JP6588410B2 - Electric motor drive - Google Patents
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- 239000013598 vector Substances 0.000 claims description 158
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 38
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 30
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 13
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 8
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims description 3
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 17
- 238000000034 method Methods 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 2
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 2
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
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Description
本発明は、永久磁石同期型の電動機のモータパラメータを同定する技術に関するものである。 The present invention relates to a technique for identifying motor parameters of a permanent magnet synchronous motor.
電動機のモータパラメータを同定する技術として、特許文献1〜特許文献3がある。特許文献1は、回転子を停止状態に設定し、所定の高さを持つd軸電流ステップ指令を与えたときのd軸インダクタンスとq軸インダクタンスとの比:Kを算出し、既知であるd軸インダクタンス:L_dに比:Kを乗じ、q軸インダクタンス:L_qを算出する技術を開示する。
There are
特許文献2は、回転子座標系における同期電動機の電流電圧方程式と、この電流電圧方程式を角速度で微分した方程式とに基づいて、電動機の駆動中にモータパラメータを同定する技術を開示する。
特許文献3は、回転子座標系における同期電動機の電流電圧方程式において、d軸電流値が0の制約条件の下、モータパラメータを同定する技術を開示する。
しかし、特許文献1は、回転子を停止させた状態でモータパラメータ(q軸インダクタンス)が同定されているので、通常の駆動中にモータパラメータを同定する、いわゆるオンライン同定ができないという問題がある。
However,
特許文献2は、d軸電流値及び角速度ωが変化する過渡状態においてしか、モータパラメータを同定することができず、d軸電流及び角速度ωが変化しない定常状態やモータ停止状態においてモータパラメータを同定できないという問題がある。
電動機は出力トルクを増大させる或いは回転速度を増大させる際には、d軸電流:idがid≠0に設定されることが多い。しかし、特許文献3では、id=0の条件下でモータパラメータが同定されているので、id≠0の条件下でパラメータを同定をすることができないという問題がある。
When the motor increases the output torque or the rotation speed, the d-axis current: id is often set to id ≠ 0. However, in
本発明は、電動機の駆動状態に拘わらずモータパラメータをオンライン同定することができる電動機の駆動装置を提供することである。 An object of the present invention is to provide an electric motor drive device capable of on-line identification of motor parameters regardless of the electric motor drive state.
本開示の一態様に係る電動機の駆動装置は、永久磁石同期型の電動機を駆動する電圧型インバータをPWM制御する電動機の駆動装置であって、
変調周期において、零電圧ベクトル以外の少なくとも2種類の電圧ベクトルが割り付けられた少なくとも2つのスイッチング区間が含まれるようにPWM信号を生成するPWM制御部と、
前記変調周期を構成する複数のスイッチング区間のそれぞれにおいて、前記電圧型インバータから出力される高調波電流成分の変化量を検出する電流検出部と、
前記変調周期における前記複数の電圧ベクトルの平均値を用いて、各スイッチング区間の電圧ベクトルの高調波電圧成分を算出する電圧算出部と、
前記検出された高調波電流成分の変化量及び前記算出された高調波電圧成分を、固定子座標系における前記電動機の電流電圧方程式に入力し、前記電動機の電機子の微分インダクタンスを算出する微分インダクタンス算出部と、
前記算出された微分インダクタンスを積分することで前記電動機の電機子の平均インダクタンスを算出する平均インダクタンス算出部と、
前記算出された平均インダクタンスを回転子座標系における前記電動機の電流電圧方程式に入力し、永久磁石界磁による磁束を算出する鎖交磁束算出部とを備える。
An electric motor drive device according to an aspect of the present disclosure is an electric motor drive device that PWM-controls a voltage-type inverter that drives a permanent magnet synchronous motor.
A PWM control unit that generates a PWM signal so that at least two switching sections to which at least two types of voltage vectors other than the zero voltage vector are assigned in the modulation period are included;
In each of a plurality of switching sections constituting the modulation period, a current detection unit that detects a change amount of a harmonic current component output from the voltage type inverter;
A voltage calculation unit that calculates a harmonic voltage component of the voltage vector of each switching section using an average value of the plurality of voltage vectors in the modulation period;
The detected change amount of the harmonic current component and the calculated harmonic voltage component are input to a current voltage equation of the motor in a stator coordinate system, and a differential inductance for calculating a differential inductance of the armature of the motor A calculation unit;
An average inductance calculator that calculates an average inductance of the armature of the motor by integrating the calculated differential inductance;
The calculated average inductance is input to a current-voltage equation of the electric motor in a rotor coordinate system, and an interlinkage magnetic flux calculation unit that calculates a magnetic flux by a permanent magnet field is provided.
本態様は、変調周期において、零電圧ベクトルとは異なる少なくとも2種類の電圧ベクトルが割り付けられるようにPWM信号を生成する。これにより、高調波電流成分の変化量が一次従属でなくなるので、高調波電流成分の変化量及び高調波電圧成分を、固定子座標系における電動機の電流電圧方程式を入力し、この電流電圧方程式を解くことが可能となる。その結果、本態様は、この電流電圧方程式からインダクタンス行列を算出し、電動機の電機子の微分インダクタンスを算出することが可能となる。 In this aspect, the PWM signal is generated such that at least two types of voltage vectors different from the zero voltage vector are allocated in the modulation period. As a result, the amount of change in the harmonic current component is not linearly dependent, so the amount of change in the harmonic current component and the harmonic voltage component are input to the current-voltage equation of the motor in the stator coordinate system, and this current-voltage equation is It can be solved. As a result, according to the present aspect, an inductance matrix can be calculated from the current-voltage equation, and the differential inductance of the armature of the motor can be calculated.
例えば、変調周期における平均電圧ベクトルがα軸、β軸、又は原点にある場合、通常であれば、変調周期において零電圧ベクトル以外の電圧ベクトルは1種類以下になるが、零電圧ベクトルは零電圧ベクトル以外の2種類の電圧ベクトルで置き換えることができる。そのため、変調周期に零電圧ベクトル以外の2種類の電圧ベクトルを割り当てることで、平均電圧ベクトルがα軸、β軸、又は原点にある場合においても、高調波電流成分の変化量が一次従属になることを防止できる。 For example, when the average voltage vector in the modulation period is at the α axis, β axis, or origin, normally, the voltage vector other than the zero voltage vector is one or less in the modulation period, but the zero voltage vector is zero voltage. It can be replaced with two types of voltage vectors other than vectors. Therefore, by assigning two types of voltage vectors other than the zero voltage vector to the modulation period, even when the average voltage vector is at the α-axis, β-axis, or origin, the amount of change in the harmonic current component becomes a primary dependency. Can be prevented.
そのため、電動機の駆動状態に拘わらず、微分インダクタンスを算出できる。その結果、算出した微分インダクタンスから平均インダクタンスを算出し、算出した平均インダクタンスから永久磁石界磁による磁束を算出できる。ゆえに、本態様は、永久磁石界磁による磁束のオンライン同定が可能となる。これにより、永久磁石界磁による磁束の変化を考慮して電動機をフィードフォワード制御することができ、制御の安定性及び応答性の向上が実現できる。 Therefore, the differential inductance can be calculated regardless of the driving state of the electric motor. As a result, the average inductance can be calculated from the calculated differential inductance, and the magnetic flux generated by the permanent magnet field can be calculated from the calculated average inductance. Therefore, this aspect enables on-line identification of the magnetic flux by the permanent magnet field. Thereby, the electric motor can be feedforward controlled in consideration of a change in magnetic flux due to the permanent magnet field, and the stability and responsiveness of the control can be improved.
本発明の別の一態様に係る電動機の駆動装置は、永久磁石同期型の電動機を駆動する電圧型インバータをPWM制御する電動機の駆動装置であって、
変調周期において、零電圧ベクトル以外の少なくとも2種類の電圧ベクトルが割り付けられた少なくとも2つのスイッチング区間が含まれるようにPWM信号を生成するPWM制御部と、
前記変調周期を構成する複数のスイッチング区間のそれぞれにおいて、前記電圧型インバータから出力される高調波電流成分の変化量を検出する電流検出部と、
前記変調周期における電圧ベクトルの平均値を用いて、各スイッチング区間の電圧ベクトルの高調波電圧成分を算出する電圧算出部と、
前記検出された高調波電流成分の変化量及び前記算出された高調波電圧成分を、固定子座標系における前記電動機の電流電圧方程式に入力し、前記電動機の電機子の微分インダクタンスを算出する微分インダクタンス算出部と、
前記算出された微分インダクタンスを積分することで前記電動機の電機子の平均インダクタンスを算出する平均インダクタンス算出部と、
前記算出された平均インダクタンスを回転子座標系における前記電動機の電流電圧方程式に入力し、前記電動機の電機子抵抗を算出する抵抗算出部とを備える。
An electric motor drive device according to another aspect of the present invention is an electric motor drive device that PWM-controls a voltage type inverter that drives a permanent magnet synchronous electric motor,
A PWM control unit that generates a PWM signal so that at least two switching sections to which at least two types of voltage vectors other than the zero voltage vector are assigned in the modulation period are included;
In each of a plurality of switching sections constituting the modulation period, a current detection unit that detects a change amount of a harmonic current component output from the voltage type inverter;
A voltage calculating unit that calculates a harmonic voltage component of the voltage vector of each switching section using an average value of the voltage vector in the modulation period;
The detected change amount of the harmonic current component and the calculated harmonic voltage component are input to a current voltage equation of the motor in a stator coordinate system, and a differential inductance for calculating a differential inductance of the armature of the motor A calculation unit;
An average inductance calculator that calculates an average inductance of the armature of the motor by integrating the calculated differential inductance;
A resistance calculation unit that inputs the calculated average inductance into a current-voltage equation of the motor in a rotor coordinate system and calculates an armature resistance of the motor.
本態様においても、上述した記載と同様の理由により、電動機の駆動状態に拘わらず、微分インダクタンスを算出できる。その結果、算出した微分インダクタンスから平均インダクタンスを算出し、算出した平均インダクタンスから電動機の電機子抵抗を算出できる。ゆえに、本態様は、電動機の電機子抵抗のオンライン同定が可能となる。これにより、電動機の電機子抵抗の変化を考慮して電動機をフィードフォワード制御することができ、制御の安定性及び応答性の向上が実現できる。 Also in this aspect, for the same reason as described above, the differential inductance can be calculated regardless of the driving state of the electric motor. As a result, the average inductance can be calculated from the calculated differential inductance, and the armature resistance of the motor can be calculated from the calculated average inductance. Therefore, this aspect enables on-line identification of the armature resistance of the electric motor. Thereby, the feedforward control of the electric motor can be performed in consideration of the change in the armature resistance of the electric motor, and the control stability and the response can be improved.
上記態様において、前記平均インダクタンス算出部は、前記電動機の駆動開始時から駆動中の任意の時点までに前記算出された微分インダクタンスを電流積分することで前記平均インダクタンスを算出してもよい。 In the above aspect, the average inductance calculation unit may calculate the average inductance by integrating the calculated differential inductance from the start of driving of the electric motor to an arbitrary time during driving.
この態様は、平均インダクタンスの算出の一例である。 This aspect is an example of calculating the average inductance.
上記態様において、前記PWM制御部は、前記固定子座標系で表された電圧指令ベクトルの向きと大きさに応じて、uvw座標空間の電圧ベクトルが割り付けられた複数の電圧ベクトルのそれぞれの前記変調周期における時間比率を決定し、前記決定した時間比率で前記変調周期を複数のスイッチング区間に区分することで前記PWM信号を生成してもよい。 In the above aspect, the PWM control unit modulates each of the plurality of voltage vectors to which the voltage vector in the uvw coordinate space is assigned according to the direction and magnitude of the voltage command vector expressed in the stator coordinate system. The PWM signal may be generated by determining a time ratio in a period and dividing the modulation period into a plurality of switching sections based on the determined time ratio.
本態様は、固定子座標系を用いたPWM制御の一例である。 This aspect is an example of PWM control using a stator coordinate system.
本発明によれば、永久磁石同期型の電動機の駆動状態に拘わらずモータパラメータをオンライン同定することができる。 According to the present invention, the motor parameter can be identified online regardless of the driving state of the permanent magnet synchronous motor.
<基本原理>
以下、本発明の実施の形態に係る電動機の駆動装置の基本原理について説明する。例えば、永久磁石同期型の電動機の固定子座標系における電流電圧方程式は式(1)により表すことができる。固定子座標系は、直交するα軸とβ軸との2軸を備える座標系である。
<Basic principle>
Hereinafter, the basic principle of the motor drive device according to the embodiment of the present invention will be described. For example, the current-voltage equation in the stator coordinate system of the permanent magnet synchronous motor can be expressed by Expression (1). The stator coordinate system is a coordinate system having two axes, an α axis and a β axis that are orthogonal to each other.
vα,vβ:電機子電圧のα,β軸成分
iα,iβ:電機子電流のα,β軸成分
R:電機子抵抗
L0,L1:電機子の反作用インダクタンス
φ_mag:永久磁石界磁による磁束(リラクタンスモータの場合は0)
θ:回転子位置
式(1)においてL0,L1は式(2)で表される。
vα, vβ: α, β-axis components of armature voltage iα, iβ: α, β-axis components of armature current R: Armature resistance L0, L1: Reaction inductance of armature φ_mag: Magnetic flux (reluctance by permanent magnet field) 0 for motor)
θ: Rotor position In Expression (1), L0 and L1 are expressed by Expression (2).
Ld:電機子のインダクタンスのd軸成分
Lq:電機子のインダクタンスのq軸成分
電圧型インバータをPWM制御した場合に生じる高調波電流成分(電流リプル)は式(1)に従う。そのため、電圧型インバータの出力電流及び出力電圧を観測し、観測した出力電流及び出力電圧に基づいて式(1)の右辺第二項のインダクタンス行列Lを算出すれば、式(1)の反作用インダクタンスL0,L1が得られ、式(2)から回転子座標系の電機子のd,q軸のインダクタンスLd,Lqが得られる。
Ld: d-axis component of the armature inductance Lq: q-axis component of the armature inductance The harmonic current component (current ripple) generated when the voltage type inverter is PWM-controlled follows the equation (1). Therefore, if the output current and output voltage of the voltage type inverter are observed, and the inductance matrix L of the second term on the right side of Expression (1) is calculated based on the observed output current and output voltage, the reaction inductance of Expression (1) L0 and L1 are obtained, and d and q-axis inductances Ld and Lq of the armature of the rotor coordinate system are obtained from the equation (2).
但し、PWM制御による電流リプルが固定子座標上の観測軸(α軸又はβ軸)とほぼ一致した状態にあるときは、電流リプルが一致しない方の観測軸の成分がほぼ零となる。この場合、式(1)の方程式を解くことはできなくなる。 However, when the current ripple by the PWM control is in a state that substantially coincides with the observation axis (α axis or β axis) on the stator coordinates, the component of the observation axis that does not coincide with the current ripple becomes almost zero. In this case, the equation (1) cannot be solved.
そこで、本実施の形態は、ある変調周期Tにおいて、零電圧ベクトル以外の電圧ベクトルを少なくとも2種類含める。これにより、観測軸とは、ずれた方向の電流リプルを含ませることができ、式(1)の方程式を解くことができる。 Therefore, the present embodiment includes at least two types of voltage vectors other than the zero voltage vector in a certain modulation period T. Thereby, the current ripple in a direction shifted from the observation axis can be included, and the equation (1) can be solved.
電圧型インバータで永久磁石同期型の電動機を駆動する場合、電機子電圧と電機子電流とは式(2)に示すように基本波成分と高調波成分とに分けられる。 When a permanent magnet synchronous motor is driven by a voltage type inverter, the armature voltage and the armature current are divided into a fundamental wave component and a harmonic component as shown in Equation (2).
高調波成分においては電機子抵抗R及び式(1)の右辺第三項も無視できる。よって、式(1)の電流電圧方程式は式(4)で近似される。 In the harmonic component, the armature resistance R and the third term on the right side of the formula (1) can be ignored. Therefore, the current-voltage equation of equation (1) is approximated by equation (4).
図1は、PWM信号を生成する際に用いられるベクトル空間を示した図である。電圧型インバータは8種類の電圧ベクトルV0〜V7により制御される。電圧ベクトルV0〜V7のうち、電圧ベクトルV0,V7は零電圧ベクトルである。電圧型インバータは変調周期Tを複数のスイッチング区間に区分し、複数の電圧ベクトルV0〜V7を出力する。これにより、電圧型インバータは、変調周期Tにおける平均電圧ベクトルを任意の電圧ベクトルに調整できる。平均電圧ベクトルをe、スイッチング区間tkにおける時間比率をζkとすると、平均電圧ベクトルeは式(5)で近似される。 FIG. 1 is a diagram showing a vector space used when generating a PWM signal. The voltage type inverter is controlled by eight voltage vectors V0 to V7. Among the voltage vectors V0 to V7, the voltage vectors V0 and V7 are zero voltage vectors. The voltage type inverter divides the modulation period T into a plurality of switching sections and outputs a plurality of voltage vectors V0 to V7. Thereby, the voltage type inverter can adjust the average voltage vector in the modulation period T to an arbitrary voltage vector. If the average voltage vector is e and the time ratio in the switching interval tk is ζk, the average voltage vector e is approximated by the equation (5).
スイッチング区間tkの電圧ベクトルVkの高調波電圧成分Vk’は、式(6)に示すように、平均電圧ベクトルeと電圧ベクトルVkとの差で表される。 The harmonic voltage component Vk ′ of the voltage vector Vk in the switching interval tk is represented by the difference between the average voltage vector e and the voltage vector Vk, as shown in Equation (6).
一方、ある電圧ベクトルVkをスイッチング区間tkにおいて出力したとき、電流ベクトルikの高調波電流成分の波形は、直線近似される基本波電流成分の波形に沿って折れ線状に変化する。スイッチング区間t0,t1,・・・,t7において、電流ベクトルikの基本波電流成分の変化量をそれぞれΔi0,Δi1,・・・,Δi7とし、高調波電流成分の変化量をそれぞれΔi0’,Δi1’,・・・,Δi7’とする。ここで、変調周期Tの間における高調波電流成分の変化量Δik’は0である。そのため、変調周期Tの最初と最後の電流ベクトルの差は、基本波電流成分の変化量Δiを表す。したがって、変調周期Tにおける基本波電流成分の変化量Δiは、式(7−a)に示すように、基本波電流成分の変化量Δikの総和になる。 On the other hand, when a certain voltage vector Vk is output in the switching section tk, the waveform of the harmonic current component of the current vector ik changes in a polygonal line along the waveform of the fundamental current component that is linearly approximated. In the switching sections t0, t1,..., T7, the changes in the fundamental current components of the current vector ik are Δi0, Δi1,..., Δi7, respectively, and the changes in the harmonic current components are Δi0 ′, Δi1, respectively. ', ..., Δi7'. Here, the change amount Δik ′ of the harmonic current component during the modulation period T is zero. Therefore, the difference between the first and last current vectors in the modulation period T represents the change amount Δi of the fundamental wave current component. Therefore, the change amount Δi of the fundamental wave current component in the modulation period T is the sum of the change amounts Δik of the fundamental wave current component, as shown in Expression (7-a).
また、変調周期Tでは、基本波電流成分は直線近似できるので、スイッチング区間Tkでの高調波電流成分の変化量Δik’は式(7)で表される。 Further, since the fundamental wave current component can be linearly approximated in the modulation period T, the change amount Δik ′ of the harmonic current component in the switching section Tk is expressed by Expression (7).
上記の式(5)、(6)、(7)を式(4)に適用すると、式(8)が導かれる。 Applying the above formulas (5), (6), and (7) to the formula (4) leads to the formula (8).
式(8)を転置すると、式(9)が得られる。 Transposing equation (8) yields equation (9).
式(9)は未知数の総数が式の数より少ない不能形であるため、厳密解が存在しない。 Since equation (9) is an impossible form in which the total number of unknowns is less than the number of equations, there is no exact solution.
ここで、変化量Δik’を式(10)に示す変化量行列Hで表す。変化量行列Hの左側擬似逆行列HLMは、変化量行列Hを用いて式(11)で表される。式(11)を用いて式(9)を変形すると式(12)に示すインダクタンス行列Lが得られる。 Here, the change amount Δik ′ is represented by a change amount matrix H shown in Expression (10). The left-side pseudo inverse matrix HLM of the variation matrix H is expressed by Expression (11) using the variation matrix H. When equation (9) is transformed using equation (11), an inductance matrix L shown in equation (12) is obtained.
式(2)及び式(12)を用いると、インダクタンスLd,Lqは式(13)のように表される。インダクタンスLd,Lqは、回転子座標系のd,q軸のインダクタンス成分である。 When Expression (2) and Expression (12) are used, the inductances Ld and Lq are expressed as Expression (13). Inductances Ld and Lq are inductance components of d and q axes in the rotor coordinate system.
式(13)はモータパラメータである反作用インダクタンスL0,L1を含まないので、各種の同期電動機に適用できる。 Since equation (13) does not include reaction inductances L0 and L1, which are motor parameters, it can be applied to various types of synchronous motors.
式(13)により得られたインダクタンスLd,Lqは、変調周期Tにおける電機子のインダクタンスを示し、微分インダクタンスと呼ばれる。電流id,iqの微分インダクタンスLd’(id),Lq’(iq)と、電機子巻線の鎖交磁束Φd(id),Φq(iq)と、永久磁石界磁の磁束φmagとの関係は式(14)で表される。 Inductances Ld and Lq obtained by equation (13) indicate the inductance of the armature in the modulation period T, and are called differential inductance. The relationship between the differential inductances Ld ′ (id) and Lq ′ (iq) of the currents id and iq, the linkage fluxes Φd (id) and Φq (iq) of the armature winding, and the magnetic flux φmag of the permanent magnet field is It is represented by Formula (14).
Ld’:微分インダクタンスのd軸成分
Lq’:微分インダクタンスのq軸成分
Φd:電機子巻線の鎖交磁束のd軸成分
Φq:電機子巻線の鎖交磁束のq軸成分
ここで、微分インダクタンスLd’,Lq’は後述の平均インダクタンスLd_ave,Lq_aveと区別するため、Ld’,Lq’で表されている。
Ld ′: d-axis component of differential inductance Lq ′: q-axis component of differential inductance Φd: d-axis component of linkage flux of armature winding Φq: q-axis component of linkage flux of armature winding Inductances Ld ′ and Lq ′ are represented by Ld ′ and Lq ′ in order to be distinguished from average inductances Ld_ave and Lq_ave described later.
また、インダクタンスには平均インダクタンスと呼ばれるもうひとつ別の定義がある。通常、インダクタンスは、平均インダクタンスを指す。電流id,iqの平均インダクタンスLd_ave(id),Lq_ave(iq)と電機子巻線の鎖交磁束Φd(id),Φq(iq)と永久磁石界磁の磁束φmagとの関係は式(15)で表される。 Inductance has another definition called average inductance. Inductance typically refers to average inductance. The relationship between the average inductances Ld_ave (id) and Lq_ave (iq) of the currents id and iq, the interlinkage magnetic fluxes Φd (id) and Φq (iq) of the armature winding, and the magnetic flux φmag of the permanent magnet field is expressed by the equation (15). It is represented by
Ld_ave:平均インダクタンスのd軸成分
Lq_ave:平均インダクタンスのq軸成分
式(14)と式(15)より、平均インダクタンスLd_ave,Lq_aveと微分インダクタンスLd’,Lq’との間には式(16)に表す関係があり、式(13)で得られた微分インダクタンスLd’,Lq’を式(16)に入力すると、平均インダクタンスLd_ave,Lq_aveが得られる。
Ld_ave: d-axis component of the average inductance Lq_ave: q-axis component of the average inductance From the equations (14) and (15), the equation (16) between the average inductances Ld_ave, Lq_ave and the differential inductances Ld ′, Lq ′ When the differential inductances Ld ′ and Lq ′ obtained by Expression (13) are input to Expression (16), average inductances Ld_ave and Lq_ave are obtained.
平均インダクタンスLd_ave,Lq_aveが得られると、式(17)に示す回転子座標系の電流電圧方程式から、永久磁石界磁による磁束φ_magと電機子抵抗Rとが得られる。 When the average inductances Ld_ave and Lq_ave are obtained, the magnetic flux φ_mag and the armature resistance R due to the permanent magnet field are obtained from the current-voltage equation of the rotor coordinate system shown in Expression (17).
式(17)において電流iが一定の定常状態では、右辺第二項の電流id,iqの時間微分はゼロなので、電機子抵抗Rは式(18)で表される。よって、式(16)で得られた平均インダクタンスLq_aveと、電気角速度ωとを式(18)に入力すると、電機子抵抗Rが得られる。 In the steady state in which the current i is constant in Expression (17), the time differentiation of the current id and iq in the second term on the right side is zero, so the armature resistance R is expressed by Expression (18). Therefore, when the average inductance Lq_ave obtained by Expression (16) and the electrical angular velocity ω are input to Expression (18), the armature resistance R is obtained.
同じく、式(17)において、電流iが一定の定常状態では、右辺第二項の電流iの時間微分はゼロなので、永久磁石界磁による磁束φ_magは、式(19)で表される。よって、平均インダクタンスLd_aveを式(19)に入力し、永久磁石界磁による磁束φ_magが得られる。 Similarly, in the equation (17), in the steady state where the current i is constant, the time differentiation of the current i in the second term on the right side is zero, so the magnetic flux φ_mag due to the permanent magnet field is expressed by the equation (19). Therefore, the average inductance Ld_ave is input to the equation (19), and the magnetic flux φ_mag due to the permanent magnet field is obtained.
ここで、ω(=dθ/dt)は電気角速度を表す。但し、式(19)の電機子抵抗Rは予め定められた一定値が採用されてもよいし、式(18)で得られた電機子抵抗Rで逐次更新されてもよい。 Here, ω (= dθ / dt) represents the electrical angular velocity. However, a predetermined constant value may be adopted as the armature resistance R in the equation (19), or the armature resistance R obtained in the equation (18) may be sequentially updated.
<全体構成>
図2は、本発明の実施の形態に係る電動機の駆動装置1の全体構成を示すブロック図である。永久磁石同期型の電動機をはじめとした3相ブラシレスモータの速度制御は、近年、ベクトル制御が用いられることが一般的である。したがって、本実施の形態においても、モータの速度制御として、ベクトル制御を採用する。
<Overall configuration>
FIG. 2 is a block diagram showing the overall configuration of the electric
駆動装置1は、インバータ2をPWM制御して電動機3を駆動する装置である。駆動装置1は、減算器11、速度制御器12、電流ベクトル変換器13、減算器14a,14b、電流制御器15a,15b、座標変換器16、PWM制御部17、電流センサ18a,18b、3/2変換器19、座標変換器20、抽出器21、インダクタンス演算部22、鎖交磁束算出部23を備える。
The
図2において、減算器11、速度制御器12、電流ベクトル変換器13、減算器14a,14b、電流制御器15a,15b、座標変換器16、PWM制御部17、3/2変換器19、座標変換器20、抽出器21、インダクタンス演算部22、及び鎖交磁束算出部23は、例えば、CPU、ROM等を備えるコンピュータにより構成される。
In FIG. 2, a
減算器11は、目標角速度ω*から回転速度検出値を減算し、速度偏差を算出する。目標角速度ω*は、電動機3が適用される装置に応じて異なる。例えば、電動機3が建設機械のウィンチドラムや上部旋回体や下部走行体の駆動に用いられるのであれば、操作レバーの操作量に応じた値に目標角速度ω*は設定される。また、電動機3が電気自動車やハイブリッド自動車の走行モータに適用されるのであれば、アクセルの操作量に応じた値に目標角速度ω*は設定される。
The
速度制御器12は、減算器11から速度偏差が入力され、この速度偏差を0にするためのトルク指令値を算出する。ここで、速度制御器12は、例えばPID(比例・積分・微分)制御やPI(比例・積分)制御を用いてトルク指令値を算出すればよい。
The
電流ベクトル変換器13は、トルク指令値に基づいて、d軸成分の目標電流id*とq軸成分の目標電流iq*とを算出する。ここで、電流ベクトル変換器13は、例えば、トルク指令値に応じて予め定められた値を目標電流id*,iq*として生成すればよい。
The
減算器14aは、目標電流id*からd軸成分の電流idを減算し、d軸の電流偏差を算出する。減算器14bは、目標電流iq*からq軸成分の電流iqを減算し、q軸の電流偏差を算出する。
The
電流制御器15aは、減算器14aからのd軸の電流偏差を0にするためのd軸成分の電圧指令vd*を算出する。電流制御器15bは、減算器14bからのq軸の電流偏差を0にするためのq軸成分の電圧指令vq*を算出する。電圧指令vd*は電動機3に出力する電圧の界磁成分を制御する指令値であり、電圧指令vq*は電動機3に出力する電圧のトルク成分を制御するための指令値である。ここで、電流制御器15a,15bは、例えば、PID制御、PI制御を用いて電圧指令vd,vqを算出すればよい。
The
座標変換器16は、電圧指令vd*,vq*を回転子座標系から固定子座標系に変換し、電圧指令vα*,vβ*を算出する。
The coordinate
PWM制御部17は、電圧指令vα*,vβ*から、u,v,wの3相のPWM信号を生成し、インバータ2に出力する。本実施の形態では、図1に示すベクトル空間が用いられる。ベクトル空間は、縦軸がα、横軸がβの2次元座標空間であり、原点から60度間隔で放射状に6つの電圧ベクトルV1〜V6が割り付けられ、原点に電圧ベクトルV0,V7が割り付けられている。また、ベクトル空間は6つの電圧ベクトルV1〜V6により6つのセクタS0〜S5に区画されている。平均電圧ベクトルeは、電圧指令vα,vβ(電圧指令ベクトルの一例)を示し、電動機3の回転に応じてベクトル空間上を回転する。
The
電圧ベクトルV0〜V7には、uvw座標空間の3成分からなる電圧ベクトルが割り付けられている。例えば、電圧ベクトルV1は、uvw座標空間の電圧ベクトル(1,0,0)が割り付けられている。電圧ベクトル(1,0,0)は、インバータ2において、u,v,w相の上アームをそれぞれ、(オン,オフ,オフ)し、下アームをそれぞれ(オフ,オン,オン)することを示す。また、電圧ベクトルV0にはuvw座標空間の電圧ベクトル(0,0,0)が割り付けられ、電圧ベクトルV7にはuvw座標空間の電圧ベクトル(1,1,1)が割り付けられている。電圧ベクトルV0,V7は、平均電圧ベクトルeを原点に位置させる零電圧ベクトルであり、電動機3を停止させる。
Voltage vectors composed of three components in the uvw coordinate space are assigned to the voltage vectors V0 to V7. For example, the voltage vector (1, 0, 0) in the uvw coordinate space is assigned to the voltage vector V1. The voltage vector (1, 0, 0) indicates that in the
PWM制御部17は、電圧指令vα*,vβ*を平均電圧ベクトルeとして、図1に示すベクトル空間に配置し、平均電圧ベクトルeが属しているセクタと、平均電圧ベクトルeの向き及び大きさとに応じて、変調周期Tにおける電圧ベクトルV0〜V7の時間比率ζ0〜ζ7を決定し、決定した時間比率ζ0〜ζ7にしたがって変調周期Tを区分することでPWM信号を生成する。
The
図1では、平均電圧ベクトルeはセクタS0に属しており、セクタS0は電圧ベクトルV1,V3で区画されている。そのため、平均電圧ベクトルeの向きに応じて電圧ベクトルV1,V3の時間比率ζ1,ζ3が決定される。また、平均電圧ベクトルeの大きさに応じて電圧ベクトルV0,V7の時間比率ζ0,ζ7が決定される。 In FIG. 1, the average voltage vector e belongs to the sector S0, and the sector S0 is partitioned by voltage vectors V1 and V3. Therefore, the time ratios ζ1 and ζ3 of the voltage vectors V1 and V3 are determined according to the direction of the average voltage vector e. Further, the time ratios ζ0 and ζ7 of the voltage vectors V0 and V7 are determined according to the magnitude of the average voltage vector e.
なお、PWM制御部17は、後述するように、変調周期Tに電圧ベクトルV0,V7以外の少なくとも2種の電圧ベクトルが含まれるようにPWM信号を生成することで、高調波電流成分の変化量Δik’が一次従属になることを防止している。PWM制御部17はスイッチング区間tkの開始タイミングを知らせる信号を駆動装置1を構成する各ブロックに出力することで、駆動装置1を構成する各ブロックの動作を同期させればよい。
As will be described later, the
図2に参照を戻す。電流センサ18aはインバータ2が電動機3に出力するu相の電流iuを検出する。電流センサ18bはインバータ2が電動機3に出力するw相の電流iwを検出する。
Returning to FIG. The current sensor 18 a detects a u-phase current iu output from the
3/2変換器19は、検出された電流iu,iwからv相の電流ivを算出し、電流iu,iv,iwを、固定子座標系に変換し、電流iα,iβを算出する。座標変換器20は、電流iα,iβを、固定子座標系から回転子座標系に変換し、電流id,iqを算出する。
The 3/2
インバータ2は、例えば、3相の電圧型インバータで構成され、インバータ2から出力されたPWM信号にしたがって、直流電圧Vdを3相交流電圧に変換し、電動機3を駆動する。
The
電動機3は、永久磁石同期型の電動機で構成され、インバータ2から出力されるuvwの3相の交流電圧に従って駆動する。電動機3は、回転子の回転速度を検出する速度検出器(図略)を備え、検出された回転速度を回転速度検出値として減算器11に出力する。
The
例えば、駆動装置1がクレーンやショベルカーといった建設機械に適用されるのであれば、電動機3は、上部旋回体を旋回させたり、ウィンチドラムを回転させたりする。また、駆動装置1が電気自動車に適用されるのであれば、電気自動車を走行させる。
For example, if the
抽出器21は、3/2変換器19からスイッチング区間tkと同期して出力される電流iα,iβを、電流ベクトルikとして取得する。そして、抽出器21は、取得した電流ベクトルikのスイッチング区間tkでの変化量Δikを算出すると共に、取得した電流ベクトルikの変調周期Tでの変化量Δiを算出する。そして、抽出器21は、算出した変化量Δikと変化量Δiとを式(7)に入力し、高調波電流成分の変化量Δik’を算出する。
The
インダクタンス演算部22は、高調波電流成分の変化量Δik’に基づいて、微分インダクタンスLd’,Lq’等を算出する。
The
図3は、インダクタンス演算部22の詳細を示すブロック図である。インダクタンス演算部22は、微分インダクタンス算出部221、平均インダクタンス算出部222、抵抗算出部223、及び電圧算出部224を備える。
FIG. 3 is a block diagram showing details of the
電圧算出部224は、PWM制御部17から、スイッチング区間tkと同期して出力される電圧ベクトルVkを取得すると共に、変調周期Tと同期して出力される平均電圧ベクトルeを取得する。そして、電圧算出部224は、Vk’=Vk−eの演算(式(6))を行い、高調波電圧成分Vk’を算出する。
The
微分インダクタンス算出部221は、抽出器21で抽出された高調波電流成分の変化量Δik’と、電圧算出部224で算出された高調波電圧成分Vk’と、スイッチング区間tkの値とを式(12)に入力することでインダクタンス行列Lを算出する。そして、微分インダクタンス算出部221は、算出したインダクタンス行列Lを式(13)に入力することで、微分インダクタンスLd’,Lq’(インダクタンスLd,Lq)を算出する。
The differential
平均インダクタンス算出部222は、算出された微分インダクタンスLd’,Lq’と電流id,iqとを式(16)に入力し、電流に応じた積分処理を行い、平均インダクタンスLd_ave,Lq_aveを算出する。
The average
ここで、微分インダクタンス算出部221は、電動機3の駆動開始時から任意の時点(例えば、現時点)までの電流idと微分インダクタンスLd’とを対応付けてメモリに記憶すると共に、電流iqと微分インダクタンスLq’とを対応付けてメモリに記憶している。駆動開始時としては、例えば、駆動装置1の電源がオンされたときが採用できる。そして、平均インダクタンス算出部222は、メモリに記憶された電流id,iqと微分インダクタンスLd’,Lq’とを、例えば、第1軸が電流id,iq、第2軸が微分インダクタンスLd’,Lq’を示す2次元座標空間にプロットし、微分インダクタンスLd’,Lq’を示す近似曲線を生成し、その近似曲線を電流id=0,iq=0から現時点の電流id,iqの値までを積分し、算出した値を現時点の電流id,iqの値で割ることで、平均インダクタンスLd_ave,Lq_aveを算出すればよい。
Here, the differential
抵抗算出部223は、算出された平均インダクタンスLq_aveと、電流id,iqと、電圧vd(電圧指令vd*)と、電気角速度ωとを式(18)に入力し、電機子抵抗Rを算出する。電気角速度ωは、例えば、回転速度検出値や、回転速度検出値を極対数で割った値が採用される。
The
図2に参照を戻す。鎖交磁束算出部23は、インダクタンス演算部22で算出された平均インダクタンスLd_aveと、電流id,iqと、電圧vd(電圧指令vd*)と、電機子抵抗Rとを式(19)に入力し永久磁石界磁による磁束φmagを算出する。ここで、電機子抵抗Rは、インダクタンス演算部22で算出された値が採用されてもよいし、予め定められた値が採用されてもよい。
Returning to FIG. The flux
<フローチャート>
図4は、本発明の実施の形態に係る駆動装置1の処理を示すフローチャートである。このフローチャートは、例えば、変調周期T毎に実行される。まず、PWM制御部17は、電圧指令vα*,vβ*から上述した手法を用いてPWM信号を生成する。
<Flowchart>
FIG. 4 is a flowchart showing the processing of the
図1を参照する。平均電圧ベクトルeがセクタ0に属する場合、セクタ0に隣接する電圧ベクトルV1,V3と電圧ベクトルV0,V7とを必要な時間比率で出力することでPWM信号が生成される。電圧ベクトルV1,V3の時間比率を変えることで平均電圧ベクトルeの方向が調整され、電圧ベクトルV0,V7の時間比率を変えることで平均電圧ベクトルeの大きさが調整される。 Please refer to FIG. When the average voltage vector e belongs to the sector 0, the PWM signal is generated by outputting the voltage vectors V1, V3 adjacent to the sector 0 and the voltage vectors V0, V7 at a necessary time ratio. The direction of the average voltage vector e is adjusted by changing the time ratio of the voltage vectors V1 and V3, and the magnitude of the average voltage vector e is adjusted by changing the time ratio of the voltage vectors V0 and V7.
しかし、これでは、例えば平均電圧ベクトルeがα軸上にある場合、電圧ベクトルV3を出力する時間が0になるので、電流ベクトルi3の高調波電流成分の変化量Δi3’も0になる。電圧ベクトルV0,V7の高調波電圧成分V0’,V7’は、平均電圧ベクトルeから原点に向かうベクトルなので、電圧ベクトルV1の高調波電圧成分V1’(eからV1に向かうベクトル)とは逆向きになる。その結果、変化量Δi1’,Δi0’,Δi7’が一次従属になって変化量行列Hの逆行列が定義できなくなり、式(12)の方程式を解くことができなくなる。 However, in this case, for example, when the average voltage vector e is on the α-axis, the time for outputting the voltage vector V3 becomes 0, so the change amount Δi3 ′ of the harmonic current component of the current vector i3 also becomes 0. Since the harmonic voltage components V0 ′ and V7 ′ of the voltage vectors V0 and V7 are vectors from the average voltage vector e toward the origin, the direction is opposite to the harmonic voltage component V1 ′ (vector from e to V1) of the voltage vector V1. become. As a result, the change amounts Δi1 ′, Δi0 ′, Δi7 ′ are linearly dependent, and the inverse matrix of the change amount matrix H cannot be defined, and the equation (12) cannot be solved.
そこで、PWM制御部17は、図5に示すように、電圧ベクトルV0に代えて電圧ベクトルV3と電圧ベクトルV5とを合成してα軸方向の電圧ベクトルを出力する。図5は、平均電圧ベクトルeがα軸上にある場合に生成されるPWM信号を示す波形図である。これにより、変調周期Tにおいて2種類以上の零電圧ベクトル以外の電圧ベクトルが含まれるようになる。その結果、高調波電流成分の変化量Δi1’,Δi3’,Δi5’,Δi7’が一次独立になり、変化量行列Hの逆行列が存在し、式(12)の方程式を解くことができる。
Therefore, as shown in FIG. 5, the
なお、PWM制御部17は、平均電圧ベクトルeがβ軸上にある場合も、図5と同様、電圧ベクトルV0又はV7に代えて零電圧ベクトル以外の2種の電圧ベクトルとを合成してβ軸方向の電圧ベクトル(例えば、V2とV3)を出力すればよい。
Even when the average voltage vector e is on the β axis, the
図6は、平均電圧ベクトルeが図1に示すベクトル空間の原点にある場合に生成されるPWM信号を示す波形図である。図6の例では、逆方向の電圧ベクトルを組み合わせることで、α,β軸の原点にある平均電圧ベクトルeが出力されている。逆方向の電圧ベクトルの組み合わせとは、電圧ベクトルV1と電圧ベクトルV6との組、電圧ベクトルV2と電圧ベクトルV5との組、電圧ベクトルV3と電圧ベクトルV4との組を指す。通常であれば、平均電圧ベクトルeが原点にあれば、電圧ベクトルV1,V0(又はV7)が出力される。しかし、これでは、変調周期Tに電圧ベクトルV0,V7以外の電圧ベクトルが1つしか含まれていないので、高調波電流成分の変化量Δi1’,Δi0’(又はΔi7’)が一次従属になり、インダクタンス行列Lが算出できなくなる。 FIG. 6 is a waveform diagram showing a PWM signal generated when the average voltage vector e is at the origin of the vector space shown in FIG. In the example of FIG. 6, the average voltage vector e at the origin of the α and β axes is output by combining the reverse voltage vectors. The combination of voltage vectors in the reverse direction refers to a set of voltage vector V1 and voltage vector V6, a set of voltage vector V2 and voltage vector V5, and a set of voltage vector V3 and voltage vector V4. Normally, if the average voltage vector e is at the origin, the voltage vectors V1, V0 (or V7) are output. However, in this case, since only one voltage vector other than the voltage vectors V0 and V7 is included in the modulation period T, the change amounts Δi1 ′ and Δi0 ′ (or Δi7 ′) of the harmonic current components are linearly dependent. The inductance matrix L cannot be calculated.
そこで、PWM制御部17は、図6に示すように、変調周期Tを均等に6つのスイッチング区間tkに区分し、区分した6つのスイッチング区間tkに電圧ベクトルV1,V6,V2,V5,V4,V3をそれぞれ割り付け、平均電圧ベクトルeを原点に位置させる。これにより、変調周期Tにおいて電圧ベクトルV0,V7以外の電圧ベクトルが2種類以上含まれ、平均電圧ベクトルeが原点にある場合、すなわち、電動機3が停止状態であっても、インダクタンス行列Lを算出できる。
Therefore, as shown in FIG. 6, the
図4に参照を戻す。S302では、抽出器21は、電流iα,iβを電流ベクトルikとして3/2変換器19から取得し、取得した電流ベクトルikを用いて、上述した手法を用いて、高調波電流成分の変化量Δik’を算出する。
Returning to FIG. In S302, the
次に、電圧算出部224は、PWM制御部17から取得した電圧ベクトルVkと平均電圧ベクトルeとを式(6)に入力し、高調波電圧成分Vk’を算出する(S303)。
Next, the
次に、微分インダクタンス算出部221は、高調波電流成分の変化量Δik’と、高調波電圧成分Vk’と、スイッチング区間tkの値とを式(13)に入力し、微分インダクタンスLd’,Lq’を算出する(S304)。
Next, the differential
次に、平均インダクタンス算出部222は、微分インダクタンスLd’,Lq’と電流id,iqとを式(16)に入力し、電流に応じた積分処理を行い、平均インダクタンスLd_ave,Lq_aveを算出する(S305)。
Next, the average
次に、抵抗算出部223は、平均インダクタンスLd_aveと、電流id,iqと、電圧vd(電圧指令vd*)と、電気角度ωとを式(18)に入力し、電機子抵抗Rを算出する(S306)。
Next, the
次に、鎖交磁束算出部23は、平均インダクタンスLd_aveと、電流id,iqと、電圧vd(電圧指令vd*)と、電機子抵抗Rとを式(19)に入力し永久磁石界磁による磁束φmagを算出する(S307)。
Next, the flux
このように、駆動装置1は、平均電圧ベクトルeがα軸又はβ軸又は原点にある場合であっても、変調周期Tにおいて、零電圧ベクトル(V0,V7)とは異なる少なくとも2種類の電圧ベクトルが割り付けられるようにPWM信号を生成する。そのため、駆動装置1は、電動機3の駆動状態に拘わらず、変化量行列Hの逆行列を必ず存在させることが可能となる。その結果、駆動装置1は、電動機3の駆動状態に拘わらず、高調波電流成分の変化量Δik’及び高調波電圧成分Vk’を用いて、固定子座標系における電動機の電流電圧方程式である式(12)を解くことが可能となる。
As described above, the driving
その結果、駆動装置1は、微分インダクタンスLd’,Lq’を算出し、算出した微分インダクタンスから平均インダクタンスLd_ave,Lq_aveを算出し、算出した平均インダクタンスLd_ave,Lq_aveから電機子抵抗R及び永久磁石界磁による磁束φmagを算出できる。ゆえに、駆動装置1は、電機子抵抗R及び永久磁石界磁による磁束φmagのオンライン同定が可能となる。これにより、駆動装置1は、電機子抵抗R及び永久磁石界磁による磁束φmagの変化を考慮して電動機3をフィードフォワード制御することができ、制御の安定性及び応答性の向上が実現できる。
As a result, the
電動機3の駆動年数や状態に応じて、電機子抵抗R及び永久磁石界磁による磁束φmagは変化する。したがって、駆動装置1は、電機子抵抗R及び永久磁石界磁による磁束φmagの変化から電動機3劣化や故障を診断できる。
The magnetic flux φmag due to the armature resistance R and the permanent magnet field changes according to the drive years and state of the
Ld’,Lq’ 微分インダクタンス
Ld_ave,Lq_ave 平均インダクタンス
R 電機子抵抗
T 変調周期
Tk スイッチング区間
V0〜V7,Vk 電圧ベクトル
V0’〜V7’,Vk’ 高調波電圧成分
e 平均電圧ベクトル
i,id,iq 電流
ik 電流ベクトル
t0〜t7,tk スイッチング区間
vd,vq 電圧
Δi1’〜Δi7’,Δi’ 変化量
Φd,Φq 電機子巻線の鎖交磁束
φmag 永久磁石界磁による磁束
ζ0〜ζ7 ζk 時間比率
ω 電気角度
1 駆動装置
2 インバータ
3 電動機
11 減算器
12 速度制御器
13 電流ベクトル変換器
14a,14b 減算器
15a,15b 電流制御器
16 座標変換器
17 PWM制御部
18a,18b 電流センサ
19 3/2変換器
20 座標変換器
21 抽出器
22 インダクタンス演算部
23 鎖交磁束算出部
221 微分インダクタンス算出部
222 平均インダクタンス算出部
223 抵抗算出部
224 電圧算出部
Ld ′, Lq ′ Differential inductance Ld_ave, Lq_ave Average inductance R Armature resistance T Modulation period Tk Switching interval V0 to V7, Vk Voltage vector V0 ′ to V7 ′, Vk ′ Harmonic voltage component e Average voltage vector i, id, iq Current ik Current vector t0 to t7, tk Switching period vd, vq Voltage Δi1 ′ to Δi7 ′, Δi ′ Variation Φd, Φq Interlink flux of armature winding φmag Magnetic flux from permanent magnet field ζ0 to ζ7 ζk Time ratio ω
Claims (4)
変調周期において、零電圧ベクトル以外の少なくとも2種類の電圧ベクトルが割り付けられた少なくとも2つのスイッチング区間が含まれるようにPWM信号を生成するPWM制御部と、
前記変調周期を構成する複数のスイッチング区間のそれぞれにおいて、前記電圧型インバータから出力される高調波電流成分の変化量を検出する電流検出部と、
前記変調周期における前記複数の電圧ベクトルの平均値を用いて、各スイッチング区間の電圧ベクトルの高調波電圧成分を算出する電圧算出部と、
前記検出された高調波電流成分の変化量及び前記算出された高調波電圧成分を、固定子座標系における前記電動機の電流電圧方程式に入力し、前記電動機の電機子の微分インダクタンスを算出する微分インダクタンス算出部と、
前記算出された微分インダクタンスを積分することで前記電動機の電機子の平均インダクタンスを算出する平均インダクタンス算出部と、
前記算出された平均インダクタンスを回転子座標系における前記電動機の電流電圧方程式に入力し、永久磁石界磁による磁束を算出する鎖交磁束算出部とを備える電動機の駆動装置。 A motor drive device that PWM-controls a voltage-type inverter that drives a permanent magnet synchronous motor,
A PWM control unit that generates a PWM signal so that at least two switching sections to which at least two types of voltage vectors other than the zero voltage vector are assigned in the modulation period are included;
In each of a plurality of switching sections constituting the modulation period, a current detection unit that detects a change amount of a harmonic current component output from the voltage type inverter;
A voltage calculation unit that calculates a harmonic voltage component of the voltage vector of each switching section using an average value of the plurality of voltage vectors in the modulation period;
The detected change amount of the harmonic current component and the calculated harmonic voltage component are input to a current voltage equation of the motor in a stator coordinate system, and a differential inductance for calculating a differential inductance of the armature of the motor A calculation unit;
An average inductance calculator that calculates an average inductance of the armature of the motor by integrating the calculated differential inductance;
An electric motor drive device comprising: an interlinkage magnetic flux calculating unit that inputs the calculated average inductance into a current-voltage equation of the electric motor in a rotor coordinate system and calculates a magnetic flux generated by a permanent magnet field.
変調周期において、零電圧ベクトル以外の少なくとも2種類の電圧ベクトルが割り付けられた少なくとも2つのスイッチング区間が含まれるようにPWM信号を生成するPWM制御部と、
前記変調周期を構成する複数のスイッチング区間のそれぞれにおいて、前記電圧型インバータから出力される高調波電流成分の変化量を検出する電流検出部と、
前記変調周期における電圧ベクトルの平均値を用いて、各スイッチング区間の電圧ベクトルの高調波電圧成分を算出する電圧算出部と、
前記検出された高調波電流成分の変化量及び前記算出された高調波電圧成分を、固定子座標系における前記電動機の電流電圧方程式に入力し、前記電動機の電機子の微分インダクタンスを算出する微分インダクタンス算出部と、
前記算出された微分インダクタンスを積分することで前記電動機の電機子の平均インダクタンスを算出する平均インダクタンス算出部と、
前記算出された平均インダクタンスを回転子座標系における前記電動機の電流電圧方程式に入力し、前記電動機の電機子抵抗を算出する抵抗算出部とを備える電動機の駆動装置。 A motor drive device that PWM-controls a voltage-type inverter that drives a permanent magnet synchronous motor,
A PWM control unit that generates a PWM signal so that at least two switching sections to which at least two types of voltage vectors other than the zero voltage vector are assigned in the modulation period are included;
In each of a plurality of switching sections constituting the modulation period, a current detection unit that detects a change amount of a harmonic current component output from the voltage type inverter;
A voltage calculating unit that calculates a harmonic voltage component of the voltage vector of each switching section using an average value of the voltage vector in the modulation period;
The detected change amount of the harmonic current component and the calculated harmonic voltage component are input to a current voltage equation of the motor in a stator coordinate system, and a differential inductance for calculating a differential inductance of the armature of the motor A calculation unit;
An average inductance calculator that calculates an average inductance of the armature of the motor by integrating the calculated differential inductance;
A motor drive device comprising: a resistance calculation unit that inputs the calculated average inductance into a current-voltage equation of the motor in a rotor coordinate system and calculates an armature resistance of the motor.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2016189448A JP6588410B2 (en) | 2016-09-28 | 2016-09-28 | Electric motor drive |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2018057126A JP2018057126A (en) | 2018-04-05 |
JP6588410B2 true JP6588410B2 (en) | 2019-10-09 |
Family
ID=61834363
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2016189448A Active JP6588410B2 (en) | 2016-09-28 | 2016-09-28 | Electric motor drive |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP6588410B2 (en) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN113794417B (en) * | 2021-08-17 | 2024-04-09 | 东风汽车集团股份有限公司 | Method and system for rapidly estimating AC-DC axis inductance of permanent magnet synchronous motor |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5971707B2 (en) * | 2011-08-29 | 2016-08-17 | 株式会社東芝 | Sensorless control device and inverter device for synchronous motor |
JP6158115B2 (en) * | 2013-02-21 | 2017-07-05 | 株式会社東芝 | Magnet magnetic flux amount estimation device, abnormal demagnetization determination device, synchronous motor drive device, and electric vehicle |
-
2016
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2018057126A (en) | 2018-04-05 |
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