JP6764670B2

JP6764670B2 - Power converter

Info

Publication number: JP6764670B2
Application number: JP2016076681A
Authority: JP
Inventors: 和也西澤; 拓也小澤
Original assignee: Sanyo Denki Co Ltd
Current assignee: Sanyo Denki Co Ltd
Priority date: 2016-04-06
Filing date: 2016-04-06
Publication date: 2020-10-07
Anticipated expiration: 2036-04-06
Also published as: PH12017000113A1; JP2017189035A

Description

本発明は、電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power converter.

直流電力を交流電力に変換する電力変換装置は、出力が交流であるために、その影響で入力電流（直流）にリップル電流（交流成分）が発生する。入力電流にリップル電流が流れると、入力側の直流電源に影響が生じる。一例として、直流電源が電池の場合、電池の種類によっては、リップル電流によって電池の寿命が短くなる。 Since the output of a power conversion device that converts DC power to AC power is AC, a ripple current (AC component) is generated in the input current (DC) due to the effect. When a ripple current flows through the input current, the DC power supply on the input side is affected. As an example, when the DC power source is a battery, depending on the type of battery, the ripple current shortens the battery life.

したがって、電力変換装置の分野において、リップル電流を抑える制御が検討されている。一例として、特許文献１は、単相電力調整装置におけるリップル電力を低減する方法を開示している。 Therefore, in the field of power converters, control for suppressing ripple current is being studied. As an example, Patent Document 1 discloses a method for reducing ripple power in a single-phase power regulator.

特表２０１１−５０１６３５号公報Japanese Patent Publication No. 2011-501635

従来では、リップル電流を抑えるために以下の方式が採用されていた。例えば、電力変換装置の入力側で瞬時電流を検知し、制御部が、瞬時電流から以下の式１を用いてリップル成分を計算する。制御部は、リップル成分をコンバータ指令値から差し引くことによりコンバータ制御値を出力する。 Conventionally, the following method has been adopted to suppress the ripple current. For example, the input side of the power converter detects the instantaneous current, and the control unit calculates the ripple component from the instantaneous current using the following equation 1. The control unit outputs the converter control value by subtracting the ripple component from the converter command value.

（式１）
リップル成分＝入力電流（瞬時）−入力電流直流分
ここで、「入力電流直流分」は、入力電流（瞬時）をＬＰＦ（Low-pass filter）に通して得た平均値である。 (Equation 1)
Ripple component = input current (instantaneous) -input current direct current component Here, the "input current direct current component" is an average value obtained by passing the input current (instantaneous) through an LPF (Low-pass filter).

上述の従来方式は、入力電流を検出して補正を掛けているため、実電流に対して制御の遅れが発生してしまう。この制御の遅れがリップル電流の低減の妨げになっていた。 In the above-mentioned conventional method, since the input current is detected and corrected, a control delay occurs with respect to the actual current. This delay in control hindered the reduction of the ripple current.

そこで、本発明の目的は、従来と比べてリップル電流を効果的に抑える電力変換装置を提供することである。 Therefore, an object of the present invention is to provide a power conversion device that effectively suppresses a ripple current as compared with the conventional case.

例えば、上記課題を解決するために、特許請求の範囲に記載の構成を採用する。本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例をあげるならば、直流電源から出力される直流電力を、異なる電圧の直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータから出力される直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータから出力される前記交流電力の瞬時変動を表す情報に基づいて前記コンバータを制御する制御部とを備える電力変換装置が提供される。 For example, in order to solve the above problems, the configuration described in the claims is adopted. The present application includes a plurality of means for solving the above problems. For example, a converter that converts DC power output from a DC power supply into DC power having a different voltage, and a DC output from the converter. A power conversion device including an inverter that converts electric power into direct current power and a control unit that controls the converter based on information representing instantaneous fluctuations of the direct current power output from the inverter is provided.

好適には、前記制御部は、リップル抑制用補正値を用いて前記コンバータへの指令値を補正し、ここで、前記瞬時変動を表す情報は、前記交流電力の瞬時変動波形であり、前記リップル抑制用補正値は、前記瞬時変動波形を、応答遅れを考慮して位相補正したものである。 Preferably, the control unit corrects the command value to the converter by using the correction value for suppressing ripple, and here, the information representing the instantaneous fluctuation is the instantaneous fluctuation waveform of the AC power, and the ripple. The suppression correction value is a phase correction of the instantaneous fluctuation waveform in consideration of the response delay.

好適には、前記制御部は、連系運転時と自立運転時とで前記リップル抑制用補正値の算出処理を切り替える。前記連系運転時において、前記制御部は、前記インバータの２倍の周期の正弦波と前記インバータの出力電力値との積を前記瞬時変動波形として算出し、前記積を位相補正して前記リップル抑制用補正値を算出する。また、前記自立運転時において、前記制御部は、前記インバータの出力電圧と出力電流との積を前記瞬時変動波形として算出し、前記積を位相補正して前記リップル抑制用補正値を算出する。 Preferably, the control unit switches the calculation process of the ripple suppression correction value between the interconnection operation and the independent operation. During the interconnection operation, the control unit calculates the product of a sine wave having a period twice that of the inverter and the output power value of the inverter as the instantaneous fluctuation waveform, and phase-corrects the product to perform the ripple. Calculate the suppression correction value. Further, during the self-sustaining operation, the control unit calculates the product of the output voltage and the output current of the inverter as the instantaneous fluctuation waveform, and phase-corrects the product to calculate the ripple suppression correction value.

好適には、前記制御部は、前記コンバータの入力側の前記直流電流を用いてリップル成分を算出し、前記瞬時変動を表す情報及び前記リップル成分の両方を用いて前記コンバータへの指令値を補正する。 Preferably, the control unit calculates a ripple component using the direct current on the input side of the converter, and corrects a command value to the converter using both the information representing the instantaneous fluctuation and the ripple component. To do.

本発明によれば、従来に比べてリップル電流をより効果的に抑えることができる。本発明に関連する更なる特徴は、本明細書の記述、添付図面から明らかになるものである。また、上記した以外の、課題、構成及び効果は、以下の実施例の説明により明らかにされる。 According to the present invention, the ripple current can be suppressed more effectively than in the conventional case. Further features relating to the present invention will become apparent from the description herein and the accompanying drawings. In addition, problems, configurations, and effects other than those described above will be clarified by the explanation of the following examples.

本発明の実施例に係る系統連系電源システムの構成図である。It is a block diagram of the grid interconnection power supply system which concerns on embodiment of this invention. 本発明の実施例に係るコンバータ制御のブロック図である。It is a block diagram of the converter control which concerns on embodiment of this invention. 連系運転時のリップル抑制用補正値の算出方法を説明する図である。It is a figure explaining the calculation method of the correction value for ripple suppression at the time of interconnection operation. 自立運転時のリップル抑制用補正値の算出方法を説明する図である。It is a figure explaining the calculation method of the correction value for ripple suppression at the time of self-sustaining operation. 連系運転時のインバータ出力（連系電流）とリップル電流であり、（ａ）は従来方式での結果、（ｂ）は本発明の実施例での結果を示す。Inverter output (interconnection current) and ripple current during interconnection operation, (a) shows the result of the conventional method, and (b) shows the result of the embodiment of the present invention. 自立運転時のインバータ出力（自立電流）とリップル電流であり、（ａ）は従来方式での結果、（ｂ）は本発明の実施例での結果を示す。Inverter output (self-sustaining current) and ripple current during self-sustaining operation, (a) shows the result of the conventional method, and (b) shows the result of the embodiment of the present invention.

以下、添付図面を参照して本発明の実施例について説明する。なお、添付図面は本発明の原理に則った具体的な実施例を示しているが、これらは本発明の理解のためのものであり、決して本発明を限定的に解釈するために用いられるものではない。 Hereinafter, examples of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. The accompanying drawings show specific examples in accordance with the principles of the present invention, but these are for the purpose of understanding the present invention and are never used for a limited interpretation of the present invention. is not.

図１は、本発明の実施例に係る系統連系電源システムの構成図である。系統連系電源システム１００は、電力変換装置１１０を備える。電力変換装置１１０は、直流電源１２０から出力される直流電力を交流電力に変換して系統１３０に出力する。 FIG. 1 is a configuration diagram of a grid interconnection power supply system according to an embodiment of the present invention. The grid interconnection power supply system 100 includes a power conversion device 110. The power conversion device 110 converts the DC power output from the DC power supply 120 into AC power and outputs it to the system 130.

連系負荷１４０は、系統１３０に並列接続された負荷であり、連系運転時の電力を消費する機器である。自立負荷１５０は、系統１３０に並列接続された負荷であり、自立運転時の電力を消費する機器である。連系運転と自立運転との切り替えは、例えば、スイッチ１６０及び１７０を制御することにより行うことができる。この切り替えは、後述する電力変換装置１１０の制御部１１４で行ってもよい。 The interconnection load 140 is a load connected in parallel to the system 130, and is a device that consumes electric power during interconnection operation. The self-sustaining load 150 is a load connected in parallel to the system 130, and is a device that consumes electric power during self-sustaining operation. Switching between interconnection operation and independent operation can be performed, for example, by controlling switches 160 and 170. This switching may be performed by the control unit 114 of the power conversion device 110 described later.

電力変換装置１１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、「コンバータ」と称す）１１１と、コンデンサ１１２と、ＤＣ／ＡＣインバータ（以下、「インバータ」と称す）１１３と、制御部１１４とを備える。 The power conversion device 110 includes a DC / DC converter (hereinafter referred to as “converter”) 111, a capacitor 112, a DC / AC inverter (hereinafter referred to as “inverter”) 113, and a control unit 114.

コンバータ１１１は、直流電源１２０から出力される直流電力を、異なる電圧の直流電力に変換する。インバータ１１３は、コンバータ１１１から出力される直流電力を交流電力に変換する。コンデンサ１１２は、コンバータ１１１とインバータ１１３との間に配置された平滑コンデンサである。 The converter 111 converts the DC power output from the DC power supply 120 into DC power having a different voltage. The inverter 113 converts the DC power output from the converter 111 into AC power. The capacitor 112 is a smoothing capacitor arranged between the converter 111 and the inverter 113.

制御部１１４は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）を備えており、電力変換装置１１０の各構成要素を制御するものである。制御部１１４は、コンバータ１１１及びインバータ１１３をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。図１に示すように、制御部１１４は、コンバータ制御信号をコンバータ１１１に出力し、インバータ制御信号をインバータ１１３に出力する。 The control unit 114 includes a CPU (Central Processing Unit) and controls each component of the power conversion device 110. The control unit 114 controls the converter 111 and the inverter 113 by PWM (Pulse Width Modulation). As shown in FIG. 1, the control unit 114 outputs the converter control signal to the converter 111 and outputs the inverter control signal to the inverter 113.

なお、制御部１１４は、ＣＰＵがその処理に対応するプログラムを実行するソフトウェア手段で実現されてもよいし、あるいは、例えば集積回路で設計する等によりハードウェア手段で実現されてもよい。 The control unit 114 may be realized by software means in which the CPU executes a program corresponding to the processing, or may be realized by hardware means such as by designing with an integrated circuit.

また、電力変換装置１１０は、入力電流を検知するために、コンバータ１１１の入力側に第１の電流検知手段１１５を備える。第１の電流検知手段１１５は、検知した瞬時電流を制御部１１４に入力する。さらに、電力変換装置１１０は、インバータ電力の変動を検知するために、インバータ１１３の出力側に電圧検知手段１１６及び第２の電流検知手段１１７を備える。電圧検知手段１１６は、検知した瞬時電圧を制御部１１４に入力する。第２の電流検知手段１１７は、検知した瞬時電流を制御部１１４に入力する。 Further, the power conversion device 110 includes a first current detecting means 115 on the input side of the converter 111 in order to detect the input current. The first current detecting means 115 inputs the detected instantaneous current to the control unit 114. Further, the power conversion device 110 includes a voltage detecting means 116 and a second current detecting means 117 on the output side of the inverter 113 in order to detect fluctuations in the inverter power. The voltage detecting means 116 inputs the detected instantaneous voltage to the control unit 114. The second current detecting means 117 inputs the detected instantaneous current to the control unit 114.

本実施例の特徴について説明する。制御部１１４は、電力変換装置１１０の入力電流（直流）のリップルの原因になるインバータ電力（交流電力）の瞬時変動を表す情報に基づいてコンバータ１１１を制御する。詳細には、制御部１１４は、インバータ電力の瞬時変動波形を用いてリップル抑制用補正値を算出する。制御部１１４は、コンバータ１１１への指令値からリップル抑制用補正値を差し引くことによってコンバータ制御値を求める。制御部１１４は、求められたコンバータ制御値をコンバータ制御信号としてコンバータ１１１に出力する。 The features of this embodiment will be described. The control unit 114 controls the converter 111 based on information representing instantaneous fluctuations in the inverter power (alternating current power) that causes ripples in the input current (direct current) of the power conversion device 110. Specifically, the control unit 114 calculates the ripple suppression correction value using the instantaneous fluctuation waveform of the inverter power. The control unit 114 obtains the converter control value by subtracting the ripple suppression correction value from the command value to the converter 111. The control unit 114 outputs the obtained converter control value to the converter 111 as a converter control signal.

図２は、制御部１１４におけるコンバータ制御のブロック図である。コンバータ指令値２０１と、図示省略のバス電圧検知手段で検出されたバス電圧（図１参照）２０２との偏差が、リミッタ回路２０３を介してＰＩ制御部２０４へ入力される。コンバータ指令値２０１とバス電圧２０２との偏差は、ＰＩ制御部２０４によって比例積分される。ＰＩ制御部２０４からの出力は、リミッタ回路２０５を介して第１の制御値補正部２０６に入力される。 FIG. 2 is a block diagram of converter control in the control unit 114. The deviation between the converter command value 201 and the bus voltage (see FIG. 1) 202 detected by the bus voltage detecting means (not shown) is input to the PI control unit 204 via the limiter circuit 203. The deviation between the converter command value 201 and the bus voltage 202 is proportionally integrated by the PI control unit 204. The output from the PI control unit 204 is input to the first control value correction unit 206 via the limiter circuit 205.

第１の制御値補正部２０６は、リップル抑制用補正値を算出する。そして、第１の制御値補正部２０６によって、リミッタ回路２０５の出力からリップル抑制用補正値分が差し引かれる。第１の制御値補正部２０６の出力（第１出力値）は、第２の制御値補正部２０７に入力される。なお、補正値を調整するための係数Ｋ１をリップル抑制用補正値に掛け合わせてもよい。係数Ｋ１は、実機での調整値であり、電力変換装置１１０の回路構成に応じて異なる値となる。 The first control value correction unit 206 calculates the correction value for ripple suppression. Then, the correction value for ripple suppression is subtracted from the output of the limiter circuit 205 by the first control value correction unit 206. The output (first output value) of the first control value correction unit 206 is input to the second control value correction unit 207. The coefficient K1 for adjusting the correction value may be multiplied by the correction value for suppressing ripple. The coefficient K1 is an adjustment value in the actual machine, and is a value different depending on the circuit configuration of the power conversion device 110.

第２の制御値補正部２０７は、コンバータ１１１の入力側の第１の電流検知手段１１５から瞬時電流を取得し、上述の式（１）を用いてリップル成分を算出する。そして、第２の制御値補正部２０７によって、第１の制御値補正部２０６の出力（第１出力値）からリップル成分が差し引かれる。なお、リップル成分に係数Ｋ２を掛け合わせてもよい。係数Ｋ２は、実機での調整値であり、電力変換装置１１０の回路構成に応じて異なる値となる。第２の制御値補正部２０７からの出力（第２出力値）は、リミッタ回路２０８を介してコンバータ制御値（ＰＷＭ値）２０９として出力される。制御部１１４は、コンバータ制御値２０９をコンバータ制御信号としてコンバータ１１１に出力する。 The second control value correction unit 207 acquires an instantaneous current from the first current detecting means 115 on the input side of the converter 111, and calculates the ripple component using the above equation (1). Then, the second control value correction unit 207 subtracts the ripple component from the output (first output value) of the first control value correction unit 206. The ripple component may be multiplied by the coefficient K2. The coefficient K2 is an adjustment value in the actual machine, and is a value different depending on the circuit configuration of the power conversion device 110. The output (second output value) from the second control value correction unit 207 is output as a converter control value (PWM value) 209 via the limiter circuit 208. The control unit 114 outputs the converter control value 209 to the converter 111 as a converter control signal.

次に、連系運転と自立運転のそれぞれについて、リップル抑制用補正値の算出方法を説明する。本実施例の特徴として、制御部１１４は、連系運転と自立運転とでリップル抑制用補正値の算出処理を切り替える。以下で詳細に説明するが、連系運転時のリップル抑制用補正値は、インバータ１１３の２倍の周期の正弦波とインバータ１１３の出力電力値との積を位相補正したものである。また、自立運転時のリップル抑制用補正値は、インバータ１１３の出力電圧と出力電流との積を位相補正したものである。 Next, a method of calculating the correction value for ripple suppression will be described for each of the interconnection operation and the independent operation. As a feature of this embodiment, the control unit 114 switches the calculation process of the correction value for ripple suppression between the interconnection operation and the independent operation. As will be described in detail below, the correction value for ripple suppression during interconnection operation is a phase correction of the product of a sine wave having a period twice that of the inverter 113 and the output power value of the inverter 113. Further, the correction value for ripple suppression during independent operation is a phase correction of the product of the output voltage and the output current of the inverter 113.

図３は、連系運転時のリップル抑制用補正値の算出方法を説明する図である。インバータ電力の瞬時変動は、インバータ１１３の周波数の２倍の周波数となる。したがって、コンバータ１１１においてリップルの補正を行うために、インバータ１１３の２倍の周期の正弦波ｓｉｎ（２ωｔ）を使用する。また、入力電流におけるリップル電流はインバータ電力が大きくなるほど、大きくなる傾向にある。したがって、インバータ電力の瞬時変動波形として、インバータ電力に比例した正弦波（例えば、上述の正弦波とインバータ１１３の出力電力との積）を用いる。 FIG. 3 is a diagram illustrating a method of calculating a correction value for suppressing ripple during interconnection operation. The instantaneous fluctuation of the inverter power is twice the frequency of the inverter 113. Therefore, in order to correct the ripple in the converter 111, a sine wave sin (2ωt) having a period twice that of the inverter 113 is used. Further, the ripple current in the input current tends to increase as the inverter power increases. Therefore, a sine wave proportional to the inverter power (for example, the product of the above-mentioned sine wave and the output power of the inverter 113) is used as the instantaneous fluctuation waveform of the inverter power.

また、インバータ電力の瞬時変動を用いてコンバータ１１１を制御する場合、制御部１１４などの制御系やハードに応答遅れが生じる。この応答遅れ分を考慮し、正弦波ｓｉｎ（２ωｔ）の位相を△１だけずらす。さらに、微調整のために、ｓｉｎ（２ωｔ＋△２）を加える。 Further, when the converter 111 is controlled by using the instantaneous fluctuation of the inverter power, the response delay occurs in the control system such as the control unit 114 and the hardware. In consideration of this response delay, the phase of the sine wave sin (2ωt) is shifted by Δ1. Further, sin (2ωt + Δ2) is added for fine adjustment.

図３を式に表すと以下のようになる。制御部１１４は、式２に従ってリップル抑制用補正値を算出する。
（式２）
リップル抑制用補正値＝
（ｓｉｎ（２ωｔ＋△１）＊出力電力指令）＊Ｋ３＋ｓｉｎ（２ωｔ＋△２）
ここで、「出力電力指令」とは、インバータ１１３への出力電力指令値である。なお、ｓｉｎ（２ωｔ）は、インバータ１１３内にある位相同期回路（ＰＬＬ）に同期した２倍周期の正弦波であり、インバータ１１３内のＰＬＬから制御部１１４への入力をもとに算出されればよい。係数Ｋ３は、実機での調整値であり、電力変換装置１１０の回路構成に応じて異なる値となる。 Fig. 3 can be expressed as follows. The control unit 114 calculates the ripple suppression correction value according to Equation 2.
(Equation 2)
Ripple suppression correction value =
(Sin (2ωt + △ 1) * Output power command) * K3 + sin (2ωt + △ 2)
Here, the "output power command" is an output power command value to the inverter 113. The sin (2ωt) is a double-period sine wave synchronized with the phase-locked loop (PLL) in the inverter 113, and is calculated based on the input from the PLL in the inverter 113 to the control unit 114. Just do it. The coefficient K3 is an adjustment value in the actual machine, and is a value different depending on the circuit configuration of the power conversion device 110.

位相補正用変数△１、△２は、例えば、以下の式３により算出される。
（式３）
△１＝ π＋（２π＊Ｋａ）／（Ｐ_ｉｎｖ＊（Ｐ_ｉｎｖ＊Ｋｂ）＋Ｋｃ）
△２＝ π／４＋（２π＊Ｋａ）／（Ｐ_ｉｎｖ＊（Ｐ_ｉｎｖ＊Ｋｂ）＋Ｋｃ）
ここで、Ｐ_ｉｎｖは、インバータ電力（実効値の平均）である。Ｋａ、Ｋｂ、Ｋｃは、正弦波ｓｉｎ（２ωｔ）と実際の入力電流のリップル波形とを測定し、これら２つの波形の位相のずれをグラフ化したときの近似式から求められる係数である。 The phase correction variables Δ1 and Δ2 are calculated by, for example, the following equation 3.
(Equation 3)
Δ1 = π + (2π * Ka) / (P _inv * (P _inv * Kb) + Kc)
△ 2 = π / 4 + (2π * Ka) / (P _inv * (P _inv * Kb) + Kc)
Here, _Pinv is the inverter power (average of effective values). Ka, Kb, and Kc are coefficients obtained from an approximate expression when the sine wave sin (2ωt) and the ripple waveform of the actual input current are measured and the phase shift of these two waveforms is graphed.

位相補正用変数△１、△２の式は、インバータ電力が大きいほど、補正位相が小さくなり、また、インバータ電力が小さいほど、補正位相が大きくなるように決定された式である。位相補正用変数△１、△２は、実機での調整値のため、電力変換装置１１０の回路構成により、計算式及びその計算式で使用される各種係数などは異なる。 The equations of the phase correction variables Δ1 and Δ2 are determined so that the larger the inverter power, the smaller the correction phase, and the smaller the inverter power, the larger the correction phase. Since the phase correction variables Δ1 and Δ2 are adjustment values in the actual machine, the calculation formula and various coefficients used in the calculation formula differ depending on the circuit configuration of the power conversion device 110.

図４は、自立運転時のリップル抑制用補正値の算出方法を説明する図である。自立運転時に関しては、インバータ電力の瞬時変動波形を、実際の瞬時出力電圧（Ｖ_ｉｎｖ）と瞬時出力電流（Ｉ_ｉｎｖ）との積で作成する。インバータ電力の瞬時変動を用いてコンバータを制御する場合の応答遅れは、ＬＰＦの時定数Ｔによって調整する。 FIG. 4 is a diagram illustrating a method of calculating a correction value for suppressing ripple during self-sustaining operation. For self-sustaining operation, the instantaneous fluctuation waveform of the inverter power is created by the product of the actual instantaneous output voltage (V _inv ) and the instantaneous output current (I _inv ). The response delay when the converter is controlled by using the instantaneous fluctuation of the inverter power is adjusted by the time constant T of the LPF.

図４を式に表すと以下の式４のようになる。制御部１１４は、出力電圧（瞬時）を電圧検知手段１１６を介して取得し、出力電流（瞬時）を第２の電流検知手段１１７を介して取得し、式４に従ってリップル抑制用補正値を算出する。
（式４）
リップル抑制用補正値＝（インバータ電力（瞬時）のＬＰＦ出力）＊Ｋ４
インバータ電力（瞬時）＝出力電圧（瞬時）＊出力電流（瞬時）
なお、係数Ｋ４は、実機での調整値であり、電力変換装置１１０の回路構成に応じて異なる値となる。 When FIG. 4 is expressed by an equation, it becomes as shown in the following equation 4. The control unit 114 acquires the output voltage (instantaneous) via the voltage detecting means 116, acquires the output current (instantaneous) via the second current detecting means 117, and calculates the ripple suppression correction value according to Equation 4. To do.
(Equation 4)
Ripple suppression correction value = (LPF output of inverter power (instantaneous)) * K4
Inverter power (instantaneous) = output voltage (instantaneous) * output current (instantaneous)
The coefficient K4 is an adjustment value in the actual machine, and is a value different depending on the circuit configuration of the power conversion device 110.

上述のように連系運転時と自立運転時とでリップル抑制用補正値の計算式が異なるが、これらの計算式の概念は、インバータ電力の瞬時変動波形を、上述の応答遅れ分を位相補正するという点で共通している。したがって、リップル抑制用補正値用の計算式は、上述の例に限定されない。制御部１１４は、インバータ電力の瞬時変動波形を応答遅れ分だけ位相補正する他の計算式を用いてリップル抑制用補正値を算出してもよい。 As described above, the calculation formulas for the correction values for ripple suppression differ between the interconnection operation and the independent operation, but the concept of these calculation formulas is to correct the instantaneous fluctuation waveform of the inverter power and the above-mentioned response delay. It is common in that it does. Therefore, the calculation formula for the correction value for ripple suppression is not limited to the above example. The control unit 114 may calculate the correction value for ripple suppression by using another calculation formula that phase-corrects the instantaneous fluctuation waveform of the inverter power by the response delay.

本実施例によれば、入力電流のリップル原因となるインバータ電力の瞬時変動を表す情報をもとに入力電流のリップル電流を予測し、コンバータ１１１の指令値を補正することができる。リップル原因から補正値を算出することで、従来よりも制御遅れが少ない制御が可能となり、リップル低減に有効である。 According to this embodiment, the ripple current of the input current can be predicted based on the information representing the instantaneous fluctuation of the inverter power that causes the ripple of the input current, and the command value of the converter 111 can be corrected. By calculating the correction value from the ripple cause, it is possible to control with less control delay than before, which is effective in reducing ripple.

上述のように、インバータ電力の瞬時変動波形を用いて補正を行うことは従来に比べて有利な効果があるが、図２に示すように瞬時変動波形及びリップル成分の両方を用いてコンバータ１１１への指令値を補正した場合、リップル電流をより効果的に抑制することができる。 As described above, the correction using the instantaneous fluctuation waveform of the inverter power has an advantageous effect as compared with the conventional case, but as shown in FIG. 2, the converter 111 uses both the instantaneous fluctuation waveform and the ripple component. When the command value of is corrected, the ripple current can be suppressed more effectively.

図５は、連系運転時のインバータ出力（連系電流）とリップル電流の一例である。（ａ）は、従来方式での結果であり、（ｂ）は、（ａ）と同じ条件で測定した場合の本実施例での結果を示す。なお、ここでの従来方式とは、図２の構成から第１の制御値補正部２０６を削除した構成である。リップル電流は、コンバータ１１１の入力側で測定したものである。 FIG. 5 is an example of the inverter output (interconnection current) and ripple current during interconnection operation. (A) is the result of the conventional method, and (b) is the result of this embodiment when the measurement is performed under the same conditions as (a). The conventional method here is a configuration in which the first control value correction unit 206 is deleted from the configuration of FIG. The ripple current is measured on the input side of the converter 111.

同様に、図６は、自立運転時のインバータ出力（自立電流）とリップル電流の一例である。（ａ）は、従来方式での結果であり、（ｂ）は、（ａ）と同じ条件で測定した場合の本実施例での結果を示す。 Similarly, FIG. 6 is an example of an inverter output (self-supporting current) and a ripple current during self-sustaining operation. (A) is the result of the conventional method, and (b) is the result of this embodiment when the measurement is performed under the same conditions as (a).

図５及び図６に示すように、本実施例は、連系運転と自立運転の両方の場合において、電力変換装置１０１の入力側のリップル電流（直流に含まれる交流成分）を抑制することができる。本実施例は、従来方式のリップル電流抑制制御と比べて、リップル電流を約３０％低減することができる。 As shown in FIGS. 5 and 6, in this embodiment, it is possible to suppress the ripple current (AC component included in the direct current) on the input side of the power converter 101 in both the interconnection operation and the independent operation. it can. In this embodiment, the ripple current can be reduced by about 30% as compared with the conventional ripple current suppression control.

本発明の効果について説明する。従来は、入力電流に含まれるリップル電流を検出してリップル成分を打ち消すように電力変換装置のコンバータを制御していた。しかし、従来の方式では、発生したリップル電流の結果から抑制制御を行うため、制御遅れが発生し、十分な抑制効果を得られなかった。これに対して、本発明の電力変換装置１０１は、リップル電流の原因になる電力変換装置１０１の出力情報（インバータ電力の瞬時変動を表す情報）を検出して、発生するであろうリップル電流を予測し、予測されたリップル電流分を打ち消すようにコンバータ１１１を制御する。したがって、電力変換装置１０１の入力側のリップル電流を効果的に抑制することができる。その結果、直流電源（例えば、電池）の劣化を抑え、システム全体の長寿命化に貢献する。 The effect of the present invention will be described. In the past, the converter of the power converter was controlled so as to detect the ripple current contained in the input current and cancel the ripple component. However, in the conventional method, since suppression control is performed based on the result of the generated ripple current, a control delay occurs and a sufficient suppression effect cannot be obtained. On the other hand, the power conversion device 101 of the present invention detects the output information (information representing the instantaneous fluctuation of the inverter power) of the power conversion device 101 that causes the ripple current, and determines the ripple current that will be generated. The converter 111 is controlled to predict and cancel the predicted ripple current. Therefore, the ripple current on the input side of the power converter 101 can be effectively suppressed. As a result, deterioration of the DC power supply (for example, a battery) is suppressed, which contributes to extending the life of the entire system.

本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。上記実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることもできる。また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることもできる。また、各実施例の構成の一部について、他の構成を追加・削除・置換することもできる。 The present invention is not limited to the above-described examples, and includes various modifications. The above-described embodiment has been described in detail in order to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and is not necessarily limited to those having all the described configurations. It is also possible to replace a part of the configuration of one embodiment with the configuration of another embodiment. It is also possible to add the configuration of another embodiment to the configuration of one embodiment. In addition, other configurations can be added / deleted / replaced with respect to a part of the configurations of each embodiment.

上述の実施例において、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。全ての構成が相互に接続されていてもよい。 In the above-described embodiment, the control lines and information lines are shown as necessary for explanation, and not all control lines and information lines are necessarily shown in the product. All configurations may be interconnected.

１００ …系統連系電源システム
１１０ …電力変換装置
１１１ …ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１２ …コンデンサ
１１３ …ＤＣ／ＡＣインバータ
１１４ …制御部
１１５ …第１の電流検知手段
１１６ …電圧検知手段
１１７ …第２の電流検知手段
１２０ …直流電源
１３０ …系統
１４０ …連系負荷
１５０ …自立負荷
１６０、１７０ …スイッチ
２０１ …コンバータ指令値
２０２ …バス電圧
２０３ …リミッタ回路
２０４ …ＰＩ制御部
２０５ …リミッタ回路
２０６ …第１の制御値補正部
２０７ …第２の制御値補正部
２０８ …リミッタ回路
２０９ …コンバータ制御値 100 ... Grid interconnection power supply system 110 ... Power conversion device 111 ... DC / DC converter 112 ... Condenser 113 ... DC / AC inverter 114 ... Control unit 115 ... First current detection means 116 ... Voltage detection means 117 ... Second current Detection means 120 ... DC power supply 130 ... System 140 ... Interconnection load 150 ... Independent load 160, 170 ... Switch 201 ... Converter command value 202 ... Bus voltage 203 ... Limiter circuit 204 ... PI control unit 205 ... Limiter circuit 206 ... First Control value correction unit 207 ... Second control value correction unit 208 ... Limiter circuit 209 ... Converter control value

Claims

A converter that converts DC power output from a DC power supply into DC power of a different voltage,
An inverter that converts DC power output from the converter into AC power,
A control unit that controls the converter so as to suppress the ripple component of the DC current based on the information representing the instantaneous fluctuation of the AC power output from the inverter which is the ripple component of the DC current on the input side of the converter. In a power converter equipped with
The control unit corrects the command value to the converter by using the correction value for ripple suppression.
Here, the information representing the instantaneous fluctuation is the instantaneous fluctuation waveform of the AC power, and the correction value for ripple suppression is the phase correction of the instantaneous fluctuation waveform in consideration of the response delay.
The control unit switches the calculation process of the correction value for ripple suppression between the interconnection operation and the independent operation.
During the interconnection operation, the control unit calculates the product of a sine wave having a period twice that of the inverter and the output power value of the inverter as the instantaneous fluctuation waveform, and phase-corrects the product. The correction value for suppressing ripple, or
During the self-sustaining operation, the control unit calculates the product of the output voltage and the output current of the inverter as the instantaneous fluctuation waveform, and phase-corrects the product to calculate at least one of the ripple suppression correction values. A power conversion device characterized by calculating one of them .