JP6645297B2 - Inverter control device - Google Patents
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Description
本発明は、直流電源と交流の回転電機に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換するインバータを制御するインバータ制御装置に関する。 The present invention relates to an inverter control device connected to a DC power supply and an AC rotating electric machine for controlling an inverter that converts electric power between DC and multiple-phase AC.
特開２０１３−１３１９８号公報（特許文献１）には、直流電源（３）にコンタクタ（２）を介して接続されると共に交流の回転電機（ＭＧ）に接続されたインバータ（５）を制御する制御装置（１０）が開示されている（背景技術の説明において括弧内に示す符号は、特許文献１のもの。）。この制御装置（１０）は、回転電機（ＭＧ）が回転しているときに、コンタクタ（２）が閉状態から開状態となって、インバータ（５）と直流電源（３）との電気的接続が遮断された場合に、高損失制御を含むゼロトルク制御を実行する。ゼロトルク制御とは、回転電機（ＭＧ）の目標トルクをゼロに設定して、回転電機（ＭＧ）のトルク（例えば回生トルク）がゼロとなるようにインバータ（５）を制御する制御形態である。高損失制御はトルクに寄与しない成分の電流を多く流して損失を増加させてエネルギーを消費させる制御である。 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2013-13198 (Patent Document 1) controls an inverter (5) connected to a DC power supply (3) via a contactor (2) and connected to an AC rotating electric machine (MG). A control device (10) is disclosed (the reference numerals in parentheses in the description of the background art refer to Patent Document 1). The control device (10) is configured such that when the rotating electric machine (MG) is rotating, the contactor (2) changes from the closed state to the open state, and the electrical connection between the inverter (5) and the DC power supply (3). Is executed, zero torque control including high-loss control is executed. Zero torque control is a control mode in which the target torque of the rotary electric machine (MG) is set to zero, and the inverter (5) is controlled so that the torque (for example, regenerative torque) of the rotary electric machine (MG) becomes zero. The high-loss control is a control in which a large amount of current of a component that does not contribute to the torque flows to increase the loss and consume energy.
特許文献１では、制御装置（１０）が関与する時間を与えることなく、別の制御装置によって突然コンタクタ（２）が開状態に制御されたり、衝撃等によってコンタクタ（２）の接点が機械的に開いてしまったりした場合を想定している。このような場合に、インバータ（５）の全てのスイッチング素子（Ｅ３〜Ｅ１４）をオフ状態に制御すると、回生電流が直流電源（３）に回生されず、インバータ（５）の直流の電圧が急上昇するおそれがある。インバータ（５）の直流側には多くの場合、平滑コンデンサ（Ｑ２）が備えられており、平滑コンデンサ（Ｑ）の耐圧が問題となるおそれがある。このため、特許文献１では、フェールセーフ制御として高損失制御を含むゼロトルク制御が行われる。
In
しかし、回転電機（ＭＧ）が通常の制御によって回転しているときに、コンタクタ（２）を開放する必要が生じても、実際にコンタクタ（２）を開放するまでに時間的な余裕がある場合もある。そのような場合には、コンタクタ（２）が開放状態になっても、インバータ（５）の直流側の電圧が急上昇しないように対処しておくことができる可能性がある。特許文献１では、ゼロトルク制御を中核として、回転電機（ＭＧ）を制御する直交座標系における一方の軸に沿った電流である駆動電流をゼロまで減少させ、その後に他方の軸に沿った電流である界磁電流をゼロまで減少させて、回転電機（ＭＧ）に流れる電流をゼロまで低下させる。しかし、フェールセーフ制御には、ゼロトルク制御の他にも制御方式が存在し、各方式には回転電機（ＭＧ）、インバータ（５）等の動作状態に応じてそれぞれ好適な利用場面がある。従って、ゼロトルク制御に限定することなく、コンタクタ（２）を開放する際に、インバータ（５）の動作状態がより適切な状態となるようにインバータ（５）を制御することが好ましい。
However, if the contactor (2) needs to be opened while the rotating electric machine (MG) is rotating by the normal control, there is a time margin before the contactor (2) is actually opened. There is also. In such a case, even if the contactor (2) becomes open, it may be possible to take measures to prevent the voltage on the DC side of the inverter (5) from rising rapidly. In
上記背景に鑑みて、直流電源に接続されると共に交流の回転電機に接続されるインバータの動作中に、インバータと直流電源との電気的接続が遮断される場合に、インバータの直流側の電圧の急上昇やインバータに流れる電流の大幅な上昇などを抑制できるように、インバータを適切に制御することが望まれる。 In view of the above background, when the electrical connection between the inverter and the DC power supply is interrupted during the operation of the inverter connected to the DC power supply and connected to the AC rotating electric machine, the voltage on the DC side of the inverter is reduced. It is desired that the inverter be appropriately controlled so that a rapid rise or a large rise in current flowing through the inverter can be suppressed.
１つの態様として、上記に鑑みたインバータ制御装置は、
直流電源にコンタクタを介して接続されると共に交流の回転電機に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換するインバータであって、交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成された当該インバータを制御対象とし、
前記回転電機の回転に同期して回転する２軸の直交座標系において、当該直交座標系の各軸に沿った界磁電流と駆動電流との合成ベクトルである電機子電流を制御して前記インバータを構成するスイッチング素子をスイッチング制御するインバータ制御装置であって、
前記インバータの直流側の電圧である直流リンク電圧を平滑化する平滑コンデンサに蓄えられたエネルギーを放電させる放電要求が生じた場合に、
前記回転電機のトルクがゼロとなるようにトルク指令を設定して前記駆動電流をゼロ状態まで減少させると共に、当該トルク指令に基づくトルクを維持した状態で前記電機子電流が増加するように前記界磁電流を増加させるゼロトルク制御を開始し、
前記駆動電流が前記ゼロ状態に達し、前記ゼロトルク制御を継続した状態で、前記コンタクタが開放された後、前記直流リンク電圧が予め規定されたしきい値電圧以下になったと判定した場合に、前記ゼロトルク制御に代えて、複数相の前記アームの前記上段側スイッチング素子及び前記下段側スイッチング素子の何れか一方の前記スイッチング素子の全てをオン状態に制御し、他方の前記スイッチング素子の全てをオフ状態に制御するアクティブショートサーキット制御を開始する。ここで、ゼロ状態とはゼロを含む±数［Ａ］の範囲を含む状態をいう。
As one aspect, the inverter control device in view of the above is:
An inverter that is connected to a DC power supply via a contactor and is connected to an AC rotating electric machine to convert power between DC and multiple-phase AC. The inverter configured by a series circuit with the lower-stage switching element is set as a control target,
In a two-axis orthogonal coordinate system that rotates in synchronization with the rotation of the rotating electric machine, the inverter controls the armature current, which is a combined vector of a field current and a drive current, along each axis of the orthogonal coordinate system. An inverter control device that performs switching control of a switching element constituting
When a discharge request for discharging energy stored in a smoothing capacitor for smoothing a DC link voltage that is a voltage on the DC side of the inverter occurs,
A torque command is set so that the torque of the rotating electric machine becomes zero, the drive current is reduced to a zero state, and the field is increased so that the armature current increases while maintaining the torque based on the torque command. Start zero torque control to increase the magnetic current,
When the drive current reaches the zero state and the contactor is opened in a state where the zero torque control is continued, when it is determined that the DC link voltage has become equal to or less than a predetermined threshold voltage, Instead of the zero torque control, all of the switching elements of any one of the upper-stage switching element and the lower-stage switching element of the multi-phase arm are turned on, and all of the other switching elements are turned off. Start the active short circuit control. Here, the zero state refers to a state including a range of ± number [A] including zero.
この構成によれば、コンタクタが開放される際には、駆動電流がゼロ状態に達しているから、回転電機から平滑コンデンサや直流電源に電流が回生されない。従って、コンタクタが開放されて、直流電源には電流を回生することができなくなっても、平滑コンデンサが充電されてその端子間電圧が急激に上昇することはない。また、コンタクタが開放された後も、回転電機のトルクには寄与しない界磁電流を流すゼロトルク制御は継続されている。その電力源は平滑コンデンサに蓄積された電力であるから、平滑コンデンサに蓄えられたエネルギーを消費させることができる。さらに、アクティブショートサーキット制御は、平滑コンデンサに蓄えられたエネルギーがある程度放電されてから（直流リンク電圧がしきい値電圧以下となってから）、開始される。制御方式が切り換わる際には、電流に過渡的な振動が生じることがあるが、予め電力源となる平滑コンデンサのエネルギーを減少させておくことにより、そのような振動の振幅を低減することができる。その結果、制御方式が切り換わる際の過電流の発生を抑制することができる。このように、本構成によれば、直流電源に接続されると共に交流の回転電機に接続されるインバータの動作中に、インバータと直流電源との電気的接続が遮断される場合に、インバータの直流側の電圧の急上昇やインバータに流れる電流の大幅な上昇などを抑制できるように、インバータを適切に制御することができる。 According to this configuration, when the contactor is opened, the driving current has reached the zero state, so that no current is regenerated from the rotating electric machine to the smoothing capacitor or the DC power supply. Therefore, even if the contactor is opened and the current cannot be regenerated in the DC power supply, the smoothing capacitor is not charged and the voltage between its terminals does not rapidly increase. Further, even after the contactor is released, the zero torque control for flowing a field current that does not contribute to the torque of the rotating electric machine is continued. Since the power source is the power stored in the smoothing capacitor, the energy stored in the smoothing capacitor can be consumed. Further, the active short circuit control is started after the energy stored in the smoothing capacitor has been discharged to some extent (after the DC link voltage has become equal to or lower than the threshold voltage). When the control method is switched, transient oscillations may occur in the current.However, it is possible to reduce the amplitude of such oscillations by reducing the energy of the smoothing capacitor that is the power source in advance. it can. As a result, the occurrence of overcurrent when the control method is switched can be suppressed. As described above, according to this configuration, when the electrical connection between the inverter and the DC power supply is interrupted during the operation of the inverter connected to the DC power supply and The inverter can be appropriately controlled so that a sudden increase in the voltage on the side or a large increase in the current flowing through the inverter can be suppressed.
インバータ制御装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。 Further features and advantages of the inverter control device will be clear from the following description of an embodiment which is described with reference to the drawings.
以下、インバータ制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。インバータ制御装置２０は、図１に示すように、インバータ１０を介して回転電機８０を駆動制御する。本実施形態では、インバータ１０と後述する直流リンクコンデンサ４（平滑コンデンサ）とを備えて、回転電機駆動装置１が構成されており、インバータ制御装置２０は、回転電機駆動装置１を介して回転電機８０を駆動制御するということもできる。駆動対象の回転電機８０は、例えばハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動力源となる回転電機である。車両の駆動力源としての回転電機８０は、複数相の交流（ここでは３相交流）により動作する回転電機であり、電動機としても発電機としても機能することができる。
Hereinafter, an embodiment of an inverter control device will be described with reference to the drawings. The
車両には、回転電機８０を駆動するための電力源としてニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどの直流電源が搭載されている。本実施形態では、回転電機８０に電力を供給するための大電圧大容量の直流電源として、例えば電源電圧が２００〜４００［Ｖ］の高圧バッテリ１１（直流電源）が備えられている。回転電機８０は、交流の回転電機であるから、高圧バッテリ１１と回転電機８０との間には、直流と交流（ここでは３相交流）との間で電力を変換するインバータ１０が備えられている。インバータ１０の直流側の正極電源ラインＰと負極電源ラインＮとの間の電圧は、以下“直流リンク電圧Ｖｄｃ”と称する。高圧バッテリ１１は、インバータ１０を介して回転電機８０に電力を供給可能であると共に、回転電機８０が発電して得られた電力を蓄電可能である。
The vehicle is equipped with a secondary battery (battery) such as a nickel-metal hydride battery or a lithium ion battery as a power source for driving the rotating
インバータ１０と高圧バッテリ１１との間には、インバータ１０の直流側の正負両極間電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を平滑化する平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ４）が備えられている。直流リンクコンデンサ４は、回転電機８０の消費電力の変動に応じて変動する直流電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を安定化させる。直流リンクコンデンサ４と高圧バッテリ１１との間には、直流リンクコンデンサ４から回転電機８０までの回路と、高圧バッテリ１１との電気的な接続を切り離すことが可能なコンタクタ９が備えられている。本実施形態において、このコンタクタ９は、車両の最も上位の制御装置の１つである車両ＥＣＵ（Electronic Control Unit）９０からの指令に基づいて開閉するメカニカルリレーであり、例えばシステムメインリレー（ＳＭＲ：System Main Relay）と称される。コンタクタ９は、車両のイグニッションスイッチ（ＩＧスイッチ）やメインスイッチがオン状態（有効状態）の際にＳＭＲの接点が閉じて導通状態（接続状態）となり、ＩＧキーがオフ状態（非有効状態）の際にＳＭＲの接点が開いて非導通状態（開放状態）となる。インバータ１０は、高圧バッテリ１１と回転電機８０との間にコンタクタ９を介して介在され、コンタクタ９が接続状態において高圧バッテリ１１とインバータ１０（及び回転電機８０）とが電気的に接続され、コンタクタ９が開放状態において高圧バッテリ１１とインバータ１０（及び回転電機８０）との電気的接続が遮断される。
Between the
インバータ１０は、複数のスイッチング素子３を有して構成される。スイッチング素子３には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ−ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などの高周波での動作が可能なパワー半導体素子を適用すると好適である。図１に示すように、本実施形態では、スイッチング素子３としてＩＧＢＴが用いられる。
The
インバータ１０は、よく知られているように複数相（ここでは３相）のそれぞれに対応する数のアーム３Ａを有するブリッジ回路により構成される。つまり、図１に示すように、インバータ１０の直流正極側（直流電源の正極側の正極電源ラインＰ）と直流負極側（直流電源の負極側の負極電源ラインＮ）との間に２つのスイッチング素子３が直列に接続されて１つのアーム３Ａが構成される。３相交流の場合には、この直列回路（１つのアーム３Ａ）が３回線（３相）並列接続される。つまり、回転電機８０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するステータコイル８のそれぞれに一組の直列回路（アーム３Ａ）が対応したブリッジ回路が構成される。
As is well known, the
各相のスイッチング素子３による直列回路（アーム３Ａ）の中間点、つまり、正極電源ラインＰの側のスイッチング素子３（上段側スイッチング素子３Ｈ（３１，３３，３５）：図６等参照）と負極電源ラインＮ側のスイッチング素子３（下段側スイッチング素子３Ｌ（３２，３４，３６）：図６等参照）との接続点は、回転電機８０のステータコイル８（８ｕ，８ｖ，８ｗ：図６等参照）にそれぞれ接続される。尚、各スイッチング素子３には、負極“Ｎ”から正極“Ｐ”へ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、並列にフリーホイールダイオード５が備えられている。スイッチング素子３と同様に、上段側と下段側とで区別する場合には、上段側フリーホイールダイオード５Ｈ（（５１，５３，５５）：図６等参照）、下段側フリーホイールダイオード５Ｌ（（５２，５４，５６）：図６等参照）と称する。
An intermediate point of the series circuit (
図１に示すように、インバータ１０は、インバータ制御装置２０により制御される。インバータ制御装置２０は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されている。例えば、インバータ制御装置２０は、車両ＥＣＵ９０等の他の制御装置等から提供される回転電機８０の目標トルクＴＭに基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機８０を制御する。回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる実電流は電流センサ１２により検出され、インバータ制御装置２０はその検出結果を取得する。また、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置は、例えばレゾルバなどの回転センサ１３により検出され、インバータ制御装置２０はその検出結果を取得する。インバータ制御装置２０は、電流センサ１２及び回転センサ１３の検出結果を用いて、電流フィードバック制御を実行する。インバータ制御装置２０は、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。
As shown in FIG. 1, the
車両には、高圧バッテリ１１の他に、高圧バッテリ１１とは絶縁され、高圧バッテリ１１よりも低電圧の電源である低圧バッテリ（不図示）も搭載されている。低圧バッテリの電源電圧は、例えば１２〜２４［Ｖ］である。低圧バッテリは、インバータ制御装置２０や車両ＥＣＵ９０に、例えば電圧を調整するレギュレータ回路等を介して電力を供給する。車両ＥＣＵ９０やインバータ制御装置２０などの電源電圧は、例えば５［Ｖ］や３．３［Ｖ］である。
In addition to the high-
ところで、インバータ１０を構成する各スイッチング素子３の制御端子（ＩＧＢＴの場合はゲート端子）は、ドライバ回路３０を介してインバータ制御装置２０に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。回転電機８０を駆動するための高圧系回路と、マイクロコンピュータなどを中核とするインバータ制御装置２０などの低圧系回路とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。このため、各スイッチング素子３に対する駆動信号（スイッチング制御信号）の駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて中継するドライバ回路３０（制御信号駆動回路）が備えられている。低圧系回路のインバータ制御装置２０により生成されたスイッチング制御信号は、ドライバ回路３０を介して高圧回路系の駆動信号としてインバータ１０に供給される。ドライバ回路３０は、例えばフォトカプラやトランスなどの絶縁素子やドライバＩＣを利用して構成される。
By the way, the control terminals (gate terminals in the case of IGBTs) of the
インバータ制御装置２０は、インバータ１０を構成するスイッチング素子３のスイッチングパターンの形態（電圧波形制御の形態）として、少なくともパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御と矩形波制御（１パルス制御）との２つの制御形態を有している。また、インバータ制御装置２０は、ステータの界磁制御の形態として、モータ電流に対して最大トルクを出力する最大トルク制御や、モータ電流に対して最大効率でモータを駆動する最大効率制御などの通常界磁制御、及び、トルクに寄与しない界磁電流（ｄ軸電流Ｉｄ）を流して界磁磁束を弱める弱め界磁制御や、逆に界磁磁束を強める強め界磁制御などの界磁調整制御を有している。
The
上述したように、本実施形態では、回転電機８０の回転に同期して回転する２軸の直交ベクトル空間（直交座標系）における電流ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を実行して回転電機８０を制御する。電流ベクトル制御法では、例えば、永久磁石による界磁磁束の方向に沿ったｄ軸（界磁電流軸、界磁軸）と、このｄ軸に対して電気的にπ／２進んだｑ軸（駆動電流軸、駆動軸）との２軸の直交ベクトル空間（ｄ−ｑ軸ベクトル空間）において電流フィードバック制御を行う。インバータ制御装置２０は、制御対象となる回転電機８０の目標トルクＴＭに基づいてトルク指令Ｔ＊を決定し、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令Ｉｑ＊を決定する。
As described above, in the present embodiment, the rotating
そして、インバータ制御装置２０は、これらの電流指令（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）と回転電機８０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相のコイルを流れる実電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）との偏差を求めて比例積分制御演算（ＰＩ制御演算）や比例積分微分制御演算（ＰＩＤ制御演算）を行い、最終的に３相の電圧指令を決定する。この電圧指令に基づいて、スイッチング制御信号が生成される。回転電機８０の実際の３相空間と２軸の直交ベクトル空間との間の相互の座標変換は、回転センサ１３により検出された磁極位置θに基づいて行われる。また、回転電機８０の回転速度ω（角速度）や回転数ＮＲ［ｒｐｍ］は、回転センサ１３の検出結果より導出される。
Then, the
ところで、上述したように、本実施形態では、インバータ１０のスイッチング形態には、ＰＷＭ制御モードと矩形波制御モードとがある。ＰＷＭ制御は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相のインバータ１０の出力電圧波形であるＰＷＭ波形が、上段側スイッチング素子３Ｈがオン状態となるハイレベル期間と、下段側スイッチング素子３Ｌがオン状態となるローレベル期間とにより構成されるパルスの集合で構成されると共に、その基本波成分が一定期間で正弦波状となるように、各パルスのデューティーが設定される制御である。公知の正弦波ＰＷＭ（SPWM : Sinusoidal PWM）や、空間ベクトルＰＷＭ（SVPWM : Space Vector PWM）、過変調ＰＷＭ制御などが含まれる。本実施形態においては、ＰＷＭ制御では、直交ベクトル空間の各軸に沿った界磁電流（ｄ軸電流Ｉｄ）と駆動電流（ｑ軸電流Ｉｑ）との合成ベクトルである電機子電流を制御してインバータ１０を駆動制御する。つまり、インバータ制御装置２０は、ｄ−ｑ軸ベクトル空間における電機子電流の電流位相角（ｑ軸電流ベクトルと電機子電流ベクトルとの為す角）を制御してインバータ１０を駆動制御する。従って、ＰＷＭ制御は、電流位相制御とも称される。
As described above, in the present embodiment, the switching mode of the
これに対して、矩形波制御（１パルス制御）は、３相交流電力の電圧位相を制御してインバータ１０を制御する方式である。３相交流電力の電圧位相とは、３相の電圧指令値の位相に相当する。本実施形態では、矩形波制御は、インバータ１０の各スイッチング素子３のオン及びオフが回転電機８０の電気角１周期に付き１回ずつ行われ、各相について電気角１周期に付き１パルスが出力される回転同期制御である。本実施形態においては、矩形波制御は、３相電圧の電圧位相を制御することによってインバータ１０を駆動するので、電圧位相制御と称される。
On the other hand, the rectangular wave control (1-pulse control) is a method of controlling the
また、上述したように、本実施形態では界磁制御の形態として、通常界磁制御と、界磁調整制御（弱め界磁制御、強め界磁制御）とを有している。最大トルク制御や最大効率制御などの通常界磁制御は、回転電機８０の目標トルクＴＭに基づいて設定される基本的な電流指令値（ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊）を用いた制御形態である。これに対して、弱め界磁制御とは、ステータからの界磁磁束を弱めるために、この基本的な電流指令値の内のｄ軸電流指令Ｉｄ＊を調整する制御形態である。また、強め界磁制御とは、ステータからの界磁磁束を強めるために、この基本的な電流指令値の内のｄ軸電流指令Ｉｄ＊を調整する制御形態である。弱め界磁制御や強め界磁制御などの際には、このようにｄ軸電流Ｉｄが調整されるが、ここでは、この調整値を界磁調整電流と称する。
Further, as described above, in the present embodiment, the field control includes the normal field control and the field adjustment control (weak field control, strong field control). Normal field control such as maximum torque control and maximum efficiency control uses basic current command values (d-axis current command Id * , q-axis current command Iq * ) set based on target torque TM of rotating
上述したように、回転電機８０は、目標トルクＴＭに応じてＰＷＭ制御や矩形波制御により駆動制御される。ところで、回転電機８０が駆動中に車両のＩＧスイッチ（メインスイッチ）がオフ状態となったり、車両の安全を確保する必要が生じたりした場合には、ＳＭＲの接点が開放されて（コンタクタ９が開放されて）、高圧バッテリ１１とインバータ１０との電気的接続が遮断される。
As described above, the rotating
このため、コンタクタ９が開放状態となった場合には、インバータ１０を構成するスイッチング素子３の全てをオフ状態とするシャットダウン制御（ＳＤ制御）が実施される場合がある。シャットダウン制御が実施された場合、ステータコイル８に蓄積された電力が、フリーホイールダイオード５を介して直流リンクコンデンサ４を充電する。このため、直流リンクコンデンサ４の端子間電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）が短時間で急激に上昇するおそれがある。直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇に備えて直流リンクコンデンサ４を大容量化、高耐圧化すると、コンデンサの体格の増大につながる。また、スイッチング素子３の高耐圧化も必要となる。これは、回転電機駆動装置１の小型化の妨げとなり、部品コスト、製造コスト、製品コストにも影響する。
For this reason, when the contactor 9 is in an open state, a shutdown control (SD control) for turning off all the
本実施形態のインバータ制御装置２０は、後述するようにシャットダウン制御、アクティブショートサーキット制御、ゼロトルク制御などを行うことによって、回生電力を抑制しつつ、回転電機８０に流れる電流を適切にゼロ状態にする制御を実行する点に特徴を有する。ここで、「ゼロ状態」とはゼロを含む±数［Ａ］の範囲を含む状態をいう。また、例えば、トルクに対して「ゼロ状態」と称する場合には、ゼロを含む±数［Ｎｍ］の範囲を含む状態をいう。その他の物理量についても特に明記しない限り同様である。本実施形態では、回転電機８０が回生運転中であり、その回生電力がインバータ１０を介して高圧バッテリ１１の方向へ回生されている状態で、放電要求があった場合を例として説明する。また、ここでは、回生運転中の回転電機８０が、ＰＷＭ制御で制御されている場合を例として説明する。
The
以下、図２〜図５も参照して、ゼロトルク制御及びアクティブショートサーキット制御について説明する。図２のタイミングチャート、図３のフローチャート、図５の波形図は、それぞれ制御モードの遷移例を示している。また、図４は、制御モードの遷移例を電流の電流ベクトル空間（直交座標系）において模式的に示している。図４において、符号“１００”（１０１〜１０３）は、それぞれ回転電機８０が、あるトルクを出力する電機子電流のベクトル軌跡を示す等トルク線である。等トルク線１０１よりも等トルク線１０２の方が低トルクであり、さらに等トルク線１０２よりも等トルク線１０３の方が低トルクである。
Hereinafter, the zero torque control and the active short circuit control will be described with reference to FIGS. The timing chart in FIG. 2, the flowchart in FIG. 3, and the waveform chart in FIG. 5 show transition examples of the control mode. FIG. 4 schematically shows a transition example of the control mode in a current vector space (orthogonal coordinate system) of the current. In FIG. 4, reference numerals “100” (101 to 103) are isotorque lines indicating the vector locus of the armature current at which the rotating
曲線“３００”は電圧速度楕円（電圧制限楕円）を示している。電圧速度楕円は、回転電機８０の回転速度ω及びインバータ１０の直流電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）の値に応じて設定可能な電流指令の範囲を示すベクトル軌跡である。電圧速度楕円３００の大きさは、直流リンク電圧Ｖｄｃと回転電機８０の回転速度ω（又は回転数ＮＲ）とに基づいて定まる。具体的には、電圧速度楕円３００の径は直流リンク電圧Ｖｄｃに比例し、回転電機８０の回転速度ωに反比例する。電流指令（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）は、このような電流ベクトル空間において電圧速度楕円３００内に存在する等トルク線１００の線上の動作点における値として設定される。後述する電流指令マップは、このような電流ベクトル空間に基づいて規定されたマップである。
A curve “300” indicates a voltage speed ellipse (voltage limit ellipse). The voltage speed ellipse is a vector locus indicating a range of a current command that can be set according to the rotation speed ω of the rotating
図２及び図３に示すように、インバータ制御装置２０は、通常動作として回転電機８０をトルクモード（目標トルクＴＭに応じた例えばＰＷＭ制御）で制御している（＃１０）。この時の、電流ベクトル空間における回転電機８０の動作点は、図４に示す第１動作点Ｐ１である。換言すれば、回転電機８０は、等トルク線１０１上の第１動作点Ｐ１において、通常動作としてのトルクモードで回生動作している（図３及び図２の＃１０）。
As shown in FIGS. 2 and 3, the
ここで、図３のステップ＃２０に例示すように、コンタクタ９を開放する必要が生じ、当該開放に備えて直流リンクコンデンサ４に蓄えられたエネルギーを放電させる放電要求が生じているとインバータ制御装置２０が判定した場合、インバータ制御装置２０は、下記に示すような制御を実施する。上述したように、コンタクタ９の開閉制御は、車両ＥＣＵ９０が行っている。従って、１つの態様として、車両ＥＣＵ９０がコンタクタ９を開放する制御の実行に先立って、インバータ制御装置２０に対して、開放を行うことを通知したり、上記放電要求を通知したりすると好適である。
Here, as shown in
また、別の形態として、放電要求は、車両ＥＣＵ９０とは別の制御装置から通知されても良い。例えば、車両ＥＣＵ９０とは別の制御装置が、車両ＥＣＵ９０に対してコンタクタ９の開放要求を通知すると共に、インバータ制御装置２０に放電要求を通知してもよい。また、インバータ制御装置２０に各種の警告信号等が入力される場合には、インバータ制御装置２０が放電要求を生成して、コンタクタ９の開閉を制御する車両ＥＣＵ９０に通知しても良い。図３に示すステップ＃２０は、インバータ制御装置２０が認識可能な「放電要求」が存在するか否かの判定であり、システム全体として有効な「放電要求」が生じているか否かの判定と同義である。
Alternatively, the discharge request may be notified from a control device different from
図２に示すように時刻ｔ１にて放電要求が通知されると、インバータ制御装置２０は、回転電機８０のトルクがゼロとなるようにトルク指令Ｔ＊を設定してｑ軸電流Ｉｑ（駆動電流）をゼロ状態まで減少させると共に、当該トルク指令Ｔ＊に基づくトルクを維持した状態で電機子電流が増加するようにｄ軸電流Ｉｄ（界磁電流）を増加させるゼロトルク制御を開始する（＃３０）。ゼロトルク制御の開始は、放電モードの開始と等価である。図４に示すように、インバータ制御装置２０は、動作点を、第１動作点Ｐ１から第２動作点Ｐ２へと移動させるような制御を実行する。ゼロトルク制御の開始時には、図５に示すように、３相電流波形の振幅（波高値Ｉ１）が大きくなる場合がある。しかし、後述するように、通常動作からゼロトルク制御へ円滑に遷移するように制御されるため、発明者らによる実験やシミュレーションによれば、許容値の範囲内に収まっていることが確認された。
As shown in FIG. 2, when the discharge request is notified at time t1,
ここで、直流リンクコンデンサ４への回生電力を抑制する上では、トルクに寄与しないｄ軸電流Ｉｄについては、電流量を減らすことなく、より多く流し続けて損失を増大させることが好ましい。具体的には、第１動作点Ｐ１からｑ軸電流Ｉｑを減少させてトルクをゼロに近づけていきながら、ｄ軸電流Ｉｄを増加させる。つまり、図４に示すように、第１動作点Ｐ１から、ｑ軸電流Ｉｑがゼロ状態でｄ軸電流Ｉｄの絶対値が第１動作点Ｐ１よりも大きい第２動作点Ｐ２まで遷移させる。この第２動作点Ｐ２は、好ましくは電圧速度楕円の中心であるが、ｑ軸電流Ｉｑの減少を優先して、第１動作点Ｐ１の座標とｑ軸電流Ｉｑの減少速度とｄ軸電流Ｉｄの増加速度とに基づいて設定される座標とすると好適である。
Here, in order to suppress the regenerative electric power to the
インバータ制御装置２０は、ｑ軸電流Ｉｑがゼロ状態に達したと判定した場合（動作点が第２動作点Ｐ２に達したと判定した場合）に、上述したゼロトルク制御を継続した状態で、ＳＭＲの接点の開放（コンタクタ９の開放）を許可する（図３：＃４０）。この許可は、車両ＥＣＵ９０に通知され、車両ＥＣＵ９０は、コンタクタ９が開放状態となるように制御する（図２：時刻ｔ２）。コンタクタ９が開放される際には、直流リンク電圧Ｖｄｃが上昇する場合があるが、ゼロトルク制御を実行していることにより、エネルギーが消費されるので、そのような電圧上昇は抑制される。尚、ゼロトルク制御の開始（時刻ｔ１）から、コンタクタ９の開放（時刻ｔ２）までの間、放電モード中ではあるがコンタクタ９を介して高圧バッテリ１１にも接続されているため、直流リンク電圧Ｖｄｃはほぼ一定で推移する。
When the
第２動作点Ｐ２では、ｑ軸電流Ｉｑはゼロ状態であるが、ｄ軸電流Ｉｄはゼロ状態ではない。従って、コンタクタ９が開放されると、ｄ軸電流Ｉｄを流すための電力が直流リンクコンデンサ４から供給され、直流リンク電圧Ｖｄｃが低下する。つまり、放電モード（ゼロトルク制御）の継続によって、直流リンク電圧Ｖｄｃが低下していく。インバータ制御装置２０は、第２動作点Ｐ２からさらに第３動作点Ｐ３の方向へ、ｄ軸電流Ｉｄを増加させると好適である。後述するように、コンタクタ９が開放された後には、アクティブショートサーキット制御が開始されるが、アクティブショートサーキット制御への移行時には電流が振動する場合がある。従って、ｑ軸電流Ｉｑがゼロ状態に達した後も、ｄ軸電流Ｉｄを増加させることによって、直流リンクコンデンサ４に蓄積されたエネルギーを効率的に消費させておくと、アクティブショートサーキット制御への移行時に振動する電流の振幅（例えば図５の時刻ｔ３における波高値Ｉ３）を抑制することができる。
At the second operating point P2, the q-axis current Iq is in the zero state, but the d-axis current Id is not in the zero state. Therefore, when the contactor 9 is opened, electric power for flowing the d-axis current Id is supplied from the
尚、図５では、コンタクタ９が開放される時刻ｔ２よりも前にｄ軸電流Ｉｄが最大値を示し、動作点が移動していない形態が例示されている。このように、第１動作点Ｐ１から第３動作点Ｐ３へ遷移した後に、コンタクタ９が開放されてもよい。この際、第１動作点Ｐ１から直接第３動作点Ｐ３へ遷移してコンタクタ９が開放されても良いし、第１動作点Ｐ１から第２動作点Ｐ２を経由して第３動作点Ｐ３に遷移してコンタクタ９が開放されても良い。つまり、第１動作点Ｐ１から第３動作点Ｐ３に至る中間の動作点である第２動作点Ｐ２は、比較的任意に設定することができる。上述したように、第２動作点Ｐ２は、ｑ軸電流Ｉｑの減少を優先して、第１動作点Ｐ１の座標とｑ軸電流Ｉｑの減少速度とｄ軸電流Ｉｄの増加速度とに基づいて設定される座標とすることができる。このことから明らかなように、コンタクタ９を開放するタイミングは、ｑ軸電流Ｉｑがゼロ状態であれば、比較的寛容に設定することができるので、放電モード（ゼロトルク制御）の開始から予め規定された時間（例えば“Ｔ１”）の経過後に設定されていてもよい。 Note that FIG. 5 illustrates an example in which the d-axis current Id shows the maximum value before the time t2 when the contactor 9 is released, and the operating point does not move. As described above, after the transition from the first operating point P1 to the third operating point P3, the contactor 9 may be released. At this time, the contactor 9 may be opened by directly transitioning from the first operating point P1 to the third operating point P3, or may be changed from the first operating point P1 to the third operating point P3 via the second operating point P2. The transition may be made and the contactor 9 may be released. That is, the second operating point P2, which is an intermediate operating point from the first operating point P1 to the third operating point P3, can be set relatively arbitrarily. As described above, the second operating point P2 gives priority to the reduction of the q-axis current Iq, and is based on the coordinates of the first operating point P1, the decreasing speed of the q-axis current Iq, and the increasing speed of the d-axis current Id. The coordinates can be set. As is apparent from this, the timing for releasing the contactor 9 can be set relatively tolerant if the q-axis current Iq is in the zero state, and thus is predetermined in advance from the start of the discharge mode (zero torque control). May be set after a lapse of time (for example, “T1”).
インバータ制御装置２０は、直流リンク電圧Ｖｄｃを電圧センサ１４から取得する。インバータ制御装置２０は、ｑ軸電流Ｉｑ（駆動電流）がゼロ状態に達し、上記ゼロトルク制御を継続した状態で、コンタクタ９が開放された後、直流リンク電圧Ｖｄｃが予め規定されたしきい値電圧Ｔｈ以下になったと判定した場合（＃５０）に、ゼロトルク制御に代えて、アクティブショートサーキット制御を開始する（＃６０）。アクティブショートサーキット制御とは、複数相のアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈ及び下段側スイッチング素子３Ｌの何れか一方のスイッチング素子３の全てをオン状態に制御し、他方のスイッチング素子３の全てをオフ状態に制御する制御方式である。電流は、回転電機８０とインバータ１０との間（ステータコイル８とスイッチング素子３との間）で還流する。つまり、アクティブショートサーキット制御の開始よって、動作モードは、放電モードから、電流を還流させる動作モードへ移行する。
還流モードでは、エネルギーがステータコイル８及びスイッチング素子３における熱となって消費される。このため、長時間に亘ってこの還流電流が流れ続けると、ステータコイル８やスイッチング素子３の寿命に影響を与える場合がある。従って、できる限り早期に、回転電機８０に流れる電流をゼロとすることが好ましい。そこで、本実施形態では、アクティブショートサーキット制御を開始した後、後述するようなパーシャルシャットダウン制御（ＰＳＤ制御）及びフルシャットダウン制御（ＦＳＤ制御）を行って、回転電機８０に流れる電流をゼロ状態とする。
In the reflux mode, energy is consumed as heat in the
インバータ制御装置２０は、アクティブショートサーキット制御の開始後に、以下に例示するような、予め規定されたパーシャルシャットダウン制御開始条件を満たした場合（＃６５）に、パーシャルシャットダウン制御（ＰＳＤ制御）を開始する（図３：＃７０）。本実施形態では、インバータ１０は、直流と３相の交流との間で電力を変換している。この場合、インバータ制御装置２０は、アクティブショートサーキット制御の開始後に、何れか１相のアーム３Ａである対象アームの電流がゼロ状態となる際に、或いは、アクティブショートサーキット制御の開始後に、回転電機８０の回転速度が上限回転速度以下であり、何れか１相のアーム３Ａである対象アームの電流がゼロ状態となる際に、少なくともその対象アームにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子３をオフ状態とするように制御するパーシャルシャットダウン制御（ＰＳＤ制御）を開始する。
The
アーム３Ａに電流が流れている状態で当該アーム３Ａのスイッチング素子３をオフ状態に制御すると、その電流がフリーホイールダイオード５を介して直流リンクコンデンサ４に流入し、直流リンク電圧Ｖｄｃを上昇させる。しかし、アクティブショートサーキット制御からパーシャルシャットダウン制御への移行時には、オン状態からオフ状態へと制御されるスイッチング素子３を流れる電流がゼロ状態であるから、直流リンクコンデンサ４には電流が流れ込まず、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇が抑制される。
When the switching
さらに、インバータ制御装置２０は、パーシャルシャットダウン制御の開始後、以下に例示するような、予め規定されたフルシャットダウン制御開始条件を満たした場合（＃７５）に、フルシャットダウン制御（ＦＳＤ制御）を開始する（＃８０）。本実施形態では、インバータ１０は、対象アームとは別の２相のアーム３Ａの電流が共にゼロ状態となる際に、残りの全てのアーム３Ａにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子３をオフ状態とするように制御するフルシャットダウン制御（ＦＳＤ制御）を開始する。このフルシャットダウン制御は、インバータ１０の全てのスイッチング素子３をオフ状態に制御することと等価となるから、単純にシャットダウン制御（ＳＤ制御）と称することもできる。
Further, after starting the partial shutdown control, the
３相の内、１相には電流が流れないように制御されているので、残りの２相を流れる交流の電流は平衡する。従って、当該２相を流れる交流の電流は同時にゼロ状態となる。アクティブショートサーキット制御からパーシャルシャットダウン制御への移行時と同様に、パーシャルシャットダウン制御からフルシャットダウン制御への移行時も、オン状態からオフ状態へと制御されるスイッチング素子３を流れる電流はゼロ状態である。従って、パーシャルシャットダウン制御からフルシャットダウン制御への移行時にも、直流リンクコンデンサ４には電流が流れ込まず、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇が抑制される。
Since the current is controlled not to flow through one of the three phases, the alternating current flowing through the remaining two phases is balanced. Therefore, the alternating current flowing through the two phases is simultaneously in the zero state. Similarly to the transition from the active short circuit control to the partial shutdown control, the current flowing through the switching
以上、放電要求が生じてからインバータ１０がシャットダウンされるまでの制御について説明した。以下、ゼロトルク制御、アクティブショートサーキット制御、パーシャルシャットダウン制御、フルシャットダウン制御の具体的な制御方法について詳述する。
The control from the generation of the discharge request to the shutdown of the
図３に示すように、放電要求がない場合には、回転電機８０は通常動作として、トルクモードで制御されている（＃１０，＃２０）。通常動作（トルクモード）では、上述したＰＷＭ制御や矩形波制御が実行されている。単位時間当たりのトルクの変化率は、制限値ＬＴ［Ｎ／ｓ］によって制限されており、急激なトルクの変動が抑制されている。制限値ＬＴ［Ｎ／ｓ］は、目標トルクＴＭに応じて制御のために設定されるトルク指令Ｔ＊の単位時間当たりに許容される最大の変化率に相当する。通常動作時（トルクモードの実行時）には、制限値ＬＴ［Ｎ／ｓ］の値として、通常トルク変化率制限値ＬＴ１［Ｎ／ｓ］が設定される。また、目標トルクＴＭに応じて設定される最終目標トルクＴ＊＊は、目標トルクＴＭに設定される。
As shown in FIG. 3, when there is no discharge request, the rotating
通常動作（トルクモード）が、電流位相制御（ＰＷＭ制御）により実行される場合には、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令Ｉｑ＊は、トルク特性に基づいて予め生成された電流指令マップから取得される。つまり、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令Ｉｑ＊は、現在のトルクから最終目標トルクＴ＊＊に向かってトルク変化率の制限値ＬＴの範囲内で設定されたトルク指令Ｔ＊に応じて、電流指令マップから取得される。尚、最終的なｄ軸電流指令Ｉｄ＊は、界磁制御による調整量を反映して決定されるので、電流指令マップから取得されたｄ軸電流指令Ｉｄ＊は、後述する変数Ｉｄ＿ｔｍｐとして利用される。 When the normal operation (torque mode) is executed by the current phase control (PWM control), the d-axis current command Id * and the q-axis current command Iq * are generated by a current command map generated in advance based on the torque characteristics. Obtained from That is, the d-axis current command Id * and the q-axis current command Iq * correspond to the torque command T * set within the range of the torque change rate limit value LT from the current torque toward the final target torque T **. And is obtained from the current command map. Incidentally, the final d-axis current command Id *, since it is determined to reflect the amount of adjustment by the field control, and the d-axis current command Id * was obtained from the current command map are used as described below variable Id_tmp.
ステップ＃２０において放電要求があると判定された場合には、ゼロトルク制御が開始される（＃３０）。ゼロトルク制御（＃３０）では、回転電機８０の回生トルクを０［Ｎｍ］とする制御が実行される。ゼロトルク制御の実行に際しては、まず、トルク変化率ΔＴ［Ｎ／ｓ］が演算される。このトルク変化率ΔＴは、回転電機８０が制御可能な範囲での回生電力の変化率の最大値である電力変化率ΔＷ［ｋＷ／ｓ］と、現在の回転電機８０の回転数ＮＲ［ｒｍｐ］（回転速度ω）とに基づいて演算される。
If it is determined in
次に、このトルク変化率ΔＴが、通常トルク変化率制限値ＬＴ１を越えているか否かが判定される。トルク変化率ΔＴが通常トルク変化率制限値ＬＴ１を越えている場合には、トルク変化率ΔＴとして、上記で演算されたトルク変化率ΔＴが採用される。一方、トルク変化率ΔＴが通常トルク変化率制限値ＬＴ１以下の場合には、トルク変化率ΔＴとして、通常トルク変化率制限値ＬＴ１が設定される。つまり、ゼロトルク制御では、できるだけ速くトルクを下げてゼロトルク制御を実現することが好ましいので、可能な限り大きいトルク変化率ΔＴが用いられる。 Next, it is determined whether or not the torque change rate ΔT exceeds the normal torque change rate limit value LT1. When the torque change rate ΔT exceeds the normal torque change rate limit value LT1, the torque change rate ΔT calculated above is adopted as the torque change rate ΔT. On the other hand, when the torque change rate ΔT is equal to or smaller than the normal torque change rate limit value LT1, the normal torque change rate limit value LT1 is set as the torque change rate ΔT. That is, in the zero torque control, it is preferable to reduce the torque as quickly as possible to realize the zero torque control. Therefore, the largest possible torque change rate ΔT is used.
トルク変化率ΔＴは、回転電機８０が制御可能な範囲での回生電力の変化率の最大値である電力変化率ΔＷ［ｋＷ／ｓ］と、現在の回転電機８０の回転数ＮＲ［ｒｍｐ］（回転速度ω）とに基づいて演算される。従って、実用的な範囲内での所定の回転数ＮＲと電力変化率ΔＷとに基づくトルク変化率ΔＴが、トルク変化率の制限値ＬＴとなる。実質的には、電力変化率ΔＷがトルク変化率の制限値ＬＴを規定することになる。つまり、電力変化率ΔＷと回転数ＮＲとに基づいて演算されるトルク変化率ΔＴの最大値は、実質的に電力変化率ΔＷによって制限されることになる。本実施形態では、概ね、通常トルク変化率制限値ＬＴ１の５〜６倍程度の制限値となる。
The torque change rate ΔT includes the power change rate ΔW [kW / s], which is the maximum value of the change rate of the regenerative power in a range that can be controlled by the rotating
また、トルク変化率ΔＴは、回転電機８０の回転速度に応じて異なる値を採り得るが、通常の制御においては定数値が用いられることが多い。しかし、速やかに回生電力を低下させる上では、制御が追従可能な範囲内で大きいトルク変化率ΔＴで回転電機８０の回生トルクがゼロとなるようにインバータ１０を制御することが好適である。このため、上述したように、回転電機８０の回生トルクをゼロに低下させていく際のトルク変化率ΔＴが、回転電機８０の回転数ＮＲ（回転速度ω）に応じて可変設定されると好適である。上述したように、トルク変化率ΔＴは、回転電機８０が制御可能な範囲での回生電力の変化率の最大値である電力変化率ΔＷ［ｋＷ／ｓ］と、現在の回転電機８０の回転数ＮＲ［ｒｍｐ］（回転速度ω）とに基づいて演算される。つまり、トルク変化率ΔＴは、回転数ＮＲ（回転速度（ω）に反比例し、回転数ＮＲが小さくなるに従って大きくなるように設定される。
Further, the torque change rate ΔT can take different values depending on the rotation speed of the rotating
ところで、通常動作（トルクモード）が、電圧位相制御である矩形波制御モードで制御されている場合には、電流位相を制御することによってｄ軸電流Ｉｄの絶対値を増加させることができない。従って、制御方式（変調方式）をＰＷＭ制御モードに変更しておくことが好ましい。尚、変調方式は、変調率（＝３相の相間電圧の実効値／直流リンク電圧）によって切り換えられているため、変調方式が矩形波変調方式の場合には、ＰＷＭ制御の理論的な最大変調率（≒０．７０７）を超えている。従って、変調率の指令値についても当該最大変調率以下に設定されると好適である。 By the way, when the normal operation (torque mode) is controlled in the rectangular wave control mode that is the voltage phase control, the absolute value of the d-axis current Id cannot be increased by controlling the current phase. Therefore, it is preferable to change the control method (modulation method) to the PWM control mode. Since the modulation method is switched according to the modulation rate (= the effective value of the three-phase interphase voltage / DC link voltage), when the modulation method is the rectangular wave modulation method, the theoretical maximum modulation of the PWM control is performed. Rate (≒ 0.707). Therefore, it is preferable that the command value of the modulation rate is set to be equal to or less than the maximum modulation rate.
本実施形態におけるゼロトルク制御では、単純に回転電機８０のトルクを０［Ｎｍ］とする制御に加え、トルクに寄与しないｄ軸電流Ｉｄを増加させて回生エネルギーを消費させる高損失制御（高損失処理）も並行して実施される。従って、本実施形態のゼロトルク制御においては、変数として高損失ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｌｏｓｓが設定される。この高損失ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｌｏｓｓには、まず、上述したＩｄ＿ｔｍｐ（現在のｄ軸電流指令Ｉｄ＊）が代入される。次に、トルク指令Ｔ＊と、回転数ＮＲとの関係から、回転電機８０が回生運転中であるか否か、トルクがゼロ状態に達しているか否かが判定される。
In the zero torque control according to the present embodiment, in addition to the control for simply setting the torque of the rotating
トルクがゼロ状態に達していないと判定された場合には、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊の単位時間当たりの変化量ΔＩｄが演算される。ゼロトルク制御を開始する直前の最終目標トルクＴ＊＊（＝Ｔ＊＊−０）を上述したトルク変化率ΔＴで除することによって、現時点での最終目標トルクＴ＊＊からトルクをゼロにするまで、トルク変化率ΔＴでトルクをゼロまで変化させる場合に要する遷移時間ｔ［ｓ］を演算することができる。従って、目標となる動作点（例えば第２動作点Ｐ２）でのｄ軸電流の値Ｉｄ＿ｏと、現在のｄ軸電流指令の値であるＩｄ＿ｌｏｓｓとの差分を、上述した遷移時間ｔ［ｓ］で除することにより、単位時間当たりのｄ軸電流の変化量ΔＩｄを演算する。別の態様として、例えば、電圧速度楕円３００の中心（第４動作点Ｐ４）でのｄ軸電流の値Ｉｄ＿ｏと、現在のｄ軸電流指令の値であるＩｄ＿ｌｏｓｓとの差分を、上述した遷移時間ｔ［ｓ］で除することにより、単位時間当たりのｄ軸電流の変化量ΔＩｄを演算してもよい。つまり、トルク変化率ΔＴでトルクをゼロに変化させるまでに要する遷移時間ｔ［ｓ］に応じて変化させることが可能な単位時間当たりのｄ軸電流の変化量ΔＩｄが算出される。 When it is determined that the torque has not reached the zero state, a change amount ΔId per unit time of the d-axis current command Id * is calculated. By dividing the final target torque T ** (= T **- 0) immediately before starting the zero torque control by the above-described torque change rate ΔT, from the final target torque T ** at the present time until the torque becomes zero. The transition time t [s] required to change the torque to zero at the torque change rate ΔT can be calculated. Therefore, the difference between the d-axis current value Id_o at the target operating point (for example, the second operating point P2) and the current d-axis current command value Id_loss is determined by the above-described transition time t [s]. Thus, the change amount ΔId of the d-axis current per unit time is calculated. As another mode, for example, the difference between the d-axis current value Id_o at the center of the voltage velocity ellipse 300 (the fourth operating point P4) and the current d-axis current command value Id_loss is determined by the above-described transition time. By dividing by t [s], the change amount ΔId of the d-axis current per unit time may be calculated. That is, the change amount ΔId of the d-axis current per unit time which can be changed according to the transition time t [s] required to change the torque to zero at the torque change rate ΔT is calculated.
尚、演算されたｄ軸電流の変化量ΔＩｄが大きすぎて制御が実施できない場合には、制御可能な範囲で最大の変化量ΔＩｄが設定されると好適である。この場合には、ゼロトルク制御において目標となる動作点が、ｄ軸電流の変化量ΔＩｄによって決定される。 When the calculated change amount ΔId of the d-axis current is too large to perform the control, it is preferable to set the maximum change amount ΔId within the controllable range. In this case, the target operating point in the zero torque control is determined by the change amount ΔId of the d-axis current.
続いて、インバータ制御装置２０は、最終目標トルクＴ＊＊をゼロに設定し、現在のトルク指令Ｔ＊から最終目標トルクＴ＊＊（＝０）に向かう方向にトルク変化率ΔＴを減じて、トルク指令Ｔ＊を更新する。インバータ制御装置２０は、更新されたトルク指令Ｔ＊に基づいて、電流指令マップを参照し、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊の値を取得する。但し、このｄ軸電流指令Ｉｄ＊は、最大トルク制御や最大効率制御の場合の電流指令であるから損失は大きくない（ｄ軸電流Ｉｄの絶対値が大きくない）。従って、損失を増大させて回生電力を消費させる高損失制御を実現するために、弱め界磁制御や強め界磁制御など同様に、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊が、界磁調整電流によって調整される。
Subsequently, the
界磁調整に際して、インバータ制御装置２０は、まず、現時点のｄ軸電流指令Ｉｄ＊の値である高損失ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｌｏｓｓに、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊の変化量ΔＩｄを加えて、高損失ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｌｏｓｓの値を更新する。次に、インバータ制御装置２０は、更新された高損失ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｌｏｓｓと、電流指令マップを参照して得られたｄ軸電流指令Ｉｄ＊との差分を演算し、ｄ軸電流の界磁調整値Ｉｄ＿ＡＦＲとする。この界磁調整値Ｉｄ＿ＡＦＲの値は、弱め界磁制御や強め界磁制御の際に利用される調整値と同様に扱うことができる。従って、高損失制御に際して界磁調整を行う場合に、新たな演算機能を付加することなく、弱め界磁制御や強め界磁制御のために用意された機能部を共用することができる。
In field adjustment, the
ｄ軸電流指令Ｉｄ＊の値を調整することにより、等トルク線上の動作点が移動することになる。このため、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊の値にも変動が生じる。そこで、インバータ制御装置２０は、トルク指令Ｔ＊とｄ軸電流の界磁調整値Ｉｄ＿ＡＦＲとに基づいて、再度、電流指令マップを参照し、高損失ｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｌｏｓｓを取得する。そして、高損失ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｌｏｓｓ及び高損失ｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｌｏｓｓが、それぞれｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊として設定される。このような処理が、回転電機８０のトルクがゼロ状態となるまで繰り返される。
By adjusting the value of the d-axis current command Id * , the operating point on the isotorque line moves. Therefore, the value of the q-axis current command Iq * also varies. Therefore, the
動作点が第２動作点Ｐ２に達すると、ｑ軸電流Ｉｑがゼロ状態となる（図４、図５参照）。ｑ軸電流Ｉｑがゼロ状態となった後も、インバータ制御装置２０はｄ軸電流Ｉｄを増加させる。移動する動作点の目標は、後述するしきい値電圧Ｔｈを直流リンク電圧Ｖｄｃとした場合の電圧速度楕円３００と、ｄ軸との交点に位置する第３動作点Ｐ３である。ｄ軸電流Ｉｄの制御については、上述した通りであるので詳細な説明は省略する。また、上述したように、ｑ軸電流Ｉｑがゼロ状態となった後、インバータ制御装置２０は、コンタクタ９の開放許可を出す（図３：＃４０）。
When the operating point reaches the second operating point P2, the q-axis current Iq becomes zero (see FIGS. 4 and 5). Even after the q-axis current Iq becomes zero, the
コンタクタ９が開放されると、ｄ軸電流Ｉｄが流れ続けることによって、直流リンクコンデンサ４に蓄積されたエネルギーが消費され、直流リンク電圧Ｖｄｃが低下していく（図２、図５参照）。インバータ制御装置２０は、直流リンク電圧Ｖｄｃがしきい値電圧Ｔｈ以下となると（動作点が第３動作点Ｐ３に達すると）、ゼロトルク制御（高損失制御を含む）を終了し、アクティブショートサーキット制御（ＡＳＣ制御）を開始する（図３：＃５０，＃６０）。
When the contactor 9 is opened, the d-axis current Id continues to flow, so that the energy stored in the
以下、アクティブショートサーキット制御について説明する。図１及び図６等に示すように、インバータ１０は、交流１相分のアーム３Ａが、相補的にスイッチング制御される上段側スイッチング素子３Ｈ（３１，３３，３５）と下段側スイッチング素子３Ｌ（３２，３４，３６）との直列回路により構成される。インバータ制御装置２０は、３相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈ（３１，３３，３５）をオン状態とし、３相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌ（３２，３４，３６）をオフ状態とする上段側アクティブショートサーキット制御、及び、３相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌ（３２，３４，３６）をオン状態とし、３相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈ（３１，３３，３５）をオフ状態とする下段側アクティブショートサーキット制御の何れかのアクティブショート制御を実行する。
Hereinafter, the active short circuit control will be described. As shown in FIGS. 1 and 6 and the like, the
ここでは、図６に示すように、下段側アクティブショートサーキット制御が実行される例を示している。図６において、破線で示すスイッチング素子３は、オフ状態にスイッチング制御されていることを示し、実線で示すスイッチング素子３はオン状態に制御されていることを示す。また、破線で示すフリーホイールダイオード５は非導通状態であることを示し、実線で示すフリーホイールダイオード５は導通状態であることを示す。図６に示すように、上段側スイッチング素子３Ｈ（３１，３３，３５）はオフ状態に、下段側スイッチング素子３Ｌ（３２，３４，３６）はオン状態に制御される。Ｕ相電流Ｉｕは、Ｕ相下段側スイッチング素子３２を流れる。Ｖ相電流Ｉｖは、Ｖ相下段側スイッチング素子３４を流れると共に、Ｖ相下段側スイッチング素子３４に逆並列に接続されたＶ相下段側フリーホイールダイオード５４も流れる。同様に、Ｗ相電流Ｉｗは、Ｗ相下段側スイッチング素子３６を流れると共に、Ｗ相下段側スイッチング素子３６に逆並列に接続されたＷ相下段側フリーホイールダイオード５６も流れる。
Here, as shown in FIG. 6, an example is shown in which the lower active short circuit control is executed. In FIG. 6, the switching
アクティブショートサーキット制御では、このように回転電機８０とインバータ１０との間に還流電流が流れ、回転電機８０の逆起電力を打ち消すための電流に相当するｄ軸電流Ｉｄが流れる。このため、動作点は、変調率がゼロとなる動作点に相当する第４動作点Ｐ４へ移動する（図５）。尚、上記においては、アクティブショートサーキット制御として下段側アクティブショートサーキット制御を行う形態を例示したが、当然ながらアクティブショートサーキット制御として上段側アクティブショートサーキット制御を行ってもよい。
In the active short circuit control, the return current flows between the rotating
図３のフローチャートでは、判定処理を省略しているが、アクティブショートサーキット制御の実行中に、何れか１相のアーム３Ａ（対象アーム）を流れる電流（相電流）がゼロ状態となる際に、パーシャルシャットダウン制御（ＰＳＤ制御）が開始される。パーシャルシャットダウン制御は、何れか１相のアーム３Ａ（対象アーム）の電流（相電流）がゼロの時点（時刻）で開始されると好適であるが、厳密ではなく、その時刻の前後において実行されればよい。電流がゼロとなったことを検出した後では、パーシャルシャットダウン制御の実行開始が遅れるため、例えば、パーシャルシャットダウン制御は、相電流がゼロの時を予想して実行されると好適である。上述したように、ゼロ状態とはゼロを含む±数［Ａ］の範囲を含む。
Although the determination process is omitted in the flowchart of FIG. 3, when the current (phase current) flowing through any one-
図７は、図６に示すようにアクティブショートサーキット制御が行われている状態から、パーシャルシャットダウン制御が開始された状態を示している。ここでは、対象アームがＶ相アームであり、Ｖ相アームにおいてオン状態に制御されているＶ相下段側スイッチング素子３４がオフ状態に制御される。これにより、Ｖ相はシャットダウンされた状態となり、インバータ１０は部分的にシャットダウンされた状態となる。一般的に、何れかの相がシャットダウンされた場合には、ステータコイル８に蓄積された電力が、フリーホイールダイオード５を介して直流リンクコンデンサ４を充電する。しかし、シャットダウンされる相（この場合Ｖ相）の相電流（Ｉｖ）がゼロ状態の時にシャットダウンを行っているため、直流リンクコンデンサ４は充電されず、直流リンク電圧Ｖｄｃは上昇しない。
FIG. 7 shows a state in which the partial shutdown control is started from a state in which the active short circuit control is being performed as shown in FIG. Here, the target arm is a V-phase arm, and the V-phase lower-
アクティブショートサーキット制御からパーシャルシャットダウン制御への移行時と同様に、図３のフローチャートでは、判定処理を省略しているが、パーシャルシャットダウン制御の開始後、対象アーム（ここではＶ相）とは別の２相（ここではＵ相及びＷ相）のアーム３Ａの電流が共にゼロ状態となる際に、残りの全てのアーム３Ａにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子３をオフ状態とするように制御するフルシャットダウン制御（ＦＳＤ制御）が開始される。フルシャットダウン制御は、対象アーム（ここではＶ相）とは別の２相（ここではＵ相及びＷ相）のアーム３Ａの電流が共にゼロ状態となる時点（時刻）で開始されると好適であるが、パーシャルシャットダウン制御と同様に、その時刻は厳密ではなく、その時刻の前後において実行されればよい。電流がゼロとなったことを検出した後では、フルシャットダウン制御の実行開始が遅れるため、例えば、フルシャットダウン制御は、相電流がゼロの時を予想して実行されると好適である。上述したように、ゼロ状態とはゼロを含む±数［Ａ］の範囲を含む。
As in the transition from the active short circuit control to the partial shutdown control, the determination process is omitted in the flowchart of FIG. 3, but after the partial shutdown control is started, the determination process is different from the target arm (here, the V phase). When the currents of the two-phase (here, U-phase and W-phase)
図７に示すように、Ｕ相電流Ｉｕは、Ｕ相下段側スイッチング素子３２を流れ、Ｗ相電流Ｉｗは、Ｗ相下段側スイッチング素子３６を流れると共に、Ｗ相下段側スイッチング素子３６に逆並列に接続されたＷ相下段側フリーホイールダイオード５６も流れる。Ｖ相がシャットダウンされているため、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとは平衡する。従って、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとは同じ時刻においてゼロ状態となる。インバータ制御装置２０は、対象アーム（ここではＶ相）とは別の２相のアーム３Ａ（ここではＵ相、Ｗ相）の電流が共にゼロ状態となる際に残りの全てのアーム３Ａにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子３（ここでは“３２，３６”）をオフ状態とするように制御するフルシャットダウン制御を実行する。シャットダウンが実施された場合には、ステータコイル８に蓄積された電力が、フリーホイールダイオード５を介して直流リンクコンデンサ４を充電する。しかし、フルシャットダウン制御では、相電流（Ｉｕ，Ｉｗ）がゼロ状態の時にシャットダウンを行っているため、直流リンクコンデンサ４は充電されず、直流リンク電圧Ｖｄｃは上昇しない。
As shown in FIG. 7, the U-phase current Iu flows through the U-phase
以上説明したように、本実施形態によれば、直流電源（高圧バッテリ１１）に接続されると共に交流の回転電機８０に接続されるインバータ１０の動作中に、インバータ１０と当該直流電源との電気的接続が遮断される場合に、直流リンク電圧Ｖｄｃの急上昇やインバータ１０に流れる電流の大幅な上昇などを抑制できるように、インバータ１０を適切に制御することができる。また、インバータ１０と当該直流電源との電気的接続が遮断された後、適切に回転電機８０に流れる電流をゼロ状態にすることができる。
As described above, according to the present embodiment, during the operation of the
尚、上述した実施形態の説明において開示された種々の構成は、矛盾が生じない限り、組み合わせて適用することも可能である。その他の構成に関しても、本明細書において開示された実施形態は全ての点で単なる例示に過ぎない。従って、本開示の趣旨を逸脱しない範囲内で、適宜、種々の改変を行うことが可能である。 Note that various configurations disclosed in the description of the above-described embodiments can be applied in combination as long as no contradiction occurs. Regarding other configurations, the embodiments disclosed in this specification are merely examples in all respects. Therefore, various modifications can be appropriately made without departing from the spirit of the present disclosure.
〔実施形態の概要〕
以下、上記において説明したインバータ制御装置（２０）の概要について簡単に説明する。
[Overview of Embodiment]
Hereinafter, the outline of the inverter control device (20) described above will be briefly described.
１つの態様として、上記に鑑みたインバータ制御装置（２０）は、
直流電源（１１）にコンタクタ（９）を介して接続されると共に交流の回転電機（８０）に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換するインバータ（１０）であって、交流１相分のアーム（３Ａ）が上段側スイッチング素子（３Ｈ）と下段側スイッチング素子（３Ｌ）との直列回路により構成された当該インバータ（１０）を制御対象とし、
前記回転電機（８０）の回転に同期して回転する２軸の直交座標系において、当該直交座標系の各軸に沿った界磁電流（Ｉｄ）と駆動電流（Ｉｑ）との合成ベクトルである電機子電流を制御して前記インバータ（１０）を構成するスイッチング素子（３）をスイッチング制御するインバータ制御装置（２０）であって、
前記インバータ（１０）の直流側の電圧である直流リンク電圧（Ｖｄｃ）を平滑化する平滑コンデンサ（４）に蓄えられたエネルギーを放電させる放電要求が生じた場合に、
前記回転電機（８０）のトルクがゼロとなるようにトルク指令を設定して前記駆動電流（Ｉｑ）をゼロ状態まで減少させると共に、当該トルク指令に基づくトルクを維持した状態で前記電機子電流が増加するように前記界磁電流（Ｉｄ）を増加させるゼロトルク制御を開始し、
前記駆動電流（Ｉｑ）が前記ゼロ状態に達し、前記ゼロトルク制御を継続した状態で、前記コンタクタ（９）が開放された後、前記直流リンク電圧（Ｖｄｃ）が予め規定されたしきい値電圧（Ｔｈ）以下になったと判定した場合に、前記ゼロトルク制御に代えて、複数相の前記アーム（３Ａ）の前記上段側スイッチング素子（３Ｈ）及び前記下段側スイッチング素子（３Ｌ）の何れか一方の前記スイッチング素子（３）の全てをオン状態に制御し、他方の前記スイッチング素子（３）の全てをオフ状態に制御するアクティブショートサーキット制御を開始する。ここで、ゼロ状態とはゼロを含む±数［Ａ］の範囲を含む状態をいう。
As one aspect, the inverter control device (20) in view of the above is:
An inverter (10) connected to a DC power supply (11) via a contactor (9) and connected to an AC rotating electric machine (80) to convert electric power between DC and plural-phase AC; An inverter (10) in which an arm (3A) for one phase of AC is constituted by a series circuit of an upper switching element (3H) and a lower switching element (3L) is controlled,
In a two-axis rectangular coordinate system that rotates in synchronization with the rotation of the rotary electric machine (80), the vector is a composite vector of the field current (Id) and the drive current (Iq) along each axis of the rectangular coordinate system. An inverter control device (20) for controlling switching of a switching element (3) constituting the inverter (10) by controlling an armature current,
When a discharge request for discharging energy stored in a smoothing capacitor (4) for smoothing a DC link voltage (Vdc), which is a voltage on the DC side of the inverter (10), occurs.
A torque command is set so that the torque of the rotating electric machine (80) becomes zero, the drive current (Iq) is reduced to a zero state, and the armature current is reduced while maintaining the torque based on the torque command. Starting zero torque control to increase the field current (Id) so as to increase;
After the contactor (9) is released in a state where the drive current (Iq) reaches the zero state and the zero torque control is continued, the DC link voltage (Vdc) is changed to a predetermined threshold voltage (Vdc). Th), when it is determined that the torque is equal to or less than the above, instead of the zero torque control, the one of the upper-stage switching element (3H) and the lower-stage switching element (3L) of the arm (3A) having a plurality of phases is used. An active short circuit control for controlling all of the switching elements (3) to an on state and controlling all of the other switching elements (3) to an off state is started. Here, the zero state refers to a state including a range of ± number [A] including zero.
この構成によれば、コンタクタ（９）が開放される際には、駆動電流（Ｉｑ）がゼロ状態に達しているから、回転電機（８０）から平滑コンデンサ（４）や直流電源（１１）に電流が回生されない。従って、コンタクタ（９）が開放されて、直流電源（１１）には電流を回生することができなくなっても、平滑コンデンサ（４）が充電されてその端子間電圧が急激に上昇することはない。また、コンタクタ（９）が開放された後も、回転電機のトルクには寄与しない界磁電流（Ｉｄ）を流すゼロトルク制御は継続されている。その電力源は平滑コンデンサ（４）に蓄積された電力であるから、平滑コンデンサ（４）に蓄えられたエネルギーを消費させることができる。さらに、アクティブショートサーキット制御は、平滑コンデンサ（４）に蓄えられたエネルギーがある程度放電されてから（直流リンク電圧（Ｖｄｃ）がしきい値電圧（Ｔｈ）以下となってから）、開始される。制御方式が切り換わる際には、電流に過渡的な振動が生じることがあるが、予め電力源となる平滑コンデンサ（４）のエネルギーを減少させておくことにより、そのような振動の振幅を低減することができる。その結果、制御方式が切り換わる際の過電流の発生を抑制することができる。このように、本構成によれば、直流電源（１１）に接続されると共に交流の回転電機（８０）に接続されるインバータ（１０）の動作中に、インバータ（１０）と直流電源（１１）との電気的接続が遮断される場合に、インバータ（１０）の直流側の電圧（Ｖｄｃ）の急上昇やインバータ（１０）に流れる電流の大幅な上昇などを抑制できるように、インバータ（１０）を適切に制御することができる。 According to this configuration, when the contactor (9) is opened, the driving current (Iq) has reached the zero state, and therefore, the rotating electric machine (80) supplies the smoothing capacitor (4) and the DC power supply (11) with each other. Current is not regenerated. Therefore, even if the contactor (9) is opened and the current cannot be regenerated in the DC power supply (11), the smoothing capacitor (4) is charged and the voltage across its terminals does not rise sharply. . Further, even after the contactor (9) is opened, the zero torque control for flowing the field current (Id) that does not contribute to the torque of the rotating electric machine is continued. Since the power source is the power stored in the smoothing capacitor (4), the energy stored in the smoothing capacitor (4) can be consumed. Further, the active short circuit control is started after the energy stored in the smoothing capacitor (4) is discharged to some extent (after the DC link voltage (Vdc) becomes equal to or lower than the threshold voltage (Th)). When the control method is switched, a transient oscillation may occur in the current. However, by reducing the energy of the smoothing capacitor (4) serving as a power source in advance, the amplitude of such oscillation is reduced. can do. As a result, the occurrence of overcurrent when the control method is switched can be suppressed. As described above, according to this configuration, the inverter (10) and the DC power supply (11) are connected to the DC power supply (11) and the inverter (10) connected to the AC rotating electric machine (80) during operation. When the electrical connection to the inverter (10) is cut off, the inverter (10) is controlled so that a sudden increase in the voltage (Vdc) on the DC side of the inverter (10) and a large increase in the current flowing through the inverter (10) can be suppressed. Can be properly controlled.
ここで、インバータ制御装置（２０）は、少なくとも前記スイッチング素子（３）をスイッチング制御する変調方式として、電気角の一周期においてデューティーの異なる複数のパルスが出力される制御方式であるパルス幅変調制御を行うことが可能であり、前記ゼロトルク制御では、前記パルス幅変調制御を行うことができる動作領域内で前記電機子電流を変化させると好適である。 Here, the inverter control device (20) is a pulse width modulation control that is a control method of outputting a plurality of pulses having different duties in one cycle of the electrical angle as a modulation method for performing switching control of at least the switching element (3). In the zero torque control, it is preferable to change the armature current within an operation region where the pulse width modulation control can be performed.
代表的なインバータ（１０）の制御方式には、複数相の交流電圧の電圧位相を制御する方式と、パルス幅変調制御のように、直交座標系において界磁電流と駆動電流との合成ベクトルに相当する電機子電流の電流位相角を制御する方式とがある。電圧位相を制御する方式では、上述したように界磁電流と駆動電流とを制御することができない。従って、ゼロトルク制御は、界磁電流と駆動電流とを制御することができるパルス幅変調制御によって行われると好適である。また、一般的に、電圧位相を制御する方式は、電流位相角を制御する方式に比べて、変調率（直流リンク電圧に対する複数相の交流電圧の相間電圧の実効値の割合）を高くすることができる。換言すれば、パルス幅変調制御は、電圧位相を制御する方式に比べて、その動作領域が低変調率側である。しかし、ゼロトルク制御は、界磁電流と駆動電流とを制御するために、パルス幅変調制御を行うことができる動作領域内で実行されると好適である。 Typical inverter (10) control methods include a method of controlling the voltage phase of a plurality of AC voltages and a method of controlling a combined vector of a field current and a drive current in a rectangular coordinate system such as pulse width modulation control. There is a method of controlling a current phase angle of a corresponding armature current. In the method of controlling the voltage phase, the field current and the drive current cannot be controlled as described above. Therefore, it is preferable that the zero torque control is performed by pulse width modulation control capable of controlling the field current and the drive current. In general, in the method of controlling the voltage phase, the modulation rate (the ratio of the effective value of the inter-phase voltage of the AC voltage of a plurality of phases to the DC link voltage) is increased as compared with the method of controlling the current phase angle. Can be. In other words, the pulse width modulation control has an operation region on the lower modulation rate side as compared with the method of controlling the voltage phase. However, it is preferable that the zero torque control is performed in an operation region where pulse width modulation control can be performed in order to control the field current and the drive current.
また、インバータ制御装置（２０）は、前記ゼロトルク制御において、前記駆動電流（Ｉｑ）が前記ゼロ状態に達したと判定した場合に、さらに前記界磁電流（Ｉｄ）を増加させると好適である。 Further, it is preferable that the inverter control device (20) further increases the field current (Id) when it is determined in the zero torque control that the drive current (Iq) has reached the zero state.
上述したように、ゼロトルク制御の後には、コンタクタ（９）を開放し、その後、さらにアクティブショートサーキット制御が行われる。コンタクタ（９）の開放時には、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）が上昇する場合があり、アクティブショートサーキット制御への移行時には電流が振動する場合がある。従って、駆動電流（Ｉｑ）がゼロ状態に達した後も、界磁電流（Ｉｄ）を増加させることによって、平滑コンデンサ（４）に蓄積されたエネルギーを効率的に消費させ、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇や振動する電流の振幅を抑制すると好適である。 As described above, after the zero torque control, the contactor (9) is released, and thereafter, the active short circuit control is further performed. When the contactor (9) is opened, the DC link voltage (Vdc) may increase, and when shifting to the active short circuit control, the current may oscillate. Therefore, even after the driving current (Iq) reaches the zero state, the energy stored in the smoothing capacitor (4) is efficiently consumed by increasing the field current (Id), and the DC link voltage (Vdc) is increased. ) Is preferably suppressed.
インバータ制御装置（２０）は、前記ゼロトルク制御において、前記駆動電流（Ｉｑ）が前記ゼロ状態に達したと判定し、さらに前記界磁電流（Ｉｄ）を増加させる場合に、界磁電流軸及び駆動電流軸の２軸を有する前記直交座標系において、前記直流リンク電圧（Ｖｄｃ）に比例し、前記回転電機（８０）の回転速度（ω，ＮＲ）に反比例する径を有する楕円である電圧速度楕円（３００）と、前記界磁電流軸との交点（Ｐ３）を目標として、前記界磁電流（Ｉｄ）を増加させると好適である。 The inverter control device (20) determines that the drive current (Iq) has reached the zero state in the zero torque control, and further increases the field current (Id) when the drive current (Iq) reaches the zero state. In the rectangular coordinate system having two current axes, a voltage speed ellipse having a diameter proportional to the DC link voltage (Vdc) and inversely proportional to the rotation speed (ω, NR) of the rotating electric machine (80). It is preferable to increase the field current (Id) with the target of the intersection (P3) between (300) and the field current axis.
電圧速度楕円（３００）の中心は、変調率がゼロの点である。そして、中心から離れるほど、その変調率は大きくなり、パルス幅変調制御における電圧速度楕円（３００）の線上の変調率は、パルス幅変調制御における理論上の最大値（例えば約０．７０７）となる。例えば、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）が、上記しきい値電圧（Ｔｈ）であるような電圧速度楕円（３００）と界磁電流軸との交点（Ｐ３）を目標として、界磁電流（Ｉｄ）を増加させると、平滑コンデンサ（４）に蓄積されたエネルギーを効率的に消費させ、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇や振動する電流の振幅を抑制することができる。従って、界磁電流（Ｉｄ）が当該交点（Ｐ３）に達したときに円滑にアクティブショートサーキット制御に制御方式を移行させることができる。 The center of the voltage velocity ellipse (300) is the point where the modulation rate is zero. The modulation rate increases as the distance from the center increases, and the modulation rate on the line of the voltage velocity ellipse (300) in the pulse width modulation control becomes the theoretical maximum value (for example, about 0.707) in the pulse width modulation control. Become. For example, the field current (Id) is set at the intersection (P3) between the voltage velocity ellipse (300) and the field current axis where the DC link voltage (Vdc) is the threshold voltage (Th). When it is increased, the energy stored in the smoothing capacitor (4) can be efficiently consumed, and the rise of the DC link voltage (Vdc) and the amplitude of the oscillating current can be suppressed. Therefore, when the field current (Id) reaches the intersection (P3), the control method can be smoothly shifted to the active short circuit control.
ここで、前記インバータ（１０）が、直流と３相の交流との間で電力変換を行うものである場合、インバータ制御装置（２０）は、前記アクティブショートサーキット制御の開始後に、何れか１相の前記アーム（３Ａ）である対象アームの電流が前記ゼロ状態となる際に、少なくとも前記対象アームにおいてオン状態に制御されている前記スイッチング素子（３）をオフ状態とするように制御するパーシャルシャットダウン制御を開始すると好適である。 Here, when the inverter (10) performs power conversion between direct current and three-phase alternating current, the inverter control device (20) executes any one of the phases after the start of the active short circuit control. Partial shutdown for controlling at least the switching element (3), which is controlled to be in the on state in the target arm, to be in the off state when the current of the target arm which is the arm (3A) is in the zero state. It is preferable to start the control.
一般的に、アクティブショートサーキット制御では、回転電機（８０）のステータコイルとインバータ（１０）のスイッチング素子（３）との間で電流が還流し、そのエネルギーは、ステータコイルやスイッチング素子（３）において熱として消費される。従って、アクティブショートサーキット制御の長時間の継続には、回転電機（８０）やスイッチング素子（３）の発熱に考慮する必要がある。一方、インバータ（１０）を構成する全てのスイッチング素子（３）をオフ状態に制御するシャットダウン制御では、行先を遮断された電流が平滑コンデンサ（４）を充電し、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）を上昇させるため、平滑コンデンサ（４）やスイッチング素子（３）の耐圧に考慮する必要がある。アクティブショートサーキット制御からパーシャルシャットダウン制御への移行時には、オン状態からオフ状態へと制御されるスイッチング素子（３）を流れる電流がゼロ状態であるから、平滑コンデンサ（４）には電流が流れ込まず、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇は抑制される。 Generally, in the active short circuit control, current flows between the stator coil of the rotating electric machine (80) and the switching element (3) of the inverter (10), and the energy is returned to the stator coil and the switching element (3). Is consumed as heat. Therefore, when the active short circuit control is continued for a long time, it is necessary to consider the heat generation of the rotating electric machine (80) and the switching element (3). On the other hand, in the shutdown control in which all the switching elements (3) constituting the inverter (10) are turned off, the current whose destination is cut off charges the smoothing capacitor (4) and raises the DC link voltage (Vdc). Therefore, it is necessary to consider the withstand voltage of the smoothing capacitor (4) and the switching element (3). At the time of transition from the active short circuit control to the partial shutdown control, the current flowing through the switching element (3) controlled from the on state to the off state is zero, so that no current flows into the smoothing capacitor (4). The rise of the DC link voltage (Vdc) is suppressed.
さらに、前記インバータ制御装置（２０）は、前記パーシャルシャットダウン制御の開始後、前記対象アームとは別の２相の前記アーム（３Ａ）の電流が共に前記ゼロ状態となる際に、残りの全ての前記アーム（３Ａ）においてオン状態に制御されている前記スイッチング素子（３）をオフ状態とするように制御するフルシャットダウン制御を開始すると好適である。 Further, when the current of the arm (3A) of the other two phases different from the target arm is both in the zero state after the start of the partial shutdown control, the inverter control device (20) sets all the remaining currents. It is preferable to start full shutdown control for controlling the switching element (3), which is controlled to be in the on state in the arm (3A), to be in the off state.
パーシャルシャットダウン制御中には、３相の内、１相には電流が流れないように制御されているので、残りの２相を流れる交流の電流は平衡する。従って、当該２相を流れる交流の電流は同時にゼロ状態となる。アクティブショートサーキット制御からパーシャルシャットダウン制御への移行時と同様に、パーシャルシャットダウン制御からフルシャットダウン制御への移行時も、オン状態からオフ状態へと制御されるスイッチング素子（３）を流れる電流はゼロ状態である。従って、パーシャルシャットダウン制御からフルシャットダウン制御への移行時にも、平滑コンデンサ（４）には電流が流れ込まず、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇は抑制される。本構成によれば、インバータ（１０）と直流電源（１１）とを接続するコンタクタ（９）が開放状態となった際に、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇や、還流電流の総量を抑制しつつ、回転電機（８０）に流れる電流をゼロ状態にすることができる。 During the partial shutdown control, control is performed so that current does not flow through one of the three phases, so that the alternating current flowing through the remaining two phases is balanced. Therefore, the alternating current flowing through the two phases is simultaneously in the zero state. Like the transition from the active short circuit control to the partial shutdown control, the current flowing through the switching element (3) controlled from the on state to the off state is also zero when the transition from the partial shutdown control to the full shutdown control is performed. It is. Therefore, even at the time of transition from the partial shutdown control to the full shutdown control, no current flows into the smoothing capacitor (4), and the rise of the DC link voltage (Vdc) is suppressed. According to this configuration, when the contactor (9) connecting the inverter (10) and the DC power supply (11) is opened, the DC link voltage (Vdc) rise and the total amount of return current are suppressed. In addition, the current flowing through the rotating electric machine (80) can be made zero.
３ ：スイッチング素子
３Ａ ：アーム
３Ｈ ：上段側スイッチング素子
３Ｌ ：下段側スイッチング素子
４ ：直流リンクコンデンサ（平滑コンデンサ）
５ ：フリーホイールダイオード
９ ：コンタクタ
１０ ：インバータ
１１ ：高圧バッテリ（直流電源）
２０ ：インバータ制御装置
８０ ：回転電機
３００ ：電圧速度楕円
Ｉｄ ：ｄ軸電流（界磁電流）
Ｉｑ ：ｑ軸電流（駆動電流）
ＮＲ ：回転数
Ｔ＊ ：トルク指令
Ｔｈ ：しきい値電圧
Ｖｄｃ ：直流リンク電圧
ω ：回転速度
3:
5: Freewheel diode 9: Contactor 10: Inverter 11: High-voltage battery (DC power supply)
20: Inverter control device 80: Rotating electric machine 300: Voltage velocity ellipse Id: d-axis current (field current)
Iq: q-axis current (drive current)
NR: rotation speed T * : torque command Th: threshold voltage Vdc: DC link voltage ω: rotation speed
Claims (5)
前記回転電機の回転に同期して回転する２軸の直交座標系において、当該直交座標系の各軸に沿った界磁電流と駆動電流との合成ベクトルである電機子電流を制御して前記インバータを構成するスイッチング素子をスイッチング制御するインバータ制御装置であって、
前記インバータの直流側の電圧である直流リンク電圧を平滑化する平滑コンデンサに蓄えられたエネルギーを放電させる放電要求が生じた場合に、
前記回転電機のトルクがゼロとなるようにトルク指令を設定して前記駆動電流をゼロ状態まで減少させると共に、当該トルク指令に基づくトルクを維持した状態で前記電機子電流が増加するように前記界磁電流を増加させるゼロトルク制御を開始し、
前記駆動電流が前記ゼロ状態に達し、前記ゼロトルク制御を継続した状態で、前記コンタクタが開放された後、前記直流リンク電圧が予め規定されたしきい値電圧以下になったと判定した場合に、前記ゼロトルク制御に代えて、複数相の前記アームの前記上段側スイッチング素子及び前記下段側スイッチング素子の何れか一方の前記スイッチング素子の全てをオン状態に制御し、他方の前記スイッチング素子の全てをオフ状態に制御するアクティブショートサーキット制御を開始し、
前記ゼロトルク制御において、前記駆動電流が前記ゼロ状態に達したと判定した場合に、さらに前記界磁電流を増加させる、インバータ制御装置。 An inverter that is connected to a DC power supply via a contactor and is connected to an AC rotating electric machine to convert power between DC and multiple-phase AC. The inverter configured by a series circuit with the lower-stage switching element is set as a control target,
In a two-axis orthogonal coordinate system that rotates in synchronization with the rotation of the rotating electric machine, the inverter controls the armature current, which is a combined vector of a field current and a drive current, along each axis of the orthogonal coordinate system. An inverter control device that performs switching control of a switching element constituting
When a discharge request for discharging energy stored in a smoothing capacitor for smoothing a DC link voltage that is a voltage on the DC side of the inverter occurs,
A torque command is set so that the torque of the rotating electric machine becomes zero, the drive current is reduced to a zero state, and the field is increased so that the armature current increases while maintaining the torque based on the torque command. Start zero torque control to increase the magnetic current,
When the drive current reaches the zero state and the contactor is opened in a state where the zero torque control is continued, when it is determined that the DC link voltage has become equal to or less than a predetermined threshold voltage, Instead of the zero torque control, all of the switching elements of any one of the upper-stage switching element and the lower-stage switching element of the multi-phase arm are turned on, and all of the other switching elements are turned off. an active short circuit control for controlling start to,
An inverter control device that further increases the field current when it is determined that the drive current has reached the zero state in the zero torque control.
前記ゼロトルク制御では、前記パルス幅変調制御を行うことができる動作領域内で前記電機子電流を変化させる請求項１に記載のインバータ制御装置。 As a modulation method for controlling switching of at least the switching element, it is possible to perform pulse width modulation control, which is a control method in which a plurality of pulses having different duties are output in one cycle of the electrical angle,
2. The inverter control device according to claim 1, wherein in the zero torque control, the armature current is changed within an operation region where the pulse width modulation control can be performed. 3.
前記アクティブショートサーキット制御の開始後に、何れか１相の前記アームである対象アームの電流が前記ゼロ状態となる際に、少なくとも前記対象アームにおいてオン状態に制御されている前記スイッチング素子をオフ状態とするように制御するパーシャルシャットダウン制御を開始する、請求項１から３の何れか一項に記載のインバータ制御装置。 The inverter performs power conversion between DC and three-phase AC,
After the start of the active short circuit control, when the current of the target arm which is the arm of any one phase becomes the zero state, at least the switching element which is controlled to be on in the target arm is turned off. to start the partial shutdown control for controlling to the inverter control device according to any one of claims 1 to 3.
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