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JP6763315B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、互いに並列に接続された複数のコンバータ部を備えたスイッチング電源装置に関するものである。
近年のパワー半導体の性能の向上やＧａＮ、ＳｉＣなどの化合物半導体を使ったパワー半導体の実用化によって、スイッチング電源装置におけるスイッチング周波数の高周波化が可能となり、スイッチング電源装置の小型化および高電力密度化が進んでいる。ところで、スイッチング電源装置を高周波化しようとした場合、配線や素子などに存在する寄生インダクタンスの影響が問題になるため、表面実装素子のように寄生インダクンスの小さな素子を使用しつつ、相互間の配線を短くするためにこれらの素子をコンパクトにまとめて実装する必要がある。ただし、一般的に、表面実装素子では１個の出力電力容量を大きくすることが難しく、また仮に１個の出力電力容量を大きくできたとしても高電力密度化が進む関係上、放熱が難しくなる。
そこで、高周波・高電力密度のスイッチング電源装置では、放熱を必要とする素子の密集を回避して温度分布を均一にするために、複数のコンバータを並列接続することが有効であることが知られている（下記の特許文献１参照）。また、スイッチング電源装置では、入力電圧が高い場合には高周波化に伴ってスイッチング素子でのスイッチング損失が問題となるが、この問題を回避するためには、スイッチング素子をソフトスイッチングすることでスイッチング損失を抑えることが可能であり、このようにしてスイッチング素子をソフトスイッチングする回路として、Ｅ級コンバータ回路やΦ２級コンバータ回路などのソフトスイッチング回路が知られている（下記の非特許文献１参照）。
上記した非特許文献１には、Ｅ級コンバータ回路での制御方式としてバースト制御方式を採用することが開示されている。そして、このバースト制御方式でＥ級コンバータ回路を制御することで、コンバータ回路を固定時比率および固定周波数で動作させることが可能となるため、コンバータ回路のＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）動作条件を容易に満足させることができる結果、軽負荷から重負荷までの広い負荷範囲に亘って高効率での電力変換が可能となる。
具体的には、非特許文献１に開示のバースト制御方式を採用するＥ級コンバータ回路は、ヒステリシスコンパレータと、高周波コンバータと、高周波ゲート駆動回路とによって構成されている。このＥ級コンバータ回路では、ヒステリシスコンパレータは、マイナス入力端子に入力される高周波コンバータの出力電圧と、プラス入力端子に入力される参照電圧（自身のコンパレータ出力電圧に基づき、ローレベル参照電圧およびハイレベル参照電圧のいずれかに自動的に切り替えられる電圧）とを比較して、マイナス入力端子に入力される出力電圧が低下してプラス入力端子に入力される参照電圧（この場合、ローレベル参照電圧）に達したときには、コンパレータ出力電圧をハイレベルとする。これにより、プラス入力端子に入力される参照電圧はローレベル参照電圧からハイレベル参照電圧に切り替わる。また、同時に、高周波ゲート駆動回路が起動して、高周波コンバータの駆動を開始する。これにより、高周波コンバータの出力電圧が上昇し、ヒステリシスコンパレータのマイナス入力端子に入力されるこの出力電圧も上昇する。
その後、ヒステリシスコンパレータは、マイナス入力端子に入力される高周波コンバータの出力電圧がプラス入力端子に入力される参照電圧（この場合、ハイレベル参照電圧）に達したときには、コンパレータ出力電圧をローレベルとする。これにより、プラス入力端子に入力される参照電圧はハイレベル参照電圧からローレベル参照電圧に切り替わる。また、同時に、高周波ゲート駆動回路による高周波コンバータの駆動が停止する。これにより、高周波コンバータの出力電圧が降下し、ヒステリシスコンパレータのマイナス入力端子に入力されるこの出力電圧も降下する。このようにして、このＥ級コンバータ回路によれば、ヒステリシスコンパレータ、高周波コンバータおよび高周波ゲート駆動回路が上記の動作を繰り返すことにより、高周波コンバータからの出力電圧をローレベル参照電圧とハイレベル参照電圧との間に制御することが可能となっている。
特開２００６―２５４６６９号公報
Very-High-Frequency Resonant Boost Converters、IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL.24, NO. 6, JUNE 2009, PP 1654-1665.
ところで、非特許文献１に開示のＥ級コンバータ回路において、出力電力を増加させると共に信頼性を高めるために並列運転を行う場合、並列接続された複数のこのＥ級コンバータ回路を固定時比率および固定周波数で動作させる期間では、出力電圧によらずほぼ一定の電流をこのＥ級コンバータ回路が出力するために、上記の特許文献１に開示されているような電流バランス回路は不要である。
しかしながら、このＥ級コンバータ回路を複数個、単純に並列接続した場合には、各Ｅ級コンバータ回路のヒステリシスコンパレータにおいて出力電圧が参照電圧（ハイレベル参照電圧やローレベル参照電圧）に達するタイミングが同時であるため、各Ｅ級コンバータ回路において、バーストの駆動期間から停止期間への移行、およびこの停止期間から駆動期間への移行が同時に行われる。つまり、このバーストに起因して生じる出力電圧リプルの周波数と、各Ｅ級コンバータ回路（具体的には、Ｅ級コンバータ回路における高周波コンバータ）の駆動期間と停止期間の繰り返し周波数であるバースト周波数とが一致する。
一例として、同じ構成のＥ級コンバータ回路を単純に２つ並列接続して共通の負荷に電力を供給する場合について説明すると、図１２に示すように、各Ｅ級コンバータ回路のヒステリシスコンパレータにおいて出力電圧Ｖｏが参照電圧（ハイレベル参照電圧ＶＨやローレベル参照電圧ＶＬ）に達するタイミングが同時であるため、各Ｅ級コンバータ回路のバーストの駆動期間と停止期間が同時になる。つまり、駆動期間と停止期間の繰り返し周期（バースト周期）は、出力電圧Ｖｏのリップルの周期と一致する（つまり、バースト周波数とリップル周波数が一致する）。
したがって、複数並列接続された各Ｅ級コンバータ回路に対してバーストの駆動期間と停止期間とを単純に同時に切り替える制御を行うこの構成のスイッチング電源装置において、装置を小型化すべく出力コンデンサ容量を小さくするために、ヒステリシスコンバータのヒステリシス幅を小さくして出力電圧のリップルを小さくしようとしたときには、そのリップルの周波数を高くする必要がある。そして、このためには、各Ｅ級コンバータ回路のバースト周波数を高くする必要が生じる。このことから、この構成（複数並列接続された各Ｅ級コンバータ回路に対してバーストの駆動期間と停止期間とを単純に同時に切り替える制御を行う構成）を採用したスイッチング電源装置には、単位時間当たりの各Ｅ級コンバータ回路の起動・停止の回数が増加する結果、固定時比率および固定周波数で安定して動作する期間の比率が下がるため、効率が低下するという課題が存在している。
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、互いに並列に接続された複数のコンバータ部を備えて出力電力の増加を図りつつ、効率を向上させ得るスイッチング電源装置を提供することを主目的とする。
上記目的を達成すべく、本発明に係るスイッチング電源装置は、直流入力部と直流出力部との間に並列接続されたｎ個（ｎは２以上の整数）のコンバータ部と、当該ｎ個のコンバータ部に対する駆動制御を実行する制御部とを備え、前記直流入力部から入力される直流入力電圧に基づいて直流出力電圧を生成して前記直流出力部から負荷に出力するスイッチング電源装置であって、予め規定された第１電圧範囲、および上限値が当該第１電圧範囲の上限値より低くかつ下限値が当該第１電圧範囲の下限値よりも低い予め規定された第２電圧範囲の各電圧範囲と前記直流出力電圧とを比較してその比較結果を前記制御部に出力する電圧比較部を有し、前記制御部は、前記ｎ個のコンバータ部のうちのｋ１個（ｋ１は、０以上ｎ未満の規定の整数）だけを駆動する第１駆動制御、前記ｎ個のコンバータ部のうちのｋ２個（ｋ２は、ｋ１を超えｎ未満の規定の整数）だけを駆動する第２駆動制御、前記ｎ個のコンバータ部のうちのｋ３個（ｋ３は、ｋ１を超えｎ未満の規定の整数）だけを駆動する第３駆動制御、および前記ｎ個のコンバータ部のうちのｋ４個（ｋ４は、ｋ２およびｋ３を超えｎ以下の規定の整数）だけを駆動する第４駆動制御を実行可能に構成されると共に、前記第２駆動制御の実行状態において、前記直流出力電圧が上昇して前記第１電圧範囲の前記上限値に達したとの前記比較結果を取得したときには前記第１駆動制御を実行し、前記第１駆動制御の実行状態において、前記直流出力電圧が低下して前記第１電圧範囲の前記下限値に達したとの前記比較結果を取得したときには前記第２駆動制御を実行し、前記第４駆動制御の実行状態において、前記直流出力電圧が上昇して前記第２電圧範囲の前記上限値に達したとの前記比較結果を取得したときには前記第３駆動制御を実行し、前記第３駆動制御の実行状態において、前記直流出力電圧が低下して前記第２電圧範囲の前記下限値に達したとの前記比較結果を取得したときには前記第４駆動制御を実行し、前記第２駆動制御の実行状態において、前記直流出力電圧が低下して前記第２電圧範囲の前記下限値に達したとの前記比較結果を取得したときには前記第４駆動制御を実行し、かつ前記第３駆動制御の実行状態において、前記直流出力電圧が上昇して前記第１電圧範囲の前記上限値に達したとの前記比較結果を取得したときには前記第１駆動制御を実行する。
これにより、第３駆動制御および第４駆動制御を繰り返し実行する重負荷状態に対して、軽負荷状態では、第１駆動制御および第２駆動制御を繰り返し実行するようにしてコンバータ部の稼働台数を減らすことができるため、効率を向上させることができる。
本発明に係るスイッチング電源装置では、前記制御部は、前記負荷が軽負荷のときに前記第２駆動制御および前記第１駆動制御をこの順序で繰り返し実行する軽負荷動作を実行しつつ、新たに実行する前記第２駆動制御および前記第１駆動制御では、直前に実行した前記第２駆動制御および前記第１駆動制御において駆動していない前記コンバータ部を駆動し、かつ前記負荷が前記軽負荷よりも重い重負荷のときに前記第４駆動制御および前記第３駆動制御をこの順序で繰り返し実行する重負荷動作を実行しつつ、新たに実行する前記第４駆動制御および前記第３駆動制御では、直前に実行した前記第４駆動制御および前記第３駆動制御において駆動していない前記コンバータ部を駆動する。
これにより、各コンバータ部の稼働率の平均化を図ることができるため、１つのコンバータ部に対する負担を低減できる結果、小型の放熱器を用いることができる。
本発明に係るスイッチング電源装置では、前記ｋ１をゼロとして前記第１駆動制御を実行するため、最も軽い負荷にも対応すること（直流出力電圧を第１電圧範囲に制御すること）ができる。
本発明に係るスイッチング電源装置では、前記ｋ４を前記ｎとして前記第４駆動制御を実行するため、最も重い負荷にも対応すること（直流出力電圧を第２電圧範囲に制御すること）ができる。
本発明に係るスイッチング電源装置では、前記制御部は、前記第１駆動制御、前記第２駆動制御、前記第３駆動制御および前記第４駆動制御の実行時において前記コンバータ部をバースト駆動する。
これにより、各コンバータ部を共振型コンバータとして構成したときに、駆動期間において各コンバータ部を、ゼロボルトスイッチング条件を確実に満足させ得る固定時比率および固定周波数で駆動する（スイッチングさせる）ことができるため、各コンバータ部での効率を確実に向上させることができる。
本発明によれば、制御部が、重負荷状態では、コンバータ部に対して第３駆動制御および第４駆動制御を繰り返し実行するようにしてコンバータ部の稼働台数を増やして出力電力を増加させつつ、軽負荷状態では、コンバータ部に対して第１駆動制御および第２駆動制御を繰り返し実行するようにして、コンバータ部の稼働台数を減らすことができるため、効率を向上させることができる。
スイッチング電源装置１の構成図である。 コンバータ部４の回路の一例を示す回路図である。 スイッチング電源装置１の動作を説明するための説明図である。 スイッチング電源装置１の動作を説明するための他の説明図である。 スイッチング電源装置１の動作を説明するための他の説明図である。 スイッチング電源装置１の動作を説明するための他の説明図である。 スイッチング電源装置１の軽負荷状態での動作を説明するための説明図である。 スイッチング電源装置１の重負荷状態での動作を説明するための説明図である。 スイッチング電源装置１およびその比較例としてのスイッチング電源装置での負荷率ａと周波数（バースト周波数）との関係を示す特性図である。 他のスイッチング電源装置１の軽負荷状態での動作を説明するための説明図である。 他のスイッチング電源装置１の重負荷状態での動作を説明するための説明図である。 比較例としてのスイッチング電源装置の動作を説明するための説明図である。
以下、スイッチング電源装置の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。
スイッチング電源装置の一例としてのスイッチング電源装置１は、図１に示すように、直流入力部としての一対の直流入力端子２ａ，２ｂ、直流出力部としての一対の直流出力端子３ａ，３ｂ、一対の直流入力端子２ａ，２ｂと一対の直流出力端子３ａ，３ｂとの間に並列接続された複数（ｎ個。ｎは２以上の整数）のコンバータ部４１，４２，・・・，４ｎ、電圧比較部５および制御部６を備え、直流入力端子２ａ，２ｂ間に入力される直流入力電圧Ｖｉに基づいて直流出力電圧Ｖｏを生成して直流出力端子３ａ，３ｂから負荷に出力可能に構成されている。なお、本例では一例として、直流入力電圧Ｖｉは、基準電位（本例では共通グランドＧ）に接続された直流入力端子２ｂを低電位側として、直流入力端子２ａ，２ｂ間に入力される。また、本例では、直流出力端子３ａ，３ｂのうちの直流出力端子３ｂも共通グランドＧに接続されて、スイッチング電源装置１が全体として非絶縁型コンバータ装置として構成されているため、直流出力電圧Ｖｏは、直流出力端子３ｂを低電位側として、直流出力端子３ａ，３ｂ間から出力される。
コンバータ部４１，４２，・・・，４ｎ（以下、特に区別しないときにはコンバータ部４ともいう）は、同一に（一例として、同一の構成の共振型コンバータとして）構成されている。以下では、コンバータ部４の構成について、コンバータ部４１を例に挙げて説明する。
具体的には、図２に示すように、コンバータ部４１は、スイッチング回路および整流平滑回路を備えている。スイッチング回路は、一例として、第１共振インダクタ４１１およびスイッチング素子４２１の直列回路、スイッチング素子４２１に並列接続された第１共振キャパシタ４３１、および一端が第１共振インダクタ４１１およびスイッチング素子４２１の接続点（第１接続点Ａ）に接続された第２共振インダクタ４４１を備えている。また、スイッチング回路では、第１共振インダクタ４１１およびスイッチング素子４２１の直列回路が一対の直流入力端子２ａ，２ｂ間に接続され、第１共振インダクタ４１１および第２共振インダクタ４４１の直列回路が一対の直流入力端子２ａ，２ｂのうちの一方の直流入力端子（この例では直流入力端子２ａ）に接続され、かつスイッチング素子４２１の一対の端子のうちの第１接続点Ａに接続されていない端子が一対の直流入力端子２ａ，２ｂのうちの他方の直流入力端子（この例では直流入力端子２ｂ）に接続されている。なお、第１共振キャパシタ４３１には、スイッチング素子４２１の出力容量（不図示）が含まれるものとする。また、スイッチング素子４２１は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Ｔransistor）などの電界効果型トランジスタ、バイポーラトランジスタまたはＧａＮ（窒化ガリウム）デバイスなどで構成されている。
以上の構成を備えてＥ級インバータ回路として構成されたスイッチング回路は、制御部６から供給される後述の駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２，・・・，Ｖｐｎ（以下、特に区別しないときには駆動電圧Ｖｐともいう）のうちの対応する駆動電圧Ｖｐ（この例では、駆動電圧Ｖｐ１）でスイッチング素子４２１が駆動されることにより、直流入力端子２ａ，２ｂ間に入力される直流入力電圧Ｖｉを交流出力電圧Ｖａｃに変換して、第２共振インダクタ４４１の他端と直流入力端子２ｂ（共通グランドＧ）との間に出力することが可能となっている。
整流平滑回路は、一例として、第２共振キャパシタ５２１および第３共振キャパシタ５４１の直列回路、第３共振キャパシタ５４１に並列接続された第３共振インダクタ５５１、第２共振キャパシタ５２１および第３共振キャパシタ５４１の接続点（第２接続点Ｂ）と直流出力端子３ａ，３ｂ（本例では直流出力端子３ａ）との間に接続されたダイオード５１１、および直流出力端子３ａ，３ｂ間に接続された平滑キャパシタ５３１を備えて、共振整流平滑回路として構成されている。具体的には、第２共振キャパシタ５２および第３共振キャパシタ５４の直列回路は、第２共振インダクタ４４１の他端と直流入力端子２ｂ（共通グランドＧ）との間に接続されている。また、第２共振キャパシタ５２およびダイオード５１の直列回路が、第２共振インダクタ４４１の他端と直流出力端子３ａとの間に接続されている。
以上の構成を備えた整流平滑回路は、スイッチング回路から出力される交流出力電圧Ｖａｃを直流出力電圧Ｖｏに変換して直流出力端子３ａ，３ｂに出力することが可能となっている。なお、コンバータ部４１，４２，・・・，４ｎの各整流平滑回路に含まれる平滑キャパシタ５３１，５３２，・・・，５３ｎ（なお、平滑キャパシタ５３１以外の平滑キャパシタ５３２，・・・，５３ｎは図示を省略している）については、互いに並列に接続されている。このため、以下では、平滑キャパシタ５３１，５３２，・・・，５３ｎの並列合成容量と同等の容量を有する１つの出力キャパシタＣｏが図１に示すように直流出力端子３ａ，３ｂ間に接続されているものとして説明する。
電圧比較部５は、例えば、ヒステリシスコンパレータを備えて構成されて、直流出力電圧Ｖｏを検出しつつ、検出した直流出力電圧Ｖｏと、予め規定された第１電圧範囲（上限値ＶＨ１および下限値ＶＬ１で規定される電圧範囲）および予め規定された第２電圧範囲（上限値ＶＨ２および下限値ＶＬ２で規定される電圧範囲）とを比較して、その比較結果を制御部６に出力する。本例では一例として、第２電圧範囲は、その上限値ＶＨ２が第１電圧範囲の上限値ＶＨ１より低く、かつその下限値ＶＬ２が第１電圧範囲の下限値ＶＬ１よりも低くなるように規定されている。また、本例では一例として、図３などに示すように、第２電圧範囲の上限値ＶＨ２は第１電圧範囲の下限値ＶＬ１を超える値に規定されているが、上限値ＶＨ２と下限値ＶＬ１との間の大小関係は任意である。また、電圧比較部５は、ヒステリシスコンパレータと共に、ヒステリシスコンパレータの出力に基づいて上記の比較結果を示す情報を出力する他の回路（ＣＰＵなど）を備えて構成することもできる。また、ヒステリシスコンパレータを用いることなく、ＣＰＵ、ＤＳＰおよびＦＰＧＡなどで電圧比較部５を構成することもできる。
制御部６は、ｎ個のコンバータ部４１，４２，・・・，４ｎに一対一で対応するｎ個の駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２，・・・，Ｖｐｎを生成して、コンバータ部４１，４２，・・・，４ｎの各スイッチング素子４２１，４２２，・・・，４２ｎに出力することにより、各コンバータ部４１，４２，・・・，４ｎに対する駆動制御を実行する。この場合、制御部６は、ｎ個のコンバータ部４のうちのｋ１個（ｋ１は、０以上ｎ未満の規定の整数）だけを駆動する第１駆動制御、ｎ個のコンバータ部４のうちのｋ２個（ｋ２は、ｋ１を超えｎ未満の規定の整数）だけを駆動する第２駆動制御、ｎ個のコンバータ部４のうちのｋ３個（ｋ３は、ｋ１を超えｎ未満の規定の整数）だけを駆動する第３駆動制御、およびｎ個のコンバータ部４のうちのｋ４個（ｋ４は、ｋ２およびｋ３を超えｎ以下の規定の整数）だけを駆動する第４駆動制御を実行する。
具体的には、制御部６は、例えば図３に示すように、軽負荷状態のときには、第２駆動制御および第１駆動制御をこの順序で繰り返し実行する軽負荷動作を実行し、負荷が軽負荷よりも重い重負荷状態のときには、第４駆動制御および第３駆動制御をこの順序で繰り返し実行する重負荷動作を実行する。詳細には、同図に示すように、制御部６は、第２駆動制御の実行状態において、直流出力電圧Ｖｏが上昇して第１電圧範囲の上限値ＶＨ１に達したとき（直流出力電圧Ｖｏが上昇して第１電圧範囲の上限値ＶＨ１に達したとの比較結果を電圧比較部５から取得したとき）には、第２駆動制御に代えて第１駆動制御を実行し、第１駆動制御の実行状態において、直流出力電圧Ｖｏが低下して第１電圧範囲の下限値ＶＬ１に達したとき（直流出力電圧Ｖｏが低下して第１電圧範囲の下限値ＶＬ１に達したとの比較結果を取得したとき）には、第１駆動制御に代えて第２駆動制御を実行することにより、軽負荷状態（直流出力端子３ａ，３ｂに接続されている負荷が軽負荷である状態）での直流出力電圧Ｖｏを第１電圧範囲内に制御する。
また、制御部６は、第４駆動制御の実行状態において、直流出力電圧Ｖｏが上昇して第２電圧範囲の上限値ＶＨ２に達したとき（直流出力電圧Ｖｏが上昇して第２電圧範囲の上限値ＶＨ２に達したとの比較結果を取得したとき）には、第４駆動制御に代えて第３駆動制御を実行し、第３駆動制御の実行状態において、直流出力電圧Ｖｏが低下して第２電圧範囲の下限値ＶＬ２に達したとき（直流出力電圧Ｖｏが低下して第２電圧範囲の下限値ＶＬ２に達したとの比較結果を取得したとき）には、第３駆動制御に代えて第４駆動制御を実行することにより、重負荷状態（直流出力端子３ａ，３ｂに接続されている負荷が重負荷である状態）での直流出力電圧Ｖｏを第２電圧範囲内に制御する。
また、制御部６は、第２駆動制御の実行状態において、直流出力電圧Ｖｏが低下して第２電圧範囲の下限値ＶＬ２に達したとき（直流出力電圧Ｖｏが低下して第２電圧範囲の下限値ＶＬ２に達したとの比較結果を取得したとき）には、負荷が軽負荷状態から重負荷状態に変化したことに起因するものであることから、第２駆動制御に代えて第４駆動制御を実行することにより、第３駆動制御と第４駆動制御とを繰り返す上記の重負荷状態での駆動制御に移行する。また、制御部６は、第３駆動制御の実行状態において、直流出力電圧Ｖｏが上昇して第１電圧範囲の上限値ＶＨ１に達したとき（直流出力電圧Ｖｏが上昇して第１電圧範囲の上限値ＶＨ１に達したとの比較結果を取得したとき）には、負荷が重負荷状態から軽負荷状態に変化したことに起因するものであることから、第３駆動制御に代えて第１駆動制御を実行することにより、第１駆動制御と第２駆動制御とを繰り返す上記の軽負荷状態での駆動制御に移行する。
また、制御部６は、上記した第１駆動制御から第４駆動制御の各駆動制御において各コンバータ部４に出力する駆動電圧Ｖｐについては、同一に構成された各コンバータ部４をゼロボルトスイッチング動作させ得るように固定時比率および固定周波数が予め規定された複数のスイッチングパルスを含む状態で生成する。これにより、各コンバータ部４は、この駆動電圧Ｖｐによってバースト駆動される。
上記のように動作する制御部６は、例えば、スイッチングパルスを発生させる発振器、スイッチングパルスをそれぞれ入力するイネーブル制御可能なｎ個のゲート回路（ｎ個のコンバータ部４に一対一で対応して設けられたゲート回路）、電圧比較部５からの比較結果に基づき第１駆動制御〜第４駆動制御のいずれの駆動制御を各コンバータ部４に対して実行すべきかを決定すると共に、駆動すべきコンバータ部４に対応するゲート回路を駆動期間だけイネーブルにしてスイッチングパルスを駆動電圧Ｖｐとして出力させ、かつ停止すべきコンバータ部４に対応するゲート回路をディスイネーブルにして駆動電圧Ｖｐの出力を停止させる順序回路（電圧比較部５からの比較結果に基づき、上記したように第１状態、第２状態、第３状態および第４状態のうちのいずれかの状態に移行（遷移）するステートマシン）またはＣＰＵで構成することができる。
次に、スイッチング電源装置１の軽負荷状態のときの定常動作、重負荷状態のときの定常動作、軽負荷状態から重負荷状態に変化したときの動作、および重負荷状態から軽負荷状態に変化したときの動作について説明する。また、以下では、動作の理解を容易にするため、ｎを２とし、第１駆動制御において駆動するコンバータ部４の数（台数）であるｋ１は０（ゼロ）とし、第２駆動制御において駆動するコンバータ部４の数であるｋ２は１とし、第３駆動制御において駆動するコンバータ部４の数であるｋ３は１とし、第４駆動制御において駆動するコンバータ部４の数であるｋ４はｎ（つまり、この例では２）とするものとする。したがって、この例では、制御部６は、２個のコンバータ部４１，４２に一対一で対応する２個の駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２を生成して出力するものとする。
最初に、図３を参照しつつ、スイッチング電源装置１の軽負荷状態のときの定常動作、軽負荷状態から重負荷状態に変化したときの動作、および重負荷状態のときの定常動作について説明する。
まず、時間ｔ０から時間ｔ８までの期間での軽負荷状態のときの定常動作について説明する。なお、制御部６は、時間ｔ０の直前までは、第１駆動制御（駆動制御するコンバータ部４の数をｋ１（＝０）とする制御）を各コンバータ部４に対して実行しているものとする。これにより、コンバータ部４のすべてが停止状態となっているため、時間ｔ０の直前の期間では、図３に示すように、出力キャパシタＣｏの放電によって負荷に対して電流が供給されるため、直流出力電圧Ｖｏが低下する。
その後、時間ｔ０において、低下した直流出力電圧Ｖｏが第１電圧範囲の下限値ＶＬ１に達すると、電圧比較部５が、これを検出して、直流出力電圧Ｖｏが低下して第１電圧範囲の下限値ＶＬ１に達したとの比較結果を制御部６に出力する。制御部６は、第１駆動制御の実行状態においてこの比較結果を取得して、第１駆動制御に代えて、駆動するコンバータ部４の数をｋ２（＝１）とする第２駆動制御を時間ｔ０から実行する。この場合、１台のコンバータ部４から出力される電流が軽負荷状態の負荷に供給される電流よりも大きいため、この両電流の差分の電流によって出力キャパシタＣｏが充電されて直流出力電圧Ｖｏが上昇する。
その後、時間ｔ１において、上昇した直流出力電圧Ｖｏが第１電圧範囲の上限値ＶＨ１に達すると、電圧比較部５が、これを検出して、直流出力電圧Ｖｏが上昇して第１電圧範囲の上限値ＶＨ１に達したとの比較結果を制御部６に出力する。制御部６は、第２駆動制御の実行状態においてこの比較結果を取得して、上記の第２駆動制御に代えて上記の第１駆動制御を時間ｔ１から実行する。この場合、コンバータ部４のすべてが停止状態となっているため、出力キャパシタＣｏの放電によって負荷に対して電流が供給されることから、直流出力電圧Ｖｏが低下する。
その後、時間ｔ２において、低下した直流出力電圧Ｖｏが第１電圧範囲の下限値ＶＬ１に達すると、電圧比較部５が、これを検出して、直流出力電圧Ｖｏが低下して第１電圧範囲の下限値ＶＬ１に達したとの比較結果を制御部６に出力する。これにより、制御部６が、第１駆動制御の実行状態においてこの比較結果を取得して、上記した時間ｔ０からの駆動制御と同じ駆動制御を実行するため、直流出力電圧Ｖｏは時間ｔ２から上昇する。
この軽負荷状態が継続する時間ｔ０から時間ｔ９までの期間においては、制御部６が、上記した時間ｔ０から時間ｔ２までの動作を繰り返す（各コンバータ部４に対して第１駆動制御と第２駆動制御とを繰り返す）という軽負荷状態のときの定常動作を実行することにより、直流出力電圧Ｖｏのリップル（変動）が第１電圧範囲となるように制御する。
次に、負荷が軽負荷状態から重負荷状態に変化し、かつその後にこの重負荷状態が継続するときのスイッチング電源装置１の動作について説明する。一例として、図３に示すように、スイッチング電源装置１が上記した軽負荷状態のときの定常動作を実行しているとき（この例では、１台のコンバータ部４を駆動する第２駆動制御の実行状態のとき）の時間ｔ１０において、負荷が軽負荷状態から重負荷状態に変化したとする。この重負荷の場合には、１台のコンバータ部４から出力される電流だけでは重負荷状態の負荷に対して供給すべき電流に不足が生じる。このため、この不足分については出力キャパシタＣｏの放電によってまかなわれることから、直流出力電圧Ｖｏが低下する。
その後、時間ｔ１１において、低下した直流出力電圧Ｖｏが第２電圧範囲の下限値ＶＬ２に達すると、電圧比較部５が、これを検出して、直流出力電圧Ｖｏが低下して第２電圧範囲の下限値ＶＬ２に達したとの比較結果を制御部６に出力する。制御部６は、第２駆動制御の実行状態においてこの比較結果を取得して、第２駆動制御に代えて、駆動するコンバータ部４の数をｋ４（＝２）とする第４駆動制御を時間ｔ１１から実行する。この場合、２台のコンバータ部４から出力される電流は重負荷状態の負荷に供給される電流よりも大きいため、この両電流の差分の電流によって出力キャパシタＣｏが充電されて直流出力電圧Ｖｏが上昇する。
その後、時間ｔ１２において、上昇した直流出力電圧Ｖｏが第２電圧範囲の上限値ＶＨ２に達すると、電圧比較部５が、これを検出して、第４駆動制御の実行状態において直流出力電圧Ｖｏが上昇して第２電圧範囲の上限値ＶＨ２に達したとの比較結果を制御部６に出力する。制御部６は、第４駆動制御の実行状態においてこの比較結果を取得して、上記の第４駆動制御に代えて、駆動するコンバータ部４の数をｋ３（＝１）とする第３駆動制御を時間ｔ１２から実行する。この場合、１台のコンバータ部４から出力される電流だけでは重負荷状態の負荷に対して供給すべき電流に不足が生じる。このため、この不足分については出力キャパシタＣｏの放電によってまかなわれることから、直流出力電圧Ｖｏが低下する。
その後、時間ｔ１３において、低下した直流出力電圧Ｖｏが第２電圧範囲の下限値ＶＬ２に達すると、電圧比較部５が、これを検出して、直流出力電圧Ｖｏが低下して第２電圧範囲の下限値ＶＬ２に達したとの比較結果を制御部６に出力する。これにより、制御部６が、第３駆動制御の実行状態においてこの比較結果を取得して、上記した時間ｔ１１からの駆動制御と同じ駆動制御を実行するため、直流出力電圧Ｖｏは時間ｔ１３から上昇する。
負荷がこのように軽負荷状態から重負荷状態に変化したときには、スイッチング電源装置１では、制御部６が、直流出力電圧Ｖｏのリップルを第１電圧範囲に制御する動作から第２電圧範囲に制御する動作に切り替える。また、図３に示すように、この時間ｔ１０以降も重負荷状態が継続するときには、制御部６は、上記した時間ｔ１１から時間ｔ１３までの動作を繰り返す（各コンバータ部４に対して第３駆動制御と第４駆動制御とを繰り返す）という重負荷状態のときの定常動作を実行することにより、直流出力電圧Ｖｏのリップルが第２電圧範囲となるように制御する。
なお、制御部６による軽負荷状態のときの定常動作における第２駆動制御（１台のコンバータ部４を駆動する駆動制御）の実行時において、負荷が軽負荷状態から重負荷状態に変化した例について上記したが、制御部６による軽負荷状態のときの定常動作における第１駆動制御（すべてのコンバータ部４を停止する駆動制御）の実行時において、負荷が軽負荷状態から重負荷状態に変化する場合もある。
この場合の動作について図４を参照して説明する。同図では、制御部６は、時間ｔ０の直前まで軽負荷状態のときの定常動作における第２駆動制御を実行しており、この時間ｔ０からこの定常動作における第１駆動制御を実行している。このため、直流出力電圧Ｖｏのリップルは第１電圧範囲となるように制御されている。そして、この制御部６による第１駆動制御の実行時における時間ｔ１のときに、負荷が軽負荷状態から重負荷状態に変化したとする。この場合、すべてのコンバータ部４が停止している状態において、重負荷状態になることから、直流出力電圧Ｖｏは時間ｔ１から急速に低下する。
その後、時間ｔ２において、低下した直流出力電圧Ｖｏが第１電圧範囲の下限値ＶＬ１に達すると、電圧比較部５が、これを検出して、直流出力電圧Ｖｏが低下して第１電圧範囲の下限値ＶＬ１に達したとの比較結果を制御部６に出力する。これにより、制御部６が、第１駆動制御の実行状態においてこの比較結果を取得して、上記の第１駆動制御に代えて、駆動するコンバータ部４の数をｋ２（＝１）とする第２駆動制御を時間ｔ２から実行する。しかしながら、１台のコンバータ部４から出力される電流だけでは重負荷状態の負荷に対して供給すべき電流に不足が生じる。このため、この不足分については出力キャパシタＣｏの放電によってまかなわれることから、直流出力電圧Ｖｏがさらに低下する。
その後、時間ｔ３において、低下した直流出力電圧Ｖｏが第２電圧範囲の下限値ＶＬ２に達すると、電圧比較部５が、これを検出して、直流出力電圧Ｖｏが低下して第２電圧範囲の下限値ＶＬ２に達したとの比較結果を制御部６に出力する。制御部６は、第２駆動制御の実行状態においてこの比較結果を取得して、第２駆動制御に代えて、駆動するコンバータ部４の数をｋ４（＝２）とする第４駆動制御を時間ｔ３から実行する。この場合、２台のコンバータ部４から出力される電流は重負荷状態の負荷に供給される電流よりも大きいため、この両電流の差分の電流によって出力キャパシタＣｏが充電されて直流出力電圧Ｖｏが上昇する。この時間ｔ３以降は、制御部６は、上記した重負荷状態のときの定常動作を実行する。このため、直流出力電圧Ｖｏのリップルが第２電圧範囲となるように制御される。
続いて、負荷が重負荷状態から軽負荷状態に変化したときのスイッチング電源装置１の動作について図５を参照して説明する。同図では、制御部６は、時間ｔ０の直前まで重負荷状態のときの定常動作における第４駆動制御を実行しており、この時間ｔ０からこの定常動作における第３駆動制御を実行している。このため、直流出力電圧Ｖｏのリップルは第２電圧範囲となるように制御されている。そして、この制御部６による第３駆動制御の実行時における時間ｔ１のときに、負荷が重負荷状態から軽負荷状態に変化したとする。この場合、１台のコンバータ部４が動作している状態において、軽負荷状態になることから、直流出力電圧Ｖｏは時間ｔ１から上昇する。
その後、時間ｔ２において、上昇した直流出力電圧Ｖｏが第１電圧範囲の上限値ＶＨ１に達すると、電圧比較部５が、これを検出して、直流出力電圧Ｖｏが上昇して第１電圧範囲の上限値ＶＨ１に達したとの比較結果を制御部６に出力する。これにより、制御部６が、第３駆動制御の実行状態においてこの比較結果を取得して、第３駆動制御に代えて、駆動するコンバータ部４の数をｋ１（＝０）とする第１駆動制御を時間ｔ２から実行する。この場合、コンバータ部４のすべてが停止状態となっているため、出力キャパシタＣｏの放電によって負荷に対して電流が供給されるため、直流出力電圧Ｖｏが低下する。
その後、時間ｔ３において、低下した直流出力電圧Ｖｏが第１電圧範囲の下限値ＶＬ１に達すると、電圧比較部５が、これを検出して、直流出力電圧Ｖｏが低下して第１電圧範囲の下限値ＶＬ１に達したとの比較結果を制御部６に出力する。制御部６は、第１駆動制御の実行状態においてこの比較結果を取得して、第１駆動制御に代えて、駆動するコンバータ部４の数をｋ２（＝１）とする第２駆動制御を時間ｔ３から実行する。この場合、１台のコンバータ部４から出力される電流は軽負荷状態の負荷に供給される電流よりも大きいため、この両電流の差分の電流によって出力キャパシタＣｏが充電されて直流出力電圧Ｖｏが上昇する。この時間ｔ３以降は、制御部６は、上記した軽負荷状態のときの定常動作を実行する。このため、直流出力電圧Ｖｏのリップルは第１電圧範囲となるように制御される。
なお、制御部６による重負荷状態のときの定常動作における第３駆動制御（１台のコンバータ部４を駆動する駆動制御）の実行時において、負荷が重負荷状態から軽負荷状態に変化した例について上記したが、制御部６による重負荷状態のときの定常動作における第４駆動制御（２台のコンバータ部４を駆動する駆動制御）の実行時において、負荷が重負荷状態から軽負荷状態に変化する場合もある。
この場合の動作について図６を参照して説明する。同図では、制御部６は、時間ｔ０の直前まで重負荷状態のときの定常動作における第３駆動制御を実行しており、この時間ｔ０からこの定常動作における第４駆動制御を実行している。このため、直流出力電圧Ｖｏの変動（リップル）は第２電圧範囲となるように制御されている。そして、この制御部６による第４駆動制御の実行時における時間ｔ１のときに、負荷が重負荷状態から軽負荷状態に変化したとする。この場合、すべてのコンバータ部４が動作している状態において、軽負荷状態になることから、直流出力電圧Ｖｏは時間ｔ１から急速に上昇する。
その後、時間ｔ２において、上昇した直流出力電圧Ｖｏが第２電圧範囲の上限値ＶＨ２に達すると、電圧比較部５が、これを検出して、直流出力電圧Ｖｏが上昇して第２電圧範囲の上限値ＶＨ２に達したとの比較結果を制御部６に出力する。これにより、制御部６が、第４駆動制御の実行状態においてこの比較結果を取得して、第４駆動制御に代えて、駆動するコンバータ部４の数をｋ３（＝１）とする第３駆動制御を時間ｔ２から実行する。この場合、１台のコンバータ部４から出力される電流は軽負荷状態の負荷に供給される電流よりも大きいため、この両電流の差分の電流によって出力キャパシタＣｏが充電されて直流出力電圧Ｖｏが上昇する。
その後、時間ｔ３において、上昇した直流出力電圧Ｖｏが第１電圧範囲の上限値ＶＨ１に達すると、電圧比較部５が、これを検出して、直流出力電圧Ｖｏが上昇して第１電圧範囲の上限値ＶＨ１に達したとの比較結果を制御部６に出力する。制御部６は、第３駆動制御の実行状態においてこの比較結果を取得して、第３駆動制御に代えて、駆動するコンバータ部４の数をｋ１（＝０）とする第１駆動制御を時間ｔ３から実行する。この場合、コンバータ部４のすべてが停止状態となっているため、出力キャパシタＣｏの放電によって負荷に対して電流が供給されるため、直流出力電圧Ｖｏが低下する。
その後、時間ｔ４において、低下した直流出力電圧Ｖｏが第１電圧範囲の下限値ＶＬ１に達すると、電圧比較部５が、これを検出して、直流出力電圧Ｖｏが低下して第１電圧範囲の下限値ＶＬ１に達したとの比較結果を制御部６に出力する。制御部６は、第１駆動制御の実行状態においてこの比較結果を取得して、第１駆動制御に代えて、駆動するコンバータ部４の数をｋ２（＝１）とする第２駆動制御を時間ｔ４から実行する。この場合、１台のコンバータ部４から出力される電流が軽負荷状態の負荷に供給される電流よりも大きいため、この両電流の差分の電流によって出力キャパシタＣｏが充電されて直流出力電圧Ｖｏが上昇する。この時間ｔ４以降は、制御部６は、上記した軽負荷状態のときの定常動作を実行する。このため、直流出力電圧Ｖｏのリップルは第１電圧範囲となるように制御される。
このように、このスイッチング電源装置１では、制御部６が、軽負荷状態での定常動作においては、コンバータ部４の稼働台数をｋ１（＝０）とする第１駆動制御とコンバータ部４の稼働台数をｋ２（＝１）とする第２駆動制御とを繰り返し実行することにより、直流出力電圧Ｖｏの変動（リップル）を第１電圧範囲となるように制御し、重負荷状態での定常動作においては、コンバータ部４の稼働台数をｋ３（＝１）とする第３駆動制御とコンバータ部４の稼働台数をｋ４（＝２）とする第４駆動制御とを繰り返し実行することにより、直流出力電圧Ｖｏのリップルを第２電圧範囲となるように制御する。
したがって、このスイッチング電源装置１によれば、軽負荷状態および重負荷状態のいずれの負荷状態のときにもすべてのコンバータ部４を同時に駆動し、また同時に停止させる駆動制御を行うことによって直流出力電圧の変動を１つの電圧範囲（１つの上限値および１つの下限値で規定される電圧範囲）となるように制御する従来のスイッチング電源装置と比較して、重負荷状態における出力電力を同等としつつ（コンバータ部４を並列接続することで出力電力を増加させつつ）、軽負荷状態ではコンバータ部４の稼働台数を減らすことで効率を向上させることができる。
また、このスイッチング電源装置１では、制御部６は、軽負荷状態での定常動作の際に、複数のコンバータ部４のうちのいずれか１つのみに対して駆動制御（駆動電圧Ｖｐを出力して駆動する制御）を実行することで、コンバータ部４の稼働台数をｋ１とする第１駆動制御とコンバータ部４の稼働台数をｋ２とする第２駆動制御とを繰り返し実行する構成を採用することもできるが、本例では、図７に示すように、２つのコンバータ部４１，４２を交互に１つずつ、それぞれの駆動期間（駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２のいずれかが出力される期間）の間に停止期間（駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２のいずれも出力されない期間）を設けつつ駆動する構成を採用している。
これにより、図７に示すように、駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２のいずれかによってコンバータ部４１，４２のいずれか１つが駆動されている期間が第２駆動制御の実行期間となり、駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２のいずれも出力されずにいずれのコンバータ部４１，４２も停止している期間が第１駆動制御の実行期間となる。また、同図に示すように、個々のコンバータ部４のバースト周期は、第１駆動制御と第２駆動制御の繰り返し周期（直流出力電圧Ｖｏのリップルの周期）の２倍となる。
また、この場合、制御部６が第２駆動制御および第１駆動制御をこの順序で繰り返し実行しつつ、新たに実行する第２駆動制御および第１駆動制御の期間（例えば、期間Ｐ２）では、直前に実行した第２駆動制御および第１駆動制御の期間（例えば、期間Ｐ１）において駆動していないコンバータ部４（この例では、期間Ｐ１ではコンバータ部４１を駆動したため、コンバータ部４２）を駆動する構成となる。このため、このスイッチング電源装置１では、軽負荷状態での定常動作において、各コンバータ部４１，４２の稼働率の平均化が図られている。
また、２つのコンバータ部４１，４２を備えたスイッチング電源装置１では、制御部６は、重負荷状態での定常動作（コンバータ部４の稼働台数をｋ３とする第３駆動制御とコンバータ部４の稼働台数をｋ４とする第４駆動制御とを繰り返す動作）の際に、図８に示すように、各コンバータ部４１，４２に対して、第４駆動制御、第３駆動制御および第４駆動制御をこの順で連続して実行すべき期間に亘って駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２を出力する動作を、第３駆動制御と第４駆動制御の繰り返し周期の２倍の周期で、かつこの繰り返し周期の１周期分だけ位相をずらして実行する。
これにより、図８に示すように、駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２が共に出力されている期間において第４駆動制御が実行され（２台のコンバータ部４１，４２が共に駆動され）、また駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２のうちのいずれかのみが出力されている期間において第３駆動制御が実行される（２台のコンバータ部４１，４２のうちの１台のみが駆動される）。この場合、個々のコンバータ部４のバースト周期は、第３駆動制御と第４駆動制御の繰り返し周期（直流出力電圧Ｖｏのリップルの周期）の２倍となる。
また、この場合、制御部６が第４駆動制御および第３駆動制御をこの順序で繰り返し実行しつつ、新たに実行する第４駆動制御および第３駆動制御の期間（例えば、期間Ｐ２）では、直前に実行した第２駆動制御および第１駆動制御の期間（例えば、期間Ｐ１）において駆動していないコンバータ部４（この例では、期間Ｐ１ではコンバータ部４１を駆動したため、コンバータ部４２）を駆動する構成となる。このため、このスイッチング電源装置１では、重負荷状態での定常動作においても、各コンバータ部４１，４２の稼働率の平均化が図られている。なお、この重負荷状態での定常動作では、新たな期間Ｐ２における第４駆動制御の実行期間においては、直前に実行を開始したコンバータ部４（この例では、コンバータ部４１）の駆動が継続されることで、この第４駆動制御の実行期間でのコンバータ部４の稼働台数がｋ４（＝２）となっている。
したがって、このスイッチング電源装置１によれば、図７，８に示すように、制御部６がコンバータ部４１，４２に対する駆動制御を実行することにより、従来のスイッチング電源装置（軽負荷状態および重負荷状態のいずれの負荷状態のときにもすべてのコンバータ部４を同時に駆動し、また同時に停止させる駆動制御を行うことによって直流出力電圧の変動を１つの電圧範囲となるように制御するスイッチング電源装置）と比較して、直流出力電圧Ｖｏのリップルを同じ電圧幅とする場合における個々のコンバータ部４の駆動期間と停止期間の繰り返し周期を長くすること（この繰り返し周波数を低くすること）ができるため、さらなる効率の向上を図ることができる。
また、このスイッチング電源装置１によれば、各コンバータ部４１，４２の稼働率の平均化が図られているため、１つのコンバータ部４に対する負担を低減できる結果、小型の放熱器を用いることができる。
次に、スイッチング電源装置１の図７に示す軽負荷状態および図８に示す重負荷状態での各定常動作時におけるバースト周期と、図１２を用いて説明した従来のスイッチング電源装置のバースト周波数との関係について説明する。なお、この比較例としての従来のスイッチング電源装置は、ハイレベル参照電圧ＶＨおよびローレベル参照電圧ＶＬと、出力電圧（直流出力電圧）Ｖｏとの比較に基づいて、駆動期間と停止期間とを繰り返す構成のＥ級コンバータ回路を複数個（この場合、ｎ＝２とした上記のスイッチング電源装置１のについての実施の形態と同じコンバータ部４１，４２の２個）、単純に並列接続してなる構成とする。
この場合の前提条件として、出力キャパシタＣｏの容量をＣとし、第１電圧範囲の幅（上限値ＶＨ１と下限値ＶＬ１の差）、第２電圧範囲の幅（上限値ＶＨ２と下限値ＶＬ２の差）、およびハイレベル参照電圧ＶＨとローレベル参照電圧ＶＬの差を共にΔＶとする。また、コンバータ部４１，４２から駆動時（稼働時）に出力される電流をそれぞれｉ４１，ｉ４２とし、最大負荷電流ｉＭＡＸをｉＭＡＸ＝ｉ４１＋ｉ４２とする。また、ｉ４１＝ｉ４２とする。また、負荷率をａとして、負荷電流ｉ２＝ａ×ｉＭＡＸとする。
まず、２つのコンバータ部４１，４２で構成された本例のスイッチング電源装置１を軽負荷状態で動作させたときの図７の波形図において、稼働状態および停止状態の各期間の長さを求めて合計することで、コンバータ部４１，４２のそれぞれの駆動期間（稼働期間）と停止期間の繰り返し周期を求め、繰り返し周波数ｆ１（繰り返し周期の逆数）を求める。時間ｔ０〜ｔ１の期間、時間ｔ１〜ｔ２の期間、時間ｔ２〜ｔ３の期間、および時間ｔ３〜ｔ４の期間の各長さを出力キャパシタＣｏに充放電する電流と電圧の変化量から求めると、下記の式（１）、（２）、（３）、（４）で表される。
Figure 0006763315
Figure 0006763315
Figure 0006763315
Figure 0006763315
次に、上記式（１）〜（４）を合計して時間ｔ０〜ｔ４の期間の長さを求めて整理すると下記の式（５）で表される。
Figure 0006763315
 また、時間ｔ０〜ｔ４の期間の長さの逆数である繰り返し周波数ｆ１は、下記の式（６）で表される。なお、この式（６）が成立する負荷率ａの範囲は、下記の式（７）で表される。
Figure 0006763315
Figure 0006763315
また、２つのコンバータ部４１，４２で構成された本例のスイッチング電源装置１を重負荷状態で動作させたときの図８の波形図において、稼働状態および停止状態の各期間の長さを求めて合計することで、コンバータ部４１，４２のそれぞれの駆動期間と停止期間の繰り返し周期を求め、繰り返し周波数ｆ１（繰り返し周期の逆数）を求める。時間ｔ０〜ｔ１の期間、時間ｔ１〜ｔ２の期間、時間ｔ２〜ｔ３の期間、および時間ｔ３〜ｔ４の期間の各長さを出力キャパシタＣｏに充放電する電流と電圧の変化量から求めると、下記の式（８）、（９）、（１０）、（１１）で表される。
Figure 0006763315
Figure 0006763315
Figure 0006763315
Figure 0006763315
次に、上記式（８）〜（１１）を合計して時間ｔ０〜ｔ４の期間の長さを求めて整理すると下記の式（１２）で表される。
Figure 0006763315
 また、時間ｔ０〜ｔ４の期間の長さの逆数である繰り返し周波数ｆ２は、下記の式（１３）で表される。なお、この式（１３）が成立する負荷率ａの範囲は、下記の式（１４）で表される。
Figure 0006763315
Figure 0006763315
また、並列に接続された２つのコンバータ部４１，４２を上記した図１２を用いて説明したように動作させる比較例のスイッチング電源装置での各コンバータ部４１，４２の稼働状態および停止状態の各期間の長さを求めて合計することで、この場合のコンバータ部４１，４２の駆動期間と停止期間の繰り返し周期を求め、繰り返し周波数ｆ０（繰り返し周期の逆数）を求める。時間ｔ０〜ｔ１の期間、および時間ｔ１〜ｔ２の期間の各長さを出力キャパシタＣｏに充放電する電流と電圧の変化量から求めると、下記の式（１５）、（１６）で表される。
Figure 0006763315
Figure 0006763315
次に、上記式（１５）、（１６）を合計して時間ｔ０〜ｔ２の期間の長さを求めて整理すると下記の式（１７）で表される。
Figure 0006763315
 また、時間ｔ０〜ｔ２の期間の長さの逆数である繰り返し周波数ｆ０は、下記の式（１８）で表される。なお、この式（１８）が成立する負荷率ａの範囲は、０≦ａ≦１である。
Figure 0006763315
本例のスイッチング電源装置１の各コンバータ部４の駆動期間と停止期間の繰り返し周波数ｆ１およびｆ２と、比較例のスイッチング電源装置の各コンバータ部４の駆動期間と停止期間の繰り返し周波数ｆ０を比較したグラフを図９に示す。図９では、横軸を負荷率ａとし、縦軸を規格化した繰り返し周波数としている。縦軸の値にｉＭＡＸ／（４ＣΔＶ）を乗算すると実際の周波数となる。
図９に示すように、本例のスイッチング電源装置１では、最大負荷電流ｉＭＡＸ、出力キャパシタンスＣｏの容量Ｃ、および直流出力電圧Ｖｏのリップルの電圧範囲（上限値と下限値との差）ΔＶを同じとする条件下において、比較例のスイッチング電源装置よりも各コンバータ部４の駆動期間と停止期間の繰り返し周波数を、負荷率ａのほぼ全域（ａ＝０およびその近傍と、ａ＝１およびその近傍を除くほぼ全域）に亘って大幅に下げることができる。この種のコンバータ部４（Ｅ級コンバータ回路などの共振コンバータ回路）では、起動して共振動作が安定するまでに数スイッチング周期かかり、この共振動作が安定するまでの間の損失は、安定時の損失と比べて大きい。このため、コンバータ部４の駆動期間と停止期間の繰り返し周波数が高いと、コンバータ部４の起動や停止の頻度が多いために損失が増えるが、本例のスイッチング電源装置１では、上記したように駆動期間と停止期間の繰り返し周波数（つまり、バースト周波数）を低くできるため、装置の効率を向上させることができる。
なお、上記したスイッチング電源装置１では、最も軽い負荷に対応させる（直流出力電圧Ｖｏを第１電圧範囲に制御する）ために、第１駆動制御において駆動するコンバータ部４の数ｋ１を０（ゼロ）とし、また最も重い負荷にも対応させる（直流出力電圧Ｖｏを第２電圧範囲に制御する）ために、第４駆動制御において駆動するコンバータ部４の数ｋ４をｎ（最大）とする構成を採用しているが、軽負荷の程度によっては、第１駆動制御において駆動するコンバータ部４の数ｋ１を０ではない数とすることができ、また、重負荷の程度によっては、第４駆動制御において駆動するコンバータ部４の数ｋ４をｎ未満の数とすることもできる。
例えば、ｎを４として４個のコンバータ部４１，４２，４３，４４を備え、第１駆動制御において駆動するコンバータ部４の数ｋ１をゼロではなく、１とする例について説明する。なお、第２駆動制御において駆動するコンバータ部４の数ｋ２は２とし、第３駆動制御において駆動するコンバータ部４の数ｋ３は２とし、かつ第４駆動制御において駆動するコンバータ部４の数ｋ４はｎ（つまり、４）とする。
この構成のスイッチング電源装置１では、制御部６は、軽負荷状態のときの定常動作では、図１０に示すタイミングで駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２，Ｖｐ３，Ｖｐ４を生成して対応するコンバータ部４１，４２，４３，４４に出力することにより、１台のコンバータ部４を駆動する第１駆動制御と、２台のコンバータ部４を駆動する第２駆動制御とを繰り返す。
具体的には、制御部６は、図１０に示すように、コンバータ部４に対して、第２駆動制御、第１駆動制御および第２駆動制御をこの順で連続して実行させるべき期間に亘って駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２，Ｖｐ３，Ｖｐ４を各コンバータ部４１，４２，４３，４４にそれぞれ出力する動作を、第２駆動制御と第１駆動制御の繰り返し周期の４倍の周期で、かつこの繰り返し周期の１周期分だけ位相をずらして実行する。
これにより、図１０に示すように、駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２，Ｖｐ３，Ｖｐ４のうちのいずれか２つのみが出力されている期間にコンバータ部４に対する第２駆動制御が実行され（２台のコンバータ部４だけが駆動され）、駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２，Ｖｐ３，Ｖｐ４のうちのいずれか１つのみが出力されている期間にコンバータ部４に対する第１駆動制御が実行される（１台のコンバータ部４だけが駆動される）。したがって、同図に示すように、個々のコンバータ部４のバースト周期は、第１駆動制御と第２駆動制御の繰り返し周期（つまり、直流出力電圧Ｖｏのリップルの周期）の４倍となる。
また、この場合、制御部６が第２駆動制御および第１駆動制御をこの順序で繰り返し実行しつつ、新たに実行する第２駆動制御および第１駆動制御の期間（例えば、期間Ｐ２）では、直前に実行した第２駆動制御および第１駆動制御の期間（例えば、期間Ｐ１）において駆動していないコンバータ部４（この例では、期間Ｐ１ではコンバータ部４１，４２を駆動したため、コンバータ部４３，４４のいずれか。一例としてコンバータ部４３）を駆動する構成となる。同様にして、次に新たに実行する第２駆動制御および第１駆動制御の期間（期間Ｐ３）では、直前に開始している期間（期間Ｐ２）において駆動していないコンバータ部４（この例では、期間Ｐ２ではコンバータ部４２，４３を駆動したため、コンバータ部４１，４４のいずれか。一例としてコンバータ部４４）を駆動する構成となる。このため、このスイッチング電源装置１では、軽負荷状態での定常動作において、各コンバータ部４１，４２，４３，４４の稼働率の平均化が図られている。なお、この軽負荷状態での定常動作では、新たな期間における最初の第２駆動制御の実行期間においては、直前に実行を開始したコンバータ部４の駆動が継続されることで、この第２駆動制御の実行期間でのコンバータ部４の稼働台数がｋ２（＝２）となっている。
また、この構成のスイッチング電源装置１では、制御部６は、重負荷状態のときの定常動作では、図１１に示すタイミングで駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２，Ｖｐ３，Ｖｐ４を生成して対応するコンバータ部４１，４２，４３，４４に出力することにより、２台のコンバータ部４を駆動する第３駆動制御と、４台のコンバータ部４を駆動する第４駆動制御とを繰り返す。
具体的には、制御部６は、図１１に示すように、コンバータ部４に対して、第４駆動制御、第３駆動制御および第４駆動制御をこの順で連続して実行させるべき各期間に亘って駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２を同じタイミングで生成して対応するコンバータ部４１，４２にそれぞれ出力する動作を、第３駆動制御と第４駆動制御の繰り返し周期の２倍の周期で実行する。また、制御部６は、同様にして、第４駆動制御、第３駆動制御および第４駆動制御をこの順で連続して実行すべき各期間に亘って駆動電圧Ｖｐ３，Ｖｐ４を同じタイミングで生成して対応するコンバータ部４３，４４にそれぞれ出力する動作を、第３駆動制御と第４駆動制御の繰り返し周期の２倍の周期で、かつこの繰り返し周期の１周期分だけ駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２に対して位相をずらして実行する。
これにより、図１１に示すように、駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２のみが出力されている期間と駆動電圧Ｖｐ３，Ｖｐ４のみが出力されている期間とにおいて第３駆動制御が実行され（２台のコンバータ部４だけが駆動され）、駆動電圧Ｖｐ１，Ｖｐ２，Ｖｐ３，Ｖｐ４が共に出力されている期間において第４駆動制御が実行される（４台のコンバータ部４が駆動される）。したがって、同図に示すように、個々のコンバータ部４のバースト周期は、第３駆動制御と第４駆動制御の繰り返し周期（つまり、直流出力電圧Ｖｏのリップルの周期）の２倍となる。
また、この場合、制御部６が第４駆動制御および第３駆動制御をこの順序で繰り返し実行しつつ、新たに実行する第４駆動制御および第３駆動制御の期間（例えば、期間Ｐ２）では、直前に実行した第４駆動制御および第３駆動制御の期間（例えば、期間Ｐ１）において駆動していないコンバータ部４（この例では、期間Ｐ１ではコンバータ部４１，４２を駆動したため、コンバータ部４３，４４）を駆動する構成となる。このため、このスイッチング電源装置１では、重負荷状態での定常動作において、各コンバータ部４１，４２，４３，４４の稼働率の平均化が図られている。なお、この重負荷状態での定常動作では、新たな期間における最初の第４駆動制御の実行期間においては、直前に実行を開始したコンバータ部４の駆動が継続されることで、この第４駆動制御の実行期間でのコンバータ部４の稼働台数がｋ４（＝４）となっている。
したがって、第１駆動制御において駆動するコンバータ部４の数ｋ１を０ではない数とする構成のスイッチング電源装置１（図１０，１１に示す動作を実行する装置）においても、従来のスイッチング電源装置（軽負荷状態および重負荷状態のいずれの負荷状態のときにもすべてのコンバータ部４を同時に駆動し、また同時に停止させる駆動制御を行うことによって直流出力電圧の変動を１つの電圧範囲となるように制御するスイッチング電源装置）と比較して、直流出力電圧Ｖｏのリップルを同じ電圧幅とする場合における個々のコンバータ部４の駆動期間と停止期間の繰り返し周期を長くすること（この繰り返し周波数を低くすること）ができるため、効率の向上を図ることができる。また、各コンバータ部４１，４２，４３，４４の稼働率の平均化を図ることができるため、１つのコンバータ部４に対する負担を低減できる結果、小型の放熱器を用いることができる。
また、上記の各実施の形態では、共振型コンバータとして構成した各コンバータ部４でのゼロボルトスイッチング条件を確実に満足させ得るように、制御部６が、各コンバータ部４をバースト駆動するための駆動電圧Ｖｐ（固定時比率および固定周波数が予め規定された複数のスイッチングパルスを含む電圧信号）を生成して出力する構成を採用したが、各コンバータ部４を非共振型コンバータとする場合には、各コンバータ部４を連続的にオン状態に駆動する１つのスイッチングパルスを駆動電圧Ｖｐとして生成して出力する構成を採用することもできる。また、上記の各実施の形態では、コンバータ部４を共振型コンバータとして構成したが、これに限定されず、非共振型コンバータとすることもできる。
１ スイッチング電源装置
２ａ，２ｂ 直流入力端子
３ａ，３ｂ 直流出力端子
４１〜４ｎ コンバータ部
５ 電圧比較部
６ 制御部
Ｖｉ 直流入力電圧
Ｖｏ 直流出力電圧
Ｖｐ１〜Ｖｐｎ 駆動電圧

Claims (5)

  1. 直流入力部と直流出力部との間に並列接続されたｎ個（ｎは２以上の整数）のコンバータ部と、当該ｎ個のコンバータ部に対する駆動制御を実行する制御部とを備え、前記直流入力部から入力される直流入力電圧に基づいて直流出力電圧を生成して前記直流出力部から負荷に出力するスイッチング電源装置であって、
    予め規定された第１電圧範囲、および上限値が当該第１電圧範囲の上限値より低くかつ下限値が当該第１電圧範囲の下限値よりも低い予め規定された第２電圧範囲の各電圧範囲と前記直流出力電圧とを比較してその比較結果を前記制御部に出力する電圧比較部を有し、
    前記制御部は、前記ｎ個のコンバータ部のうちのｋ１個（ｋ１は、０以上ｎ未満の規定の整数）だけを駆動する第１駆動制御、前記ｎ個のコンバータ部のうちのｋ２個（ｋ２は、ｋ１を超えｎ未満の規定の整数）だけを駆動する第２駆動制御、前記ｎ個のコンバータ部のうちのｋ３個（ｋ３は、ｋ１を超えｎ未満の規定の整数）だけを駆動する第３駆動制御、および前記ｎ個のコンバータ部のうちのｋ４個（ｋ４は、ｋ２およびｋ３を超えｎ以下の規定の整数）だけを駆動する第４駆動制御を実行可能に構成されると共に、
    前記第２駆動制御の実行状態において、前記直流出力電圧が上昇して前記第１電圧範囲の前記上限値に達したとの前記比較結果を取得したときには前記第１駆動制御を実行し、
    前記第１駆動制御の実行状態において、前記直流出力電圧が低下して前記第１電圧範囲の前記下限値に達したとの前記比較結果を取得したときには前記第２駆動制御を実行し、
    前記第４駆動制御の実行状態において、前記直流出力電圧が上昇して前記第２電圧範囲の前記上限値に達したとの前記比較結果を取得したときには前記第３駆動制御を実行し、
    前記第３駆動制御の実行状態において、前記直流出力電圧が低下して前記第２電圧範囲の前記下限値に達したとの前記比較結果を取得したときには前記第４駆動制御を実行し、
    前記第２駆動制御の実行状態において、前記直流出力電圧が低下して前記第２電圧範囲の前記下限値に達したとの前記比較結果を取得したときには前記第４駆動制御を実行し、かつ前記第３駆動制御の実行状態において、前記直流出力電圧が上昇して前記第１電圧範囲の前記上限値に達したとの前記比較結果を取得したときには前記第１駆動制御を実行するスイッチング電源装置。
  2. 前記制御部は、前記負荷が軽負荷のときに前記第２駆動制御および前記第１駆動制御をこの順序で繰り返し実行する軽負荷動作を実行しつつ、新たに実行する前記第２駆動制御および前記第１駆動制御では、直前に実行した前記第２駆動制御および前記第１駆動制御において駆動していない前記コンバータ部を駆動し、かつ前記負荷が前記軽負荷よりも重い重負荷のときに前記第４駆動制御および前記第３駆動制御をこの順序で繰り返し実行する重負荷動作を実行しつつ、新たに実行する前記第４駆動制御および前記第３駆動制御では、直前に実行した前記第４駆動制御および前記第３駆動制御において駆動していない前記コンバータ部を駆動する請求項１記載のスイッチング電源装置。
  3. 前記制御部は、前記ｋ１をゼロとして前記第１駆動制御を実行する請求項１または２記載のスイッチング電源装置。
  4. 前記制御部は、前記ｋ４を前記ｎとして前記第４駆動制御を実行する請求項１から３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  5. 前記制御部は、前記第１駆動制御、前記第２駆動制御、前記第３駆動制御および前記第４駆動制御の実行時において前記コンバータ部をバースト駆動する請求項１から４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
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