JP6755121B2

JP6755121B2 - Radar device

Info

Publication number: JP6755121B2
Application number: JP2016102475A
Authority: JP
Inventors: 岸上　高明; 高明岸上; 佐藤　潤二; 潤二佐藤
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2015-09-17
Filing date: 2016-05-23
Publication date: 2020-09-16
Anticipated expiration: 2036-05-23
Also published as: JP2017058359A

Description

本開示は、レーダ装置に関する。 The present disclosure relates to a radar device.

近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者を含む物体（ターゲット）を広角範囲で検知するレーダ装置（広角レーダ装置）の開発が求められている。 In recent years, studies have been conducted on radar devices using radar transmission signals having a short wavelength including microwaves or millimeter waves that can obtain high resolution. Further, in order to improve outdoor safety, it is required to develop a radar device (wide-angle radar device) that detects an object (target) including a pedestrian in a wide-angle range in addition to a vehicle.

例えば、レーダ装置として、パルス波を繰り返し発信するパルスレーダ装置が知られている。広角範囲において車両／歩行者を検知する広角パルスレーダの受信信号は、近距離に存在するターゲット（例えば車両）と、遠距離に存在するターゲット（例えば歩行者）とからの複数の反射波が混合された信号となる。このため、（１）レーダ送信部では、低いレンジサイドローブとなる自己相関特性（以下、低レンジサイドローブ特性と呼ぶ）を有するパルス波又はパルス変調波を送信する構成が要求され、（２）レーダ受信部では、広い受信ダイナミックレンジを有する構成が要求される。 For example, as a radar device, a pulse radar device that repeatedly transmits a pulse wave is known. The received signal of the wide-angle pulse radar that detects a vehicle / pedestrian in a wide-angle range is a mixture of multiple reflected waves from a target existing at a short distance (for example, a vehicle) and a target existing at a long distance (for example, a pedestrian). It becomes a signal. Therefore, (1) the radar transmitter is required to transmit a pulse wave or a pulse-modulated wave having an autocorrelation characteristic (hereinafter referred to as a low-range sidelobe characteristic) having a low range sidelobe, and (2). The radar receiver is required to have a configuration having a wide reception dynamic range.

広角レーダ装置の構成として、以下の２つの構成が挙げられる。 The following two configurations can be mentioned as the configuration of the wide-angle radar device.

一つ目は、パルス波又は変調波を狭角（数度程度のビーム幅）の指向性ビームを用いて、機械的又は電子的に走査してレーダ波を送信し、狭角の指向性ビームを用いて反射波を受信する構成である。この構成では、高分解能を得るためには多くの走査が必要となるので、高速移動するターゲットに対する追従性が劣化する。 The first is a narrow-angle directional beam that transmits radar waves by mechanically or electronically scanning a pulse wave or modulated wave using a narrow-angle (beam width of about several degrees) directional beam. Is configured to receive the reflected wave using. In this configuration, a lot of scanning is required to obtain high resolution, so that the followability to a target moving at high speed is deteriorated.

二つ目は、複数のアンテナ（アンテナ素子）で構成されるアレーアンテナによって反射波を受信し、アンテナ間隔に対する受信位相差に基づく信号処理アルゴリズムによって反射波の到来角を推定する手法（Direction of Arrival (DOA) estimation）を用いる構成である。この構成では、送信ブランチでの送信ビームの走査間隔を間引いたとしても、受信ブランチにおいて到来角を推定できるので、走査時間の短縮化が図れ、１つ目の構成と比較して追従性が向上する。例えば、到来方向推定方法には、行列演算に基づくフーリエ変換、逆行列演算に基づくＣａｐｏｎ法及びＬＰ（Linear Prediction）法、又は、固有値演算に基づくＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）及びＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）が挙げられる。 The second method is to receive the reflected wave by an array antenna composed of multiple antennas (antenna elements) and estimate the arrival angle of the reflected wave by a signal processing algorithm based on the reception phase difference with respect to the antenna spacing (Direction of Arrival). (DOA) estimation) is used. In this configuration, even if the scanning interval of the transmitting beam in the transmitting branch is thinned out, the arrival angle can be estimated in the receiving branch, so that the scanning time can be shortened and the followability is improved as compared with the first configuration. To do. For example, the arrival direction estimation method includes Fourier transform based on matrix calculation, Capon method and LP (Linear Prediction) method based on inverse matrix calculation, or MUSIC (Multiple Signal Classification) and ESPRIT (Estimation of Signal Parameters) based on eigenvalue calculation. via Rotational Invariance Techniques).

また、レーダ装置として、受信ブランチに加え、送信ブランチにも複数のアンテナ（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーアンテナを用いた信号処理によりビーム走査を行う構成（ＭＩＭＯレーダと呼ぶこともある）が提案されている（例えば、非特許文献１を参照）。 In addition, as a radar device, a configuration (sometimes called MIMO radar) is proposed in which a plurality of antennas (array antennas) are provided in the transmission branch in addition to the reception branch, and beam scanning is performed by signal processing using the transmission / reception array antennas. (See, for example, Non-Patent Document 1).

ＭＩＭＯレーダでは、送受信アレーアンテナにおけるアンテナ素子の配置を工夫することにより、最大で送信アンテナ素子数と受信アンテナ素子数との積に等しい仮想的な受信アレーアンテナ（以下、仮想受信アレーと呼ぶ）を構成することができる。これにより、少ない素子数によってアレーアンテナの実効的な開口長を増大させる効果がある。 In MIMO radar, by devising the arrangement of antenna elements in the transmission / reception array antenna, a virtual reception array antenna (hereinafter referred to as a virtual reception array) equal to the product of the number of transmission antenna elements and the number of reception antenna elements at the maximum is obtained. Can be configured. This has the effect of increasing the effective aperture length of the array antenna with a small number of elements.

また、垂直方向又は水平方向の一次元走査以外にも、垂直方向及び水平方向の２次元におけるビーム走査を行う場合にもＭＩＭＯレーダが適用可能である。 In addition to one-dimensional scanning in the vertical or horizontal direction, MIMO radar can also be applied to two-dimensional beam scanning in the vertical and horizontal directions.

Jian Li, Stoica, Petre, "MIMO Radar with Colocated Antennas," Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Issue: 5, pp. 106-114, 2007Jian Li, Stoica, Petre, "MIMO Radar with Colocated Antennas," Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Issue: 5, pp. 106-114, 2007

しかしながら、ＭＩＭＯレーダに対して小型化かつ低コスト化を図るために送受信ブランチのアンテナ数の制約（例えば、送信４アンテナ程度／受信４アンテナ程度）がある場合、ＭＩＭＯレーダによる面的な仮想受信アレーにおいて垂直方向及び水平方向の開口長が制約される。 However, if there is a restriction on the number of antennas in the transmission / reception branch (for example, about 4 transmission antennas / about 4 reception antennas) in order to reduce the size and cost of the MIMO radar, a planar virtual reception array by the MIMO radar The vertical and horizontal opening lengths are constrained in.

本開示の一態様は、仮想受信アレーにおける開口長を最大限拡大することができるレーダ装置を提供する。 One aspect of the present disclosure provides a radar device capable of maximally increasing the aperture length in a virtual reception array.

本開示の一態様に係るレーダ装置は、所定の送信周期にて複数のレーダ信号を複数の送信アンテナのそれぞれから送信するレーダ送信部と、前記複数のレーダ信号がターゲットにおいて反射された複数の反射波信号を複数の受信アンテナを用いて受信するレーダ受信部と、を具備し、前記複数の送信アンテナは、第１の方向に配置されるＮｔ１個の送信アンテナと、前記第１の方向と直交する第２の方向に配置されるＮｔ２個の送信アンテナと、を含み、前記複数の受信アンテナは、前記第１の方向に配置されるＮａ１個の受信アンテナと、前記第２の方向に配置されるＮａ２個の受信アンテナと、を含み、前記第１の方向において、前記Ｎｔ１個の送信アンテナ間の各素子間隔、及び、前記Ｎａ１個の受信アンテナ間の各素子間隔は、それぞれ第１の間隔の整数倍の値であり、全て異なる値であり、前記第２の方向において、前記Ｎｔ２個の送信アンテナ間の各素子間隔、及び、前記Ｎａ２個の受信アンテナ間の各素子間隔は、それぞれ第２の間隔の整数倍の値であり、全て異なる値である構成を採る。 The radar device according to one aspect of the present disclosure includes a radar transmitter that transmits a plurality of radar signals from each of the plurality of transmitting antennas in a predetermined transmission cycle, and a plurality of reflections of the plurality of radar signals reflected at the target. A radar receiving unit that receives a wave signal using a plurality of receiving antennas is provided, and the plurality of transmitting antennas are orthogonal to the one transmitting antenna of Nt arranged in the first direction and the first direction. The plurality of receiving antennas include a two Nt transmitting antennas arranged in the second direction, and the plurality of receiving antennas are arranged in the second direction and the receiving antenna of one Na arranged in the first direction. In the first direction, the element spacing between the Nt1 transmitting antennas and the element spacing between the Na1 receiving antennas are the first intervals, respectively. The values are integral multiples of, and are all different values. In the second direction, the element spacing between the two Nt transmitting antennas and the element spacing between the two Na receiving antennas are the first. The values are integral multiples of the interval of 2, and all have different values.

なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。 It should be noted that these comprehensive or specific aspects may be realized by a system, a method, an integrated circuit, a computer program, or a recording medium, and any of the systems, devices, methods, integrated circuits, computer programs, and recording media. It may be realized by various combinations.

本開示の一態様によれば、仮想受信アレーにおける開口長を最大限拡大することができる。 According to one aspect of the present disclosure, the aperture length in the virtual reception array can be maximized.

本開示の一態様における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。 Further advantages and effects in one aspect of the present disclosure will be apparent from the specification and drawings. Such advantages and / or effects are provided by some embodiments and features described in the specification and drawings, respectively, but not all need to be provided in order to obtain one or more identical features. There is no.

送信アンテナの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the transmitting antenna 受信アンテナの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the receiving antenna 仮想受信アレーの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the virtual reception array 仮想受信アレーによる指向性パターンを示す図（ｄ＝０．５λ）The figure which shows the directivity pattern by a virtual reception array (d = 0.5λ) 仮想受信アレーによる指向性パターンを示す図（ｄ＝１．３λ）The figure which shows the directivity pattern by a virtual reception array (d = 1.3λ) 本開示の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図A block diagram showing a configuration of a radar device according to a first embodiment of the present disclosure. 本開示の実施の形態１に係るレーダ送信信号の一例を示す図The figure which shows an example of the radar transmission signal which concerns on Embodiment 1 of this disclosure. 本開示の実施の形態１に係るレーダ送信信号生成部の他の構成を示すブロック図A block diagram showing another configuration of the radar transmission signal generation unit according to the first embodiment of the present disclosure. 本開示の実施の形態１に係るレーダ送信信号の送信タイミング、及び、測定範囲の一例を示す図The figure which shows the transmission timing of the radar transmission signal which concerns on Embodiment 1 of this disclosure, and an example of a measurement range. 本開示の実施の形態１に係る送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the transmitting antenna and the receiving antenna which concerns on Embodiment 1 of this disclosure. 本開示の実施の形態１に係る仮想受信アレーの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the virtual reception array which concerns on Embodiment 1 of this disclosure. 本開示の実施の形態１に係る仮想受信アレーによる指向性パターンを示す図The figure which shows the directivity pattern by the virtual reception array which concerns on Embodiment 1 of this disclosure. 本開示の実施の形態１のバリエーション１に係る送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the transmitting antenna and the receiving antenna which concerns on variation 1 of Embodiment 1 of this disclosure. 本開示の実施の形態１のバリエーション１に係る仮想受信アレーの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the virtual reception array which concerns on variation 1 of Embodiment 1 of this disclosure. 本開示の実施の形態１のバリエーション２に係る送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the transmitting antenna and the receiving antenna which concerns on variation 2 of Embodiment 1 of this disclosure. 本開示の実施の形態１のバリエーション２に係る仮想受信アレーの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the virtual reception array which concerns on variation 2 of Embodiment 1 of this disclosure. 本開示の実施の形態１のバリエーション３に係る送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the transmitting antenna and the receiving antenna which concerns on variation 3 of Embodiment 1 of this disclosure. 本開示の実施の形態１のバリエーション３に係る仮想受信アレーの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the virtual reception array which concerns on variation 3 of Embodiment 1 of this disclosure. 本開示の実施の形態２に係るサブアレー化したアンテナ素子を用いた送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the transmitting antenna and the receiving antenna using the sub-array antenna element which concerns on Embodiment 2 of this disclosure. 本開示の実施の形態２に係る送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the transmitting antenna and the receiving antenna which concerns on Embodiment 2 of this disclosure. 本開示の実施の形態２に係る仮想受信アレーの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the virtual reception array which concerns on Embodiment 2 of this disclosure. 本開示の実施の形態１に係る仮想受信アレーによる指向性パターンを示す図The figure which shows the directivity pattern by the virtual reception array which concerns on Embodiment 1 of this disclosure. 本開示の実施の形態２のバリエーション１に係る送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the transmitting antenna and the receiving antenna which concerns on variation 1 of Embodiment 2 of this disclosure. 本開示の実施の形態２のバリエーション１に係る仮想受信アレーの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the virtual reception array which concerns on variation 1 of Embodiment 2 of this disclosure. 本開示の実施の形態２のバリエーション１に係る送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the transmitting antenna and the receiving antenna which concerns on variation 1 of Embodiment 2 of this disclosure. 本開示の実施の形態２のバリエーション２に係るサブアレー化したアンテナ素子を用いた送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the transmitting antenna and the receiving antenna using the sub-array antenna element which concerns on variation 2 of Embodiment 2 of this disclosure. 本開示の実施の形態２のバリエーション３に係る送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the transmitting antenna and the receiving antenna which concerns on variation 3 of Embodiment 2 of this disclosure. 本開示の実施の形態２のバリエーション３に係る仮想受信アレーの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the virtual reception array which concerns on variation 3 of Embodiment 2 of this disclosure. 開示の実施の形態２のバリエーション３に係るサブアレー化したアンテナ素子を用いた送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the transmitting antenna and the receiving antenna using the sub-array antenna element which concerns on variation 3 of Embodiment 2 of the disclosure. 開示の実施の形態２のバリエーション４に係るサブアレー化したアンテナ素子を用いた送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the transmitting antenna and the receiving antenna using the sub-array antenna element which concerns on variation 4 of Embodiment 2 of the disclosure. 本開示の実施の形態２のバリエーション４に係る送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the transmitting antenna and the receiving antenna which concerns on variation 4 of Embodiment 2 of this disclosure. 本開示の実施の形態２のバリエーション４に係る仮想受信アレーの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the virtual reception array which concerns on variation 4 of Embodiment 2 of this disclosure. 本開示の実施の形態２のバリエーション５に係る送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the transmitting antenna and the receiving antenna which concerns on variation 5 of Embodiment 2 of this disclosure. 本開示の実施の形態２のバリエーション５に係る仮想受信アレーの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the virtual reception array which concerns on variation 5 of Embodiment 2 of this disclosure. 本開示の実施の形態２のバリエーション６に係る送信アンテナ及び受信アンテナの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the transmitting antenna and the receiving antenna which concerns on variation 6 of Embodiment 2 of this disclosure. 本開示の実施の形態２のバリエーション６に係る仮想受信アレーの配置例を示す図The figure which shows the arrangement example of the virtual reception array which concerns on variation 6 of Embodiment 2 of this disclosure. 本開示の送信アンテナの配置の一例を示す図The figure which shows an example of the arrangement of the transmitting antenna of this disclosure 本開示の送信アンテナの配置の一例を示す図The figure which shows an example of the arrangement of the transmitting antenna of this disclosure 本開示の送信アンテナの配置の一例を示す図The figure which shows an example of the arrangement of the transmitting antenna of this disclosure 本開示の送信アンテナの配置の一例を示す図The figure which shows an example of the arrangement of the transmitting antenna of this disclosure 本開示の送信アンテナの配置の一例を示す図The figure which shows an example of the arrangement of the transmitting antenna of this disclosure 本開示の送信アンテナの配置の一例を示す図The figure which shows an example of the arrangement of the transmitting antenna of this disclosure 本開示の受信アンテナの配置の一例を示す図The figure which shows an example of the arrangement of the receiving antenna of this disclosure 本開示の受信アンテナの配置の一例を示す図The figure which shows an example of the arrangement of the receiving antenna of this disclosure 本開示の受信アンテナの配置の一例を示す図The figure which shows an example of the arrangement of the receiving antenna of this disclosure 本開示の受信アンテナの配置の一例を示す図The figure which shows an example of the arrangement of the receiving antenna of this disclosure 本開示の受信アンテナの配置の一例を示す図The figure which shows an example of the arrangement of the receiving antenna of this disclosure 本開示の受信アンテナの配置の一例を示す図The figure which shows an example of the arrangement of the receiving antenna of this disclosure 方向推定部の他の構成を示す図The figure which shows the other structure of the direction estimation part 方向推定部の動作説明に用いる３次元座標系を示す図The figure which shows the 3D coordinate system used for the operation explanation of a direction estimation part. 図９Ａのアンテナ配置及び、図９Ｂの仮想受信アレーの配置を用いて構成した仮想面配置アレーアンテナを示す図The figure which shows the virtual surface arrangement array antenna configured by using the antenna arrangement of FIG. 9A and the arrangement of the virtual reception array of FIG. 9B. 素子間ベクトルD(n_va ^（ｔ),１)が示す位置に仮想的に配置した素子を示す図The figure which shows the element virtually arranged at the position indicated by the inter-element vector D (n _va ^(t) , 1). 素子間ベクトルD(n_va ^（ｔ),２)が示す位置に仮想的に配置した素子を示す図The figure which shows the element virtually arranged at the position indicated by the inter-element vector D (n _va ^(t) , 2). 図９Ｂに示す仮想受信アレーを用いて、２次元における方向推定処理を条件Ａにおいて計算機シミュレーションした結果を示す図The figure which shows the result of the computer simulation of the direction estimation process in 2D under the condition A using the virtual reception array shown in FIG. 9B. 図９Ｂに示す仮想受信アレーを用いて、２次元における方向推定処理を条件Ｂにおいて計算機シミュレーションした結果を示す図The figure which shows the result of the computer simulation of the direction estimation process in 2D under the condition B using the virtual reception array shown in FIG. 9B. 図２７に示した仮想面配置アレーアンテナを用いて、２次元における方向推定処理を条件Ａにおいて計算機シミュレーション結果を示す図A diagram showing computer simulation results under condition A for two-dimensional direction estimation processing using the virtual surface arrangement array antenna shown in FIG. 27. 図２７に示した仮想面配置アレーアンテナを用いて、２次元における方向推定処理を条件Ｂにおいて計算機シミュレーション結果を示す図The figure which shows the computer simulation result under the condition B of the direction estimation process in 2D using the virtual surface arrangement array antenna shown in FIG.

［本開示の一態様をするに至った経緯］
図１Ａは、４個の送信アンテナ（Tx#1〜Tx#4）を含む送信アレーアンテナのアンテナ配置を示し、図１Ｂは、４個の受信アンテナ（Rx#1〜Rx#4）を含む受信アレーアンテナのアンテナ配置を示す。 [Background to one aspect of this disclosure]
FIG. 1A shows an antenna arrangement of a transmitting array antenna including four transmitting antennas (Tx # 1 to Tx # 4), and FIG. 1B shows a receiving including four receiving antennas (Rx # 1 to Rx # 4). The antenna arrangement of the array antenna is shown.

図１Ａ及び図１Ｂにおいて、ｄ_Ｈは受信アンテナの水平方向の素子間隔を示し、ｄ_Ｖは受信アンテナの垂直方向の素子間隔を示す。また、図１Ａでは、送信アンテナの水平方向及び垂直方向の素子間隔は、それぞれ、２ｄ_Ｈ、２ｄ_Ｖとする。 In FIGS. 1A and 1B, d _H indicates the horizontal element spacing of the receiving antenna, and d _V indicates the vertical element spacing of the receiving antenna. Further, in FIG. 1A, the element spacings in the horizontal direction and the vertical direction of the transmitting antenna are 2d _H and 2d _V , respectively.

図１Ｃは、図１Ａ及び図１Ｂに示すアンテナ配置の送受信アレーアンテナを含む仮想受信アレーを示す。 FIG. 1C shows a virtual reception array including a transmit / receive array antenna with the antenna arrangement shown in FIGS. 1A and 1B.

図１Ｃに示すように、仮想受信アレーは、水平方向に４アンテナ、垂直方向に４アンテナが面的に配置された１６素子の仮想受信アンテナ（VA#1〜VA#16）を含む。 As shown in FIG. 1C, the virtual reception array includes 16 element virtual reception antennas (VA # 1 to VA # 16) in which four antennas are arranged in the horizontal direction and four antennas are arranged in the vertical direction.

図１Ｃでは、仮想受信アンテナの水平方向及び垂直方向の素子間隔は、それぞれ、ｄ_Ｈ、ｄ_Ｖとなる。すなわち、仮想受信アレーの水平方向及び垂直方向の開口長Ｄ_Ｈ、Ｄ_Ｖは、３ｄ_Ｈ、３ｄ_Ｖとなる。 In FIG. 1C, the element spacings in the horizontal direction and the vertical direction of the virtual receiving antenna are d _H and d _V , respectively. In other words, the opening length _D H in the horizontal direction and the vertical direction of the virtual reception array, _{D V} _is, 3d H, a 3d _V.

一例として、素子間隔ｄ＝ｄ_Ｈ＝ｄ_Ｖ、開口長Ｄ＝Ｄ_Ｈ＝Ｄ_Ｖの仮想受信アレーを用いた、等振幅ウェイトであり、かつ、フーリエビームによるビーム幅（フーリエビーム幅）ＢＷは、次式で表される。なお、λは送信ブランチから送信される無線信号（ＲＦ信号）のキャリア周波数の波長を示す。
ＢＷ≒０．７λ／Ｄ［ｒａｄ］ As an example, element spacing _{_d = d} H _{= d} _V, using the virtual reception array aperture length _{_D = D} H _{= D} _V, is equal amplitude weights and beam width by Fourier beam (Fourier beam width) BW is , Expressed by the following equation. Note that λ indicates the wavelength of the carrier frequency of the radio signal (RF signal) transmitted from the transmission branch.
BW ≒ 0.7λ / D [rad]

図１Ｃに示す仮想受信アレー（Ｄ＝３ｄ）では、フーリエビーム幅ＢＷ≒０．７λ／３ｄ［ｒａｄ］となる。 In the virtual reception array (D = 3d) shown in FIG. 1C, the Fourier beam width BW≈0.7λ / 3d [rad] is obtained.

例えば、ｄ＝０．５λではフーリエビーム幅ＢＷ≒０．７／１．５［ｒａｄ］≒３０°であり、ｄ＝０．７λではフーリエビーム幅ＢＷ≒０．７／２．１［ｒａｄ］≒１９°である。 For example, when d = 0.5λ, the Fourier beam width BW ≈ 0.7 / 1.5 [rad] ≈ 30 °, and when d = 0.7λ, the Fourier beam width BW ≈ 0.7 / 2.1 [rad] ≈19 °.

素子間隔ｄを更に広くすることにより、フーリエビーム幅ＢＷをより狭くすることができる。しかし、素子間隔ｄを広くするほど、メインビームに比較的近い角度においてグレーティングローブが発生し、誤検出が増大してしまう。 By further widening the element spacing d, the Fourier beam width BW can be further narrowed. However, as the element spacing d is widened, a grating lobe is generated at an angle relatively close to the main beam, and erroneous detection increases.

例えば、図２Ａは素子間隔ｄ＝０．５λにおける指向性パターンを示し、図２Ｂは、素子間隔ｄ＝１．３λにおける指向性パターンを示す。なお、図２Ａ及び図２Ｂでは、メインビームが０°方向に形成されている。 For example, FIG. 2A shows a directivity pattern at an element spacing d = 0.5λ, and FIG. 2B shows a directivity pattern at an element spacing d = 1.3λ. In FIGS. 2A and 2B, the main beam is formed in the 0 ° direction.

図２Ａに示すように、素子間隔ｄ＝０．５λでは、メインビームのフーリエビーム幅ＢＷが３０°程度と比較的広くなる。また、図２Ａでは、±９０°の範囲においてグレーティングローブは発生しない。 As shown in FIG. 2A, when the element spacing d = 0.5λ, the Fourier beam width BW of the main beam is relatively wide, about 30 °. Further, in FIG. 2A, no grating lobe is generated in the range of ± 90 °.

一方、図２Ｂに示すように、素子間隔ｄ＝１．３λでは、メインビームのフーリエビーム幅ＢＷが１０°程度と比較的狭くなるが、メインビーム（０°方向）から±５０°程度離れた角度にグレーティングローブが発生する。 On the other hand, as shown in FIG. 2B, when the element spacing d = 1.3λ, the Fourier beam width BW of the main beam is relatively narrow, about 10 °, but is about ± 50 ° away from the main beam (0 ° direction). A grating lobe is generated at the angle.

例えば、図２Ｂにおいて、広角レーダの検知角が±２５°程度以上に広いでは、検知角度範囲内にグレーティングローブが発生することになり、誤検出が増加する。 For example, in FIG. 2B, when the detection angle of the wide-angle radar is as wide as about ± 25 ° or more, a grating lobe is generated within the detection angle range, and erroneous detection increases.

このように、フーリエビーム幅ＢＷを狭めるために素子間隔ｄを広くすることには制約がある。また、素子間隔ｄを広くする代わりに、アンテナ素子数を増やすことにより開口長Ｄを広くしてもよいが、低コスト化を考慮すると、仮想受信アレーの開口長Ｄにも制約が生じる。 As described above, there is a limitation in widening the element spacing d in order to narrow the Fourier beam width BW. Further, instead of widening the element spacing d, the aperture length D may be widened by increasing the number of antenna elements, but in consideration of cost reduction, the aperture length D of the virtual reception array is also restricted.

上記制約の下で１０°程度の角度分解能を実現するに、ＤＯＡ推定アルゴリズムとして、例えば、ＭＵＳＩＣ、Ｃａｐｏｎ法等を用いる場合、固有値分解又は逆行列演算を行うための演算量が増加する。また、高分解能を実現するＤＯＡ推定アルゴリズムを適用する場合でも、ＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）が十分に高くなければ、高い角度分離性能は得ることは困難である。 When, for example, the MUSIC, Capon method, or the like is used as the DOA estimation algorithm in order to realize an angular resolution of about 10 ° under the above constraints, the amount of calculation for performing eigenvalue decomposition or inverse matrix calculation increases. Further, even when a DOA estimation algorithm that realizes high resolution is applied, it is difficult to obtain high angle separation performance unless the SNR (Signal to Noise Ratio) is sufficiently high.

本開示に係る一態様は、ＭＩＭＯレーダを用いて垂直方向及び水平方向の２次元においてビーム走査を行う場合に、垂直方向及び水平方向の仮想受信アレーの開口長を最大限拡大する。このような仮想受信アレーを用いることで、少ないアンテナ素子数による角度分解能の向上を可能とし、レーダ装置の小型化、低コスト化を図る。 One aspect of the present disclosure maximizes the aperture length of a virtual reception array in the vertical and horizontal directions when beam scanning is performed in two dimensions in the vertical and horizontal directions using MIMO radar. By using such a virtual reception array, it is possible to improve the angular resolution with a small number of antenna elements, and to reduce the size and cost of the radar device.

以下、本開示の一態様に係る実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。 Hereinafter, embodiments according to one aspect of the present disclosure will be described in detail with reference to the drawings. In the embodiment, the same components are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be duplicated and will be omitted.

なお、以下では、レーダ装置において、送信ブランチにおいて、複数の送信アンテナから符号分割多重された異なる送信信号を送出し、受信ブランチにおいて、各送信信号を分離して受信処理を行う構成について説明する。しかし、レーダ装置の構成は、これに限定されず、送信ブランチにおいて、複数の送信アンテナから周波数分割多重された異なる送信信号を送出し、受信ブランチにおいて、各送信信号を分離して受信処理を行う構成でもよい。また、同様に、レーダ装置の構成は、送信ブランチで複数の送信アンテナから時分割多重された送信信号を送出し、受信ブランチで、受信処理を行う構成でもよい。 In the radar device, a configuration will be described in which different transmission signals code-division-multiplexed are transmitted from a plurality of transmission antennas in the transmission branch, and each transmission signal is separated and received in the reception branch. However, the configuration of the radar device is not limited to this, and in the transmission branch, different transmission signals frequency-division-multiplexed are transmitted from a plurality of transmission antennas, and in the reception branch, each transmission signal is separated and received. It may be configured. Similarly, the radar device may be configured to transmit time-division-multiplexed transmission signals from a plurality of transmission antennas at the transmission branch and perform reception processing at the reception branch.

［実施の形態１］
［レーダ装置の構成］
図３は、本実施の形態に係るレーダ装置１０の構成を示すブロック図である。 [Embodiment 1]
[Radar device configuration]
FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the radar device 10 according to the present embodiment.

レーダ装置１０は、レーダ送信部（送信ブランチ）１００と、レーダ受信部（受信ブランチ）２００と、基準信号生成部３００と、を有する。 The radar device 10 includes a radar transmission unit (transmission branch) 100, a radar reception unit (reception branch) 200, and a reference signal generation unit 300.

レーダ送信部１００は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号に基づいて高周波（無線周波数：Radio Frequency）のレーダ信号（レーダ送信信号）を生成する。そして、レーダ送信部１００は、複数の送信アンテナ１０６−１〜１０６−Ｎｔによって構成される送信アレーアンテナを用いて、レーダ送信信号を所定の送信周期にて送信する。 The radar transmission unit 100 generates a high frequency (radio frequency) radar signal (radar transmission signal) based on the reference signal received from the reference signal generation unit 300. Then, the radar transmission unit 100 transmits a radar transmission signal at a predetermined transmission cycle by using a transmission array antenna composed of a plurality of transmission antennas 106-1 to 106-Nt.

レーダ受信部２００は、ターゲット（図示せず）により反射したレーダ送信信号である反射波信号を、複数の受信アンテナ２０２−１〜２０２−Ｎａを含む受信アレーアンテナを用いて受信する。レーダ受信部２００は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を用いて、下記の処理動作を行うことで、レーダ送信部と同期した処理を行う。すなわち、レーダ受信部２００は、各受信アンテナ２０２において受信した反射波信号を信号処理し、少なくともターゲットの有無検出、方向推定を行う。なお、ターゲットはレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両（４輪及び２輪を含む）又は人を含む。 The radar receiving unit 200 receives a reflected wave signal, which is a radar transmission signal reflected by a target (not shown), by using a receiving array antenna including a plurality of receiving antennas 202-1 to 202-Na. The radar receiving unit 200 performs the following processing operation using the reference signal received from the reference signal generating unit 300, thereby performing processing synchronized with the radar transmitting unit. That is, the radar receiving unit 200 processes the reflected wave signal received by each receiving antenna 202, and at least detects the presence or absence of the target and estimates the direction. The target is an object to be detected by the radar device 10, and includes, for example, a vehicle (including four wheels and two wheels) or a person.

基準信号生成部３００は、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００のそれぞれに接続されている。基準信号生成部３００は、基準信号としてのリファレンス信号をレーダ送信部１００及びレーダ受信部２００に供給し、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００の処理を同期させる。 The reference signal generation unit 300 is connected to each of the radar transmission unit 100 and the radar reception unit 200. The reference signal generation unit 300 supplies a reference signal as a reference signal to the radar transmission unit 100 and the radar reception unit 200, and synchronizes the processing of the radar transmission unit 100 and the radar reception unit 200.

［レーダ送信部１００の構成］
レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１−１〜１０１−Ｎｔと、送信無線部１０５−１〜１０５−Ｎｔと、送信アンテナ１０６−１〜１０６−Ｎｔと、を有する。すなわち、レーダ送信部１００は、Ｎｔ個の送信アンテナ１０６を有し、各送信アンテナ１０６は、それぞれ個別のレーダ送信信号生成部１０１及び送信無線部１０５に接続されている。 [Structure of radar transmitter 100]
The radar transmission unit 100 includes a radar transmission signal generation unit 101-1 to 101-Nt, a transmission radio unit 105-1 to 105-Nt, and a transmission antenna 106-1 to 106-Nt. That is, the radar transmission unit 100 has Nt transmission antennas 106, and each transmission antenna 106 is connected to an individual radar transmission signal generation unit 101 and a transmission radio unit 105, respectively.

レーダ送信信号生成部１０１は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいてレーダ送信信号を生成する。そして、レーダ送信信号生成部１０１は、所定のレーダ送信周期（Tr）にてレーダ送信信号を繰り返し出力する。レーダ送信信号は、r_ｚ(k, M)=I_ｚ(k, M)+j Q_ｚ(k, M)で表される。ここで、ｚは各送信アンテナ１０６に対応する番号を表し、ｚ＝１，…，Ｎｔである。また、jは虚数単位を表し、kは離散時刻を表し、Mはレーダ送信周期の序数を表す。 The radar transmission signal generation unit 101 generates a timing clock obtained by multiplying the reference signal received from the reference signal generation unit 300 by a predetermined number of times, and generates a radar transmission signal based on the generated timing clock. Then, the radar transmission signal generation unit 101 repeatedly outputs the radar transmission signal in a predetermined radar transmission cycle (Tr). The radar transmission signal is represented by r _z (k, M) = I _z (k, M) + j Q _z (k, M). Here, z represents a number corresponding to each transmitting antenna 106, and z = 1, ..., Nt. In addition, j represents an imaginary unit, k represents a discrete time, and M represents the ordinal number of the radar transmission cycle.

各レーダ送信信号生成部１０１は、符号生成部１０２と、変調部１０３と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１０４とを含む。以下、第ｚ番目（z=1，…，Nt）の送信アンテナ１０６に対応するレーダ送信信号生成部１０１−ｚにおける各構成部について説明する。 Each radar transmission signal generation unit 101 includes a code generation unit 102, a modulation unit 103, and an LPF (Low Pass Filter) 104. Hereinafter, each component in the radar transmission signal generation unit 101-z corresponding to the z-th (z = 1, ..., Nt) transmission antenna 106 will be described.

具体的には、符号生成部１０２は、レーダ送信周期Tr毎に、符号長Lの符号系列の符号a(z)_n（n=1，…，L）（パルス符号）を生成する。各符号生成部１０２−１〜１０２−Ntにおいて生成される符号a(z)_n（z=1，…，Nt）には、互いに低相関又は無相関となる符号が用いられる。符号系列としては、例えば、Walsh-Hadamard符号、Ｍ系列符号、Gold符号などが挙げられる。 Specifically, the code generation unit 102 generates the code a (z) _n (n = 1, ..., L) (pulse code) of the code series having the code length L for each radar transmission cycle Tr. For the codes a (z) _n (z = 1, ..., Nt) generated in each code generation unit 102-1 to 102-Nt, codes that have low or no correlation with each other are used. Examples of the code sequence include a Walsh-Hadamard code, an M-sequence code, and a Gold code.

変調部１０３は、符号生成部１０２から受け取る符号a(z)_nに対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、パルスシフトキーイング）又は位相変調（Phase Shift Keying）を行い、変調信号をＬＰＦ１０４へ出力する。 The modulation unit 103 performs pulse modulation (amplitude modulation, ASK (Amplitude Shift Keying), pulse shift keying) or phase modulation (Phase Shift Keying) on the code a (z) _n received from the code generation unit 102, and performs a modulation signal. Is output to LPF104.

ＬＰＦ１０４は、変調部１０３から受け取る変調信号のうち、所定の制限帯域以下の信号成分を、ベースバンドのレーダ送信信号として送信無線部１０５へ出力する。 The LPF 104 outputs a signal component below a predetermined limiting band among the modulated signals received from the modulation unit 103 to the transmission radio unit 105 as a baseband radar transmission signal.

第ｚ（z=1，…，Nt）番目の送信無線部１０５は、第ｚ番目のレーダ送信信号生成部１０１から出力されるベースバンドのレーダ送信信号に対して周波数変換を施してキャリア周波数（Radio Frequency：RF）帯のレーダ送信信号を生成し、送信増幅器により所定の送信電力Ｐ［ｄＢ］に増幅して第ｚ番目の送信アンテナ１０６へ出力する。 The z-th (z = 1, ..., Nt) th transmission radio unit 105 performs frequency conversion on the baseband radar transmission signal output from the zth radar transmission signal generation unit 101 to perform a carrier frequency ( A radar transmission signal in the Radio Frequency (RF) band is generated, amplified to a predetermined transmission power P [dB] by a transmission amplifier, and output to the z-th transmission antenna 106.

第ｚ（z=1，…，Nt）番目の送信アンテナ１０６は、第ｚ番目の送信無線部１０５から出力されるレーダ送信信号を空間に放射する。 The z-th (z = 1, ..., Nt) th transmission antenna 106 radiates a radar transmission signal output from the z-th transmission radio unit 105 into space.

図４は、レーダ送信部１００のＮｔ個の送信アンテナ１０６から送信されるレーダ送信信号を示す。符号送信区間Tw内には符号長Lのパルス符号系列が含まれる。各レーダ送信周期Trのうち、符号送信区間Twの間にパルス符号系列が送信され、残りの区間（Tr-Tw）は無信号区間となる。１つのパルス符号（a(z)_n）あたり、No個のサンプルを用いたパルス変調が施されることにより、各符号送信区間Tw内には、Nr（=No×L）個のサンプルの信号が含まれる。すなわち、変調部１０３におけるサンプリングレートは、（No×L）/Twである。また、無信号区間（Tr-Tw）には、Nu個のサンプルが含まれる。 FIG. 4 shows radar transmission signals transmitted from Nt transmission antennas 106 of the radar transmission unit 100. A pulse code sequence having a code length L is included in the code transmission section Tw. Of each radar transmission cycle Tr, a pulse code sequence is transmitted during the code transmission section Tw, and the remaining section (Tr-Tw) is a non-signal section. By performing pulse modulation using No samples per one pulse code (a (z) _n ), signals of Nr (= No × L) samples are included in each code transmission section Tw. Is included. That is, the sampling rate in the modulation unit 103 is (No × L) / Tw. In addition, the non-signal section (Tr-Tw) contains Nu samples.

なお、レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１の代わりに、図５に示すレーダ送信信号生成部１０１ａを備えてもよい。レーダ送信信号生成部１０１ａは、図３に示す符号生成部１０２、変調部１０３及びＬＰＦ１０４を有さず、代わりに符号記憶部１１１及びＤＡ変換部１１２を備える。符号記憶部１１１は、符号生成部１０２（図３）において生成される符号系列を予め記憶し、記憶している符号系列を巡回的に順次読み出す。ＤＡ変換部１１２は、符号記憶部１１１から出力される符号系列（デジタル信号）をアナログ信号に変換する。 The radar transmission unit 100 may include the radar transmission signal generation unit 101a shown in FIG. 5 instead of the radar transmission signal generation unit 101. The radar transmission signal generation unit 101a does not have the code generation unit 102, the modulation unit 103, and the LPF 104 shown in FIG. 3, but instead includes the code storage unit 111 and the DA conversion unit 112. The code storage unit 111 stores in advance the code sequence generated by the code generation unit 102 (FIG. 3), and sequentially reads out the stored code sequence in a cyclic manner. The DA conversion unit 112 converts the code sequence (digital signal) output from the code storage unit 111 into an analog signal.

［レーダ受信部２００の構成］
図３において、レーダ受信部２００は、Na個の受信アンテナ２０２を備え、アレーアンテナを構成する。また、レーダ受信部２００は、Na個のアンテナ系統処理部２０１−１〜２０１−Ｎａと、方向推定部２１４と、を有する。 [Structure of radar receiver 200]
In FIG. 3, the radar receiving unit 200 includes Na receiving antennas 202 and constitutes an array antenna. Further, the radar receiving unit 200 has Na antenna system processing units 201-1 to 201-Na and a direction estimation unit 214.

各受信アンテナ２０２は、ターゲット（物体）に反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、対応するアンテナ系統処理部２０１へ受信信号として出力する。 Each receiving antenna 202 receives a reflected wave signal which is a radar transmission signal reflected by a target (object), and outputs the received reflected wave signal to the corresponding antenna system processing unit 201 as a receiving signal.

各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０７とを有する。 Each antenna system processing unit 201 has a receiving radio unit 203 and a signal processing unit 207.

受信無線部２０３は、増幅部２０４と、周波数変換器２０５と、直交検波器２０６と、を有する。受信無線部２０３は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいて動作する。具体的には、増幅器２０４は、受信アンテナ２０２から受け取る受信信号を所定レベルに増幅し、周波数変換器２０５は、高周波帯域の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換し、直交検波器２０６は、ベースバンド帯域の受信信号を、I信号及びQ信号を含むベースバンド帯域の受信信号に変換する。 The receiving radio unit 203 includes an amplification unit 204, a frequency converter 205, and an orthogonal detector 206. The reception radio unit 203 generates a timing clock obtained by multiplying the reference signal received from the reference signal generation unit 300 by a predetermined number, and operates based on the generated timing clock. Specifically, the amplifier 204 amplifies the received signal received from the receiving antenna 202 to a predetermined level, the frequency converter 205 frequency-converts the received signal in the high frequency band into the base band, and the orthogonal detector 206 frequency-converts the received signal into the base band. The band band received signal is converted into a base band band received signal including the I signal and the Q signal.

信号処理部２０７は、ＡＤ変換部２０８、２０９と、分離部２１０−１〜２１０−Ｎｔと、を有する。 The signal processing unit 207 includes AD conversion units 208 and 209, and separation units 210-1 to 210-Nt.

ＡＤ変換部２０８には、直交検波器２０６からI信号が入力され、ＡＤ変換部２０９には、直交検波器２０６からQ信号が入力される。ＡＤ変換部２０８は、I信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、I信号をデジタルデータに変換する。ＡＤ変換部２０９は、Q信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、Q信号をデジタルデータに変換する。 An I signal is input from the orthogonal detector 206 to the AD conversion unit 208, and a Q signal is input from the orthogonal detector 206 to the AD conversion unit 209. The AD conversion unit 208 converts the I signal into digital data by sampling the baseband signal including the I signal at a discrete time. The AD conversion unit 209 converts the Q signal into digital data by sampling the baseband signal including the Q signal at a discrete time.

ここで、ＡＤ変換部２０８，２０９のサンプリングでは、レーダ送信信号における１つのサブパルスの時間Tp（=Tw/L）あたり、Ns個の離散サンプルが行われる。すなわち、１サブパルスあたりのオーバーサンプル数はNsとなる。 Here, in the sampling of the AD conversion units 208 and 209, Ns discrete samples are performed per time Tp (= Tw / L) of one subpulse in the radar transmission signal. That is, the number of oversamples per subpulse is Ns.

以下の説明では、I信号Ir(k, M)及びQ信号Qr(k, M)を用いて、ＡＤ変換部２０８，２０９の出力としての第M番目のレーダ送信周期Tr[M]の離散時間kにおけるベースバンドの受信信号を複素数信号x(k, M)＝Ir(k, M)+j Qr(k, M)と表す。また、以下では、離散時刻ｋは、レーダ送信周期（Tr）の開始するタイミングを基準（k=1）とし、信号処理部２０７は、レーダ送信周期Tｒが終了する前までのサンプル点であるk=（Nr＋Nu）Ns/Noまで周期的に動作する。すなわち、k＝1,…,（Nr＋Nu）Ns/Noとなる。ここで、ｊは虚数単位である。 In the following description, the discrete time of the Mth radar transmission period Tr [M] as the output of the AD converters 208 and 209 is used by using the I signal Ir (k, M) and the Q signal Qr (k, M). The baseband received signal at k is expressed as a complex signal x (k, M) = Ir (k, M) + j Qr (k, M). Further, in the following, the discrete time k is based on the timing at which the radar transmission cycle (Tr) starts (k = 1), and the signal processing unit 207 is a sample point before the radar transmission cycle Tr ends. = (Nr + Nu) Operates periodically up to Ns / No. That is, k = 1, ..., (Nr + Nu) Ns / No. Here, j is an imaginary unit.

信号処理部２０７は、送信アンテナ１０６の個数分の系統数に等しいＮｔ個の分離部２１０を含む。各分離部２１０は、相関演算部２１１と、加算部２１２と、ドップラー周波数解析部２１３と、を有する。以下、第ｚ（z=1,…,Nt）番目の分離部２１０の構成について説明する。 The signal processing unit 207 includes Nt separation units 210 equal to the number of systems corresponding to the number of transmitting antennas 106. Each separation unit 210 has a correlation calculation unit 211, an addition unit 212, and a Doppler frequency analysis unit 213. Hereinafter, the configuration of the z-th (z = 1, ..., Nt) th separation unit 210 will be described.

相関演算部２１１は、レーダ送信周期Tr毎に、ＡＤ変換部２０８，２０９から受け取る離散サンプル値Ir(k, M)及びQr(k, M)を含む離散サンプル値x(k, M)と、レーダ送信部１００において送信される符号長Ｌのパルス符号a(z)_n（ただし、z=1,…,Nt、n＝1，…，L）との相関演算を行う。例えば、相関演算部２１１は、離散サンプル値x(k, M)と、パルス符号a(z)_nとのスライディング相関演算を行う。例えば、第Ｍ番目のレーダ送信周期Tr[M]における離散時刻kのスライディング相関演算の相関演算値AC_(z)(k, M)は、次式に基づき算出される。

The correlation calculation unit 211 includes discrete sample values x (k, M) including discrete sample values Ir (k, M) and Qr (k, M) received from

AD conversion units

208 and 209 for each radar transmission cycle Tr. Correlation calculation is performed with the pulse code a (z) _n (where z = 1, ..., Nt, n = 1, ..., L) of code length L transmitted by the radar transmission unit 100. For example, the correlation calculation unit 211 performs a sliding correlation calculation between the discrete sample value x (k, M) and the pulse code a (z) _n . For example, the correlation calculation value AC _(z) (k, M) of the sliding correlation calculation at the discrete time k in the Mth radar transmission cycle Tr [M] is calculated based on the following equation.

上式において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す。 In the above equation, the asterisk (*) represents the complex conjugate operator.

相関演算部２１１は、例えば、式（１）に従って、k＝1，…,（Nr＋Nu）Ns/Noの期間に渡って相関演算を行う。 For example, the correlation calculation unit 211 performs the correlation calculation over a period of k = 1, ..., (Nr + Nu) Ns / No according to the equation (1).

なお、相関演算部２１１は、k＝1，…,（Nr＋Nu）Ns/Noに対して相関演算を行う場合に限定されず、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ（すなわち、kの範囲）を限定してもよい。これにより、レーダ装置１０では、相関演算部２１１の演算処理量の低減が可能となる。例えば、相関演算部２１１は、k=Ns（L+1），…,（Nr＋Nu）Ns /No-NsLに測定レンジを限定してもよい。この場合、図６に示すように、レーダ装置１０は、符号送信区間Twに相当する時間区間では測定を行わない。 The correlation calculation unit 211 is not limited to the case where the correlation calculation is performed on k = 1, ..., (Nr + Nu) Ns / No, and the measurement is performed according to the existence range of the target to be measured by the radar device 10. The range (ie, the range of k) may be limited. As a result, in the radar device 10, it is possible to reduce the amount of calculation processing of the correlation calculation unit 211. For example, the correlation calculation unit 211 may limit the measurement range to k = Ns (L + 1), ..., (Nr + Nu) Ns / No-NsL. In this case, as shown in FIG. 6, the radar device 10 does not perform the measurement in the time section corresponding to the code transmission section Tw.

これにより、レーダ装置１０は、レーダ送信信号がレーダ受信部２００に直接的に回り込むような場合でも、レーダ送信信号が回り込む期間（少なくともτ１未満の期間）では相関演算部２１１による処理が行われないので、回り込みの影響を排除した測定が可能となる。また、測定レンジ（ｋの範囲）を限定する場合、以下で説明する加算部２１２、ドップラー周波数解析部２１３及び方向推定部２１４の処理に対しても、同様に測定レンジ（ｋの範囲）を限定した処理を適用すればよい。これにより、各構成部での処理量を削減でき、レーダ受信部２００における消費電力を低減できる。 As a result, even if the radar transmission signal wraps around the radar receiving unit 200 directly, the radar device 10 does not perform processing by the correlation calculation unit 211 during the period when the radar transmission signal wraps around (at least a period of less than τ1). Therefore, it is possible to perform measurement without the influence of wraparound. Further, when the measurement range (range of k) is limited, the measurement range (range of k) is similarly limited for the processing of the addition unit 212, the Doppler frequency analysis unit 213, and the direction estimation unit 214 described below. The processing that has been performed may be applied. As a result, the amount of processing in each component can be reduced, and the power consumption in the radar receiving unit 200 can be reduced.

加算部２１２は、第M番目のレーダ送信周期Trの離散時刻k毎に相関演算部２１１から受け取る相関演算値AC_(z)(k, M)を用いて、所定回数（Np回）のレーダ送信周期Trの期間（Tr×Np）に渡って、相関演算値AC_(z)(k, M)を加算（コヒーレント積分）する。期間（Tr×Np）に渡る加算数Npの加算（コヒーレント積分）処理は次式で表される。

The addition unit 212 uses the correlation calculation values AC _(z) (k, M) received from the correlation calculation unit 211 for each discrete time k of the Mth radar transmission cycle Tr to transmit radar a predetermined number of times (Np times). The correlation calculation values AC _(z) (k, M) are added (coherent integration) over the period of the period Tr (Tr × Np). The addition (coherent integration) process of the addition number Np over the period (Tr × Np) is expressed by the following equation.

ここで、CI_(z)(k, m)は相関演算値の加算値（以下、相関加算値と呼ぶ）を表し、Npは１以上の整数値であり、ｍは加算部２１２における加算回数Npを１個の単位とした場合における加算回数の序数を示す１以上の整数である。また、z=1,…,Ntである。 Here, CI _(z) (k, m) represents the addition value of the correlation calculation value (hereinafter referred to as the correlation addition value), Np is an integer value of 1 or more, and m is the number of additions Np in the addition unit 212. Is an integer of 1 or more indicating the order of the number of additions when is used as one unit. Also, z = 1, ..., Nt.

加算部２１２は、レーダ送信周期Trを単位として得られた相関演算部２１１の出力を一つの単位として、Np回の加算を行う。つまり、加算部２１２は、相関演算値AC_(z)(k, Np(m-1)+1)〜AC_(z)（k, Np×m）を一単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えて加算した相関値CI_(z)（k, m）を離散時刻ｋ毎に算出する。これにより、加算部２１２は、相関演算値のNp回に渡る加算の効果により、ターゲットからの反射波信号が高い相関を有する範囲において、反射波信号のSNRを向上できる。よって、レーダ受信部２００は、ターゲットの到来距離の推定に関する測定性能を向上できる。 The addition unit 212 performs Np additions using the output of the correlation calculation unit 211 obtained in units of the radar transmission cycle Tr as one unit. That is, the addition unit 212 aligns the timing of the discrete time k with the correlation calculation values AC _(z) (k, Np (m-1) +1) to AC _(z) (k, Np × m) as one unit. The correlation value CI _(z) (k, m) added by the above is calculated for each discrete time k. As a result, the addition unit 212 can improve the SNR of the reflected wave signal in the range in which the reflected wave signal from the target has a high correlation due to the effect of addition of the correlation calculation value over Np times. Therefore, the radar receiving unit 200 can improve the measurement performance regarding the estimation of the arrival distance of the target.

なお、理想的な加算利得を得るためには、相関演算値の加算回数Npの加算区間において、相関演算値の位相成分がある程度の範囲で揃う条件が必要である。つまり、加算回数Npは、測定対象となるターゲットの想定最大移動速度に基づいて設定されることが好ましい。これは、ターゲットの想定最大速度が大きいほど、ターゲットからの反射波に含まれるドップラー周波数の変動量が大きい。このため、高い相関を有する時間期間が短くなるため、加算回数Npは小さい値となり、加算部２１２での加算による利得向上効果が小さくなる。 In addition, in order to obtain an ideal addition gain, it is necessary to have a condition in which the phase components of the correlation calculation values are aligned within a certain range in the addition interval of the number of additions of the correlation calculation values Np. That is, the number of additions Np is preferably set based on the assumed maximum moving speed of the target to be measured. This is because the larger the assumed maximum velocity of the target, the larger the fluctuation amount of the Doppler frequency included in the reflected wave from the target. Therefore, since the time period having a high correlation is shortened, the number of additions Np becomes a small value, and the gain improvement effect due to the addition by the addition unit 212 becomes small.

ドップラー周波数解析部２１３は、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１２のNc個の出力であるCI_(z)(k, Nc(w-1)+1)〜CI_(z)（k，Nc×w）を一単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えてコヒーレント積分を行う。例えば、ドップラー周波数解析部２１３は、次式に示すように、2Nf個の異なるドップラー周波数fsΔΦに応じた位相変動Φ(fs)＝2πfs（Tr×Np）ΔΦを補正した後に、コヒーレント積分を行う。

Doppler frequency analyzing unit 213, a Nc-number of the output of the adder 212 obtained for each discrete time _{k CI (z) (k,} Nc (w-1) +1) ~CI (z) (k, Nc Coherent integration is performed with the timing of discrete time k aligned with xw) as one unit. For example, the Doppler frequency analysis unit 213 corrects the phase variation Φ (fs) = 2πfs (Tr × Np) ΔΦ according to 2Nf different Doppler frequencies fsΔΦ as shown in the following equation, and then performs coherent integration.

ここで、FT_CI_(z) ^Nant(k, fs, w)は、ドップラー周波数解析部２１３における第ｗ番目の出力であり、第Nant番目のアンテナ系統処理部２０１における離散時刻ｋでのドップラー周波数fsΔΦのコヒーレント積分結果を示す。ただし、Nant=1〜Naであり、fs=-Nf+1,…,0,…,Nfであり、k＝１，…, （Nr＋Nu）Ns/Noであり、wは１以上の整数であり、ΔΦは位相回転単位である。 Here, FT_CI _(z) ^Nant (k, fs, w) is the w-th output in the Doppler frequency analysis unit 213, and the Doppler frequency fsΔΦ in the discrete time k in the Nant-th antenna system processing unit 201. The coherent integration result is shown. However, Nant = 1 to Na, fs = -Nf + 1, ..., 0, ..., Nf, k = 1, ..., (Nr + Nu) Ns / No, and w is an integer of 1 or more. , ΔΦ is a phase rotation unit.

これにより、各アンテナ系統処理部２０１は、離散時刻ｋ毎の2Nf個のドップラー周波数成分に応じたコヒーレント積分結果であるFT_CI_(z) ^Nant(k, -Nf+1,w),…, FT_CI_(z) ^Nant(k, Nf-1, w)を、レーダ送信周期間Tｒの複数回Np×Ncの期間（Tr×Np×Nc）毎に得る。なお、ｊは虚数単位であり、z=1,…,Ntである。 As a result, each antenna system processing unit 201 can perform coherent integration results corresponding to 2 Nf Doppler frequency components for each discrete time k, FT_CI _(z) ^Nant (k, -Nf + 1, w), ..., FT_CI _{( z)} ^Nant (k, Nf-1, w) is obtained every multiple times Np × Nc period (Tr × Np × Nc) of Tr between radar transmission cycles. Note that j is an imaginary unit, and z = 1, ..., Nt.

ΔΦ＝1/Ncとした場合、上述したドップラー周波数解析部２１３の処理は、サンプリング間隔Tm＝（Tr×Np）、サンプリング周波数ｆm=1/Tmで加算部２１２の出力を離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理していることと等価である。 When ΔΦ = 1 / Nc, the above-mentioned processing of the Doppler frequency analysis unit 213 performs the discrete Fourier transform (DFT) of the output of the addition unit 212 at the sampling interval Tm = (Tr × Np) and the sampling frequency fm = 1 / Tm. Equivalent to processing.

また、Nfを２のべき乗の数に設定することで、ドップラー周波数解析部２１３では、高速フーリエ変換（ＦＦＴ:Fast Fourier Transform）処理を適用でき、演算処理量を削減できる。なお、Nf>Ncでは、q＞Ncとなる領域においてCI_(z)（k、Nc(w-1)+q）=0とするゼロ埋め処理を行うことで、同様にＦＦＴ処理を適用でき、演算処理量を削減できる。 Further, by setting Nf to a power of 2, the Doppler frequency analysis unit 213 can apply a fast Fourier transform (FFT) process, and can reduce the amount of arithmetic processing. In Nf> Nc, the FFT process can be applied in the same way by performing the zero padding process in which CI _(z) (k, Nc (w-1) + q) = 0 in the area where q> Nc. The amount of arithmetic processing can be reduced.

また、ドップラー周波数解析部２１３において、ＦＦＴ処理の代わりに、上式（３）に示す積和演算を逐次的に演算する処理を行ってもよい。つまり、ドップラー周波数解析部２１３は、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１２のNc個の出力であるCI_(z)(k, Nc(w-1)+q+1)に対して、fs=-Nf+1,…,0,…,Nf-1に対応する係数exp[-j2πf_sT_rN_pqΔφ]を生成し、逐次的に積和演算処理してもよい。ここで、q＝0〜Nc−１である。 Further, the Doppler frequency analysis unit 213 may perform a process of sequentially calculating the product-sum operation shown in the above equation (3) instead of the FFT process. That is, the Doppler frequency analysis unit 213 fs with respect to CI _(z) (k, Nc (w-1) + q + 1), which is the output of Nc of the addition unit 212 obtained for each discrete time k. The coefficient exp [-j 2πf _s _Tr N _{p q} Δφ] corresponding to = -Nf + 1, ..., 0, ..., Nf-1 may be generated and the product-sum operation process may be performed sequentially. Here, q = 0 to Nc-1.

なお、以下の説明では、Na個のアンテナ系統処理部２０１の各々において同様の処理を施して得られた第ｗ番目の出力FT_CI_(z) ¹(k, fs, w), FT_CI_(z) ²(k, fs, w),…, FT_CI_(z) ^Na(k, fs, w)を、次式のように仮想受信アレー相関ベクトルｈ（k, fs, w）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（k, fs, w）は、送信アンテナ数Ntと受信アンテナ数Naとの積であるNt×Na個の要素を含む。仮想受信アレー相関ベクトルh（k, fs, w）は、後述する、ターゲットからの反射波信号に対して受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理の説明に用いる。ここで、z=1,…,Ntであり、b＝１, …, Naである。

In the following description, the wth output FT_CI _(z) ¹ (k, fs, w), FT_CI _(z) ² obtained by performing the same processing in each of the Na antenna system processing units 201. (k, fs, w),…, FT_CI _(z) ^Na (k, fs, w) is expressed as a virtual reception array correlation vector h (k, fs, w) as shown in the following equation. The virtual reception array correlation vector h (k, fs, w) includes Nt × Na elements which are the products of the number of transmitting antennas Nt and the number of receiving antennas Na. The virtual reception array correlation vector h (k, fs, w) is used for a description of a process for estimating the direction of the reflected wave signal from the target based on the phase difference between the receiving antennas 202, which will be described later. Here, z = 1, ..., Nt, and b = 1, ..., Na.

以上、信号処理部２０７の各構成部における処理について説明した。 The processing in each component of the signal processing unit 207 has been described above.

方向推定部２１４は、アンテナ系統処理部２０１−１〜２０１−Ｎａから出力されるｗ番目のドップラー周波数解析部２１３の仮想受信アレー相関ベクトルh（k, fs, w）に対してアレー補正値h_cal_[y]を用いてアンテナ系統処理部２０１間の位相偏差及び振幅偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}（k, fs, w）を算出する。仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}（k, fs, w）は次式で表される。なお、y＝1,…,(Nt×Na)である。

The direction estimation unit 214 has an array correction value h_cal with respect to the virtual reception array correlation vector h (k, fs, w) of the w-th Doppler frequency analysis unit 213 output from the antenna system processing units 201-1 to 201-Na. _{Using [y]} , the virtual reception array correlation vector h _{_after_cal} (k, fs, w) in which the phase deviation and the amplitude deviation between the antenna system processing units 201 are corrected is calculated. The virtual reception array correlation vector h _{_after_cal} (k, fs, w) is expressed by the following equation. It should be noted that y = 1, ..., (Nt × Na).

アンテナ間偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}（k, fs, w）は、Na×Nr個の要素からなる列ベクトルである。以下では、仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}（k, fs, w）の各要素をh₁（k, fs, w）,…,h_Na×Nr（k, fs, w）と表記して、方向推定処理の説明に用いる。 The virtual reception array correlation vector h _{_after_cal} (k, fs, w) corrected for the deviation between antennas is a column vector consisting of Na × Nr elements. In the following, each element of the virtual reception array correlation vector h _{_after_cal} (k, fs, w) is _expressed as h ₁ (k, fs, w),…, h _{Na × Nr} (k, fs, w) and the direction. Used to explain the estimation process.

［レーダ装置１０におけるアンテナ配置］
以上の構成を有するレーダ装置１０におけるＮｔ個の送信アンテナ１０６及びＮａ個の受信アンテナ２０２の配置について説明する。 [Antenna arrangement in radar device 10]
The arrangement of the Nt transmitting antenna 106 and the Na receiving antenna 202 in the radar device 10 having the above configuration will be described.

Ｎｔ個の送信アンテナ１０６及びＮａ個の受信アンテナ２０２の各々は、水平方向及び垂直方向において不等間隔に配置される。 Each of the Nt transmitting antenna 106 and the Na receiving antenna 202 is arranged at unequal intervals in the horizontal and vertical directions.

具体的には、水平方向に直線上に配置されるＮ_ＴＨ（Ｎｔ１と表すこともある）個の送信アンテナ１０６の各素子間隔、及び、水平方向に直線上に配置されるＮ_ＲＨ（Ｎａ１と表すこともある）個の受信アンテナ２０２の各素子間隔は、それぞれ所定値ｄ_Ｈ（第１の所定値に相当）の整数倍の関係であり、これらの素子間隔は全て異なる値となる。 Specifically, _(sometimes expressed as Nt1) N _TH disposed on a straight line in the horizontal direction each element spacing of transmit antennas 106, and a N _{RH (Na1} disposed on a straight line in the horizontal direction also) the element spacing of receive antennas 202 to represent is an integer multiple of the respective predetermined value d _{H (first} corresponding to the predetermined value), the all these element spacing different values.

同様に、垂直方向に直線上に配置されるＮ_ＴＶ（Ｎｔ２と表すこともある）個の送信アンテナ１０６の各素子間隔、及び、垂直方向に直線上に配置されるＮ_ＲＶ（Ｎａ２と表すこともある）個の受信アンテナ２０２の各素子間隔は、それぞれ所定値ｄ_Ｖ（第２の所定値に相当）の整数倍の関係であり、これらの素子間隔は全て異なる値となる。 Similarly, _(sometimes expressed as Nt2) N _TV arranged on a straight line in the vertical direction each element spacing of transmit antennas 106, and be represented as N _{RV (Na2} disposed on a straight line in the vertical direction each element spacing of which also) receive antennas 202 is an integer multiple of the respective predetermined value d _{V (corresponding} to a second predetermined value), the all these element spacing different values.

また、本実施の形態に係る送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の配置では以下の制約条件を満たすものとする。 Further, the arrangement of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 according to the present embodiment satisfies the following constraint conditions.

なお、送信アンテナ１０６の水平方向に直線上に配置されるアンテナ素子数をＮ_ＴＨ本とし、それぞれの素子間隔をα_１×ｄ_Ｈ，α_２×ｄ_Ｈ，…，α_NTH−１×ｄ_Ｈとする。また、受信アンテナ２０２の水平方向に直線上に配置されるアンテナ素子数をＮ_ＲＨ本とし、それぞれの素子間隔をβ_１×ｄ_Ｈ，β_２×ｄ_Ｈ，…，β_NRH−１×ｄ_Ｈとする。 Incidentally, the number of antenna elements arranged in a straight line in the horizontal direction of the transmitting antennas 106 and _{N TH} present, each of the element spacing _{_{_{α 1 × d H, α 2}}} × d H, ..., α NTH-1 × d H And. Further, the number of antenna elements arranged in a straight line and _{N RH} present in the horizontal direction of the receiving antenna 202, each of the element spacing _{_{_{β 1 × d H, β 2}}} × d H, ..., β NRH-1 × d H And.

また、送信アンテナ１０６の垂直方向に直線上に配置されるアンテナ素子数をＮ_ＴＶ本とし、それぞれの素子間隔をγ_１×ｄ_Ｖ，γ_２×ｄ_Ｖ，…，γ_NTＶ−１×ｄ_Ｖとする。また、受信アンテナ２０２の垂直方向に直線上に配置されるアンテナ素子数をＮ_ＲＶ本とし、それぞれの素子間隔をη_１×ｄ_Ｖ，η_２×ｄ_Ｖ，…，η_{NＲＶ−１}×ｄ_Ｖとする。 Further, the number of antenna elements arranged in a straight line in the vertical direction of the transmitting antennas 106 and _{N TV} present, each of the element spacing _{_{_{γ 1 × d V, γ 2}}} × d V, ..., γ NTV-1 × d V And. Further, the number of antenna elements arranged in a straight line and _{N RV} present in the vertical direction of the receiving antenna 202, each of the element spacing _{_{_{η 1 × d V, η 2}}} × d V, ..., η NRV-1 × d V And.

＜条件Ａ−１＞
水平方向に直線上に配置される受信アンテナ２０２の素子間隔の総和（受信アンテナ２０２の水平方向の開口長）は、水平方向に直線上に配置される送信アンテナ１０６の素子間隔の最小値よりも小さい。
min(α_{1 ,} α_{2 ,}・・・)> (β₁＋β₂＋・・・) <Condition A-1>
The total element spacing of the receiving antenna 202 arranged horizontally in a straight line (horizontal opening length of the receiving antenna 202) is larger than the minimum value of the element spacing of the transmitting antenna 106 arranged horizontally in a straight line. small.
min (α _1, α _2,・・・ )> (β ₁ ＋ β ₂ ＋・・・)

または、水平方向に直線上に配置される送信アンテナ１０６の素子間隔の総和（送信アンテナ１０６の水平方向の開口長）は、水平方向に直線上に配置される受信アンテナ２０２の素子間隔の最小値よりも小さい。
min(β_{1 ,} β_{2 ,}・・・)> (α₁＋α₂＋・・・) Alternatively, the total element spacing of the transmitting antenna 106 arranged horizontally in a straight line (horizontal opening length of the transmitting antenna 106) is the minimum value of the element spacing of the receiving antenna 202 arranged horizontally in a straight line. Smaller than
min (β _1, β _2,・・・ )> (α ₁ ＋ α ₂ ＋・・・)

つまり、水平方向において、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２のうち、一方のアンテナの素子間隔の総和は、他方のアンテナの素子間隔の最小値よりも小さい。 That is, in the horizontal direction, the sum of the element spacings of one of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 is smaller than the minimum value of the element spacings of the other antenna.

条件Ａ−１を満たすことにより、仮想受信アレーには、Ｎ_ＴＨ×Ｎ_ＲＨ本の水平方向直線アレーが含まれる。例えば、Ｎ_ＴＨ＝Ｎ_ＲＨ＝３の場合、水平方向直線アレーは以下の配置位置の素子によって構成される。
｛0、β₁、β₁＋β₂、
α₁、α₁＋β₁、α₁＋β₁＋β₂、
α₂、α₂＋β₁、α₂＋β₁＋β₂}×d_H By satisfying the condition A-1, the virtual reception array includes N _TH × N _RH horizontal linear arrays. For example, when N _TH = N _RH = 3, the horizontal linear array is composed of the elements at the following arrangement positions.
{0, β ₁ , β ₁ + β ₂ ,
α ₁ , α ₁ + β ₁ , α ₁ + β ₁ + β ₂ ,
α ₂ , α ₂ + β ₁ , α ₂ + β ₁ + β ₂ } × d _H

＜条件Ａ−２＞
素子間隔α_ｎｔｈ、β_ｎｒｈは、Ｎｔ×Ｎａ本の仮想受信アレーのうち、水平方向の直線上に配置されるＮ_ＴＨ×Ｎ_ＲＨ本の水平方向直線アレーの任意の２つの素子間隔として、１×ｄ_Ｈ、２×ｄ_Ｈ、３×ｄ_Ｈ〜ｎ×ｄ_Ｈ（ｎは２以上の整数）まで、順次ｄ_Ｈ毎に増加するように、配置される。ここで、上記所定数は、次式がとり得る最大の自然数である。

<Condition A-2>
Element spacing alpha _nth, beta _NRH, among the virtual reception array Nt × Na present, as any two element spacing in the horizontal direction linear array of _{N TH} × _{N RH} present which is arranged in the horizontal direction of the straight line, 1 × _d H, up to _{_{2 × d H, 3 × d}} H ~n × d H (n is an integer of 2 or more), so as to increase each sequential _{d H,} are arranged. Here, the above-mentioned predetermined number is the maximum natural number that can be taken by the following equation.

＜条件Ｂ−１＞
垂直方向に直線上に配置される受信アンテナ２０２の素子間隔の総和（受信アンテナ２０２の垂直方向の開口長）は、垂直方向に直線上に配置される送信アンテナ１０６の素子間隔の最小値よりも小さい。
min(γ_{1 ,} γ_{2 ,}・・・)> (η₁＋η₂＋・・・) <Condition B-1>
The total element spacing of the receiving antenna 202 arranged vertically in a straight line (the vertical opening length of the receiving antenna 202) is larger than the minimum value of the element spacing of the transmitting antenna 106 arranged vertically in a straight line. small.
min (γ _1, γ _2, ... )> (η ₁ + η ₂ + ...)

または、垂直方向に直線上に配置される送信アンテナ１０６の素子間隔の総和（送信アンテナ１０６の垂直方向の開口長）は、垂直方向に直線上に配置される受信アンテナ２０２の素子間隔の最小値よりも小さい。
min(η_{1 ,} η_{2 ,}・・・)> (γ₁＋γ₂＋・・・) Alternatively, the total element spacing of the transmitting antenna 106 arranged vertically in a straight line (the vertical opening length of the transmitting antenna 106) is the minimum value of the element spacing of the receiving antenna 202 arranged vertically in a straight line. Smaller than
min (η _1, η _2, ... )> (γ ₁ ＋ γ ₂ ＋・・・)

つまり、垂直方向において、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２のうち、一方のアンテナの素子間隔の総和は、他方のアンテナの素子間隔の最小値よりも小さい。 That is, in the vertical direction, the total element spacing of one of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 is smaller than the minimum value of the element spacing of the other antenna.

条件Ｂ−１を満たすことにより、仮想受信アレーには、Ｎ_ＴＶ×Ｎ_ＲＶ本の垂直方向直線アレーが含まれる。例えば、Ｎ_ＴＶ＝Ｎ_ＲＶ＝３の場合、垂直方向直線アレーは以下の配置位置の素子によって構成される。
｛0、η₁、η₁＋η₂、
γ₁、γ₁＋η₁、γ₁＋η₁＋η₂、
γ₂、γ₂＋η₁、γ₂＋η₁＋η₂}×d_V By satisfying the condition B-1, the virtual reception array includes N _TV × NR _V vertical linear arrays. For example, when N _TV = _NRV = 3, the vertical linear array is composed of the elements at the following arrangement positions.
{0, η ₁ , η ₁ + η ₂ ,
γ ₁ , γ ₁ + η ₁ , γ ₁ + η ₁ + η ₂ ,
γ ₂ , γ ₂ + η ₁ , γ ₂ + η ₁ + η ₂ } × d _V

＜条件Ｂ−２＞
素子間隔γ_ｎｔｖ、η_ｎｒｖは、Ｎｔ×Ｎａ本の仮想受信アレーのうち、垂直方向の直線上に配置されるＮ_ＴＶ×Ｎ_ＲＶ本の垂直方向直線アレーの任意の２つの素子間隔として、１×ｄ_Ｖ、２×ｄ_Ｖ、３×ｄ_Ｖ〜ｎ×ｄ_Ｖ（ｎは２以上の整数）まで、順次ｄ_Ｖ毎に増加するように、配置される。ここで、上記所定数は、次式がとり得る最大の自然数である。

<Condition B-2>
Element spacing gamma _ntv, eta _nrv, among the virtual reception array Nt × Na present, as any two elements interval _{N TV} × _{N RV} of vertical direction linear array disposed on the vertical straight line, 1 It is arranged so as to increase sequentially by d _{V from} × d _V , 2 × d _V , 3 × d _{V to} n × d _V (n is an integer of 2 or more). Here, the above-mentioned predetermined number is the maximum natural number that can be taken by the following equation.

以上、Ａ−１，Ａ−２，Ｂ−１，Ｂ−２の条件について説明した。 The conditions of A-1, A-2, B-1, and B-2 have been described above.

仮想受信アレーは、Ａ−１，Ａ−２，Ｂ−１，Ｂ−２の条件を満たすことにより、水平方向に最長となる不等間隔直線アレー及び垂直方向に最長となる不等間隔直線アレーにおける任意の２つのアレー素子の素子間隔の冗長性を最小化するアレー配置（Minimum Redundancy Array：最小冗長アレー。例えば、参考非特許文献１を参照）となる。これにより、レーダ装置は、アレー開口を増大させることで角度分解能を高めることができ、かつ、検知範囲内においてグレーティングローブが発生しない基本単位（例えば、ｄ_Ｈ、ｄ_Ｖ：０．５λ程度）毎に、アレー素子による空間的なサンプリングができるので、グレーティングローブ及びサイドローブの抑圧を図ることができる。 The virtual reception array has the longest non-equidistant linear array in the horizontal direction and the longest non-equidistant linear array in the vertical direction by satisfying the conditions of A-1, A-2, B-1, and B-2. It is an array arrangement (Minimum Redundancy Array: minimum redundant array. For example, see Reference Non-Patent Document 1) that minimizes the redundancy of the element spacing of any two array elements in the above. As a result, the radar device can improve the angular resolution by increasing the array aperture, and every basic unit (for example, d _H , d _V : about 0.5 λ) at which a grating lobe does not occur within the detection range. In addition, since spatial sampling can be performed by the array element, it is possible to suppress the grating lobe and the side lobe.

（参考非特許文献１）A. Moffet, "Minimum-redundancy linear arrays", Antennas and Propagation, IEEE Transactions on, vol. 16, no. 2,(1968), pp. 172-175. (Reference Non-Patent Document 1) A. Moffet, "Minimum-redundancy linear arrays", Antennas and Propagation, IEEE Transactions on, vol. 16, no. 2, (1968), pp. 172-175.

次に、図７Ａは、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の配置例を示す。また、図７Ｂは、図７Ａに示すアンテナ配置によって得られる仮想受信アレーの配置を示す。 Next, FIG. 7A shows an arrangement example of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202. Further, FIG. 7B shows the arrangement of the virtual reception array obtained by the antenna arrangement shown in FIG. 7A.

ここでは、送信アンテナ１０６の個数Ｎｔ＝４個とし、受信アンテナ２０２の個数Ｎａ＝４個とする。また、４個の送信アンテナ１０６をTx#1〜Tx#4で表し、４個の受信アンテナ２０２をRx#1〜Rx#4で表す。 Here, the number of transmitting antennas 106 is Nt = 4, and the number of receiving antennas 202 is Na = 4. The four transmitting antennas 106 are represented by Tx # 1 to Tx # 4, and the four receiving antennas 202 are represented by Rx # 1 to Rx # 4.

図７Ａにおいて、送信アンテナTx#1〜Tx#4は、垂直方向に配置した３つのアンテナのうちの上端である送信アンテナTx#1を基点に、水平右方向に更に１つのアンテナを配置し（Ｌ字を＋９０°回転）、受信アンテナRx#1〜Rx#4は、水平方向に配置した３つのアンテナのうちの右端である受信アンテナRx#3を基点に垂直上方向に更に１つのアンテナを配置する（Ｌ字を−９０°回転）。 In FIG. 7A, the transmitting antennas Tx # 1 to Tx # 4 are arranged with one more antenna in the horizontal right direction with the transmitting antenna Tx # 1, which is the upper end of the three antennas arranged in the vertical direction, as a base point. L-shaped rotation + 90 °), the receiving antennas Rx # 1 to Rx # 4 have one more antenna vertically upward with the receiving antenna Rx # 3, which is the right end of the three antennas arranged in the horizontal direction, as the base point. Place (rotate the L-shape by -90 °).

また、図７Ａ、図７Ｂにおいて、ｄ_Ｈは水平方向の素子間隔の基本単位を示し、ｄ_Ｖは垂直方向の素子間隔の基本単位を示す。図７Ａでは、送信アンテナ１０６の水平方向の素子間隔は７ｄ_Ｈであり、垂直方向の素子間隔はｄ_Ｖと２ｄ_Ｖとである。また、図７Ａでは、受信アンテナ２０２の水平方向の素子間隔は２ｄ_Ｈとｄ_Ｈとである、垂直方向の素子間隔は７ｄ_Ｖである。 Further, in FIGS. 7A and 7B, d _H indicates a basic unit of element spacing in the horizontal direction, and d _V indicates a basic unit of element spacing in the vertical direction. In Figure 7A, the horizontal direction of the element spacing of the transmit antenna 106 is 7d _H, element spacing in the vertical direction is the _{d V} and 2d _V. Further, in FIG. 7A, the horizontal direction of the element spacing of the receiving antenna 202 is a 2d _H and _{d H,} element spacing in the vertical direction is 7d _V.

図７Ａでは、水平方向において、受信アンテナ２０２の素子間隔の総和（３ｄ_Ｈ）は、送信アンテナ１０６の素子間隔の最小値（７ｄ_Ｈ）よりも小さい。また、図７Ａでは、垂直方向において、送信アンテナ１０６の素子間隔の総和（３ｄ_Ｈ）は、受信アンテナ２０２の素子間隔の最小値（７ｄ_Ｈ）よりも小さい。つまり、図７Ａのアンテナ配置は、上述したＡ−１及びＢ−１の条件を満たす。 In FIG. 7A, in the horizontal direction, the sum of the element spacings of the receiving antenna 202 (3d _H ) is smaller than the minimum element spacing of the transmitting antenna 106 (7d _H ). Further, in FIG. 7A, in the vertical direction, the total element spacing (3d _H ) of the transmitting antenna 106 is smaller than the minimum value (7d _H ) of the element spacing of the receiving antenna 202. That is, the antenna arrangement of FIG. 7A satisfies the conditions of A-1 and B-1 described above.

また、図７Ａでは、水平方向において、Ｎ_ＴＨ個の送信アンテナ１０６とＮ_ＲＨ個の受信アンテナ２０２のうち、アンテナ数の少ない送信アンテナ１０６の素子間隔の最大値（７ｄ_Ｈ）は、アンテナ数の多い受信アンテナ２０２の素子間隔の最大値（２ｄ_Ｈ）よりも大きい。同様に、図７Ａでは、垂直方向において、Ｎ_ＴＶ個の送信アンテナ１０６とＮ_ＲＶ個の受信アンテナ２０２のうち、アンテナ数の少ない受信アンテナ２０２の素子間隔の最大値（７ｄ_Ｈ）は、アンテナ数の多い送信アンテナ１０６の素子間隔の最大値（２ｄ_Ｈ）よりも大きい。 Further, in FIG. 7A, in the horizontal _direction, among the _{N TH} transmit antennas 106 and _{N RH} receive antennas 202, the maximum value of the element spacing of less transmit antennas 106 of the antenna number (7d _H), the number of antennas greater than the maximum value of the element distance of more receiving antennas 202 (2d _H). Similarly, in FIG. 7A, in the vertical _direction, of the _{N TV} transmit antennas 106 and _{N RV} receive antennas 202, the maximum value of the element spacing smaller receiving antenna 202 of the antenna number (7d _H), the number of antennas greater than the maximum value of the high element spacing of the transmit antenna 106 (2d _H).

また、Ｎｔ個の送信アンテナ１０６は、Ｎ_ＴＨ×Ｎ_ＴＶが最大となるように配置され、Ｎａ個の受信アンテナ２０２は、Ｎ_ＲＨ×Ｎ_ＲＶが最大となるように配置されることが好ましい。例えば、図７Ａでは、Ｎｔ（＝４）個の送信アンテナ１０６は、（Ｎ_ＴＨ×Ｎ_ＴＶ）＝（２×３）となるように配置され、Ｎａ（＝４）個の受信アンテナ２０２は、（Ｎ_ＲＨ×Ｎ_ＲＶ）＝（３×２）となるように配置される。こうすることで、Ｎｔ個の送信アンテナ１０６及びＮａ個の受信アンテナ２０２によって構成される仮想受信アレーの開口面を最大化することができる。 Further, it is preferable that the Nt transmitting antenna 106 is arranged so that N _TH × N _TV is maximized, and the Na receiving antenna 202 is arranged so that N _RH × N _RV is maximized. For example, in FIG. 7A, the Nt (= 4) transmitting antennas 106 are arranged so that ( _NTH × N _TV ) = (2 × 3), and the Na (= 4) receiving antennas 202 are arranged. It is arranged so that ( _NRH × N _RV ) = (3 × 2). By doing so, the opening surface of the virtual reception array composed of the Nt transmitting antenna 106 and the Na receiving antenna 202 can be maximized.

上述した図７Ａに示すアンテナ配置によって構成される、図７Ｂに示す仮想受信アレーの配置は以下のような特徴を有する。 The arrangement of the virtual reception array shown in FIG. 7B, which is composed of the antenna arrangement shown in FIG. 7A described above, has the following features.

（１）水平方向
図７Ａにおいて水平方向に素子間隔７ｄ_Ｈによって配置された２つの送信アンテナTx#1，Tx#4と、水平方向に素子間隔２ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈによって配置された３つの受信アンテナRx#1, Rx#2, Rx#3との水平位置関係から、図７Ｂに示す仮想受信アレーは、水平方向に素子間隔２ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈ、４ｄ_Ｈ、２ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈでそれぞれ直線上に配置された６素子の水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを含む（図７Ｂに示す破線で囲まれた、VA#1, VA#5, VA#9, VA#4, VA#8, VA#12）。 (1) Horizontal direction In FIG. 7A, two transmitting antennas Tx # 1 and Tx # 4 arranged horizontally with element spacings of 7d _H and three receiving antennas arranged horizontally with element spacings of 2d _H and d _H. from the horizontal positional relationship between the Rx # 1, Rx # 2, Rx # 3, the virtual reception array shown in FIG. 7B, element spacing _2d H in the horizontal _direction, d _H, 4d _H, 2d H, respectively _{d H} straight line Includes the 6-element horizontal virtual linear array antenna HLA (VA # 1, VA # 5, VA # 9, VA # 4, VA # 8, VA # 12, surrounded by the broken line shown in Fig. 7B). ).

VA#1の水平位置を基準とする場合、水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを構成する６素子（VA#1, VA#5, VA#9, VA#4, VA#8, VA#12）の各々の水平座標（x₁,x₂, x₃, x₄, x₅, x₆）は、（x₁,x₂, x₃, x₄, x₅, x₆）= [0, 2 d_H, 3 d_H, 7 d_H, 9 d_H, 10 d_H]となる。 When the horizontal position of VA # 1 is used as a reference, the 6 elements (VA # 1, VA # 5, VA # 9, VA # 4, VA # 8, VA # 12) that make up the horizontal virtual linear array antenna HLA Each horizontal coordinate (x ₁ , x ₂ , x ₃ , x ₄ , x ₅ , x ₆ ) is (x ₁ , x ₂ , x ₃ , x ₄ , x ₅ , x ₆ ) = [0, 2 d _H , 3 d _H , 7 d _H , 9 d _H , 10 d _H ].

ここで、水平方向仮想直線アレーアンテナHLAに含まれる任意の異なる２つの素子の素子間隔|x_A- x_B|（ただし、A,Bは各々１から６の整数値をとり、A≠Bである）は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10}×d_Hとなる。すなわち、６素子の水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを用いることによって、水平方向の基本単位ｄ_Ｈを素子間隔とする１１素子の等間隔直線アレーと仮想的にみなした到来方向推定が可能となる。 Here, the element spacing of any two different elements included in the horizontal virtual linear array antenna HLA | x _A --x _B | (However, A and B each take an integer value of 1 to 6, and A ≠ B. Yes) is {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10} × d _H. That is, by using the horizontal virtual linear array antenna HLA of 6 elements, it is possible to DOA estimation with uniform linear array of 11 elements that the basic unit d _H in the horizontal direction and the element spacing was considered virtually.

例えば、ｄ_Ｈ＝０．５λとすることで、レーダ装置１０は、水平方向±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定が可能となる。また、レーダ装置１０は、アレー開口長が１０ｄ_Ｈ＝５λとなり、ビーム幅ＢＷが約８°となるため、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現することができる。 For example, by setting d _H = 0.5λ, the radar device 10 can estimate the arrival direction in which the occurrence of grating lobes is suppressed over a wide range of ± 90 ° in the horizontal direction. Further, since the radar device 10 has an array aperture length of 10 dB _H = 5λ and a beam width BW of about 8 °, it is possible to realize a high angular resolution of BW = 10 ° or less.

方向推定部２１４における具体的な水平方向の方向推定処理は以下のように行われる。 The specific horizontal direction estimation process in the direction estimation unit 214 is performed as follows.

まず、図７Ｂにおいて上述した{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10}×d_Hとなる２つの素子の素子間隔は、例えば、以下の水平方向の仮想受信アレーの組み合わせで得られる。
1×d_Hとなる素子間隔：VA#5, VA#9の組み合わせ
2×d_Hとなる素子間隔：VA#4, VA#8の組み合わせ
3×d_Hとなる素子間隔：VA#1, VA#9の組み合わせ
4×d_Hとなる素子間隔：VA#9, VA#4の組み合わせ
5×d_Hとなる素子間隔：VA#5, VA#4の組み合わせ
6×d_Hとなる素子間隔：VA#9, VA#8の組み合わせ
7×d_Hとなる素子間隔：VA#1, VA#4の組み合わせ
8×d_Hとなる素子間隔：VA#5, VA#12の組み合わせ
9×d_Hとなる素子間隔：VA#1, VA#8の組み合わせ
10×d_Hとなる素子間隔：VA#1, VA#12の組み合わせ First, in FIG. 7B, the element spacing between the two elements having {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10} × d _H described above is, for example, the following virtual reception in the horizontal direction. Obtained by combining arrays.
Element spacing of 1 × d _H : Combination of VA # 5 and VA # 9
Element spacing of 2 × d _H : Combination of VA # 4 and VA # 8
Element spacing of 3 × d _H : Combination of VA # 1 and VA # 9
Element spacing of 4 × d _H : Combination of VA # 9 and VA # 4
Element spacing of 5 × d _H : Combination of VA # 5 and VA # 4
Element spacing of 6 × d _H : Combination of VA # 9 and VA # 8
Element spacing of 7 × d _H : Combination of VA # 1 and VA # 4
Element spacing of 8 × d _H : Combination of VA # 5 and VA # 12
Element spacing of 9 × d _H : Combination of VA # 1 and VA # 8
Element spacing of 10 × d _H : Combination of VA # 1 and VA # 12

すなわち、水平方向の直線上に配置されるＮ_ＴＨ×Ｎ_ＲＨ本の仮想アンテナ素子（VA）のうちの任意の２つの仮想アンテナ素子の素子間隔の各々はｄ_Ｈの１以上の整数倍であり、任意の２つの仮想アンテナ素子は、間隔ｄ_Ｈの整数倍を素子間隔とする素子であり、素子間隔が、１倍から所定値倍までの全てを含む。すなわち、図７Ａのアンテナ配置は、上述したＡ−２の条件を満たしている。 That is, each of the element intervals of any two virtual antenna elements (VA) of N _TH × N _RH arranged on a straight line in the horizontal direction is an integer multiple of 1 or more of d _H. , any two virtual antenna elements, an element for an integral multiple of the element spacing distance d _H, element spacing, including everything from 1-fold to a predetermined value times. That is, the antenna arrangement in FIG. 7A satisfies the above-mentioned condition A-2.

なお、同一の素子間隔となる素子の組み合わせが複数ある場合には、その一つを選択してもよく、複数の組み合わせに対して加算平均処理が施されてもよい（ここでは一つを選択する例を示している）。 When there are a plurality of combinations of elements having the same element spacing, one of them may be selected, or the addition / averaging process may be performed on the plurality of combinations (here, one is selected). An example is shown).

上記仮想受信アレーの素子番号（VA#の番号）は、式（６）に示すアンテナ間偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルｈ_{_after_cal}（ｋ、fs, w）の列ベクトルの要素番号に対応する。例えば、VA#1はｈ_{_after_cal}（ｋ、fs, w）の列ベクトル要素の１番目の要素h₁（ｋ、fs, w）に対応する。他のVA#2〜VA#16についても同様である。 The element number (VA # number) of the virtual reception array corresponds to the element number of the column vector of the virtual reception array correlation vector h _{_after_cal} (k, fs, w) in which the deviation between the antennas shown in the equation (6) is corrected. .. For example, VA # 1 corresponds to the _first element h ₁ (k, fs, w) of the column vector element of h _{_after_cal} (k, fs, w). The same applies to other VA # 2 to VA # 16.

方位推定部２１４は、上記の素子間隔と仮想受信アレー素子との組み合わせに基づいて、水平方向の基本単位ｄ_Ｈを素子間隔とする１１素子の等間隔直線アレーの相関ベクトルh_VAH（ｋ、fs, w）を生成する。等間隔直線アレーの相関ベクトルh_VAH（ｋ、fs, w）は次式で表される。なお、水平方向の等間隔直線アレーの相関ベクトルh_VAH（ｋ、fs, w）の要素数をN_VAHと表す（図７ＢではN_VAH＝１１）。

The azimuth estimation unit 214 is based on the combination of the above element spacing and the virtual reception array element, and has a correlation vector h _VAH (k, fs) of an evenly spaced linear array of 11 elements having the element interval of the basic unit d _H in the horizontal direction. , W) is generated. The correlation vector h _VAH (k, fs, w) of the evenly spaced straight line array is expressed by the following equation. The number of elements of the correlation vector h _VAH (k, fs, w) of the horizontally evenly spaced linear array is expressed as N _VAH (N _VAH = 11 in FIG. 7B).

水平到来方向推定において、方位推定部２１４は、方向推定評価関数値Ｐ_H（θ、ｋ、ｆｓ、ｗ）における方位方向θを所定の角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出し、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向を到来方向推定値として出力する。 In the horizontal direction of arrival estimation, orientation estimation unit 214, the direction estimation evaluation function value _{P H (θ, k, fs} , w) and calculating the spatial profile of the azimuth direction theta in a variable within a predetermined angular range, and calculates the space A predetermined number of the maximum peaks of the profile are extracted in descending order, and the azimuth direction of the maximum peaks is output as an estimated value of the arrival direction.

なお、評価関数値Ｐ_H（θ、ｋ、ｆｓ、ｗ）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種の方法がある。例えば参考非特許文献２に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。また、相関の高い複数波が到来する場合は、相関抑圧のために空間スムージング手法を適用した後に、各種の到来方向推定アルゴリズムを適用してもよい。このことは、以下で記載される到来方向推定処理についても同様に適用が可能である。 The evaluation function value _{P H (θ, k, fs} , w) , there are a variety of ways by the arrival direction estimation algorithm. For example, an estimation method using an array antenna disclosed in Reference Non-Patent Document 2 may be used. Further, when a plurality of highly correlated waves arrive, various arrival direction estimation algorithms may be applied after applying the spatial smoothing method for correlation suppression. This can be similarly applied to the arrival direction estimation process described below.

（参考非特許文献２）Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992 , Page(s): 64 - 79 (Reference Non-Patent Document 2) Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A .; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28, Issue: 1 Publication Year: 1992, Page (s): 64 --79

例えばビームフォーマ法は次式のように表すことができる。他にも、Capon, MUSICといった手法も同様に適用可能である。

For example, the beamformer method can be expressed as the following equation. Other methods such as Capon and MUSIC can be applied as well.

ここで、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、a_H(θ_u)は、方位方向θ_uの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。 Here, the superscript H is the Hermitian transpose operator. Further, a _H (θ _u ) indicates the direction vector of the virtual reception array with respect to the incoming wave in the azimuth direction θ _u .

また、方位方向θ_uは到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β₁で変化させたベクトルである。例えば、θ_uは以下のように設定される。
θ_u＝θmin + uβ₁、u=0,…, NU
NU=floor[(θmax-θmin)/β₁]+1
ここでfloor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。 The azimuth direction θ _u is a vector obtained by changing the azimuth range in which the arrival direction is estimated by a predetermined azimuth interval β ₁ . For example, θ _u is set as follows.
θ _u = θ min + _u β ₁ , u = 0,…, NU
NU = floor [(θmax-θmin) / β ₁ ] +1
Here, floor (x) is a function that returns the maximum integer value that does not exceed the real number x.

図８は上記構成を用いて得られる方向推定結果（計算機シミュレーション結果）を示す。図８では、シミュレーション条件として、ビームフォーマ法を使用し、ターゲット方向を０°としている。また、図８に示す方向推定結果は、水平方向における基本単位ｄ_Ｈを素子間隔とする１１素子の等間隔直線アレーと仮想的にみなした到来方向推定が行われた結果である。 FIG. 8 shows a direction estimation result (computer simulation result) obtained by using the above configuration. In FIG. 8, the beam former method is used as the simulation condition, and the target direction is set to 0 °. The direction estimation result shown in FIG. 8 is a result of the arrival direction estimation regarded virtually as uniform linear array of 11 elements and element spacing basic unit d _H is performed in the horizontal direction.

図８に示すように、ターゲット方向０°のビームのビーム幅ＢＷが約８°であり、１３ｄＢ以下のサイドローブレベルが得られ、かつ、グレーティングローブが発生していないことが分かる。 As shown in FIG. 8, it can be seen that the beam width BW of the beam at 0 ° in the target direction is about 8 °, a side lobe level of 13 dB or less is obtained, and no grating lobe is generated.

（２）垂直方向
図７Ａにおいて、垂直方向に素子間隔ｄ_Ｖ、２ｄ_Ｖによって配置された３つの送信アンテナTx#1，Tx#2，Tx#3と、垂直方向に素子間隔７ｄ_Ｖによって配置された２つの受信アンテナRx#3, Rx#4との垂直位置関係から、図７Ｂに示す仮想受信アレーは、垂直方向に素子間隔２ｄ_Ｖ、ｄ_Ｖ、４ｄ_Ｖ、２ｄ_Ｖ、ｄ_Ｖによって直線上に配置された６素子の垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを含む（図７Ｂに示す破線で囲まれた、VA#11, VA#10, VA#9, VA#15, VA#14, VA#13）。 (2) in the vertical direction Figure 7A, element spacing d _V in the vertical _direction, and the three placed by 2d _V transmit antennas Tx # 1, Tx # 2, Tx # 3, are arranged in the vertical direction by the element spacing 7d _V Due to the vertical positional relationship with the two receiving antennas Rx # 3 and Rx # 4, the virtual receiving array shown in FIG. 7B is on a straight line in the vertical direction with element spacings of 2d _V , d _V , 4d _V , 2d _V , and d _V. Includes the 6-element vertical virtual linear array antenna VLA (VA # 11, VA # 10, VA # 9, VA # 15, VA # 14, VA # 13, surrounded by the broken line shown in FIG. 7B). ).

VA#11の垂直位置を基準とする場合、垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを構成する６素子（VA#11, VA#10, VA#9, VA#15, VA#14, VA#13）の各々の垂直座標（y₁,y₂, y₃, y₄, y₅, y₆）は、（y₁,y₂, y₃, y₄, y₅, y₆）＝ [0, 2 d_V, 3 d_V, 7 d_V, 9 d_V, 10 d_V]となる。 When the vertical position of VA # 11 is used as a reference, the 6 elements (VA # 11, VA # 10, VA # 9, VA # 15, VA # 14, VA # 13) that make up the vertical virtual linear array antenna VLA The vertical coordinates (y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ , y ₅ , y ₆ ) are (y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ , y ₅ , y ₆ ) = [0, 2 d. _V , 3 d _V , 7 d _V , 9 d _V , 10 d _V ].

ここで、垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAに含まれる任意の異なる２つの素子の素子間隔|y_A- y_B|（ただし、A,Bは各々１から６の整数値をとり、A≠Bである）は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10}×d_Ｖとなる。すなわち、レーダ装置１０は、６素子の垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを、垂直方向における素子間隔が基本単位ｄ_Ｖである１１素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなすことができ、高い角度分解能による到来方向推定ができる。 Here, the element spacing of any two different elements included in the vertical virtual linear array antenna VLA | y _A --y _B | (However, A and B each take an integer value of 1 to 6, and A ≠ B. Yes) is {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10} × d _V. In other words, the radar device 10, a vertical virtual line array antenna VLA of 6 elements, element spacing in the vertical direction can be regarded as virtually having the uniform linear array of 11 elements, which is a basic unit of d _V, high The direction of arrival can be estimated by angular resolution.

例えば、ｄ_Ｖ＝０．５λでは、レーダ装置１０は、垂直方向±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定が可能となる。また、レーダ装置１０は、アレー開口長が１０ｄ_Ｖ＝５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約８°となり、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現できる。 For example, the d V ₌ 0.5 [lambda, the radar device 10, it is possible to DOA estimation with reduced occurrence of grating lobes over a broad range of vertical ± 90 °. Further, the radar device 10, since the array aperture length is _10d V = 5 [lambda], the beam width BW becomes about 8 °, high angular resolution of BW = 10 ° or less can be realized.

方向推定部２１４における具体的な垂直方向の方向推定処理は以下のように行われる。 The specific vertical direction estimation process in the direction estimation unit 214 is performed as follows.

まず、図７Ｂにおいて上述した{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10}×d_Ｖとなる２つの素子の素子間隔は、例えば、以下の垂直方向の仮想受信アレーの組み合わせで得られる。
1×d_Vとなる素子間隔は、VA#10, VA#9の組み合わせで得られる。
2×d_Vとなる素子間隔：VA#11, VA#10の組み合わせ
3×d_Vとなる素子間隔：VA#11, VA#9の組み合わせ
4×d_Vとなる素子間隔：VA#9, VA#15の組み合わせ
5×d_Vとなる素子間隔：VA#10, VA#15の組み合わせ
6×d_Vとなる素子間隔：VA#9, VA#14の組み合わせ
7×d_Vとなる素子間隔：VA#10, VA#14の組み合わせ
8×d_Vとなる素子間隔：VA#10, VA#13の組み合わせ
9×d_Vとなる素子間隔：VA#11, VA#14の組み合わせ
10×d_Vとなる素子間隔：VA#11, VA#13の組み合わせ First, in FIG. 7B, the element distance between the two elements having {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10} × d _V described above is, for example, the following virtual reception in the vertical direction. Obtained by combining arrays.
The element spacing of 1 × d _V can be obtained by combining VA # 10 and VA # 9.
Element spacing of 2 x d _V : Combination of VA # 11 and VA # 10
Element spacing of 3 × d _V : Combination of VA # 11 and VA # 9
Element spacing of 4 x d _V : Combination of VA # 9 and VA # 15
Element spacing of 5 x d _V : Combination of VA # 10 and VA # 15
Element spacing of 6 × d _V : Combination of VA # 9 and VA # 14
Element spacing of 7 x d _V : Combination of VA # 10 and VA # 14
Element spacing of 8 x d _V : Combination of VA # 10 and VA # 13
Element spacing of 9 x d _V : Combination of VA # 11 and VA # 14
Element spacing of 10 × d _V : Combination of VA # 11 and VA # 13

すなわち、垂直方向の直線上に配置されるＮ_ＴＶ×Ｎ_ＲＶ本の仮想アンテナ素子（VA）のうちの任意の２つの仮想アンテナ素子の素子間隔の各々はｄ_Ｖの１以上の整数倍であり、任意の２つの仮想アンテナ素子は、間隔ｄ_Ｖの整数倍を素子間隔とする素子であり、素子間隔が、１倍から所定値倍までの全てを含む。すなわち、図７Ａのアンテナ配置は、上述したＢ−２の条件を満たしている。 That is, each of the element spacing of any two virtual antenna elements of the N _TV × N _RV present virtual antenna elements are arranged on the vertical straight line (VA) is 1 or more integer multiples of d _V , any two virtual antenna elements, an element for an integral multiple of the element spacing distance d _V, element spacing, including everything from 1-fold to a predetermined value times. That is, the antenna arrangement of FIG. 7A satisfies the above-mentioned condition of B-2.

方位推定部２１４は、上記の素子間隔と仮想受信アレー素子との組み合わせに基づいて、垂直方向の基本単位ｄ_Ｖを素子間隔とする１１素子の等間隔直線アレーの相関ベクトルh_VAV（ｋ、fs, w）を生成する。等間隔直線アレーの相関ベクトルh_VAV（ｋ、fs, w）は次式で表される。なお、垂直方向の等間隔直線アレーの相関ベクトルh_VAV（ｋ、fs, w）の要素数をN_VAVと表す（図７ＢではN_VAV＝１１）。

Direction estimation unit 214, based on the combination of the virtual receiving array element with the element interval, correlation vector h _VAV (k equally spaced linear array of 11 elements that the basic unit d _V in the vertical direction and element spacing, fs , W) is generated. The correlation vector h _VAV (k, fs, w) of the evenly spaced straight line array is expressed by the following equation. The number of elements of the correlation vector h _VAV (k, fs, w) of the vertically evenly spaced linear array is expressed as N _VAV (N _VAV = 11 in FIG. 7B).

垂直到来方向推定において、方位推定部２１４は、方向推定評価関数値Ｐ_Ｖ（φ、ｋ、ｆｓ、ｗ）における仰角方向φを所定の角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出し、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの仰角方向を到来方向推定値として出力する。 In the vertical direction of arrival estimation, orientation estimation unit 214, the direction estimation evaluation function value _{P V (φ, k, fs} , w) and calculating the spatial profile of the elevation phi in a variable within a predetermined angular range, and calculates the space A predetermined number of the maximum peaks of the profile are extracted in descending order, and the elevation direction of the maximum peaks is output as an estimated value in the arrival direction.

なお、評価関数値Ｐ_Ｖ（φ、ｋ、ｆｓ、ｗ）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種の方法がある。例えば参考非特許文献２に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。また、相関の高い複数波が到来する場合は、相関抑圧のために空間スムージング手法を適用した後に、各種の到来方向推定アルゴリズムを適用してもよい。このことは、以下で記載される到来方向推定処理についても同様に適用が可能である。 The evaluation function value _{P V (φ, k, fs} , w) , there are a variety of ways by the arrival direction estimation algorithm. For example, an estimation method using an array antenna disclosed in Reference Non-Patent Document 2 may be used. Further, when a plurality of highly correlated waves arrive, various arrival direction estimation algorithms may be applied after applying the spatial smoothing method for correlation suppression. This can be similarly applied to the arrival direction estimation process described below.

ここで、上付き添え字Ｈはエルミート転置演算子である。また、a_Ｖ(φ_ｖ)は、仰角方向φ_ｖの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。 Here, the superscript H is the Hermitian transpose operator. Further, a _V (φ _v ) indicates the direction vector of the virtual reception array with respect to the incoming wave in the elevation angle direction φ _v .

また、φ_ｖは到来方向推定を行う仰角範囲内を所定の方位間隔β_２で変化させたものである。例えば、φ_ｖは以下のように設定される。
φ_v＝φmin + vβ₂、v=0,…, NV
NV=floor[(φmax-φmin)/β₂]+1 Further, φ _v is obtained by changing the range of the elevation angle for estimating the arrival direction with a predetermined azimuth interval β ₂ . For example, φ _v is set as follows.
φ _v ＝ φ min + vβ ₂ , v = 0,…, NV
NV = floor [(φmax-φmin) / β ₂ ] +1

以上、図７Ｂに示す仮想受信アレーの配置の特徴について説明した。 The features of the arrangement of the virtual reception array shown in FIG. 7B have been described above.

なお、本実施の形態では、後述する仮想受信アレー配置VA#1,…, VA#(Nt×Na)に基づいて仮想受信アレーの方向ベクトルが予め算出されているとする。 In this embodiment, it is assumed that the direction vector of the virtual reception array is calculated in advance based on the virtual reception array arrangements VA # 1, ..., VA # (Nt × Na) described later.

また、上述した時刻情報ｋは、距離情報に変換して出力されてもよい。時刻情報ｋを距離情報R(k)に変換するには次式を用いればよい。ここで、Twは符号送信区間を表し、Lはパルス符号長を表し、C₀は光速度を表す。

Further, the above-mentioned time information k may be converted into distance information and output. To convert the time information k into the distance information R (k), the following equation may be used. Here, Tw represents the code transmission section, L represents the pulse code length, and C ₀ represents the speed of light.

また、ドップラー周波数情報（fsΔΦ）は相対速度成分に変換して出力されてもよい。ドップラー周波数fsΔΦを相対速度成分vd(fs)に変換するには、次式を用いて変換することができる。ここで、λは送信無線部１０５から出力されるRF信号のキャリア周波数の波長である。

Further, the Doppler frequency information (fsΔΦ) may be converted into a relative velocity component and output. To convert the Doppler frequency fsΔΦ to the relative velocity component vd (fs), it can be converted using the following equation. Here, λ is the wavelength of the carrier frequency of the RF signal output from the transmission radio unit 105.

以上のように、送信アンテナ数４個、受信アンテナ数４個という比較的少ないアンテナ素子数において、図７Ａに示すアレー配置を用いることで、図７Ｂに示す仮想受信アレーの水平方向及び垂直方向によって構成される開口面を最大化することができる。 As described above, by using the array arrangement shown in FIG. 7A with a relatively small number of antenna elements of 4 transmitting antennas and 4 receiving antennas, the virtual receiving array shown in FIG. 7B can be used in the horizontal and vertical directions. The formed opening surface can be maximized.

つまり、本実施の形態によれば、レーダ装置１０は、ＭＩＭＯレーダを用いて垂直方向及び水平方向の２次元でのビーム走査を行う場合に、垂直方向及び水平方向の仮想受信アレーの開口長を最大限拡大することができる。 That is, according to the present embodiment, when the radar device 10 performs beam scanning in two dimensions in the vertical and horizontal directions using the MIMO radar, the aperture length of the virtual reception array in the vertical and horizontal directions is set. Can be expanded to the maximum.

また、レーダ装置１０は、受信アンテナ２０２における水平方向及び垂直方向の双方の素子間隔（ｄ_Ｈ、ｄ_Ｖ）を例えば０．５λとし、フーリエビーム幅ＢＷ＝８°程度の高分解能を、等振幅ウェイトであるフーリエビーム走査によって実現できる。すなわち、レーダ装置１０は、高分解能を実現可能な到来方向推定アルゴリズムを適用することなく、水平方向及び垂直方向の高分解能化を低演算量で実現できる。 Further, the radar device 10 sets the element spacing (d _H , d _V ) in both the horizontal direction and the vertical direction of the receiving antenna 202 to, for example, 0.5 λ, and achieves a high resolution of a Fourier beam width of about 8 ° with equal amplitude. This can be achieved by Fourier beam scanning, which is a weight. That is, the radar device 10 can realize high resolution in the horizontal direction and the vertical direction with a low calculation amount without applying an arrival direction estimation algorithm that can realize high resolution.

このように、本実施の形態では、このような仮想受信アレーを用いることで少ないアンテナ数による角度分解能の向上を可能とし、レーダ装置１０の小型化、低コスト化を図ることができる。 As described above, in the present embodiment, by using such a virtual reception array, it is possible to improve the angular resolution with a small number of antennas, and it is possible to reduce the size and cost of the radar device 10.

なお、図７Ａにおいて、送信アンテナTx#1〜Tx#4と、受信アンテナRx#1〜Rx#4との間隔は、仮想受信アレーの配置には影響しない。ただし、送信アンテナTx#1〜Tx#4と受信アンテナRx#1〜Rx#4とが近接することにより送受信アンテナ間の結合度が高まるので、送信アンテナTx#1〜Tx#4と受信アンテナRx#1〜Rx#4とは、許容されるアンテナサイズ内においてできるだけ離す配置の方がより好適である。このことは、後述する他のアンテナ配置においても同様である。 In FIG. 7A, the distance between the transmitting antennas Tx # 1 to Tx # 4 and the receiving antennas Rx # 1 to Rx # 4 does not affect the arrangement of the virtual receiving array. However, the proximity of the transmitting antennas Tx # 1 to Tx # 4 and the receiving antennas Rx # 1 to Rx # 4 increases the degree of coupling between the transmitting and receiving antennas, so the transmitting antennas Tx # 1 to Tx # 4 and the receiving antenna Rx It is more preferable that # 1 to Rx # 4 are arranged as far apart as possible within the allowable antenna size. This also applies to other antenna arrangements described later.

また、図７Ａでは、一例として、送信アンテナを４素子、受信アンテナを４素子とした場合のアンテナ配置を示した。しかし、図７Ａにおける送信アンテナ配置を受信アンテナ配置とし、受信アンテナ配置を送信アンテナ配置とした場合でも、図７Ｂに示す仮想受信アレーの配置と同様な構成が得られ、同様な効果を得ることができる。このことは、後述する他のアンテナ配置においても同様である。 Further, in FIG. 7A, as an example, the antenna arrangement when the transmitting antenna is 4 elements and the receiving antenna is 4 elements is shown. However, even when the transmitting antenna arrangement in FIG. 7A is the receiving antenna arrangement and the receiving antenna arrangement is the transmitting antenna arrangement, the same configuration as the virtual receiving array arrangement shown in FIG. 7B can be obtained, and the same effect can be obtained. it can. This also applies to other antenna arrangements described later.

（実施の形態１のバリエーション１）
送信アンテナ１０６を４素子、受信アンテナ２０２を４素子とした場合のアンテナ配置は、図７Ａに示すアンテナ配置に限らない。例えば、図９Ａは、送信アンテナ１０６を４素子、受信アンテナ２０２を４素子とした場合の他のアンテナ配置例を示す。また、図９Ｂは、図９Ａに示すアンテナ配置によって得られる仮想受信アレーの配置を示す。 (Variation 1 of Embodiment 1)
The antenna arrangement when the transmitting antenna 106 is 4 elements and the receiving antenna 202 is 4 elements is not limited to the antenna arrangement shown in FIG. 7A. For example, FIG. 9A shows another antenna arrangement example in which the transmitting antenna 106 has four elements and the receiving antenna 202 has four elements. Further, FIG. 9B shows the arrangement of the virtual reception array obtained by the antenna arrangement shown in FIG. 9A.

図９Ａにおいて、送信アンテナTx#1〜Tx#4は、図７Ａと同様、垂直方向に配置した３つのアンテナのうちの上端である送信アンテナTx#1を基点に、水平右方向に更に１つのアンテナを配置したパターンである。一方、図９Ａにおいて、受信アンテナRx#1〜Rx#4は、水平方向に配置した３つのアンテナのうちの中央である受信アンテナRx#2を基点に、垂直上方向に更に１つのアンテナを配置する（Ｔ字を１８０°回転）。 In FIG. 9A, the transmitting antennas Tx # 1 to Tx # 4 are further one in the horizontal right direction with the transmitting antenna Tx # 1, which is the upper end of the three vertically arranged antennas, as a base point, as in FIG. 7A. It is a pattern in which the antenna is arranged. On the other hand, in FIG. 9A, the receiving antennas Rx # 1 to Rx # 4 are arranged vertically upward with the receiving antenna Rx # 2, which is the center of the three antennas arranged in the horizontal direction, as a base point. (Rotate the T-shape 180 °).

図９Ａに示すアンテナ配置によって構成される、図９Ｂに示す仮想受信アレーの配置は、図７Ｂと同様、上述した特徴（１）、（２）を有する。以下、図９Ａ及び図９Ｂを用いて具体的に説明する。 The arrangement of the virtual reception array shown in FIG. 9B, which is composed of the antenna arrangement shown in FIG. 9A, has the above-mentioned features (1) and (2) as in FIG. 7B. Hereinafter, a specific description will be made with reference to FIGS. 9A and 9B.

（１）水平方向
図９Ａにおいて水平方向に素子間隔７ｄ_Ｈによって配置された２つの送信アンテナTx#1，Tx#4と、水平方向に素子間隔２ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈによって配置された３つの受信アンテナRx#1, Rx#2, Rx#3との水平位置関係から、図９Ｂに示す仮想受信アレーは、水平方向に素子間隔２ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈ、４ｄ_Ｈ、２ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈでそれぞれ直線上に配置された６素子の水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを含む（図９Ｂに示す破線で囲まれた、VA#1, VA#5, VA#9, VA#4, VA#8, VA#12）。 (1) Horizontal direction In FIG. 9A, two transmitting antennas Tx # 1 and Tx # 4 arranged in the horizontal direction with an element spacing of 7d _H and three receiving antennas arranged in the horizontal direction with an element spacing of 2d _H and d _H. from the horizontal positional relationship between the Rx # 1, Rx # 2, Rx # 3, the virtual reception array shown in FIG. 9B, the element spacing _2d H in the horizontal _direction, d _H, 4d _H, 2d H, respectively _{d H} straight line Includes the 6-element horizontal virtual linear array antenna HLA (VA # 1, VA # 5, VA # 9, VA # 4, VA # 8, VA # 12, surrounded by the broken line shown in Fig. 9B). ).

ここで、水平方向仮想直線アレーアンテナHLAに含まれる任意の異なる２つの素子の素子間隔|x_A- x_B|（ただし、A,Bは各々１から６の整数値をとり、A≠Bである）は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10}×d_Hとなる。すなわち、レーダ装置１０は、６素子の水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを用いることによって、水平方向における基本単位ｄ_Ｈを素子間隔とする１１素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなすことができ、高い角度分解能による到来方向推定ができる。 Here, the element spacing of any two different elements included in the horizontal virtual linear array antenna HLA | x _A --x _B | (However, A and B each take an integer value of 1 to 6, and A ≠ B. Yes) is {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10} × d _H. In other words, the radar device 10, by using the horizontal virtual linear array antenna HLA of 6 elements, be regarded as a virtually having 11 equally spaced linear array of elements that the basic unit d _H in the horizontal direction and element spacing It is possible to estimate the direction of arrival with high angular resolution.

例えば、レーダ装置１０は、ｄ_Ｈ＝０．５λでは、水平方向±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定ができる。また、レーダ装置１０は、アレー開口長が１０ｄ_Ｈ＝５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約８°となり、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現できる。 For example, at d _H = 0.5λ, the radar device 10 can estimate the arrival direction in which the occurrence of grating lobes is suppressed over a wide range of ± 90 ° in the horizontal direction. Further, since the radar device 10 has an array aperture length of 10 dB _H = 5λ, the beam width BW is about 8 °, and a high angular resolution of BW = 10 ° or less can be realized.

（２）垂直方向
図９Ａにおいて、垂直方向に素子間隔ｄ_Ｖ、２ｄ_Ｖによって配置された３つの送信アンテナTx#1，Tx#2，Tx#3と、垂直方向に素子間隔７ｄ_Ｖによって配置された２つの受信アンテナRx#2, Rx#4との垂直位置関係から、図９Ｂに示す仮想受信アレーは、垂直方向に素子間隔２ｄ_Ｖ、ｄ_Ｖ、４ｄ_Ｖ、２ｄ_Ｖ、ｄ_Ｖによって直線上に配置された６素子の垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを含む（図９Ｂに示す破線で囲まれた、VA#7, VA#6, VA#5, VA#15, VA#14, VA#13）。 (2) in the vertical direction Figure 9A, element spacing d _V in the vertical _direction, and the three placed by 2d _V transmit antennas Tx # 1, Tx # 2, Tx # 3, are arranged in the vertical direction by the element spacing 7d _V From the vertical positional relationship with the two receiving antennas Rx # 2 and Rx # 4, the virtual receiving array shown in FIG. 9B is on a straight line in the vertical direction with the element spacings of 2d _V , d _V , 4d _V , 2d _V , and d _V. Includes the 6-element vertical virtual linear array antenna VLA (VA # 7, VA # 6, VA # 5, VA # 15, VA # 14, VA # 13, surrounded by broken lines shown in FIG. 9B). ).

VA#7の垂直位置を基準とする場合、垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを構成する６素子（VA#7, VA#6, VA#5, VA#15, VA#14, VA#13）の各々の垂直座標（y₁,y₂, y₃, y₄, y₅, y₆）は、（y₁,y₂, y₃, y₄, y₅, y₆）＝ [0, 2 d_V, 3 d_V, 7 d_V, 9 d_V, 10 d_V]となる。 When the vertical position of VA # 7 is used as a reference, the 6 elements (VA # 7, VA # 6, VA # 5, VA # 15, VA # 14, VA # 13) that make up the vertical virtual linear array antenna VLA The vertical coordinates (y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ , y ₅ , y ₆ ) are (y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ , y ₅ , y ₆ ) = [0, 2 d. _V , 3 d _V , 7 d _V , 9 d _V , 10 d _V ].

ここで、垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAに含まれる任意の異なる２つの素子の素子間隔|y_A- y_B|（ただし、A,Bは各々１から６の整数値をとり、A≠Bである）は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10}×d_Ｖとなる。すなわち、レーダ装置１０は、６素子の垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを用いることによって、垂直方向における基本単位ｄ_Ｖを素子間隔とする１１素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなすことができ、高い角度分解能による到来方向推定ができる。 Here, the element spacing of any two different elements included in the vertical virtual linear array antenna VLA | y _A --y _B | (However, A and B each take an integer value of 1 to 6, and A ≠ B. Yes) is {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10} × d _V. In other words, the radar device 10, by using the vertical imaginary linear array antenna VLA six elements, be regarded virtually as having uniform linear array of 11 elements that the basic unit d _V in the vertical direction and element spacing It is possible to estimate the direction of arrival with high angular resolution.

例えば、レーダ装置１０は、ｄ_Ｖ＝０．５λでは、垂直方向±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定ができる。また、レーダ装置１０は、アレー開口長が１０ｄ_Ｖ＝５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約８°となり、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現できる。 For example, the radar device 10, the d V ₌ 0.5 [lambda, may DOA estimation with reduced occurrence of grating lobes over a broad range of vertical ± 90 °. Further, the radar device 10, since the array aperture length is _10d V = 5 [lambda], the beam width BW becomes about 8 °, high angular resolution of BW = 10 ° or less can be realized.

（実施の形態１のバリエーション２）
実施の形態１において、水平方向又は垂直方向の何れか一方の角度分解能として１０°程度の高い分解能が必要でない場合、レーダ装置１０は、送信アンテナ１０６の素子数又は受信アンテナ２０２の素子数を３素子としてもよい。 (Variation 2 of Embodiment 1)
In the first embodiment, when a high resolution of about 10 ° is not required as the angular resolution in either the horizontal direction or the vertical direction, the radar device 10 sets the number of elements of the transmitting antenna 106 or the number of elements of the receiving antenna 202 to 3. It may be an element.

以下では、一例として、垂直方向の角度分解能として高い分解能が要求されない場合に、送信アンテナ１０６の素子数を３素子とし、受信アンテナ２０２の素子数を４素子とするレーダ装置１０について説明する。 In the following, as an example, a radar device 10 in which the number of elements of the transmitting antenna 106 is 3 and the number of elements of the receiving antenna 202 is 4 when high resolution is not required as the vertical angular resolution will be described.

図１０Ａは、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の配置例を示す。また、図１０Ｂは、図１０Ａに示すアンテナ配置によって得られる仮想受信アレーの配置を示す。 FIG. 10A shows an arrangement example of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202. Further, FIG. 10B shows the arrangement of the virtual reception array obtained by the antenna arrangement shown in FIG. 10A.

図１０Ａにおいて、３個の送信アンテナ１０６をTx#1〜Tx#3で表し、４個の受信アンテナ２０２をRx#1〜Rx#4で表す。図１０Ａにおいて、送信アンテナTx#1〜Tx#3は、垂直方向に配置した２つのアンテナのうちの上端である送信アンテナTx#1を基点に、水平右方向に更に１つのアンテナを、垂直方向の素子間隔よりも狭い間隔によって、配置し（Ｌ字を＋９０°回転）、受信アンテナRx#1〜Rx#4は、水平方向に配置した３つのアンテナのうちの右端である受信アンテナRx#3を基点に垂直上方向に更に１つのアンテナを、水平方向の素子間隔よりも狭い間隔によって、配置する（Ｌ字を−９０°回転）。 In FIG. 10A, the three transmitting antennas 106 are represented by Tx # 1 to Tx # 3, and the four receiving antennas 202 are represented by Rx # 1 to Rx # 4. In FIG. 10A, the transmitting antennas Tx # 1 to Tx # 3 have one more horizontal horizontal direction from the transmitting antenna Tx # 1, which is the upper end of the two vertically arranged antennas, in the vertical direction. The receiving antennas Rx # 1 to Rx # 4 are arranged at intervals narrower than the element spacing of (L-shaped is rotated by + 90 °), and the receiving antennas Rx # 1 to Rx # 4 are the receiving antennas Rx # 3 which are the right ends of the three horizontally arranged antennas. One more antenna is arranged in the vertical upward direction with the above as a base point at a spacing narrower than the element spacing in the horizontal direction (L-shaped rotation of −90 °).

また、本バリエーションに係る送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の配置では、実施の形態１で説明した制約条件Ａ−１、Ａ−２、Ｂ−１、Ｂ−２を満たすものとする。 Further, in the arrangement of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 according to this variation, the constraint conditions A-1, A-2, B-1, and B-2 described in the first embodiment are satisfied.

図１０Ａに示すアンテナ配置によって構成される、図１０Ｂに示す仮想受信アレーの配置は以下のような特徴を有する。 The arrangement of the virtual reception array shown in FIG. 10B, which is composed of the antenna arrangement shown in FIG. 10A, has the following features.

（１）水平方向
図１０Ａにおいて水平方向に素子間隔５ｄ_Ｈによって配置された２つの送信アンテナTx#1，Tx#3と、水平方向に素子間隔ｄ_Ｈ、２ｄ_Ｈによって配置された３つの受信アンテナRx#1, Rx#2, Rx#3との水平位置関係から、図１０Ｂに示す仮想受信アレーは、水平方向に素子間隔ｄ_Ｈ、２ｄ_Ｈ、２ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈ、２ｄ_Ｈによって直線上に配置された６素子の水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを含む（図１０Ｂに示す破線で囲まれた、VA#1, VA#4, VA#7, VA#3, VA#6, VA#9）。 (1) Horizontal direction In FIG. 10A, two transmitting antennas Tx # 1 and Tx # 3 arranged in the horizontal direction with an element spacing of 5d _H and three receiving antennas arranged in the horizontal direction with an element spacing of d _H and 2d _H. from the horizontal positional relationship between the Rx # 1, Rx # 2, Rx # 3, the virtual reception array shown in FIG. 10B, element spacing _d H in the horizontal _direction, 2d _H, 2d _H, d H, on a straight line by 2d _H Includes the arranged 6-element horizontal virtual linear array antenna HLA (VA # 1, VA # 4, VA # 7, VA # 3, VA # 6, VA # 9 surrounded by the broken line shown in Fig. 10B). ..

VA#1の水平位置を基準とする場合、水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを構成する６素子（VA#1, VA#4, VA#7, VA#3, VA#6, VA#9）の各々の水平座標（x₁,x₂, x₃, x₄, x₅, x₆）は、（x₁,x₂, x₃, x₄, x₅, x₆）= [0, d_H, 3 d_H, 5 d_H, 6 d_H, 8 d_H]となる。 When the horizontal position of VA # 1 is used as a reference, the 6 elements (VA # 1, VA # 4, VA # 7, VA # 3, VA # 6, VA # 9) that make up the horizontal virtual linear array antenna HLA Each horizontal coordinate (x ₁ , x ₂ , x ₃ , x ₄ , x ₅ , x ₆ ) is (x ₁ , x ₂ , x ₃ , x ₄ , x ₅ , x ₆ ) = [0, d _H , 3 d _H , 5 d _H , 6 d _H , 8 d _H ].

ここで、水平方向仮想直線アレーアンテナHLAに含まれる任意の異なる２つの素子の素子間隔|x_A- x_B|（ただし、A,Bは各々１から６の整数値をとり、A≠Bである）は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8}×d_Hとなる。すなわち、レーダ装置１０は、６素子の水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを用いることによって、水平方向における基本単位ｄ_Ｈを素子間隔とする９素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなすことができ、高い角度分解能による到来方向推定ができる。 Here, the element spacing of any two different elements included in the horizontal virtual linear array antenna HLA | x _A --x _B | (However, A and B each take an integer value of 1 to 6, and A ≠ B. Yes) is {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8} × d _H. In other words, the radar device 10, by using the horizontal virtual linear array antenna HLA of 6 elements, be regarded as a virtually having 9 uniform linear array of elements to element spacing the basic unit d _H in the horizontal direction It is possible to estimate the direction of arrival with high angular resolution.

例えば、レーダ装置１０は、ｄ_Ｈ＝０．５λとすることで、水平方向±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定が可能となる。また、レーダ装置１０は、アレー開口長が８ｄ_Ｈ＝４λとなるため、ビーム幅ＢＷが約１０°となり、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現できる。 For example, by setting d _H = 0.5λ in the radar device 10, it is possible to estimate the arrival direction in which the occurrence of grating lobes is suppressed over a wide range of ± 90 ° in the horizontal direction. Further, since the radar device 10 has an array aperture length of 8 dB _H = 4λ, the beam width BW is about 10 °, and a high angular resolution of BW = 10 ° or less can be realized.

（２）垂直方向
図１０Ａにおいて、垂直方向に素子間隔ｄ_Ｖによって配置された２つの送信アンテナTx#1，Tx#2と、垂直方向に素子間隔３ｄ_Ｖによって配置された２つの受信アンテナRx#3, Rx#4との垂直位置関係から、図１０Ｂに示す仮想受信アレーは、垂直方向に素子間隔ｄ_Ｖ、２ｄ_Ｖ、ｄ_Ｖによって直線上に配置された４素子の垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを含む（図１０Ｂに示す破線で囲まれた、VA#8, VA#7, VA#11, VA#10）。 (2) in the vertical direction Figure 10A, the vertical direction of the two placed by element distance d _V transmit antennas Tx # 1, Tx # 2, 2 two reception vertically disposed by the element spacing 3d _V antennas Rx # 3, Rx # from the vertical positional relationship between the 4, virtual reception array shown in FIG. 10B, element spacing d _V in the vertical _direction, the 2d _V, 4 elements arranged in a straight line by d _V vertical virtual line array antenna Includes VLA (VA # 8, VA # 7, VA # 11, VA # 10 surrounded by a broken line shown in FIG. 10B).

VA#8の垂直位置を基準とする場合、垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを構成する４素子（VA#8, VA#7, VA#11, VA#10）の各々の垂直座標（y₁,y₂, y₃, y₄）は、（y₁,y₂, y₃, y₄）＝ [0, d_V, 3 d_V, 4 d_V]となる。 When the vertical position of VA # 8 is used as a reference, the vertical coordinates (y ₁ , VA # 8) of each of the four elements (VA # 8, VA # 7, VA # 11, VA # 10) that make up the vertical virtual linear array antenna VLA y ₂ , y ₃ , y ₄ ) is (y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ ) = [0, d _V , 3 d _V , 4 d _V ].

ここで、垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAに含まれる任意の異なる２つの素子の素子間隔|y_A- y_B|（ただし、A,Bは各々１から４の整数値をとり、A≠Bである）は、{1, 2, 3, 4}×d_Ｖとなる。すなわち、レーダ装置１０は、４素子の垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを用いることによって、垂直方向における素子間隔が基本単位ｄ_Ｖである５素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなすことができ、高い角度分解能による到来方向推定ができる。 Here, the element spacing of any two different elements included in the vertical virtual linear array antenna VLA | y _A --y _B | (However, A and B each take an integer value of 1 to 4, and A ≠ B. Yes) is {1, 2, 3, 4} × d _V. In other words, the radar device 10, by using the vertical imaginary linear array antenna VLA 4 elements, element spacing in the vertical direction be regarded as virtually having the uniform linear array of 5 elements is a basic unit d _V It is possible to estimate the direction of arrival with high angular resolution.

例えば、レーダ装置１０は、ｄ_Ｖ＝０．５λでは、垂直方向±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定ができる。また、レーダ装置１０は、アレー開口長が４ｄ_Ｖ＝２λとなるため、ビーム幅ＢＷが約２０°となる。 For example, the radar device 10, the d V ₌ 0.5 [lambda, may DOA estimation with reduced occurrence of grating lobes over a broad range of vertical ± 90 °. Further, the radar device 10, since the array aperture length is _4d V = 2 [lambda], the beam width BW is about 20 °.

（実施の形態１のバリエーション３）
実施の形態１において、受信アンテナ２０２の素子数として５素子以上用いるレーダ装置１０では、送信アンテナ１０６の素子数を３素子としてもよい。又は、送信アンテナ１０６の素子数として５素子以上用いるレーダ装置１０では、受信アンテナ２０２の素子数を３素子としてもよい。 (Variation 3 of Embodiment 1)
In the radar device 10 that uses 5 or more elements of the receiving antenna 202 in the first embodiment, the number of elements of the transmitting antenna 106 may be 3 elements. Alternatively, in the radar device 10 that uses 5 or more elements of the transmitting antenna 106, the number of elements of the receiving antenna 202 may be 3 elements.

以下では、一例として、送信アンテナ１０６の素子数を３素子とし、受信アンテナ２０２の素子数を５素子とするレーダ装置１０について説明する。 Hereinafter, as an example, the radar device 10 in which the number of elements of the transmitting antenna 106 is 3 and the number of elements of the receiving antenna 202 is 5 will be described.

図１１Ａは、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の配置例を示す。また、図１１Ｂは、図１１Ａに示すアンテナ配置によって得られる仮想受信アレーの配置を示す。 FIG. 11A shows an arrangement example of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202. Further, FIG. 11B shows the arrangement of the virtual reception array obtained by the antenna arrangement shown in FIG. 11A.

図１１Ａにおいて、３個の送信アンテナ１０６をTx#1〜Tx#3で表し、５個の受信アンテナ２０２をRx#1〜Rx#5で表す。図１１Ａにおいて、送信アンテナTx#1〜Tx#3は、垂直方向に配置した２つのアンテナのうちの上端である送信アンテナTx#1を基点に、水平右方向に更に１つのアンテナを配置し（Ｌ字を＋９０°回転）、受信アンテナRx#1〜Rx#5は、水平方向に配置した３つのアンテナのうちの中央である受信アンテナRx#3を基点に垂直上下方向にそれぞれ１つのアンテナを配置する（十字型）。なお、受信アンテナRx#1〜Rx#5の配置は十字配置に限定されるものではなく、Ｌ字配置でも、Ｔ字配置でもよい（例えば、後述する図２４Ａ〜図２４Ｆを参照）。 In FIG. 11A, the three transmitting antennas 106 are represented by Tx # 1 to Tx # 3, and the five receiving antennas 202 are represented by Rx # 1 to Rx # 5. In FIG. 11A, the transmitting antennas Tx # 1 to Tx # 3 are arranged with one more antenna in the horizontal right direction with the transmitting antenna Tx # 1, which is the upper end of the two antennas arranged in the vertical direction, as a base point. L-shaped rotation + 90 °), the receiving antennas Rx # 1 to Rx # 5 have one antenna vertically and vertically with the receiving antenna Rx # 3, which is the center of the three horizontally arranged antennas, as the base point. Place (cross). The arrangement of the receiving antennas Rx # 1 to Rx # 5 is not limited to the cross arrangement, and may be an L-shaped arrangement or a T-shaped arrangement (see, for example, FIGS. 24A to 24F described later).

また、本バリエーションに係る送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の配置では、実施の形態１で説明した制約条件Ａ−１、Ａ−２、Ｂ−１、Ｂ−２を満たす配置である。 Further, in the arrangement of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 according to this variation, the arrangement satisfies the constraint conditions A-1, A-2, B-1, and B-2 described in the first embodiment.

図１１Ａに示すアンテナ配置によって構成される、図１１Ｂに示す仮想受信アレーの配置は以下のような特徴を有する。 The arrangement of the virtual reception array shown in FIG. 11B, which is composed of the antenna arrangement shown in FIG. 11A, has the following features.

（１）水平方向
図１１Ａにおいて水平方向に素子間隔７ｄ_Ｈによって配置された２つの送信アンテナTx#1，Tx#3と、水平方向に素子間隔２ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈによって配置された３つの受信アンテナRx#2, Rx#3, Rx#4との水平位置関係から、図１１Ｂに示す仮想受信アレーは、水平方向に素子間隔２ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈ、４ｄ_Ｈ、２ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈによって直線上に配置されたによって６素子の水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを含む（図１１Ｂに示す破線で囲まれた、VA#4, VA#7, VA#10, VA#6, VA#9, VA#12）。 (1) Horizontal direction In FIG. 11A, two transmitting antennas Tx # 1 and Tx # 3 arranged in the horizontal direction with an element spacing of 7d _H and three receiving antennas arranged in the horizontal direction with an element spacing of 2d _H and d _H. from the horizontal positional relationship between the Rx # 2, Rx # 3, Rx # 4, the virtual reception array shown in FIG. 11B, element spacing _2d H in the horizontal _direction, d _H, 4d _H, 2d H, a straight line by _{d H} Includes a 6-element horizontal virtual linear array antenna HLA depending on the placement (VA # 4, VA # 7, VA # 10, VA # 6, VA # 9, VA # 12, surrounded by broken lines shown in Figure 11B). ).

VA#4の水平位置を基準とする場合、水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを構成する６素子（VA#4, VA#7, VA#10, VA#6, VA#9, VA#12）の各々の水平座標（x₁,x₂, x₃, x₄, x₅, x₆）は、（x₁,x₂, x₃, x₄, x₅, x₆）= [0, 2 d_H, 3 d_H, 7 d_H, 9 d_H, 10 d_H]となる。 When the horizontal position of VA # 4 is used as a reference, the 6 elements (VA # 4, VA # 7, VA # 10, VA # 6, VA # 9, VA # 12) that make up the horizontal virtual linear array antenna HLA Each horizontal coordinate (x ₁ , x ₂ , x ₃ , x ₄ , x ₅ , x ₆ ) is (x ₁ , x ₂ , x ₃ , x ₄ , x ₅ , x ₆ ) = [0, 2 d _H , 3 d _H , 7 d _H , 9 d _H , 10 d _H ].

ここで、水平方向仮想直線アレーアンテナHLAに含まれる任意の異なる２つの素子の素子間隔|x_A- x_B|（ただし、A,Bは各々１から６の整数値をとり、A≠Bである）は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10}×d_Hとなる。すなわち、レーダ装置１０は、６素子の水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを用いることによって、水平方向における素子間隔が基本単位ｄ_Ｈである１１素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなすことができ、高い角度分解能による到来方向推定ができる。 Here, the element spacing of any two different elements included in the horizontal virtual linear array antenna HLA | x _A --x _B | (However, A and B each take an integer value of 1 to 6, and A ≠ B. Yes) is {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10} × d _H. In other words, the radar device 10, by using the horizontal virtual linear array antenna HLA six elements, that element spacing in the horizontal direction is regarded as virtually having the uniform linear array of 11 elements, which is a basic unit of d _H It is possible to estimate the direction of arrival with high angular resolution.

例えば、レーダ装置１０は、ｄ_Ｈ＝０．５λでは、水平方向±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定が可能となる。また、レーダ装置１０は、アレー開口長が１０ｄ_Ｈ＝５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約８°となり、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現できる。 For example, at d _H = 0.5λ, the radar device 10 can estimate the arrival direction in which the occurrence of grating lobes is suppressed over a wide range of ± 90 ° in the horizontal direction. Further, since the radar device 10 has an array aperture length of 10 dB _H = 5λ, the beam width BW is about 8 °, and a high angular resolution of BW = 10 ° or less can be realized.

（２）垂直方向
図１１Ａにおいて、垂直方向に素子間隔７ｄ_Ｖによって配置された２つの送信アンテナTx#1，Tx#2と、垂直方向に素子間隔ｄ_Ｖ、２ｄ_Ｖによって配置された３つの受信アンテナRx#1, Rx#3, Rx#5との垂直位置関係から、図１１Ｂに示す仮想受信アレーは、垂直方向に素子間隔ｄ_Ｖ、２ｄ_Ｖ、４ｄ_Ｖ、ｄ_Ｖ、２ｄ_Ｖによって直線上に配置された６素子の垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを含む（図１１Ｂに示す破線で囲まれた、VA#2, VA#8, VA#14, VA#1, VA#7, VA#13）。 (2) in the vertical direction Figure 11A, and the two arranged by element spacing 7d _V in the vertical direction transmission antenna Tx # 1, Tx # 2, 3 one receive arranged vertically element spacing d _V, by 2d _V from the vertical positional relationship between the antenna Rx # 1, Rx # 3, Rx # 5, virtual reception array shown in FIG. 11B, element spacing in the vertical direction _{_{_{_{d V, 2d V, 4d V}}}} , d V, a straight line by 2d _V Includes the 6-element vertical virtual linear array antenna VLA (VA # 2, VA # 8, VA # 14, VA # 1, VA # 7, VA # 13 surrounded by the broken line shown in FIG. 11B). ).

VA#2の垂直位置を基準とする場合、垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを構成する６素子（VA#2, VA#8, VA#14, VA#1, VA#7, VA#13）の各々の垂直座標（y₁,y₂, y₃, y₄, y₅, y₆）は、（y₁,y₂, y₃, y₄, y₅, y₆）＝ [0, d_V, 3 d_V, 7 d_V, 8 d_V, 10 d_V]となる。 When the vertical position of VA # 2 is used as a reference, the 6 elements (VA # 2, VA # 8, VA # 14, VA # 1, VA # 7, VA # 13) that make up the vertical virtual linear array antenna VLA Each vertical coordinate (y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ , y ₅ , y ₆ ) is (y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ , y ₅ , y ₆ ) = [0, d _V , 3 d _V , 7 d _V , 8 d _V , 10 d _V ].

ここで、垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAに含まれる任意の異なる２つの素子の素子間隔|y_A- y_B|（ただし、A,Bは各々１から６の整数値をとり、A≠Bである）は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10}×d_Ｖとなる。すなわち、レーダ装置１０は、６素子の垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを用いることによって、垂直方向における素子間隔が基本単位ｄ_Ｖである１１素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなすことができ、高い角度分解能による到来方向推定ができる。なお、等間隔直線アレーは、基本単位ｄ_Ｖ以外の素子間隔は含まない。 Here, the element spacing of any two different elements included in the vertical virtual linear array antenna VLA | y _A --y _B | (However, A and B each take an integer value of 1 to 6, and A ≠ B. Yes) is {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10} × d _V. In other words, the radar device 10, by using the vertical imaginary linear array antenna VLA of 6 elements, element spacing in the vertical direction be regarded as virtually having the uniform linear array of 11 elements, which is a basic unit of d _V It is possible to estimate the direction of arrival with high angular resolution. Incidentally, uniform linear array does not contain the element spacing other than the basic unit d _V.

例えば、レーダ装置１０は、ｄ_Ｖ＝０．５λでは、垂直方向±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定が可能となる。また、レーダ装置１０は、アレー開口長が１０ｄ_Ｖ＝５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約８°となり、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現できる。 For example, the radar device 10, the d V ₌ 0.5 [lambda, it is possible to DOA estimation with reduced occurrence of grating lobes over a broad range of vertical ± 90 °. Further, the radar device 10, since the array aperture length is _10d V = 5 [lambda], the beam width BW becomes about 8 °, high angular resolution of BW = 10 ° or less can be realized.

［実施の形態２］
レーダ装置は、アレーアンテナの指向性利得を高めるために、アレーアンテナを構成するアレー素子の各々が更に複数のアンテナ素子（サブアレー化したアンテナ素子）を含むサブアレーアンテナを用いることがある。 [Embodiment 2]
In order to increase the directivity gain of the array antenna, the radar device may use a sub-array antenna in which each of the array elements constituting the array antenna further includes a plurality of antenna elements (sub-array antenna elements).

例えば、図１２は、レーダ装置が垂直方向のレーダ検知範囲を狭くでき、垂直方向の最小素子間隔が２ｄ_Ｖである場合、図１３Ａにサブアレー化したアンテナ素子を適用した一例である。図１２では、２つのアレー素子を垂直方向にスタック配置してサブアレー化したサブアレー素子を用いることにより、垂直方向の指向性を狭め、不要な方向への輻射を低減し、アレー素子利得を向上することができる。 For example, FIG. 12, the radar device can be narrowed radar detection range in the vertical direction, if the minimum element spacing in the vertical direction is 2d _V, is an example of applying the subarray of the antenna element in Fig. 13A. In FIG. 12, by using a sub-array element in which two array elements are stacked in the vertical direction to form a sub-array, the directivity in the vertical direction is narrowed, radiation in an unnecessary direction is reduced, and the array element gain is improved. be able to.

アレーアンテナの素子間隔は、アレー素子のサイズよりも狭い間隔には配置困難である。例えば、サブアレーアンテナのアレー素子を垂直方向にスタック配置することで、アレー素子のサイズが１波長程度に増加するため、レーダ装置は、アレーアンテナの配置上の制約を受ける。すなわち、レーダ装置は、サブアレーアンテナ構成では、アレー配置垂直方向の最小素子間隔が所定値以上となる制約を受ける。 It is difficult to arrange the element spacing of the array antenna at a spacing narrower than the size of the array element. For example, by stacking the array elements of the sub-array antenna in the vertical direction, the size of the array elements increases to about one wavelength, so that the radar device is restricted in the arrangement of the array antennas. That is, the radar device is restricted in the sub-array antenna configuration so that the minimum element spacing in the vertical direction of the array arrangement is equal to or greater than a predetermined value.

このように、レーダ装置は、サブアレーアンテナ構成を用いる場合、アレー素子のサイズが大きくなるので、サブアレーアンテナ間の間隔を広げる必要があり、アレーアンテナによる指向性パターン上に、グレーティングローブが発生する可能性がある。 As described above, when the radar device uses the sub-array antenna configuration, the size of the array element becomes large, so that it is necessary to widen the distance between the sub-array antennas, and a grating lobe may occur on the directivity pattern by the array antenna. There is sex.

そこで、本実施の形態では、サブアレーアンテナを用いる場合でも、広範囲に渡りグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定を可能とし、垂直/水平方向の高分解能化を実現するアンテナ配置について説明する。 Therefore, in the present embodiment, an antenna arrangement that enables estimation of the arrival direction in which the occurrence of grating lobes is suppressed over a wide range and realizes high resolution in the vertical / horizontal direction will be described even when a sub-array antenna is used.

なお、本実施の形態に係るレーダ装置は、実施の形態１に係るレーダ装置１０と基本構成が共通するので、図３を援用して説明する。 Since the radar device according to the present embodiment has the same basic configuration as the radar device 10 according to the first embodiment, FIG. 3 will be referred to for description.

また、以下では、一例として、垂直方向にアレー素子がスタック配置されることによって、サブアレー化されたレーダ装置１０について説明する。なお、水平方向のアレー素子はサブアレー化されず、実施の形態１と同様の特徴を有するレーダ装置１０である。 Further, in the following, as an example, the radar device 10 which is made into a sub-array by stacking the array elements in the vertical direction will be described. The horizontal array element is not a sub-array, and is a radar device 10 having the same characteristics as those in the first embodiment.

実施の形態１と同様、Ｎｔ個の送信アンテナ１０６及びＮａ個の受信アンテナ２０２の各々は、水平方向及び垂直方向において不等間隔に配置される。 Similar to the first embodiment, the Nt transmitting antenna 106 and the Na receiving antenna 202 are arranged at unequal intervals in the horizontal direction and the vertical direction.

また、本実施の形態に係る送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２は、垂直方向（サブアレーアンテナが構成される方向）において、Ｎ_ＴＶ本の送信アンテナ１０６の素子間隔と、Ｎ_ＲＶ本の受信アンテナ２０２の素子間隔との間で、素子間隔の差が垂直方向の素子間隔の基本単位ｄ_Ｖとなる組み合わせが１つ以上含まれるように配置される。また、垂直方向の素子間隔の基本単位ｄ_Ｖは１λ未満（例えば０．５λ）に設定する。すなわち、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２は、以下の式（以下、条件Ｂ−３と呼ぶ）を満たす配置が少なくとも一つ含まれるように配置される。 The transmitting antenna 106 and receiving antenna 202 according to this embodiment, in the vertical direction (sub-array antenna constituted _direction), and the element spacing of _{N TV} transmit antennas _106, the _{N RV} receive antennas 202 between the element spacing, the combination of the difference in element spacing is a basic unit d _V in the vertical direction of the element spacing is arranged so as to be included one or more. Also, the basic unit _{d V} in the vertical direction of the element spacing is set to less than 1 [lambda (e.g. 0.5 [lambda). That is, the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 are arranged so as to include at least one arrangement satisfying the following equation (hereinafter, referred to as condition B-3).

＜条件Ｂ−３＞
|(送信アンテナ106の垂直方向の素子間隔)-(受信アンテナ202の垂直方向の素子間隔)|
＝d_V≒0.5λ < 1λ <Condition B-3>
| (Vertical element spacing of transmitting antenna 106)-(Vertical element spacing of receiving antenna 202) |
= D _V ≒ 0.5λ <1λ

また、本実施の形態に係る送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の配置を有するレーダ装置１０は、実施の形態１で説明した制約条件のうち、Ｂ−１以外のＡ−１、Ａ−２、Ｂ−２を満たす。 Further, the radar device 10 having the arrangement of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 according to the present embodiment has A-1, A-2, and B other than B-1 among the constraint conditions described in the first embodiment. -2 is satisfied.

一例として、図１３Ａは、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の配置例を示す。また、図１３Ｂは、図１３Ａに示すアンテナ配置によって得られる仮想受信アレーの配置を示す。 As an example, FIG. 13A shows an arrangement example of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202. Further, FIG. 13B shows the arrangement of the virtual reception array obtained by the antenna arrangement shown in FIG. 13A.

図１３Ａにおいて、送信アンテナTx#1〜Tx#4は、垂直方向に配置した３つのアンテナのうちの上端である送信アンテナTx#1を基点に、水平右方向に更に１つのアンテナを配置したパターンである（Ｌ字を＋９０°回転）、受信アンテナRx#1〜Rx#4は、水平方向に配置した３つのアンテナのうちの中央である受信アンテナRx#2を基点に、垂直上方向に更に１つのアンテナを配置したパターンである（Ｔ字型を１８０°回転）。 In FIG. 13A, the transmitting antennas Tx # 1 to Tx # 4 have a pattern in which one more antenna is arranged in the horizontal right direction with the transmitting antenna Tx # 1, which is the upper end of the three vertically arranged antennas, as a base point. (Rotating the L-shape by + 90 °), the receiving antennas Rx # 1 to Rx # 4 are further vertically upward with the receiving antenna Rx # 2, which is the center of the three antennas arranged in the horizontal direction, as the base point. It is a pattern in which one antenna is arranged (T-shaped is rotated 180 °).

図１３Ａに示すアンテナ配置によって構成される、図１３Ｂに示す仮想受信アレーの配置は以下のような特徴を有する。 The arrangement of the virtual reception array shown in FIG. 13B, which is composed of the antenna arrangement shown in FIG. 13A, has the following features.

（１）水平方向
図１３Ａにおいて水平方向に素子間隔７ｄ_Ｈによって配置された２つの送信アンテナTx#1，Tx#4と、水平方向に素子間隔２ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈによって配置された３つの受信アンテナRx#1, Rx#2, Rx#3との水平位置関係から、図１３Ｂに示す仮想受信アレーは、水平方向に素子間隔２ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈ、４ｄ_Ｈ、２ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈによって直線上に配置された６素子の水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを含む（図１３Ｂに示す破線で囲まれた、VA#1, VA#5, VA#9, VA#4, VA#8, VA#12）。 (1) Horizontal direction In FIG. 13A, two transmitting antennas Tx # 1 and Tx # 4 arranged in the horizontal direction with an element spacing of 7d _H and three receiving antennas arranged in the horizontal direction with an element spacing of 2d _H and d _H. From the horizontal positional relationship with Rx # 1, Rx # 2, and Rx # 3, the virtual reception array shown in FIG. 13B is horizontally aligned with the element spacings of 2d _H , d _H , 4d _H , 2d _H , and d _H. Includes the arranged 6-element horizontal virtual linear array antenna HLA (VA # 1, VA # 5, VA # 9, VA # 4, VA # 8, VA # 12 surrounded by the broken line shown in FIG. 13B). ..

（２）垂直方向
図１３Ａにおいて、垂直方向に素子間隔２ｄ_Ｖ、４ｄ_Ｖによって配置された３つの送信アンテナTx#1，Tx#2，Tx#3と、垂直方向に素子間隔５ｄ_Ｖによって配置された２つの受信アンテナRx#2, Rx#4との垂直位置関係から、図１３Ｂに示す仮想受信アレーは、垂直方向に素子間隔４ｄ_Ｖ、ｄ_Ｖ、ｄ_Ｖ、３ｄ_Ｖ、２ｄ_Ｖによって直線上に配置された６素子の垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを含む（図１３Ｂに示す破線で囲まれた、VA#7, VA#6, VA#15, VA#5, VA#14, VA#13）。 (2) Vertical direction In FIG. 13A, the three transmitting antennas Tx # 1, Tx # 2, and Tx # 3 arranged in the vertical direction with the element spacing of 2d _V and 4d _V , and the element spacing of 5d _{V in the} vertical direction. from vertical positional relationship between the two receive antennas Rx # 2, Rx # 4, the virtual reception array shown in FIG. 13B, element spacing _4d V in the vertical _{_{_{direction, d V, d V, 3d}}} V, a straight line by 2d _V Includes the 6-element vertical virtual linear array antenna VLA (VA # 7, VA # 6, VA # 15, VA # 5, VA # 14, VA # 13, surrounded by the broken line shown in FIG. 13B). ).

VA#7の垂直位置を基準とする場合、垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを構成する６素子（VA#7, VA#6, VA#15, VA#5, VA#14, VA#13）の各々の垂直座標（y₁,y₂, y₃, y₄, y₅, y₆）は、（y₁,y₂, y₃, y₄, y₅, y₆）＝ [0, 4 d_V, 5 d_V, 6 d_V, 9 d_V, 11 d_V]となる。 When the vertical position of VA # 7 is used as a reference, the 6 elements (VA # 7, VA # 6, VA # 15, VA # 5, VA # 14, VA # 13) that make up the vertical virtual linear array antenna VLA The vertical coordinates (y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ , y ₅ , y ₆ ) are (y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ , y ₅ , y ₆ ) = [0, 4 d. _V , 5 d _V , 6 d _V , 9 d _V , 11 d _V ].

ここで、垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAに含まれる任意の異なる２つの素子の素子間隔|y_A- y_B|（ただし、A,Bは各々１から６の整数値をとり、A≠Bである）は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 9, 11}×d_Ｖとなる。すなわち、レーダ装置１０は、６素子の垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAのうち、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7}×d_Ｖとなる素子間隔の組み合わせを用いることによって、垂直方向における素子間隔が基本単位ｄ_Ｖである８素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなすことができ、高い角度分解能による到来方向推定ができる。 Here, the element spacing of any two different elements included in the vertical virtual linear array antenna VLA | y _A --y _B | (However, A and B each take an integer value of 1 to 6, and A ≠ B. Yes) is {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 9, 11} × d _V. In other words, the radar device 10, of the six-element vertical virtual line array antenna VLA, {1, 2, 3 , 4, 5, 6, 7} by using a combination of element spacing to be × d _V, vertical can element spacing in the direction regarded as virtually having the uniform linear array of 8 elements is a basic unit d _V, can DOA estimation by high angular resolution.

なお、レーダ装置１０は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 9, 11}×d_Ｖとなる素子間隔の組み合わせを用いることによって、垂直方向における基本単位ｄ_Ｖを２倍した素子間隔２ｄ_Ｖを含む１０素子の直線アレーを有すると仮想的にみなして、到来方向推定を行ってもよい。この場合、１０素子の直線アレーを有するとみなしたレーダ装置１０は、基本単位ｄ_Ｖを素子間隔とする８素子の等間隔直線アレーと比較して、空間的なサイドローブが若干上昇するが、開口長が更に拡大するため、角度分解能を向上させることができる。 Incidentally, the radar device 10, {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 9, 11} by using a combination of element spacing to be × d _V, 2 times the basic unit d _V in the vertical direction and having a linear array of 10 elements including an element spacing 2d _V was regarded virtually may perform DOA estimation. In this case, the radar device 10 is regarded as having a linear array of 10 elements, as compared to the uniform linear array of 8 elements and element spacing basic unit d _V, but spatial sidelobe increases slightly, Since the aperture length is further expanded, the angular resolution can be improved.

例えば、レーダ装置１０は、ｄ_Ｖ＝０．５λでは、垂直方向±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定ができる。また、レーダ装置１０は、基本単位ｄ_Ｖを素子間隔とする８素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなして到来方向推定を行う場合、アレー開口長が７ｄ_Ｖ＝３．５λとなるため、ビーム幅Ｂが約１１°となる。また、レーダ装置１０は、素子間隔２ｄ_Ｖを含む１０素子の直線アレーを有すると仮想的にみなして到来方向推定を行う場合、アレー開口長が１１ｄ_Ｖ＝５．５λとなるため、ビーム幅ＢＷは約７°となり、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現できる。 For example, the radar device 10, the d V ₌ 0.5 [lambda, may DOA estimation with reduced occurrence of grating lobes over a broad range of vertical ± 90 °. Further, the radar device 10, when performing virtually regarded by DOA estimated to have a uniform linear array of 8 elements and element spacing basic unit d _V, the array aperture length is 7d V ₌ 3.5λ Therefore, the beam width B is about 11 °. Further, the radar device 10, when performing virtually regarded by DOA estimated to have a linear array of 10 elements including an element spacing 2d _V, since the array aperture length is 11d V ₌ 5.5λ, beam width BW Is about 7 °, and a high angular resolution of BW = 10 ° or less can be realized.

このように、レーダ装置１０は、ｄ_Ｖ＝０．５λでは、図１３Ａにおいて、（|(Tx#2及びTx#3の垂直方向の素子間隔４ｄ_Ｖ)-(Rx#2及びRx#4の垂直方向素子間隔５ｄ_Ｖ)|＝d_V≒0.5λ < 1λとなり、条件Ｂ−３を満たす。これにより、図１３Ｂでは、仮想受信アレーの垂直方向の配置において、１λ以下の素子間隔（≒０．５λ）が１つ以上含まれる（図１３Ｂに示すVA#6及びVA#15の素子間隔、VA#15及びVA#5の素子間隔、）。図１３Ａを用いたレーダ装置１０は、サブアレーアンテナ構成であっても、垂直方向における基本単位ｄ_Ｖを素子間隔とする複数素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなすることができ、高い角度分解能による到来方向推定ができる。 Thus, the radar device 10, the d V ₌ 0.5 [lambda, in FIG. 13A, (| (Tx # 2 and Tx # element spacing 4d V vertical ₃₎ - of (Rx # 2 and Rx # 4 Vertical element spacing 5d _V ) | = d _V ≈ 0.5λ <1λ, satisfying condition B-3. As a result, in FIG. 13B, the element spacing of 1λ or less (≈0) in the vertical arrangement of the virtual reception array. .5λ) is included (the element spacing of VA # 6 and VA # 15 shown in FIG. 13B, the element spacing of VA # 15 and VA # 5). The radar device 10 using FIG. 13A is a sub-array antenna. even configuration, it is possible to virtually everyone to have a uniform linear array of a plurality elements of the basic unit d _V in the vertical direction and the element spacing can DOA estimation by high angular resolution.

図１４は上記構成を用いて得られる方向推定結果（計算機シミュレーション結果）を示す。図１４では、シミュレーション条件として、ビームフォーマ法を使用し、ターゲット方向を０°としている。また、図１４において実線で示す方向推定結果（８素子ＤＯＡ）は、垂直方向における基本単位ｄ_Ｖを素子間隔とする８素子の等間隔直線アレーと仮想的にみなして到来方向推定を行った結果であり、点線で示す方向推定結果（１０素子ＤＯＡ）は、垂直方向における基本単位ｄ_Ｖの２倍の素子間隔を含む１０素子の直線アレーと仮想的にみなして到来方向推定を行った結果である。 FIG. 14 shows a direction estimation result (computer simulation result) obtained by using the above configuration. In FIG. 14, the beam former method is used as the simulation condition, and the target direction is set to 0 °. The direction estimation result (8 elements DOA) indicated by the solid line in FIG. 14, as a result of the uniform linear array of 8 elements and element spacing the basic unit d _V and virtually regarded by DOA estimation in the vertical direction , and the dotted line in the direction estimation result indicating (10 elements DOA) is a result of the 10 linear array of elements, including twice the element spacing of the basic unit d _V in the vertical direction was virtually regarded by DOA estimation is there.

図１４に示すように、８素子の等間隔直線アレーであると仮想的にみなしたレーダ装置１０では、ターゲット方向０°のビームのビーム幅ＢＷが約１１°であり、１３ｄＢ以下のサイドローブレベルが得られていることが分かる。また、図１４に示すように、１０素子の直線アレーであると仮想的にみなしたレーダ装置１０では、８素子の等間隔直線アレーであると仮想的にみなした場合（実線）と比較して、サイドローブが上昇しているが、ターゲット方向０°のビームのビーム幅ＢＷが狭まることが分かる。また、図１４に示すように、双方においてグレーティングローブが発生していないことが分かる。 As shown in FIG. 14, in the radar device 10 virtually regarded as an eight-element evenly spaced linear array, the beam width BW of the beam at 0 ° in the target direction is about 11 °, and the sidelobe level is 13 dB or less. It can be seen that is obtained. Further, as shown in FIG. 14, the radar device 10 virtually regarded as a linear array of 10 elements is compared with the case where it is virtually regarded as an evenly spaced linear array of 8 elements (solid line). , It can be seen that the side lobe is rising, but the beam width BW of the beam at 0 ° in the target direction is narrowed. Further, as shown in FIG. 14, it can be seen that no grating lobe is generated on both sides.

以上のように、本実施の形態によれば、レーダ装置１０は、サブアレーアンテナ構成において、ＭＩＭＯレーダを用いて垂直方向及び水平方向の２次元でのビーム走査を行う場合に、垂直方向及び水平方向の仮想受信アレーの開口長を最大限拡大することができる。すなわち、本実施の形態によれば、レーダ装置１０は、仮想受信アレーを用いることで、少ないアンテナ数による角度分解能の向上を可能とし、小型化、低コスト化を図ることができる。 As described above, according to the present embodiment, when the radar device 10 performs beam scanning in two dimensions in the vertical direction and the horizontal direction by using the MIMO radar in the sub-array antenna configuration, the radar device 10 is in the vertical direction and the horizontal direction. The opening length of the virtual reception array can be maximized. That is, according to the present embodiment, the radar device 10 can improve the angular resolution with a small number of antennas by using the virtual reception array, and can reduce the size and cost.

（実施の形態２のバリエーション１）
上述した図１３ＡのＭＩＭＯレーダにおけるアンテナ配置は、垂直方向にスタック配置してサブアレー化されたアレー素子の垂直方向におけるサイズが２ｄ_Ｖよりも小さければ適用可能である。 (Variation 1 of Embodiment 2)
Antenna arrangement in MIMO radar of Figure 13A described above, the size in the vertical direction of the array elements are subarrays of stuck arranged vertically is applicable is smaller than 2d _V.

図１３Ａの配置において、垂直方向の素子間隔が最小となるのは、Ｔｘ＃１とＴｘ＃２の素子間隔で、２ｄ_Ｖである。一方、図１５Ａの配置において、垂直方向の素子間隔が最小となるのは、Ｒｘ＃２とＲｘ＃４の素子間隔で、３ｄ_Ｖである。そのため、図１５Ａの配置は、より垂直方向のサイズが大きいサブアレー化したアンテナ素子を適用できることになる。垂直方向のサイズが大きいサブアレー化したアンテナ素子を用いることで、垂直方向の利得を高め、また、垂直方向の指向性を絞ることができる。 In the arrangement of FIG. 13A, the element spacing in the vertical direction is minimized, with element spacing of Tx # 1 and Tx # 2, it is 2d _V. On the other hand, in the arrangement of FIG. 15A, the element spacing in the vertical direction is minimized, with element spacing of Rx # 2 and Rx # 4, a 3d _V. Therefore, in the arrangement of FIG. 15A, a sub-arrayed antenna element having a larger size in the vertical direction can be applied. By using a sub-array antenna element having a large size in the vertical direction, it is possible to increase the gain in the vertical direction and narrow down the directivity in the vertical direction.

一方で、垂直方向にスタック配置してサブアレー化されたアレー素子の垂直方向のサイズが２ｄ_Ｖより大きく、例えば、図１５Ｃに示すように垂直方向に３つのアンテナ素子をスタック配置してサブアレー化したアンテナ素子を用いる場合、以下に説明するアンテナ配置を用いればよい。以下では、垂直方向にスタック配置してサブアレー化されたアレー素子の垂直方向のサイズが３ｄ_Ｖ以下であれば適用可能であるアンテナ配置例について説明する。 On the other hand, it is greater than 2d _V vertical size of the array elements which are sub-arrays by being stacked vertically disposed, for example, and subarray by being stacked arrangement with three antenna elements in the vertical direction as shown in FIG. 15C When an antenna element is used, the antenna arrangement described below may be used. The following describes an antenna arrangement example vertical size of the array elements which are sub-arrays by being stacked arrangement is applicable not more than 3d _V in the vertical direction.

図１５Ａは、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の配置例を示す。また、図１５Ｂは、図１５Ａに示すアンテナ配置によって得られる仮想受信アレーの配置を示す。 FIG. 15A shows an arrangement example of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202. Further, FIG. 15B shows the arrangement of the virtual reception array obtained by the antenna arrangement shown in FIG. 15A.

図１５Ａにおいて、送信アンテナTx#1〜Tx#4は、垂直方向に配置した３つのアンテナのうちの上端である送信アンテナTx#1を基点に、水平右方向に更に１つのアンテナを配置し（Ｌ字を＋９０°回転）、受信アンテナRx#1〜Rx#4は、水平方向に配置した３つのアンテナのうちの中央である受信アンテナRx#2を基点に、垂直上方向に更に１つのアンテナを配置する（Ｔ字を１８０°回転）。 In FIG. 15A, the transmitting antennas Tx # 1 to Tx # 4 are arranged with one more antenna in the horizontal right direction with the transmitting antenna Tx # 1, which is the upper end of the three antennas arranged in the vertical direction, as a base point. L-shaped rotation + 90 °), the receiving antennas Rx # 1 to Rx # 4 are one more antenna in the vertical upward direction with the receiving antenna Rx # 2, which is the center of the three antennas arranged in the horizontal direction, as the base point. (Rotate the T-shape 180 °).

図１５Ａに示すアンテナ配置によって構成される、図１５Ｂに示す仮想受信アレーの配置は以下のような特徴を有する。 The arrangement of the virtual reception array shown in FIG. 15B, which is composed of the antenna arrangement shown in FIG. 15A, has the following features.

（１）水平方向
図１５Ａにおいて水平方向に素子間隔７ｄ_Ｈによって配置された２つの送信アンテナTx#1，Tx#4と、水平方向に素子間隔２ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈによって配置された３つの受信アンテナRx#1, Rx#2, Rx#3との水平位置関係から、図１５Ｂに示す仮想受信アレーは、水平方向に素子間隔２ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈ、４ｄ_Ｈ、２ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈによって直線上に配置された６素子の水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを含む（図１５Ｂに示す破線で囲まれた、VA#1, VA#5, VA#9, VA#4, VA#8, VA#12）。 (1) Horizontal direction In FIG. 15A, two transmitting antennas Tx # 1 and Tx # 4 arranged in the horizontal direction with element spacing of 7d _H , and three receiving antennas arranged in the horizontal direction with element spacing of 2d _H and d _H. Due to the horizontal positional relationship with Rx # 1, Rx # 2, and Rx # 3, the virtual reception array shown in FIG. 15B is horizontally aligned with the element spacings of 2d _H , d _H , 4d _H , 2d _H , and d _H. Includes the 6-element horizontal virtual linear array antenna HLA (VA # 1, VA # 5, VA # 9, VA # 4, VA # 8, VA # 12 surrounded by the broken line shown in Fig. 15B). ..

ここで、水平方向仮想直線アレーアンテナHLAに含まれる任意の異なる２つの素子の素子間隔|x_A- x_B|（ただし、A,Bは各々１から６の整数値をとり、A≠Bである）は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10}×d_Hとなる。すなわち、レーダ装置１０は、６素子の水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを用いることによって、水平方向における素子間隔が基本単位ｄ_Ｈである１１素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなすことができ、高い角度分解能を有する到来方向推定ができる。 Here, the element spacing of any two different elements included in the horizontal virtual linear array antenna HLA | x _A --x _B | (However, A and B each take an integer value of 1 to 6, and A ≠ B. Yes) is {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10} × d _H. In other words, the radar device 10, by using the horizontal virtual linear array antenna HLA six elements, that element spacing in the horizontal direction is regarded as virtually having the uniform linear array of 11 elements, which is a basic unit of d _H It is possible to estimate the arrival direction with high angular resolution.

（２）垂直方向
図１５Ａにおいて、垂直方向に素子間隔４ｄ_Ｖ、５ｄ_Ｖによって配置された３つの送信アンテナTx#1，Tx#2，Tx#3と、垂直方向に素子間隔３ｄ_Ｖによって配置された２つの受信アンテナRx#2, Rx#4との垂直位置関係から、図１５Ｂに示す仮想受信アレーは、垂直方向に素子間隔３ｄ_Ｖ、２ｄ_Ｖ、３ｄ_Ｖ、１ｄ_Ｖ、３ｄ_Ｖによって直線上に配置された６個の垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを含む（図１５Ｂに示す破線で囲まれた、VA#7, VA#15, VA#6, VA#14, VA#5, VA#13）。 (2) Vertical direction In FIG. 15A, the three transmitting antennas Tx # 1, Tx # 2, and Tx # 3 arranged in the vertical direction with the element spacing of 4d _V and 5d _V , and the element spacing of 3d _{V in the} vertical direction. Due to the vertical positional relationship with the two receiving antennas Rx # 2 and Rx # 4, the virtual receiving array shown in FIG. 15B is on a straight line in the vertical direction with the element spacing of 3d _V , 2d _V , 3d _V , 1d _V , and 3d _V. Includes 6 vertical virtual linear array antennas VLA placed in (VA # 7, VA # 15, VA # 6, VA # 14, VA # 5, VA # 13, surrounded by broken lines shown in Figure 15B). ).

VA#7の垂直位置を基準とする場合、垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを構成する６素子（VA#7, VA#15, VA#6, VA#14, VA#5, VA#13）の各々の垂直座標（y₁,y₂, y₃, y₄, y₅, y₆）は、（y₁,y₂, y₃, y₄, y₅, y₆）＝ [0, 3 d_V, 5 d_V, 8 d_V, 9 d_V, 12 d_V]となる。 When the vertical position of VA # 7 is used as a reference, the 6 elements (VA # 7, VA # 15, VA # 6, VA # 14, VA # 5, VA # 13) that make up the vertical virtual linear array antenna VLA The vertical coordinates (y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ , y ₅ , y ₆ ) are (y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ , y ₅ , y ₆ ) = [0, 3 d. _V , 5 d _V , 8 d _V , 9 d _V , 12 d _V ].

ここで、垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAに含まれる任意の異なる２つの素子の素子間隔|y_A- y_B|（ただし、A,Bは各々１から６の整数値をとり、A≠Bである）は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 12}×d_Ｖとなる。すなわち、レーダ装置１０は、６素子の垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAのうち、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9}×d_Ｖとなる素子間隔の組み合わせを用いることによって、垂直方向における素子間隔が基本単位ｄ_Ｖである１０素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなすことができ、高い角度分解能による到来方向推定ができる。 Here, the element spacing of any two different elements included in the vertical virtual linear array antenna VLA | y _A --y _B | (However, A and B each take an integer value of 1 to 6, and A ≠ B. Is) is {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 12} × d _V. In other words, the radar device 10, among the vertical virtual line array antenna VLA six elements, a combination of {1, 2, 3, 4 , 5, 6, 7, 8, 9} × element spacing becomes d _V it makes it possible to element spacing in the vertical direction is regarded as virtually having the uniform linear array of 10 elements is a basic unit d _V, can DOA estimation by high angular resolution.

なお、レーダ装置１０は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 12}×d_Ｖとなる素子間隔の組み合わせを用いることによって、垂直方向の基本単位ｄ_Ｖの３倍の素子間隔３ｄ_Ｖを含む１１素子の直線アレーを有すると仮想的にみなして、到来方向推定を行ってもよい。この場合、１０素子の直線アレーを有するとみなしたレーダ装置１０は、基本単位ｄ_Ｖを素子間隔とする１０素子の等間隔直線アレーと比較して、空間的なサイドローブが若干上昇するが、開口長が更に拡大するため、角度分解能を向上させることができる。 The radar device 10 has a basic unit d _{V in} the vertical direction by using a combination of element spacings of {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 12} × d _V. regarded virtually as having 11 linear array of elements, including a 3-fold element spacing 3d _V, it may be performed DOA estimation. In this case, the radar device 10 is regarded as having a linear array of 10 elements, as compared to the uniform linear array of 10 elements and element spacing basic unit d _V, but spatial sidelobe increases slightly, Since the aperture length is further expanded, the angular resolution can be improved.

例えば、レーダ装置１０は、ｄ_Ｖ＝０．５λでは、垂直方向±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定ができる。また、レーダ装置１０は、基本単位ｄ_Ｖを素子間隔とする１０素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなして、到来方向推定を行う場合、アレー開口長が９ｄ_Ｖ＝４．５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約９°となり、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現できる。また、素子間隔３ｄ_Ｖを含む１１素子の直線アレーを有すると仮想的にみなして、到来方向推定を行う場合、アレー開口長が１２ｄ_Ｖ＝６λとなるため、ビーム幅ＢＷが約７°となり、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現できる。 For example, the radar device 10, the d V ₌ 0.5 [lambda, may DOA estimation with reduced occurrence of grating lobes over a broad range of vertical ± 90 °. Further, the radar device 10 is regarded virtually as having 10 equally spaced linear array of elements that the basic unit d _V and element spacing, when performing DOA estimation, the array aperture length and 9d V ₌ 4.5λ Therefore, the beam width BW is about 9 °, and a high angular resolution of BW = 10 ° or less can be realized. Further, regarded virtually as having a linear array of 11 elements including an element spacing 3d _V, when performing DOA estimation, since the array aperture length is 12d V ₌ 6λ, the beam width BW is next approximately 7 °, A high angular resolution of BW = 10 ° or less can be realized.

（実施の形態２のバリエーション２）
上記実施の形態では、垂直方向においてアレー素子をサブアレー化する場合について説明したが、水平方向においてアレー素子をサブアレー化してもよい。すなわち、図１６は、レーダ装置１０が水平方向のレーダ検知範囲を狭くでき、水平方向の最小素子間隔が２ｄ_Ｈである場合、サブアレー化したアンテナ素子を図１７Ａに適用した一例である。図１６では、２つのアレー素子を水平方向にスタック配置してサブアレー化することにより、水平方向の指向性を狭め、不要な方向への輻射を低減し、アレー素子利得を向上することができる。 (Variation 2 of Embodiment 2)
In the above embodiment, the case where the array element is sub-arrayed in the vertical direction has been described, but the array element may be sub-arrayed in the horizontal direction. That is, FIG. 16 can narrow the radar detection range of the radar device 10 is horizontal, if the minimum element spacing in the horizontal direction is 2d _H, it is an example of applying the antenna element in which the subarray of Figure 17A. In FIG. 16, by arranging the two array elements in a stack in the horizontal direction to form a sub-array, the directivity in the horizontal direction can be narrowed, radiation in an unnecessary direction can be reduced, and the array element gain can be improved.

ただし、上述した垂直方向と同様に、サブアレーアンテナのアレー素子を水平方向にスタック配置することで、アレー素子のサイズが１波長程度に増加するため、アレーアンテナの配置上の制約が生じる。すなわち、レーダ装置１０は、サブアレーアンテナ構成では、アレー配置水平方向の最小素子間隔が所定値以上となる制約を受ける。 However, as in the vertical direction described above, by stacking the array elements of the sub-array antennas in the horizontal direction, the size of the array elements increases to about one wavelength, which imposes restrictions on the arrangement of the array antennas. That is, the radar device 10 is restricted in the sub-array antenna configuration so that the minimum element spacing in the horizontal direction of the array arrangement is equal to or greater than a predetermined value.

そこで、本バリエーションでは、水平方向においてサブアレーアンテナを用いる場合でも、広範囲に渡りグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定が可能であり、垂直/水平方向の高分解能化を実現するためのアンテナ配置について説明する。 Therefore, in this variation, even when a sub-array antenna is used in the horizontal direction, it is possible to estimate the arrival direction while suppressing the occurrence of grating lobes over a wide range, and the antenna arrangement for achieving high resolution in the vertical / horizontal direction. explain.

また、本実施の形態に係る送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２は、水平方向（サブアレーアンテナが構成される方向）において、Ｎ_ＴＶ本の送信アンテナ１０６の素子間隔と、Ｎ_ＲＶ本の受信アンテナ２０２の素子間隔との間で、素子間隔の差が水平方向の素子間隔の基本単位ｄ_Hとなる組み合わせが１つ以上含まれるように配置される。また、水平方向の素子間隔の基本単位ｄ_Hは１λ未満（例えば０．５λ）に設定する。すなわち、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２は、以下の式（以下、条件Ａ−３と呼ぶ）を満たす配置が少なくとも一つ含まれるように配置される。 The transmitting antenna 106 and receiving antenna 202 according to this embodiment, in the horizontal direction (direction sub array antenna _configured), the element spacing of _{N TV} transmit antennas _106, the _{N RV} receive antennas 202 It is arranged so as to include one or more combinations in which the difference between the element spacing and the element spacing is the basic unit d _H of the element spacing in the horizontal direction. Further, the basic unit d _H of the element spacing in the horizontal direction is set to less than 1λ (for example, 0.5λ). That is, the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 are arranged so as to include at least one arrangement satisfying the following equation (hereinafter, referred to as condition A-3).

＜条件Ａ−３＞
|(送信アンテナ106の水平方向の素子間隔)-(受信アンテナ202の水平方向の素子間隔)|
＝ d_H ≒0.5λ < 1λ <Condition A-3>
| (Horizontal element spacing of transmitting antenna 106)-(Horizontal element spacing of receiving antenna 202) |
= D _H ≒ 0.5λ <1λ

また、本バリエーションに係る送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の配置では、実施の形態１で説明した制約条件のうち、Ａ−１以外のＡ−２、Ｂ−１、Ｂ−２を満たすものとする。 Further, in the arrangement of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 according to this variation, among the constraint conditions described in the first embodiment, A-2, B-1, and B-2 other than A-1 are satisfied. ..

こうすることで、レーダ装置１０は、水平方向のサブアレーアンテナ構成においても、垂直方向及び水平方向の仮想受信アレーの開口長を最大限拡大することができ、仮想受信アレーを用いることで、少ないアンテナ数による角度分解能の向上を可能とし、小型化、低コスト化を図ることができる。 By doing so, the radar device 10 can maximize the opening length of the virtual reception array in the vertical direction and the horizontal direction even in the sub-array antenna configuration in the horizontal direction, and by using the virtual reception array, a small number of antennas can be used. It is possible to improve the angular resolution by the number, and it is possible to reduce the size and cost.

（実施の形態２のバリエーション３）
本バリエーションでは、垂直方向及び水平方向の双方においてアレー素子をサブアレー化する場合について説明する。図１８は、垂直方向及び水平方向の双方のレーダ検知範囲を狭くでき、垂直方向／水平方向の最小素子間隔が２ｄ_Ｖ、２ｄ_Ｈである場合、２素子×２素子のサブアレー化したアンテナ素子を図１７Ａに適用した一例である。図１８では、アレー素子を垂直方向及び水平方向にスタック配置してサブアレー化することにより、垂直方向及び水平方向の指向性を狭め、不要な方向への輻射を低減し、アレー素子利得を向上することができる。 (Variation 3 of Embodiment 2)
In this variation, a case where the array element is sub-arrayed in both the vertical direction and the horizontal direction will be described. 18 can narrow the both radar detection range of the vertical and horizontal directions, the minimum element spacing in the vertical direction / horizontal direction 2d _V, if a 2d _H, a subarray of the antenna element of the two elements × 2 elements This is an example applied to FIG. 17A. In FIG. 18, by stacking the array elements in the vertical and horizontal directions to form a sub-array, the directivity in the vertical and horizontal directions is narrowed, radiation in unnecessary directions is reduced, and the array element gain is improved. be able to.

ただし、レーダ装置１０は、アレー素子を垂直方向及び水平方向にスタック配置することで、アレー素子のサイズが１波長以上に増加するため、アレーアンテナの配置上の制約が生じる。すなわち、レーダ装置１０は、アレー配置の垂直方向及び水平方向の最小素子間隔が所定値以上となる制約を受ける。 However, in the radar device 10, by stacking the array elements in the vertical direction and the horizontal direction, the size of the array elements increases to one wavelength or more, which causes restrictions on the arrangement of the array antennas. That is, the radar device 10 is restricted so that the minimum element spacing in the vertical direction and the horizontal direction of the array arrangement is equal to or larger than a predetermined value.

そこで、本バリエーションでは、垂直方向及び水平方向の双方においてサブアレーアンテナを用いる場合でも、広範囲に渡りグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定が可能であり、垂直/水平方向の高分解能化を実現するためのアンテナ配置について説明する。 Therefore, in this variation, even when the sub-array antenna is used in both the vertical direction and the horizontal direction, it is possible to estimate the arrival direction while suppressing the occurrence of grating lobes over a wide range, and high resolution in the vertical / horizontal direction is realized. The antenna arrangement for this will be described.

本実施の形態に係る送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２は、垂直方向において、Ｎ_ＴＶ本の送信アンテナ１０６の素子間隔と、Ｎ_ＲＶ本の受信アンテナ２０２の素子間隔との間で、素子間隔の差が垂直方向の素子間隔の基本単位ｄ_Ｖとなる組み合わせが１つ以上含まれるように配置される。また、垂直方向の素子間隔の基本単位ｄ_Ｖは１λ未満（例えば０．５λ）に設定する。すなわち、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２は、垂直方向において、以下の式（条件Ｂ−３）を満たす配置が少なくとも一つ含まれるように配置される。 Transmitting antenna 106 and receiving antenna 202 according to this embodiment, in the vertical direction, and the element spacing of N _TV transmission antennas 106, between the element spacing of N _RV receive antennas 202, the difference in element spacing combination is basic unit d _V in the vertical direction of the element spacing is arranged so as to be included one or more. Also, the basic unit _{d V} in the vertical direction of the element spacing is set to less than 1 [lambda (e.g. 0.5 [lambda). That is, the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 are arranged so as to include at least one arrangement satisfying the following equation (condition B-3) in the vertical direction.

＜条件Ｂ−３＞
|(送信アンテナ106の垂直方向の素子間隔)-(受信アンテナ202の垂直方向の素子間隔)|
＝ d_Ｖ ≒0.5λ < 1λ <Condition B-3>
| (Vertical element spacing of transmitting antenna 106)-(Vertical element spacing of receiving antenna 202) |
= D _V ≒ 0.5λ <1λ

また、本実施の形態に係る送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２は、水平方向において、Ｎ_ＴＶ本の送信アンテナ１０６の素子間隔と、Ｎ_ＲＶ本の受信アンテナ２０２の素子間隔との間で、素子間隔の差が水平方向の素子間隔の基本単位ｄ_Hとなる組み合わせが１つ以上含まれるように配置される。また、水平方向の素子間隔の基本単位ｄ_Hは１λ未満（例えば０．５λ）に設定する。すなわち、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２は、水平方向において、以下の式（条件Ａ−３）を満たす配置が少なくとも一つ含まれるように配置される。 The transmitting antenna 106 and receiving antenna 202 according to this embodiment, in the horizontal _direction, and the element spacing of _{N TV} transmission antennas _106, between the element spacing of _{N RV} receive antennas 202, element spacing Are arranged so as to include one or more combinations in which the difference between the two is the basic unit d _H of the element spacing in the horizontal direction. Further, the basic unit d _H of the element spacing in the horizontal direction is set to less than 1λ (for example, 0.5λ). That is, the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 are arranged so as to include at least one arrangement satisfying the following equation (condition A-3) in the horizontal direction.

＜条件Ａ−３＞
|(送信アンテナ106の水平方向の素子間隔)-(受信アンテナ202の水平方向の素子間隔)|
＝d_H≒0.5λ < 1λ <Condition A-3>
| (Horizontal element spacing of transmitting antenna 106)-(Horizontal element spacing of receiving antenna 202) |
= D _H ≒ 0.5λ <1λ

また、本バリエーションに係る送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の配置では、実施の形態１で説明した制約条件のうち、Ａ−１、Ｂ−１以外のＡ−２、Ｂ−２を満たすものとする。 Further, in the arrangement of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 according to this variation, among the constraint conditions described in the first embodiment, A-2 and B-2 other than A-1 and B-1 are satisfied. ..

一例として、図１７Ａは、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の配置例を示す。また、図１７Ｂは、図１７Ａに示すアンテナ配置によって得られる仮想受信アレーの配置を示す。 As an example, FIG. 17A shows an arrangement example of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202. Further, FIG. 17B shows the arrangement of the virtual reception array obtained by the antenna arrangement shown in FIG. 17A.

図１７Ａにおいて、送信アンテナTx#1〜Tx#4は、垂直方向に配置した３つのアンテナのうちの上端である送信アンテナTx#1を基点に、水平右方向に更に１つのアンテナを配置し（Ｌ字を＋９０°回転）、受信アンテナRx#1〜Rx#4は、水平方向に配置した３つのアンテナのうちの中央である受信アンテナRx#2を基点に、垂直上方向に更に１つのアンテナを配置する。 In FIG. 17A, the transmitting antennas Tx # 1 to Tx # 4 are arranged with one more antenna in the horizontal right direction with the transmitting antenna Tx # 1, which is the upper end of the three antennas arranged in the vertical direction, as a base point. L-shaped rotation + 90 °), the receiving antennas Rx # 1 to Rx # 4 are one more antenna in the vertical upward direction with the receiving antenna Rx # 2, which is the center of the three antennas arranged in the horizontal direction, as the base point. To place.

図１７Ｂは、図１７Ａに示すアンテナ配置によって構成される仮想受信アレーの配置を示す。図１７Ｂに示す仮想受信アレーの配置は以下のような特徴を有する。 FIG. 17B shows the arrangement of the virtual reception array configured by the antenna arrangement shown in FIG. 17A. The arrangement of the virtual reception array shown in FIG. 17B has the following features.

（１）水平方向
図１７Ａにおいて水平方向に素子間隔５ｄ_Ｈによって配置された２つの送信アンテナTx#1，Tx#4と、水平方向に素子間隔４ｄ_Ｈ、２ｄ_Ｈによって配置された３つの受信アンテナRx#1, Rx#2, Rx#3との水平位置関係から、図１７Ｂに示す仮想受信アレーは、水平方向に素子間隔４ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈ、３ｄ_Ｈ、２ｄ_Ｈによって直線上に配置された６素子の水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを含む（図１７Ｂに示す破線で囲まれた、VA#1, VA#5, VA#4, VA#9, VA#8, VA#12）。 (1) Horizontal direction In FIG. 17A, two transmitting antennas Tx # 1 and Tx # 4 arranged horizontally with an element spacing of 5d _H and three receiving antennas arranged horizontally with an element spacing of 4d _H and 2d _H. from the horizontal positional relationship between the Rx # 1, Rx # 2, Rx # 3, the virtual reception array shown in FIG. 17B, element spacing _4d H in the horizontal _{_{_{direction, d H, d H, 3d}}} H, on a straight line by 2d _H Includes the arranged 6-element horizontal virtual linear array antenna HLA (VA # 1, VA # 5, VA # 4, VA # 9, VA # 8, VA # 12 surrounded by the broken line shown in Fig. 17B). ..

VA#1の水平位置を基準とする場合、水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを構成する６素子（VA#1, VA#5, VA#4, VA#9, VA#8, VA#12）の各々の水平座標（x₁,x₂, x₃, x₄, x₅, x₆）は、（x₁,x₂, x₃, x₄, x₅, x₆）= [0, 4 d_H, 5 d_H, 6 d_H, 9 d_H, 11 d_H]となる。 When the horizontal position of VA # 1 is used as a reference, the 6 elements (VA # 1, VA # 5, VA # 4, VA # 9, VA # 8, VA # 12) that make up the horizontal virtual linear array antenna HLA Each horizontal coordinate (x ₁ , x ₂ , x ₃ , x ₄ , x ₅ , x ₆ ) is (x ₁ , x ₂ , x ₃ , x ₄ , x ₅ , x ₆ ) = [0, 4 d _H , 5 d _H , 6 d _H , 9 d _H , 11 d _H ].

ここで、水平方向仮想直線アレーアンテナHLAに含まれる任意の異なる２つの素子の素子間隔|x_A- x_B|（ただし、A,Bは各々１から６の整数値をとり、A≠Bである）は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 9, 11}×d_Hとなる。すなわち、レーダ装置１０は、６素子の水平方向仮想直線アレーアンテナHLAのうち、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7}×d_Hとなる素子間隔の組み合わせを用いることによって、水平方向における素子間隔が基本単位ｄ_Ｈである８素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなすことができ、高い角度分解能による到来方向推定ができる。 Here, the element spacing of any two different elements included in the horizontal virtual linear array antenna HLA | x _A --x _B | (However, A and B each take an integer value of 1 to 6, and A ≠ B. Yes) is {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 9, 11} × d _H. That is, the radar device 10 is horizontal by using a combination of element spacings of {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7} × d _H among the 6 elements of the horizontal virtual linear array antenna HLA. It can be virtually regarded as having an evenly spaced linear array of eight elements whose element spacing in the direction is the basic unit d _H , and the arrival direction can be estimated with high angular resolution.

なお、レーダ装置１０は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 9, 11}×d_Hとなる素子間隔の組み合わせを用いることによって、水平方向における基本単位ｄ_Ｈを２倍した素子間隔２ｄ_Ｈを含む１０素子の直線アレーを有すると仮想的にみなして、到来方向推定を行ってもよい。この場合、１０素子の直線アレーを有するとみなしたレーダ装置１０は、基本単位ｄ_Ｈを素子間隔とする８素子の等間隔直線アレーと比較して、空間的なサイドローブが若干上昇するが、開口長が更に拡大するため、角度分解能を向上させることができる。 The radar device 10 doubles the basic unit d _H in the horizontal direction by using a combination of element spacings of {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 9, 11} × d _H. and having a linear array of 10 elements including an element spacing 2d _H was regarded virtually may perform DOA estimation. In this case, the radar device 10 is regarded as having a linear array of 10 elements, as compared to the uniform linear array of 8 elements and element spacing basic unit d _H, but spatial sidelobe increases slightly, Since the aperture length is further expanded, the angular resolution can be improved.

例えば、レーダ装置１０は、ｄ_Ｈ＝０．５λでは、水平方向±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定ができる。また、レーダ装置１０は、基本単位ｄ_Ｈを素子間隔とする８素子の等間隔直線アレーと仮想的にみなして到来方向推定を行う場合、アレー開口長が７ｄ_Ｈ＝３．５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約１１°となる。また、レーダ装置１０は、素子間隔２ｄ_Ｈを含む１０素子の直線アレーと仮想的にみなして到来方向推定を行う場合、アレー開口長が１１ｄ_Ｖ＝５．５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約７°となり、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現できる。 For example, at d _H = 0.5λ, the radar device 10 can estimate the arrival direction in which the occurrence of grating lobes is suppressed over a wide range of ± 90 ° in the horizontal direction. Further, when the radar device 10 virtually regards the arrival direction as an equidistant linear array of eight elements having the basic unit d _H as the element spacing, the array opening length is 7 d _H = 3.5 λ. The beam width BW is about 11 °. Further, the radar device 10, when performing virtually regarded by DOA estimation with linear array of 10 elements including an element spacing 2d _H, since the array aperture length is 11d V ₌ 5.5λ, beam width BW is about It becomes 7 °, and a high angular resolution of BW = 10 ° or less can be realized.

このように、レーダ装置１０は、ｄ_Ｈ＝０．５λでは、図１７Ａにおいて、|(Tx#1及びTx#4の水平方向の素子間隔５ｄ_Ｖ)-(Rx#1及びRx#2の水平方向素子間隔４ｄ_Ｖ)|＝ｄ_Ｈ≒0.5λ < 1λの条件Ａ−３を満たす。これにより、図１７Ｂでは、仮想受信アレーの水平方向の配置において、１λ以下の素子間隔（≒０．５λ）が１つ以上含まれる（図１７Ｂに示すVA#5及びVA#4の素子間隔、VA#4及びVA#9の素子間隔、）。図１７Ａを用いたレーダ装置１０は、水平方向における基本単位ｄ_Ｖを素子間隔とする複数素子の直線アレーと仮想的にみなして、高い角度分解能による到来方向推定ができる。 Thus, the radar device 10, the d H ₌ 0.5 [lambda, in FIG. 17A, | (Tx # 1 and Tx # horizontal element spacing 5d V ₄₎ - (horizontal Rx # 1 and Rx # 2 Directional element spacing 4d _V ) | = d _H ≈ 0.5λ <1λ Condition A-3 is satisfied. As a result, in FIG. 17B, one or more element spacings (≈0.5λ) of 1λ or less are included in the horizontal arrangement of the virtual reception array (element spacings of VA # 5 and VA # 4 shown in FIG. 17B, Element spacing of VA # 4 and VA # 9,). Radar device 10 using FIG. 17A is regarded virtually as linear array of a plurality elements of the basic unit d _V in the horizontal direction and element spacing can DOA estimation by high angular resolution.

（２）垂直方向
図１７Ａにおいて、垂直方向に素子間隔２ｄ_Ｖ、４ｄ_Ｖによって配置された３つの送信アンテナTx#1，Tx#2，Tx#3と、垂直方向に素子間隔５ｄ_Ｖによって配置された２つの受信アンテナRx#2, Rx#4との垂直位置関係から、図１７Ｂに示す仮想受信アレーは、垂直方向に素子間隔４ｄ_Ｖ、ｄ_Ｖ、ｄ_Ｖ、３ｄ_Ｖ、２ｄ_Ｖによって直線上に配置された６素子の垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを含む（図１７Ｂに示す破線で囲まれた、VA#7, VA#6, VA#15, VA#5, VA#14, VA#13）。 (2) Vertical direction In FIG. 17A, the three transmitting antennas Tx # 1, Tx # 2, and Tx # 3 arranged in the vertical direction by the element spacing of 2d _V and 4d _V , and the element spacing of 5d _{V in the} vertical direction. from vertical positional relationship between the two receive antennas Rx # 2, Rx # 4, the virtual reception array shown in FIG. 17B, element spacing _4d V in the vertical _{_{_{direction, d V, d V, 3d}}} V, a straight line by 2d _V Includes a 6-element vertical virtual linear array antenna VLA (VA # 7, VA # 6, VA # 15, VA # 5, VA # 14, VA # 13, surrounded by a broken line shown in FIG. 17B). ).

ここで、垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAに含まれる任意の異なる２つの素子の素子間隔|y_A- y_B|（ただし、A,Bは各々１から６の整数値をとり、A≠Bである）は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 9, 11}×d_Ｖとなる。すなわち、レーダ装置１０は、６素子の垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAのうち、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7}×d_Ｖとなる素子間隔の組み合わせを用いることによって、垂直方向における素子間隔が基本単位ｄ_Ｖである８素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなすことができ、高い角度分解能を有する到来方向推定ができる。 Here, the element spacing of any two different elements included in the vertical virtual linear array antenna VLA | y _A --y _B | (However, A and B each take an integer value of 1 to 6, and A ≠ B. Yes) is {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 9, 11} × d _V. In other words, the radar device 10, of the six-element vertical virtual line array antenna VLA, {1, 2, 3 , 4, 5, 6, 7} by using a combination of element spacing to be × d _V, vertical can element spacing in the direction regarded as virtually having the uniform linear array of 8 elements is a basic unit d _V, can DOA estimation with high angular resolution.

なお、レーダ装置１０は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 9, 11}×d_Ｖとなる素子間隔の組み合わせを用いることによって、垂直方向における基本単位ｄ_Ｖを２倍した素子間隔２ｄ_Ｖを含む１０素子の直線アレーと仮想的にみなして、到来方向推定を行ってもよい。この場合、１０素子の直線アレーを有するとみなしたレーダ装置１０は、基本単位ｄ_Ｖを素子間隔とする８素子の等間隔直線アレーと比較して、空間的なサイドローブが若干上昇するが、開口長が更に拡大するため、角度分解能を向上させることができる。 Incidentally, the radar device 10, {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 9, 11} by using a combination of element spacing to be × d _V, 2 times the basic unit d _V in the vertical direction a linear array of 10 elements including an element spacing 2d _V was regarded virtually may perform DOA estimation. In this case, the radar device 10 is regarded as having a linear array of 10 elements, as compared to the uniform linear array of 8 elements and element spacing basic unit d _V, but spatial sidelobe increases slightly, Since the aperture length is further expanded, the angular resolution can be improved.

例えば、レーダ装置１０は、ｄ_Ｖ＝０．５λでは、垂直方向±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定ができる。また、レーダ装置１０は、基本単位ｄ_Ｖを素子間隔とする８素子の等間隔直線アレーと仮想的にみなして到来方向推定を行う場合、アレー開口長が７ｄ_Ｖ＝３．５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約１１°となる。また、レーダ装置は、素子間隔２ｄ_Ｖを含む１０素子の直線アレーと仮想的にみなして到来方向推定を行う場合、アレー開口長が１１ｄ_Ｖ＝５．５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約７°となり、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現できる。 For example, the radar device 10, the d V ₌ 0.5 [lambda, may DOA estimation with reduced occurrence of grating lobes over a broad range of vertical ± 90 °. Further, the radar device 10, when performing virtually regarded by DOA estimation with uniform linear array of 8 elements and element spacing basic unit d _V, since the array aperture length is 7d V ₌ 3.5λ, The beam width BW is about 11 °. Moreover, the radar apparatus, when performing virtually regarded by DOA estimation with linear array of 10 elements including an element spacing 2d _V, since the array aperture length is 11d V ₌ 5.5λ, beam width BW is about 7 °, and high angular resolution of BW = 10 ° or less can be realized.

このように、レーダ装置１０は、ｄ_Ｖ＝０．５λでは、図１７Ａにおいて、|(Tx#2及びTx#3の垂直方向の素子間隔４ｄ_Ｖ)-(Rx#2及びRx#4の垂直方向素子間隔５ｄ_Ｖ)|＝ d_V≒0.5λ < 1λの条件Ｂ−３を満たす。これにより、図１７Ｂでは、仮想受信アレーの垂直方向の配置において、１λ以下の素子間隔（≒０．５λ）が１つ以上含まれる（図１７Ｂに示すVA#6及びVA#15の素子間隔、VA#15及びVA#5の素子間隔、）。図１７Ａを用いたレーダ装置１０は、垂直方向における基本単位ｄ_Ｖを素子間隔とする複数素子の直線アレーを有すると仮想的にみなすことができるため、高い角度分解能による到来方向推定ができる。 As described above, when d _V = 0.5λ, the radar device 10 has | (vertical element spacing 4d _{V of} Tx # 2 and Tx # 3)-(vertical of Rx # 2 and Rx # 4) in FIG. 17A. Directional element spacing 5d _V ) | = d _V ≈ 0.5λ <1λ Condition B-3 is satisfied. As a result, in FIG. 17B, one or more element spacings (≈0.5λ) of 1λ or less are included in the vertical arrangement of the virtual reception array (element spacings of VA # 6 and VA # 15 shown in FIG. 17B, VA # 15 and VA # 5 element spacing,). Radar device 10 using FIG. 17A, in order to to have a linear array of a plurality elements of the basic unit d _V in the vertical direction and the element spacing can be considered virtually can DOA estimation by high angular resolution.

このため、レーダ装置１０は、垂直方向及び水平方向の双方がサブアレーアンテナ構成の場合でも、垂直方向及び水平方向の仮想受信アレーの開口長を最大限拡大することができ、仮想受信アレーを用いることで、少ないアンテナ数による角度分解能の向上を可能とし、レーダ装置１０の小型化、低コスト化を図ることができる。 Therefore, the radar device 10 can maximize the opening length of the virtual reception array in the vertical direction and the horizontal direction even when both the vertical direction and the horizontal direction have a sub-array antenna configuration, and the virtual reception array is used. Therefore, it is possible to improve the angular resolution with a small number of antennas, and it is possible to reduce the size and cost of the radar device 10.

（実施の形態２のバリエーション４）
バリエーション３で説明したＭＩＭＯレーダにおけるアンテナ配置は、垂直方向及び水平方向にスタック配置してサブアレー化されたアレー素子の垂直方向のサイズが２ｄ_Ｖより小さく、かつ、水平方向のサイズが２ｄ_Ｈより小さければ適用可能である。 (Variation 4 of Embodiment 2)
Antenna arrangement in MIMO radar described in Variation 3, the vertical direction and the vertical size of the stack arranged to subarrays of been array elements in the horizontal direction is smaller than 2d _V, and the size of the horizontal direction is smaller than 2d _H Applicable.

一方で、レーダ装置１０は、垂直方向／水平方向にスタック配置してサブアレー化されたアレー素子の垂直方向／水平方向のサイズが２ｄ_Ｖ、２ｄ_Ｈより大きく、例えば、図１９に示すように垂直方向及び水平方向に３つのアンテナ素子をスタック配置してサブアレー化したアンテナ素子を用いる場合、以下に説明するアンテナ配置を用いればよい。以下では、垂直方向にスタック配置してサブアレー化されたアレー素子の垂直方向のサイズが３ｄ_Ｖより小さく、水平方向にスタック配置してサブアレー化されたアレー素子の水平方向のサイズが３ｄ_Ｈより小さければ適用可能であるアンテナ配置例について説明する。 On the other hand, the radar device 10, the vertical / horizontal size 2d V in the vertical direction / horizontal direction and stack disposed subarrays of been array elements _is greater than 2d _H, for example, vertically as shown in FIG. 19 When using an antenna element in which three antenna elements are arranged in a stack in the direction and the horizontal direction to form a sub-array, the antenna arrangement described below may be used. In the following, smaller than size 3d _V in the vertical direction of the array elements are subarrays of stuck arranged vertically, the horizontal size of the array elements which are sub-arrays by being stacked horizontally disposed is smaller than 3d _H An example of antenna arrangement that can be applied will be described.

図２０Ａは、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の配置例を示す。また、図２０Ｂは、図２０Ａに示すアンテナ配置によって得られる仮想受信アレーの配置を示す。 FIG. 20A shows an arrangement example of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202. Further, FIG. 20B shows the arrangement of the virtual reception array obtained by the antenna arrangement shown in FIG. 20A.

図２０Ａにおいて、送信アンテナTx#1〜Tx#4は、垂直方向に配置した３つのアンテナのうちの上端である送信アンテナTx#1を基点に、水平右方向に更に１つのアンテナを、垂直方向の素子間隔よりも狭い間隔によって、配置したパターンであり（Ｌ字を−１８０°回転）、受信アンテナRx#1〜Rx#4は、水平方向に配置した３つのアンテナのうちの右端である受信アンテナRx#3を基点に垂直上方向に更に１つのアンテナを、水平方向の素子間隔よりも狭い間隔によって、配置する（Ｌ字を−９０°回転）。 In FIG. 20A, the transmitting antennas Tx # 1 to Tx # 4 have one more horizontal right direction from the transmitting antenna Tx # 1, which is the upper end of the three vertically arranged antennas, in the vertical direction. The pattern is arranged by an interval narrower than the element interval of (L-shaped is rotated by -180 °), and the receiving antennas Rx # 1 to Rx # 4 are the right ends of the three horizontally arranged antennas. One more antenna is arranged vertically upward with the antenna Rx # 3 as a base point at a spacing narrower than the element spacing in the horizontal direction (L-shaped rotation of −90 °).

図２０Ａに示すアンテナ配置によって構成される、図２０Ｂに示す仮想受信アレーの配置は以下のような特徴を有する。 The arrangement of the virtual reception array shown in FIG. 20B, which is composed of the antenna arrangement shown in FIG. 20A, has the following features.

（１）水平方向
図２０Ａにおいて水平方向に素子間隔３ｄ_Ｈによって配置された２つの送信アンテナTx#1，Tx#4と、水平方向に素子間隔４ｄ_Ｈ、５ｄ_Ｈによって配置された３つの受信アンテナRx#1, Rx#2, Rx#3との水平位置関係から、条件Ａ−３を満たし、図２０Ｂに示す仮想受信アレーは、水平方向に素子間隔３ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈ、３ｄ_Ｈ、２ｄ_Ｈ、３ｄ_Ｈによって直線上に配置された６素子の水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを含む（図２０Ｂに示す破線で囲まれた、VA#1, VA#4, VA#5, VA#8, VA#9, VA#12）。 (1) Horizontal direction In FIG. 20A, two transmitting antennas Tx # 1 and Tx # 4 arranged horizontally with an element spacing of 3d _H and three receiving antennas arranged horizontally with an element spacing of 4d _H and 5d _H. from the horizontal positional relationship between the Rx # 1, Rx # 2, Rx # 3, satisfy the condition a-3, the virtual reception array shown in FIG. 20B, element spacing _3d H in the horizontal _{_{direction, d H, 3d H, 2d}} H Includes 6-element horizontal virtual linear array antenna HLA arranged linearly by 3d _H (VA # 1, VA # 4, VA # 5, VA # 8, VA, surrounded by broken lines as shown in FIG. 20B). # 9, VA # 12).

VA#1の水平位置を基準とする場合、水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを構成する６素子（VA#1, VA#4, VA#5, VA#8, VA#9, VA#12）の各々の水平座標（x₁,x₂, x₃, x₄, x₅, x₆）は、（x₁,x₂, x₃, x₄, x₅, x₆）= [0, 3 d_H, 4 d_H, 7 d_H, 9 d_H, 12 d_H]となる。 When the horizontal position of VA # 1 is used as a reference, the 6 elements (VA # 1, VA # 4, VA # 5, VA # 8, VA # 9, VA # 12) that make up the horizontal virtual linear array antenna HLA Each horizontal coordinate (x ₁ , x ₂ , x ₃ , x ₄ , x ₅ , x ₆ ) is (x ₁ , x ₂ , x ₃ , x ₄ , x ₅ , x ₆ ) = [0, 3 d _H , 4 d _H , 7 d _H , 9 d _H , 12 d _H ].

ここで、水平方向仮想直線アレーアンテナHLAに含まれる任意の異なる２つの素子の素子間隔|x_A- x_B|（ただし、A,Bは各々１から６の整数値をとり、A≠Bである）は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 12}×d_Hとなる。すなわち、レーダ装置１０は、６素子の水平方向仮想直線アレーアンテナHLAのうち、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9}×d_Hとなる素子間隔の組み合わせを用いることによって、水平方向における素子間隔が基本単位ｄ_Ｈである１０素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなすことができ、高い角度分解能を有する到来方向推定ができる。 Here, the element spacing of any two different elements included in the horizontal virtual linear array antenna HLA | x _A --x _B | (However, A and B each take an integer value of 1 to 6, and A ≠ B. Yes) is {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 12} × d _H. That is, the radar device 10 uses a combination of element spacings of {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9} × d _H among the 6 elements of the horizontal virtual linear array antenna HLA. it makes it possible to to have a uniform linear array of 10 elements element spacing in the horizontal direction is the basic unit of d _H regarded virtually can DOA estimation with high angular resolution.

なお、レーダ装置１０は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 12}×d_Hとなる素子間隔の組み合わせを用いることによって、水平方向における基本単位ｄ_Ｈを３倍した素子間隔３ｄ_Ｈを含む１１素子の直線アレーを有すると仮想的にみなして、到来方向推定を行ってもよい。この場合、１１素子の直線アレーを有するとみなしたレーダ装置１０は、基本単位ｄ_Ｈを素子間隔とする１０素子の等間隔直線アレーと比較して、空間的なサイドローブが若干上昇するが、開口長が更に拡大するため、角度分解能を向上させることができる。 The radar device 10 uses a combination of element spacings of {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 12} × d _H to set the basic unit d _H in the horizontal direction. to have 11 linear array of elements including a 3 times the element spacing 3d _H regarded virtually may perform DOA estimation. In this case, the radar device 10 is regarded as having a linear array of 11 elements, as compared to the uniform linear array of 10 elements and element spacing basic unit d _H, but spatial sidelobe increases slightly, Since the aperture length is further expanded, the angular resolution can be improved.

例えば、レーダ装置１０は、ｄ_Ｈ＝０．５λでは、水平方向±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定ができる。また、レーダ装置１０は、基本単位ｄ_Ｈを素子間隔とする１０素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなして到来方向推定を行う場合、アレー開口長が９ｄ_Ｈ＝４．５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約９°となり、ビーム幅ＢＷが約７°となり、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現できる。また、レーダ装置１０は、素子間隔３ｄ_Ｈを含む１１素子の直線アレーを有すると仮想的にみなして到来方向推定を行う場合、アレー開口長が１２ｄ_Ｖ＝６λとなるため、ビーム幅ＢＷが約７°となり、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現できる。 For example, at d _H = 0.5λ, the radar device 10 can estimate the arrival direction in which the occurrence of grating lobes is suppressed over a wide range of ± 90 ° in the horizontal direction. Further, the radar device 10, when performing virtually regarded by DOA estimated to have a uniform linear array of 10 elements and element spacing basic unit d _H, array aperture length is 9d H ₌ 4.5λ Therefore, the beam width BW is about 9 °, the beam width BW is about 7 °, and a high angular resolution of BW = 10 ° or less can be realized. Further, the radar device 10, when performing virtually regarded by DOA estimated to have a linear array of 11 elements including an element spacing 3d _H, since the array aperture length is 12d V ₌ 6λ, beam width BW is about It becomes 7 °, and a high angular resolution of BW = 10 ° or less can be realized.

（２）垂直方向
図２０Ａにおいて、垂直方向に素子間隔４ｄ_Ｖ、５ｄ_Ｖによって配置された３つの送信アンテナTx#1，Tx#2，Tx#3と、垂直方向に素子間隔３ｄ_Ｖによって配置された２つの受信アンテナRx#3, Rx#4との垂直位置関係から、条件Ｂ−３を満たし、図２０Ｂに示す仮想受信アレーは、垂直方向に素子間隔３ｄ_Ｖ、２ｄ_Ｖ、３ｄ_Ｖ、ｄ_Ｖ、３ｄ_Ｖによって直線上に配置された６素子の垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを含む（図２０Ｂに示す破線で囲まれた、VA#11, VA#15, VA#10, VA#14, VA#9, VA#13）。 (2) Vertical direction In FIG. 20A, the three transmitting antennas Tx # 1, Tx # 2, and Tx # 3 arranged in the vertical direction with the element spacing of 4d _V and 5d _V , and the element spacing of 3d _{V in the} vertical direction. Condition B-3 is satisfied from the vertical positional relationship with the two receiving antennas Rx # 3 and Rx # 4, and the virtual receiving array shown in FIG. 20B has element spacings of 3d _V , 2d _V , 3d _V , d in the vertical direction. Includes a 6-element vertical virtual linear array antenna VLA arranged linearly by _V , 3d _V (VA # 11, VA # 15, VA # 10, VA # 14, surrounded by a broken line as shown in FIG. 20B). VA # 9, VA # 13).

VA#11の垂直位置を基準とする場合、垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを構成する６素子（VA#11, VA#15, VA#10, VA#14, VA#9, VA#13）の各々の垂直座標（y₁,y₂, y₃, y₄, y₅, y₆）は、（y₁,y₂, y₃, y₄, y₅, y₆）＝ [0, 3 d_V, 5 d_V, 8 d_V, 9 d_V, 12 d_V]となる。 When the vertical position of VA # 11 is used as a reference, the 6 elements (VA # 11, VA # 15, VA # 10, VA # 14, VA # 9, VA # 13) that make up the vertical virtual linear array antenna VLA The vertical coordinates (y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ , y ₅ , y ₆ ) are (y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ , y ₅ , y ₆ ) = [0, 3 d. _V , 5 d _V , 8 d _V , 9 d _V , 12 d _V ].

なお、レーダ装置１０は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 12}×d_Ｖとなる素子間隔の組み合わせを用いることによって、垂直方向における基本単位ｄ_Ｖを３倍した素子間隔３ｄ_Ｖを含む１１素子の直線アレーを有すると仮想的にみなして、到来方向推定を行ってもよい。この場合、１１素子の直線アレーを有するとみなしたレーダ装置１０は、基本単位ｄ_Ｖを素子間隔とする１０素子の等間隔直線アレーと比較して、空間的なサイドローブが若干上昇するが、開口長が更に拡大するため、角度分解能を向上させることができる。 The radar device 10 uses a combination of element spacings of {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 12} × d _V to set the basic unit d _V in the vertical direction. 3 times the regarded virtually as having 11 linear array of elements including an element spacing 3d _V, it may be performed DOA estimation. In this case, the radar device 10 is regarded as having a linear array of 11 elements, as compared to the uniform linear array of 10 elements and element spacing basic unit d _V, but spatial sidelobe increases slightly, Since the aperture length is further expanded, the angular resolution can be improved.

例えば、レーダ装置１０は、ｄ_Ｖ＝０．５λでは、垂直方向±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定ができる。また、レーダ装置１０は、基本単位ｄ_Ｖを素子間隔とする１０素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなして到来方向推定を行う場合、アレー開口長が９ｄ_Ｖ＝４．５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約９°となり、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現できる。また、レーダ装置１０は、素子間隔３ｄ_Ｖを含む１１素子の直線アレーを有すると仮想的にみなして到来方向推定を行う場合、アレー開口長が１２ｄ_Ｖ＝６λとなるため、ビーム幅ＢＷが約７°となり、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現できる。 For example, the radar device 10, the d V ₌ 0.5 [lambda, may DOA estimation with reduced occurrence of grating lobes over a broad range of vertical ± 90 °. Further, the radar device 10, when performing virtually regarded by DOA estimated to have a uniform linear array of 10 elements and element spacing basic unit d _V, the array aperture length is 9d V ₌ 4.5λ Therefore, the beam width BW is about 9 °, and a high angular resolution of BW = 10 ° or less can be realized. Further, the radar device 10, when performing virtually regarded by DOA estimated to have a linear array of 11 elements including an element spacing 3d _V, since the array aperture length is 12d V ₌ 6λ, beam width BW is about It becomes 7 °, and a high angular resolution of BW = 10 ° or less can be realized.

（実施の形態２のバリエーション５）
実施の形態２において、水平方向又は垂直方向の何れか一方の角度分解能として１０°程度の高い分解能が必要でない場合、送信アンテナ１０６の素子数又は受信アンテナ２０２の素子数を３素子としてもよい。 (Variation 5 of Embodiment 2)
In the second embodiment, when a high resolution of about 10 ° is not required as the angular resolution in either the horizontal direction or the vertical direction, the number of elements of the transmitting antenna 106 or the number of elements of the receiving antenna 202 may be three.

以下では、一例として、垂直方向の角度分解能として高い分解能が要求されない場合に、送信アンテナ１０６の素子数を３素子とし、受信アンテナ２０２の素子数を４素子とする場合について説明する。 In the following, as an example, a case where the number of elements of the transmitting antenna 106 is 3 elements and the number of elements of the receiving antenna 202 is 4 elements will be described when high resolution is not required as the angular resolution in the vertical direction.

また、アレー素子を垂直及び水平方向にスタック配置することで、アレー素子のサイズが縦横１波長（１λ）以上になる場合のMIMOアレー配置を用いる。 Further, by stacking the array elements in the vertical and horizontal directions, the MIMO array arrangement is used when the size of the array elements is one wavelength (1λ) or more in the vertical and horizontal directions.

図２１Ａは、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の配置例を示す。また、図２１Ｂは、図２１Ａに示すアンテナ配置によって得られる仮想受信アレーの配置を示す。 FIG. 21A shows an arrangement example of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202. Further, FIG. 21B shows the arrangement of the virtual reception array obtained by the antenna arrangement shown in FIG. 21A.

図２１Ａにおいて、３個の送信アンテナ１０６をTx#1〜Tx#3で表し、４個の受信アンテナ２０２をRx#1〜Rx#4で表す。図２１Ａにおいて、送信アンテナTx#1〜Tx#3は、垂直方向に配置した２つのアンテナのうちの上端である送信アンテナTx#1を基点に、水平右方向に更に１つのアンテナを、垂直方向の素子間隔よりも広い間隔によって、配置したパターンであり（Ｌ字を＋９０°回転）、受信アンテナRx#1〜Rx#4は、水平方向に配置した３つのアンテナのうちの中央である受信アンテナRx#2を基点に、垂直上方向に更に１つのアンテナを、水平方向の素子間隔よりも狭い間隔によって配置する（Ｔ字を１８０°回転）。 In FIG. 21A, the three transmitting antennas 106 are represented by Tx # 1 to Tx # 3, and the four receiving antennas 202 are represented by Rx # 1 to Rx # 4. In FIG. 21A, the transmitting antennas Tx # 1 to Tx # 3 have one more horizontal horizontal direction from the transmitting antenna Tx # 1, which is the upper end of the two vertically arranged antennas, in the vertical direction. The pattern is arranged by an interval wider than the element interval of (L-shaped is rotated by + 90 °), and the receiving antennas Rx # 1 to Rx # 4 are the receiving antennas that are the center of the three horizontally arranged antennas. With Rx # 2 as the base point, one more antenna is arranged in the vertical upward direction at a distance narrower than the element spacing in the horizontal direction (T-shape is rotated by 180 °).

また、本バリエーションに係る送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の配置では、実施の形態１で説明した制約条件のうち、Ａ−１、Ｂ−１以外の、Ａ−２、Ｂ−２を満たすものとする。 Further, in the arrangement of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 according to this variation, among the constraint conditions described in the first embodiment, A-2 and B-2 other than A-1 and B-1 are satisfied. To do.

図２１Ａに示すアンテナ配置によって構成される、図２１Ｂに示す仮想受信アレーの配置は以下のような特徴を有する。 The arrangement of the virtual reception array shown in FIG. 21B, which is composed of the antenna arrangement shown in FIG. 21A, has the following features.

（１）水平方向
図２１Ａにおいて水平方向に素子間隔５ｄ_Ｈによって配置された２つの送信アンテナTx#1，Tx#3と、水平方向に素子間隔４ｄ_Ｈ、２ｄ_Ｈによって配置された３つの受信アンテナRx#1, Rx#2, Rx#3との水平位置関係から、条件Ａ−３を満たし、図２１Ｂに示す仮想受信アレーは、水平方向に素子間隔４ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈ、３ｄ_Ｈ、２ｄ_Ｈによって直線上に配置された６素子の水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを含む（図２１Ｂに示す破線で囲まれた、VA#1, VA#4, VA#3, VA#7, VA#6, VA#9）。 (1) Horizontal direction In FIG. 21A, two transmitting antennas Tx # 1 and Tx # 3 arranged horizontally with an element spacing of 5d _H and three receiving antennas arranged horizontally with an element spacing of 4d _H and 2d _H. from the horizontal positional relationship between the Rx # 1, Rx # 2, Rx # 3, satisfy the condition a-3, the virtual reception array shown in FIG. 21B, element spacing _4d H in the horizontal _{_{direction, d H, d H, 3d}} H Includes a 6-element horizontal virtual linear array antenna HLA arranged linearly by 2d _H (VA # 1, VA # 4, VA # 3, VA # 7, VA, surrounded by a broken line shown in FIG. 21B). # 6, VA # 9).

VA#1の水平位置を基準とする場合、水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを構成する６素子（VA#1, VA#4, VA#3, VA#7, VA#6, VA#9）の各々の水平座標（x₁,x₂, x₃, x₄, x₅, x₆）は、（x₁,x₂, x₃, x₄, x₅, x₆）= [0, 4 d_H, 5 d_H, 6 d_H, 9 d_H, 11 d_H]となる。 When the horizontal position of VA # 1 is used as a reference, the 6 elements (VA # 1, VA # 4, VA # 3, VA # 7, VA # 6, VA # 9) that make up the horizontal virtual linear array antenna HLA Each horizontal coordinate (x ₁ , x ₂ , x ₃ , x ₄ , x ₅ , x ₆ ) is (x ₁ , x ₂ , x ₃ , x ₄ , x ₅ , x ₆ ) = [0, 4 d _H , 5 d _H , 6 d _H , 9 d _H , 11 d _H ].

例えば、レーダ装置１０は、ｄ_Ｈ＝０．５λでは、水平方向±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定ができる。また、レーダ装置１０は、基本単位ｄ_Ｈを素子間隔とする８素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなして到来方向推定を行う場合、アレー開口長が７ｄ_Ｈ＝３．５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約１１°となる。また、素子間隔２ｄ_Ｈを含む１０素子の直線アレーを有すると仮想的にみなして到来方向推定を行う場合、アレー開口長が１１ｄ_Ｖ＝５．５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約７°となり、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現できる。 For example, at d _H = 0.5λ, the radar device 10 can estimate the arrival direction in which the occurrence of grating lobes is suppressed over a wide range of ± 90 ° in the horizontal direction. Further, when the radar device 10 virtually assumes that it has an equidistant linear array of eight elements with the basic unit d _H as the element spacing and estimates the arrival direction, the array opening length is 7 d _H = 3.5 λ. Therefore, the beam width BW is about 11 °. Also, when performing virtually regarded by DOA estimated to have a linear array of 10 elements including an element spacing 2d _H, since the array aperture length is 11d V ₌ 5.5λ, the beam width BW is next approximately 7 ° , BW = 10 ° or less high angular resolution can be realized.

（２）垂直方向
図２１Ａにおいて、垂直方向に素子間隔２ｄ_Ｖによって配置された２つの送信アンテナTx#1，Tx#2と、垂直方向に素子間隔３ｄ_Ｖによって配置された２つの受信アンテナRx#2, Rx#4との垂直位置関係から、条件Ｂ−３を満たし、図２１Ｂに示す仮想受信アレーは、垂直方向に素子間隔２ｄ_Ｖ、ｄ_Ｖ、２ｄ_Ｖによって直線上に配置された４素子の垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを含む（図２１Ｂに示す破線で囲まれた、VA#5, VA#4, VA#11, VA#10）。 (2) in the vertical direction Figure 21A, a vertical two placed by element spacing 2d _V to the transmission antenna Tx # 1, Tx # 2, 2 two reception vertically disposed by the element spacing 3d _V antennas Rx # 2, Rx # from the vertical positional relationship between the 4, satisfies the condition B-3, the virtual reception array shown in FIG. 21B, a direction perpendicular to the element spacing 2d _{V, d} _V, 4 elements arranged in a straight line by 2d _V Includes the vertical virtual linear array antenna VLA (VA # 5, VA # 4, VA # 11, VA # 10 surrounded by the broken line shown in FIG. 21B).

VA#5の垂直位置を基準とする場合、垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを構成する４素子（VA#5, VA#4, VA#11, VA#10）の各々の垂直座標（y₁,y₂, y₃, y₄）は、（y₁,y₂, y₃, y₄）＝ [0, 2 d_V, 3 d_V, 5 d_V]となる。 When the vertical position of VA # 5 is used as a reference, the vertical coordinates (y ₁ , VA # 10) of each of the four elements (VA # 5, VA # 4, VA # 11, VA # 10) that make up the vertical virtual linear array antenna VLA y ₂ , y ₃ , y ₄ ) is (y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ ) = [0, 2 d _V , 3 d _V , 5 d _V ].

ここで、垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAに含まれる任意の異なる２つの素子の素子間隔|y_A- y_B|（ただし、A,Bは各々１から４の整数値をとり、A≠Bである）は、{1, 2, 3, 5}×d_Ｖとなる。すなわち、レーダ装置１０は、４素子の垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAのうち、{1, 2, 3}×d_Ｖとなる素子間隔の組み合わせを用いることによって、垂直方向における基本単位ｄ_Ｖを素子間隔とする４素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなすことができ、高い角度分解能による到来方向推定ができる。 Here, the element spacing of any two different elements included in the vertical virtual linear array antenna VLA | y _A --y _B | (However, A and B each take an integer value of 1 to 4, and A ≠ B. Yes) is {1, 2, 3, 5} × d _V. In other words, the radar device 10, 4 of the vertical direction virtual linear array antenna VLA elements, {1, 2, 3} × by using a combination of d _V become element spacing, element base unit d _V in the vertical direction It can be virtually regarded as having an evenly spaced linear array of four elements as intervals, and the direction of arrival can be estimated with high angular resolution.

なお、レーダ装置１０は、{1, 2, 3, 5}×d_Ｖとなる素子間隔の組み合わせを用いることによって、垂直方向における基本単位ｄ_Ｖを２倍した素子間隔２ｄ_Ｖを含む５素子の直線アレーを有すると仮想的にみなして、到来方向推定を行ってもよい。この場合、５素子の直線アレーを有するとみなしたレーダ装置１０は、基本単位ｄ_Ｖを素子間隔とする４素子の等間隔直線アレーと比較して、空間的なサイドローブが若干上昇するが、開口長が更に拡大するため、角度分解能を向上させることができる。 Incidentally, the radar device 10, {1, 2, 3, 5} × by using a combination of d _V become element spacing, the basic unit d _V in the vertical direction of the five-element containing twice the element spacing 2d _V The direction of arrival may be estimated by virtually assuming that the array is straight. In this case, the radar device 10 is regarded as having a linear array of 5 elements, as compared to the uniform linear array of 4 elements which the basic unit d _V and element spacing, but spatial sidelobe increases slightly, Since the aperture length is further expanded, the angular resolution can be improved.

例えば、レーダ装置１０は、ｄ_Ｖ＝０．５λでは、垂直方向±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定ができる。また、レーダ装置１０は、素子間隔２ｄ_Ｖを含む５素子の直線アレーを有すると仮想的にみなして到来方向推定を行う場合、アレー開口長が５ｄ_Ｖ＝２．５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約１６°となる。 For example, the radar device 10, the d V ₌ 0.5 [lambda, may DOA estimation with reduced occurrence of grating lobes over a broad range of vertical ± 90 °. Further, the radar device 10, when performing virtually regarded by DOA estimated to have a linear array of 5 elements including an element spacing 2d _V, since the array aperture length is 5d V ₌ 2.5λ, beam width BW Is about 16 °.

（実施の形態２のバリエーション６）
実施の形態２において、受信アンテナ２０２の素子数として５素子以上用いるレーダ装置１０では、送信アンテナ１０６の素子数を３素子としてもよい。又は、送信アンテナ１０６の素子数として５素子以上用いるレーダ装置１０では、受信アンテナ２０２の素子数を３素子としてもよい。 (Variation 6 of Embodiment 2)
In the second embodiment, in the radar device 10 using 5 or more elements of the receiving antenna 202, the number of elements of the transmitting antenna 106 may be 3 elements. Alternatively, in the radar device 10 that uses 5 or more elements of the transmitting antenna 106, the number of elements of the receiving antenna 202 may be 3 elements.

また、アレー素子を垂直及び水平方向にスタック配置することで、アレー素子のサイズが縦横１波長（１λ）程度になるMIMOアレー配置を用いて説明する。 Further, a MIMO array arrangement in which the size of the array elements is about one wavelength (1λ) in the vertical and horizontal directions by stacking the array elements in the vertical and horizontal directions will be described.

図２２Ａは、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の配置例を示す。また、図２２Ｂは、図２２Ａに示すアンテナ配置によって得られる仮想受信アレーの配置を示す。 FIG. 22A shows an arrangement example of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202. Further, FIG. 22B shows the arrangement of the virtual reception array obtained by the antenna arrangement shown in FIG. 22A.

図２２Ａにおいて、３個の送信アンテナ１０６をTx#1〜Tx#3で表し、５個の受信アンテナ２０２をRx#1〜Rx#5で表す。図２２Ａにおいて、送信アンテナTx#1〜Tx#3は、垂直方向に配置した３つのアンテナのうちの上端である送信アンテナTx#1を基点に、水平右方向に更に１つのアンテナを配置したパターンである（Ｌ字を＋９０°回転）、
受信アンテナRx#1〜Rx#5は、水平方向に配置した３つのアンテナのうちの中央である受信アンテナRx#3を基点に垂直上下方向にそれぞれ１つのアンテナを配置する（十字型）。なお、受信アンテナRx#1〜Rx#5の配置は十字配置に限定されるものではなく、Ｌ字配置でも、Ｔ字配置でもよい（例えば、後述する図２４Ａ〜図２４Ｆを参照）。 In FIG. 22A, the three transmitting antennas 106 are represented by Tx # 1 to Tx # 3, and the five receiving antennas 202 are represented by Rx # 1 to Rx # 5. In FIG. 22A, the transmitting antennas Tx # 1 to Tx # 3 have a pattern in which one antenna is further arranged in the horizontal right direction with the transmitting antenna Tx # 1, which is the upper end of the three antennas arranged in the vertical direction, as a base point. (L-shaped rotation + 90 °),
For the receiving antennas Rx # 1 to Rx # 5, one antenna is arranged vertically and vertically with respect to the receiving antenna Rx # 3, which is the center of the three antennas arranged in the horizontal direction (cross shape). The arrangement of the receiving antennas Rx # 1 to Rx # 5 is not limited to the cross arrangement, and may be an L-shaped arrangement or a T-shaped arrangement (see, for example, FIGS. 24A to 24F described later).

図２２Ａに示すアンテナ配置によって構成される、図２２Ｂに示す仮想受信アレーの配置は以下のような特徴を有する。 The arrangement of the virtual reception array shown in FIG. 22B, which is composed of the antenna arrangement shown in FIG. 22A, has the following features.

（１）水平方向
図２２Ａにおいて水平方向に素子間隔５ｄ_Ｈによって配置された２つの送信アンテナTx#1，Tx#3と、水平方向に素子間隔４ｄ_Ｈ、２ｄ_Ｈによって配置された３つの受信アンテナRx#2, Rx#3, Rx#4との水平位置関係から、条件Ａ−３を満たし、図２２Ｂに示す仮想受信アレーは、水平方向に素子間隔４ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈ、ｄ_Ｈ、３ｄ_Ｈ、２ｄ_Ｈによって直線上に配置された６素子の水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを含む（図２２Ｂに示す破線で囲まれた、VA#4, VA#7, VA#6, VA#10, VA#9, VA#12）。 (1) Horizontal direction In FIG. 22A, two transmitting antennas Tx # 1 and Tx # 3 arranged horizontally with an element spacing of 5d _H and three receiving antennas arranged horizontally with an element spacing of 4d _H and 2d _H. from the horizontal positional relationship between the Rx # 2, Rx # 3, Rx # 4, satisfy the conditions a-3, the virtual reception array shown in FIG. 22B, element spacing _4d H in the horizontal _{_{direction, d H, d H, 3d}} H Includes 6-element horizontal virtual linear array antenna HLA arranged linearly by 2d _H (VA # 4, VA # 7, VA # 6, VA # 10, VA, surrounded by broken lines shown in FIG. 22B). # 9, VA # 12).

VA#4の水平位置を基準とする場合、水平方向仮想直線アレーアンテナHLAを構成する６素子（VA#4, VA#7, VA#6, VA#10, VA#9, VA#12）の各々の水平座標（x₁,x₂, x₃, x₄, x₅, x₆）は、（x₁,x₂, x₃, x₄, x₅, x₆）= [0, 4 d_H, 5 d_H, 6 d_H, 9 d_H, 11 d_H]となる。 When the horizontal position of VA # 4 is used as a reference, the 6 elements (VA # 4, VA # 7, VA # 6, VA # 10, VA # 9, VA # 12) that make up the horizontal virtual linear array antenna HLA Each horizontal coordinate (x ₁ , x ₂ , x ₃ , x ₄ , x ₅ , x ₆ ) is (x ₁ , x ₂ , x ₃ , x ₄ , x ₅ , x ₆ ) = [0, 4 d _H , 5 d _H , 6 d _H , 9 d _H , 11 d _H ].

ここで、水平方向仮想直線アレーアンテナHLAに含まれる任意の異なる２つの素子の素子間隔|x_A- x_B|（ただし、A,Bは各々１から６の整数値をとり、A≠Bである）は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 9, 11}×d_Hとなる。すなわち、レーダ装置１０は、６素子の水平方向仮想直線アレーアンテナHLAのうち、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7}×d_Hとなる素子間隔の組み合わせを用いることによって、水平方向における基本単位ｄ_Ｈを素子間隔とする８素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなすことができ、高い角度分解能による到来方向推定ができる。 Here, the element spacing of any two different elements included in the horizontal virtual linear array antenna HLA | x _A --x _B | (However, A and B each take an integer value of 1 to 6, and A ≠ B. Yes) is {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 9, 11} × d _H. That is, the radar device 10 is horizontal by using a combination of element spacings of {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7} × d _H among the 6 elements of the horizontal virtual linear array antenna HLA. can to have an 8 element uniform linear array of which the basic unit d _H in the direction the element spacing regarded virtually can DOA estimation by high angular resolution.

例えば、レーダ装置１０は、ｄ_Ｈ＝０．５λでは、水平方向±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定ができる。また、レーダ装置１０は、基本単位ｄ_Ｈを素子間隔とする８素子を含む等間隔直線アレーと仮想的にみなして到来方向推定を行う場合、アレー開口長が７ｄ_Ｈ＝３．５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約１１°となる。またレーダ装置１０は、素子間隔２ｄ_Ｈを含む１０素子の直線アレーと仮想的にみなして到来方向推定を行う場合、アレー開口長が１１ｄ_Ｖ＝５．５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約７°となり、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現できる。 For example, at d _H = 0.5λ, the radar device 10 can estimate the arrival direction in which the occurrence of grating lobes is suppressed over a wide range of ± 90 ° in the horizontal direction. Further, when the radar device 10 virtually regards the arrival direction as an equidistant linear array including eight elements having the basic unit d _H as the element spacing, the array opening length is 7 d _H = 3.5 λ. , The beam width BW is about 11 °. The radar device 10, when performing virtually regarded by DOA estimation with linear array of 10 elements including an element spacing 2d _H, since the array aperture length is 11d V ₌ 5.5λ, beam width BW is about 7 °, and high angular resolution of BW = 10 ° or less can be realized.

（２）垂直方向
図２２Ａにおいて、垂直方向に素子間隔５ｄ_Ｖによって配置された２つの送信アンテナTx#1，Tx#2と、垂直方向に素子間隔２ｄ_Ｖ、４ｄ_Ｖによって配置された３つの受信アンテナRx#1, Rx#3, Rx#5との垂直位置関係から、条件Ｂ−３を満たし、図２２Ｂに示す仮想受信アレーは、垂直方向に素子間隔２ｄ_Ｖ、３ｄ_Ｖ、ｄ_Ｖ、ｄ_Ｖ、４ｄ_Ｖによって直線上に配置された６素子の垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを含む（図２２Ｂに示す破線で囲まれた、VA#2, VA#8, VA#1, VA#14, VA#7, VA#13）。 (2) in the vertical direction Figure 22A, and the two arranged by element spacing 5d _V in the vertical direction transmission antenna Tx # 1, Tx # 2, 3 one receive arranged vertically element spacing 2d _V, by 4d _V Condition B-3 is satisfied from the vertical positional relationship with the antennas Rx # 1, Rx # 3, and Rx # 5, and the virtual reception array shown in FIG. 22B has element spacings of 2d _V , 3d _V , d _V , and d in the vertical direction. _V, surrounded by a broken line shown in (FIG. 22B including the vertical virtual linear array antenna VLA six elements arranged in a straight line by _{4d V, VA # 2, VA} # 8, VA # 1, VA # 14, VA # 7, VA # 13).

VA#2の垂直位置を基準とする場合、垂直方向仮想直線アレーアンテナVLAを構成する６素子（VA#2, VA#8, VA#1, VA#14, VA#7, VA#13）の各々の垂直座標（y₁,y₂, y₃, y₄, y₅, y₆）は、（y₁,y₂, y₃, y₄, y₅, y₆）＝ [0, 2 d_V, 5 d_V, 6 d_V, 7 d_V, 11 d_V]となる。 When the vertical position of VA # 2 is used as a reference, the 6 elements (VA # 2, VA # 8, VA # 1, VA # 14, VA # 7, VA # 13) that make up the vertical virtual linear array antenna VLA The vertical coordinates (y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ , y ₅ , y ₆ ) are (y ₁ , y ₂ , y ₃ , y ₄ , y ₅ , y ₆ ) = [0, 2 d. _V , 5 d _V , 6 d _V , 7 d _V , 11 d _V ].

なお、レーダ装置１０は、{1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 9, 11}×d_Ｖとなる素子間隔の組み合わせを用いることによって、垂直方向において基本単位ｄ_Ｖと基本単位ｄ_Ｖを２倍した素子間隔２ｄ_Ｖとを含む１０素子の直線アレーを有すると仮想的にみなして、到来方向推定を行ってもよい。この場合、１０素子の直線アレーを有するとみなしたレーダ装置１０は、基本単位ｄ_Ｖを素子間隔とする８素子の等間隔直線アレーと比較して、空間的なサイドローブが若干上昇するが、開口長が更に拡大するため、メインビームが鋭くなり、角度分解能を向上させることができる。 The radar device 10 uses a combination of element spacings of {1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 9, 11} × d _V to form a basic unit d _V and a basic unit in the vertical direction. the d _V regarded virtually as having a linear array of 10 elements including the twice the element spacing 2d _V, may be performed DOA estimation. In this case, the radar device 10 is regarded as having a linear array of 10 elements, as compared to the uniform linear array of 8 elements and element spacing basic unit d _V, but spatial sidelobe increases slightly, Since the aperture length is further expanded, the main beam becomes sharp and the angular resolution can be improved.

例えば、レーダ装置１０は、ｄ_Ｖ＝０．５λでは、垂直方向±90°の範囲の広範囲に渡ってグレーティングローブの発生を抑えた到来方向推定ができる。また、レーダ装置１０は、基本単位ｄ_Ｖを素子間隔とする８素子の等間隔直線アレーを有すると仮想的にみなして到来方向推定を行う場合、アレー開口長が７ｄ_Ｖ＝３．５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約１１°となる。また、レーダ装置１０は、素子間隔２ｄ_Ｖを含む１０素子の直線アレーを有すると仮想的にみなして到来方向推定を行う場合、アレー開口長が１１ｄ_Ｖ＝５．５λとなるため、ビーム幅ＢＷが約７°となり、ＢＷ＝１０°以下の高い角度分解能を実現できる。 For example, the radar device 10, the d V ₌ 0.5 [lambda, may DOA estimation with reduced occurrence of grating lobes over a broad range of vertical ± 90 °. Further, the radar device 10, when performing virtually regarded by DOA estimated to have a uniform linear array of 8 elements and element spacing basic unit d _V, the array aperture length is 7d V ₌ 3.5λ Therefore, the beam width BW is about 11 °. Further, the radar device 10, when performing virtually regarded by DOA estimated to have a linear array of 10 elements including an element spacing 2d _V, since the array aperture length is 11d V ₌ 5.5λ, beam width BW Is about 7 °, and high angular resolution of BW = 10 ° or less can be realized.

以上、本開示の一態様に係る実施の形態について説明した。 The embodiment according to one aspect of the present disclosure has been described above.

なお、上記実施の形態、及び、各バリエーションに係る動作を適宜組み合わせて実施してもよい。 In addition, the above-described embodiment and the operations related to each variation may be combined as appropriate.

［他の実施の形態］
（１）送信アンテナ１０６を４素子、受信アンテナ２０２を４素子としたレーダ装置１０のアンテナ配置は、図７Ａ、図９Ａ、図１３Ａ、図１５Ａ〜図２０Ａに示すアンテナ配置に限らない。 [Other embodiments]
(1) The antenna arrangement of the radar device 10 having four elements of the transmitting antenna 106 and four elements of the receiving antenna 202 is not limited to the antenna arrangement shown in FIGS. 7A, 9A, 13A, and 15A to 20A.

例えば、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の各々の配置をＬ字型又はＴ字型の何れかとした配置の組み合わせでもよい。これによって、上記実施の形態と同様に、仮想受信アレーの垂直方向／水平方向によって構成される開口面を最大化する効果を得ることができる。また、送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の各々の配置をＬ字型又はＴ字型を上下反転させた配置、左右反転させた配置としてもよい。 For example, a combination of arrangements in which the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 are arranged in either an L-shape or a T-shape may be used. Thereby, as in the above embodiment, the effect of maximizing the opening surface formed by the vertical direction / horizontal direction of the virtual reception array can be obtained. Further, the arrangement of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 may be arranged by inverting the L-shape or the T-shape upside down, or inverting the arrangement horizontally.

図２３Ａ〜図２３Ｆは、水平方向に２素子、垂直方向に３素子を構成する４素子の送信アンテナ１０６として等価の効果を得られるアンテナ配置の一例を示す。図２３Ａ〜図２３Ｆに示すように、Ｌ字型配置（図２３Ｃ）、Ｌ字を上下反転した配置（図２３Ａ）、Ｌ字を180°回転した配置（図２３Ｄ）、Ｌ字を左右反転した配置（図２３Ｆ）、Ｔ字を＋90°回転した配置（図２３Ｅ）、Ｔ字を−90°回転した配置（図２３Ｂ）としてもよい。 23A to 23F show an example of an antenna arrangement that can obtain an equivalent effect as a transmission antenna 106 having four elements constituting two elements in the horizontal direction and three elements in the vertical direction. As shown in FIGS. 23A to 23F, the L-shaped arrangement (FIG. 23C), the L-shaped inverted arrangement (FIG. 23A), the L-shaped rotated 180 ° (FIG. 23D), and the L-shaped inverted left and right. The arrangement (FIG. 23F), the arrangement in which the T-shape is rotated by + 90 ° (FIG. 23E), and the arrangement in which the T-shape is rotated by −90 ° (FIG. 23B) may be used.

また、送信アンテナ１０６の素子数は４素子に限定されない。また、図２３Ａ〜図２３Ｆに示す送信アンテナ１０６において、垂直方向の直線上に並ぶ３素子の素子間隔α、βを入れ替えても同様な効果が得られる。すなわち、素子＃１と素子＃２の素子間隔αd_V及び素子＃２と素子＃３の素子間隔βd_Vを、素子＃１と素子＃２の素子間隔βd_V及び素子＃２と素子＃３の素子間隔αd_Vに入れ替えても同様な効果が得られる。 Further, the number of elements of the transmitting antenna 106 is not limited to four. Further, in the transmitting antenna 106 shown in FIGS. 23A to 23F, the same effect can be obtained by exchanging the element intervals α and β of the three elements arranged in a straight line in the vertical direction. That is, the element # 1 and the element spacing between elements .beta.d _V of # 2 of the element spacing .alpha.d _V and elements # 2 and device # 3, the element # 1 and the element # 2 of element spacing .beta.d _V and elements # 2 and device # 3 The same effect can be obtained by replacing the element spacing with α d _V.

図２４Ａ〜図２４Ｆは、水平方向に３素子、垂直方向に２素子を構成する４素子の受信アンテナ２０２として等価の効果を得られるアンテナ配置の一例を示す。図２４Ａ〜図２４Ｆに示すように、Ｌ字型配置（図２４Ｂ）、Ｌ字型を左右反転した配置（図２４Ｃ）、Ｌ字型を上下反転した配置（図２４Ｅ）、Ｌ字を180°回転した配置（図２４Ｆ）、Ｔ字型配置（図２４Ｄ）、Ｔ字型を上下反転した配置（図２４Ａ）としてもよい。 24A to 24F show an example of an antenna arrangement that can obtain an equivalent effect as a receiving antenna 202 of 4 elements constituting 3 elements in the horizontal direction and 2 elements in the vertical direction. As shown in FIGS. 24A to 24F, an L-shaped arrangement (FIG. 24B), an L-shaped inverted arrangement (FIG. 24C), an L-shaped inverted arrangement (FIG. 24E), and an L-shaped 180 ° It may be a rotated arrangement (FIG. 24F), a T-shaped arrangement (FIG. 24D), or an arrangement in which the T-shape is turned upside down (FIG. 24A).

また、受信アンテナ２０２の素子数は４素子に限定されない。また、図２４Ａ〜図２４Ｆに示す受信アンテナ２０２において、水平方向の直線上に並ぶ３素子の素子間隔α、βを入れ替えても同様な効果が得られる。すなわち、素子＃１と素子＃２の素子間隔αd_H及び素子＃２と素子＃３の素子間隔βd_Hを、素子＃１と素子＃２の素子間隔βd_H及び素子＃２と素子＃３の素子間隔αd_Hに入れ替えても同様な効果が得られる。 Further, the number of elements of the receiving antenna 202 is not limited to four elements. Further, in the receiving antenna 202 shown in FIGS. 24A to 24F, the same effect can be obtained by exchanging the element intervals α and β of the three elements arranged in a straight line in the horizontal direction. That is, the element # 1 and the element # 2 of element spacing .alpha.d _H and element # 2 and the element # 3 of element spacing .beta.d _H, the element # 1 and the element # 2 of element spacing .beta.d _H and element # 2 and the element # 3 The same effect can be obtained by replacing the element spacing with α d _H.

送信アンテナ１０６の配置を図２３Ａ〜図２３Ｆの何れかの配置とし、受信アンテナ２０２の配置を図２４Ａ〜図２４Ｆの何れかの配置としたレーダ装置１０は、それぞれにおいて、上記実施の形態と同様の効果が得られる。また、送信アンテナ１０６の配置を図２４Ａ〜図２４Ｆに示す受信アンテナ２０２の何れかの配置とし、受信アンテナ２０２の配置を図２３Ａ〜図２３Ｆに示す送信アンテナ１０６の何れかの配置としたレーダ装置１０でも、それぞれにおいて、上記実施の形態と同様の効果が得られる。 The radar device 10 in which the transmitting antenna 106 is arranged in any of FIGS. 23A to 23F and the receiving antenna 202 is arranged in any of FIGS. 24A to 24F is the same as that of the above embodiment. The effect of is obtained. Further, a radar device in which the transmitting antenna 106 is arranged in any of the receiving antennas 202 shown in FIGS. 24A to 24F and the receiving antenna 202 is arranged in any of the transmitting antennas 106 shown in FIGS. 23A to 23F. In each case, the same effect as that of the above embodiment can be obtained.

（２）上記実施の形態では、符号化パルスレーダを用いる場合について説明したが、本開示は、チャープ（Chirp）パルスレーダのような周波数変調したパルス波を用いたレーダ方式についても適用可能である。 (2) In the above embodiment, the case where a coded pulse radar is used has been described, but the present disclosure is also applicable to a radar method using a frequency-modulated pulse wave such as a chirp pulse radar. ..

（３）図３に示すレーダ装置１０において、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。 (3) In the radar device 10 shown in FIG. 3, the radar transmitting unit 100 and the radar receiving unit 200 may be individually arranged at physically separated locations.

（４）レーダ装置１０は、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。但し、レーダ装置１０のハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置１０の各機能部は、集積回路であるＩＣ（Integrated Circuit）として実現されてもよい。各機能部は、個別に１チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように１チップ化されてもよい。 (4) Although not shown, the radar device 10 includes, for example, a CPU (Central Processing Unit), a storage medium such as a ROM (Read Only Memory) storing a control program, and a working memory such as a RAM (Random Access Memory). Have. In this case, the functions of the above-mentioned parts are realized by the CPU executing the control program. However, the hardware configuration of the radar device 10 is not limited to such an example. For example, each functional unit of the radar device 10 may be realized as an IC (Integrated Circuit) which is an integrated circuit. Each functional unit may be individually integrated into one chip, or may be integrated into one chip so as to include a part or all thereof.

（５）上記実施の形態では、方位推定部２１４は、水平方向の方向推定処理として、任意の異なる２つの素子の水平方向の素子間隔を基に、水平方向仮想直線アレーアンテナＨＬＡを構成して方向推定処理を行った。更に、方位推定部２１４は、垂直方向の方向推定処理として、任意の異なる２つの素子の垂直方向の素子間隔を基に、垂直方向仮想直線アレーアンテナＶＬＡを構成して方向推定処理を行った。 (5) In the above embodiment, the azimuth estimation unit 214 configures the horizontal virtual linear array antenna HLA based on the horizontal element spacing of two different elements as the horizontal direction estimation process. Direction estimation processing was performed. Further, the azimuth estimation unit 214 configures a vertical virtual linear array antenna VLA based on the vertical element spacing of two different elements as the vertical direction estimation process, and performs the direction estimation process.

しかし、上記の方向推定処理に限定されず、水平及び垂直方向の素子間隔を基に仮想的に面配置したアレーアンテナ（以下、仮想面配置アレーアンテナと呼ぶ）を構成して２次元方向推定処理を行ってもよい。 However, the present invention is not limited to the above-mentioned direction estimation process, and a two-dimensional direction estimation process is performed by configuring an array antenna (hereinafter referred to as a virtual surface-arranged array antenna) virtually arranged on a surface based on the element spacing in the horizontal and vertical directions. May be done.

図２５は、方向推定部の他の構成を示す図である。 FIG. 25 is a diagram showing another configuration of the direction estimation unit.

以下、図２５に示す方向推定部２５０を用いて、動作の説明を行う。 Hereinafter, the operation will be described using the direction estimation unit 250 shown in FIG. 25.

図２５に示す方向推定部２５０は、上記実施の形態と同様に、Na個のアンテナ系統処理部２０１の各々において処理を施して得られた仮想受信アレー相関ベクトルｈ（k, fs, w）を入力とし、方向ベクトル記憶部２５１、相関ベクトル生成部２５２、及び評価関数演算部２５３を含む。 The direction estimation unit 250 shown in FIG. 25 uses the virtual reception array correlation vector h (k, fs, w) obtained by processing each of the Na antenna system processing units 201 in the same manner as in the above embodiment. As input, it includes a direction vector storage unit 251 and a correlation vector generation unit 252, and an evaluation function calculation unit 253.

図２６は、方向推定部２５０の動作説明に用いる３次元座標系を示す図である。まず、図２６では、原点Ｏを基準とした物標Ｐ_Ｔの位置ベクトルをｒ_ＰＴと定義する。 FIG. 26 is a diagram showing a three-dimensional coordinate system used for explaining the operation of the direction estimation unit 250. First, in FIG. 26, the position vector of the target object _{P T} relative to the origin O is defined as _{r PT.}

物標Ｐ_Ｔの位置ベクトルｒ_ＰＴをＸＺ平面に射影した射影点をＰ_Ｔ’とした場合、方位角θは直線Ｏ-Ｐ_Ｔ’とＺ軸とのなす角と定義する（物標Ｐ_ＴのＸ座標が正の場合、θ＞０とする）。仰角φは、物標Ｐ_Ｔ、原点Ｏ、及び射影点Ｐ_Ｔ’を含む平面内での、物標Ｐ_Ｔ、原点Ｏ、及び射影点Ｐ_Ｔ’を結ぶ線の角度とする定義する（物標Ｐ_ＴのＹ座標が正の場合、φ＞０とする）。なお、以下では、ＸＹ平面内に送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２を配置する場合を一例に説明を行う。 _'If a, the azimuth angle θ linear O-P _T' position vector r _PT of the target P _T projective points obtained by projecting the XZ plane P _T is defined as the angle between the Z-axis (the target P _T If the X coordinate of is positive, then θ> 0). Elevation φ is the target P _T, _'in a plane containing, target P _T, the origin O, and the projection point P _T' origin O, and the projection point P _T defined an angle of a line connecting the (things If the Y coordinate of the mark _PT is positive, φ> 0). In the following, a case where the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 are arranged in the XY plane will be described as an example.

原点Ｏを基準とした、仮想受信アレーにおける第n_va番目の素子の位置ベクトルをSn_vaと表記する。ここで、n_va=1,…, Ｎｔ×Ｎａである。 Relative to the origin O, and the position vector of the n _va th element in the virtual receiving array is expressed as Sn _va. Here, n _va = 1, ..., Nt × Na.

ここで、仮想受信アレーにおける第１番目の素子の位置ベクトルS_１は、第１番目の受信アンテナ２０２−１の物理的な位置と原点Ｏとの位置関係を基に決定する。その他の位置位置ベクトルS_２,…,Sn_vaは、仮想受信アレーにおける第１番目の素子の位置ベクトルS_１を基準に、ＸＹ平面内に存在する送信アンテナ１０６及び受信アンテナ２０２の素子間隔から決定される仮想受信アレーの相対的な配置を保持した状態で決定する。なお、原点Ｏを第１番目の受信アンテナ２０２−１の物理的な位置と一致させても良い。 Here, the position vector S ₁ of the _first element in the virtual reception array is determined based on the positional relationship between the physical position of the first reception antenna 202-1 and the origin O. The other position / position vectors S ₂ , ..., Sn _va are determined from the element spacings of the transmitting antenna 106 and the receiving antenna 202 existing in the XY plane with reference to the position vector S ₁ of the first element in the virtual reception array. Determined while maintaining the relative arrangement of virtual receive arrays to be created. The origin O may be aligned with the physical position of the first receiving antenna 202-1.

レーダ受信部２００が遠方界に存在する物標Ｐ_Ｔからの反射波を受信する場合、仮想受信アレーの第１番目の素子での受信信号を基準とした、第２番目の素子での受信信号間の位相差ｄ(ｒ_ＰＴ,2,1)は式（１５）で示される。ここで、<ｘ,ｙ>はベクトルｘ及びベクトルｙの内積演算子である。

When the radar receiver 200 receives the reflected wave from the target _PT existing in the distant field, the received signal at the second element is based on the received signal at the first element of the virtual reception array. The phase difference d (r _PT , 2,1) between them is expressed by Eq. (15). Here, <x, y> is an inner product operator of the vector x and the vector y.

また、式（１６）に、仮想受信アレーの第１番目の素子の位置ベクトルを基準とした、第２番目の素子の位置ベクトルを、素子間ベクトルD(2,1)として表す。

Further, in the equation (16), the position vector of the second element based on the position vector of the first element of the virtual reception array is expressed as the inter-element vector D (2,1).

同様に、レーダ受信部２００が遠方界に存在する物標Ｐ_Ｔからの反射波を受信する場合、仮想受信アレーの第n_va ^（ｒ)番目の素子での受信信号を基準とした、第n_va ^（ｔ)番目の素子での受信信号との位相差ｄ(ｒ_ＰＴ, n_va ^（ｔ),n_va ^（ｒ))は式（１７）で示される。ここで、n_va ^（ｒ)＝1,…, Ｎｔ×Ｎａ、n_va ^（ｔ)＝1,…, Ｎｔ×Ｎａである。

Similarly, when the radar receiver 200 receives the reflected wave from the target _PT existing in the distant field, the nth element based on the received signal at the n _va ^(r) th element of the virtual reception array is used as a reference. The phase difference d (r _PT , n _va ^(t) , n _va ^(r) ) from the received signal at the _va ^(t) th element is expressed by Eq. (17). Here, n _va ^(r) = 1, ..., Nt × Na, n _va ^(t) = 1,…, Nt × Na.

また、式（１８）に、仮想受信アレーの第n_va ^（ｒ)番目の素子の位置ベクトルを基準とした、第n_va ^（ｔ)番目の素子の位置ベクトルを、素子間ベクトルD(n_va ^（ｔ),n_va ^（ｒ))として表す。

Further, in the equation (18), the position vector of the nth _va ^(t) th element based on the position vector of the nth _va ^(r) th element of the virtual reception array is set as the inter-element vector D (n _va). ^It is expressed as ^(t) , n _va ^(r) ).

式（１７）及び式（１８）に示すように、仮想受信アレーの第n_va ^（ｒ)番目の素子での受信信号を基準とした、第n_va ^（ｔ)番目の素子での受信信号との位相差ｄ(ｒ_ＰＴ, n_va ^（ｔ),n_va ^（ｒ))は遠方界に存在する物標Ｐ_Ｔの方向を示す単位ベクトル（ｒ_ＰＴ/|ｒ_ＰＴ|）、および素子間ベクトルD(n_va ^（ｔ),n_va ^（ｒ))に依存する。 As shown in the equations (17) and (18), the received signal at the n _va ^(t) th element and the received signal at the n _va ^(t) th element based on the received signal at the n _va ^(r) th element of the virtual reception array. of the phase difference _{_{^{d (r PT, n va (}}} t), n va (r)) is a unit vector indicating the direction of the target object _{P T} present in the far field _{_{(r PT / | r PT |}} ), and the inter-element vector It depends on D (n _va ^(t) , n _va ^(r) ).

また、仮想受信アレーが同一平面内に存在する場合、素子間ベクトルD(n_va ^（ｔ),n_va ^（ｒ))は同一平面上に存在する。方向推定部２５０は、このような素子間ベクトルの全て、あるいは一部を用いて、素子間ベクトルが示す位置に仮想的に素子が存在するものとして、仮想面配置アレーアンテナを構成し、２次元における方向推定処理を行う。 Further, when the virtual reception array exists in the same plane, the inter-element vector D (n _va ^(t) , n _va ^(r) ) exists in the same plane. The direction estimation unit 250 uses all or a part of such inter-element vectors to form a virtual surface-arranged array antenna assuming that the elements virtually exist at the positions indicated by the inter-element vectors, and is two-dimensional. Performs direction estimation processing in.

なお、仮想的な素子の配置が重複する場合、予めそのうちの一つの素子を固定的に選択する。あるいは、重複する全てあるいは一部の仮想的な素子での受信信号を用いて加算平均処理を施してもよい。 When the arrangement of virtual elements overlaps, one of them is fixedly selected in advance. Alternatively, the addition averaging process may be performed using the received signals of all or some of the overlapping virtual elements.

以下、Ｎ_ｑ個の素子間ベクトル群を用いて、仮想面配置アレーアンテナを構成した場合における、ビームフォーマ法を用いた２次元における方向推定処理について説明を行う。 Hereinafter, using N _q pieces of elements between vector group, in case where the virtual plane arranged array antenna, a description is given direction estimation process in two dimensions using the beam former method.

ここで、仮想面配置アレーアンテナを構成する第nq番目の素子間ベクトルD(n_va(nq) ^(t),n_va(nq) ^（ｒ))と表す。ここで、ｎｑ＝１,…,Ｎ_ｑである。 Here, it is expressed as the nqth inter-element vector D (n _{va (nq)} ^(t) , n _{va (nq)} ^(r) ) constituting the virtual surface-arranged array antenna. Here, nq = 1, ..., a _{N q.}

相関ベクトル生成部２５２は、仮想受信アレー相関ベクトルh_{_after_cal}（k, fs, w）の各要素であるh₁（k, fs, w）,…,h_Na×Nr（k, fs, w）を用いて、式（１９）に示す仮想面配置アレーアンテナ相関ベクトルh_ＶＡ（k, fs, w）を生成する。

The correlation vector generation unit 252 generates h ₁ (k, fs, w), ..., h _{Na × Nr} (k, fs, w), which are elements of the virtual reception array correlation vector h _{_after_cal} (k, fs, w). It is used to generate the virtual surface arrangement array antenna correlation vector h _VA (k, fs, w) shown in Eq. (19).

方向ベクトル記憶部２５１は、式（２０）で示される仮想面配置アレー方向ベクトルａ_ＶＡ（θu, φv）を記憶する。

The direction vector storage unit 251 stores the virtual surface arrangement array direction vector a _VA (θu, φv) represented by the equation (20).

仮想受信アレーがＸＹ平面内に存在する場合、物標Ｐ_Ｔの方向を示す単位ベクトル（ｒ_ＰＴ/|ｒ_ＰＴ|）と方位角θ及び仰角φとの関係を式（２１）に示す。このため、評価関数演算部２５３は、垂直方向及び水平方向の２次元空間プロファイルを算出する各角度方向θu,φvに対し、式（２１）を用いてｒ_ＰＴ/|ｒ_ＰＴ|を算出する。

If the virtual reception array exists in the XY plane, the target P _T unit vector indicating the direction of showing the relationship between the azimuth angle θ and elevation φ in equation _{(21) (r PT / |} | r PT). Therefore, the evaluation function calculation unit 253 calculates r _PT / | r _PT | using the equation (21) for each of the angular directions θu and φv for calculating the two-dimensional space profile in the vertical direction and the horizontal direction.

評価関数演算部２５３は、仮想面配置アレーアンテナ相関ベクトル及び仮想面配置アレー方向ベクトルを用いて水平及び垂直方向の２次元方向推定処理を行う。 The evaluation function calculation unit 253 performs horizontal and vertical two-dimensional direction estimation processing using the virtual surface arrangement array antenna correlation vector and the virtual surface arrangement array direction vector.

ビームフォーマ法を用いた２次元における方向推定処理は、仮想面配置アレーアンテナ相関ベクトルh_ＶＡ（k, fs, w）及び仮想面配置アレー方向ベクトルａ_ＶＡ（θu, φv）を用いて、式（２２）で示される２次元における方向推定評価関数を用いて垂直方向及び水平方向の２次元空間プロファイルを算出し、２次元空間プロファイルの最大値あるいは極大値となる方位角及び仰角方向を到来方向推定値とする。

The two-dimensional direction estimation process using the beamformer method uses the virtual surface arrangement array antenna correlation vector h _VA (k, fs, w) and the virtual surface arrangement array direction vector a _VA (θu, φv). The 2D direction estimation evaluation function shown in 22) is used to calculate the vertical and horizontal 2D spatial profiles, and the arrival direction estimation of the azimuth and elevation angles that are the maximum or maximum values of the 2D spatial profile. Use as a value.

なお、レーダ受信部２００は、ビームフォーマ法以外にも、仮想面配置アレーアンテナ相関ベクトルh_ＶＡ（k, fs, w）及び仮想面配置アレー方向ベクトルａ_ＶＡ（θu, φv）を用いて、Ｃａｐｏｎ法やＭＵＳＩＣ法などの高分解能到来方向推定アルゴリズムを適用することで、演算量は増加するが、さらに角度分解能を高めることができる。 In addition to the beamformer method, the radar receiver 200 uses the virtual surface-arranged array antenna correlation vector h _VA (k, fs, w) and the virtual surface-arranged array direction vector a _VA (θu, φv) to capon. By applying a high-resolution arrival direction estimation algorithm such as the method or the MUSIC method, the amount of calculation increases, but the angular resolution can be further increased.

図２７は、図９Ａのアンテナ配置及び、図９Ｂの仮想受信アレーの配置を用いて構成した仮想面配置アレーアンテナを示す図である。具体的に、図２７は、図９Ｂに示す１６（＝Ｎｔ×Ｎａ）素子の仮想受信アレーを基に、１６通りの素子間ベクトルD(n_va ^（ｔ),１)、D(n_va ^（ｔ),２)、…、D(n_va ^（ｔ),１６)が示す各位置に仮想的に素子が存在するものとして仮想面配置アレーアンテナを構成したものである。n_va ^（ｔ)＝1,…, １６（＝Ｎｔ×Ｎａ）であるため、１６通りの素子間ベクトルD(n_va ^（ｔ),１)、D(n_va ^（ｔ),２)、…、D(n_va ^（ｔ),１６)が示す各位置に重複がなければ仮想的な素子は２５６（＝１６×１６）素子となるが、図２７では、位置の重複を含むため１６９素子から構成される。従って、Ｎ_ｑ＝１６９の素子間ベクトル群を用いて仮想面配置アレーアンテナは構成される。なお、Ｄ_Ｈ＝０．６波長、Ｄ_Ｖ＝０．６８波長を用いた。 FIG. 27 is a diagram showing a virtual surface-arranged array antenna configured by using the antenna arrangement of FIG. 9A and the arrangement of the virtual reception array of FIG. 9B. Specifically, FIG. 27 shows 16 inter-element vectors D (n _va ^(t) , 1) and D (n _va ⁽ n _va ^(t) , 1), based on the virtual reception array of 16 (= Nt × Na) elements shown in FIG. 9B. ^A virtual surface-arranged array antenna is configured assuming that an element virtually exists at each position indicated by ^t) , 2), ..., D (n _va ^(t) , 16). Since n _va ^(t) = 1, ..., 16 (= Nt × Na), there are 16 inter-element vectors D (n _va ^(t) , 1), D (n _va ^(t) , 2), ... , D (n _va ^(t) , 16) indicates that if there is no overlap at each position, the virtual element will be 256 (= 16 × 16) elements, but in FIG. 27, since the positions overlap, the elements start from 169. It is composed. Therefore, the virtual surface-arranged array antenna is constructed by using the inter-element vector group of N _q = 169. _{Incidentally,} D H = 0.6 _wavelengths, using D V = 0.68 wavelength.

ここで、図２８Ａは、素子間ベクトルD(n_va ^（ｔ),１)が示す位置に仮想的に配置した素子を示す図である。また、図２８Ｂは、素子間ベクトルD(n_va ^（ｔ),２)が示す位置に仮想的に配置した素子を示す図である。ここで、n_va ^（ｔ)＝1,…, １６（＝Ｎｔ×Ｎａ）である。つまり、図２８Ａは、図９Ｂにおける素子VA#1を基準とした、素子VA#1、…、素子VA#16との素子間ベクトルが示す各位置に仮想的に素子が配置されおり、図２８Ｂは、図９Ｂにおける素子VA#2を基準とした、素子VA#1、…、素子VA#16との素子間ベクトルが示す各位置に仮想的に素子が配置されている。 Here, FIG. 28A is a diagram showing elements virtually arranged at the positions indicated by the inter-element vector D (n _va ^(t) , 1). Further, FIG. 28B is a diagram showing elements virtually arranged at the positions indicated by the inter-element vector D (n _va ^(t) , 2). Here, n _va ^(t) = 1, ..., 16 (= Nt × Na). That is, in FIG. 28A, the elements are virtually arranged at each position indicated by the element VA # 1, ..., The element-to-element vector with the element VA # 16 based on the element VA # 1 in FIG. In FIG. 9B, the elements are virtually arranged at each position indicated by the inter-element vector with the elements VA # 1, ..., And the element VA # 16 with reference to the element VA # 2 in FIG. 9B.

また、図２８Ａ、図２８Ｂと同様に、素子間ベクトルD(n_va ^（ｔ),３)、…、D(n_va ^（ｔ),１６) が示す各位置に仮想的に素子が配置され、全ての素子間ベクトルD(n_va ^（ｔ),１)、D(n_va ^（ｔ),２)、…、D(n_va ^（ｔ),１６)が示す各位置に仮想的に配置された全素子を仮想面配置アレーアンテナとして図２７に示す。ここで、仮想的な素子には重複したものが含まれるが、予めそのうちの一つの素子を固定的に選択して処理を行った。 Further, similarly to FIGS. 28A and 28B, the elements are virtually arranged at the positions indicated by the inter-element vectors D (n _va ^(t) , 3), ..., D (n _va ^(t) , 16). Virtually arranged at each position indicated by all inter-element vectors D (n _va ^(t) , 1), D (n _va ^(t) , 2), ..., D (n _va ^(t) , 16). All elements are shown in FIG. 27 as virtual surface-arranged array antennas. Here, although some virtual elements are duplicated, one of the elements is fixedly selected and processed in advance.

図２７に示す仮想面配置アレーアンテナを用いることで、レーダ受信部２００は、仮想的に素子数を増大することができ、２次元における方向推定処理で算出される２次元空間プロファイルにおけるグレーティングローブ及びサイドローブレベルを低減する効果が得られる。 By using the virtual surface-arranged array antenna shown in FIG. 27, the radar receiving unit 200 can virtually increase the number of elements, and the grating lobe and the grating lobe in the two-dimensional space profile calculated by the two-dimensional direction estimation process and The effect of reducing the side lobe level can be obtained.

図２９Ａは、図９Ｂに示す仮想受信アレーを用いて、２次元における方向推定処理を条件Ａにおいて計算機シミュレーションした結果を示す図である。図２９Ｂは、図９Ｂに示す仮想受信アレーを用いて、２次元における方向推定処理を条件Ｂにおいて計算機シミュレーションした結果を示す図である。図２９Ｃは図２７に示した仮想面配置アレーアンテナを用いて、２次元における方向推定処理を条件Ａにおいて計算機シミュレーション結果を示す図である。図２９Ｄは図２７に示した仮想面配置アレーアンテナを用いて、２次元における方向推定処理を条件Ｂにおいて計算機シミュレーション結果を示す図である。 FIG. 29A is a diagram showing a result of computer simulation of two-dimensional direction estimation processing under condition A using the virtual reception array shown in FIG. 9B. FIG. 29B is a diagram showing a result of computer simulation of two-dimensional direction estimation processing under condition B using the virtual reception array shown in FIG. 9B. FIG. 29C is a diagram showing a computer simulation result under condition A for direction estimation processing in two dimensions using the virtual surface-arranged array antenna shown in FIG. 27. FIG. 29D is a diagram showing computer simulation results under condition B for direction estimation processing in two dimensions using the virtual surface-arranged array antenna shown in FIG. 27.

図２９Ａ、図２９Ｃにおいて、条件Ａは、２つの異なる方向（θ、φ）＝（１５°、５°）、（１５°、−５°）から物標が等しい受信電力レベルで到来した場合のビームフォーマ法による２次元空間プロファイルをヒートマップ表示した。ヒートマップの右端に示す数値はデシベル(ｄＢ)値を表す。 In FIGS. 29A and 29C, condition A is when the targets arrive at the same received power level from two different directions (θ, φ) = (15 °, 5 °), (15 °, −5 °). The two-dimensional spatial profile by the beamformer method was displayed as a heat map. The numerical value shown at the right end of the heat map represents a decibel (dB) value.

また、図２９Ｂ、図２９Ｄにおいて、条件Ｂは、２つの異なる方向（θ、φ）＝（―２０°、０°）、（―１０°、０°）から物標が等しい受信電力レベルで到来した場合のビームフォーマ法による２次元空間プロファイルをヒートマップ表示した。ヒートマップの右端に示す数値はデシベル(ｄＢ)値を表す。 Further, in FIGS. 29B and 29D, the condition B arrives from two different directions (θ, φ) = (-20 °, 0 °) and (-10 °, 0 °) at the same received power level. The two-dimensional spatial profile by the beamformer method was displayed as a heat map. The numerical value shown at the right end of the heat map represents a decibel (dB) value.

計算機シミュレーション結果から、図２９Ｃ、図２９Ｄは、図２９Ａ、図２９Ｂよりも、ヒートマップ表示の領域が少ない、つまり、図２９Ｃ及び図２９Ｄでは、仮想面配置アレーアンテナを用いることで、仮想的に素子数を増大することができ、２次元方向推定処理で算出される２次元空間プロファイルにおけるグレーティングローブ及びサイドローブレベルを低減する効果が得られることがわかる。 From the computer simulation results, FIGS. 29C and 29D have a smaller heat map display area than FIGS. 29A and 29B. That is, in FIGS. 29C and 29D, the virtual plane-arranged array antenna is used virtually. It can be seen that the number of elements can be increased and the effect of reducing the grating lobe and side lobe levels in the two-dimensional spatial profile calculated by the two-dimensional direction estimation process can be obtained.

なお、方向推定部２５０は、仮想面配置アレーアンテナを用いて２次元空間プロファイルを算出するため、方向推定部２１４と比較して、演算処理量が増大するが、ビームフォーマ法を用いる場合、２次元ＦＦＴ処理を用いることで演算量を削減することも可能である。 Since the direction estimation unit 250 calculates the two-dimensional space profile using the virtual surface arrangement array antenna, the amount of calculation processing increases as compared with the direction estimation unit 214. However, when the beamformer method is used, 2 It is also possible to reduce the amount of calculation by using the dimensional FFT process.

以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。 Although various embodiments have been described above with reference to the drawings, it goes without saying that the present disclosure is not limited to such examples. It is clear that a person skilled in the art can come up with various modifications or modifications within the scope of the claims, which naturally belong to the technical scope of the present disclosure. Understood. In addition, each component in the above embodiment may be arbitrarily combined as long as the purpose of disclosure is not deviated.

上記各実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。 In each of the above embodiments, the present disclosure has been described for an example of configuration using hardware, but the present disclosure can also be realized by software in cooperation with hardware.

また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力端子と出力端子を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。 Further, each functional block used in the description of each of the above embodiments is typically realized as an LSI which is an integrated circuit. The integrated circuit may control each functional block used in the description of the above embodiment and may include an input terminal and an output terminal. These may be individually integrated into one chip, or may be integrated into one chip so as to include a part or all of them. Although it is referred to as LSI here, it may be referred to as IC, system LSI, super LSI, or ultra LSI depending on the degree of integration.

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブルプロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。 Further, the method of making an integrated circuit is not limited to LSI, and may be realized by using a dedicated circuit or a general-purpose processor. An FPGA (Field Programmable Gate Array) that can be programmed after the LSI is manufactured, or a reconfigurable processor that can reconfigure the connection or setting of the circuit cells inside the LSI may be used.

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。 Furthermore, if an integrated circuit technology that replaces an LSI appears due to advances in semiconductor technology or another technology derived from it, the functional blocks may be integrated using that technology. There is a possibility of applying biotechnology.

＜本開示のまとめ＞
本開示のレーダ装置は、所定の送信周期にてレーダ信号を複数の送信アンテナのそれぞれから送信するレーダ送信部と、前記複数のレーダ信号がターゲットにおいて反射された複数の反射波信号を複数の受信アンテナを用いて受信するレーダ受信部と、を具備し、前記複数の送信アンテナは、第１の方向に配置されるＮｔ１個の送信アンテナと、前記第１の方向と直交する第２の方向に配置されるＮｔ２個の送信アンテナと、を含み、前記複数の受信アンテナは、前記第１の方向に配置されるＮａ１個の受信アンテナと、前記第２の方向に配置されるＮａ２個の受信アンテナと、を含み、前記第１の方向において、前記Ｎｔ１個の送信アンテナ間の各素子間隔、及び、前記Ｎａ１個の受信アンテナ間の各素子間隔は、それぞれ第１の間隔の整数倍の値であり、全て異なる値であり、前記第２の方向において、前記Ｎｔ２個の送信アンテナ間の各素子間隔、及び、前記Ｎａ２個の受信アンテナ間の各素子間隔は、それぞれ第２の間隔の整数倍の値であり、全て異なる値である構成を採る。 <Summary of this disclosure>
The radar device of the present disclosure includes a radar transmitter that transmits radar signals from each of a plurality of transmitting antennas at a predetermined transmission cycle, and a plurality of reflected wave signals that are reflected by the plurality of radar signals at a target. The plurality of transmitting antennas include a radar receiving unit that receives using an antenna, and the plurality of transmitting antennas have one transmitting antenna of Nt arranged in the first direction and a second direction orthogonal to the first direction. The plurality of receiving antennas include a two Nt transmitting antennas arranged, and the plurality of receiving antennas include a one Na receiving antenna arranged in the first direction and two Na receiving antennas arranged in the second direction. In the first direction, the element spacing between the Nt1 transmitting antennas and the element spacing between the Na1 receiving antennas are each an integral multiple of the first spacing. Yes, they are all different values, and in the second direction, the element spacing between the Nt2 transmitting antennas and the element spacing between the Na2 receiving antennas are each an integral multiple of the second spacing. It is a value of, and all have different values.

本開示のレーダ装置において、前記送信アンテナの前記第１の方向におけるアンテナ素子間隔の総和は、前記受信アンテナの前記第１の方向におけるアンテナ素子間隔の最小値よりも小さい、又は、前記受信アンテナの前記第１の方向におけるアンテナ素子間隔の総和は、前記送信アンテナの前記第１の方向におけるアンテナ素子間隔の最小値よりも小さい。 In the radar device of the present disclosure, the sum of the antenna element spacings of the transmitting antennas in the first direction is smaller than the minimum value of the antenna element spacings of the receiving antennas in the first direction, or of the receiving antennas. The sum of the antenna element spacings in the first direction is smaller than the minimum value of the antenna element spacings in the first direction of the transmitting antenna.

本開示のレーダ装置において、前記第１の方向において、前記Ｎｔ１個の送信アンテナと前記Ｎａ１個の受信アンテナとでは、アンテナ個数が少ないアンテナの素子間隔の最大値は、アンテナ個数が多いアンテナの素子間隔の最大値よりも大きく、前記第２の方向において、前記Ｎｔ２個の送信アンテナと前記Ｎａ２個の受信アンテナとでは、アンテナ個数が少ないアンテナの素子間隔の最大値は、アンテナ個数が多いアンテナの素子間隔の最大値よりも大きい。 In the radar device of the present disclosure, in the first direction, the maximum value of the element spacing of the antenna having a small number of antennas is the element of the antenna having a large number of antennas in the transmitting antenna having one Nt and the receiving antenna having one Na. In the second direction, the maximum value of the element spacing of the antenna having a small number of antennas is larger than the maximum value of the spacing, and the maximum value of the element spacing of the antenna having a small number of antennas is the antenna having a large number of antennas. It is larger than the maximum value of the element spacing.

本開示のレーダ装置において、前記レーダ受信部は、前記複数の反射波信号を、前記複数の送信アンテナ及び前記複数の受信アンテナによって構成される仮想受信アレーを用いて受信した信号として、受信処理し、前記仮想受信アレーにおいて、前記第１の方向に配置されるＮｔ１×Ｎａ１個の仮想アンテナ素子のうちの任意の２つの仮想アンテナ素子の素子間隔の各々は、前記第１の間隔の１以上の整数倍であり、複数の前記任意の２つの仮想アンテナ素子の素子間隔は、１倍から第１所定値倍までの全てを含む。 In the radar device of the present disclosure, the radar receiving unit receives and processes the plurality of reflected wave signals as signals received by using the virtual reception array composed of the plurality of transmitting antennas and the plurality of receiving antennas. In the virtual reception array, each of the element spacings of any two virtual antenna elements among the Nt1 × Na 1 virtual antenna elements arranged in the first direction is one or more of the first spacing. It is an integral multiple, and the element spacing of the plurality of arbitrary two virtual antenna elements includes all from 1 times to the first predetermined value times.

本開示のレーダ装置において、前記レーダ受信部は、前記複数の反射波信号を、前記複数の送信アンテナ及び前記複数の受信アンテナによって構成される仮想受信アレーを用いて受信した信号として、受信処理し、前記仮想受信アレーにおいて、前記第２の方向に配置されるＮｔ２×Ｎａ２個の仮想アンテナ素子のうちの任意の２つの仮想アンテナ素子の素子間隔の各々は、前記第２の間隔の１以上の整数倍であり、複数の前記任意の２つの仮想アンテナ素子の素子間隔は、１倍から第２所定値倍までの全てを含む。 In the radar device of the present disclosure, the radar receiving unit receives and processes the plurality of reflected wave signals as signals received by using the virtual reception array composed of the plurality of transmitting antennas and the plurality of receiving antennas. In the virtual reception array, each of the element spacings of any two virtual antenna elements among the two Nt2 × Na virtual antenna elements arranged in the second direction is one or more of the second spacing. It is an integral multiple, and the element spacing of the plurality of arbitrary two virtual antenna elements includes all from 1 time to 2nd predetermined value times.

本開示のレーダ装置において、前記複数の送信アンテナ及び前記複数の受信アンテナの少なくとも一方のアンテナは複数のサブアレー素子で構成され、前記少なくとも一方のアンテナの前記第１の方向の各アンテナのサイズが１波長以上の場合、前記Ｎｔ１個の送信アンテナの各素子間隔と前記Ｎａ１個の受信アンテナの各素子間隔との間で、各素子間隔の差が１波長未満となる組み合わせが少なくとも１つ含まれ、前記少なくとも一方のアンテナの前記第２の方向の各アンテナのサイズが１波長以上の大きい場合、前記Ｎｔ２個の送信アンテナの各素子間隔と前記Ｎａ２個の受信アンテナの各素子間隔との間で、素子間隔の差が１波長未満となる組み合わせが少なくとも１つ含まれる。 In the radar device of the present disclosure, at least one of the plurality of transmitting antennas and the plurality of receiving antennas is composed of a plurality of sub-array elements, and the size of each antenna of the at least one antenna in the first direction is 1. In the case of a wavelength or more, at least one combination is included in which the difference between the element spacings of the Nt1 transmitting antenna and the element spacing of the Na1 receiving antenna is less than one wavelength. When the size of each antenna in the second direction of the at least one antenna is larger than one wavelength, between each element spacing of the Nt2 transmitting antenna and each element spacing of the Na2 receiving antenna. At least one combination in which the difference in element spacing is less than one wavelength is included.

本開示のレーダ装置において、前記レーダ受信部は、前記複数の反射波信号を、前記複数の送信アンテナ及び前記複数の受信アンテナによって構成される仮想受信アレーの全ての素子における素子間ベクトルが示す位置に仮想的に配置された仮想面配置アレーアンテナを用いて受信した信号として、受信処理し、前記仮想受信アレーにおいて、前記第１の方向に配置されるＮｔ１×Ｎａ１個の仮想アンテナ素子のうちの任意の２つの仮想アンテナ素子の素子間隔の各々は、前記第１の間隔の１以上の整数倍であり、複数の前記任意の２つの仮想アンテナ素子の素子間隔は、１倍から第１所定値倍までの全てを含む。 In the radar device of the present disclosure, the radar receiving unit is a position where the plurality of reflected wave signals are indicated by inter-element vectors in all the elements of the virtual reception array composed of the plurality of transmitting antennas and the plurality of receiving antennas. Of the Nt1 × Na1 virtual antenna elements arranged in the first direction in the virtual reception array, which is received and processed as a signal received by using the virtual surface-arranged array antenna virtually arranged in the above. Each of the element spacings of the two arbitrary virtual antenna elements is an integral multiple of one or more of the first spacing, and the element spacings of the plurality of arbitrary two virtual antenna elements are one to a first predetermined value. Includes everything up to double.

本開示のレーダ装置において、前記レーダ受信部は、前記複数の反射波信号を、前記複数の送信アンテナ及び前記複数の受信アンテナによって構成される仮想受信アレーの全ての素子における素子間ベクトルが示す位置に仮想的に配置された仮想面配置アレーアンテナを用いて受信した信号として、受信処理し、前記仮想受信アレーにおいて、前記第２の方向に配置されるＮｔ２×Ｎａ２個の仮想アンテナ素子のうちの任意の２つの仮想アンテナ素子の素子間隔の各々は、前記第２の間隔の１以上の整数倍であり、複数の前記任意の２つの仮想アンテナ素子の素子間隔は、１倍から第２所定値倍までの全てを含む。 In the radar device of the present disclosure, the radar receiving unit is a position where the plurality of reflected wave signals are indicated by inter-element vectors in all the elements of the virtual reception array composed of the plurality of transmitting antennas and the plurality of receiving antennas. Of the two Nt2 × Na virtual antenna elements arranged in the second direction in the virtual reception array, which is received and processed as a signal received by using the virtual surface-arranged array antenna virtually arranged in the above. Each of the element spacings of the two arbitrary virtual antenna elements is an integral multiple of one or more of the second spacing, and the element spacings of the plurality of arbitrary two virtual antenna elements are one to a second predetermined value. Includes everything up to double.

本開示のレーダ装置において、前記複数の送信アンテナは、Ｎｔ１×Ｎｔ２が最大となるように配置され、前記複数の受信アンテナは、Ｎａ１×Ｎａ２が最大となるように配置される。 In the radar device of the present disclosure, the plurality of transmitting antennas are arranged so that Nt1 × Nt2 is maximized, and the plurality of receiving antennas are arranged so that Na1 × Na2 is maximized.

本開示のレーダ装置において、前記複数の送信アンテナ及び前記複数の受信アンテナは、Ｌ字型、Ｔ字型又は十字型に配置される。 In the radar device of the present disclosure, the plurality of transmitting antennas and the plurality of receiving antennas are arranged in an L-shape, a T-shape, or a cross shape.

本開示は、広角範囲を検知するレーダ装置として好適である。 The present disclosure is suitable as a radar device for detecting a wide-angle range.

１０レーダ装置
１００レーダ送信部
２００レーダ受信部
３００基準信号生成部
１０１，１０１ａレーダ送信信号生成部
１０２符号生成部
１０３変調部
１０４ＬＰＦ
１０５送信無線部
１０６送信アンテナ
１１１符号記憶部
１１２ＤＡ変換部
２０１アンテナ系統処理部
２０２受信アンテナ
２０３受信無線部
２０４増幅器
２０５周波数変換器
２０６直交検波器
２０７信号処理部
２０８，２０９ＡＤ変換部
２１０分離部
２１１相関演算部
２１２加算部
２１３ドップラー周波数解析部
２１４，２５０方向推定部
２５１方向ベクトル記憶部
２５２相関ベクトル生成部
２５３評価関数演算部 10 Radar device 100 Radar transmitter 200 Radar receiver 300 Reference signal generator 101, 101a Radar transmission signal generator 102 Code generator 103 Modulator 104 LPF
105 Transmission radio unit 106 Transmission antenna 111 Code storage unit 112 DA conversion unit 201 Antenna system processing unit 202 Reception antenna 203 Reception radio unit 204 Amplifier 205 Frequency converter 206 Orthogonal detector 207 Signal processing unit 208, 209 AD conversion unit 210 Separation unit 211 Correlation calculation unit 212 Addition unit 213 Doppler frequency analysis unit 214,250 Direction estimation unit 251 Direction vector storage unit 252 Correlation vector generation unit 253 Evaluation function calculation unit

Claims

A radar transmitter that transmits a plurality of radar signals from each of the plurality of transmitting antennas in a predetermined transmission cycle,
A radar receiving unit that receives a plurality of reflected wave signals reflected by the target by the plurality of radar signals using a plurality of receiving antennas.
Equipped with
The plurality of transmitting antennas include one Nt transmitting antenna arranged in the first direction and two Nt transmitting antennas arranged in a second direction orthogonal to the first direction.
The plurality of receiving antennas include a receiving antenna having one Na arranged in the first direction and a receiving antenna having two Na arranged in the second direction.
In the first direction, the element spacing between the Nt1 transmitting antennas and the element spacing between the Na1 receiving antennas are integer multiples of the first spacing, and are all different values. And
In the second direction, the element spacing between the two Nt transmitting antennas and the element spacing between the two Na receiving antennas are integer multiples of the second spacing, and are all different values. der is,
The sum of the antenna element spacings of the Nt1 transmitting antennas in the first direction is smaller than the minimum value of the antenna element spacings of the Na1 receiving antennas in the first direction, or the reception of one Na. The sum of the antenna element spacings of the antennas in the first direction is smaller than the minimum value of the antenna element spacings of the Nt1 transmitting antennas in the first direction.
The sum of the antenna element spacings of the Nt2 transmitting antennas in the second direction is smaller than the minimum value of the antenna element spacings of the Na2 receiving antennas in the second direction, or the receiving of the Na2s. The sum of the antenna element spacings of the antennas in the second direction is smaller than the minimum value of the antenna element spacings of the Nt2 transmitting antennas in the second direction.
Radar device.

In the first direction, the Nt1 transmitting antenna and the Na1 receiving antenna
The maximum value of the element spacing of an antenna with a small number of antennas is larger than the maximum value of the element spacing of an antenna with a large number of antennas.
In the second direction, the Nt2 transmitting antenna and the Na2 receiving antenna
The maximum value of the element spacing of an antenna with a small number of antennas is larger than the maximum value of the element spacing of an antenna with a large number of antennas.
The radar device according to claim 1.

The radar receiving unit receives and processes the plurality of reflected wave signals as signals received by using the virtual reception array composed of the plurality of transmitting antennas and the plurality of receiving antennas.
In the virtual reception array, each of the element spacings of any two virtual antenna elements among the Nt1 × Na1 virtual antenna elements arranged in the first direction is an integer of 1 or more of the first spacing. The element spacing of the plurality of arbitrary two virtual antenna elements is doubled, and the element spacing of the plurality of arbitrary two virtual antenna elements includes all from 1x to 1st predetermined value.
The radar device according to claim 1.

The radar receiving unit receives and processes the plurality of reflected wave signals as signals received by using the virtual reception array composed of the plurality of transmitting antennas and the plurality of receiving antennas.
In the virtual reception array, each of the element spacings of any two virtual antenna elements among the Nt2 × Na2 virtual antenna elements arranged in the second direction is an integer of 1 or more of the second spacing. The element spacing of the plurality of arbitrary two virtual antenna elements is doubled, and the element spacing of the plurality of arbitrary two virtual antenna elements includes all from 1x to 2nd predetermined value.
The radar device according to claim 1.

At least one of the plurality of transmitting antennas and the plurality of receiving antennas is composed of a plurality of sub-array elements.
When the size of each antenna in the first direction of at least one of the antennas is one wavelength or more, each element spacing of the Nt1 transmitting antenna and each element spacing of the Na1 receiving antenna are used. At least one combination in which the difference in element spacing is less than one wavelength is included.
When the size of each antenna in the second direction of at least one of the antennas is larger than one wavelength, between each element spacing of the Nt2 transmitting antenna and each element spacing of the Na2 receiving antenna. At least one combination in which the difference in element spacing is less than one wavelength is included.
The radar device according to claim 1.

In the radar receiving unit, the plurality of reflected wave signals are indicated by inter-element vectors in all the elements of the virtual reception array composed of (Nt1 + Nt2-1) transmitting antennas and (Na1 + Na2-1) receiving antennas. Received and processed as a signal received using the virtual surface-arranged array antenna virtually arranged at the position.
In the virtual reception array, each of the element spacings of any two virtual antenna elements among the Nt1 × Na1 virtual antenna elements arranged in the first direction is an integer of 1 or more of the first spacing. The element spacing of the plurality of arbitrary two virtual antenna elements is doubled, and the element spacing of the plurality of arbitrary two virtual antenna elements includes all from 1x to 1st predetermined value.
The radar device according to claim 1.

In the radar receiving unit, the plurality of reflected wave signals are indicated by inter-element vectors in all the elements of the virtual reception array composed of (Nt1 + Nt2-1) transmitting antennas and (Na1 + Na2-1) receiving antennas. Received and processed as a signal received using the virtual surface-arranged array antenna virtually arranged at the position.
In the virtual reception array, each of the element spacings of any two virtual antenna elements among the Nt2 × Na2 virtual antenna elements arranged in the second direction is an integer of 1 or more of the second spacing. The element spacing of the plurality of arbitrary two virtual antenna elements is doubled, and the element spacing of the plurality of arbitrary two virtual antenna elements includes all from 1x to 2nd predetermined value.
The radar device according to claim 1.

As for the (Nt1 + Nt2-1) transmitting antennas , the Nt1 transmitting antenna and the Nt2 transmitting antennas are arranged in the first direction so that Nt1 × Nt2 is maximized. ,
As for the (Na1 + Na2-1) receiving antennas , the Na1 receiving antenna is arranged in the first direction and the Na2 receiving antenna is arranged in the second direction so that Na1 × Na2 is maximized. Ru,
The radar device according to any one of claims 1 to 7 .

The (Nt1 + Nt2-1) transmitting antenna and the (Na1 + Na2-1) receiving antenna are arranged in an L-shape, a T-shape, or a cross shape.
The radar device according to claim 1.