JP6466483B2 - 無線通信システムにおいて高周波帯域通信のためのプリコーディング行列インデックス報告方法及びそのための装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムに関し、特に、無線通信システムにおいて高周波帯域通信のためのプリコーディング行列インデックス報告方法及びそのための装置に関する。

多重アンテナを用いた既存のビームフォーミング技術は、ビームフォーミング重みベクトル（ｗｅｉｇｈｔ ｖｅｃｔｏｒ／ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ ｖｅｃｔｏｒ）を適用する位置によって、アナログビームフォーミング技術とデジタルビームフォーミング技術とに大別することができる。

まず、アナログビームフォーミング技法は、初期の多重アンテナ構造に適用されたビームフォーミング技法の代表であり、デジタル信号処理の完了したアナログ信号を複数の経路に分岐し、各経路の位相遷移（ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ；ＰＳ）及び電力増幅（Ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ；ＰＡ）設定を用いたビームフォーミングを行う。図１は、従来のアナログビームフォーミング技法を例示する図である。

図１では、アナログビームフォーミングのために、単一のデジタル信号から派生したアナログ信号を、各アンテナに接続された電力増幅器及び位相遷移器が処理する構造を示している。すなわち、アナログ端で複素重み（ｃｏｍｐｌｅｘ ｗｅｉｇｈｔ）を位相遷移器及び電力増幅器が処理する。ここで、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）チェーン（ｃｈａｉｎ）は、単一のデジタル信号がアナログ信号に変換される処理ブロックを意味する。

しかしながら、アナログビームフォーミング技法は、位相遷移器及び電力増幅器の素子の特性によってビームの正確度が決定され、素子の制御特性の上、狭帯域伝送に有利であるが、多重ストリーム伝送を具現し難いハードウェア構造を有するため、伝送率の増大のための多重化利得が相対的に小さく、直交リソース割り当てベースのユーザ別ビームフォーミングが困難であるという短所がある。

次に、デジタルビームフォーミング技法は、アナログビームフォーミング技法と違い、ＭＩＭＯ環境でダイバーシチ及び多重化利得を最大化するために、ベースバンド（Ｂａｓｅｂａｎｄ）プロセスを用いてデジタル端でビームフォーミングを行う。図２は、従来のデジタルビームフォーミング技法を例示する図である。

図２を参照すると、プリコーディングをベースバンドプロセスで行うことによってデジタルビームフォーミングを行うことができる。ただし、図１と違い、ＲＦチェーンが電力増幅器を含む。これは、ビームフォーミングのために導出された複素重みを送信データに直接適用するためである。

また、ユーザ別に異なるビームフォーミングが可能なため、同時に多重ユーザビームフォーミングを支援することができ、直交リソースの割り当てられたユーザ別に独立したビームフォーミングが可能なため、スケジューリングの柔軟性が高く、システム目的に符合する伝送端の運用が可能であるという特徴を有する。また、広帯域伝送環境でＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）−ＯＦＤＭ（Ｏｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）のような技術を適用すると、副搬送波（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）別に独立したビームを形成することができる。したがって、デジタルビームフォーミング技法は、システム容量の増大及び強化したビーム利得に基づいて単一ユーザの最大伝送率を極大化することができる。

このような長短所により、現在の３Ｇ／４ＧシステムではデジタルビームフォーミングベースのＭＩＭＯ技術が導入されている。

上述したような議論に基づき、以下では、無線通信システムにおいて高周波帯域通信のためのプリコーディング行列インデックス報告方法及びそのための装置を提案する。

本発明の一実施例である、無線通信システムにおいて端末がプリコーディング行列インデックスを基地局に報告する方法は、前記基地局とのチャネルを推定するステップと、前記推定されたチャネルに基づいて、第１コードブックから第１プリコーディング行列を選択するステップと、前記推定されたチャネルに基づいて、前記第１プリコーディング行列を含まないプリコーディング行列だけで構成された第２コードブックから第２プリコーディング行列を選択するステップと、前記第１プリコーディング行列のインデックス及び前記第２プリコーディング行列のインデックスの少なくとも一つを前記基地局に報告するステップとを含むことを特徴とする。

一方、本発明の他の実施例である、無線通信システムにおいて端末がプリコーディング行列インデックスを基地局に報告する方法は、前記基地局とのチャネルを推定するステップと、前記推定されたチャネルに基づいて、第１コードブックから第１プリコーディング行列を選択するステップと、前記推定されたチャネルに基づいて、前記第１プリコーディング行列を含む上位ランクのプリコーディング行列で構成された第２コードブックから第２プリコーディング行列を選択するステップと、前記第１プリコーディング行列のインデックス及び前記第２プリコーディング行列のインデックスの少なくとも一つを前記基地局に報告するステップとを含むことを特徴とする。

特に、前記基地局は、前記第２プリコーディング行列を用いて前記端末に信号を送信する場合、前記第２プリコーディング行列から前記第１プリコーディング行列を除いてプリコーディングを適用することを特徴とする。この場合、前記基地局が前記第２プリコーディング行列を用いて信号を前記端末に送信する場合、前記信号のランクは、前記第２プリコーディング行列に対応するランクから前記第１プリコーディング行列のランクを引いた値であることを特徴とする。

上記実施例で、前記第１プリコーディング行列は、ランク１伝送のためのものが好ましい。さらに、前記第１プリコーディング行列は、前記チャネルのＬｏＳ（Ｌｉｎｅ ｏｆ Ｓｉｇｈｔ）経路のためのものであり、前記第２プリコーディング行列は、前記チャネルのＮＬｏＳ（Ｎｏｎ−ＬｏＳ）経路のためのものが好ましい。

より好ましくは、上記方法で、前記第１プリコーディング行列を選択するステップ及び前記第２プリコーディング行列を選択するステップは、前記チャネルの容量が最大化するプリコーディング行列を選択するステップを含むことを特徴とする。

本発明の実施例によれば、高周波帯域伝送において効率的にプリコーディング行列インデックスを報告することができる。

本発明から得られる効果は、以上に言及した効果に制限されず、言及していない別の効果は、以下の記載から、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。

本発明の追加の理解を提供するために含まれ、本出願の一部に含まれたり、その一部を構成する添付の図面は、本発明の実施例を示し、説明と共に本発明の原理を説明する。

一般的な多重アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムを示す構成図である。 従来のデジタルビームフォーミング技法を例示する図である。 一般的な多重アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムの構成図である。 ハイブリッドビームフォーミングの概念を説明するための図である。 高周波帯域確保を用いた次世代周波数領域割り当ての概念図である。 高周波環境で発生する追加環境損失に起因する全体の経路損失増加を概念的に示す図である。 端末の移動速度及び中心周波数によるドップラー周波数を示す図である。 ＬｏＳ／ＮＬｏＳの経路減衰指数による経路損失を示すグラフである。 本発明の実施例によって、既存コードブックからタイプ−１ＰＭＩ及びタイプ−２ＰＭＩを選択する例を示す図である。 本発明の実施例によって、入れ子（ｎｅｓｔｅｄ）構造のコードブックからタイプ−１ＰＭＩ及びタイプ−２ＰＭＩを導出する例を示す図である。 本発明の実施例によって、既存コードブックからタイプ−１ＰＭＩ及びタイプ−２ＰＭＩを選択する他の例を示す図である。 本発明の実施例によって、入れ子構造のコードブックからタイプ−１ＰＭＩ及びタイプ−２ＰＭＩを導出する他の例を示す図である。 本発明の一実施例に係る通信装置のブロック構成図である。

以下、添付の図面を参照して説明された本発明の実施例から、本発明の構成、作用及び他の特徴が容易に理解されるであろう。

まず、ＭＩＭＯシステムについて説明する。ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）は、複数個の送信アンテナと複数個の受信アンテナを使用する方法で、この方法によりデータの送受信効率を向上させることができる。すなわち、無線通信システムの送信端あるいは受信端で複数個のアンテナを使用することによって容量を増大させ、性能を向上させることができる。以下、本文献ではＭＩＭＯを「多重アンテナ」と呼ぶこともできる。

多重アンテナ技術では、一つの全体メッセージを受信するに単一のアンテナ経路に依存せず、複数のアンテナに受信されたデータ断片（ｆｒａｇｍｅｎｔ）をまとめて併合することによってデータを完成する。多重アンテナ技術を用いると、特定のサイズのセル領域内でデータ伝送速度を向上させたり、又は特定のデータ伝送速度を保障しながらシステムカバレッジ（ｃｏｖｅｒａｇｅ）を増加させることができる。また、この技術は、移動通信端末と中継機などに幅広く使用可能である。多重アンテナ技術によれば、単一のアンテナを使用した従来技術による移動通信における伝送量の限界を克服することが可能になる。

一般的な多重アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムの構成図が、図７に示されている。送信端では送信アンテナがＮ_T個設けられており、受信端では受信アンテナがＮ_R個が設けられている。このように送信端及び受信端の両方とも複数個のアンテナを使用する場合は、送信端又は受信端のいずれか一方のみ複数個のアンテナを使用する場合に比べて、理論的なチャネル伝送容量がより増加する。チャネル伝送容量の増加はアンテナの数に比例する。これにより、伝送レートが向上し、周波数効率が向上する。１個のアンテナを使用する場合の最大伝送レートをＲ_oとすれば、多重アンテナを使用する場合の伝送レートは、理論的に、下記の式１のように、最大伝送レートＲ_oにレート増加率Ｒ_iを掛けた分だけ増加可能となる。ここで、Ｒ_iは、Ｎ_TとＮ_Rのうちの小さい値を表す。

例えば、４個の送信アンテナと４個の受信アンテナを用いるＭＩＭＯ通信システムでは、単一アンテナシステムに比べて理論上、４倍の伝送レートを取得できる。このような多重アンテナシステムの理論的容量増加が９０年代半ばに証明されて以来、これを実質的なデータ伝送率の向上へと導くための種々の技術が現在まで活発に研究されている。それらのいくつかの技術は既に３世代移動通信と次世代無線ＬＡＮなどの様々な無線通信の標準に反映されている。

現在までの多重アンテナ関連研究動向をみると、様々なチャネル環境及び多重接続環境における多重アンテナ通信容量計算などと関連した情報理論側面の研究、多重アンテナシステムの無線チャネル測定及び模型導出の研究、及び伝送信頼度の向上及び伝送率の向上のための時空間信号処理技術の研究などを含め、様々な観点で活発に研究が進行されている。

多重アンテナシステムにおける通信方法をより具体的な方法で説明するべく、それを数学的にモデリングすると、次のように示すことができる。図７に示すように、Ｎ_T個の送信アンテナとＮ_R個の受信アンテナが存在するとする。まず、送信信号について説明すると、Ｎ_T個の送信アンテナがある場合に、送信可能な最大情報はＮ_T個であるから、送信情報を下記の式２のようなベクトルで表現できる。

一方、それぞれの送信情報
において送信電力を別々にしてもよい。それぞれの送信電力を
とする場合、送信電力の調整された送信情報をベクトルで示すと、下記の式３の通りである。

また、
を送信電力の対角行列
を用いて示すと、下記の式４の通りである。

一方、送信電力の調整された情報ベクトル
に重み行列
が適用され、実際に送信されるＮＴ個の送信信号（Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ｓｉｇｎａｌ）
が構成される場合を考慮してみる。重み行列
は、送信情報を送信チャネル状況などに応じて各アンテナに適切に分配する役割を果たす。このように送信信号
は、ベクトル
を用いて下記の式５のように表現できる。ここで、
は、ｉ番目の送信アンテナとｊ番目の情報間の重み値を意味する。
は、重み行列（Ｗｅｉｇｈｔ Ｍａｔｒｉｘ）又はプリコーディング行列（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ）と呼ばれる。

一般に、チャネル行列のランクの物理的な意味は、与えられたチャネルで互いに異なった情報を送信できる最大数を意味する。したがって、チャネル行列のランク（ｒａｎｋ）は、互いに独立した（ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ）行（ｒｏｗ）又は列（ｃｏｌｕｍｎ）の個数のうち、最小個数と定義され、よって、行列のランクは、行（ｒｏｗ）又は列（ｃｏｌｕｍｎ）の個数より大きくなることはない。数式的に例を挙げると、チャネル行列Ｈのランク（ｒａｎｋ(Ｈ)）は、式６のように制限される。

また、多重アンテナ技術を用いて送る互いに異なった情報のそれぞれを「送信ストリーム（Ｓｔｒｅａｍ）」、又は簡単に「ストリーム」と定義するものとする。このような「ストリーム」は、「レイヤー（Ｌａｙｅｒ）」と呼ぶこともできる。そのため、送信ストリームの個数は当然ながら、互いに異なった情報を送信できる最大数であるチャネルのランクより大きくなることがない。したがって、チャネル行列Ｈは、下記の式７のように表すことができる。

ここで、「＃ ｏｆ ｓｔｒｅａｍｓ」は、ストリームの数を表す。一方、ここで、１個のストリームは１個以上のアンテナから送信可能であるということに留意されたい。

１個以上のストリームを複数のアンテナに対応させる様々な方法が存在する。この方法を、多重アンテナ技術の種類によって次のように説明できる。１個のストリームが複数のアンテナから送信される場合は空間ダイバーシチ方式といえ、複数のストリームが複数のアンテナから送信される場合は空間マルチプレクシング方式といえる。勿論、これらの中間方式である、空間ダイバーシチと空間マルチプレクシングとの混合（Ｈｙｂｒｉｄ）した形態も可能である。

次に、送受信アンテナが大幅に増加するマッシブ（Ｍａｓｓｉｖｅ）ＭＩＭＯ環境を説明する。一般に、セルラー通信ではＭＩＭＯ環境に適用される最大送受信アンテナを８個と仮定する。しかし、マッシブＭＩＭＯへの進化に伴ってアンテナの個数は数十又は数百個以上に増加し得る。

マッシブＭＩＭＯ環境でデジタルビームフォーミング技術を適用するには、送信端のデジタル信号処理のための数百個のアンテナに対する信号処理をベースバンドプロセスで行われなければならず、信号処理複雑度が非常に増加し、アンテナ数だけのＲＦチェーンが必要であるため、ハードウェア具現複雑度が非常に増加する。また、全アンテナに対して独立したチャネル推定が必要であり、ＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）システムでは、全アンテナで構成された巨大なＭＩＭＯチャネルに対するフィードバック情報が必要なため、パイロット及びフィードバックのオーバーヘッドが非常に大きくなる。一方、マッシブＭＩＭＯ環境でアナログビームフォーミング技術を適用すると、送信端のハードウェア複雑度は相対的に低いが、多数アンテナを用いた性能増加の程度がわずかであり、リソース割り当ての柔軟性が低下する。特に、広帯域伝送時に周波数別にビームを制御することが困難である。

このため、マッシブＭＩＭＯ環境では、アナログビームフォーミング及びデジタルビームフォーミング技法のいずれか一方だけを排他的に選択するのではなく、アナログビームフォーミング及びデジタルビームフォーミング構造を結合したハイブリッド形態の送信端構成方式が必要である。

次表１に、アナログビームフォーミング技法とデジタルビームフォーミング技法の性能利得及び複雑度の関係を示す。これを用いて、送信端のハードウェア具現複雑度を下げ、マッシブアンテナを用いたビームフォーミング利得が最大限に得られるハイブリッドタイプの送信端構造を設計することが必要である。

以下、ハイブリッドビームフォーミングに関してより具体的に説明する。

ハイブリッドビームフォーミングは、マッシブＭＩＭＯ環境でハードウェア複雑度を下げるとともに、アナログビームフォーミング特性とデジタルビームフォーミング技法の長所が取れる送信端を構成することに目的がある。図４は、ハイブリッドビームフォーミングの概念を説明するための図である。

図４を参照すると、ハイブリッドビームフォーミングは、アナログビームフォーミング技法を用いて概略的（ｃｏａｒｓｅ）ビームフォーミングを行い、デジタルビームフォーミングを用いて多重ストリーム或いは多重ユーザ伝送を行う構造である。結局、ハイブリッドビームフォーミングは、送信端の具現複雑度又はハードウェア複雑度を下げるためにアナログビームフォーミング技法及びデジタルビームフォーミング技法を同時に取る構造を有する。基本的に、ハイブリッドビームフォーミングが有する技術的難題（ｉｓｓｕｅ）は、下記のとおりである。

−アナログとデジタルビームフォーミングを同時に考慮した最適化には次のような困難が伴う。基本的に、デジタルビームフォーミングは、同じ時間−周波数リソースを用いてユーザ別に独立したビームフォーミング技法の適用が可能であるが、アナログビームフォーミングは、同じ時間−周波数リソースを用いて共通のビームフォーミング技法を適用しなければならないという限界点がある。したがって、このような限界点は、支援ランク数、ビーム制御の柔軟性、ビームフォーミング分解能の最適化に制約を招く。

−同じ時間−周波数リソースで特定方向にのみビームを形成するアナログビームフォーミング技法は、同時に全ての端末方向への多数ビームフォーミングが不可能である。このため、セル内の全領域に分布し得る全端末に上り／下り制御チャネル、参照信号、同期信号などを同時に送信できないという不具合がある。

−アナログ／デジタルビームに対する推定を行う場合、デジタルビームは、既存の直交パイロット割り当て方式をそのまま用いることができるが、アナログビームは、ビーム候補（ｃａｎｄｉｄａｔｅ）数だけの所定の時間間隔（ｔｉｍｅ−ｄｕｒａｔｉｏｎ）が要求される。これは、アナログビーム推定にかかる時間遅延が大きいということを意味し、また、デジタルビームと同時に推定する場合、複雑度が大幅に増加することを意味する。

−最後に、デジタルビームフォーミング技法は自由に多重ユーザ／ストリームのためのビームフォーミングができるのに対し、アナログビームフォーミング技法は、全伝送帯域に対して同じビームフォーミングを行うため、ユーザ別又はストリーム別に独立したビームフォーミングがし難い。特に、直交周波数リソース割り当てを用いたＦＤＭＡ（例えば、ＯＦＤＭＡ）を支援し難いため、周波数リソース効率の最適化が困難であり得る。

以下、本発明の主要適用分野であるｍｍＷａｖｅ（ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ−ｗａｖｅ）帯域に関して説明する。

図５は、高周波帯域確保を用いた次世代周波数領域割り当ての概念図である。

次世代５Ｇ通信システムでは数十Ｇｂｐｓの伝送率を達成するために新しいスペクトルの導入を考慮している。例えば、図５に示すように、既存のセルラー帯域ではなく数十ＧＨｚ中心周波数を用いるｍｍＷａｖｅ帯域が最強の候補帯域の一つとされている。

ｍｍＷａｖｅ帯域は、既存の２ＧＨｚセルラー帯域に比べて高い中心周波数を有することから、高い経路損失が発生する。下記の式８は、高周波環境における経路損失を示している。

式８について説明すると、既存の２ＧＨｚ帯域に比べて、中心周波数が数十ＧＨｚに高くなると、数十ｄＢの経路損失がさらに発生することが分かる。また、高周波帯域は、大気中の湿度、塵埃、降雨量、気候状況による環境損失がさらに発生する。これを示すパラメータが
であり、その範囲は概略４ｄＢから４０ｄＢである。

図６は、高周波環境で発生する追加環境損失に起因する全体の経路損失増加を概念的に示す図である。

図６を参照すると、ｍｍＷａｖｅ帯域は、既存の商用セルラー帯域に比べて、高周波帯域では追加の経路損失が発生することが分かる。すなわち、制限的な送信電力を有する基地局を基準に、端末にとって安定した受信性能を確保するためには、サービスカバレッジの小さい小型セルが、好適なセル配置シナリオになり得る。

ｍｍＷａｖｅ帯域の追加の小単位フェーディング特性は、遅延拡散（Ｄｅｌａｙ ｓｐｒｅａｄ）とドップラー（Ｄｏｐｐｌｅｒ）周波数変化とに大別して説明することができる。ｍｍＷａｖｅ帯域では多重経路遅延（Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ ｄｅｌａｙ）による多重経路が既存の商用周波数帯域に比べて短くなることが観察される。また、多重経路の最後の経路遅延が５００ｎｓを超えない。

一般的なセルラーシステムのうちのＬＴＥシステムを基準に、最大遅延（Ｍａｘ ｄｅｌａｙ）は５ｕｓである。また、ＲＭＳ（Ｒｏｏｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）遅延拡散も、既存のセルラー帯域に比べて顕著に低くなった１３４．５７ｎｓ程度であることが、次表２から確認できる。表２は、ｍｍＷａｖｅ帯域の伝搬特性を示す。表２から、ｍｍＷａｖｅ帯域は、既存の商用帯域に比べてコヒーレンス（Ｃｏｈｅｒｅｎｃｅ）帯域幅がより広いため、周波数領域においてより大きい単位でチャネルが静的であることが予想できる。

最後に、ｍｍＷａｖｅ帯域では、既存の商用帯域に比べて、ドップラー周波数に対する時変チャネル特性が大きく現れる。中心周波数と端末の移動速度に対するドップラー周波数は、下記の式９のようである。また、図７には、端末の移動速度と中心周波数によるドップラー周波数を示す。

式９及び図７を参照すると、端末の同一の移動速度下で、中心周波数の増加によってドップラー周波数が著しく増加することが確認できる。このことから、ｍｍＷａｖｅ帯域では、端末の低速移動時にもドップラー周波数が大きく現れるため、チャネルの時変特性が増加することも分かる。

ｍｍＷａｖｅ帯域通信は、相対的に高い数十ＧＨｚの中心周波数帯域を用いる通信であり、既存の３ＧＨｚ以下の中心周波数を活用するセルラーシステムに比べて、経路損失が大きく発生する特性を有する。特に、ｍｍＷａｖｅではＬｏＳ（Ｌｉｎｅ ｏｆ Ｓｉｇｈｔ）とＮＬｏＳ（Ｎｏｎ−ＬｏＳ）経路間の信号電力減衰が数十ｄＢ以上発生する特性を有するため、急なＬｏＳ／ＮＬｏＳ経路変化時に通信リンクが切れることがある。

ｍｍＷａｖｅ帯域のＬｏＳとＮＬｏＳ経路によるＰａｔｈ−ＬｏＳｓを比較するために下記の式１０を用いる。

式１０では、送受信アンテナ利得、中心周波数による減衰成分などを除いて、自由空間経路減衰、経路減衰指数及び距離による経路損失だけを示している。一般に、ＮＬｏＳの経路減衰がＬｏＳに比べて大きく、その差は、ｍｍＷａｖｅ帯域のような高周波帯域へ移動するほど増加する。図８は、ＬｏＳ／ＮＬｏＳの経路減衰指数による経路損失を示すグラフである。

一般に、ｍｍＷａｖｅ帯域は既存の低周波セルラー帯域に比べてサービスカバレッジが小さいシナリオを考慮している。したがって、過密度都心（Ｄｅｎｓｅ ｕｒｂａｎ）シナリオにおいてＬｏＳ／ＮＬｏＳによる経路損失の分析が伴うべきである。一般的な２８ＧＨｚのｍｍＷａｖｅ帯域で測定ベースのチャネルモデリングによって経路減衰指数を
、
と仮定すれば、これによって、理論的に基地局から１００ｍ近傍でもＬｏＳとＮＬｏＳとの経路損失差が約４０ｄＢ発生することが予測できる。したがって、過密度都心通信環境で急なシャドーイング（ｓｈａｄｏｗｉｎｇ）によってＬｏＳ／ＮＬｏＳ間の急なリンク変化が発生する場合には、このような経路減衰差によるリンク品質が保障されず、通信の連続性を保障することができない。

上述したように、ｍｍＷａｖｅ帯域ではＬｏＳ／ＮＬｏＳ経路による経路損失が互いに異なる。これは、高周波帯域で反射波の経路損失指数が大きいため、一般的に
の関係が成立するからである。また、ｍｍＷａｖｅ帯域の特性上、多重経路チャネルのうち、安定した通信を維持できる有意義な経路の個数は限定的である。

したがって、このような環境では無線チャネルも特定経路に対してのみ有効であることが予想できる。すなわち、ｍｍＷａｖｅ帯域の無線チャネルを分解すると、特定空間でチャネル利得が集中することが分かる。例えば、
サイズの無線チャネル
をＳＶＤ（ｓｉｎｇｕｌａｒ ｖａｌｕｅ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）すれば、次の式１１のとおりである。

式１１について説明すると、
サイズの無線チャネル
は、
サイズのユニタリー行列（ｕｎｉｔａｒｙ ｍａｔｒｉｘ）である入力固有行列（ｉｎｐｕｔ ｓｉｎｇｕｌａｒ ｍａｔｒｉｘ）
、
サイズのユニタリー行列である出力固有行列（ｏｕｔｐｕｔ ｓｉｎｇｕｌａｒ ｍａｔｒｉｘ）
、及び固有値を対角成分として有する
サイズの対角行列（ｄｉａｇｏｎａｌ ｍａｔｒｉｘ）
に分解される。ここで、
は下記の式１２のように表現されるが、一般的にマッシブＭＩＭＯシステムで送信アンテナの個数が受信アンテナの個数より多い
と仮定するからである。

このとき、ｍｍＷａｖｅの多重経路特性によって独立した並列チャネル生成が限定的であり、そのうち、ＬｏＳ経路のチャネルが最大のチャネル利得を有し、ＮＬｏＳ経路の一部が低いチャネル利得を有する、独立した並列チャネルとして生成され得る。したがって、このような特性によって、各固有値は下記の式１３のような関係を有することができる。

結果的に、チャネル利得の多くの部分が１番目の固有値に集中しているが、少なくとも２番目、３番目までの固有値も、最小の通信のための有意義なチャネル利得を有することができる。したがって、ｍｍＷａｖｅでは少なくとも、大きいチャネル利得を有する１個のＬｏＳチャネルとチャネル利得が相対的に少ない１〜２個程度のＮＬｏＳ並列チャネルが形成される環境であると仮定することができる。結果的に、チャネル利得と固有値の間には下記の式１４のような関係が成立するようになると仮定することができる。

このとき、急なシャドーイング変化（ｓｈａｄｏｗｉｎｇ ｖａｒｉａｔｉｏｎ）がある通信環境は、結局としてＬｏＳとＮＬｏＳチャネルのうちＬｏＳ経路が建物などの障害物によって現れたり消えたりする環境と解釈することができるが、これはつまり、１番目の固有値を有するチャネルが急に生成されたり消えたりすることを意味する。また、ｍｍＷａｖｅ帯域では、ＬｏＳとＮＬｏＳとの経路損失差が１００ｍサービスカバレッジを基準に約４０ｄＢ程度と大きく発生しうるため、相対的に良いチャネルが突然に消えると通信が切れる状況が発生しうる。そこで、このようなＬｏＳ／ＮＬｏＳ経路の損失を克服するとともに、ある程度安定した通信を維持できる方案が必要である。

本発明では、障害物によって急に変化しないＮＬｏＳ経路に関する情報に基づいて、急なシャドーイングによる通信品質の低下を相対的に低減しながら、安定した通信連続性を提供できるビームフォーミング技法を提示する。

＜第１実施例＞
式１１に表した無線チャネル
を考慮してＳＶＤベースのビームフォーミングを行うと、下記の式１５のようにＳＶＤベースのビームフォーミングを表現することができる。

式１５で、プリコーダ
は
ベクトルであって、
のサイズを有し、
は、ポストコーダを表す。また、式１５で、
は、
サイズの受信信号ベクトルであり、
は、
サイズの送信信号ベクトルを表す。また、
は、多重ストリームの数を意味する。
ここで、基地局がＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）システムベースのチャネル対称性（ｒｅｃｉｐｒｏｃｉｔｙ）を用いたチャネル獲得が不可能な場合、端末は、与えられたチャネルから得られた行列又はベクトル
を基地局に必ずフィードバックしなければならない。

本提案では、既存にあらかじめ定義されているプリコーディングマトリックスを用いたビームフォーミングを行って、急なシャドーイング変化を克服できる方法を提案する。すなわち、本発明の第１実施例では、端末が急なシャドーイングによる通信品質の低下を考慮してチャネル再構成（ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）を行い、再構成されたチャネルに対して既存のコードブックを用いてプリコーディング（ＰＭＩ）、ランク（ＲＩ）情報を導出することを提案する。

まず、あらかじめ定義されたコードブック
ベースでＬｏＳ経路のチャネルのためのＰＭＩとＮｌｏｓ経路のチャネルのためのＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ）を導出するためには、下記の式１６によって既存チャネルをそのまま用いてチャネル利得を最大化するタイプ−１ＰＭＩを導出する。ここで、タイプ−１ＰＭＩは、ＬｏＳ経路のチャネルのためのＰＭＩを表す。

次に、既存のチャネルを下記の式１７のように変形して、下記の式１８によってチャネル利得を最大化するＰＭＩを導出する。

式１７について説明すると、Ｌｏｓ成分に該当する部分が最大のチャネル利得を有しているため、最大の固有値
を除去して有効チャネル
を再構成したことが分かる。ただし、式１７では
を除去したが、これは例示に過ぎず、０に近い重みを付与してもよいことは勿論である。式１８によって導出されたＰＭＩをタイプ−２ＰＭＩといい、これは、Ｎｌｏｓ経路のチャネルのためのＰＭＩである。

一方、端末は基地局にタイプ−１ＰＭＩ及びタイプ−２ＰＭＩの両方をフィードバックすることができるが、ＰＭＩタイプによってフィードバック周期を変更してもよい。例えば、Ｌｏｓ経路に対するタイプ−１ＰＭＩはロング−ターム（Ｌｏｎｇ−ｔｅｒｍ）周期でフィードバックし、Ｎｌｏｓ経路に対するタイプ−２ＰＭＩはショート−ターム（ｓｈｏｒｔ−ｔｅｒｍ）周期でフィードバックする。

また、端末は、タイプ−１ＰＭＩによる受信性能の変化量を基地局にフィードバックすることもできる。具体的に、最も剛健な経路であるＬｏｓ経路において端末受信性能が変化するということは、急なシャドーイング変化が起きる状況であると仮定することができる。したがって、端末は、受信性能の変化量を推定して基地局にフィードバックすることによって、急なシャドーイング変化が起きる状況で適切なビーム変更を行えるようにすることができる。ここでは、導出される受信性能の尺度として様々な推定値を用いることができるが、最も代表の値は受信ＳＮＲである。端末が推定した受信ＳＮＲベースのフィードバックは、下記の１）から４）のとおりである。このような情報に基づいて、基地局はタイプ−１ＰＭＩベースのビームフォーミングを維持するか否かを決定することができる。

１）特定時間区間におけるＳＮＲ分散或いは標準偏差値（下記の式１９参照）

ただし、
又は
、
は測定時間。
：測定時間インデックス（ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ ｔｉｍｅ ｉｎｄｅｘ）、
：測定開始時間（ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ ｓｔａｒｔ ｔｉｍｅ）、
：測定間隔（ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ ｄｕｒａｔｉｏｎ）

２）特定時間区間におけるＳＮＲ変動値（下記の式２０参照）

ただし、
：参照時間（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｔｉｍｅ）、
：報告時間（ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ ｔｉｍｅ）

３）重みが適用されたＳＮＲ変動値（下記の式２１参照）

ただし、
は、時間
における重み

４）ＳＮＲ平均値の変動値（下記の式２２参照）

ただし、

勿論、上の１）から４）で、ＳＮＲの他、チャネル容量、スループット（ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ）、ＣＱＩ、或いはＭＣＳ（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ ｃｏｄｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅ）の変動予想値もフィードバック情報として活用することができる。さらに、上記タイプ−１ＰＭＩによる受信性能変動値の測定／報告時に、チャネル再構成無しで、ランク１基準でタイプ−１ＰＭＩを再び選択して、その値に該当する受信性能変動値を測定／報告するように適用することもできる。

好ましくは、基地局は端末からフィードバックされたタイプ−１ＰＭＩによる受信性能変化量が特定基準値以上になると、これを急なシャドーイング変化が起きる状況と判断し、タイプ−２ＰＭＩを用いてビームフォーミングを行うように動作することができる。

すなわち、基地局は、急なシャドーイング変化に影響を受けるタイプ−１ＰＭＩではなくタイプ−２ＰＭＩを用いてビームフォーミングを行うことを意味する。例えば、タイプ−１ＰＭＩを用いたビームフォーミングの受信ＳＮＲ変化量が基準値以上になると、基地局はタイプ−２ＰＭＩを用いたビームフォーミングに変更する過程を行う。

さらに、基地局はタイプ−２ＰＭＩベースのビームフォーミングを基本モードと定義し、端末とのリンクに急なシャドーイング変化が起きる状況でない場合にのみタイプ−１ＰＭＩを用いると定義されてもよい。

基地局が上記受信性能変化量を測定するためには、上りリンク品質変化を基準に判断したり、或いは端末のフィードバックする受信品質情報（例えば、ＣＱＩ）の変化量を基準に判断することができる。または、端末がＮＡＣＫ情報を送る時、所定の参照信号に基づく受信品質情報或いは端末の所望すＭＣＳ値情報を共にフィードバックすることによって基地局に受信品質情報の変化量を測定させてもよい。この場合、端末は基地局に最も剛健な経路と次善経路のそれぞれに符合するＣＱＩを同時にフィードバックし、急な経路変更に備えるために安定したＭＣＳ設定を行うことができる。

＜第２実施例＞
本発明の第２実施例では、より具体的な具現方法として、端末がチャネル再構成段階無しでコードブックからタイプ−１ＰＭＩをまず探し、次に、タイプ−１ＰＭＩを含む全てのＰＭＩを除く候補からタイプ−２ＰＭＩを探すことを提案する。

すなわち、端末はチャネル
を用いてコードブック
の中から、チャネル容量を最大化するＰＭＩを選択する。選択されたＰＭＩはタイプ−１ＰＭＩであり、Ｌｏｓ経路に対するチャネルでランク−１ＰＭＩが導出される確率が高い。これは、Ｌｏｓチャネル自体がランク−２以上の並列チャネルを形成し難いためである。

図９には、本発明の実施例によって、既存コードブックからタイプ−１ＰＭＩ及びタイプ−２ＰＭＩを選択する例を示す。一般に、コードブックは、ランク
までのＰＭＩで構成されているが、図９では、説明の便宜のために、
が４である場合を仮定する。

図９を参照すると、まず、ランク＝１のコードブックＰ１，…，Ｐ４の中から、下記の式２３のように最大のチャネル利得を提供するタイプ−１ＰＭＩを導出する。もちろん、タイプ−１ＰＭＩは、Ｌｏｓ経路でチャネル容量を最大化するＰＭＩである。

その後、タイプ−１ＰＭＩの含まれた全ＰＭＩを除外する。式２３によって選択されたタイプ−１ＰＭＩを
としたとき、下記の式２４のようにタイプ−２ＰＭＩインデックスを導出する。

すなわち、タイプ−１ＰＭＩがＰ１であれば、図９でプリコーディングベクトル
が含まれた領域のＰＭＩを除いて、残りの青色領域のＰ２，Ｐ３，Ｐ４，Ｐ８，Ｐ９，Ｐ１０，Ｐ１４からタイプ−２ＰＭＩを導出する。端末は、このような過程から得られたタイプ−１ＰＭＩとタイプ−２ＰＭＩを基地局にフィードバックし、基地局は両ＰＭＩ情報を用いて、急なシャドーイング変化が起きる状況に応じたビームフォーミングを行う。

一方、端末は、チャネルのタイプ−１ＰＭＩがランク２以上である場合、タイプ−１ＰＭＩに対応するベクトルが含まれた全ＰＭＩを除く候補からタイプ−２ＰＭＩを探すことができる。これは、タイプ−１ＰＭＩベクトルのどのベクトルがＬｏｓであるかが分からず、いずれもＰＭＩからタイプ−１ＰＭＩのベクトルを除くことが好ましいためである。

一方、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）システムでは、ＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）計算複雑度を低減するために、コードブック設計に入れ子特性（Ｎｅｓｔｅｄ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ）を適用した。入れ子特性とは、低−ランクコードブックが高−ランクコードブックのサブセット（ｓｕｂｓｅｔ）となる構造を意味する。

次表３は、ＬＴＥシステムでランク４コードブックを表す。

また、このようなコードブックの特徴は、コードブックグループ内で各列間に直交するということである。例えば、表３のコードブックインデックス（Ｃｏｄｅｂｏｏｋ ｉｎｄｅｘ）０のコードブックを生成すると、下記の式２５のとおりである。式２５を参照すると、各列間に直交性
が成立することが分かる。

図１０に、本発明の実施例によって、入れ子構造のコードブックからタイプ−１ＰＭＩ及びタイプ−２ＰＭＩを導出する例を示す。

図１０を参照すると、チャネル
に対してコードブックの中から、最善ＰＭＩをタイプ−１ＰＭＩとして選択し、タイプ−１ＰＭＩのベクトル／列が含まれたＰＭＩをコードブックから除外する。その後、タイプ−１ＰＭＩが除去された残りのコードブックから、最善ＰＭＩをタイプ−２ＰＭＩとして選択することが分かる。

＜第３実施例＞
本発明の第３実施例では、端末がチャネルの再構成無しで既存コードブックからタイプ−１ＰＭＩをまず探し、次に、タイプ−１ＰＭＩを含む次上位ランク候補からタイプ−２ＰＭＩを探すことを提案する。

図１１に、本発明の実施例によって、既存コードブックからタイプ−１ＰＭＩ及びタイプ−２ＰＭＩを選択する他の例を示す。一般に、コードブックはランク
までのＰＭＩで構成されているが、図１１では説明の便宜のために、
が４である場合を仮定する。

図１１を参照すると、端末はまず、チャネル
を用いて、下記の式２６によってコードブック
の中から最大チャネル利得を提供するＰＭＩをタイプ−１ＰＭＩとして選択する。もちろん、タイプ−１ＰＭＩはＬｏｓ経路でチャネル容量を最大化するＰＭＩである。

その後、タイプ−１ＰＭＩの含まれた全ＰＭＩを選択する。このとき、導出されたタイプ−１ＰＭＩが含まれた次上位ランクコードブックの中から、下記の式２７によってタイプ−２ＰＭＩを導出する。

例えば、タイプ−１ＰＭＩをＰ１とすれば、図１１でプリコーディングベクトル
が含まれた領域のうち、ランク２以上の領域に含まれたＰ５，Ｐ６，Ｐ７，Ｐ１１，Ｐ１２，Ｐ１３，Ｐ１５からタイプ−２ＰＭＩを導出する。

端末は上記過程から求めたタイプ−２ＰＭＩを基地局にフィードバックすることができるが、タイプ−２ＰＭＩからタイプ−１ＰＭＩに該当するプリコーディングベクトルを除外したＰＭＩを最終的なＰＭＩとして選択してフィードバックすることもできる。例えば、上の過程でＰ１１がタイプ−２ＰＭＩとして選択された場合には、
から
を除外したランク−２行列
に該当するＰ８を、最終的なタイプ−２ＰＭＩとして選択してフィードバックすることができる。タイプ−１ＰＭＩがランク２以上である場合にも同様の過程を行う。

一方、基地局は、タイプ−２ＰＭＩを用いたビームフォーミングを行う場合、該当のＰＭＩベクトルの中からタイプ−１ＰＭＩに該当するプリコーディングベクトルを除いて使用することが好ましい。

さらに、本発明の第３実施例を入れ子構造のコードブックに適用することも可能である。図１２に、本発明の実施例によって、入れ子構造のコードブックからタイプ−１ＰＭＩ及びタイプ−２ＰＭＩを導出する他の例を示す。

図１２を参照すると、チャネルに対してコードブックの中から最善ＰＭＩをタイプ−１ＰＭＩとして選択する。その後、タイプ−１ＰＭＩが含まれた上位ランクのコードブックから最善ＰＭＩをタイプ−２ＰＭＩとして選択することが分かる。

図１３は、本発明の一実施例に係る通信装置のブロック構成図である。

図１３を参照すると、通信装置１３００は、プロセッサ１３１０、メモリ１３１３、ＲＦモジュール１３３０、ディスプレイモジュール１３４０、及びユーザインターフェースモジュール１３５０を備えている。

通信装置１３００は説明の便宜のために示されたもので、一部のモジュールは省略されてもよい。また、通信装置１３００は必要なモジュールをさらに備えることができる。また、通信装置１３００において、一部のモジュールは、より細分化したモジュールに区分することができる。プロセッサ１３１０は、図面を参照して例示した本発明の実施例に係る動作を実行するように構成される。具体的に、プロセッサ１３１０の詳細な動作は、図１乃至図１２に記載された内容を参照することができる。

メモリ１３２０は、プロセッサ１３１０に接続し、オペレーティングシステム、アプリケーション、プログラムコード、データなどを格納する。ＲＦモジュール１３３０は、プロセッサ１３１０に接続し、基底帯域信号を無線信号に変換したり、無線信号を基底帯域信号に変換する機能を果たす。そのために、ＲＦモジュール１３３０は、アナログ変換、増幅、フィルタリング及び周波数アップコンバート又はこれらの逆過程を行う。ディスプレイモジュール１３４０は、プロセッサ１３１０に接続し、様々な情報をディスプレイする。ディスプレイモジュール１３４０は、これに制限されるものではないが、ＬＣＤ（Ｌｉｑｕｉｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｄｉｓｐｌａｙ）、ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）、ＯＬＥＤ（Ｏｒｇａｎｉｃ Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）のような周知の要素を用いることができる。ユーザインターフェースモジュール１３５０は、プロセッサ１３１０に接続し、キーパッド、タッチスクリーンなどのような周知のユーザインターフェースの組合せで構成可能である。

以上説明してきた実施例は、本発明の構成要素及び特徴を所定形態に結合したものである。各構成要素又は特徴は、別の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮しなければならない。各構成要素又は特徴は、他の構成要素や特徴と結合しない形態で実施することもでき、一部の構成要素及び／又は特徴を結合して本発明の実施例を構成することもできる。本発明の実施例で説明される動作の順序は変更されてもよい。ある実施例の一部構成や特徴は、他の実施例に含まれてもよく、他の実施例の対応する構成又は特徴に取り替わってもよい。特許請求の範囲において明示的な引用関係にない請求項を結合して実施例を構成したり、出願後の補正により新しい請求項として含めたりできるということは明らかである。

本文書で基地局で行われるとした特定動作は、場合によっては、その上位ノード（ｕｐｐｅｒ ｎｏｄｅ）で行われてもよい。すなわち、基地局を含む複数のネットワークノード（ｎｅｔｗｏｒｋ ｎｏｄｅｓ）で構成されるネットワークにおいて端末との通信のために行われる様々な動作は、基地局又はその他のネットワークノードで行うことができることは自明である。基地局は、固定局（ｆｉｘｅｄ ｓｔａｔｉｏｎ）、Ｎｏｄｅ Ｂ、ｅＮｏｄｅ Ｂ（ｅＮＢ）、アクセスポイント（Ａｃｃｅｓｓ Ｐｏｉｎｔ）などの用語に代えてもよい。

本発明に係る実施例は、様々な手段、例えば、ハードウェア、ファームウェア（ｆｉｒｍｗａｒｅ）、ソフトウェア又はそれらの結合などによって具現することができる。ハードウェアによる具現では、本発明の一実施例は、１つ又はそれ以上のＡＳＩＣ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＤＳＰ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、ＤＳＰＤ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅ）、ＰＬＤ（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｌｏｇｉｃ ｄｅｖｉｃｅ）、ＦＰＧＡ（ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどによって具現することができる。

ファームウェアやソフトウェアによる具現では、本発明の一実施例は、以上で説明された機能又は動作を実行するモジュール、手順、関数などの形態として具現することができる。ソフトウェアコードは、メモリユニットに記憶され、プロセッサによって駆動可能である。メモリユニットは、プロセッサの内部又は外部に設けられ、公知の様々な手段によってプロセッサとデータを交換することができる。

本発明は、本発明の特徴から逸脱しない範囲で別の特定の形態に具体化できるということが当業者にとっては自明である。したがって、上記の詳細な説明は、いずれの面においても制限的に解釈してはならず、例示的なものとして考慮しなければならない。本発明の範囲は、添付の請求項の合理的な解釈によって決定すべきであり、本発明の等価的範囲内における変更はいずれも本発明の範囲に含まれる。

Claims (3)

1. 無線通信システムにおいて端末がプリコーディング行列インデックスを基地局に報告する方法であって、
   前記基地局とのチャネルを推定するステップと、
   前記推定されたチャネルに基づいて、第１コードブックから第１プリコーディング行列を選択するステップと、
   前記推定されたチャネルに基づいて、前記第１プリコーディング行列を含まないプリコーディング行列だけで構成された第２コードブックから第２プリコーディング行列を選択するステップと、
   前記第１プリコーディング行列のインデックス及び前記第２プリコーディング行列のインデックスの少なくとも一つを前記基地局に報告するステップと、
   を含み、
   前記第１プリコーディング行列は、前記チャネルのＬｏＳ（Ｌｉｎｅ ｏｆ Ｓｉｇｈｔ）経路のためのものであり、
   前記第２プリコーディング行列は、前記チャネルのＮＬｏＳ（Ｎｏｎ−ＬｏＳ）経路のためのものであることを特徴とする、プリコーディング行列インデックス報告方法。
2. 前記第１プリコーディング行列は、ランク１伝送のためのものであることを特徴とする、請求項１に記載のプリコーディング行列インデックス報告方法。
3. 前記第１プリコーディング行列を選択するステップ及び前記第２プリコーディング行列を選択するステップは、
   前記チャネルの容量が最大化するプリコーディング行列を選択するステップを含むことを特徴とする、請求項１に記載のプリコーディング行列インデックス報告方法。