JP6206777B2 - 整流回路装置 - Google Patents

Description

本発明は、家庭などの単相交流電源を整流して略直流とし、直流負荷を駆動する装置や、得られた直流をインバータ回路により、再度、任意周波数の交流に変換して、電動機の可変速度駆動する装置、例えば、圧縮機により冷媒を圧縮することによりヒートポンプを構成し、冷房、暖房、あるいは食品などの冷凍を行う装置に適用される整流回路装置である。特に、整流回路装置において、電源電流に含まれる高調波成分の低減や、力率を改善することにより、送電系統の負担を軽減させる駆動制御に関するものである。

この種の整流回路装置は、高調波電流を低減するためには、非常に大きなインダクタンスのリアクタが必要になり、回路が非常に大型化する。このため、半導体スイッチを用いて、交流電源をリアクタを経由して短絡させて、リアクタに電流を蓄え、スイッチを開放して、蓄えた電流を直流側に移送することにより、電源高調波を低減させる方法がとられている。

この方法においては、いくつかの方法が提案されている。そのひとつとして、インダクタンスが少し小さいリアクタと半導体スイッチを用いて電源周期毎に１回から数回の短絡開放を行う方法がある（例えば、特許文献１参照）。

図２６は特許文献１で開示されている方法を実現するための回路ブロック図である。交流電源１０１の電圧の絶対値が低い期間に半導体スイッチ１０３を短絡させ、リアクタ１０２に電流を蓄え、半導体スイッチ１０３を開放すると、蓄えられた電流は、より電圧の高い直流側に流れるようになる。また、交流電源電圧の絶対値が高い期間には、特に短絡を行わなくても、リアクタ１０２の電流を直流側に移送することもできる。このようにして、交流電源１０１からの電流は、電源電圧が低い期間にも流れ、高調波成分の少ない電源電流を得ることができる。本方式は、電源電流を特に検出する必要がないという利点を有している。

また、同じく、この種の整流回路装置は、図２７に示すように、交流電源１０１をリアクタ１０２を介して半導体スイッチ１０３で短絡せしめ、リアクタ１０２に電流を充電し、半導体スイッチ１０３がオフ状態になったときに、ダイオードブリッジ１０６により負荷１１０に電流を流すことにより、交流電源１０１の瞬時電圧が低い期間にも電源電流が流れるようにする構成をとっている。これにより、電源電流の高調波成分が少なくなり、力率が改善する。

ところが、半導体スイッチ１０３の短絡とオフ（開放）との制御を適切に行わないと、換言すると、リアクタ１０２に電流を蓄えすぎる、あるいは、蓄えるタインミングが遅いと、交流電源１０１の極性が変わるときにも、電流が流れ続けてしまうという課題がある。リアクタ１０２に電流が流れ続けると、電源電流の制御が不能になり、かえって力率が低下してしまう。

これを解決するため、交流電源１０１の極性が変わる瞬間であるゼロクロスのときに、リアクタ１０２の端子電圧を観測して、その電圧がＨｉｇｈレベルかＬｏｗレベルかにより、リアクタ１０２に電流が流れていることを検出し、リアクタ１０２に電流が流れている間、および、その直後は、半導体スイッチ１０３の短絡を開始しないようにしたものが提案されている（例えば、特許文献２参照）。

これにより、電源電流が制御不能状態になるのを回避し、力率を維持することができる。

別の方法として、インダクタンスが非常に小さいリアクタと半導体スイッチを用いて、電源周波数よりも非常に速い頻度で、半導体スイッチを短絡開放させるものがある（例えば、特許文献３参照）。

これは、電源電流もしくは相当値を検出し、正弦波波形などの所望の電流波形となるように、半導体スイッチの短絡開放の時間比率を瞬時瞬時修正するものである。

図２８は、特許文献３に記載された従来の整流回路装置の回路ブロック図を示すものである。図２８に示すように、交流電源１０１をダイオード１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃ，１０６ｄで整流したのち、リアクタ１０２を介して半導体スイッチ１０３を短絡開放させる。短絡時にリアクタ１０２に蓄えられたエネルギは、ダイオード１０５を介して、平滑コンデンサ１０９に流れ込む。半導体スイッチ１０３の短絡時間が長くなると入力電流は増加し、短絡時間が短くなると入力電流が減少する。このため、入力電流をダイオード１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃ，１０６ｄで整流した後の電流を電流検出手段１０７により検出して、制御回路１１１においては、電圧波形検出手段１１５での波形と同じになる制御する。これにより、入力電流波形が交流電圧波形と略一致し、高調波の少ない整流回路を実現している。

特開２０００−２１７３６３号公報 特開２００７−３００７６２号公報 特開昭６３−２２４６９８号公報 特開２０１１−２０００６９号公報

しかしながら、前記従来の特許文献１に示した方式では、負荷に応じて、適切な短絡開放のパターンが異なるため、負荷状態を知る必要があることや、負荷状態毎に適切な短絡開放パターンを準備しておく必要がある。さらに、パターンの種類を増加させないためには、リアクタのインダクタンス値を小さくできないという課題を有していた。

また、前記従来の特許文献２の構成では、一旦、リアクタに電流が流れ続けると、短絡開始時期を遅くするよう操作するため、交流電源半周期期間の前半の電力を利用することができなくなり、負荷とバランスするためには、半周期期間の後半の電力をより多く利用する必要が出てくる。この結果、力率が若干低下し、電源高調波も若干増加してしまう。この影響を軽減するためには、インダクタンス値の大きいリアクタで、余裕を持たすことになり、回路の小型化が難しい、という課題を有していた。

また、前記の特許文献３に示した方式では、瞬時瞬時の電源電流を高速かつ高精度に検出する必要がある。

これらの状況を改善する方法として、電源電流のピーク位相を検出し、電圧のピーク位相と合致するように、短絡開放のパターンを切り替える方法が提案されている（例えば、特許文献４参照）。

図２９は、そのような短絡開放のパターンを切り替える方法を行う構成の回路ブロック図を示したものである。ゼロクロス検出手段１１３により、交流電源１０１の位相を検出する。検出された位相を基準位相として、半導体スイッチ１０３を短絡・開放させるパターンを発生するとともに、電圧検出手段１１５で交流電圧のピーク位相を検出し、また、電流検出手段１０７で入力電流のピーク位相を検出する。入力電流のピーク位相が交流電圧のピーク位相と異なっていれば、半導体スイッチ１０３を短絡・開放させるパターンを別のパターンに切り替える。このように制御することにより、部品のバラツキなどで、電流のピーク位相がずれてしまった場合などにも、電流の位相が適切に保たれる。

特許文献４の方法を用いても、負荷に応じて、適切な短絡開放のパターンが異なるため、負荷状態を知る必要があり、かつ負荷状態毎に適切な短絡開放パターンを準備しておく必要がある。しかしながら、これらのことについは、特許文献４の方法では、殆ど改善されておらず、簡便に実現する方法は開示されていない。さらに、電流位相のピークを検出するためには、瞬時瞬時の電流を検出できるように構成することが必須である。

また、適切な短絡開放のパターンを準備し、電流の位相を交流電源位相に合致させることができても、部品バラツキなどにより発生する電源高調波を低減することも必要である。

本発明は、前記従来の課題を解決するものであり、瞬時瞬時の電流をきめ細かく検出することなく、負荷や部品定数が大きく変化する場合でも、高調波電流の低減可能な整流回路装置を提供することを目的とする。本発明においては、比較的にリアクタの小型化を特に必要としない場合にも適用できるものであり、より簡便な整流回路装置を提供するものである。

前記従来の課題を解決するために、本発明の整流回路装置は、交流電圧の位相に基づいたパターンにて半導体スイッチの短絡・開放を実施する制御回路と、直流側に流入する電力を検出する手段を備え、前記制御回路は、前記交流電源の半周期毎の前半と後半の検出電力情報量が等しくなるように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンの位相を調整する構成としたものである。

これによって、リアクタインダクタンスの精度が確保されていない場合や負荷変動が大きい場合でも、電流が対称になり、かつ、電源電圧と同位相になるので、高力率な整流回路装置となる。

また、直流電圧を検出し、所望電圧との差異に基づいて、前述のパターンの短絡時間比率を調節している。これにより、高力率を保ったまま、任意の直流電圧を出力することができる。

さらに、直流側に流入する電力もしくは電流の前半量、後半量以外に中盤の電力量もしくは電流量も検出し、それぞれが所望の範囲に入るように、あるいは、直流電圧の脈動状況が所定の状態になるように、直流前記半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率を調整している。これにより、高力率でかつ高調波の少ない整流回路動作を実現する。

また、簡便な装置で、リアクタの小型化よりも、制御系の構成を簡便化したいという課題を解決するために、本発明の整流回路装置は、交流電圧の位相に基づいたパターンにて半導体スイッチの短絡・開放が実施され、交流電源の瞬時電圧がゼロになる瞬間の近傍期間で、前記半導体スイッチがオフになる期間に、リアクタの電流の有無を検出する手段を設け、リアクタの電流の有無検出結果により、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンを前記交流電源電圧の位相に対して位相調整する構成としている。

これにより、例えば、交流電源の瞬時電圧がゼロになる瞬間の近傍期間で前記半導体スイッチを開放し、開放期間中のリアクタ電流を検出し、リアクタ電流がゼロでなければ、前記パターンが前記交流電圧の位相に対して進むように前記パターンを修正する。したがって、リアクタインダクタンスの精度が確保されていない場合や負荷変動が大きい場合でも、リアクタに電流が蓄積されることが回避され、電流が電源電圧と同位相になるので、高力率な整流回路装置となる。

本発明によれば、特に、高速高精度な電流検出手段を用いることなく、かつ、リアクタインダクタンスの精度が確保されていない場合や、負荷の変動が大きい場合でも、任意の直流電圧を出力することができ、かつ高力率で電源高調波の少ない整流回路装置を実現することができる。

また、本発明によれば、半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦの特性によるものなどにより、変動する負荷の影響などを合わせて、高調波が増加することを防止し、任意の直流電圧出力の電源高調波の少ない整流回路装置を実現することができる。

本発明に係る実施の形態１における回路ブロック図 本発明に係る実施の形態１における動作原理を示す動作波形図 本発明に係る実施の形態２における回路ブロック図 本発明に係る実施の形態２における動作原理を示す動作波形図 本発明に係る実施の形態３における回路ブロック図 本発明に係る実施の形態３における動作原理を示す動作波形図 本発明に係る実施の形態１〜３における出力電圧制御の動作原理を示す動作波形図 本発明に係る実施の形態１および２と動作原理の別の実施の形態４、５における回路ブロック図 本発明に係る実施の形態１および２と動作原理のさらに別の実施の形態６、７における回路ブロック図 本発明に係る実施の形態３と動作原理の別の実施の形態８における回路ブロック図 本発明に係る実施の形態３と動作原理のさらに別の実施の形態９における回路ブロック図 本発明に係る実施の形態３と動作原理のさらに別の実施の形態１０における回路ブロック図 本発明に係る実施の形態１１における整流回路装置の回路図 （ａ）（ｂ）本発明に係る実施の形態１１における位相調整動作原理を示す動作波形図 本発明に係る実施の形態１１における電圧調整動作を示す動作波形図 （ａ）（ｂ）本発明に係る実施の形態１２における動作原理を示す動作波形図 本発明に係る実施の形態１３における回路ブロック図 本発明に係る実施の形態１４における回路ブロック図 本発明に係る実施の形態１５における高調波低減動作原理を示す回路図 本発明に係る実施の形態１５における再調整方法を示す動作波形図 本発明に係る実施の形態１５における別の再調整方法を示す動作波形図 本発明に係る実施の形態１６における高調波低減動作を示す動作波形図 本発明に係る実施の形態１７における高調波低減動作を示す動作波形図 本発明に係る実施の形態１８における高調波低減動作を示す動作波形図 本発明に係る実施の形態１９における整流回路装置の回路ブロック図 従来例を示す回路ブロック図 別の従来例を示す回路ブロック図 さらに別の従来例を示す回路ブロック図 さらに別の従来例を示す回路ブロック図

本発明に係る第１の態様は、リアクタを介して交流電源を半導体スイッチで短絡・開放を行うことにより、電源力率を改善する機能を有する整流回路装置であって、前記交流電圧の位相に基づいたパターンにて前記半導体スイッチの短絡・開放を実施する制御回路と、直流側に流入する電力を検出する回路を備え、前記制御回路は、前記交流電源の半周期毎の前半と後半の電力検出量が略等しくなるように、前記交流電圧の位相と前記半導体スイッチの短絡・開放パターンの位相関係を調整する構成としたものである。

これにより、入力電流が対称で、かつ、電源電圧と同位相となり、高速・高精度な電流検出手段を用いることなく、リアクタインダクタンスの精度が確保されていない場合や負荷変動が大きい場合でも、高調波の少ない高い力率の整流回路装置を実現することができる。

本発明に係る第２の態様は、特に、前記の第１の態様における直流側に流入する電力を検出する回路の代わりに、直流電圧検出回路を備え、制御回路は、少なくとも電源半周期期間における平均直流電圧が、前記交流電圧の瞬時電圧ピークとなる位相で時の直流電圧と略等しくなるよう、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンと交流電源との位相関係を調整する構成としたものである。

これにより、入力電流が対称になり、かつ、電源電圧と同位相となり、電流や電力の検出手段を設けることなく、リアクタインダクタンスの精度が確保されていない場合や負荷変動が大きい場合でも、高調波の少ない高い力率の整流回路装置を実現することができる。

本発明に係る第３の態様は、特に、前記の第１の態様における直流側に流入する電力を検出する回路の代わりに、交流電源からの入力電流を検出する電流検出回路を備え、制御回路は、前記交流電源の半周期毎の前半と後半の電流検出量が等しくなるように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンと交流電源との位相関係を調整する構成としたものである。

これにより、入力電流が対称になり、かつ、電源電圧と同位相となり、高速・高精度な電流検出手段を用いることなく、リアクタインダクタンスの精度が確保されていない場合や負荷変動が大きい場合でも、高調波の少ない高い力率の整流回路装置を実現することができる。

本発明に係る第４の態様は、特に、前記の第１の態様および第３の態様における、交流電源の半周期毎の前半と後半の電力検出量もしくは電流検出量の代わりに、交流電圧瞬時値が最大となる位相時刻の一定時間（Ｔ）手前時点の検出値と、同じく一定時間（Ｔ）経過時点の検出値を用いる構成としたものである。

これにより、頻雑に電力や電流の情報を確認する必要もなく、リアクタインダクタンスの精度が確保されていない場合や負荷変動が大きい場合でも、高調波の少ない高い力率の整流回路装置を実現することができる。

本発明の第５の態様は、特に、前記の第１の態様から第４の態様における、半導体スイッチの短絡・開放パターンを、交流電源の各位相における瞬時電圧の絶対値が増大方向にあるときは、短絡時間比率が減少方向となり、瞬時電圧の絶対値が減少方向にあるときは、短絡時間比率が増大方向となるように構成したものである。

これにより、短絡時間比率が大きい場合には、瞬時電圧の絶対値が大きいほど電流増加が大きく、短絡時間比率が大きくなるとさらに電流が増加する量が多くなるので、瞬時電圧の絶対値が増加していくには、短絡時間比率を下げることにより入力電流の増加が少しずつ減少していき、瞬時電圧の絶対値が減少していくときには、逆に短絡時間比率を上げることにより、入力電流を徐々に減少させるので、瞬時瞬時の電流を検出して、瞬時瞬時の制御をすることなく、高調波の少ない電流波形を得ることができる。

本発明に係る第６の態様は、特に、前記の第５の態様において、直流出力電圧とその所望値との差異に基づいて、半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡・開放の時間比率を調整する構成としてある。

この短絡・開放パターンの短絡の時間比率が増加すると、リアクタに蓄える電流が増加し、開放時に直流側へ流入する電流も増加するので、直流出力電圧を上昇させることができる。これにより、瞬時瞬時の電流を検出して、瞬時瞬時の制御をすることなく、半導体スイッチの短絡・開放パターンが一種類だけで、直流電圧の調節を行うことができる。

本発明に係る第７の態様は、特に、前記の第６の態様において、短絡時間比率の調整量を、瞬時電圧の絶対値が増大方向にあるときは短絡時間比率の調整量を略増大させ、瞬時電圧の絶対値が減少方向にあるときは短絡時間比率の調整量を略減少するように設定した構成としてある。

高調波が少なく高力率にあるときには、電源電圧波形と電流波形は似ており、直流電圧を変化させるときには、入力電流の波形を保ったまま振幅を増減させればよく、瞬時電圧の絶対値が高い位相期間のほうが電流の変化が大きくなる。このため、交流電源の瞬時電圧の絶対値の高い位相期間（短絡時間比率の小さい位相期間）の調整量を大きくすることにより、瞬時瞬時の電流を検出して、瞬時瞬時の制御をすることなく、半導体スイッチの短絡・開放パターンが一種類だけで、高調波の少ない電流波形で直流電圧の調整を行うことができる。

本発明に係る第８の態様は、特に、前記の第１の態様、第３の態様、第４の態様、第６の態様において、交流電源の電気角をθとし、θ近傍における前記半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率Ｄが下記の式（１）で略表現され、

前記交流電源の半周期毎の前半と後半の電力検出値もしくは電流検出値の差異に応じて、上記の式（１）におけるβを調整し、直流電圧と所望の直流電圧との差異に応じて、上記の式（１）におけるＡを調整する構成としてある。

本発明に係る第９の態様は、特に、前記の第２の態様において、交流電源の電気角をθとし、θ近傍における前記半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率Ｄが下記の式（２）で略表現され、

前記交流電圧の瞬時電圧ピーク位相時の直流電圧と少なくとも電源半周期の平均直流電圧との差異に応じて、上記の式（２）におけるβを調整し、直流電圧と所望の直流電圧との差異に応じて、上記の式（２）におけるＡを調整する構成としてある。

本発明に係る第１０の態様は、リアクタを介して交流電源を半導体スイッチで短絡・開放を行うことにより、電源力率を改善する機能を有する整流回路装置であって、
前記交流電源の電圧の位相に基づいたパターンにて前記半導体スイッチの短絡・開放が実施され、交流電源の瞬時電圧がゼロになる瞬間の近傍期間で前記半導体スイッチを開放し、開放期間中のリアクタ電流の有無を検出し、リアクタ電流がゼロでなければ、前記パターンが前記交流電圧の位相に対して進むように前記パターンを修正する構成としてある。

これによって、リアクタインダクタンスの精度が確保されていない場合や負荷変動が大きい場合でも、リアクタに電流が蓄積されることが回避され、電流が電源電圧と同位相になるので、高力率な整流回路装置となる。

本発明に係る第１１の態様は、特に、前記の第１０の態様において、半導体スイッチの短絡・開放パターンを、交流電源の各位相における瞬時電圧の絶対値が増大方向にあるときは、短絡時間比率が減少方向となり、瞬時電圧の絶対値が減少方向にあるときは、短絡時間比率が増大方向となるように構成したものである。

これにより、短絡時間比率が大きい場合には、瞬時電圧の絶対値が大きいほど電流増加が大きく、短絡時間比率が大きくなるとさらに電流が増加する量が多くなる。このため、瞬時電圧の絶対値が増加していくときには、短絡時間比率を下げることにより、入力電流の増加が少しずつ減少していき、反対に、瞬時電圧の絶対値が減少していくときには、逆に短絡時間比率を上げることにより、入力電流を徐々に減少させている。この結果、本発明に係る第１１の態様においては、瞬時瞬時の電流に基づいて、瞬時瞬時の制御を行うことなく、高調波の少ない電流波形を得ることができる。

本発明に係る第１２の態様は、特に、前記の第１０の態様または第１１の態様において、整流回路出力である直流電圧を検出し、目標とする直流電圧との差異に基づいて、半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率を調節する構成としてある。

これにより、高力率を保ったまま、任意の直流電圧を出力することができる。

本発明に係る第１３の態様は、特に、前記の第１２の態様において、直流電圧の調整においては、交流電源の各位相における瞬時電圧の絶対値が増大方向にあるときは短絡時間比率の調整量を略増大させ、瞬時電圧の絶対値が減少方向にあるときは短絡時間比率の調整量を略減少するように設定する構成としてある。

これにより、高調波が少なく高力率にあるときには、電源電圧波形と電流波形は似ており、直流電圧を変化させるときには、入力電流の波形を保ったまま振幅を増減させればよく、瞬時電圧の絶対値が高い位相期間のほうが電流の変化が大きくなる。このため、交流電源の瞬時電圧の絶対値の高い位相期間（短絡時間比率の小さい位相期間）の調整量を大きくすることにより、瞬時瞬時の電流を検出して、瞬時瞬時の制御を行うことなく、半導体スイッチの短絡・開放パターンが一種類だけで、高調波の少ない電流波形で直流電圧の調整を行うことができる。

本発明に係る第１４の態様は、特に、前記の第１２の態様または第１３の態様において、交流電源の電気角をθとし、θ近傍における記半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率Ｄが下記の式（３）で略表現され、

リアクタの電流の有無検出結果により上記の式（３）におけるβを調整し、整流回路出力の直流電圧と、目標とする直流電圧との差異に応じて、上記の式（３）におけるＡを調整する構成としてある。

本発明に係る第１５の態様は、特に、前記の第１０の態様から第１４の態様において、リアクタの電流の有無を検出する回路として、リアクタの整流回路出力側に接続されているダイオードの少なくともひとつが整流出力側と導通状態にあるか否かで判断する構成としてある。

本発明に係る第１６の態様は、特に、前記の第１０の態様から第１５の態様において、リアクタの電流の有無を検出する回路により、交流電源の瞬時電圧がゼロになる瞬間の近傍期間でリアクタに電流が流れていることが検出された場合には、半導体スイッチの短絡・開放パターンを前記交流電源電圧の位相に対して位相を進めるよう調整し、検出されなかった場合には、位相を遅らせるよう調整し、位相を進める際の位相調整量が、位相を遅らせる際の位相調整量よりも小さくないように設定した構成としてある。

本発明に係る第１７の態様は、特に、前記の第１の態様から第１６の態様において設定した半導体スイッチの短絡・開放パターンに対して、瞬時瞬時の直流電圧を検出し、検出された瞬時瞬時の直流電圧の検出電圧「Ｖｄｃ」と所望の直流電圧「Ｖｄｃ＊」との偏差により、半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率「Ｄ」を、再調整するものである。

本発明に係る第１８の態様は、特に、前記の第１７の態様において、交流電源の電気角をθとし、θ近傍における前記半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率Ｄが下記の式（４）で略表現される整流回路装置において、

上記の式（４）における「Ａ」の代わりに、下記の式（５）における「Ａ１」もしくは下記の式（６）における「Ａ２」の値を用いる。

単相の整流回路出力は、平滑しても、完全な直流にはならず、瞬時瞬時のリップル電圧が残留する。この残留リップル電圧により、一端算出した短絡時間比率Ｄを用いた場合の半導体スイッチの短絡・開放パターンの瞬時の平均値は正弦波電圧にならないが、「Ａ１」や「Ａ２」を用いることにより、残留リップル電圧の影響が除去され、半導体スイッチの短絡・開放パターンの瞬時の平均値が正弦波になり、より高精度な正弦波電流が実現される。

本発明に係る第１９の態様は、特に、前記の第１の態様、４の態様〜７の態様、１７の態様、および１８の態様において、交流電源半周期区間における前半および後半の電力検出量の他に、中盤の電力も検出し、前半および後半の電力検出量と中盤の電力検出量が所望の比率範囲に入るように、半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率を調整する。

これにより、入力電流が対称で、かつ、電源電圧と同位相を保ったまま、高速・高精度な電流検出手段を用いることなく、リアクタインダクタンスの精度が確保されていない場合や負荷変動が大きい場合でも、高調波の少ない高い力率の整流回路装置を実現することができる。

本発明に係る第２０の態様は、特に、前記の第２の態様、第４の態様〜第７の態様、第１７の態様、および第１８の態様において、前記制御回路が、少なくとも交流電源半周期区間における前半もしくは後半の直流電圧波形が、それぞれ対称となるように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンを調整する。特に、瞬時瞬時の直流電圧が、交流電源半周期区間における、４５度もしくは１３５度を機軸として、その前後で対象となるよう、半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率を調整される。

これにより、入力電流が対称で、かつ、電源電圧と同位相を保ったまま、高速・高精度な電流検出手段を用いることなく、リアクタインダクタンスの精度が確保されていない場合や負荷変動が大きい場合でも、高調波の少ない高い力率の整流回路装置を実現することができる。

本発明に係る第２１の態様は、特に、前記の第３の態様〜第７の態様、第１７の態様、第１８の態様において、制御回路が、交流電源半周期区間における前半および後半の入力電流検出量の他に、中盤の電流も検出し、前半および後半の電流検出量と中盤の電流検出量が所望の比率範囲に入るように、半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率を調整する。

これにより、入力電流が対称で、かつ、電源電圧と同位相を保ったまま、高速・高精度な電流検出手段を用いることなく、リアクタインダクタンスの精度が確保されていない場合や負荷変動が大きい場合でも、高調波の少ない高い力率の整流回路装置を実現することができる。

本発明に係る第２２の態様は、特に、前記の第３の態様〜第７の態様、第１７の態様、および第１８の態様において、交流側に流入する電流を検出する回路として、電流トランスを備え、電流トランス出力を全波整流し、
制御回路は、交流電源の半周期毎の前半と後半の全波整流情報が略等しくなるように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンと前記交流電源電圧との位相関係を調整するとともに、
前記交流電源の半周期毎の前半と中盤と後半の検出電流量が所定の幅に入るように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンを調整し、
全波整流情報を平滑した情報により、整流回路装置が含まれる装置全体の負荷制御もしくは効率制御を行う。

これにより、簡単な検出手段を用いるだけで、入力電流が対称で、かつ、電源電圧と同位相を保ったまま、リアクタインダクタンスの精度が確保されていない場合や負荷変動が大きい場合でも、高調波の少ない高い力率の整流回路装置を実現することができる。

以下、本発明の整流回路装置に係る実施の形態について、添付の図面を参照しながら説明する。なお、本発明は、以下の実施の形態に記載した整流回路装置の構成に限定されるものではなく、以下の実施の形態において説明する技術的思想と同等の技術的思想に基づいて構成される整流回路装置を含むものである。

（実施の形態１）
図１は、本発明に係る実施の形態１における整流回路装置の回路ブロック図を示す。

交流電源１のひとつの出力はリアクタ２を経由して半導体スイッチ３ａ、３ｂの共通接続部に接続される。半導体スイッチ３ａ、３ｂにはダイオード６ｃ、６ｄがそれぞれ並列接続されている。交流電源１のもうひとつの出力はダイオード６ａ、６ｂの共通接続部に接続される。半導体スイッチ３ａとダイオード６ａの残りの一端と半導体スイッチ３ｂとダイオード６ｂの残りの一端は、それぞれ共通接続されてそれぞれ平滑コンデンサ９に接続されている。また、平滑コンデンサ９には負荷１０が接続される。

交流電源１には極性検出回路１２が設けられており、極性検出回路１２からどちらの端子の電位が高いかの極性情報が制御回路１１に送られる。この極性情報は、２つの半導体スイッチ３ａ、３ｂのどちらの半導体スイッチを短絡または開放するかの制御（ＯＮ／ＯＦＦ制御）に用いられる。

制御回路１１では、交流電源１の極性情報、および平滑コンデンサ９へ流入する電流を電流検出回路７で検出して平滑回路８を経由させた電力情報を用いて、半導体スイッチ駆動回路４ａ、４ｂに駆動制御信号を送り、半導体スイッチ３ａ、３ｂのどちらかを短絡・開放する制御を行う。例えば、交流電源１におけるリアクタ２接続側の電圧が高い期間には、半導体スイッチ３ｂを短絡・開放することにより、短絡時にリアクタ２に電流を蓄えて、開放時にはリアクタ２に蓄えた電流をダイオード６ｃを経由して、平滑コンデンサ９に送り込む。これにより、交流電圧の瞬時電圧が低いときにも、交流電源１から平滑コンデンサ９に電力を送ることができる。結果として、高調波電流の少ない整流回路装置を実現することができる。直流電圧検出回路１４の使用方法については後述する。

図２は制御回路１１での動作原理を説明するための波形図である。図２において、右側の上段は、交流電圧（ＡＣ電圧）の波形であり、その下は、半導体スイッチの短絡（＝ＯＮ）・開放（＝ＯＦＦ）のパターン（スイッチ制御パターン）を示している。

このようなパターンで半導体スイッチを駆動すると、図１の電流検出回路７で検出される電流は、図２における左の中段の状況Ａ、状況Ｂ、状況Ｃに示すようになる。すなわち、半導体スイッチが短絡状態にあるときは、電流がゼロで、開放状態にあるときには、平滑コンデンサ９に電流が流れ込む。

平滑回路８にて平滑して、電力情報に変換したものが、図２における左下の波形であり、状況Ａ（一点鎖線波形）、状況Ｂ（点線波形）、状況Ｃ（実線波形）にそれぞれ対応する。

この波形の前半と後半の大きさをレベル比較回路にて比較し、レベル差に応じて、右下のパターンの位相関係を修正する。例えば、状況Ｂ（点線波形）のように前半の電力のほうが多ければ、半導体スイッチの短絡・開放パターンの全体位相を進ませる。この処理を行うことにより、結果として電力が前半と後半で同じ量になり、電流も同様に前半と後半で同じ量になる。つまり、実施の形態１の構成によれば、電流のピークが交流の瞬時電圧のピークと一致し、高い力率の整流回路装置を実現することができる。

図２の半導体スイッチの短絡・開放パターンは、交流電圧の瞬時値の絶対値が大きいところでは、短絡が殆ど行われないパターンを設定している。これは、交流電圧の瞬時値の絶対値が大きいほど電流が増加することと、短絡時間比率が大きくなると電流が増加する量が多くなるという特性に基づき、電圧の瞬時値（瞬時電圧）の絶対値が高くなるにしたがって、入力電流が徐々に増加していき、瞬時電圧の絶対値が低くなるときには、入力電流が徐々に減少していくようになる。すなわち、このような短絡・開放パターンを設定することにより、入力電流が滑らかに変化することになり、高調波の少ない整流回路装置を実現することができる。

以上のように、実施の形態１の整流回路装置においては、交流電源の半周期の前半と後半の電力情報が等しくなるように、スイッチ制御パターンの位相を調整するという簡単な処理により、リアクタのインダクタンスの精度も必要とせず、負荷変動にも対応することができる、高調波の少ない整流回路装置を実現できる。特に、電力検出は、瞬時瞬時ではなく、電源の１／４周期毎の変化がわかる程度でよく、安価な部品を使用することが可能である。さらに、図１で示した回路構成の場合、２つの半導体スイッチ３ａ、３ｂが同時に短絡すると大きな電流が流れ、半導体スイッチの種類によっては損傷することがある。このような同時短絡を防止するために、同時短絡の検出用として電流検出手段を図１に示す場所に設ける場合がある。この構成の場合においては、その同時短絡の検出用電流検出手段を電流検出回路７として兼用することができ、実現がさらに簡単なものとなる。

図７は、直流電圧を一定に保つための制御方法を示す波形図である。

直流電圧検出回路１４で検出された直流電圧（実際のＤＣ電圧）は、所望の電圧値（設定されたＤＣ電圧）とレベル比較され、その比較結果に応じてスイッチング制御パターンの短絡時間比率（ＯＮ比率）を調節する。短絡時間を長くするとリアクタ２に蓄積されるエネルギが大きくなり、開放時に平滑コンデンサ９に流入するエネルギが増大し、出力電圧を上昇させることができる。この原理を用いて直流電圧を所望の電圧値に調整することができる。

さらに、短絡時間比率の調整量は、瞬時電圧の絶対値が増大方向にあるときは短絡時間比率の調整量を略増大させ、瞬時電圧の絶対値が減少方向にあるときは短絡時間比率の調整量を略減少させるように設定する。高調波が少なく高力率にあるときには、電源電圧波形と電流波形は似ており、直流電圧を変化させるときには、入力電流の波形を保ったまま振幅を増減させればよく、短絡時間比率の小さい期間である、瞬時電圧の絶対値が高い位相期間のほうが電流の変化が大きくなる。このため、実施の形態１の整流回路装置においては、交流電源１の瞬時電圧の絶対値の高い期間の調整量を大きくすることにより、瞬時瞬時の電流を検出して、瞬時瞬時の制御を行うことなく、半導体スイッチの短絡・開放パターンが一種類だけで、高調波の少ない電流波形で直流電圧の調整を行うことができる。

図２および図７を実現するためのスイッチ制御パターンとして、電源波形を正弦波とし、一例として、電気角θにおける短絡・開放比率、すなわち短絡時間比率Ｄを、下記式（７）のように設定すれば、本発明の条件を満たすことができる。

式（７）において、「Ａ」は直流電圧と所望値との差異により調整される値であり、「β」は、半周期毎の前半と後半の電力の差異により調整される値である。また、左辺のＤは比率であるため、右辺値が１を超える場合は１、右辺値が０より小さい場合には０とする。

この式（７）では、設定するパターンはただひとつの正弦波のパターンを基にしたものである。交流電源１の瞬時電圧の絶対値が低い期間は、相対的に短絡時間比率Ｄが大きくなるとともに、電圧の差異に応じた調整量では、交流電源１の瞬時電圧の絶対値の高い期間の調整量が大きくなっている。

また、半周期毎の前半と後半の電力量の扱いであるが、簡単に実行する方法としては、電気角の９０度を軸として、前後で対称となる位相での検出値を代表値として利用することも可能である。例えば、前後で５０度ずつの位相となる４０度と１４０度での値を代表値として用いるなどである。すなわち、この構成の場合においては、交流電源１の半周期毎の前半と後半の電力検出量として、交流電圧瞬時値が最大となる時刻（電気角の９０度）より一定時間（Ｔ：例えば、５０度）の手前時点（例えば、４０度）の検出値と、前記交流電圧瞬時値が最大となる時刻から同じ一定時間（Ｔ）の経過時点（例えば、１４０度）の検出値とを用いる。

なお、パターンの条件として、交流電源１の各位相における瞬時電圧の絶対値の増減変化方向と短絡時間比率Ｄの増減変化方向とが略逆方向であって、直流電圧の差異に応じた調整量では、短絡時間比率Ｄの大きさの変化方向とは略逆方向の変化特性を有する大きさとなるように設定されている。パターンの事例として、上記の数式で表現できるものを提示したが、同様の特性で、高調波を低減するパターンは無数にあり、上記の式（７）に限定されるものではない。

（実施の形態２）
図３は、本発明に係る実施の形態２の整流回路装置の回路ブロック図である。図３の回路構成は図１とほぼ同じであるが、電流検出回路７を用いずに実施できる方法を提供するものである。

制御回路１１には、極性検出回路１２の出力（極性情報）と直流電圧検出回路１４の出力（直流電圧情報）が入力される。極性検出回路１２の使用方法は実施の形態１と同じである。

図４は、直流電圧検出回路１４の情報を用いて制御を行う方法を説明する波形図である。図２での説明と同様に、平滑コンデンサ９に流入する電力のピークを交流電源１の瞬時電圧ピークにあわせる必要がある。このとき、平滑コンデンサ９の出力は、図４における左側の下の波形の状況Ｃ（実線波形）のようなリップルを有している。つまり、半周期の前半で直流電圧が低下し、後半で直流電圧が上昇する。ただし、交流電源１の電圧ピーク位相のところでは、変動の中心になっており、平均直流電圧と等しくなっている。ところが、電力のピークがずれると、交流電源１の電圧ピーク位相のところでの直流電圧は平均値からずれる。例えば、状況Ｂ（点線波形）のように、電力ピーク部分の位相が進むと、交流電源１の電圧ピーク位相のところの直流電圧が上昇する。逆の場合、すなわち状況Ａ（一点鎖線波形）では、同じ位相のところの直流電圧が下がる。したがって、平均直流電圧と交流電源１の電圧ピーク位相のところの直流電位とをレベル比較し、交流電源位相と半導体スイッチの短絡・開放パターンとの位相関係を調整することにより、交流電流のピーク位相が交流電源１の瞬時電圧のピークと一致し、高い力率の整流回路装置を実現することができる。しかも、電流検出手段を必要とはしないため、実施の形態１の構成に比べて、さらに簡単に実現することができる。なお、具体的な短絡・開放パターンについては、実施の形態１と同様である。

（実施の形態３）
図５は、本発明に係る実施の形態３の整流回路装置の回路ブロック図である。図５の回路構成は図１とほぼ同じであるが、電流検出回路７を交流電源１からの電流を直接検出できる位置に具備したものである。

制御回路１１には、極性検出回路１２の出力（極性情報）と電流検出回路７の出力（電流情報）が入力される。極性検出回路１２の使用方法は実施の形態１と同じである。

図６は、交流側の電流検出回路７の検出電流情報を用いて制御を行う方法を説明する波形図である。この場合は、交流電流のピーク位相を交流電源１の瞬時電圧ピーク位相にあわせる必要がある。図２と同様に、半周期の前半と後半の電流量（電流情報）が等しくなれば、ピークが合致するわけである。したがって、半周期の前半と後半の電流量（電流情報）をレベル比較し、半導体スイッチの短絡・開放パターンの全体位相を調整することで、電流のピークが交流の瞬時電圧のピークと一致し、高い力率の整流回路装置を実現することができる。

本発明の利用分野である冷房・暖房・冷凍などでは、電源電流が過剰にならないように運転制御を行うべく、交流側に電流検出手段を具備していることが多く、実施の形態３の整流回路装置の構成においては、この電流検出手段を電流検出回路として兼用することができるため、さらに簡単に実現することができる。

なお、具体的な短絡・開放パターンについては、実施の形態１と同様である。また、交流電源１の半周期毎の前半と後半の電流量の簡便な検出方法として、実施の形態１で説明した、電気角の９０度を軸として、前後で対称となる位相での検出値を代表値として利用することも同様に可能である。すなわち、この構成の場合においては、交流電源１の半周期毎の前半と後半の電流検出量として、交流電圧瞬時値が最大となる時刻（電気角の９０度）より一定時間（Ｔ：例えば、５０度）の手前時点（例えば、４０度）の検出値と、前記交流電圧瞬時値が最大となる時刻から同じ一定時間（Ｔ）の経過時点（例えば、１４０度）の検出値とを用いる。

（実施の形態４）
図８は、本発明に係る実施の形態４の整流回路装置を別の回路構成で実施した場合を示す回路ブロック図である。実施の形態４の整流回路装置における基本回路構成は、特許文献１に示されたものと同じである。交流電源１をリアクタ２を介して半導体スイッチ３で短絡し、リアクタ２に蓄えられたエネルギをダイオード６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄを経由して平滑コンデンサ９に送る構成である。この構成の場合、半導体スイッチ３は、ひとつであるため、実施の形態１の場合とは異なり、交流電源１の極性を知る必要がなく、ゼロクロス検出回路１３によるゼロクロス情報だけでよい。制御回路１１の制御方法は、実施の形態１と同じであるため、ここでは省略する。

（実施の形態５）
次に、本発明に係る実施の形態５の整流回路装置について説明する。図８に示した構成において、電流検出回路７および平滑回路８を省略し、直流電圧検出回路１４の情報を用いることにより、前述の実施の形態２と同じ制御を実現することができる。実施の形態２の場合とは異なり、交流電源１の極性を知る必要がなく、ゼロクロス検出回路１３によるゼロクロス情報だけでよい。制御回路１１の制御方法は、実施の形態２と同じであるため、ここでは省略する。

（実施の形態６）
次に、本発明に係る実施の形態６の整流回路装置について図９を用いて説明する。図９は、前述の実施の形態とさらに異なる回路構成で実施した場合を示す実施の形態６の整流回路装置の回路ブロック図である。基本回路構成は、特許文献２に示されたものと同じである。交流電源１をダイオード６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄで整流した後、リアクタ２を介して半導体スイッチ３で短絡し、リアクタ２に蓄えられたエネルギをダイオード５を経由して平滑コンデンサ９に送る構成である。この構成の場合においても、半導体スイッチ３はひとつであるため、前述の実施の形態４と同様に、ゼロクロス検出回路１３によるゼロクロス情報だけでよい。制御回路１１の制御方法は、実施の形態１と同じであるため、ここでは省略する。

（実施の形態７）
次に、本発明に係る実施の形態７の整流回路装置について説明する。実施の形態７の整流回路装置は、図９における電流検出回路７および平滑回路８を省略して、直流電圧検出回路１４の情報を用いることにより、実施の形態２と同じ制御を実現することができる。制御回路１１の制御方法は、実施の形態２と同じであるため、ここでは省略する。

（実施の形態８）
次に、本発明に係る実施の形態８の整流回路装置について図１０を用いて説明する。図１０は、図８に示した実施の形態４の構成における電流検出回路７を交流入力側に移動させて、平滑回路８を省略して構成した場合の回路ブロック図である。制御回路１１の制御方法は、実施の形態３と同じであるため、ここでは省略する。

（実施の形態９）
次に、本発明に係る実施の形態９の整流回路装置について図１１を用いて説明する。図１１は、図９に示した実施の形態６の構成における電流検出回路７を交流入力側に移動させ、平滑回路８を省略して構成した場合の回路ブロック図である。制御回路１１の制御方法は、実施の形態３と同じであるため、ここでは省略する。

（実施の形態１０）
次に、本発明に係る実施の形態１０の整流回路装置について図１２を用いて説明する。図１２は、実施の形態６の電流検出回路７をダイオード６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、リアクタ２、半導体スイッチ３で構成されるループの途中に移動させた場合の回路ブロック図である。この構成の場合にも、実施の形態９と同じ制御を実現することができる。制御回路１１の制御方法は、実施の形態３と同じであるため、ここでは省略する。

（実施の形態１１）
図１３は、本発明に係る実施の形態１１の整流回路装置の回路図である。

図１３において、交流電源１の出力は整流ダイオードブリッジ６、リアクタ２を経由して半導体スイッチ３で短絡可能なように接続されている。半導体スイッチ３は制御回路１１にて制御される。また、交流電源１はゼロクロス検出回路１３で交流電源１の電圧がゼロになったことを検出して、制御回路１１に入力される。リアクタ２の出力と前記整流ダイオードブリッジ６のもう一端の出力は、ダイオード５を経て、平滑コンデンサ９および負荷１０に接続されている。また、リアクタ２の出力は電圧検出回路１９にも接続され、リアクタ２の端子電圧情報が制御回路１１に入力されるよう接続されている。同様に、平滑コンデンサ９の両端電圧情報も直流電圧検出回路１４により、制御回路１１に入力されている。

図１３に示す回路構成において、半導体スイッチ３を短絡することにより、交流電源１の電圧の絶対値が低い期間にもリアクタ２に電流を流すことができ、半導体スイッチ３を開放すると、リアクタ２に流れた電流がダイオード５を経由して、平滑コンデンサ９を充電する。これにより、交流電源１から流れる電流の高調波を少なくすることができる。

半導体スイッチ３の短絡と開放のパターンは、交流電源１の各位相における瞬時電圧の絶対値が増大方向にあるときは、短絡時間比率Ｄが減少方向となり、瞬時電圧の絶対値が減少方向にあるときは、短絡時間比率Ｄが増大方向となるようにする。

これにより、短絡時間比率Ｄが大きい場合には、瞬時電圧の絶対値が大きいほど電流増加が大きく、短絡時間比率Ｄが大きくなるとさらに電流が増加する量が多くなる。このため、瞬時電圧の絶対値が増加していくときには、短絡時間比率Ｄを下げることにより、入力電流の増加が少しずつ減少していき、瞬時電圧の絶対値が減少していくときには、逆に短絡時間比率を上げることにより、入力電流が徐々に減少していく。したがって、実施の形態１１の整流回路装置においては、瞬時瞬時の電流にもとづく瞬時瞬時の制御を行うことなく、高調波の少ない電流波形を得ることができる。

図１４は図１３に示した実施の形態１１の整流回路装置における回路動作を説明するための波形図である。図１４における左側（ａ）の波形図は、半導体スイッチ３の短絡・開放が適正に動作している時の各部の波形である。最上段は、交流電源１の瞬時電圧波形（交流電圧）であり、その下段は、半導体スイッチ３の短絡（＝ＯＮ）・開放（＝ＯＦＦ）のパターン（スイッチ制御）を示している。

このようなパターンで半導体スイッチ３を駆動すると、図１３に示す実施の形態１１の整流回路装置におけるリアクタ２の電流は、図１４における左側（ａ）の上から３段目の波形（リアクタ電流）のように、交流電源１の瞬時電圧がゼロに戻る時には、リアクタ２の電流もゼロに戻っている。このとき、電圧検出回路１９で検出される電圧情報は、図１４における左側（ａ）の最下段に示す検出端子電圧の波形ようになる。すなわち、半導体スイッチ３がＯＮのときには、電圧検出回路１９の結果は、Ｌｏｗレベルになる。そして、半導体スイッチ３がＯＦＦでかつ、リアクタ２に電流が流れているときには、ダイオード５が導通して電流が流れている。その結果、リアクタ２の端子の電圧は、平滑コンデンサ９の正側の電圧とほぼ同じになっている。すなわち、電圧検出回路１９の結果はＨｉｇｈレベルになる。

一方、半導体スイッチ３がＯＦＦでかつ、リアクタ２に電流が流れていない時には、ダイオード５にも電流が流れておらず、電圧検出回路１９を構成する抵抗により、整流回路出力のもう一端側の電位、すなわち、平滑コンデンサ９のマイナス側電位と略同じになり、結果として、電圧検出回路１９の電圧情報はＬｏｗレベルになる。したがって、交流電源１の瞬時電圧がゼロに戻る時にリアクタ２の電流もゼロに戻っているときには、電圧検出回路１９の電圧情報がＬｏｗレベルになっている。

図１４における右側（ｂ）の波形は、半導体スイッチ３の短絡・開放が適正状態より遅れている場合を示すものである。この場合においては、図１４の右側（ｂ）の上から３段目（リアクタ電流）に示すように、リアクタ２の電流の位相が遅れて、交流電源１の瞬時電圧がゼロに戻る時にリアクタ２の電流がまだ流れていることが発生する。この場合には、図１４における右側（ｂ）の最下段に示す電圧検出回路１９の電圧情報（検出端子電圧）が、最終的にはＨｉｇｈになったままになる。すなわち、電流センサなどを用いることなく、リアクタ２の電流がゼロになっているかどうかを検出することができる。したがって、リアクタ２の電流がゼロになっていないときには、半導体スイッチ３の短絡開放動作が遅れているので、その動作を早めればよい。これにより、実施の形態１１の整流回路装置においては、リアクタ２の電流の位相を交流電源１の電圧位相と合致させることができ、高い力率の整流回路装置を実現することができる。

図１５は、直流電圧を目標とする電圧に制御するための方法を示す波形およびブロック図である。

直流電圧検出回路１４で検出された実際の直流電圧は、所望の直流電圧値（設定された直流電圧値）とレベル比較され、その比較結果に応じてスイッチング制御パターンの短絡比率（ＯＮ比率）を調節する。短絡時間を長くするとリアクタ２に蓄積されるエネルギが大きくなり、開放時に平滑コンデンサ９に流入するエネルギが増大し、出力電圧を上昇させることができる。この原理を用いて直流電圧を目標とする電圧に調整することができる。

短絡時間比率Ｄの調整量は、瞬時電圧の絶対値が増大方向にあるときは短絡時間比率Ｄの調整量を略増大させ、瞬時電圧の絶対値が減少方向にあるときは短絡時間比率Ｄの調整量を略減少するように設定する。高調波が少なく高力率にあるときには、電源電圧波形と電流波形は似ており、直流電圧を変化させるときには、入力電流の波形を保ったまま振幅を増減させればよく、短絡時間比率Ｄの小さい期間である、瞬時電圧の絶対値が高い位相期間のほうが電流の変化が大きくなる。このため、実施の形態１１の整流回路装置においては、交流電源１の瞬時電圧の絶対値の高い期間の調整量を大きくすることにより、瞬時瞬時の電流を検出して、瞬時瞬時の制御を行うことなく、半導体スイッチの短絡・開放パターンが一種類だけで、高調波の少ない電流波形で直流電圧の調整を行うことができる。

なお、交流電源１の瞬時電圧がゼロになったときにリアクタ２の電流が流れていると、電源力率が大きく悪化するが、交流電源１の瞬時電圧がゼロになる瞬間よりもかなり早い時点でリアクタ２の電流がゼロになっている場合にも電源力率が悪化していくので、交流電源１の電圧がゼロになる直前にリアクタ２の電流がゼロになるのが最も適切である。そのため、例えば、交流電源１の瞬時電圧がゼロになった時の電圧検出回路１９の出力の状況により、半導体スイッチ３の短絡・開放パターンの位相を進ませる処理と位相を遅らせる処理との調整度合いを均等にせずに、位相を進ませる処理のほうが大きく変化するように調整するのが望ましい。このように構成することにより、交流電源１の瞬時電圧がゼロになったときにおけるリアクタ２の電流がゼロになったときには、すみやかにその状態を脱却することができる。また、このように構成することにより、半導体スイッチ３の短絡・開放パターンの位相の進め過ぎも防止することができ、常に高力率で整流動作を実現することができる。

（実施の形態１２）
図１６における左側（ａ）および右側（ｂ）の図は、本発明に係る実施の形態１２の整流回路装置における制御動作を示す波形図である。図１６における左側（ａ）の波形図は、半導体スイッチ３の短絡・開放が適正に動作している時の各部の波形である。図１６における右側（ｂ）の波形は、半導体スイッチ３の短絡・開放が適正状態より遅れている場合を示すものである。なお、実施の形態１２の整流回路装置における回路図は実施の形態１１のものと同様である。

実施の形態１２においては、交流電源１の周期に対して、十分速い頻度で半導体スイッチ３を短絡・開放することにより、リアクタ２の小型化を実現するものである。時々刻々の短絡時間比率Ｄをパターンとして設定し、交流電源１の瞬時電圧がゼロに戻った時の電流の有無により、そのパターンの位相を調整する。

図１６において上から２段目の波形は、その短絡時間比率（ＯＮ時間比率）Ｄを示すものである。また、電圧検出回路１９の出力信号は、図１６の最下段（検出端子電圧）に示すように、ＨｉｇｈとＬｏｗとが頻繁に変化する波形になる。

このような場合でも、前述の実施の形態１１で説明したことと同様に、交流電源１の瞬時電圧がゼロになる瞬間には、半導体スイッチ３を短絡させないようにしておけば、同じようにリアクタ２の電流がゼロかどうかを検出することができる。

実現するためのスイッチ制御パターンとして、電源電圧波形を正弦波とし、一例として、電気角θにおける短絡・開放比率、すなわち短絡時間比率Ｄを、下記式（８）のように設定すれば、本発明の条件を満たすことができる。

式（８）において、「Ａ」は直流電圧と目標とする直流電圧との差異により調整される値であり、「β」は、交流電源１の瞬時電圧がゼロに戻った時に、リアクタ２に電流が流れているかどうかにより調整される値である。また、式（８）において、左辺が比率であるため、右辺値が１を超える場合は左辺値は１、右辺値が０より小さい場合には左辺値は０とする。この式（８）では、設定するパターンは常に同じ基本式の正弦波のパターンを基にしたものであり、交流電源１の瞬時電圧の絶対値が低い期間は、相対的に短絡時間比率Ｄが大きくなるとともに、電圧の差異に応じた調整量では、交流電源の瞬時電圧の絶対値の高い期間の調整量が大きくなっている。

（実施の形態１３）
図１７は、本発明に係る実施の形態１３の整流回路装置を示す回路図である。

図１７において、交流電源１にリアクタ２が直接接続され、そのリアクタ２を経由して、２つの半導体スイッチ３ａ、３ｂが接続されている。半導体スイッチ３ａ、３ｂを１つの相で共通とするよう整流ダイオードブリッジ６を経由して、平滑コンデンサ９で平滑して直流とし、負荷１０を駆動する。さらに、交流電源１より極性検出回路１２により交流電源１の瞬時電圧の極性を検出し、制御回路１１により、検出された極性に応じて、２つの半導体スイッチ３ａ、３ｂのいずれかを短絡開放制御を行う。

図１７に示した実施の形態１３の整流回路装置の回路は、混合ブリッジ型の整流回路として知られた構成である。交流電源１の瞬時電圧の極性に応じて、短絡・開放操作する半導体スイッチ３ａ、３ｂを切り替える以外の制御方法は、通常の混合ブリッジ型の整流回路の制御方法と同じになる。ただし、電圧検出回路２９の出力結果においては、電流が流れているときの結果は、交流電源１の瞬時電圧の極性により論理が反転するので、交流電源１の瞬時電圧が正からゼロになった時と、その瞬時電圧が負からゼロになった時とで、判断論理を逆にする。つまり、直前の交流電圧の極性が正であれば、リアクタ２に電流が流れている時には、ダイオード６ｃが導通して、リアクタ２の端子は整流出力の正側の電位と同じレベルとなり、電圧検出回路２９によりＨｉｇｈレベルの情報が得られる。一方、直前の交流電圧の極性が負であれば、ダイオード６ｄが導通し、整流出力の負側の電位と同じレベルとなり、電圧検出回路２９によりＬｏｗレベルの情報が得られる。また、リアクタ２に電流が流れていない時には、ダイオード６ｃおよびダイオード６ｄが導通しておらず、電圧検出回路２９では中間レベルの情報が得られる。また、より簡便な別の方法としては、電圧検出回路２９の代わりに、図１３で用いた電圧検出回路１９を用いて、交流電源１の瞬時電圧が正からゼロになった時のみで実施することも可能である。

（実施の形態１４）
図１８は、本発明に係る実施の形態１４の整流回路装置を示す回路図である。

図１８において、実施の形態１４の請求回路装置においても前述の図１７と同様に交流電源１にリアクタ２が直接接続されている。一方、半導体スイッチ３はリアクタ２の出力と交流電源１のもう一方との間に接続されており、交流電源１とリアクタ２を直接短絡する回路構成になっている。半導体スイッチ３の短絡・開放操作の方法は図１３と同じである。一方、電圧検出回路２９の出力情報の利用方法は、図１７の場合と同じである。

（実施の形態１５）
次に、本発明に係る実施の形態１５の整流回路装置について説明する。本発明に係る実施の形態１５は、本発明における第１７および第１８の態様に対応するものであり、その原理を図１９を用いて説明する。図１９は、前述の図１、図３、および図５に示した回路図と同じ基本回路構成に基づくものであり、交流電源１の出力電圧がリアクタ２を接続している方がプラスになる期間の動作を示すものである。

図１９に示す状態のとき、２つの半導体スイッチ３ａ、３ｂのうち、半導体スイッチ３ａは完全にオフ状態になっている。ここで、半導体スイッチ３ｂを短絡・開放する。短絡時には、交流電源１、リアクタ２、半導体スイッチ３ｂ、ダイオード６ｂによる短絡ループができ、リアクタ２へ電流が蓄えられる。半導体スイッチ３ｂを開放すると、リアクタ２に蓄えられた電流はダイオード６ｃにより、平滑コンデンサ９および負荷１０へと流れ、ダイオード６ｂを経由して、交流電源１へと流れ込む。この動作において、リアクタ２を流れる電流「Ｉａｃ」が略正弦波であるためには、リアクタ２の両端の電圧がそれぞれ略正弦波であることが必要である。交流電源１の電圧「Ｖａｃ」は正弦波であるので、もう一端の電圧「Ｖｐｗｍ」も略正弦波である必要がある。半導体スイッチ３ａ、３ｂおよびダイオード６ｂ、６ｃの電圧損失は十分小さいので無視できるとすると、「Ｖｐｗｍ」は下記式（９）の値になると考えられる。

ここで、

であるので、

となり、Ｖｄｃが一定値であれば、Ｖｐｍｗは正弦波になる。

ところが、平滑コンデンサ９は有限の容量であるので、例えば、図４で説明しているように、直流電圧には、リップル電圧が含まれる。このため、このままでは、Ｖｐｗｍは正弦波ではなくなる。

この状況に対応するため、直流電圧の瞬時値「Ｖｄｃ」と直流電圧の平均値「Ｖｄｃ（ａｖ）」とを用いて、

とすれば、

となり、Ｖｐｗｍは正弦波になる。ただし、この計算には、直流電圧の平均値が必要になり、平均値の演算が必要になる。

そこで、直流電圧を所望の値「Ｖｄｃ＊」にフィードバック制御する動作を考えると、制御そのものがローパスフィルタの特性を有しているので、直流電圧の平均値は、直流電圧の所望値に収束していく。このため、平均値の代わりに、所望値を用いることができる。

すなわち、前述の実施の形態１および実施の形態１２で説明した本発明における第８の態様、第９の態様、および第１４の態様において用いた演算式の係数「Ａ」の代わりに、

上記式（１４）に示す「Ａ１」の値を用いればよい。

図２０は、この処理の流れを説明する波形図である。図２０において、図７と同様に、実際のＤＣ電圧（Ｖｄｃ）と設定ＤＣ電圧（Ｖｄｃ＊）とレベル比較回路２０１にて比較し、ＯＮ比率調整を行う。ここで得られる値は、図７と同じであり、「Ａ」とする。こうして得られた「Ａ」に対して、ＯＮ比率再調整回路２０２において、上記の式（１４）の演算を行い、短絡時間比率（ＯＮ比率）Ｄを再調整する。この再調整結果「Ａ１」をもって、スイッチ制御パターンとして、半導体スイッチの短絡・開放を行う。

さらに瞬時瞬時の割り算の演算処理を簡便化する方法として、直流電圧に比して、リップル電圧は小さいという仮定が成り立っているので、

上記式（１５）であらわされる「Ａ２」を用いても、精度の高い補正ができる。

図２１は、図２０と同様に、この処理の流れを説明する波形図である。図２１において、図２０との差異は、ＯＮ比率再調整回路２０７において、上記の式（１５）の演算を行い、短絡時間比率（ＯＮ比率）Ｄを再調整する。この再調整結果「Ａ２」をもって、スイッチ制御パターンとして、半導体スイッチの短絡・開放を行う。

（実施の形態１６）
次に、本発明に係る実施の形態１６の整流回路装置について説明する。本発明に係る実施の形態１６は、本発明における第１９の態様に対応するものである。実施の形態１６の整流回路装置において、制御を構成する基本部分は、前述の図１と同じであり、その原理を図２２を用いて説明する。図２２は、図２と同じく、状況に応じた電流検出回路７の検出波形（電源半周期分）の変化を示している。図２２において、右側の上段は、交流電圧（ＡＣ電圧）の波形であり、その下は、半導体スイッチの短絡（＝ＯＮ）・開放（＝ＯＦＦ）のパターン（スイッチ制御ＯＮ幅パターン）を示している。

図２２において、左側の２段目に示している検出電流の状況Ａ（一点鎖線波形）は、交流電源１の電圧が低い区間からも比較的大きな電力が供給されている状況である。逆に、図２２における左側の３段目に示している検出電流の状況Ｂ（点線波形）は、交流電源１の電圧が高い区間から大半の電力が供給されている状況である。また。図２２における左側の４段目に示している状況Ｃ（実線波形）は、交流電源電圧の正弦波波形に応じた電力が供給されている状況である。すなわち、状況Ｃは高調波が少ない状態を示している。この電流波形を平滑した波形が、図２２における左側の最下段の波形であり、流入電力波形を示している。すなわち、状況Ａ（一点鎖線波形）は幅広型の波形、状況Ｂ（点線波形）は尖鋭型の波形、状況Ｃ（実線波形）は適切な波形である。

実施の形態１６の整流回路装置においては、電流波形の平滑結果を電源半周期で３つの区間に分け、それぞれのレベル比較を行う。すなわち、前半あるいは後半のレベルと中盤のレベルとを比較する。状況Ａでは、前半あるいは後半のレベルが中盤に比べて大きく、状況Ｂでは、前半あるいは後半のレベルが中盤に比べて小さく、状況Ｃでは、前半あるいは後半のレベルと中盤でのレベルとの比率が適正であるといえる。例えば、代表点として、前半を４５度、中盤を９０度、後半を１３５度で確認した場合には、理想的には、それぞれのレベルは、１：２：１である。

そこで、この比較結果をもって、スイッチ制御のＯＮ幅パターンを変調する。図２２の右側の下段の波形に示すように、中央部の変調方向と、前半／後半部分の変調方向が逆方向になるように変調を行う。これにより、電流や電力の細かい変化を検出することなく、電力の尖り過ぎ、幅広過ぎを解消して、常に、高調波の少ない状態を保つことができる。

（実施の形態１７）
次に、本発明に係る実施の形態１７の整流回路装置について説明する。本発明に係る実施の形態１７は、本発明における第２０の態様に対応するものである。実施の形態１７の整流回路装置において、制御を構成する基本部分は、前述の図３と同じであり、その原理を図２３を用いて説明する。図２３は図４と同じく、状況に応じた入力電力波形と直流電圧波形（電源半周期分）の変化を示している。図２３において、状況Ａ（一点鎖線波形）は、交流電源１の電圧が低い区間からも比較的大きな電流が供給されている状況であり、状況Ｂ（点線波形）は、逆に、交流電源電圧の電圧が高い区間から大半の電流が供給されている状況である。また。状況Ｃ（実線波形）は、交流電源電圧の正弦波波形に応じた電流が供給されている状況である。すなわち、状況Ｃが高調波が少ない状態を示している。また、状況Ａは幅広型の波形、状況Ｂは尖鋭型の波形、および状況Ｃは適切な波形である。

図２３における左側の最下段の波形は、そのときの、直流電圧波形（ＤＣ電圧）である。すなわち、状況Ａは９０度近傍で緩慢に上昇変化し、０度、１８０度近傍では急激に変化している。状況Ｂでは、９０度近傍で急激に上昇変化し、０度、１８０度近傍では緩慢に変化している。一方、状況Ｃでは、９０度近傍と０度、１８０度近傍での変化は同じような変化である。そこで、４５度近傍や１３５度近傍に着目すると、状況Ａでは、９０度に近いほうの電圧が、平均電圧に近く、０度、１８０度に近いほうの電圧は、平均電圧から乖離している。状況Ｂでは０度、１８０度に近いほうの電圧が、平均電圧に近く、９０度に近いほうの電圧は、平均電圧から乖離している。状況Ｃでは、乖離度合いが同じになっている。

そこで、図２３に示すように、４５度もしくは１３５度の前後の直流電圧が同レベルになっているかどうかを調べることにより、入力電圧波形が尖りすぎか、幅広過ぎかを知ることができる。そして、そのレベル差に応じて、スイッチ制御のＯＮ幅パターンを変調する。図２３における右側の下段の波形に示すように、中央部の変調方向と、前半／後半部分の変調方向が逆方向になるように変調を行う。これにより、実施の形態１７の整流回路装置においては、電流や電力の細かい変化を検出することなく、電力の尖り過ぎ、幅広過ぎを解消して、常に、高調波の少ない状態を保つことができる。

（実施の形態１８）
次に、本発明に係る実施の形態１８の整流回路装置について説明する。本発明に係る実施の形態１８は、本発明における第２１の態様に対応するものである。実施の形態１８の整流回路装置において、制御を構成する基本部分は、前述の図５と同じであり、その原理を図２４を用いて説明する。図２４は図６と同じく、状況に応じた電流検出回路７の検出波形（電源半周期分）の変化を示している。

図２４において、状況Ａ（一点鎖線波形）は、交流電源１の電圧が低い区間からも比較的大きな電流が供給されている状況であり、状況Ｂ（点線波形）は、逆に、交流電源１の電圧が高い区間から大半の電流が供給されている状況である。また。状況Ｃ（実線波形）は、交流電源電圧の正弦波波形に応じた電流が供給されている状況である。すなわち、状況Ｃは高調波が少ない状態を示している。また、状況Ａは幅広型の波形、状況Ｂは尖鋭型の波形、および状況Ｃは適切な波形である。

実施の形態１８の整流回路装置においては、電流波形の平滑結果を電源半周期で３つの区間に分け、それぞれのレベル比較を行う。すなわち、前半あるいは後半のレベルと中盤のレベルとを比較する。状況Ａでは、前半あるいは後半のレベルが中盤に比べて大きく、状況Ｂでは、前半あるいは後半のレベルが中盤に比べて小さく、状況Ｃでは、前半あるいは後半のレベルと中盤でのレベルとの比率が適正であるといえる。例えば、代表点として、前半を４５度、中盤を９０度、後半を１３５度で確認した場合には、理想的には、それぞれのレベルは、１：１．４１（＝２の平方根）：１である。

そこで、この比較結果をもって、スイッチ制御のＯＮ幅パターンを変調する。図２４の右側の下段の波形に示すように、中央部の変調方向と、前半／後半部分の変調方向が逆方向になるように変調を行う。これにより、電流や電力の細かい変化を検出することなく、電流の尖り過ぎ、幅広過ぎを解消して、常に、高調波の少ない状態を保つことができる。

（実施の形態１９）
次に、本発明に係る実施の形態１９の整流回路装置について説明する。本発明に係る実施の形態１９は、本発明における第２２の態様に対応するものである。実施の形態１９の整流回路装置の回路構成を図２５に示す。図２５の回路構成は、前述の図５の回路構成における電流検出回路７を電流トランス７０、全波整流回路７１、平滑回路７２に置き換えたものである。電流トランス７０は直流成分を検出できないものの、電流検出回路７に比べて安価であるという特徴を有する。特に、空調機器、ヒートポンプ機器などでは、図２５で示したような、全波整流回路７１および平滑回路７２を用いた回路構成により、制御回路１１に対して全波整流回路７１および平滑回路７２からの情報を入力し、制御回路１１がどの程度の負荷状態かを知り、効率よい運転方法、および／または過剰な負荷運転になって機器を損傷しないようにする制御に用いられている。

上記のように、実施の形態１９の整流回路装置における回路構成においては、全波整流回路７１の出力が制御回路１１に入力されている。制御回路１１に入力される波形は、図６に示した検出電流波形を繰返した波形となっている。ただし、実施の形態１９の整流回路装置の構成においては、直流成分を検出できないことと、全波整流回路７１を通すことによる歪が含まれてしまうという課題がある。そのため、図６に示すように、電源半周期の前半の情報と後半を、情報をそれぞれ平均化して用いることにより、電流の位相を略一致させることが可能になる。同様に、図２３に示したように、中盤近傍の情報も平均化して用いることにより、入力電流の高調波を低減することも可能である。また、実施の形態１９の整流回路装置における回路構成は、電流が小さいときに歪が大きくなる課題があるが、電源高調波規制のうち、ＩＥＣ６１０００−３−２のクラスＡは、運転範囲内において、高調波電流を一定以下にすることが求められており、電流が小さいときに歪が増加しても、高調波規制を逸脱しない。この特徴を利用して、簡素な電流トランスで、高調波の少ない、高い力率の整流回路装置を実現することができる。

本発明をある程度の詳細さをもって各実施の形態において説明したが、これらの実施の形態の開示内容は構成の細部において変化してしかるべきものであり、各実施の形態における要素の組合せや順序の変化は請求された本発明の範囲及び思想を逸脱することなく実現し得るものである。また、各実施の形態においては、各構成を回路という表現を用いているが、この表現は電気回路を含むとともにソフトウエアで構成されるものを含むものである。

本発明の整流回路装置は、交流電圧の位相に基づいたパターンにて半導体スイッチの短絡・開放を実施する制御回路と、直流側に流入する電力を検出する手段（電気回路および／またはソフトウエアを含む）を備え、前記制御回路は、前記交流電源の半周期毎の前半と後半の検出電力情報量が等しくなるように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンの位相を調整するよう構成したものである。

これによって、本発明によれば、リアクタインダクタンスの精度が確保されていない場合や負荷変動が大きい場合でも、電流が対称になり、かつ、電源電圧と同位相になるので、高力率な整流回路装置を構築することができる。

また、本発明においては、直流電圧を検出し、所望電圧との差異に基づいて、前述の半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率を調節している。これにより、本発明によれば、高力率を保ったまま、任意の直流電圧を出力することができる。

さらに、本発明においては、直流側に流入する電力もしくは電流の前半の量、後半の量以外に中盤の電力量もしくは電流量も検出して、それぞれが所望の範囲に入るように、あるいは、直流電圧の脈動状況が所定の状態になるように、前述の半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率を調整している。これにより、高力率でかつ高調波の少ない整流回路動作を実現している。

本発明においては、簡便な装置で、リアクタの小型化よりも、制御系の構成を簡便化したいという課題を解決するものである。このために、本発明の整流回路装置は、交流電圧の位相に基づいたパターンにて半導体スイッチの短絡・開放が実施されており、交流電源の瞬時電圧がゼロになる瞬間の近傍期間で、半導体スイッチがオフになる期間に、リアクタの電流の有無を検出する手段（電気回路および／またはソフトウエアを含む）を設けて、リアクタの電流の有無検出結果により、前述の半導体スイッチの短絡・開放パターンを交流電源電圧の位相に対して位相調整する構成としている。

これにより、例えば、交流電源の瞬時電圧がゼロになる瞬間の近傍期間で半導体スイッチを開放し、開放期間中のリアクタ電流を検出し、リアクタ電流がゼロでなければ、前記のパターンが前記交流電圧の位相に対して進むように当該パターンを修正する。したがって、本発明においては、リアクタインダクタンスの精度が確保されていない場合や負荷変動が大きい場合でも、リアクタに電流が蓄積されることが回避され、電流が電源電圧と同位相になるので、高力率な整流回路装置となる。

上記のように、本発明によれば、特に、高速高精度な電流検出手段を用いることなく、かつ、リアクタインダクタンスの精度が確保されていない場合や、負荷の変動が大きい場合でも、任意の直流電圧を出力することができ、かつ高力率で電源高調波の少ない整流回路装置を実現することができる。

また、本発明によれば、半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦの特性によるものなどにより、変動する負荷の影響などを合わせて、高調波が増加することを防止し、任意の直流電圧出力の電源高調波の少ない整流回路装置を実現することができる。

以上のように、本発明に係る整流回路装置は、高速高精度な電流検出手段を使用することなく、リアクタインダクタンスの精度が確保されていない場合や負荷変動が大きい場合でも、高調波の少ない高力率を実現でき、さらに、高力率を保ったまま、任意の直流電圧を出力することができる。したがって、本発明に係る整流回路装置は、家庭などの単相交流電源を整流して直流化して、直流負荷を駆動する装置、得られた直流をインバータ回路により、再度、任意周波数の交流に変換して、電動機の可変速度駆動する装置などに幅広く用いることができる。

本発明に係る整流回路装置は、家庭などの単相交流電源を整流して直流化して、直流負荷を駆動する装置、および得られた直流をインバータ回路により、再度、任意周波数の交流に変換して、電動機の可変速度駆動する装置など、例えば、圧縮機により冷媒を圧縮することによりヒートポンプを構成し、冷房、暖房、あるいは食品などの冷凍を行う装置などに幅広く適用することができる。

１ 交流電源
２ リアクタ
３、３ａ、３ｂ 半導体スイッチ
５、６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ ダイオード
７ 電流検出回路
８ 平滑回路
９ 平滑コンデンサ
１０ 負荷
１１ 制御回路
１２ 極性検出回路
１３ ゼロクロス検出回路
１４ 直流電圧検出回路
１９、２９ 電圧検出回路
７０ 電流トランス
７１ 全波整流回路
７２ 平滑回路

Claims (14)

1. リアクタを介して交流電源を半導体スイッチで短絡・開放を行うことにより、電源力率を改善する機能を有する整流回路装置であって、
   前記交流電源の電圧の位相に基づいたパターンにて前記半導体スイッチの短絡・開放を実施する制御回路と、
   直流側に流入する電力を検出する回路と、を備え、
   前記制御回路は、前記交流電源の半周期毎の前半と後半の検出電力量が略等しくなるように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンと前記交流電源の電圧との位相関係を調整し、
   前記交流電源の半周期毎の前半と後半の電力検出量として、交流電圧瞬時値が最大となる時刻より一定時間の手前時点の検出値と、前記交流電圧瞬時値が最大となる時刻から前記一定時間の経過時点の検出値とを用いることを特徴とすることを特徴とする整流回路装置。
2. リアクタを介して交流電源を半導体スイッチで短絡・開放を行うことにより、電源力率を改善する機能を有する整流回路装置であって、
   前記交流電源の電圧の位相に基づいたパターンにて前記半導体スイッチの短絡・開放を実施する制御回路と、
   直流電圧検出回路と、を備え、
   前記制御回路は、少なくとも交流電源半周期における平均直流電圧が、交流電圧の瞬時電圧ピーク位相時の直流電圧と略等しくなるよう、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンと前記交流電源の電圧との位相関係を調整することを特徴とする整流回路装置。
3. リアクタを介して交流電源を半導体スイッチで短絡・開放を行うことにより、電源力率を改善する機能を有する整流回路装置であって、
   前記交流電源の電圧の位相に基づいたパターンにて前記半導体スイッチの短絡・開放を実施する制御回路と、
   前記交流電源からの電流を検出する電流検出回路と、を備え、
   前記制御回路は、前記交流電源の半周期毎の前半と後半の検出電流量が略等しくなるように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンと前記交流電源の電圧との位相関係を調整し、
   前記交流電源の半周期毎の前半と後半の電流検出量として、交流電圧瞬時値が最大となる時刻より一定時間の手前時点の検出値と、前記交流電圧瞬時値が最大となる時刻から前記一定時間の経過時点の検出値とを用いることを特徴とする整流回路装置。
4. リアクタを介して交流電源を半導体スイッチで短絡・開放を行うことにより、電源力率を改善する機能を有する整流回路装置であって、
   前記交流電源の電圧の位相に基づいたパターンにて前記半導体スイッチの短絡・開放を実施する制御回路と、
   直流側に流入する電力を検出する回路と、を備え、
   前記制御回路は、前記交流電源の半周期毎の前半と後半の検出電力量が略等しくなるように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンと前記交流電源の電圧との位相関係を調整し、
   前記交流電源の電気角をθとし、θ近傍における前記半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率Ｄが下記の式（１）で略表現され、
   Ｄ＝１−Ａ×ｓｉｎ（θ−β） （１）
   前記交流電源の半周期毎の前半と後半の電力検出値の差異に応じて、上記の式（１）におけるβを調整し、直流電圧と所望の直流電圧との差異に応じて、上記の式（１）におけるＡを調整することを特徴とする整流回路装置。
5. リアクタを介して交流電源を半導体スイッチで短絡・開放を行うことにより、電源力率を改善する機能を有する整流回路装置であって、
   前記交流電源の電圧の位相に基づいたパターンにて前記半導体スイッチの短絡・開放を実施する制御回路と、
   前記交流電源からの電流を検出する電流検出回路と、を備え、
   前記制御回路は、前記交流電源の半周期毎の前半と後半の検出電流量が略等しくなるように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンと前記交流電源の電圧との位相関係を調整し、
   前記交流電源の電気角をθとし、θ近傍における前記半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率Ｄが下記の式（２）で略表現され、
   Ｄ＝１−Ａ×ｓｉｎ（θ−β） （２）
   前記交流電源の半周期毎の前半と後半の電流検出値の差異に応じて、上記の式（２）におけるβを調整し、直流電圧と所望の直流電圧との差異に応じて、上記の式（２）におけるＡを調整することを特徴とする整流回路装置。
6. 前記交流電源の電気角をθとし、θ近傍における前記半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率Ｄが下記の式（３）で略表現され、
   Ｄ＝１−Ａ×ｓｉｎ（θ−β） （３）
   前記交流電圧の瞬時電圧ピーク位相時の直流電圧と少なくとも交流電源半周期の平均直流電圧との差異に応じて、上記の式（３）におけるβを調整し、直流電圧と所望の直流電圧との差異に応じて、上記の式（３）におけるＡを調整することを特徴とする、請求項２に記載の整流回路装置。
7. リアクタを介して交流電源を半導体スイッチで短絡・開放を行うことにより、電源力率を改善する機能を有する整流回路装置であって、
   前記交流電源の電圧の位相に基づいたパターンにて前記半導体スイッチの短絡・開放が実施され、交流電源の瞬時電圧がゼロになる瞬間の近傍期間で、前記半導体スイッチがオフになる期間に、前記リアクタの電流の有無を検出する回路を設け、前記リアクタの電流の有無検出結果により、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンを前記交流電源の電圧の位相に対して位相調整し、
   前記リアクタの電流の有無を検出する回路として、前記リアクタの整流回路出力側に接続されているダイオードの少なくともひとつが整流出力側と導通状態にあるかどうかで判断することを特徴とする整流回路装置。
8. リアクタを介して交流電源を半導体スイッチで短絡・開放を行うことにより、電源力率を改善する機能を有する整流回路装置であって、
   前記交流電源の電圧の位相に基づいたパターンにて前記半導体スイッチの短絡・開放が実施され、前記交流電源の瞬時電圧がゼロになる瞬間の近傍期間で、前記半導体スイッチがオフになる期間に、前記リアクタの電流の有無を検出する回路を設け、前記リアクタの電流の有無検出結果により、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンを前記交流電源の電圧の位相に対して位相調整し、
   整流回路出力の直流電圧を検出し、目標とする直流電圧に近づくよう、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率を調整し、
   前記交流電源の電気角をθとし、θ近傍における前記半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率Ｄが下記の式（４）で略表現され、
   Ｄ＝１−Ａ×ｓｉｎ（θ−β） （４）
   前記リアクタの電流の有無検出結果により上記の式（４）におけるβを調整し、整流回路出力の直流電圧と、目標とする直流電圧との差異に応じて、上記の式（４）におけるＡを調整することを特徴とする整流回路装置。
9. リアクタを介して交流電源を半導体スイッチで短絡・開放を行うことにより、電源力率を改善する機能を有する整流回路装置であって、
   前記交流電源の電圧の位相に基づいたパターンにて前記半導体スイッチの短絡・開放が実施され、前記交流電源の瞬時電圧がゼロになる瞬間の近傍期間で、前記半導体スイッチがオフになる期間に、前記リアクタの電流の有無を検出する回路を設け、前記リアクタの電流の有無検出結果により、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンを前記交流電源の電圧の位相に対して位相調整し、
   前記リアクタの電流の有無を検出する回路により、前記交流電源の瞬時電圧がゼロになる瞬間の近傍期間でリアクタに電流が流れていることが検出された場合には、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンを前記交流電源の電圧の位相に対して位相を進めるよう調整し、検出されなかった場合には、位相を遅らせるよう調整し、位相を進める際の位相調整量が、位相を遅らせる際の位相調整量よりも小さくないように設定していることを特徴とする整流回路装置。
10. リアクタを介して交流電源を半導体スイッチで短絡・開放を行うことにより、電源力率を改善する機能を有する整流回路装置であって、
    前記交流電源の電圧の位相に基づいたパターンにて前記半導体スイッチの短絡・開放を実施する制御回路と、
    直流側に流入する電力を検出する回路と、を備え、
    前記制御回路は、前記交流電源の半周期毎の前半と後半の検出電力量が略等しくなるように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンと前記交流電源の電圧との位相関係を調整し、
    瞬時瞬時の直流電圧を検出する回路を設け、検出された瞬時瞬時の直流電圧の検出電圧と所望の直流電圧の所望値との偏差により、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率を、再調整し、
    前記交流電源の電気角をθとし、θ近傍における前記半導体スイッチの短絡・開放パターンの短絡時間比率Ｄが下記の式で略表現される整流回路装置であって、
    Ｄ＝１−Ａ×ｓｉｎ（θ−β） （５）
    上記の式（５）におけるＡの代わりに、
    Ａ１＝Ａ／｛１−（Ｖｄｃ＊―Ｖｄｃ）／Ｖｄｃ＊｝ （６）
    Ａ２＝Ａ×｛（Ｖｄｃ＊―Ｖｄｃ）／Ｖｄｃ＊｝ （７）
    上記の式（６）における「Ａ１」もしくは上記の式（７）における「Ａ２」の値を用いることを特徴とする整流回路装置。
11. リアクタを介して交流電源を半導体スイッチで短絡・開放を行うことにより、電源力率を改善する機能を有する整流回路装置であって、
    前記交流電源の電圧の位相に基づいたパターンにて前記半導体スイッチの短絡・開放を実施する制御回路と、
    直流側に流入する電力を検出する回路と、を備え、
    前記制御回路は、前記交流電源の半周期毎の前半と後半の検出電力量が略等しくなるように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンと前記交流電源の電圧との位相関係を調整し、
    前記制御回路は、前記交流電源の半周期毎の前半と中盤と後半の検出電力量が所定の幅に入るように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンの半周期毎の中盤部分の変調方向と前半および後半部分の変調方向とを互いに逆方向に調整することを特徴とする整流回路装置。
12. 前記制御回路は、少なくとも交流電源半周期区間における前半もしくは後半の直流電圧波形が、それぞれ対称となるように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンを調整することを特徴とする請求項２に記載の整流回路装置。
13. リアクタを介して交流電源を半導体スイッチで短絡・開放を行うことにより、電源力率を改善する機能を有する整流回路装置であって、
    前記交流電源の電圧の位相に基づいたパターンにて前記半導体スイッチの短絡・開放を実施する制御回路と、
    前記交流電源からの電流を検出する電流検出回路と、を備え、
    前記制御回路は、前記交流電源の半周期毎の前半と後半の検出電流量が略等しくなるように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンと前記交流電源の電圧との位相関係を調整し、
    前記制御回路は、前記交流電源の半周期毎の前半と中盤と後半の検出電流量が所定の幅に入るように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンを調整することを特徴とする整流回路装置。
14. リアクタを介して交流電源を半導体スイッチで短絡・開放を行うことにより、電源力率を改善する機能を有する整流回路装置であって、
    前記交流電源の電圧の位相に基づいたパターンにて前記半導体スイッチの短絡・開放を実施する制御回路と、
    前記交流電源からの電流を検出する電流検出回路と、を備え、
    前記制御回路は、前記交流電源の半周期毎の前半と後半の検出電流量が略等しくなるように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンと前記交流電源の電圧との位相関係を調整し、
    交流側に流入する電流を検出する回路として、電流トランスを備え、電流トランス出力を全波整流し、
    前記制御回路は、前記交流電源の半周期毎の前半と後半の全波整流情報が略等しくなるように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンと前記交流電源の電圧との位相関係を調整するとともに、
    前記交流電源の半周期毎の前半と中盤と後半の検出電流量が所定の幅に入るように、前記半導体スイッチの短絡・開放パターンを調整し、
    全波整流情報を平滑した情報により、整流回路装置が含まれる装置全体の負荷制御もしくは効率制御を行うことを特徴とする整流回路装置。

Images