JP6706389B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は電力変換装置に関し、特に、直流電力を交流電力に変換する逆変換器を備えた電力変換装置に関する。

たとえば特開２００８−９２７３４号公報（特許文献１）には、複数のスイッチング素子を含み、直流電力を商用周波数の交流電力に変換する逆変換器と、商用周波数の正弦波信号と商用周波数よりも十分に高い周波数の三角波信号との比較結果に基づいて、複数のスイッチング素子を制御するための制御信号を生成する制御装置とを備えた電力変換装置が開示されている。複数のスイッチング素子の各々は、三角波信号の周波数に応じた値の周波数でオンおよびオフされる。

特開２００８−９２７３４号公報

しかし、従来の電力変換装置では、スイッチング素子がオンおよびオフされる度にスイッチング損失が発生し、電力変換装置の効率が低下するという問題があった。

それゆえに、この発明の主たる目的は、高効率の電力変換装置を提供することである。

この発明に係る電力変換装置は、複数のスイッチング素子を含み、直流電力を商用周波数の交流電力に変換して負荷に供給する逆変換器と、商用周波数の正弦波信号と商用周波数よりも高い周波数の三角波信号との高低を比較し、その比較結果に基づいて、複数のスイッチング素子を制御するための制御信号を生成する制御装置とを備えたものである。制御装置は、三角波信号の周波数が第１の値に設定される第１のモードと、三角波信号の周波数が第１の値よりも小さな第２の値に設定される第２のモードとのうちの選択された方のモードを実行する。

この発明に係る電力変換装置では、三角波信号の周波数が第１の値に設定される第１のモードと、三角波信号の周波数が第１の値よりも小さな第２の値に設定される第２のモードとのうちの選択された方のモードが実行される。したがって、負荷が第２のモードで運転可能である場合には、第２のモードを選択することにより、複数のスイッチング素子で発生するスイッチング損失を小さくすることができ、電力変換装置の効率を高めることができる。

この発明の実施の形態１による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。 図１に示した制御装置のうちのインバータの制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。 図２に示したゲート制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 図３に示した電圧指令値、三角波信号、およびゲート信号の波形を例示するタイムチャートである。 図１に示したインバータおよびその周辺部の構成を示す回路ブロック図である。 実施の形態１の変更例を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態２による無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図である。 図７に示した無停電電源装置に含まれるゲート制御回路の構成を示す回路ブロック図である。 図８に示した電圧指令値、三角波信号、およびゲート信号の波形を例示するタイムチャートである。 実施の形態２の変更例を示す回路ブロック図である。

[実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による無停電電源装置１の構成を示す回路ブロック図である。この無停電電源装置１は、商用交流電源２１からの三相交流電力を直流電力に一旦変換し、その直流電力を三相交流電力に変換して負荷２４に供給するものである。図１では、図面および説明の簡単化のため、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちの一相（たとえばＵ相）に対応する部分の回路のみが示されている。

図１において、この無停電電源装置１は、交流入力端子Ｔ１、バイパス入力端子Ｔ２、バッテリ端子Ｔ３、および交流出力端子Ｔ４を備える。交流入力端子Ｔ１は、商用交流電源２１から商用周波数の交流電力を受ける。バイパス入力端子Ｔ２は、バイパス交流電源２２から商用周波数の交流電力を受ける。バイパス交流電源２２は、商用交流電源であってもよいし、発電機であってもよい。

バッテリ端子Ｔ３は、バッテリ（電力貯蔵装置）２３に接続される。バッテリ２３は、直流電力を蓄える。バッテリ２３の代わりにコンデンサが接続されていても構わない。交流出力端子Ｔ４は、負荷２４に接続される。負荷２４は、交流電力によって駆動される。

この無停電電源装置１は、さらに、電磁接触器２，８，１４，１６、電流検出器３，１１、コンデンサ４，９，１３、リアクトル５，１２、コンバータ６、双方向チョッパ７、インバータ１０、半導体スイッチ１５、操作部１７、および制御装置１８を備える。

電磁接触器２およびリアクトル５は、交流入力端子Ｔ１とコンバータ６の入力ノードとの間に直列接続される。コンデンサ４は、電磁接触器２とリアクトル５の間のノードＮ１に接続される。電磁接触器２は、無停電電源装置１の使用時にオンされ、たとえば無停電電源装置１のメンテナンス時にオフされる。

ノードＮ１に現れる交流入力電圧Ｖｉの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。交流入力電圧Ｖｉの瞬時値に基づいて、停電の発生の有無などが判別される。電流検出器３は、ノードＮ１に流れる交流入力電流Ｉｉを検出し、その検出値を示す信号Ｉｉｆを制御装置１８に与える。

コンデンサ４およびリアクトル５は、低域通過フィルタを構成し、商用交流電源２１からコンバータ６に商用周波数の交流電力を通過させ、コンバータ６で発生するスイッチング周波数の信号が商用交流電源２１に通過することを防止する。

コンバータ６は、制御装置１８によって制御され、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、交流電力を直流電力に変換して直流ラインＬ１に出力する。商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ６の運転は停止される。コンバータ６の出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。コンデンサ４、リアクトル５、およびコンバータ６は順変換器を構成する。

コンデンサ９は、直流ラインＬ１に接続され、直流ラインＬ１の電圧を平滑化させる。直流ラインＬ１に現れる直流電圧ＶＤＣの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。直流ラインＬ１は双方向チョッパ７の高電圧側ノードに接続され、双方向チョッパ７の低電圧側ノードは電磁接触器８を介してバッテリ端子Ｔ３に接続される。

電磁接触器８は、無停電電源装置１の使用時はオンされ、たとえば無停電電源装置１およびバッテリ２３のメンテナンス時にオフされる。バッテリ端子Ｔ３に現れるバッテリ２３の端子間電圧ＶＢの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。

双方向チョッパ７は、制御装置１８によって制御され、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、コンバータ６によって生成された直流電力をバッテリ２３に蓄え、商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、バッテリ２３の直流電力を直流ラインＬ１を介してインバータ１０に供給する。

双方向チョッパ７は、直流電力をバッテリ２３に蓄える場合は、直流ラインＬ１の直流電圧ＶＤＣを降圧してバッテリ２３に与える。また、双方向チョッパ７は、バッテリ２３の直流電力をインバータ１０に供給する場合は、バッテリ２３の端子間電圧ＶＢを昇圧して直流ラインＬ１に出力する。直流ラインＬ１は、インバータ１０の入力ノードに接続されている。

インバータ１０は、制御装置１８によって制御され、コンバータ６または双方向チョッパ７から直流ラインＬ１を介して供給される直流電力を商用周波数の交流電力に変換して出力する。すなわち、インバータ１０は、通常時はコンバータ６から直流ラインＬ１を介して供給される直流電力を交流電力に変換し、停電時はバッテリ２３から双方向チョッパ７を介して供給される直流電力を交流電力に変換する。インバータ１０の出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。

インバータ１０の出力ノード１０ａはリアクトル１２の一方端子に接続され、リアクトル１２の他方端子（ノードＮ２）は電磁接触器１４を介して交流出力端子Ｔ４に接続される。コンデンサ１３は、ノードＮ２に接続される。

電流検出器１１は、インバータ１０の出力電流Ｉｏの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号Ｉｏｆを制御装置１８に与える。ノードＮ２に現れる交流出力電圧Ｖｏの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。

リアクトル１２およびコンデンサ１３は、低域通過フィルタを構成し、インバータ１０で生成された商用周波数の交流電力を交流出力端子Ｔ４に通過させ、インバータ１０で発生するスイッチング周波数の信号が交流出力端子Ｔ４に通過することを防止する。インバータ１０、リアクトル１２、およびコンデンサ１３は逆変換器を構成する。

電磁接触器１４は、制御装置１８によって制御され、インバータ１０によって生成された交流電力を負荷２４に供給するインバータ給電モード時にはオンされ、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給するバイパス給電モード時にはオフされる。

半導体スイッチ１５は、サイリスタを含み、バイパス入力端子Ｔ２と交流出力端子Ｔ４との間に接続される。電磁接触器１６は、半導体スイッチ１５に並列接続される。半導体スイッチ１５は、制御装置１８によって制御され、通常はオフされ、インバータ１０が故障した場合は瞬時にオンし、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給する。半導体スイッチ１５は、オンしてから所定時間経過後にオフする。

電磁接触器１６は、インバータ１０によって生成された交流電力を負荷２４に供給するインバータ給電モード時にはオフされ、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給するバイパス給電モード時にはオンされる。

また、電磁接触器１６は、インバータ１０が故障した場合にオンし、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給する。つまり、インバータ１０が故障した場合は、半導体スイッチ１５が瞬時に所定時間だけオンするとともに電磁接触器１６がオンする。これは、半導体スイッチ１５が過熱されて破損するのを防止するためである。

操作部１７は、無停電電源装置１の使用者によって操作される複数のボタン、種々の情報を表示する画像表示部などを含む。使用者が操作部１７を操作することにより、無停電電源装置１の電源をオンおよびオフしたり、バイパス給電モードおよびインバータ給電モードのうちのいずれか一方のモードを選択したり、後述の通常運転モード（第１のモード）および後述の省電力運転モード（第２のモード）のうちのいずれか一方のモードを選択することが可能となっている。

制御装置１８は、操作部１７からの信号、交流入力電圧Ｖｉ、交流入力電流Ｉｉｆ、直流電圧ＶＤＣ、バッテリ電圧ＶＢ、交流出力電流Ｉｏｆ、および交流出力電圧Ｖｏなどに基づいて無停電電源装置１全体を制御する。すなわち、制御装置１８は、交流入力電圧Ｖｉの検出値に基づいて停電が発生したか否かを検出し、交流入力電圧Ｖｉの位相に同期してコンバータ６およびインバータ１０を制御する。

さらに制御装置１８は、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、直流電圧ＶＤＣが所望の目標直流電圧ＶＤＣＴになるようにコンバータ６を制御し、商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ６の運転を停止させる。

さらに制御装置１８は、通常時は、バッテリ電圧ＶＢが所望の目標バッテリ電圧ＶＢＴになるように双方向チョッパ７を制御し、停電時は、直流電圧ＶＤＣが所望の目標直流電圧ＶＤＣＴになるように双方向チョッパ７を制御する。

さらに制御装置１８は、操作部１７を用いて通常運転モードが選択された場合は、商用周波数の正弦波信号と商用周波数よりも十分に高い周波数ｆＨの三角波信号との高低を比較し、その比較結果に基づいて、インバータ１０を制御するための複数のゲート信号（制御信号）を生成する。

さらに制御装置１８は、操作部１７を用いて省電力運転モードが選択された場合は、商用周波数の正弦波信号と上記周波数ｆＨよりも低い周波数ｆＬの三角波信号との高低を比較し、その比較結果に基づいて、インバータ１０を制御するための複数のゲート信号を生成する。

図２は、図１に示した制御装置のうちのインバータの制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。図２において、制御装置１８は、参照電圧発生回路３１、電圧検出器３２、減算器３３，３５、出力電圧制御回路３４、出力電流制御回路３６、およびゲート制御回路３７を含む。

参照電圧発生回路３１は、商用周波数の正弦波信号である参照電圧Ｖｒを生成する。この参照電圧Ｖｒの位相は、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちの対応する相（ここではＵ相）の交流入力電圧Ｖｉの位相に同期している。

電圧検出器３２は、ノードＮ２（図１）の交流出力電圧Ｖｏの瞬時値を検出し、検出値を示す信号Ｖｏｆを出力する。減算器３３は、参照電圧Ｖｒと電圧検出器３２の出力信号Ｖｏｆとの偏差ΔＶｏを求める。

出力電圧制御回路３４は、偏差ΔＶｏに比例した値と偏差ΔＶｏの積分値とを加算して電流指令値Ｉｏｒを生成する。減算器３５は、電流指令値Ｉｏｒと電流検出器１１からの信号Ｉｏｆとの偏差ΔＩｏを求める。出力電流制御回路３６は、偏差ΔＩｏに比例した値と偏差ΔＩｏの積分値とを加算して電圧指令値Ｖｏｒを生成する。電圧指令値Ｖｏｒは、商用周波数の正弦波信号となる。

ゲート制御回路３７は、操作部１７（図１）からのモード選択信号ＳＥに従って、対応する相（ここではＵ相）のインバータ１０を制御するためのゲート信号Ａｕ，Ｂｕ（制御信号）を生成する。モード選択信号ＳＥは、たとえば、通常運転モード時には「Ｈ」レベルにされ、省電力運転モード時には「Ｌ」レベルにされる。

図３は、ゲート制御回路３７の構成を示す回路ブロック図である。図３において、ゲート制御回路３７は、発振器４１、三角波発生器４２、比較器４３、バッファ４４、およびインバータ４５を含む。

発振器４１は、出力クロック信号の周波数の制御が可能な発振器（たとえば電圧制御型発振器）である。発振器４１は、モード選択信号ＳＥが「Ｈ」レベルである場合は商用周波数（たとえば６０Ｈｚ）よりも十分に高い周波数ｆＨ（たとえば２０ＫＨｚ）のクロック信号を出力し、モード選択信号ＳＥが「Ｌ」レベルである場合は上記周波数ｆＨよりも低い周波数ｆＬ（たとえば１５ＫＨｚ）のクロック信号を出力する。三角波発生器４２は、発振器の出力クロック信号と同じ周波数の三角波信号Ｃｕを出力する。

比較器４３は、出力電流制御回路３６（図２）からの電圧指令値Ｖｏｒと三角波発生器４２からの三角波信号Ｃｕとの高低を比較し、比較結果を示すゲート信号Ａｕを出力する。バッファ４４は、ゲート信号Ａｕをインバータ１０に与える。インバータ４５は、ゲート信号Ａｕを反転させ、ゲート信号Ｂｕを生成してインバータ１０に与える。

図４（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、図３に示した電圧指令値Ｖｏｒ、三角波信号Ｃｕ、およびゲート信号Ａｕ，Ｂｕの波形を示すタイムチャートである。図４（Ａ）に示すように、電圧指令値Ｖｏｒは商用周波数の正弦波信号である。三角波信号Ｃｕの周波数は電圧指令値Ｖｏｒの周波数（商用周波数）よりも高い。三角波信号Ｃｕの正側のピーク値は電圧指令値Ｖｏｒの正側のピーク値よりも高い。三角波信号Ｃｕの負側のピーク値は電圧指令値Ｖｏｒの負側のピーク値よりも低い。

図４（Ａ），（Ｂ）に示すように、三角波信号Ｃｕのレベルが電圧指令値Ｖｏｒよりも高い場合はゲート信号Ａｕは「Ｌ」レベルになり、三角波信号Ｃｕのレベルが電圧指令値Ｖｏｒよりも低い場合はゲート信号Ａｕは「Ｈ」レベルになる。ゲート信号Ａｕは、正パルス信号列となる。

電圧指令値Ｖｏｒが正極性である期間では、電圧指令値Ｖｏｒが上昇するとゲート信号Ａｕのパルス幅は増大する。電圧指令値Ｖｏｒが負極性である期間では、電圧指令値Ｖｏｒが下降するとゲート信号Ａｕのパルス幅は減少する。図４（Ｂ），（Ｃ）に示すように、ゲート信号Ｂｕはゲート信号Ａｕの反転信号となる。ゲート信号Ａｕ，Ｂｕの各々は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号である。

図５は、図１に示したインバータ１０およびその周辺部の構成を示す回路ブロック図である。図５において、コンバータ６とインバータ１０の間には、正側の直流ラインＬ１と負側の直流ラインＬ２とが接続されている。コンデンサ９は、直流ラインＬ１，Ｌ２間に接続されている。

商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、コンバータ６は、商用交流電源２１からの交流電圧Ｖｉを直流電圧ＶＤＣに変換して直流ラインＬ１，Ｌ２間に出力する。商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ６の運転は停止され、双方向チョッパ７が、バッテリ電圧ＶＢを昇圧して直流ラインＬ１，Ｌ２間に直流電圧ＶＤＣを出力する。

インバータ１０は、ＩＧＢＴ（insulated Gate Bipolar Transistor）Ｑ１〜Ｑ４およびダイオードＤ１〜Ｄ４を含む。ＩＧＢＴは、スイッチング素子を構成する。ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２のコレクタはともに直流ラインＬ１に接続され、それらのエミッタはそれぞれ出力ノード１０ａ，１０ｂに接続される。

ＩＧＢＴＱ３，Ｑ４のコレクタはそれぞれ出力ノード１０ａ，１０ｂに接続され、それらのエミッタはともに直流ラインＬ２に接続される。ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４のゲートはともにゲート信号Ａｕを受け、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ３のゲートはともにゲート信号Ｂｕを受ける。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、それぞれＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４に逆並列に接続される。

インバータ１０の出力ノード１０ａはリアクトル１２（図１）を介してノードＮ２に接続され、出力ノード１０ｂは中性点ＮＰに接続される。コンデンサ１３は、ノードＮ２と中性点ＮＰの間に接続される。

ゲート信号Ａｕ，Ｂｕがそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルである場合は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４がオンするとともにＩＧＢＴＱ２，Ｑ３がオフする。これにより、コンデンサ９の正側端子（直流ラインＬ１）がＩＧＢＴＱ１を介して出力ノード１０ａに接続されるとともに、出力ノード１０ｂがＩＧＢＴＱ４を介してコンデンサ９の負側端子（直流ラインＬ２）に接続され、出力ノード１０ａ，１０ｂ間にコンデンサ９の端子間電圧が出力される。すなわち、出力ノード１０ａ，１０ｂ間に正の直流電圧が出力される。

ゲート信号Ａｕ，Ｂｕがそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルである場合は、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ３がオンするとともにＩＧＢＴＱ１，Ｑ４がオフする。これにより、コンデンサ９の正側端子（直流ラインＬ１）がＩＧＢＴＱ２を介して出力ノード１０ｂに接続されるとともに、出力ノード１０ａがＩＧＢＴＱ３を介してコンデンサ９の負側端子（直流ラインＬ２）に接続され、出力ノード１０ｂ，１０ａ間にコンデンサ９の端子間電圧が出力される。すなわち、出力ノード１０ａ，１０ｂ間に負の直流電圧が出力される。

図４（Ｂ），（Ｃ）に示すようにゲート信号Ａｕ，Ｂｕの波形が変化すると、図４（Ａ）に示した電圧指令値Ｖｕｒと同じ波形の交流電圧ＶｏがノードＮ２および中性点ＮＰ間に出力される。なお、図４（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）ではＵ相に対応する電圧指令値Ｖｕｒおよび信号Ｃｕ，Ａｕ，Ｂｕの波形を示したが、Ｖ相およびＷ相の各々に対応する電圧指令値および信号の波形も同様である。ただし、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相に対応する電圧指令値および信号の位相は１２０度ずつずれている。

図４（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）から分かるように、三角波信号Ｃｕの周波数を高くすると、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕの周波数が高くなり、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４のスイッチング周波数（オンおよびオフの回数／秒）が高くなる。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４のスイッチング周波数が高くなると、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４で発生するスイッチング損失が増大し、無停電電源装置１の効率が低くなる。しかし、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４のスイッチング周波数が高くなると、交流出力電圧Ｖｏの電圧変動率が減少し、高品質の交流出力電圧Ｖｏが得られる。

逆に、三角波信号Ｃｕの周波数を低くすると、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕの周波数が低くなり、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４のスイッチング周波数が低くなる。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４のスイッチング周波数が低くなると、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４で発生するスイッチング損失が減少し、無停電電源装置１の効率が高くなる。しかし、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４のスイッチング周波数が低くなると、交流出力電圧Ｖｏの電圧変動率が増大し、交流出力電圧Ｖｏの波形が劣化する。

交流電圧の電圧変動率は、たとえば、定格電圧を基準（１００％）とした場合における交流電圧の変動範囲で表される。商用交流電源２１（図１）から供給される交流電圧Ｖｉの電圧変動率は、定格電圧を基準として±１０％である。

従来の無停電電源装置では、三角波信号Ｃｕの周波数を商用周波数（たとえば６０Ｈｚ）よりも十分に高い周波数ｆＨ（たとえば２０ＫＨｚ）に固定し、電圧変動率を小さな値（±２％）に抑えている。このため、電圧変動率に対する許容範囲が小さな負荷２４（たとえばコンピュータ）を駆動させることが可能となっている反面、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４で比較的大きなスイッチング損失が発生し、無停電電源装置の効率が低下している。

しかし、電圧変動率に対する許容範囲が大きく、商用交流電源２１からの交流電圧Ｖｉによって駆動させることが可能な負荷（たとえば、ファン、加工機）を駆動させる場合には、三角波信号Ｃｕの周波数を上記周波数ｆＨよりも低い周波数ｆＬ（たとえば、１５ＫＨｚ）に設定し、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４で発生するスイッチング損失を低減化することが可能である。上記周波数ｆＬは、交流出力電圧Ｖｏの電圧変動率が、商用交流電源２１からの交流電圧Ｖｉの電圧変動率以下になる値に設定される。

そこで、本実施の形態１では、三角波信号Ｃｕの周波数を比較的高い周波数ｆＨに設定して電圧変動率を低下させる通常運転モードと、三角波信号Ｃｕの周波数を比較的低い周波数ｆＬに設定してスイッチング損失を低下させる省電力運転モードとが設けられている。無停電電源装置１の使用者は、負荷２４の種類に応じて、通常運転モードおよび省電力運転モードのうちの所望のモードを選択することができる。

次に、この無停電電源装置１の使用方法および動作について説明する。まず負荷２４が、電圧変動率に対する許容範囲が小さな負荷（すなわち商用交流電源２１からの交流電圧Ｖｉによって駆動させることができない負荷）である場合について説明する。

この場合、無停電電源装置１の使用者は、バイパス交流電源２２として交流出力電圧の電圧変動率が小さな交流電源を使用するとともに、操作部１７を操作してインバータ給電モードおよび通常運転モードを選択する。

商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時において、インバータ給電モードが選択されると、半導体スイッチ１５および電磁接触器１６がオフするとともに、電磁接触器２，８，１４がオンする。

商用交流電源２１から供給される交流電力は、コンバータ６によって直流電力に変換される。コンバータ６によって生成された直流電力は、双方向チョッパ７によってバッテリ２３に蓄えられるとともに、インバータ１０に供給される。

制御装置１８（図２）では、参照電圧発生回路３１によって正弦波状の参照電圧Ｖｒが生成され、電圧検出器３２によって交流出力電圧Ｖｏの検出値を示す信号Ｖｏｆが生成される。参照電圧Ｖｒと信号Ｖｏｆの偏差ΔＶｏが減算器３３で生成され、その偏差ΔＶｏに基づいて出力電圧制御回路３４によって電流指令値Ｉｏｒが生成される。

電流指令値Ｉｏｒと電流検出器１１（図１）からの信号Ｉｏｆとの偏差ΔＩｏが減算器３５によって生成され、その偏差ΔＩｏに基づいて出力電流制御回路３６によって電圧指令値Ｖｏｒが生成される。

通常運転モードが選択されてモード選択信号ＳＥが「Ｈ」レベルにされているので、ゲート制御回路３７（図３）では、発振器４１および三角波発生器４２によって比較的高い周波数ｆＨの三角波信号Ｃｕが生成される。電圧指令値Ｖｏｒと三角波信号Ｃｕとが比較器４３によって比較され、バッファ４４およびインバータ４５によってゲート信号Ａｕ，Ｂｕが生成される。

インバータ１０（図５）では、ゲート信号Ａｕ，ＢｕによってＩＧＢＴＱ１，Ｑ４とＩＧＢＴＱ２，Ｑ３とが交互にオンされ、直流電圧ＶＤＣが商用周波数の交流電圧Ｖｏに変換される。

この通常運転モードでは、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４の各々が比較的高い周波数ｆＨでオンおよびオフするので、電圧変動率が小さな高品質の交流電圧Ｖｏを生成することができる。ただし、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４で発生するスイッチング損失が大きくなり、効率が低下する。

なお、商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止されると、すなわち停電が発生すると、コンバータ６の運転が停止され、バッテリ２３（図１）の直流電力が双方向チョッパ７によってインバータ１０に供給される。インバータ１０は、双方向チョッパ７からの直流電力を交流電力に変換して負荷２４に供給する。したがって、バッテリ２３に直流電力が蓄えられている期間は、負荷２４の運転を継続することができる。

また、インバータ給電モード時においてインバータ１０が故障した場合には、半導体スイッチ１５が瞬時にオンし、電磁接触器１４がオフするとともに、電磁接触器１６がオンする。これにより、バイパス交流電源２２からの交流電力が半導体スイッチ１５および電磁接触器１６を介して負荷２４に供給され、負荷２４の運転が継続される。一定時間後に半導体スイッチ１５がオフされ、半導体スイッチ１５が過熱されて破損することが防止される。

次に負荷２４が、電圧変動率に対する許容範囲が大きな負荷（すなわち商用交流電源２１からの交流電圧Ｖｉによって駆動させることが可能な負荷）である場合について説明する。この場合、無停電電源装置１の使用者は、バイパス交流電源２２として商用交流電源２１を使用し、操作部１７を操作してインバータ給電モードおよび省電力運転モードを選択する。

省電力運転モードが選択されてモード選択信号ＳＥが「Ｌ」レベルにされているので、ゲート制御回路３７（図３）では、発振器４１および三角波発生器４２によって比較的低い周波数ｆＬの三角波信号Ｃｕが生成される。電圧指令値Ｖｏｒと三角波信号Ｃｕとが比較器４３によって比較され、バッファ４４およびインバータ４５によってゲート信号Ａｕ，Ｂｕが生成される。

インバータ１０（図５）では、ゲート信号Ａｕ，ＢｕによってＩＧＢＴＱ１，Ｑ４とＩＧＢＴＱ２，Ｑ３とが交互にオンされ、直流電圧ＶＤＣが商用周波数の交流電圧Ｖｏに変換される。

この省電力運転モードでは、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４の各々が比較的低い周波数ｆＬでオンおよびオフするので、交流電圧Ｖｏの電圧変動率が比較的大きくなる。しかし、交流電圧Ｖｏの電圧変動率に対する許容範囲が大きい負荷２４を駆動するので、交流電圧Ｖｏの電圧変動率が大きくなっても問題なく負荷２４を駆動することができる。また、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４で発生するスイッチング損失が小さくなり、効率が高くなる。停電発生時およびインバータ１０の故障時における動作は、通常運転モード時の動作と同じであるので、その説明は繰り返さない。

以上のように、この実施の形態１では、三角波信号Ｃｕの周波数が比較的高い周波数ｆＨに設定される通常運転モードと、三角波信号Ｃｕの周波数が比較的低い周波数ｆＬに設定される省電力運転モードとが設けられ、選択された方のモードが実行される。したがって、交流電圧Ｖｏの電圧変動率に対する許容範囲が大きな負荷２４を駆動させる場合には、省電力運転モードを選択することにより、インバータ１０のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４で発生するスイッチング損失を低減することができ、無停電電源装置１の効率を高めることができる。

図６は、実施の形態１の変更例を示す回路ブロック図であって、図３と対比される図である。この変更例が実施の形態１と異なる点は、ゲート制御回路３７がゲート制御回路５０で置換されている点である。ゲート制御回路５０は、ゲート制御回路３７の発振器４１を周波数設定器５１および発振器５２で置換したものである。

この変更例では、操作部１７を操作することにより、省電力運転モードにおける三角波信号Ｃｕの周波数ｆＬを所望の値に設定することが可能になっている。周波数設定器５１は、操作部１７からの制御信号ＣＮＴに基づいて、設定された周波数ｆＬを示す信号φ５１を出力する。

発振器５２は、モード選択信号ＳＥが「Ｈ」レベルである場合は比較的高い周波数ｆＨのクロック信号を出力し、モード選択信号ＳＥが「Ｌ」レベルである場合は、信号φ５１によって指定された周波数ｆＬのクロック信号を出力する。三角波発生器４２は、発振器５２の出力クロック信号と同じ周波数の三角波信号Ｃｕを出力する。この変更例では、実施の形態１と同じ効果が得られる他、負荷２４の種類に応じて、省電力運転モードにおける三角波信号Ｃｕの周波数ｆＬを所望の値に設定することができる。

［実施の形態２］
図７は、この発明の実施の形態２による無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図であって、図５と対比される図である。図７において、この無停電電源装置が実施の形態１の無停電電源装置１と異なる点は、コンバータ６、双方向チョッパ７、およびインバータ１０がそれぞれコンバータ６０、双方向チョッパ６１、およびインバータ６２と置換されている点である。

コンバータ６０とインバータ６２の間には、３本の直流ラインＬ１〜Ｌ３が接続されている。直流ラインＬ３は、中性点ＮＰに接続され、中性点電圧（たとえば０Ｖ）にされる。コンデンサ９（図１）は２つのコンデンサ９ａ，９ｂを含む。コンデンサ９ａは、直流ラインＬ１，Ｌ３間に接続されている。コンデンサ９ｂは、直流ラインＬ３，Ｌ２間に接続されている。

コンバータ６０は、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、商用交流電源２１からの交流電力を直流電力に変換して直流ラインＬ１〜Ｌ３に供給する。このときコンバータ６０は、直流ラインＬ１，Ｌ３間の直流電圧ＶＤＣａが目標直流電圧ＶＤＣＴになり、かつ直流ラインＬ３，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣｂが目標直流電圧ＶＤＣＴになるように、コンデンサ９ａ，９ｂの各々を充電する。

直流ラインＬ１，Ｌ２，Ｌ３の電圧は、それぞれ正の直流電圧、負の直流電圧、および中性点電圧にされる。商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ６０の運転は停止される。

双方向チョッパ６１は、通常時は、コンバータ６０によって生成された直流電力をバッテリ２３（図１）に蓄える。このとき双方向チョッパ６１は、バッテリ２３の端子間電圧（バッテリ電圧）ＶＢが目標バッテリ電圧ＶＢＴになるように、バッテリ２３を充電する。

双方向チョッパ６１は、停電時は、バッテリ２３の直流電力をインバータ６２に供給する。このとき双方向チョッパ６１は、コンデンサ９ａ，９ｂの端子間電圧ＶＤＣａ，ＶＤＣｂの各々が目標直流電圧ＶＤＣＴになるようにコンデンサ９ａ，９ｂの各々を充電する。

インバータ６２は、通常時は、コンバータ６０によって生成された直流電力を商用周波数の交流電力に変換して負荷２４（図１）に供給する。このときインバータ６２は、直流ラインＬ１〜Ｌ３から供給される正の直流電圧、負の直流電圧、および中性点電圧に基づいて商用周波数の交流電圧Ｖｏを生成する。

インバータ６２は、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４およびダイオードＤ１１〜Ｄ１４を含む。ＩＧＢＴＱ１１のコレクタは直流ラインＬ１に接続され、そのエミッタは出力ノード６２ａに接続される。ＩＧＢＴＱ１２のコレクタは出力ノード６２ａに接続され、そのエミッタは直流ラインＬ２に接続される。ＩＧＢＴＱ１３，Ｑ１４のコレクタは互いに接続され、それらのエミッタはそれぞれ出力ノード６２ａおよび直流ラインＬ３に接続される。ダイオードＤ１１〜Ｄ１４は、それぞれＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４に逆並列に接続される。出力ノード６２ａは、リアクトル１２（図１）を介してノードＮ２に接続される。

ＩＧＢＴＱ１１がオンすると、直流ラインＬ１からＩＧＢＴＱ１１を介して出力ノード６２ａに正電圧が出力される。ＩＧＢＴＱ１３，Ｑ１４がオンすると、直流ラインＬ３からＩＧＢＴＱ１４，Ｑ１３を介して出力ノード６２ａに中性点電圧が出力される。ＩＧＢＴＱ１２がオンすると、直流ラインＬ２からＩＧＢＴＱ１２を介して出力ノード６２ａに負電圧が出力される。出力ノード６２ａには、正電圧、中性点電圧、および負電圧を含む３レベルの交流電圧が出力される。ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４の制御方法については、後述する。

図８は、インバータ６２を制御するゲート制御回路７０の構成を示す回路ブロック図であって、図３と対比される図である。図８において、ゲート制御回路７０は、発振器７１、三角波発生器７２，７３、比較器７４，７５、バッファ７６，７７、およびインバータ７８，７９を含む。

発振器７１は、出力クロック信号の周波数の制御が可能な発振器（たとえば電圧制御型発振器）である。発振器７１は、モード選択信号ＳＥが「Ｈ」レベルである場合は商用周波数よりも十分に高い周波数ｆＨのクロック信号を出力し、モード選択信号ＳＥが「Ｌ」レベルである場合は上記周波数ｆＨよりも低い周波数ｆＬのクロック信号を出力する。三角波発生器７２，７３は、発振器の出力クロック信号と同じ周波数の三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂをそれぞれ出力する。

比較器７４は、出力電流制御回路３６（図２）からの電圧指令値Ｖｏｒと三角波発生器７２からの三角波信号Ｃｕａとの高低を比較し、比較結果を示すゲート信号φ１を出力する。バッファ７６は、ゲート信号φ１をＩＧＢＴＱ１１のゲートに与える。インバータ７８は、ゲート信号φ１を反転させ、ゲート信号φ４を生成してＩＧＢＴＱ１４のゲートに与える。

比較器７５は、出力電流制御回路３６からの電圧指令値Ｖｏｒと三角波発生器７３からの三角波信号Ｃｕｂとの高低を比較し、比較結果を示すゲート信号φ３を出力する。バッファ７７は、ゲート信号φ３をＩＧＢＴＱ１３のゲートに与える。インバータ７９は、ゲート信号φ３を反転させ、ゲート信号φ２を生成してＩＧＢＴＱ１２のゲートに与える。

図９（Ａ）〜（Ｅ）は、図８に示した電圧指令値Ｖｏｒ、三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂ、およびゲート信号φ１〜φ４の波形を示すタイムチャートである。図９（Ａ）に示すように、電圧指令値Ｖｏｒは商用周波数の正弦波信号である。

三角波信号Ｃｕａの最低値は０Ｖであり、その最高値は電圧指令値Ｖｏｒの正のピーク値よりも高い。三角波信号Ｃｕｂの最高値は０Ｖであり、その最低値は電圧指令値Ｖｏｒの負のピーク値よりも低い。三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂは同位相の信号であり、三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂの位相は電圧指令値Ｖｏｒの位相に同期している。三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂの周波数は、電圧指令値Ｖｏｒの周波数（商用周波数）よりも高い。

図９（Ａ），（Ｂ）に示すように、三角波信号Ｃｕａのレベルが電圧指令値Ｖｏｒよりも高い場合はゲート信号φ１は「Ｌ」レベルになり、三角波信号Ｃｕａのレベルが電圧指令値Ｖｏｒよりも低い場合はゲート信号φ１は「Ｈ」レベルになる。ゲート信号φ１は、正パルス信号列となる。

電圧指令値Ｖｏｒが正極性である期間では、電圧指令値Ｖｏｒが上昇するとゲート信号φ１のパルス幅は増大する。電圧指令値Ｖｏｒが負極性である期間では、ゲート信号φ１は「Ｌ」レベルに固定される。図９（Ｂ），（Ｅ）に示すように、ゲート信号φ４はゲート信号φ１の反転信号である。

図９（Ａ），（Ｃ）に示すように、三角波信号Ｃｕｂのレベルが電圧指令値Ｖｏｒよりも低い場合はゲート信号φ２は「Ｌ」レベルになり、三角波信号Ｃｕｂのレベルが電圧指令値Ｖｏｒよりも高い場合はゲート信号φ２は「Ｈ」レベルになる。ゲート信号φ２は、正パルス信号列となる。

電圧指令値Ｖｏｒが正極性である期間では、ゲート信号φ２は「Ｌ」レベルに固定される。電圧指令値Ｖｏｒが負極性である期間では、電圧指令値Ｖｏｒが下降するとゲート信号φ２のパルス幅は増大する。図９（Ｃ），（Ｄ）に示すように、ゲート信号φ３はゲート信号φ２の反転信号である。ゲート信号φ１〜φ４の各々はＰＷＭ信号である。

ゲート信号φ１，φ２がともに「Ｌ」レベルであり、ゲート信号φ３，φ４がともに「「Ｈ」レベルである期間（ｔ１，ｔ３，ｔ５，ｔ７，ｔ９，…）では、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１２がともにオフするとともに、ＩＧＢＴＱ１３，Ｑ１４がオンする。これにより、直流ラインＬ３の中性点電圧がＩＧＢＴＱ１４，Ｑ１３を介して出力ノード６２ａに出力される。

ゲート信号φ１，φ３がともに「Ｈ」レベルであり、ゲート信号φ２，φ４がともに「「Ｌ」レベルである期間（ｔ２，ｔ４，…）では、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１３がともにオンするとともに、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１４がオフする。これにより、直流ラインＬ１の正の直流電圧がＩＧＢＴＱ１１を介して出力ノード６２ａに出力される。

ゲート信号φ１，φ３がともに「Ｌ」レベルであり、ゲート信号φ２，φ４がともに「「Ｈ」レベルである期間（ｔ６，ｔ８，…）では、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１３がともにオフするとともに、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１４がオンする。これにより、直流ラインＬ２の負の直流電圧がＩＧＢＴＱ１２を介して出力ノード６２ａに出力される。

図９（Ｂ）〜（Ｅ）に示すようにゲート信号φ１〜φ４の波形が変化すると、図９（Ａ）に示した電圧指令値Ｖｕｒと同じ波形の交流電圧ＶｏがノードＮ２および中性点ＮＰ間に出力される。なお、図９（Ａ）〜（Ｅ）ではＵ相に対応する電圧指令値Ｖｕｒおよび信号Ｃｕａ，Ｃｕｂ，φ１〜φ４の波形を示したが、Ｖ相およびＷ相の各々に対応する電圧指令値および信号の波形も同様である。ただし、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相に対応する電圧指令値および信号の位相は１２０度ずつずれている。

図９（Ａ）〜（Ｅ）から分かるように、三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂの周波数を高くすると、ゲート信号φ１〜φ４の周波数が高くなり、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４のスイッチング周波数（オンおよびオフの回数／秒）が高くなる。ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４のスイッチング周波数が高くなると、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４で発生するスイッチング損失が増大し、無停電電源装置の効率が低くなる。しかし、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４のスイッチング周波数が高くなると、交流出力電圧Ｖｏの電圧変動率が減少し、高品質の交流出力電圧Ｖｏが得られる。

逆に、三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂの周波数を低くすると、ゲート信号φ１〜φ４の周波数が低くなり、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４のスイッチング周波数が低くなる。ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４のスイッチング周波数が低くなると、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４で発生するスイッチング損失が減少し、無停電電源装置の効率が高くなる。しかし、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４のスイッチング周波数が低くなると、交流出力電圧Ｖｏの電圧変動率が増大し、交流出力電圧Ｖｏの波形が劣化する。

そこで、本実施の形態２では実施の形態１と同様に、三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂの周波数を比較的高い周波数ｆＨに設定して電圧変動率を低下させる通常運転モードと、三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂの周波数を比較的低い周波数ｆＬに設定してスイッチング損失を低下させる省電力運転モードとが設けられている。無停電電源装置の使用者は、操作部１７を用いて、通常運転モードおよび省電力運転モードのうちの所望のモードを選択することができる。

次に、この無停電電源装置の使用方法および動作について説明する。まず負荷２４が、電圧変動率に対する許容範囲が小さな負荷（すなわち商用交流電源２１からの交流電圧Ｖｉによって駆動させることができない負荷）である場合について説明する。この場合、無停電電源装置１の使用者は、操作部１７を操作して通常運転モードを選択する。

通常運転モードが選択されてモード選択信号ＳＥが「Ｈ」レベルにされているので、ゲート制御回路７０（図８）では、発振器７１および三角波発生器７２，７３によって比較的高い周波数ｆＨの三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂが生成される。

電圧指令値Ｖｏｒと三角波信号Ｃｕａとが比較器７４によって比較され、バッファ７６およびインバータ７８によってゲート信号φ１，φ４が生成される。電圧指令値Ｖｏｒと三角波信号Ｃｕｂとが比較器７５によって比較され、バッファ７７およびインバータ７９によってゲート信号φ３，φ２が生成される。

電圧指令値Ｖｕｒが正極性の期間では、インバータ６２（図７）のＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１３がそれぞれオフ状態およびオン状態に固定されるとともに、ＩＧＢＴＱ１１とＩＧＢＴＱ１４が交互にオンされる。電圧指令値Ｖｕｒが負極性の期間では、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１４がそれぞれオフ状態およびオン状態に固定されるとともに、ゲート信号φ２，φ３によってＩＧＢＴＱ１２とＩＧＢＴＱ１３が交互にオンされ、３レベルの交流電圧Ｖｏが生成される。

この通常運転モードでは、インバータ６２のＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４が比較的高い周波数ｆＨで制御されるので、電圧変動率が比較的小さな高品質の交流電圧Ｖｏを生成することができる。ただし、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４で比較的大きなスイッチング損失が発生し、無停電電源装置の効率が低くなる。

次に負荷２４が、電圧変動率に対する許容範囲が大きな負荷（すなわち商用交流電源２１からの交流電圧Ｖｉによって駆動させることが可能な負荷）である場合について説明する。この場合、無停電電源装置の使用者は、操作部１７を操作して省電力運転モードを選択する。

省電力運転モードが選択されてモード選択信号ＳＥが「Ｌ」レベルにされているので、ゲート制御回路７０（図８）では、発振器７１および三角波発生器７２，７３によって比較的低い周波数ｆＬの三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂが生成され、それらの三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂを用いてゲート信号φ１〜φ４が生成される。インバータ６２では、それらのゲート信号φ１〜φ４によってＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４が駆動されて交流電圧Ｖｏが生成される。

この省電力運転モードでは、インバータ６２のＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４が比較的低い周波数ｆＬで制御されるので、交流電圧Ｖｏの電圧変動率が比較的大きくなる。しかし、交流電圧Ｖｏの電圧変動率に対する許容範囲が大きい負荷２４を駆動するので、交流電圧Ｖｏの電圧変動率が大きくなっても問題なく負荷２４を駆動することができる。また、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４で発生するスイッチング損失が小さくなり、効率が高くなる。他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。

以上のように、この実施の形態２では、三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂの周波数が比較的高い周波数ｆＨに設定される通常運転モードと、三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂの周波数が比較的低い周波数ｆＬに設定される省電力運転モードとが設けられ、選択された方のモードが実行される。したがって、交流電圧Ｖｏの電圧変動率に対する許容範囲が大きな負荷２４を駆動させる場合には、省電力運転モードを選択することにより、インバータ６２のＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１４で発生するスイッチング損失を低減することができ、無停電電源装置１の効率を高めることができる。

図１０は、実施の形態２の変更例を示す回路ブロック図であって、図８と対比される図である。この変更例が実施の形態２と異なる点は、ゲート制御回路７０がゲート制御回路８０で置換されている点である。ゲート制御回路８０は、ゲート制御回路７０の発振器７１を周波数設定器８１および発振器８２で置換したものである。

この変更例では、操作部１７を操作することにより、省電力運転モードにおける三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂの周波数ｆＬを所望の値に設定することが可能になっている。周波数設定器８１は、操作部１７からの制御信号ＣＮＴに基づいて、設定された周波数ｆＬを示す信号φ８１を出力する。

発振器８２は、モード選択信号ＳＥが「Ｈ」レベルである場合は比較的高い周波数ｆＨのクロック信号を出力し、モード選択信号ＳＥが「Ｌ」レベルである場合は、信号φ８１によって指定された周波数ｆＬのクロック信号を出力する。三角波発生器７２，７３は、発振器８２の出力クロック信号と同じ周波数の三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂをそれぞれ出力する。この変更例では、実施の形態２と同じ効果が得られる他、負荷２４の種類に応じて、省電力運転モードにおける三角波信号Ｃｕａ，Ｃｕｂの周波数ｆＬを所望の値に設定することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 無停電電源装置、Ｔ１ 交流入力端子、Ｔ２ バイパス入力端子、Ｔ３ バッテリ端子、Ｔ４ 交流出力端子、２，８，１４，１６ 電磁接触器、３，１１ 電流検出器、４，９，９ａ，９ｂ，１３ コンデンサ、５，１２ リアクトル、６，６０ コンバータ、７，６１ 双方向チョッパ、１０，４５，６２，７８，７９ インバータ、１５ 半導体スイッチ、１７ 操作部、１８ 制御装置、２１ 商用交流電源、２２ バイパス交流電源、２３ バッテリ、２４ 負荷、３１ 参照電圧発生回路、３２ 電圧検出器、３３，３５ 減算器、３４ 出力電圧制御回路、３６ 出力電流制御回路、３７，５０，７０，８０ ゲート制御回路、４１，５２，７１，８２ 発振器、４２，７２，７３ 三角波発生器、４３，７４，７５ 比較器、４４，７６，７７ バッファ、５１，８１ 周波数設定器。

Claims (6)

1. 複数のスイッチング素子を含み、直流電力を商用周波数の交流電力に変換して負荷に供給する逆変換器と、
   前記商用周波数の正弦波信号と前記商用周波数よりも高い周波数の三角波信号との高低を比較し、その比較結果に基づいて、前記複数のスイッチング素子を制御するための制御信号を生成する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記三角波信号の周波数が第１の値に設定される第１のモードと、前記三角波信号の周波数が前記第１の値よりも小さな第２の値に設定される第２のモードとのうちの選択された方のモードを実行するように構成され、
   前記第２の値は、前記逆変換器の出力電圧の電圧変動率が商用交流電源から供給される交流電圧の電圧変動率以下になるように設定される、電力変換装置。
2. 前記第１のモードは、前記電力変換装置の通常運転を行なう場合に選択され、
   前記第２のモードは、商用交流電源から供給される交流電圧によって前記負荷を駆動させることが可能である場合に、前記複数のスイッチング素子で発生するスイッチング損失を低減させるために選択される、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御装置は、
   前記逆変換器の出力電圧と参照電圧との偏差がなくなるように前記正弦波信号を生成する電圧指令部と、
   設定された前記第１または第２の値の周波数の前記三角波信号を生成する三角波発生器と、
   前記正弦波信号と前記三角波信号との高低を比較し、その比較結果に基づいて前記制御信号を生成する比較器とを含む、請求項１に記載の電力変換装置。
4. さらに、前記第１および第２のモードのうちの所望のモードを選択する選択部を備え、
   前記制御装置は、前記選択部によって選択されたモードを実行する、請求項１に記載の電力変換装置。
5. さらに、前記第２の値を前記第１の値よりも小さな所望の値に設定する設定部を備え、
   前記制御装置は、前記正弦波信号と前記設定部によって設定された前記第２の値の周波数の前記三角波信号との高低を比較する、請求項１に記載の電力変換装置。
6. さらに、前記商用交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換する順変換器を備え、
   前記商用交流電源から交流電力が供給されている通常時は、前記順変換器によって生成された直流電力が前記逆変換器に供給されるとともに電力貯蔵装置に蓄えられ、
   前記商用交流電源からの交流電力の供給が停止された停電時は、前記電力貯蔵装置の直流電力が前記逆変換器に供給される、請求項１に記載の電力変換装置。

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