変化させた。
なお、このシミュレーションでは、図１２に示すように、本実施の形態に係るインピーダンス変換器の線路２３とグランド層２１、２２との距離ｈをパラメータとしている。従来のテーパー線路を用いたインピーダンス変換器では、線路とグランド層との間の距離は上下共に７μｍに固定した。
In this simulation as well, for both impedance converters, the line width on the input side was fixed at 4 μm, and the line-to-line gap (G) was fixed at 4 μm. Therefore, the line width of the impedance converter according to the present embodiment is fixed to 4 μm on both the input side and the output side, whereas the impedance converter using the conventional tapered line has a line width W on the output side. The parameters were changed from 4 μm to 8 μm.
In this simulation, as shown in FIG. 12, the distance h between the line 23 of the impedance converter and the ground layers 21 and 22 according to the present embodiment is used as a parameter. In the conventional impedance converter using a tapered line, the distance between the line and the ground layer is fixed at 7 μm both above and below.
図１３は、上記の条件の下で計算した、線路幅（Ｗ）と本実施の形態に係るインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンス（Ａ）および従来のテーパー線路を用いたインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンス（Ｂ）との関係を示すグラフである。図１３でも、線路２３とグランド層２１、２２との距離 h をパラメータとし、線路幅（Ｗ）と実質的な線路間距離（Ｗ＋Ｇ）を効果の指標として縦軸に用いている。 FIG. 13 shows the line width (W) calculated under the above conditions, the characteristic impedance (A) on the output side of the impedance converter according to the present embodiment, and the output of the impedance converter using the conventional tapered line. It is a graph which shows the relationship with the characteristic impedance (B) of a side. Also in FIG. 13, the distance h between the line 23 and the ground layers 21 and 22 is used as a parameter, and the line width (W) and the actual line-to-line distance (W + G) are used as indicators of the effect on the vertical axis.
図１３において、「Ａ」で示す線が本実施の形態に係るインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスの変化を表し、「Ｃ」で示す線が従来のテーパー線路を用いたインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスの変化を表している。これから、本実施の形態に係るインピーダンス変換器の場合は、線路幅や線路間距離を変えることなく、出力側の特性インピーダンスを変えることができることがわかる。 In FIG. 13, the line indicated by “A” represents the change in the characteristic impedance on the output side of the impedance converter according to the present embodiment, and the line indicated by “C” represents the output of the impedance converter using the conventional tapered line. It represents the change in the characteristic impedance on the side. From this, it can be seen that in the case of the impedance converter according to the present embodiment, the characteristic impedance on the output side can be changed without changing the line width and the line-to-line distance.
図１４に、本実施の形態に係るインピーダンス変換器の特性インピーダンスと、線路２３とグランド層２１、２２との距離ｈとの関係を示す。図１４より、本実施の形態に係るインピーダンス変換器において、線路２３とグランド層２１，２２との間の距離ｈは、特性インピーダンスの値が６０Ωの時にはｈ＝７μｍであり、特性インピーダンスの値が３５Ωの時にはｈ＝２μｍであり、距離ｈの値が７から２まで変化すると、出力側の特性インピーダンスは６０Ωから３５Ωまで変化することがわかる。 FIG. 14 shows the relationship between the characteristic impedance of the impedance converter according to the present embodiment and the distance h between the line 23 and the ground layers 21 and 22. From FIG. 14, in the impedance converter according to the present embodiment, the distance h between the line 23 and the ground layers 21 and 22 is h = 7 μm when the characteristic impedance value is 60Ω, and the characteristic impedance value is It can be seen that when 35Ω, h = 2μm, and when the value of the distance h changes from 7 to 2, the characteristic impedance on the output side changes from 60Ω to 35Ω.
これに対し、従来のテーパー線路を用いたインピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスは、図１３に示すように、線路幅を４μｍから１２μｍまで（線路間距離に換算すると、Ｗ＋Ｇを８μｍから１６μｍまで）大きくしていくと、６０Ωから３７Ωまで小さくなる。 On the other hand, as shown in FIG. 13, the characteristic impedance on the output side of the impedance converter using the conventional tapered line has a line width of 4 μm to 12 μm (when converted to a line-to-line distance, W + G has a characteristic impedance of 8 μm to 16 μm). ) As it increases, it decreases from 60Ω to 37Ω.
次に、従来のテーパー線路を用いたインピーダンス変換器と本実施の形態に係るインピーダンス変換器とについて、クロストーク量を比較してみる。図１５Ａおよび図１５Ｂは、電磁界シミュレータ Sonnet-EMによる本実施の形態に係るインピーダンス変換器のモデルである。従来のインピーダンス変換器のモデルは、図６Ａおよび図６Ｂに示したものと同一である。 Next, the amount of crosstalk will be compared between the impedance converter using the conventional tapered line and the impedance converter according to the present embodiment. 15A and 15B are models of the impedance converter according to the present embodiment by the electromagnetic field simulator Sonnet-EM. The model of the conventional impedance transducer is the same as that shown in FIGS. 6A and 6B.
クロストーク量を比較するため、線路間ギャップＧを４μｍに固定し、線路厚も２μｍに固定、特性インピーダンスを５０Ωにそろえた。図６Ａおよび図６Ｂに示した従来のテーパー線路を用いたインピーダンス変換器のモデルでは、線路幅Ｗ＝６．５μｍ，線路−グランド層間距離ｈ＝７μｍとした。また、図１５Ａおよび図１５Ｂに示した本実施の形態に係るインピーダンス変換器のモデルでは、線路幅Ｗ＝４μｍ，線路−グランド層間距離ｈ＝２．２μｍとした。なお、シミュレーションは、計算簡略化の為、インピーダンス変換器の出力側を、線路数は２本にして実施している。 In order to compare the amount of crosstalk, the gap G between lines was fixed at 4 μm, the line thickness was also fixed at 2 μm, and the characteristic impedance was adjusted to 50 Ω. In the model of the impedance converter using the conventional tapered line shown in FIGS. 6A and 6B, the line width W = 6.5 μm and the line-ground interlayer distance h = 7 μm. Further, in the model of the impedance converter according to the present embodiment shown in FIGS. 15A and 15B, the line width W = 4 μm and the line-ground interlayer distance h = 2.2 μm. In addition, in order to simplify the calculation, the simulation is carried out with the number of lines on the output side of the impedance converter being two.
線路の入力端および出力端に対して、図６Ｂおよび図１５Ｂにそれぞれ示すようにＰｏｒｔ番号を設定し、Ｓパラメータの結果を調べることで、クロストーク量を直接評価できる。 The amount of crosstalk can be directly evaluated by setting Port numbers for the input end and the output end of the line as shown in FIGS. 6B and 15B and examining the result of the S parameter.
図１６および図１７は、それぞれバックワード（近端）クロストークおよびフォワード（遠端）クロストークを表す。より詳細には、図１６は、Ｐｏｒｔ１に信号を与えたときにＰｏｒｔ３に現れる電圧との比率（Ｓ３１）を表し、また、図１７は、Ｐｏｒｔ１とＰｏｒｔ４の電圧比（Ｓ４１）を表す。両者ともに、差異を分かりやすくするため、デシベル表示にしている。なお、図１６および図１７において、「Ａ」で示す線が従来のインピーダンス変換器のクロストークを、「Ｃ」で示す線が本実施の形態に係るインピーダンス変換器のクロストークを表す。
16 and 17 represent backward (near-end) crosstalk and forward (far-end) crosstalk, respectively. More specifically, FIG. 16 shows the ratio (S31) to the voltage appearing in
図１６および図１７より、本実施の形態に係るインピーダンス変換器によるバックワードクロストークは、従来のものより０ＧＨｚ〜１００ＧＨｚの広範囲において５ｄＢ程度小さいことがわかる。またフォワードクロストークについても３５ＧＨｚ〜１００ＧＨｚの広範囲において０〜５ｄＢ程度小さいことがわかる。 From FIGS. 16 and 17, it can be seen that the backward crosstalk by the impedance converter according to the present embodiment is smaller by about 5 dB in a wide range of 0 GHz to 100 GHz than that of the conventional one. It can also be seen that the forward crosstalk is as small as 0 to 5 dB in a wide range of 35 GHz to 100 GHz.
以上のように、本実施の形態に係るインピーダンス変換器２によれば、線路２３の幅や線路間ギャップを変化させなくても、上下のグランド層２１、２２をストリップ線路に徐々に近づけることにより、また線路２３とグランド層２１との間の距離と、ストリップ線路とグランド層２２との間の距離とを調整することにより、所望の特性インピーダンス値が設定可能でかつ、線路の入力側と出力側の特性インピーダンスが異なるインピーダンス変換器を形成することが出来る。また、線路をグランド層に近づける為、クロストークを低減する効果も得られる。
したがって、本実施の形態によれば、パッド間隔の微細化、配線密度の向上と配線間のクロストークノイズの低減とを両立する、高密度実装に適用可能なインピーダンス変換器を形成することができる。
As described above, according to the
Therefore, according to the present embodiment, it is possible to form an impedance converter applicable to high-density mounting, which achieves both miniaturization of pad spacing, improvement of wiring density, and reduction of crosstalk noise between wirings. ..
なお、本実施例では、入力側から出力側に向かって上下のグランド層２１、２２をともに線路２３に徐々に近づけたが、いずれか１方のグランド層のみを線路２３に近づけるようにしてもよい。 In this embodiment, both the upper and lower ground layers 21 and 22 are gradually brought closer to the line 23 from the input side to the output side, but even if only one of the ground layers is brought closer to the line 23. Good.
また、インピーダンス変換器の出力側の特性インピーダンスを小さくしているが、逆に入力側の特性インピーダンスを小さくしたインピーダンス変換器を形成することもできる。
また、上記の実施の形態においては、３本の信号線（伝送線路）を備えた例について説明したが、線路の数はこれに限るものではなく、２本、あるいは４本以上のマルチレーンであってもよいことは言うまでもない。
Further, although the characteristic impedance on the output side of the impedance converter is reduced, it is also possible to form an impedance converter in which the characteristic impedance on the input side is reduced.
Further, in the above embodiment, an example including three signal lines (transmission lines) has been described, but the number of lines is not limited to this, and two or four or more multi-lanes are used. Needless to say, it may be there.
１、２…インピーダンス変換器（ストリップ線路）、１０、２０…基板、１１、１２、２１、２２…グランド層、１３、２３…線路（ストリップ導体）、１４、１６…ビア、１５、１７…パッド。 1, 2 ... Impedance converter (strip line), 10, 20 ... Substrate, 11, 12, 21, 22 ... Ground layer, 13, 23 ... Line (strip conductor), 14, 16 ... Via, 15, 17 ... Pad ..
Claims (6)
この基板の一の面に形成された第１導体層と前記基板の他の面に形成された第２導体層と、
前記基板の内部に前記第１導体層および前記第２導体層から離間して形成された、導体からなる複数のストリップ状の線路と
を備え、
前記複数の線路の少なくとも１つは、
その一端側とその他端側において少なくとも前記第１導体層および前記第２導体層のいずれかとの前記基板の一の面に垂直な方向に沿った距離が互いに異なり、前記一端側から前記他端側にかけて前記第１導体層および前記第２導体層のいずれかとの前記基板の一の面に垂直な方向に沿った距離がその線路の長手方向に沿って徐々に変化している
ことを特徴とするインピーダンス変換器。 A substrate made of a dielectric and
A first conductor layer formed on one surface of the substrate, a second conductor layer formed on the other surface of the substrate, and
A plurality of strip-shaped lines made of conductors formed inside the substrate and separated from the first conductor layer and the second conductor layer are provided.
At least one of the plurality of lines
The distance between one end side and the other end side at least one of the first conductor layer and the second conductor layer along the direction perpendicular to one surface of the substrate is different from each other, and the distance from the one end side to the other end side is different from each other. The distance between the first conductor layer and the second conductor layer along the direction perpendicular to one surface of the substrate gradually changes along the longitudinal direction of the line. Impedance converter.
前記複数の線路は、
それぞれ一端側から他端側にかけて、前記第１導体層と前記第２導体層のいずれか一方に向かって徐々に近づいている
ことを特徴とするインピーダンス変換器。 In the impedance converter according to claim 1,
The plurality of lines
An impedance converter characterized in that it gradually approaches one of the first conductor layer and the second conductor layer from one end side to the other end side, respectively.
前記複数の線路は、
交互に前記第１導体層と前記第２導体層に向かって徐々に近づいている
ことを特徴とするインピーダンス変換器。 In the impedance converter according to claim 2,
The plurality of lines
An impedance converter characterized in that it gradually approaches the first conductor layer and the second conductor layer alternately.
前記第１導体層および前記第２導体層は、前記複数の線路の前記一端側から前記他端側にかけて徐々に前記複数の線路に近づいている
ことを特徴とするインピーダンス変換器。 In the impedance converter according to claim 1,
An impedance converter characterized in that the first conductor layer and the second conductor layer gradually approach the plurality of lines from the one end side to the other end side of the plurality of lines.
前記基板の一の面に形成され、前記第１導体層および前記第２導体層から電気的に絶縁された複数のパッドと、
前記複数の線路の端部と前記複数のパッドとをそれぞれ電気的に接続する複数のビアと
を備えることを特徴とするインピーダンス変換器。 In the impedance converter according to any one of claims 1 to 4, further
A plurality of pads formed on one surface of the substrate and electrically insulated from the first conductor layer and the second conductor layer.
An impedance converter characterized by comprising a plurality of vias for electrically connecting the ends of the plurality of lines and the plurality of pads, respectively.
前記基板は、ベンゾシクロブテンを含む誘電体からなる
ことを特徴とするインピーダンス変換器。 In the impedance converter according to any one of claims 1 to 5,
The substrate is an impedance converter characterized in that it is made of a dielectric containing benzocyclobutene.
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