JP6354623B2 - 変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流から交流への変換装置、又はその逆方向への変換装置に関し、特に、アーム短絡の検出に関する。

電力変換を行う変換装置には、例えば、半導体のスイッチング素子をフルブリッジに接続したインバータ回路が搭載されている。インバータ回路では、電圧線間に上下一対のアーム（スイッチング素子及び逆並列ダイオード）が互いに直列に存在している。正常なスイッチング動作が行われている限り、上下一対のスイッチング素子が同時にオンになるアーム短絡は生じない。しかし、ノイズによる誤動作や、故障等の原因により、アーム短絡が発生してしまった場合、過電流が流れ続けて、まだ使用可能なスイッチング素子が破壊される。そこで、アーム短絡電流を検出する電流センサやシャント抵抗を回路に挿入し（例えば、特許文献１、非特許文献１参照。）、検出すれば動作を停止させることにより、スイッチング素子の保護を図っている。

特開平８−８８９８２号公報（図１）

五十嵐征輝、「パワー・デバイスＩＧＢＴ活用の基礎と実際」、初版、ＣＱ出版社、２０１１年４月１日、ｐ．７７〜８１

しかしながら、制御上で必要なセンサの他に、アーム短絡検出用の電流センサを設けると、その分、基板上での実装スペースが広くなる。これが原因となって寄生インダクタンスが大きくなると、スイッチングに伴うサージ電圧が上昇し、変換装置の安定動作を妨げる可能性がある。一方、シャント抵抗は、電流センサと比べると基板上のスペースの問題は少ないが、常時電流が流れることによる損失が発生し、これが、変換効率を低下させる一因となる。

かかる従来の問題点に鑑み、本発明は、別途電流センサ等を設けることなく、変換装置におけるアーム短絡の検出を可能とすることを目的とする。

本発明は、直流電源と交流電路との間に介在する変換装置であって、前記直流電源と前記交流電路との間に設けられ、平滑用のコンデンサが接続されたＤＣバスと、前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、ＤＣ／ＤＣ変換を行う第１変換器と、前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられ、フルブリッジ接続されたスイッチング素子により、ＤＣ／ＡＣ又はＡＣ／ＤＣの変換を行う第２変換器と、前記コンデンサの両端の電圧を、ＤＣバス電圧として検出する電圧センサと、前記第１変換器及び前記第２変換器を前記交流電路の交流１サイクル内で選択的に動作させることにより、前記ＤＣバス電圧として、交流波形の絶対値の一部と直流波形とを交互に出現させる制御部と、を備え、
前記制御部は、前記第２変換器の動作中に生じる前記ＤＣバス電圧の低下の度合いに基づいて前記第２変換器内のアーム短絡を検出する、変換装置である。

本発明の変換装置によれば、別途電流センサ等を設けることなく、アーム短絡を検出することができる。

本発明の第１実施形態に係る変換装置の回路図である。 変換装置の動作の特徴を簡略に示す波形図であり、直流入力から交流出力までの振幅の関係が見やすいように表示した図である。 図２と同様、変換装置の動作の特徴を簡略に示す波形図であり、制御のタイミングが見やすいように表示した図である。 アーム短絡発生直後の、ＤＣバス電圧の変化を示すグラフである。 図１における検出回路の内部回路図の一例である。 比較のために、従来の変換装置においてアーム短絡が発生したとき、第１実施形態における検出回路を適用することを想定したグラフである。 第１実施形態の変換装置においてアーム短絡が発生したときのグラフである。 制御回路及び検出回路の機能を一本化した変換装置の回路図であり、第２実施形態に係る変換装置の回路図でもある。 比較のために、従来の変換装置においてアーム短絡が発生したとき、第２実施形態における差の演算を適用することを想定したグラフである。 差電圧に基づくアーム短絡の検出を行う第２実施形態の変換装置においてアーム短絡が発生したときのグラフである。

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。

（１）この変換装置は、直流電源と交流電路との間に介在するものであって、前記直流電源と前記交流電路との間に設けられ、平滑用のコンデンサが接続されたＤＣバスと、前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、ＤＣ／ＤＣ変換を行う第１変換器と、前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられ、フルブリッジ接続されたスイッチング素子により、ＤＣ／ＡＣ又はＡＣ／ＤＣの変換を行う第２変換器と、前記コンデンサの両端の電圧を、ＤＣバス電圧として検出する電圧センサと、前記第１変換器及び前記第２変換器を前記交流電路の交流１サイクル内で選択的に動作させることにより、前記ＤＣバス電圧として、交流波形の絶対値の一部と直流波形とを交互に出現させる制御部と、を備え、
前記制御部は、前記第２変換器の動作中に生じる前記ＤＣバス電圧の低下の度合いに基づいて前記第２変換器内のアーム短絡を検出する、変換装置である。

このような変換装置は、従来型の変換装置のように第１変換器及び第２変換器が常に高周波スイッチングを行うものと違って、第１変換器と第２変換器とが交代で高周波スイッチング動作して所望の波形を作る。例えば直流から交流への変換を行う場合、所望の交流波形の１サイクルの絶対値のうち一部を、第１変換器が生成し、ＤＣバスに出力する。この際、コンデンサは、第１変換器の出力に含まれるスイッチングの高周波成分は除去するが、交流波形の周波数の２倍程度の周波数は平滑化しないような比較的小さなキャパシタンスとなっている。そのため、放電するときは電圧の低下が非常に早い。第２変換器でアーム短絡が生じると、短絡したアームを通してコンデンサの電荷は失われる。従って、コンデンサの両端電圧であるＤＣバス電圧の低下の度合いに基づいて、アーム短絡の発生を検出することができる。すなわち、アーム短絡検出用に別途、電流センサを設けなくても、制御上元々必要な電圧センサでアーム短絡を確実に検出することができる。

（２）また、（１）の変換装置において、前記低下の度合いとは、例えば低下の勾配であり、閾値より急峻な勾配で前記ＤＣバス電圧が低下する事象を前記第２変換器内のアーム短絡として検出するようにしてもよい。
この場合、勾配は微分演算によって直ちに求められるので、アーム短絡を迅速に検出することができる。

（３）また、（１）の変換装置において、前記直流電源からの入力電圧を検出する電圧センサを備え、前記低下の度合いとは、前記入力電圧と前記ＤＣバス電圧との差であり、その差が閾値を超えた事象を前記第２変換器内のアーム短絡として検出する、という構成であってもよい。
この場合、電圧の差を閾値と比較するだけの簡単な演算処理で、アーム短絡を簡単確実に検出することができる。

（４）また、（１）〜（３）のいずれかの変換装置において、前記制御部は、前記アーム短絡を検出した場合、前記スイッチング素子の短絡耐量の範囲内で前記第１変換器及び前記第２変換器の動作を停止させることが好ましい。
この場合、アーム短絡を起こしているスイッチング素子を保護することができる。

［実施形態の詳細］
以下、実施形態の詳細について、図面を参照して説明する。

＜第１実施形態＞
《回路の構成》
図１は、本発明の第１実施形態に係る変換装置１００の回路図である。変換装置１００は、直流電源１と交流電路２との間に介在し、ここでは例えば、直流から交流への電力変換を行うものとする。このような変換装置１００を含むシステムとしては、例えば、蓄電池である直流電源１を放電させて交流電源を作る自立発電システムや、太陽光発電パネルである直流電源１から商用電力系統としての交流電路２に系統連系を行うシステムが考えられる。

変換装置１００は、直流電源１とＤＣバス４との間に設けられ、ＤＣ／ＤＣ変換を行う第１変換器としての昇圧回路３と、ＤＣバス４と交流電路２との間に設けられ、ＤＣ／ＡＣの変換を行う第２変換器としてのインバータ回路５と、昇圧回路３及びインバータ回路５のスイッチングを制御する制御部６とを備えている。

昇圧回路３は、直流リアクトルＬ_ＤＣと、ダイオードＱ１と、例えばＦＥＴ（Field Effect Transistor）であるスイッチング素子Ｑ２とを図示のように接続して構成されている。インバータ回路５は、例えばＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６をフルブリッジ接続して構成されている。

直流電源１には、平滑用のコンデンサＣ_ＩＮが接続されている。ＤＣバス４には、平滑用のコンデンサＣ_ＤＣが接続されている。インバータ回路５と交流電路２との間には、平滑化及びスイッチングによる高周波ノイズを交流電路２側に漏出させないためのフィルタとなる交流リアクトルＬ_ＡＣ及びコンデンサＣ_ＡＣが設けられている。

また、制御のために必要なセンサ類として、直流電源１からの入力電圧をコンデンサＣ_ＩＮの両端電圧として検出する電圧センサ７、昇圧回路３に流れる電流を検出する電流センサ８、ＤＣバス電圧をコンデンサＣ_ＤＣの両端電圧として検出する電圧センサ９、交流リアクトルＬ_ＡＣに流れる電流を検出する電流センサ１０、及び、交流電路２への出力電圧を検出する電圧センサ１１が設けられている。これら各センサの出力する電圧／電流の情報は、制御回路６Ａに入力される。電圧センサ９の出力する電圧情報は、検出回路６Ｂにも入力される。制御部６は、制御回路６Ａと、検出回路６Ｂとによって構成されている。

《変換装置の動作》
次に、上記のように構成された変換装置１００の動作について説明する。
従来、この種の一般的な変換装置では、昇圧回路３は常に一定レベルの直流電圧までの昇圧を行っていた。インバータ回路５は、その直流電圧をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御のスイッチングにより、交流電圧に変換していた。
これに対して、図１の変換装置１００では、昇圧回路３と、インバータ回路５とは、時間的に交互にＰＷＭ制御の高周波スイッチング動作を行う。言い換えれば、昇圧回路３及びインバータ回路５のそれぞれに、高周波スイッチングを停止している期間が存在する。これにより、変換装置１００全体としてのスイッチング回数は、いわば最小限になることから、この制御方式を、「最小変調方式」と称する。

図２及び図３は、変換装置１００の動作の特徴を簡略に示す波形図である。両図は同じ内容を示しているが、図２は特に、直流入力から交流出力までの振幅の関係が見やすいように表示し、図３は特に、制御のタイミングが見やすいように表示している。図２の上段及び図３の左欄はそれぞれ、比較のために、最小変調方式ではない従来の変換装置の動作を表す波形図である。また、図２の下段及び図３の右欄はそれぞれ、最小変調方式の変換装置１００の動作を示す波形図である。

まず、図２の上段（又は図３の左欄）において、従来の変換装置では、直流入力すなわち直流電圧Ｖ_ＤＣに対する昇圧回路の出力は、Ｖ_ＤＣよりも高い値の等間隔のパルス列状である。この出力はコンデンサによって平滑化され、ＤＣバスに、電圧Ｖ_Ｂとして現れる。これに対してインバータ回路は、ＰＷＭ制御されたスイッチングを半周期で極性反転しながら行う。この結果、最終的な平滑化を経て、交流出力としての正弦波の交流電圧Ｖ_ＡＣが得られる。

次に、図２の下段の最小変調方式では、交流波形の電圧目標値Ｖ_ＡＣの瞬時値と、入力である直流電圧Ｖ_ＤＣとの比較結果に応じて、図１の昇圧回路３とインバータ回路５とが動作する。すなわち、電圧目標値Ｖ_ＡＣの絶対値においてＶ_ＡＣ＜Ｖ_ＤＣ（又はＶ_ＡＣ≦Ｖ_ＤＣ）のときは、昇圧回路３は停止し（図中の「ＳＴ」）、Ｖ_ＡＣ≧Ｖ_ＤＣ（又はＶ_ＡＣ＞Ｖ_ＤＣ）のときは、昇圧回路３が昇圧動作を行う（図中の「ＯＰ」）。昇圧回路３の出力はコンデンサＣ_ＤＣにより平滑化され、ＤＣバス４に、図示の電圧Ｖ_Ｂとして現れる。

これに対してインバータ回路５は、電圧目標値Ｖ_ＡＣの絶対値と、直流電圧Ｖ_ＤＣとの比較結果に応じて、Ｖ_ＡＣ＜Ｖ_ＤＣ（又はＶ_ＡＣ≦Ｖ_ＤＣ）のときは、高周波スイッチングを行い（図中の「ＯＰ」）、Ｖ_ＡＣ≧Ｖ_ＤＣ（又はＶ_ＡＣ＞Ｖ_ＤＣ）のときは、高周波スイッチングを停止する（図中の「ＳＴ」）。高周波スイッチングを停止しているときのインバータ回路５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオン、Ｑ４，Ｑ５がオフの状態と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオフ、Ｑ４，Ｑ５がオンの状態のいずれかを選択することにより、必要な極性反転のみを行う。インバータ回路５の出力は交流リアクトルＬ_ＡＣ及びコンデンサＣ_ＡＣにより平滑化され、所望の交流出力が得られる。

ここで、図３の右欄に示すように、昇圧回路３とインバータ回路５とは、交互に高周波スイッチングの動作をしており、昇圧回路３が昇圧の動作をしているときは、インバータ回路５は高周波スイッチングを停止し、ＤＣバス４の電圧に対して必要な極性反転のみを行っている。逆に、インバータ回路５が高周波スイッチング動作するときは、昇圧回路３は停止して、コンデンサＣ_ＩＮの両端電圧が、直流リアクトルＬ_ＤＣ及びダイオードＱ１を介してＤＣバス４に現れる。

以上のようにして、変換装置１００における最小変調方式の動作が行われる。
なお、太陽光発電パネルである直流電源１から商用電力系統としての交流電路２に系統連系を行うシステムの変換装置１００である場合には、さらに、コンデンサＣ_ＡＣ、交流リアクトルＬ_ＡＣ、コンデンサＣ_ＤＣ、及び、直流リアクトルＬ_ＤＣの電気的な振る舞いを考慮して、最適な系統連系を優れた変換効率で実現することができる。

また、上記の変換装置１００では、最小変調方式の制御を行うことによって、ＤＣバス４に接続されるコンデンサＣ_ＤＣのキャパシタンスＣ_ＤＣが、例えば２２μＦとなる。同一定格容量で最小変調方式を適用しない従来の変換装置であれば、キャパシタンスは例えば２ｍＦや５ｍＦといった大容量である。すなわち、最小変調方式の制御を行うことによって、ＤＣバス４に接続されるコンデンサＣ_ＤＣのキャパシタンスは、非常に小さい値となる。

この理由は、図２の下段、図３の右欄におけるＤＣバスの電圧としても示したように、昇圧回路３が作り出した交流波形の一部を、平滑化してなまらせないよう、コンデンサＣ_ＤＣのキャパシタンスが小さく設定されるからである。すなわち、平滑は、昇圧回路３による高周波のスイッチングの痕跡を消す程度には作用するが、商用周波数の２倍程度の低周波を平滑化することはできないようにコンデンサＣ_ＤＣのキャパシタンスが適正値に選定されている。キャパシタンスが適正値より格段に大きい（２ｍＦ等）と、商用周波数の２倍程度の低周波まで平滑化されて、波形の形状がなまってしまう。適正値を選択することにより、スイッチングに伴う高周波の電圧変動は除去しつつ、交流波形の絶対値の一部を含んだ所望の波形を得ることができる。

《アーム短絡の検出》
ＤＣバス４に接続されたコンデンサＣ_ＤＣが小容量であることは、上記のような、波形を温存する作用以外にも、意外な利点をもたらす。それは、インバータ回路５でアーム短絡（例えばスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の同時オン又は、Ｑ５，Ｑ６の同時オン）が発生すると、コンデンサＣ_ＤＣに蓄えられている電荷が極めて短時間に放出され、電圧センサ９が検出するＤＣバス電圧が急落する事象を引き起こすことである。

具体的には、アーム短絡が発生すると、コンデンサＣ_ＤＣから、短絡アームに流れる電流Ｉ_ａｒｍは、ＤＣバス電圧をＶ_Ｂとして、
Ｉ_ａｒｍ＝−Ｃ_ＤＣ（ｄＶ_Ｂ／ｄｔ） ・・・（１）
となる。これを変形すると、
（ｄＶ_Ｂ／ｄｔ）＝−（Ｉ_ａｒｍ）／Ｃ_ＤＣ ・・・（１’）
である。キャパシタンスＣ_ＤＣは、例えば２２μＦであり、従来の２ｍＦ等と比べると極めて小さいので、ＤＣバス電圧が低下する勾配（ｄＶ_Ｂ／ｄｔ）が極めて大きくなる。すなわち、前述のように、電圧センサ９が検出するＤＣバス電圧が急落する。

図４は、アーム短絡発生直後の、ＤＣバス電圧の変化を示すグラフである。横軸は時間［μ秒］、縦軸は電圧［Ｖ］である。図において、実線で示す変化特性は、コンデンサＣ_ＤＣのキャパシタンスが２２μＦであるときのＤＣバス電圧である。また、破線で示す変化特性は、コンデンサＣ_ＤＣのキャパシタンスが２ｍＦであるときのＤＣバス電圧である。さらに、一点鎖線で示す変化特性は、コンデンサＣ_ＤＣのキャパシタンスが５ｍＦであるときのＤＣバス電圧である。

図４より明らかなように、キャパシタンスが５ｍＦ，２ｍＦの場合は、ＤＣバス電圧の下がり方が緩やかであるのに対して、キャパシタンスが２２μＦの場合は、僅か５μ秒以内に０Ｖまで下がる。

そこで、ＤＣバス電圧を電圧センサ９で捉えることにより、その低下の度合いに基づいてアーム短絡の発生を検出することができる。従って、アーム短絡の短絡電流を検出するための電流センサは不要となる。こうして、別途電流センサを設けることなく、元々制御上必要な電圧センサ９の出力を用いて、アーム短絡を迅速に検出することができる。以下、このようなアーム短絡検出の具体例について説明する。

《検出回路の例》
図５は、図１における検出回路６Ｂの内部回路図の一例である。図５において、検出回路６Ｂは、微分器６１と、コンパレータ６２とを備えている。微分器６１は、オペアンプ６３に、入力抵抗Ｒ_Ｓ（抵抗値Ｒ_Ｓ）、コンデンサＣ_Ｓ（キャパシタンスＣ_Ｓ）、及び、帰還抵抗Ｒ_ｆ（抵抗値Ｒ_ｆ）を図示のように接続したものである。
なお、抵抗値Ｒ_Ｓ，キャパシタンスＣ_Ｓ，抵抗値Ｒ_ｆの数値例としては、Ｒ_Ｓ＝０［Ω］、Ｃ_Ｓ＝２４０［ｐＦ］、Ｒ_ｆ＝１０［ｋΩ］である。

微分器６１の入力電圧をＶ_ｉｎ、出力電圧をＶ_ｏｕｔ、入力電圧Ｖ_ｉｎの周波数（昇圧回路３のスイッチング周波数）をｆ_ｉｎとすると、
ｆ_ｉｎ＜＜１／（２πＲ_ＳＣ_Ｓ）のとき、
Ｖ_ｏｕｔ＝−Ｒ_ｆＣ_Ｓ（ｄ Ｖ_ｉｎ／ｄｔ） ・・・（２）
となる。すなわち、出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、入力電圧Ｖ_ｉｎを微分した値に比例する。ここで、Ｖ_ｉｎは、ＤＣバス電圧に相当する値である。従って、微分器６１の出力電圧は、ＤＣバス電圧の低下が急峻になるほど（勾配が大きいほど）、大きな値となる。

そこで、次にコンパレータ６２で、Ｖ_ｏｕｔを、閾値電圧Ｖ_ｔｈと比較する。閾値電圧Ｖ_ｔｈには、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６の短絡耐量の範囲内に相当する値を設定する。アーム短絡が発生するとＤＣバス電圧は急激に低下する。そして、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが閾値電圧Ｖ_ｔｈを超えると、コンパレータ６２はアーム短絡の検出信号を出力する。これを受けて制御回路６Ａは、昇圧回路３及びインバータ回路５の動作を停止させる。従って、アーム短絡を起こしても、まだ使用可能なスイッチング素子については、これを保護することができる。

《シミュレーション》
図６は、比較のために、従来の変換装置（最小変調方式ではなく、ＤＣバスに接続されたコンデンサのキャパシタンスは２．２ｍＦ）においてアーム短絡が発生したとき、上記のような検出回路６Ｂを適用することを想定したグラフである。横軸は時間［秒］、縦軸は電圧［Ｖ］又は信号レベルを表す。
この場合、ＤＣバス電圧の下がり方が遅く、微分値も０付近である。従って、微分値は閾値より小さく、検出信号は０である。すなわち、検出できない。

図７は、本実施形態の変換装置１００においてアーム短絡が発生したときのグラフである。横軸は時間［秒］、縦軸は電圧［Ｖ］又は信号レベルを表す。
この場合、ＤＣバス電圧は急落し、その微分値と閾値との比較により、微分値の方が大きいときアーム短絡の検出信号（＝１）が出力される。

《まとめ》
本実施形態の変換装置１００は、昇圧回路３とインバータ回路５とが交代で高周波スイッチング動作して所望の波形を作る。直流から交流への変換を行う場合、所望の交流波形の１サイクルの絶対値のうち一部を、昇圧回路３が生成し、ＤＣバス４に出力する。この際、コンデンサＣ_ＤＣは、昇圧回路３の出力に含まれるスイッチングの高周波成分は除去するが、交流波形の周波数の２倍程度の周波数は平滑化しないような比較的小さなキャパシタンスとなっている。そのため、放電するときは電圧の低下が非常に早い。インバータ回路５でアーム短絡が生じると、短絡アームを通してコンデンサＣ_ＤＣの電荷は失われる。従って、コンデンサＣ_ＤＣの両端電圧であるＤＣバス電圧の低下の度合いに基づいて、アーム短絡の発生を検出することができる。すなわち、アーム短絡検出用に別途電流センサを設けなくても、制御上元々必要な電圧センサ９でアーム短絡を確実に検出することができる。

また、上記の低下の度合いとは、例えば低下の勾配であり、閾値より急峻な勾配でＤＣバス電圧が低下する事象をインバータ回路５内のアーム短絡として検出することができる。この場合、勾配は微分演算によって直ちに求められるので、アーム短絡を迅速に検出することができる。
また、微分値と比較すべき閾値を、スイッチング素子の短絡耐量の範囲内に相当する値として、アーム短絡が検出されれば昇圧回路３及びインバータ回路５を停止させることで、アーム短絡を起こしているスイッチング素子を保護することができる。

《その他》
なお、図５の検出回路６Ｂは、制御回路６Ａとは別に、アナログ回路で構成した例であるが、制御回路６Ａ及び検出回路６Ｂの機能を一本化することもできる。
図８は、この場合の変換装置１００の回路図である。図１との違いは、制御回路６Ａ及び検出回路６Ｂをまとめて、制御部６とした点である。制御部６の有する機能は、その一部又は全部がハードウェア回路によって構成されてもよいし、その一部又は全部が、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータによって実行させることで実現されていてもよい。制御部６の機能を実現するソフトウェア（コンピュータプログラム）は、コンピュータの記憶装置（図示省略）に格納される。

＜第２実施形態＞
《回路の構成》
第２実施形態に係る変換装置１００の回路図は、図８と同様である。

《アーム短絡の検出》
第１実施形態におけるアーム短絡の検出には微分を用いているが、異なる検出の仕方も可能である。例えば図８において、電圧センサ７の出力と、電圧センサ９の出力とが共に、制御部６に入力されている。アーム短絡が発生すると、ＤＣバス電圧は急落するが電圧センサ７が検出する直流電源１からの入力電圧は変わらない。そこで、制御部６において、直流電源１からの入力電圧と、ＤＣバス電圧との差を演算し、その差が閾値を超えた事象をインバータ回路５内のアーム短絡として検出することができる。閾値は、スイッチング素子（Ｑ３〜Ｑ６）の短絡耐量の範囲内に相当する値に設定される。
この場合、電圧の差を閾値と比較するだけの簡単な演算処理で、アーム短絡を簡単確実に検出することができる。

《シミュレーション》
図９は、比較のために、従来の変換装置（最小変調方式ではなく、ＤＣバスに接続されたコンデンサのキャパシタンスは２．２ｍＦ）においてアーム短絡が発生したとき、上記のような差の演算を適用することを想定したグラフである。横軸は時間［秒］、縦軸は電圧［Ｖ］又は信号レベルを表す。
この場合、ＤＣバス電圧の下がり方が遅く、差電圧も０付近である。従って、差電圧は閾値より小さく、検出信号は０である。すなわち、検出できない。

図１０は、差電圧に基づくアーム短絡の検出を行う第２実施形態の変換装置１００においてアーム短絡が発生したときのグラフである。横軸は時間［秒］、縦軸は電圧［Ｖ］又は信号レベルを表す。
この場合、ＤＣバス電圧は急落し、入力電圧との差電圧と閾値との比較により、差電圧の方が大きいときアーム短絡の検出信号（＝１）が出力される。

＜その他＞
なお、上記実施形態では、直流電源１から交流電路２への上り方向についてのみ説明したが、図１，図８の昇圧回路３におけるダイオードＱ１を、ＦＥＴ等のスイッチング素子に置き換えれば、下り方向、例えば、商用電力系統である交流電路２から受電して、蓄電池である直流電源１を充電するシステムにおける変換装置１００にもなり得る。その場合、インバータ回路５は交流リアクトルＬ_ＡＣと協働して昇圧可能なＡＣ／ＤＣコンバータとなり、昇圧回路３は降圧回路となる。この場合も、図２，図３に示す変換の要領は、変換方向が逆になるだけで、基本的に同様である。

なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１ 直流電源
２ 交流電路
３ 昇圧回路
４ ＤＣバス
５ インバータ回路
６ 制御部
６Ａ 制御回路
６Ｂ 検出回路
７ 電圧センサ
８ 電流センサ
９ 電圧センサ
１０ 電流センサ
１１ 電圧センサ
６１ 微分器
６２ コンパレータ
６３ オペアンプ
１００ 変換装置
Ｃ_ＡＣ，Ｃ_ＤＣ，Ｃ_ＩＮ，Ｃ_Ｓ コンデンサ
Ｌ_ＡＣ 交流リアクトル
Ｌ_ＤＣ 直流リアクトル
Ｑ１ ダイオード
Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６ スイッチング素子
Ｒ_Ｓ 入力抵抗
Ｒ_ｆ 帰還抵抗

Claims (4)

1. 直流電源と交流電路との間に介在する変換装置であって、
   前記直流電源と前記交流電路との間に設けられ、平滑用のコンデンサが接続されたＤＣバスと、
   前記直流電源と前記ＤＣバスとの間に設けられ、ＤＣ／ＤＣ変換を行う第１変換器と、
   前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられ、フルブリッジ接続されたスイッチング素子により、ＤＣ／ＡＣ又はＡＣ／ＤＣの変換を行う第２変換器と、
   前記コンデンサの両端の電圧を、ＤＣバス電圧として検出する電圧センサと、
   前記第１変換器及び前記第２変換器を前記交流電路の交流１サイクル内で選択的に動作させることにより、前記ＤＣバス電圧として、交流波形の絶対値の一部と直流波形とを交互に出現させる制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記第２変換器の動作中に生じる前記ＤＣバス電圧の低下の度合いに基づいて前記第２変換器内のアーム短絡を検出する、変換装置。
2. 前記低下の度合いとは、低下の勾配であり、閾値より急峻な勾配で前記ＤＣバス電圧が低下する事象を前記第２変換器内のアーム短絡として検出する、請求項１に記載の変換装置。
3. 前記直流電源からの入力電圧を検出する電圧センサを備え、
   前記低下の度合いとは、前記入力電圧と前記ＤＣバス電圧との差であり、その差が閾値を超えた事象を前記第２変換器内のアーム短絡として検出する、請求項１に記載の変換装置。
4. 前記制御部は、前記アーム短絡を検出した場合、前記スイッチング素子の短絡耐量の範囲内で前記第１変換器及び前記第２変換器の動作を停止させる請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載の変換装置。

Images