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JP6109686B2 - Electric vehicle control device - Google Patents

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JP6109686B2 JP2013181703A JP2013181703A JP6109686B2 JP 6109686 B2 JP6109686 B2 JP 6109686B2 JP 2013181703 A JP2013181703 A JP 2013181703A JP 2013181703 A JP2013181703 A JP 2013181703A JP 6109686 B2 JP6109686 B2 JP 6109686B2
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Description

本発明の実施形態は、電気車制御装置に関する。 Embodiments described herein relate generally to an electric vehicle control apparatus.

一般に永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ：Permanent Magnet Synchronous Motor）は、誘導電動機と比較して、エネルギを効率的に利用することが可能であり、発熱が少ないことから軽量化することが容易である。そのため、近年、永久磁石同期電動機に対する需要が高まっている。   In general, a permanent magnet synchronous motor (PMSM) can use energy more efficiently than an induction motor, and can easily be reduced in weight because it generates less heat. Therefore, in recent years, the demand for permanent magnet synchronous motors has increased.

このような永久磁石同期電動機では、それぞれの永久磁石同期電動機の回転子の回転に合わせてＶＶＶＦインバータから電圧を与えて制御する必要があるため、各永久磁石同期電動機に対応する個別の制御が必要である。そのため、永久磁石同期電動機の各１台に専用のＶＶＶＦインバータが配置されている（例えば、特許文献１参照）。   In such a permanent magnet synchronous motor, since it is necessary to control by applying a voltage from the VVVF inverter according to the rotation of the rotor of each permanent magnet synchronous motor, individual control corresponding to each permanent magnet synchronous motor is required. It is. For this reason, a dedicated VVVF inverter is disposed for each permanent magnet synchronous motor (see, for example, Patent Document 1).

また、永久磁石同期電動機を駆動する４台のインバータを一台の冷却器に取り付ける構成とすることで装置全体の小型化を可能とする技術が開示されている（例えば、特許文献２参照）。   In addition, a technology is disclosed that enables downsizing of the entire apparatus by adopting a configuration in which four inverters that drive a permanent magnet synchronous motor are attached to one cooler (see, for example, Patent Document 2).

特開２００５−３２８６１９号公報JP 2005-328619 A 特開２０１１−２２９３７２号公報JP2011-229372A

ところで、インバータが何らかの要因で故障して、インバータの出力電圧が制御できなくなった場合でも、車両内に備えられた他の電動機を駆動することにより車両が走行し、または他の動力車によって牽引されて車両が走行すると、故障したインバータに接続された電動機も車輪の回転と共に回転する。   By the way, even if the inverter breaks down for some reason and the output voltage of the inverter becomes uncontrollable, the vehicle travels by driving another electric motor provided in the vehicle or is pulled by another power vehicle. When the vehicle travels, the electric motor connected to the failed inverter also rotates with the rotation of the wheels.

このときにも電動機から誘起電圧が発生するためインバータの端子間にモータから誘起電圧が印加され、主回路のインバータの直流側に設けられたコンデンサなどの構成要素に誘起電圧、即ちＩＧＢＴモジュール内に備えられたダイオードによって全波整流された電圧が印加される。車両が高速走行し電動機の回転数が高くなると、定格以上の電圧が継続して印加されることで、例えば、フィルタコンデンサの破損、放電抵抗の焼損などが発生する。   At this time, since an induced voltage is generated from the motor, the induced voltage is applied from the motor between the terminals of the inverter, and the induced voltage, that is, in the IGBT module, is applied to components such as a capacitor provided on the DC side of the inverter of the main circuit. A full-wave rectified voltage is applied by the provided diode. When the vehicle travels at a high speed and the number of revolutions of the electric motor increases, for example, damage to the filter capacitor, burnout of the discharge resistance, and the like occur due to continuous application of a voltage exceeding the rating.

このため、従来では電動機の誘起電圧がインバータに加圧されないように、インバータと電動機を電気的に開放する３相の接触器が設けられていた。この３相の接触器はそれぞれの電動機とインバータ間に設ける必要があるため、例えば、４ｉｎ１のＶＶＶＦインバータには４台の３相負荷接触器を設ける必要がある。この３相の接触器の存在が永久磁石同期電動機を駆動するインバータの外形の増大を招き、またコストを増大させる要因となっていた。   For this reason, conventionally, a three-phase contactor that electrically opens the inverter and the motor is provided so that the induced voltage of the motor is not pressurized by the inverter. Since this three-phase contactor needs to be provided between each motor and the inverter, for example, a four-in-1 VVVF inverter needs to be provided with four three-phase load contactors. The presence of the three-phase contactor has led to an increase in the outer shape of the inverter that drives the permanent magnet synchronous motor, and has been a factor that increases the cost.

本願は、斯かる事情に鑑みてなされたものであって、永久磁石同期電動機を駆動する装置全体の小型化を可能とする電気車制御装置を提供することを目的とする。   The present application has been made in view of such circumstances, and an object thereof is to provide an electric vehicle control device that enables downsizing of the entire device that drives a permanent magnet synchronous motor.

上記課題を解決するための本発明の実施の形態によれば、供給される直流電力から永久磁石同期電動機を駆動するための交流電力を生成するＶＶＶＦインバータと、前記ＶＶＶＦインバータの直流側に設けられるコンデンサと、前記コンデンサの前記ＶＶＶＦインバータと反対側に並列に設けられる他のコンデンサと、前記コンデンサと前記他のコンデンサとの間に設けられて両コンデンサの電気的な接続を断続する接触器と、前記ＶＶＦインバータと前記接触器との動作を制御する統括制御部と、を有し、前記コンデンサは、前記永久磁石同期電動機が最高回転数で回転したときに発生する電動機の誘起電圧がＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによって全波整流されて加圧される電圧以上の定格電圧を備え、前記統括制御部は、前記ＶＶＶＦインバータが停止時において、前記永久磁石同期電動機で発生する誘起電圧のＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによる全波整流電圧が前記他のコンデンサに印加されないように前記接触器を開放する、電気車制御装置が提供される。 According to an embodiment of the present invention for solving the above-described problem, a VVVF inverter that generates AC power for driving a permanent magnet synchronous motor from supplied DC power, and a DC side of the VVVF inverter are provided. A capacitor , another capacitor provided in parallel to the capacitor on the opposite side of the VVVF inverter, and a contactor provided between the capacitor and the other capacitor to interrupt electrical connection between the capacitors, An overall control unit that controls the operation of the VVF inverter and the contactor, and the capacitor has an induced voltage of the motor that is generated when the permanent magnet synchronous motor rotates at the maximum rotation speed of the VVVF inverter. comprising a voltage higher than the rated voltage to be pressurized is full-wave rectified by the flywheel diode, the integrated control unit The VVVF inverter during stop, the full-wave rectified voltage by VVVF inverter flywheel diode of the induced voltage generated by the permanent magnet synchronous motor to open the contactor so as not to be applied to the other capacitor, the electric vehicle A control device is provided.

第１の実施形態の電気車制御装置の構成を示す図。The figure which shows the structure of the electric vehicle control apparatus of 1st Embodiment. 第１の実施の形態の電気車制御装置の放電抵抗の選定方法を説明するための図。The figure for demonstrating the selection method of the discharge resistance of the electric vehicle control apparatus of 1st Embodiment. 第２の実施形態の電気車制御装置の構成を示す図。The figure which shows the structure of the electric vehicle control apparatus of 2nd Embodiment. 第２の実施の形態の電気車制御装置のＶＶＶＦインバータ非動作時における動作を説明するためのタイムチャート。The time chart for demonstrating the operation | movement at the time of the VVVF inverter non-operation of the electric vehicle control apparatus of 2nd Embodiment.

[第１の実施の形態]
図１は、第１の実施形態の電気車制御装置の構成を示す図である。 [First embodiment]
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of the electric vehicle control device according to the first embodiment.

架線や第３軌条等の電源からの直流電力は、集電装置４を介して電気車制御装置１００に供給される。電気車制御装置１００は、供給された直流電力をインバータユニット１によって３相の交流電力に変換して永久磁石同期電動機２を駆動する。   DC power from a power source such as an overhead wire or a third rail is supplied to the electric vehicle control device 100 via the current collector 4. The electric vehicle control apparatus 100 converts the supplied DC power into three-phase AC power by the inverter unit 1 and drives the permanent magnet synchronous motor 2.

集電装置４から供給された直流の架線電力は、高速遮断器５に入力される。高速遮断器５の後段において架線電力は２つの電力線に分岐される。一方の電力線は、直列に接続された開放接触器（ＬＢ１）８、充電抵抗器７、及びフィルタリアクトル９を介して次段に供給される。ここで、充電抵抗器７と並列に充電抵抗短絡用接触器（ＬＢ２）６が接続されている。他方の電力線は、架線電圧検知器（ＤＣＰＴ）１９を介して、次段に供給され、また接地端である車輪１２に接続する。   The DC overhead power supplied from the current collector 4 is input to the high-speed circuit breaker 5. In the subsequent stage of the high-speed circuit breaker 5, the overhead line power is branched into two power lines. One power line is supplied to the next stage through an open contactor (LB1) 8, a charging resistor 7, and a filter reactor 9 connected in series. Here, a charging resistor short-circuit contactor (LB2) 6 is connected in parallel with the charging resistor 7. The other power line is supplied to the next stage via an overhead wire voltage detector (DCPT) 19 and connected to the wheel 12 which is a ground terminal.

フィルタリアクトル９の後段には、直流側コアが設けられている。直流側コアは、直流電力に含まれるノイズを除去するための回路素子である。なお、この直流側コアは必須の回路素子ではなく、直流電力に含まれるノイズが少ない場合には設けられていなくても良い。   A DC side core is provided at the subsequent stage of the filter reactor 9. The DC side core is a circuit element for removing noise included in DC power. This DC side core is not an essential circuit element, and may not be provided when there is little noise included in DC power.

直流側コアの後段（フィルタリアクトル９が設けられる側と反対側）には、過電圧抑制回路１４が設けられている。過電圧抑制回路１４には、過電圧抑制抵抗器１０と過電圧抑制用スイッチング素子１１が直列に接続されている。これらは、それぞれ過電圧を放電して抑制するための抵抗器およびサイリスタである。   An overvoltage suppression circuit 14 is provided at the subsequent stage of the DC side core (the side opposite to the side where the filter reactor 9 is provided). An overvoltage suppression resistor 10 and an overvoltage suppression switching element 11 are connected to the overvoltage suppression circuit 14 in series. These are resistors and thyristors for discharging and suppressing overvoltage, respectively.

過電圧抑制回路１４の後段には、直流フィルタコンデンサ１３とフィルタコンデンサ電圧検知器（ＤＣＰＴ）２０が設けられている。直流フィルタコンデンサ１３は、架線電圧に対応する定格１８００Ｖのメインのフィルタコンデンサであり、そのキャパシタンスは５０００μＦ程度である。   A DC filter capacitor 13 and a filter capacitor voltage detector (DCPT) 20 are provided following the overvoltage suppression circuit 14. The DC filter capacitor 13 is a main filter capacitor with a rating of 1800 V corresponding to the overhead line voltage, and its capacitance is about 5000 μF.

直流フィルタコンデンサ１３の後段には、電力線に直列にフィルタコンデンサ開放接触器（ＬＢ３）１５が設けられている。フィルタコンデンサ開放接触器（ＬＢ３）１５は、インバータの保護動作時に、主回路を架線側とインバータユニット側とを電気的に切断する。   A filter capacitor open contactor (LB3) 15 is provided in the subsequent stage of the DC filter capacitor 13 in series with the power line. The filter capacitor open contactor (LB3) 15 electrically disconnects the main circuit from the overhead line side and the inverter unit side during the protective operation of the inverter.

フィルタコンデンサ開放接触器（ＬＢ３）１５の後段（インバータユニット側）には、直流電圧検知器（ＤＣＰＴ）２１が接続される。更にその後段には、放電抵抗１７と放電抵抗投入スイッチ１８が直列に接続して設けられている。放電抵抗投入スイッチ１８は、ノーマルクローズ接点（非通電時に閉となり、通電時に開となる接点）で構成され、フィルタコンデンサ開放接触器（ＬＢ３）１５が開放されたとき、制御電源がオフになったときに放電抵抗１７を回路に接続する。   A DC voltage detector (DCPT) 21 is connected to the subsequent stage (inverter unit side) of the filter capacitor open contactor (LB3) 15. Further, a discharge resistor 17 and a discharge resistor input switch 18 are connected in series at the subsequent stage. The discharge resistance input switch 18 is composed of a normally closed contact (closed when not energized and opened when energized), and when the filter capacitor open contactor (LB3) 15 is opened, the control power is turned off. Sometimes the discharge resistor 17 is connected to the circuit.

そして放電抵抗１７と放電抵抗投入スイッチ１８の後段に、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６とインバータユニット１とが設けられている。ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６は、定格２５００Ｖのコンデンサであり、そのキャパシタンスは１０００μＦ程度である。   An IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16 and the inverter unit 1 are provided downstream of the discharge resistor 17 and the discharge resistor input switch 18. The IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16 is a capacitor having a rating of 2500 V, and its capacitance is about 1000 μF.

インバータユニット１は、４ｉｎ１のインバータであり、４台のＶＶＶＦインバータ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄが並列に接続されて設けられている。それぞれのＶＶＶＦインバータ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄの交流側には永久磁石同期電動機２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄが接続されている。なお、それぞれのＶＶＶＦインバータ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄの３相線上には電流センサ３４ａ、３４ｂ、３４ｃ、３４ｄ、３４ｅ、３４ｆ、３４ｇ、３４ｈが設けられている。   The inverter unit 1 is a 4-in-1 inverter, and is provided with four VVVF inverters 21a, 21b, 21c, and 21d connected in parallel. Permanent magnet synchronous motors 2a, 2b, 2c and 2d are connected to the AC side of the respective VVVF inverters 21a, 21b, 21c and 21d. In addition, current sensors 34a, 34b, 34c, 34d, 34e, 34f, 34g, and 34h are provided on the three-phase lines of the respective VVVF inverters 21a, 21b, 21c, and 21d.

なお、図１に示すように電気車制御装置１００は、統括制御部１１０を備えている。統括制御部１１０は、上述の主回路の動作を統括して制御する。   As shown in FIG. 1, the electric vehicle control device 100 includes an overall control unit 110. The overall control unit 110 controls the overall operation of the main circuit.

次に、第１の実施の形態の電気車制御装置１００における従来の電気車制御装置と異なる構成について説明する。   Next, a configuration different from the conventional electric vehicle control device in the electric vehicle control device 100 of the first embodiment will be described.

第１の実施の形態の電気車制御装置１００では、インバータと電動機を電気的に開放する４台の３相の接触器が設けられていない。この接触器は、上述のように、電動機の誘起電圧がインバータに加圧されないように装置を保護するためのものである。４台の３相の接触器を設けないことに伴い、インバータの保護、作業者の安全を図るなどのため、第１の実施の形態の電気車制御装置１００は、次のように構成されている。   In the electric vehicle control apparatus 100 according to the first embodiment, four three-phase contactors that electrically open the inverter and the electric motor are not provided. As described above, this contactor is for protecting the device so that the induced voltage of the motor is not pressurized by the inverter. The electric vehicle control apparatus 100 according to the first embodiment is configured as follows in order to protect the inverter and to ensure the safety of the operator due to the absence of the four three-phase contactors. Yes.

（１）従来の電気車制御装置では、フィルタコンデンサを１系統備えていたが、第１の実施の形態では、直流フィルタ回路用の直流フィルタコンデンサ１３とＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６の２系統を備えている。 (1) In the conventional electric vehicle control apparatus, one filter capacitor is provided, but in the first embodiment, the DC filter capacitor 13 for the DC filter circuit and the IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16 are used. Has a system.

（２）第１の実施の形態では、主回路中にフィルタコンデンサ開放接触器１５を備え、インバータの保護動作発生時に開閉するように動作させる。 (2) In the first embodiment, a filter capacitor open contactor 15 is provided in the main circuit, and is operated so as to open and close when a protective operation of the inverter occurs.

（３）放電抵抗１７と放電抵抗投入スイッチ１８とを備え、所定のタイミングで放電抵抗投入スイッチ１８を動作させてコンデンサに蓄積した電荷を放電して、作業者の安全を確保する。 (3) The discharge resistor 17 and the discharge resistor input switch 18 are provided, and the discharge resistor input switch 18 is operated at a predetermined timing to discharge the charge accumulated in the capacitor, thereby ensuring the safety of the operator.

[起動時の動作]
続いて、第１の実施の形態の電気車制御装置１００の起動時の動作について説明する。 [Operation at startup]
Next, an operation at the time of starting the electric vehicle control apparatus 100 according to the first embodiment will be described.

電気車制御装置１００の起動動作が開始されると、高速遮断器５、開放接触器（ＬＢ１）８が接続され、集電装置４から直流電力が高速遮断器５、開放接触器（ＬＢ１）８、充電抵抗器７を介して供給される。このとき、フィルタコンデンサ開放接触器１５は接続されているため、直流フィルタコンデンサ１３とＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６には直流電流が流れ充電が行われる。なお、このとき過電圧抑制用スイッチング素子１１、放電抵抗投入スイッチ１８は開放されているため直流電力が両コンデンサから放電されることはない。   When the start-up operation of the electric vehicle control device 100 is started, the high-speed circuit breaker 5 and the open contactor (LB1) 8 are connected, and the DC power is supplied from the current collector 4 to the high-speed circuit breaker 5 and the open contactor (LB1) 8. , And supplied through the charging resistor 7. At this time, since the filter capacitor open contactor 15 is connected, a DC current flows through the DC filter capacitor 13 and the IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16 to perform charging. At this time, since the overvoltage suppressing switching element 11 and the discharge resistor input switch 18 are opened, DC power is not discharged from both capacitors.

直流フィルタコンデンサ１３、及びＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６に十分な電荷が蓄積されたことが、フィルタコンデンサ電圧検知器（ＤＣＰＴ）２０、及び直流電圧検知器（ＤＣＰＴ）２１によって検知されたときは、充電抵抗短絡用接触器６が投入される。集電装置４からの直流電力は、高速遮断器５、充電抵抗短絡用接触器６、開放接触器８、フィルタリアクトル９とフィルタコンデンサ開放接触器１５を通って、インバータユニット１に供給される。   When it is detected by the filter capacitor voltage detector (DCPT) 20 and the DC voltage detector (DCPT) 21 that sufficient charge has been accumulated in the DC filter capacitor 13 and the IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16. The charging resistor short-circuit contactor 6 is inserted. DC power from the current collector 4 is supplied to the inverter unit 1 through the high-speed circuit breaker 5, the charging resistor short-circuit contactor 6, the open contactor 8, the filter reactor 9 and the filter capacitor open contactor 15.

インバータユニット１に直流電力が供給されると、ＶＶＶＦインバータ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄに送られた直流電力は、ＩＧＢＴ半導体素子のスイッチング動作によって交流電力に変換される。変換された交流電力は、永久磁石同期電動機２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄに供給され、永久磁石同期電動機２の駆動が開始される。   When DC power is supplied to the inverter unit 1, DC power sent to the VVVF inverters 21a, 21b, 21c, and 21d is converted into AC power by the switching operation of the IGBT semiconductor element. The converted AC power is supplied to the permanent magnet synchronous motors 2a, 2b, 2c, and 2d, and driving of the permanent magnet synchronous motor 2 is started.

[インバータ非動作時の動作：重故障、無加圧回送時など]
次に、第１の実施の形態の電気車制御装置１００のＶＶＶＦインバータが非動作時における動作について説明する。なお、非動作状態にあるＶＶＶＦインバータは、インバータユニット１内の少なくとも１台のＶＶＶＦインバータである。従って、以下ではＶＶＶＦインバータを特定せずに説明する。 [Operation when the inverter is not operating: Serious failure, no-pressurization, etc.]
Next, the operation when the VVVF inverter of the electric vehicle control apparatus 100 of the first embodiment is not operating will be described. The VVVF inverter in the non-operating state is at least one VVVF inverter in the inverter unit 1. Therefore, the following description will be made without specifying the VVVF inverter.

電気車が走行していてＶＶＶＦインバータが非動作状態にある場合としては、例えば、ＶＶＶＦインバータが故障して動作できないとき（例えば、重故障時）、あるいはＶＶＶＦインバータに供給する制御電源がオフされているため動作できない場合（例えば、牽引による無加圧回送時）である。このＶＶＶＦインバータが非動作状態にあることは、例えば、統括制御部１１０が判断することができる。   For example, when the electric vehicle is running and the VVVF inverter is in a non-operating state, for example, when the VVVF inverter fails and cannot operate (for example, at the time of a serious failure), or the control power supplied to the VVVF inverter is turned off. Therefore, it is a case where it cannot operate (for example, at the time of non-pressurized forwarding by traction). For example, the overall control unit 110 can determine that the VVVF inverter is in a non-operating state.

ＶＶＶＦインバータが非動作状態にあると判断したときは、統括制御部１１０は、フィルタコンデンサ開放接触器１５を開放（オフ）する。またフィルタコンデンサ開放接触器１５は制御電源がオフされているときは開放（オフ）されている。従って、他の車両によって車両が牽引されて走行することで、ＶＶＶＦインバータに接続されている永久磁石同期電動機２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄが回転したときには、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６には、永久磁石同期電動機から発生する誘起電圧がＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードにより全波整流されて加圧される。一方、フィルタコンデンサ開放接触器１５がオフ状態にあるため直流フィルタコンデンサ１３には全波整流された電圧は加圧されない。   When determining that the VVVF inverter is in a non-operating state, the overall control unit 110 opens (turns off) the filter capacitor open contactor 15. The filter capacitor open contactor 15 is opened (off) when the control power supply is turned off. Therefore, when the permanent magnet synchronous motors 2a, 2b, 2c, and 2d connected to the VVVF inverter are rotated by the vehicle being pulled by another vehicle, the IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16 has The induced voltage generated from the permanent magnet synchronous motor is full-wave rectified and pressurized by the flywheel diode of the VVVF inverter. On the other hand, since the filter capacitor open contactor 15 is in the OFF state, the full-wave rectified voltage is not applied to the DC filter capacitor 13.

ここで、上述のように従来の電気車制御装置では、フィルタコンデンサを１系統備えていたが、第１の実施の形態では、直流フィルタ回路用の直流フィルタコンデンサ１３とＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６の２系統を備えている。そして、従来のフィルタコンデンサは定格１８００Ｖであり、そのキャパシタンスは６０００μＦ程度である。第１の実施の形態では、直流フィルタコンデンサ１３は、架線電圧に対応する定格１８００Ｖのメインのフィルタコンデンサであり、そのキャパシタンスは５０００μＦである。ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６は、定格２５００Ｖのコンデンサであり、そのキャパシタンスは１０００μＦである。これらのコンデンサの設定方法について説明する。   Here, as described above, the conventional electric vehicle control apparatus includes one system of the filter capacitor, but in the first embodiment, the DC filter capacitor 13 for the DC filter circuit and the IGBT semiconductor element switching surge absorption Two systems of capacitors 16 are provided. The conventional filter capacitor has a rating of 1800 V, and its capacitance is about 6000 μF. In the first embodiment, the DC filter capacitor 13 is a main filter capacitor having a rating of 1800 V corresponding to the overhead line voltage, and its capacitance is 5000 μF. The IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16 is a capacitor having a rating of 2500 V, and its capacitance is 1000 μF. A method for setting these capacitors will be described.

第１の実施の形態では、フィルタコンデンサ開放接触器１５を設けることで、直流フィルタコンデンサ１３には、主として架線電圧が加圧されるように構成している。従って、直流フィルタコンデンサ１３の定格電圧は架線で発生するサージ電圧などに耐えられる電圧である１８００Ｖに設定する。ここで、定格電圧とは、両端に連続して印加することができる電圧の最大許容値のことである。   In the first embodiment, by providing the filter capacitor open contactor 15, the DC filter capacitor 13 is configured to mainly pressurize the overhead wire voltage. Therefore, the rated voltage of the DC filter capacitor 13 is set to 1800 V, which is a voltage that can withstand a surge voltage generated in the overhead wire. Here, the rated voltage is the maximum allowable value of the voltage that can be continuously applied to both ends.

また、フィルタコンデンサ開放接触器１５を設けることで、主として永久磁石同期電動機２からの全波整流電圧はＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６にのみ作用する。従って、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６には、永久磁石同期電動機２が最高回転で回転したときに発生する電動機端子間電圧を全波整流したときに発生する電圧に耐えられる定格電圧２５００Ｖを使用する。   Further, by providing the filter capacitor open contactor 15, the full-wave rectified voltage from the permanent magnet synchronous motor 2 mainly acts only on the IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16. Accordingly, the IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16 has a rated voltage of 2500 V that can withstand the voltage generated when full-wave rectification of the voltage between the motor terminals generated when the permanent magnet synchronous motor 2 rotates at the maximum speed. use.

なお、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６のコンデンサ容量は、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージを吸収するためのコンデンサ（相コン）容量として経験値的に使用されている１０００μＦとした。そして、直流フィルタコンデンサ１３の容量は、従来のフィルタコンデンサ容量６０００μＦから１０００μＦを除いた５０００μＦと設定した。   The capacitor capacity of the IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16 is set to 1000 μF which is empirically used as a capacitor (phase capacitor) capacity for absorbing the IGBT semiconductor element switching surge. The capacity of the DC filter capacitor 13 was set to 5000 μF obtained by removing 1000 μF from the conventional filter capacitor capacity of 6000 μF.

ここで、従来のフィルタコンデンサ（６０００μＦ）の定格を１８００Ｖ→２５００Ｖと増加する場合と、第１の実施の形態のように直流フィルタコンデンサ１３（５０００μＦ、定格１８００Ｖ）とＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６（１０００μＦ、定格２５００Ｖ）の２つに分割する場合とのサイズの増減について述べる。   Here, when the rating of the conventional filter capacitor (6000 μF) is increased from 1800 V to 2500 V, the DC filter capacitor 13 (5000 μF, rating 1800 V) and the IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor as in the first embodiment The increase / decrease in the size when dividing into 16 (1000 μF, rated 2500 V) will be described.

一般に容量の小さいコンデンサの定格電圧は高く、容量の大きいコンデンサの定格電圧は低い。そのため、容量が６０００μＦと大きく、従ってサイズも大きいフィルタコンデンサの定格を１８００→２５００Ｖに増加するよりも、容量が１０００μＦと小さく、従ってサイズも小さいＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６の定格を２５００Ｖとすることが、サイズの増加を抑制することができるため有利である。   In general, a capacitor having a small capacity has a high rated voltage, and a capacitor having a large capacity has a low rated voltage. Therefore, the rating of the IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16 having a small capacitance of 1000 μF and thus a small size is 2500 V, rather than increasing the rating of the filter capacitor having a large capacitance of 6000 μF and therefore a large size from 1800 to 2500 V. This is advantageous because an increase in size can be suppressed.

さらに、４台の３相負荷接触器を省略することによるサイズ低下が実現可能であるため、全体として電気車制御装置１００のサイズを大きく低減することができる。   Further, since the size reduction by omitting the four three-phase load contactors can be realized, the size of the electric vehicle control device 100 can be greatly reduced as a whole.

図１において、ＶＶＶＦインバータが非動作状態にあると判断したときは、さらに放電抵抗投入スイッチ１８は閉じられて、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６の両端に放電抵抗１７が接続される。また制御電源がオフしているときは、放電抵抗投入スイッチ１８は、ノーマルクローズの接触器を用いるため閉じている。そのため、無加圧回送時には放電抵抗投入スイッチ１８は閉じた状態となる。車両が走行中はＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６には充電と放電の両方の現象が発生するが、車両が停止した際には放電抵抗１７を通してＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６に蓄積された電荷が放電される。従って、作業者の安全を図ることができる。   In FIG. 1, when it is determined that the VVVF inverter is in a non-operating state, the discharge resistance input switch 18 is further closed, and the discharge resistance 17 is connected to both ends of the IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16. When the control power is off, the discharge resistance input switch 18 is closed because a normally closed contactor is used. For this reason, the discharge resistance input switch 18 is closed during non-pressurized feeding. While the vehicle is running, both the charging and discharging phenomenon occur in the IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16, but when the vehicle stops, it accumulates in the IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16 through the discharge resistor 17. The generated charge is discharged. Therefore, the safety of the worker can be achieved.

なお、車両が走行し、永久磁石同期電動機２が回転している間は永久磁石同期電動機２の端子間に発生する誘起電圧がＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードを通して全波整流され、その直流電圧がＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６及び放電抵抗１７に加圧され続ける。この電動機で発生する誘起電圧によって放電抵抗１７に電流が流れるため、電動機にとっては電力回生ブレーキモードとなりブレーキ力が発生する。   While the vehicle is running and the permanent magnet synchronous motor 2 is rotating, the induced voltage generated between the terminals of the permanent magnet synchronous motor 2 is full-wave rectified through the flywheel diode of the VVVF inverter, and the DC voltage is the IGBT. The semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16 and the discharge resistor 17 are continuously pressurized. Since an electric current flows through the discharge resistor 17 due to the induced voltage generated by the electric motor, the electric motor enters a power regenerative braking mode and generates a braking force.

しかし、放電抵抗１７は１００ｋΩ程度の比較的高抵抗を用いている。従って、放電抵抗１７に流れる電流は小さく、この放電抵抗１７で発生する損失も小さい。例えば、永久磁石同期電動機２で発生する誘起電圧のＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによる全波整流電圧が２５００Ｖ程度であったとすると、放電抵抗１７で発生する損失は、２５００Ｖ＾２／１００ｋΩ＝６２．５Ｗである。永久磁石同期電動機２の最大定格が１００ｋＷ以上であるため、放電抵抗１７で発生する損失は、永久磁石同期電動機２の最大定格に対して１／１０００以下である。従って、この電流によって永久磁石同期電動機２で発生するブレーキ力は問題にならないほど小さい。   However, the discharge resistor 17 uses a relatively high resistance of about 100 kΩ. Therefore, the current flowing through the discharge resistor 17 is small, and the loss generated in the discharge resistor 17 is also small. For example, if the full-wave rectified voltage generated by the flywheel diode of the VVVF inverter of the induced voltage generated in the permanent magnet synchronous motor 2 is about 2500 V, the loss generated in the discharge resistor 17 is 2500 V ^ 2/100 kΩ = 62.5 W It is. Since the maximum rating of the permanent magnet synchronous motor 2 is 100 kW or more, the loss generated in the discharge resistor 17 is 1/1000 or less than the maximum rating of the permanent magnet synchronous motor 2. Therefore, the braking force generated in the permanent magnet synchronous motor 2 by this current is so small that it does not matter.

ここで、放電抵抗１７で発生する損失は、上述の例に限られず、永久磁石同期電動機２の最大定格に対して１／１００以下であれば問題ないと判断できるが、抵抗の選定に際しては、損失のみではなく、抵抗の外形、放電時間も考慮することが必要である。   Here, the loss generated in the discharge resistor 17 is not limited to the above example, and it can be determined that there is no problem as long as it is 1/100 or less with respect to the maximum rating of the permanent magnet synchronous motor 2. It is necessary to consider not only the loss but also the external shape of the resistor and the discharge time.

図２は、第１の実施の形態の電気車制御装置の放電抵抗の選定方法を説明するための図である。   FIG. 2 is a diagram for explaining a method for selecting a discharge resistance of the electric vehicle control apparatus according to the first embodiment.

図２に示す座標系の横軸は放電抵抗１７の抵抗値を示し、縦軸は放電抵抗１７の外形サイズ、及び放電時間を示している。   The horizontal axis of the coordinate system shown in FIG. 2 indicates the resistance value of the discharge resistor 17, and the vertical axis indicates the outer size of the discharge resistor 17 and the discharge time.

曲線Ａは抵抗値と外形サイズとの関係を表している。抵抗値が大きくなるほど外形サイズは小さくなる。外形サイズが小さいほうが望ましいため、例えば閾値ＴＨＡ以下の外形サイズが望ましい。ここで、閾値ＴＨＡとしては、例えば、従来の過電圧抑制抵抗器（ＯＶＲｅ）のサイズの１／２と設定することができる。   A curve A represents the relationship between the resistance value and the outer size. As the resistance value increases, the outer size decreases. Since a smaller outer size is desirable, for example, an outer size that is equal to or smaller than the threshold value THA is desirable. Here, the threshold value THA can be set to, for example, ½ of the size of the conventional overvoltage suppression resistor (OVRe).

曲線Ｂは抵抗値と放電時間との関係を表している。抵抗値が小さくなるほど放電時間は短くなる。放電時間が短いほうが望ましいため、例えば閾値ＴＨＢ以下の放電時間が望ましい。ここで、閾値ＴＨＢとしては、例えば、放電時間＝５分と設定することができる。   A curve B represents a relationship between the resistance value and the discharge time. As the resistance value decreases, the discharge time decreases. Since a shorter discharge time is desirable, for example, a discharge time that is equal to or less than the threshold THB is desirable. Here, as the threshold value THB, for example, discharge time = 5 minutes can be set.

図２では、これら２つの条件を満足する抵抗値としてＲ１〜Ｒ２の範囲を示している。上述の放電抵抗１７の抵抗値＝１００ＫΩは、図２に示す関係から求めたＲ１〜Ｒ２の区間に存在する値である。   In FIG. 2, ranges of R1 to R2 are shown as resistance values that satisfy these two conditions. The resistance value = 100 KΩ of the discharge resistor 17 described above is a value existing in the section of R1 to R2 obtained from the relationship shown in FIG.

[ＶＶＶＦインバータ一時停止時の動作：軽故障]
次に、第１の実施の形態の電気車制御装置１００のＶＶＶＦインバータの一時停止時における動作について説明する。なお、一時停止状態にあるＶＶＶＦインバータは、インバータユニット１内の少なくとも１台のＶＶＶＦインバータである。従って、以下ではＶＶＶＦインバータを特定せずに説明する。 [Operation when VVVF inverter is temporarily stopped: minor failure]
Next, the operation | movement at the time of the temporary stop of the VVVF inverter of the electric vehicle control apparatus 100 of 1st Embodiment is demonstrated. Note that the VVVF inverter in the paused state is at least one VVVF inverter in the inverter unit 1. Therefore, the following description will be made without specifying the VVVF inverter.

電気車が走行中にＶＶＶＦインバータが一時停止状態となる場合としては、例えば、主回路の過電圧発生、永久磁石同期電動機２の空転などの原因によるインバータ制御動作異常などが該当する。これらの異常が発生した場合であっても、再起動することにより復旧することができるため、一時的な異常（軽故障）として把握する。なお、これらの異常が発生したことは、統括制御部１１０で検知することができる。   Examples of the case where the VVVF inverter is temporarily stopped while the electric vehicle is traveling include an abnormality in inverter control operation due to the occurrence of overvoltage in the main circuit, idling of the permanent magnet synchronous motor 2, and the like. Even if these abnormalities occur, they can be recovered by restarting them, so that they are recognized as temporary abnormalities (minor failures). Note that the occurrence of these abnormalities can be detected by the overall control unit 110.

軽故障が発生して一時的にＶＶＶＦインバータが動作を停止するときの動きについて説明する。   The operation when the VVVF inverter temporarily stops operating due to a minor failure will be described.

例えば、直流フィルタコンデンサ１３の電圧値が過電圧検知レベル以上となった場合、統括制御部１１０は、フィルタコンデンサ電圧検知器（ＤＣＰＴ）２０を介して当該異常の発生を検知する。統括制御部１１０は、ＶＶＶＦインバータのＩＧＢＴ動作のためのゲート信号をオフしてＶＶＶＦインバータを停止する。そして統括制御部１１０は、フィルタコンデンサ開放接触器１５を開放して、直流フィルタコンデンサ１３を電気的にＶＶＶＦインバータから切り離す。この結果、永久磁石同期電動機２からの誘起電圧の全波整流値が直流フィルタコンデンサ１３に加圧されることがない。   For example, when the voltage value of the DC filter capacitor 13 becomes equal to or higher than the overvoltage detection level, the overall control unit 110 detects the occurrence of the abnormality via the filter capacitor voltage detector (DCPT) 20. The overall control unit 110 turns off the gate signal for the IGBT operation of the VVVF inverter and stops the VVVF inverter. Then, the overall control unit 110 opens the filter capacitor open contactor 15 to electrically disconnect the DC filter capacitor 13 from the VVVF inverter. As a result, the full-wave rectified value of the induced voltage from the permanent magnet synchronous motor 2 is not pressurized by the DC filter capacitor 13.

なお、このとき放電抵抗投入スイッチ１８は開放状態を維持する。放電抵抗投入スイッチ１８を接続状態として放電抵抗１７を回路と接続させるのは、継続的に故障したＶＶＶＦインバータを車両のシステムから電気的に開放する場合、及び車両の制御電源をオフしてＶＶＶＦインバータを継続的に動作させない場合に限られる。放電抵抗１７を回路と接続する目的は、ＶＶＶＦインバータが動作しない状態で車両が他の動力車の駆動によって走行し、永久磁石同期電動機２の誘起電圧がＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６に加圧されてしまったのち、車両が停止したときにその電荷を放電させて作業者の安全を確保するためである。   At this time, the discharge resistance input switch 18 is kept open. The discharge resistor input switch 18 is connected to connect the discharge resistor 17 to the circuit when the VVVF inverter that has failed continuously is electrically released from the vehicle system, or when the vehicle control power is turned off and the VVVF inverter is turned off. This is limited to the case where is not operated continuously. The purpose of connecting the discharge resistor 17 to the circuit is that the vehicle travels by driving another power vehicle without the VVVF inverter operating, and the induced voltage of the permanent magnet synchronous motor 2 is applied to the IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16. This is to ensure the safety of the operator by discharging the electric charge when the vehicle stops after being pressed.

続いて、統括制御部１１０は、過電圧抑制回路１４の過電圧抑制用スイッチング素子１１をオン（導通）する。これによって、過電圧抑制抵抗器１０が直流フィルタコンデンサ１３に接続される。さらに統括制御部１１０は、開放接触器（ＬＢ１）８と充電抵抗短絡用接触器（ＬＢ２）６とを開放する。この結果、直流フィルタコンデンサ１３は架線から電気的に切り離され、直流フィルタコンデンサ１３に蓄積した電荷は過電圧抑制抵抗器１０を介して放電される。なお、この放電動作は、過電圧が検知されたときに行い、常に軽故障時に行われる動作ではない。   Subsequently, the overall control unit 110 turns on (conducts) the overvoltage suppression switching element 11 of the overvoltage suppression circuit 14. As a result, the overvoltage suppression resistor 10 is connected to the DC filter capacitor 13. Further, the overall control unit 110 opens the open contactor (LB1) 8 and the charging resistance short circuit contactor (LB2) 6. As a result, the DC filter capacitor 13 is electrically disconnected from the overhead wire, and the electric charge accumulated in the DC filter capacitor 13 is discharged through the overvoltage suppression resistor 10. This discharge operation is performed when an overvoltage is detected, and is not always performed when a minor failure occurs.

なお、車両が走行中の場合、電動機の誘起電圧はＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードを通して全波整流され、この電圧がＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６に加圧されるが、このＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６は、永久磁石同期電動機２が最高回転数で回転したときに発生する電動機の誘起電圧がＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによって全波整流され加圧される電圧以上の定格電圧をもっているため問題ない。   When the vehicle is running, the induced voltage of the electric motor is full-wave rectified through the flywheel diode of the VVVF inverter, and this voltage is pressurized by the IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16. The surge absorbing capacitor 16 has a rated voltage that is equal to or higher than the voltage at which the induced voltage of the motor generated when the permanent magnet synchronous motor 2 rotates at the maximum rotation speed is full-wave rectified and pressurized by the flywheel diode of the VVVF inverter. So no problem.

続いて、ＶＶＶＦインバータが動作を再開するときの動作について説明する。   Next, the operation when the VVVF inverter resumes operation will be described.

ＶＶＶＦインバータの動作開始が指示されると、開放接触器（ＬＢ１）８が接続され、集電装置４から直流電力が高速遮断器５、開放接触器（ＬＢ１）８、充電抵抗器７を介して供給される。これによって直流フィルタコンデンサ１３の充電が行われる。   When the operation start of the VVVF inverter is instructed, the open contactor (LB1) 8 is connected, and the DC power from the current collector 4 passes through the high-speed circuit breaker 5, the open contactor (LB1) 8, and the charging resistor 7. Supplied. As a result, the DC filter capacitor 13 is charged.

直流フィルタコンデンサ１３の充電が完了したことがフィルタコンデンサ電圧検知器（ＤＣＰＴ）２０によって検知されたときは、充電抵抗短絡用接触器６が投入される。集電装置４からの直流電力は、高速遮断器５、充電抵抗短絡用接触器６、開放接触器８、フィルタリアクトル９を通って供給される。このときフィルタコンデンサ開放接触器１５は開放されているため、架線からの電力はＶＶＶＦインバータには供給されていない。   When it is detected by the filter capacitor voltage detector (DCPT) 20 that the charging of the DC filter capacitor 13 is completed, the charging resistor short-circuit contactor 6 is turned on. DC power from the current collector 4 is supplied through a high-speed circuit breaker 5, a charging resistor short-circuit contactor 6, an open contactor 8, and a filter reactor 9. At this time, since the filter capacitor open contactor 15 is open, power from the overhead line is not supplied to the VVVF inverter.

一方、統括制御部１１０は、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６の電圧を直流電圧検知器（ＤＣＰＴ）２１によって検知する。そして、統括制御部１１０は、検出した電圧に合わせてＶＶＶＦインバータの動作を制御する。即ち、統括制御部１１０は、永久磁石同期電動機２の誘起電圧を下げる方向に弱め磁束電流を流して誘起電圧を下げる。誘起電圧が下がると、その全波整流電圧も下がるためＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６の電圧を下げることができる。   On the other hand, the overall control unit 110 detects the voltage of the IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16 with a DC voltage detector (DCPT) 21. Then, the overall control unit 110 controls the operation of the VVVF inverter in accordance with the detected voltage. That is, the overall control unit 110 weakens the induced voltage of the permanent magnet synchronous motor 2 in the direction of lowering the induced voltage and causes the magnetic flux current to flow to lower the induced voltage. When the induced voltage is lowered, the full-wave rectified voltage is also lowered, so that the voltage of the IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16 can be lowered.

統括制御部１１０は、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６の電圧を直流フィルタコンデンサ１３の電圧に合わせるようにＶＶＶＦインバータの動作を制御する。そして、両コンデンサの電圧が一致した際、統括制御部１１０は、フィルタコンデンサ開放接触器１５を動作させて回路を接続する。その後は、通常の電動機制御状態へ移行する。   The overall control unit 110 controls the operation of the VVVF inverter so that the voltage of the IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16 matches the voltage of the DC filter capacitor 13. When the voltages of the two capacitors match, the overall control unit 110 operates the filter capacitor open contactor 15 to connect the circuits. After that, it shifts to a normal motor control state.

以上説明した第１の実施の形態によれば、ＶＶＶＦインバータの交流側に永久磁石同期電動機の１台について１台ずつ設けられた３相負荷接触器は不要となるため電気車制御装置１００の小型化、低コスト化を行うことが出来る。但し、３相負荷接触器に代えて主回路の直流側にフィルタコンデンサ開放接触器１５、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６、その放電抵抗１７、及び放電抵抗投入スイッチ１８を増設することとなるが、それらは４台の３相負荷接触器に比較して小さいスペースで済むためトータルとしては電気車制御装置１００を小型化することが可能となる。   According to the first embodiment described above, since the three-phase load contactor provided for each of the permanent magnet synchronous motors on the AC side of the VVVF inverter is not required, the electric vehicle control device 100 can be reduced in size. And cost reduction. However, in place of the three-phase load contactor, a filter capacitor open contactor 15, an IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16, its discharge resistor 17, and a discharge resistor input switch 18 are added on the DC side of the main circuit. However, since they require less space than four three-phase load contactors, the electric vehicle control apparatus 100 can be reduced in size as a whole.

[第２の実施の形態]
第２の実施の形態では、主回路の構成が第１の実施の形態と異なっている。第１の実施の形態と同一の部位には同一の符号を付してその詳細の説明は省略する。 [Second Embodiment]
In the second embodiment, the configuration of the main circuit is different from that of the first embodiment. The same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.

図３は、第２の実施形態の電気車制御装置の構成を示す図である。   FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of the electric vehicle control device according to the second embodiment.

第２の実施の形態の電気車制御装置１００の回路構成は、第１の実施の形態に比較して直流フィルタコンデンサ１３をインバータユニット１の直近に設け、ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ１６と兼用した点が異なっている。また、第２の実施の形態では、フィルタコンデンサ開放接触器１５、直流電圧検知器（ＤＣＰＴ）２１は設けていない。   As compared with the first embodiment, the circuit configuration of the electric vehicle control apparatus 100 according to the second embodiment is provided with a DC filter capacitor 13 in the immediate vicinity of the inverter unit 1, and an IGBT semiconductor element switching surge absorbing capacitor 16 and The combined point is different. In the second embodiment, the filter capacitor open contactor 15 and the DC voltage detector (DCPT) 21 are not provided.

なお、サージ吸収用のコンデンサと共用された直流フィルタコンデンサ１３の容量は、従来の直流フィルタコンデンサと同様の６０００μＦである。この直流フィルタコンデンサ１３はＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ電圧を吸収するためにＶＶＶＦインバータの直近に設置される。また、この直流フィルタコンデンサ１３の定格は２５００Ｖである。これは、直流フィルタコンデンサ１３の直流電圧定格が、永久磁石同期電動機２の誘起電圧がＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードを通して全波整流された電圧値以上を必要としているためである。   The capacity of the DC filter capacitor 13 shared with the surge absorbing capacitor is 6000 μF, which is the same as that of the conventional DC filter capacitor. The DC filter capacitor 13 is installed in the immediate vicinity of the VVVF inverter to absorb the IGBT semiconductor element switching surge voltage. The DC filter capacitor 13 has a rating of 2500V. This is because the DC voltage rating of the DC filter capacitor 13 requires that the induced voltage of the permanent magnet synchronous motor 2 be equal to or higher than the voltage value that is full-wave rectified through the flywheel diode of the VVVF inverter.

[ＶＶＶＦインバータ非動作時の停止動作：軽故障、重故障、無加圧回送時など]
次に、第２の実施の形態の電気車制御装置１００のＶＶＶＦインバータの非動作時における停止動作について説明する。なお、非動作状態にあるＶＶＶＦインバータは、インバータユニット１内の少なくとも１台のＶＶＶＦインバータである。従って、以下ではＶＶＶＦインバータを特定せずに説明する。 [Stop operation when VVVF inverter is not operating: Minor failure, major failure, no-pressurization, etc.]
Next, the stop operation when the VVVF inverter of the electric vehicle control apparatus 100 of the second embodiment is not operating will be described. The VVVF inverter in the non-operating state is at least one VVVF inverter in the inverter unit 1. Therefore, the following description will be made without specifying the VVVF inverter.

電気車が走行していてＶＶＶＦインバータが非動作状態にある場合としては、例えば、主回路の過電圧発生、永久磁石同期電動機２の空転などの原因によるインバータ制御動作異常（軽故障）のとき、ＶＶＶＦインバータが故障して動作できないとき（例えば、重故障時）、あるいはＶＶＶＦインバータに供給する制御電源がオフされているため動作できない場合（例えば、牽引による無加圧回送時）などが該当する。このＶＶＶＦインバータが非動作状態にあることは、例えば、統括制御部１１０が判断することができる。   When the electric vehicle is running and the VVVF inverter is in a non-operating state, for example, when the inverter control operation abnormality (light failure) is caused by the occurrence of overvoltage of the main circuit, idling of the permanent magnet synchronous motor 2, etc., VVVF This corresponds to the case where the inverter cannot be operated due to a failure (for example, during a serious failure), or the case where the inverter cannot be operated because the control power supplied to the VVVF inverter is turned off (for example, during non-pressurized forwarding by traction). For example, the overall control unit 110 can determine that the VVVF inverter is in a non-operating state.

図４は、第２の実施の形態の電気車制御装置のＶＶＶＦインバータ非動作時における動作を説明するためのタイムチャートである。   FIG. 4 is a time chart for explaining the operation of the electric vehicle control apparatus according to the second embodiment when the VVVF inverter is not operating.

例えば、時刻Ｔ１において正常な電圧値ＶＮＲにあった直流フィルタコンデンサ１３の電圧値が、時刻Ｔ２においてある一定値以上の値、例えば架線に加圧してはならない電圧値ＶＵＬになった場合、統括制御部１１０は、フィルタコンデンサ電圧検知器（ＤＣＰＴ）２０を介して当該異常の発生を検知する。統括制御部１１０は、ＶＶＶＦインバータのＩＧＢＴ動作のためのゲート信号をオフしてＶＶＶＦインバータを停止する。そして統括制御部１１０は、過電圧抑制回路１４の過電圧抑制用スイッチング素子１１をオン（導通）し、さらに統括制御部１１０は、開放接触器（ＬＢ１）８と充電抵抗短絡用接触器（ＬＢ２）６とを開放する。   For example, when the voltage value of the DC filter capacitor 13 that was at the normal voltage value VNR at time T1 becomes a value equal to or greater than a certain value at time T2, for example, the voltage value VUL that should not be applied to the overhead wire, the overall control is performed. The unit 110 detects the occurrence of the abnormality via the filter capacitor voltage detector (DCPT) 20. The overall control unit 110 turns off the gate signal for the IGBT operation of the VVVF inverter and stops the VVVF inverter. Then, the overall control unit 110 turns on (conducts) the overvoltage suppression switching element 11 of the overvoltage suppression circuit 14, and the overall control unit 110 further opens the contactor (LB1) 8 and the charging resistor short-circuiting contactor (LB2) 6. And release.

統括制御部１１０が過電圧抑制用スイッチング素子１１をオン（導通）させるのは、開放接触器（ＬＢ１）８と充電抵抗短絡用接触器（ＬＢ２）６よりも応答が速いため架線への影響を極力排除するためである。この動作によって、過電圧抑制抵抗器１０を介して直流フィルタコンデンサ１３に蓄積された電圧が放電される。そして、統括制御部１１０は、時刻Ｔ３において開放接触器（ＬＢ１）８と充電抵抗短絡用接触器（ＬＢ２）６とが開放された後に過電圧抑制用スイッチング素子１１をオフ（開放）する。   The overall control unit 110 turns on (conducts) the overvoltage suppressing switching element 11 because the response is faster than the open contactor (LB1) 8 and the charging resistor short-circuiting contactor (LB2) 6 so that the influence on the overhead line is minimized. This is to eliminate it. By this operation, the voltage accumulated in the DC filter capacitor 13 is discharged via the overvoltage suppression resistor 10. Then, the overall control unit 110 turns off (opens) the overvoltage suppression switching element 11 after the open contactor (LB1) 8 and the charging resistance short-circuiting contactor (LB2) 6 are opened at time T3.

車両が走行中の場合、永久磁石同期電動機２の誘起電圧はＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードを通して、全波整流された電圧が直流フィルタコンデンサ１３に加圧され、直流フィルタコンデンサ１３に並列に接続されている過電圧抑制回路にも加圧されて、過電圧抑制抵抗器１０で永久磁石同期電動機２からの誘起電圧による電力が消費されることになる。従って、このまま過電圧抑制抵抗器１０で永久磁石同期電動機２からの電力を消費続けると、過電圧抑制抵抗器１０は焼損してしまう。   When the vehicle is running, the induced voltage of the permanent magnet synchronous motor 2 is applied to the DC filter capacitor 13 through the full-wave rectified voltage through the flywheel diode of the VVVF inverter and connected in parallel to the DC filter capacitor 13. The overvoltage suppression circuit is pressurized, and the overvoltage suppression resistor 10 consumes electric power due to the induced voltage from the permanent magnet synchronous motor 2. Therefore, if the overvoltage suppression resistor 10 continues to consume power from the permanent magnet synchronous motor 2 as it is, the overvoltage suppression resistor 10 will burn out.

そのため、開放接触器（ＬＢ１）８が開放されて、直流フィルタコンデンサ１３が架線から電気的に切り離された後は、過電圧抑制回路１４中の過電圧抑制用スイッチング素子１１はオフ（開放）し、過電圧抑制抵抗器１０にて永久磁石同期電動機２からの誘起電圧によるエネルギが消費され続けることを防止する。このように、過電圧抑制回路１４は開放接触器８が開放されるまでの間、直流フィルタコンデンサ１３の電圧を下げて、架線に過電圧が印加されることを防止する役割を担うことになる。   Therefore, after the open contactor (LB1) 8 is opened and the DC filter capacitor 13 is electrically disconnected from the overhead wire, the overvoltage suppression switching element 11 in the overvoltage suppression circuit 14 is turned off (opened), and the overvoltage The suppression resistor 10 prevents the energy due to the induced voltage from the permanent magnet synchronous motor 2 from being consumed continuously. In this way, the overvoltage suppression circuit 14 plays a role of reducing the voltage of the DC filter capacitor 13 until the open contactor 8 is opened to prevent the overvoltage from being applied to the overhead wire.

そのため、時刻Ｔ３において、過電圧抑制用スイッチング素子１１がオフすると、過電圧抑制機能がなくなるため、直流フィルタコンデンサ１３の電圧は電動機からの誘起電圧の全波整流電圧まで再び上昇する。しかし、直流フィルタコンデンサ１３の定格はこの電圧に対応できる値に設定されているため、素子を破損することはない。   Therefore, when the overvoltage suppression switching element 11 is turned off at time T3, the overvoltage suppression function is lost, and thus the voltage of the DC filter capacitor 13 rises again to the full-wave rectified voltage of the induced voltage from the motor. However, since the rating of the DC filter capacitor 13 is set to a value corresponding to this voltage, the element is not damaged.

[ＶＶＶＦインバータ非動作時の再起動動作：軽故障]
軽故障から復旧するため、ＶＶＶＦインバータの動作開始が指示されると、時刻Ｔ３〜Ｔ４の期間において、再起動のための電圧制御動作が行われる。図４の曲線Ｘが制御される電圧の推移を示している。 [Restarting operation when VVVF inverter is not operating: minor failure]
In order to recover from a minor failure, when the operation start of the VVVF inverter is instructed, a voltage control operation for restart is performed in the period of time T3 to T4. Curve X in FIG. 4 shows the transition of the controlled voltage.

統括制御部１１０は、直流フィルタコンデンサ１３の電圧をフィルタコンデンサ電圧検知器（ＤＣＰＴ）２０によって検知する。そして、統括制御部１１０は、検出した電圧に合わせてＶＶＶＦインバータの動作を制御する。即ち、統括制御部１１０は、永久磁石同期電動機２の誘起電圧を下げる方向に弱め磁束電流を流して誘起電圧を下げる。誘起電圧が下がると、その全波整流電圧も下がるため直流フィルタコンデンサ１３の電圧を下げることができる。   The overall control unit 110 detects the voltage of the DC filter capacitor 13 by the filter capacitor voltage detector (DCPT) 20. Then, the overall control unit 110 controls the operation of the VVVF inverter in accordance with the detected voltage. That is, the overall control unit 110 weakens the induced voltage of the permanent magnet synchronous motor 2 in the direction of lowering the induced voltage and causes the magnetic flux current to flow to lower the induced voltage. When the induced voltage is lowered, the full-wave rectified voltage is also lowered, so that the voltage of the DC filter capacitor 13 can be lowered.

統括制御部１１０は、直流フィルタコンデンサ１３の電圧を架線電圧検知器（ＤＣＰＴ）１９の電圧に合わせるようにＶＶＶＦインバータの動作を制御する。そして、時刻Ｔ５において、両コンデンサの電圧が一致した際、統括制御部１１０は、開放接触器８と充電抵抗短絡用接触器６を投入し、架線と直流フィルタコンデンサ１３を電気的に接続する。その後は、通常の電動機制御状態へ移行する。   The overall control unit 110 controls the operation of the VVVF inverter so that the voltage of the DC filter capacitor 13 matches the voltage of the overhead line voltage detector (DCPT) 19. At time T5, when the voltages of both capacitors match, the overall control unit 110 turns on the open contactor 8 and the charging resistor short-circuiting contactor 6 to electrically connect the overhead wire and the DC filter capacitor 13. After that, it shifts to a normal motor control state.

[ＶＶＶＦインバータ非動作時の放電動作：重故障、無加圧回送時など]
ＶＶＶＦインバータが継続的に停止している場合（重故障、無加圧回送時など）は、再起動動作は行われない。作業者の安全を図るため、直流フィルタコンデンサ１３に蓄積した電荷を放電する動作が行われる。図４の曲線Ｙが制御される電圧の推移を示している。 [Discharge operation when VVVF inverter is not operating: Serious failure, no-pressurization, etc.]
When the VVVF inverter is continuously stopped (during serious failure, no-pressurization forwarding, etc.), the restart operation is not performed. In order to ensure the safety of the operator, an operation of discharging the charge accumulated in the DC filter capacitor 13 is performed. Curve Y in FIG. 4 shows the transition of the controlled voltage.

開放接触器８と充電抵抗短絡用接触器６とが開放された後、時刻Ｔ４において、統括制御部１１０は、放電抵抗投入スイッチ１８を閉じて、直流フィルタコンデンサ１３に放電抵抗１７を接続する。また制御電源がオフしているときは、放電抵抗投入スイッチ１８は、ノーマルクローズの接触器を用いるため閉じている。そのため、無加圧回送時には放電抵抗投入スイッチ１８は閉じた状態となる。車両が走行中は直流フィルタコンデンサ１３には充電と放電の両方の現象が発生するが、車両が停止した際には放電抵抗１７を通して直流フィルタコンデンサ１３に蓄積された電荷が放電される。従って、作業者の安全を図ることができる。   After the opening contactor 8 and the charging resistor short-circuiting contactor 6 are opened, the overall control unit 110 closes the discharging resistance input switch 18 and connects the discharging resistor 17 to the DC filter capacitor 13 at time T4. When the control power is off, the discharge resistance input switch 18 is closed because a normally closed contactor is used. For this reason, the discharge resistance input switch 18 is closed during non-pressurized feeding. While the vehicle is running, both the charging and discharging phenomenon occur in the DC filter capacitor 13, but when the vehicle stops, the electric charge accumulated in the DC filter capacitor 13 is discharged through the discharge resistor 17. Therefore, the safety of the worker can be achieved.

なお、車両が走行し、永久磁石同期電動機２が回転している間は永久磁石同期電動機２の端子間に発生する誘起電圧がＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードを通して全波整流され、その直流電圧が、直流フィルタコンデンサ１３及び放電抵抗１７に加圧され続ける。この電動機で発生する誘起電圧によって放電抵抗１７に電流が流れるため、電動機としては電力回生ブレーキモードとなりブレーキ力が発生する。   While the vehicle is running and the permanent magnet synchronous motor 2 is rotating, the induced voltage generated between the terminals of the permanent magnet synchronous motor 2 is full-wave rectified through the flywheel diode of the VVVF inverter, and the DC voltage is The DC filter capacitor 13 and the discharge resistor 17 are continuously pressurized. Since an electric current flows through the discharge resistor 17 due to the induced voltage generated by the electric motor, the electric motor enters a power regenerative braking mode and generates a braking force.

しかし、放電抵抗１７は１００ｋΩ程度の比較的高抵抗を用いる。従って、放電抵抗１７に流れる電流は小さく、この放電抵抗１７で発生する損失も小さい。例えば、永久磁石同期電動機２で発生する誘起電圧のＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによる全波整流電圧が２５００Ｖ程度であったとすると、放電抵抗１７で発生する損失は、２５００Ｖ＾２／１００ｋΩ＝６２．５Ｗである。永久磁石同期電動機２の最大定格が１００ｋＷ以上であるため、放電抵抗１７で発生する損失は、永久磁石同期電動機２の最大定格に対して１／１０００以下である。従って、この電流によって永久磁石同期電動機２で発生するブレーキ力は問題にならないほど小さい。   However, the discharge resistor 17 uses a relatively high resistance of about 100 kΩ. Therefore, the current flowing through the discharge resistor 17 is small, and the loss generated in the discharge resistor 17 is also small. For example, if the full-wave rectified voltage generated by the flywheel diode of the VVVF inverter of the induced voltage generated in the permanent magnet synchronous motor 2 is about 2500 V, the loss generated in the discharge resistor 17 is 2500 V ^ 2/100 kΩ = 62.5 W It is. Since the maximum rating of the permanent magnet synchronous motor 2 is 100 kW or more, the loss generated in the discharge resistor 17 is 1/1000 or less than the maximum rating of the permanent magnet synchronous motor 2. Therefore, the braking force generated in the permanent magnet synchronous motor 2 by this current is so small that it does not matter.

以上説明した第２の実施の形態によれば、ＶＶＶＦインバータの交流側に永久磁石同期電動機の１台について１台ずつ設けられた３相負荷接触器は不要となるため電気車制御装置１００の小型化、低コスト化を行うことが出来る。但し、３相負荷接触器に代えて主回路の直流側に電圧定格をアップした直流フィルタコンデンサ１３、その放電抵抗１７、及び放電抵抗投入スイッチ１８を設けることとなるが、それらは４台の３相負荷接触器に比較して小さいスペースで済むためトータルとしては電気車制御装置を小型化することが可能となる。   According to the second embodiment described above, since the three-phase load contactor provided for each of the permanent magnet synchronous motors on the AC side of the VVVF inverter is not required, the electric vehicle control device 100 can be reduced in size. And cost reduction. However, in place of the three-phase load contactor, a DC filter capacitor 13 whose voltage rating is increased, its discharge resistor 17 and a discharge resistor input switch 18 are provided on the DC side of the main circuit. Since a small space is required compared with the phase load contactor, the electric vehicle control device can be downsized as a total.

[まとめ]
以上説明した各実施の形態の電気車制御装置の主たる内容と効果について列挙する。 [Summary]
The main contents and effects of the electric vehicle control device according to each embodiment described above will be listed.

（１）本願の電気車制御装置は、ＶＶＶＦインバータ直流側のＩＧＢＴ半導体素子直近に素子をスイッチングさせるときに発生するサージ電圧を吸収するためのごく小さなコンデンサを設け、ＶＶＶＦインバータの架線電圧側に接触器を設け、架線電圧と新たに設けた接触器の間に直流フィルタコンデンサを設ける。 (1) The electric vehicle control device of the present application is provided with a very small capacitor for absorbing a surge voltage generated when switching the element in the immediate vicinity of the IGBT semiconductor element on the DC side of the VVVF inverter, and is in contact with the overhead voltage side of the VVVF inverter. A DC filter capacitor is provided between the overhead line voltage and the newly provided contactor.

（２）さらに、ＩＧＢＴ半導体素子直近に設けたＩＧＢＴ半導体素子のスイッチングサージ吸収用のコンデンサは、永久磁石同期電動機２が最高回転数で回転したときに発生する永久磁石同期電動機２の誘起電圧が全波整流されて発生する電圧に耐えられる定格のものを使用する。さらに、このサージ電圧吸収用のコンデンサにたまった電荷を放電するための放電抵抗と放電抵抗を接続するスイッチを設ける。 (2) Further, the capacitor for switching surge absorption of the IGBT semiconductor element provided in the immediate vicinity of the IGBT semiconductor element has all the induced voltage of the permanent magnet synchronous motor 2 generated when the permanent magnet synchronous motor 2 rotates at the maximum rotational speed. Use a rating that can withstand the voltage generated by wave rectification. Further, a switch for connecting the discharge resistor and the discharge resistor for discharging the electric charge accumulated in the surge voltage absorbing capacitor is provided.

（３）ＶＶＶＦインバータが故障した際には、ＶＶＶＦインバータの直流側に新たに設けられた接触器を開放する。車両が走行して永久磁石同期電動機２の誘起電圧がＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードを通して全波整流されても、接触器の架線電圧側には電圧は加圧されずに、直流フィルタコンデンサへ定格電圧以上の電圧が印加されることを防止することが出来る。 (3) When the VVVF inverter fails, the contactor newly provided on the DC side of the VVVF inverter is opened. Even if the vehicle travels and the induced voltage of the permanent magnet synchronous motor 2 is full-wave rectified through the flywheel diode of the VVVF inverter, the voltage is not applied to the overhead line voltage side of the contactor, and the rated voltage is applied to the DC filter capacitor. It is possible to prevent the above voltage from being applied.

（４）なお、従来はＶＶＶＦインバータの電動機側に３相接触器を設けておりこの３相負荷接触器は永久磁石同期電動機の１台について一台ずつ設ける必要があったため４ｉｎ１のＶＶＶＦインバータについては４台の３相負荷接触器を設ける必要があったが、本願では４ｉｎ１のＶＶＶＦインバータの直流側に一台の接触器を設けることから、接触器の数を１／４とすることが出来、電気車制御装置を小型化することが出来る。 (4) Conventionally, a three-phase contactor is provided on the motor side of the VVVF inverter, and this three-phase load contactor has to be provided one by one for each permanent magnet synchronous motor. Therefore, for a 4-in-1 VVVF inverter, Although it was necessary to provide four three-phase load contactors, in the present application, since one contactor is provided on the DC side of the 4-in-1 VVVF inverter, the number of contactors can be reduced to 1/4. The electric vehicle control device can be reduced in size.

（５）本願では、ＶＶＶＦインバータのＩＧＢＴ半導体素子直近にＩＧＢＴ半導体素子のスイッチングサージを吸収するためのコンデンサを設ける必要あり、さらにこのコンデンサを放電するための放電抵抗と放電抵抗接続用のスイッチを設ける必要があるが、これらは、サージ電圧吸収用のコンデンサは１０００μＦ程度と直流フィルタコンデンサ容量の十分の一の大きさのものであるため非常に小型のものでよく、これらを追加することを考慮しても、従来の３相負荷接触器を４台設ける構成よりも小型化することが可能である。 (5) In the present application, it is necessary to provide a capacitor for absorbing the switching surge of the IGBT semiconductor element in the immediate vicinity of the IGBT semiconductor element of the VVVF inverter, and further provide a discharge resistor for discharging the capacitor and a switch for connecting the discharge resistor. Although it is necessary, the capacitor for absorbing the surge voltage is about 1000 μF, which is one tenth of the capacity of the DC filter capacitor. However, it is possible to reduce the size compared to the configuration in which four conventional three-phase load contactors are provided.

尚、本発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。
上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態に亘る構成要素を適宜組み合せてもよい。 Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and can be embodied by modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage.
Various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of constituent elements disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, you may combine suitably the component covering different embodiment.

１…インバータユニット、２…永久磁石同期電動機、４…集電装置、５…高速遮断器、 ６…充電抵抗短絡用接触器、７…充電抵抗器、８…開放接触器、９…フィルタリアクトル、１０…過電圧抑制抵抗器、１１…過電圧抑制用スイッチング素子、１３…直流フィルタコンデンサ、１４…過電圧抑制回路、１５…フィルタコンデンサ開放接触器、１６…ＩＧＢＴ半導体素子スイッチングサージ吸収用コンデンサ、１７…放電抵抗、１８…放電抵抗投入スイッチ、１９…架線電圧検知器、２０…フィルタコンデンサ電圧検知器、２１…直流電圧検知器、２１…ＶＶＶＦインバータ、１００…電気車制御装置、１１０…統括制御部。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Inverter unit, 2 ... Permanent magnet synchronous motor, 4 ... Current collector, 5 ... High-speed circuit breaker, 6 ... Contact resistor for short circuit of charge resistance, 7 ... Charge resistor, 8 ... Open contactor, 9 ... Filter reactor, DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Overvoltage suppression resistor, 11 ... Overvoltage suppression switching element, 13 ... DC filter capacitor, 14 ... Overvoltage suppression circuit, 15 ... Filter capacitor open contactor, 16 ... IGBT semiconductor element switching surge absorption capacitor, 17 ... Discharge resistance DESCRIPTION OF SYMBOLS 18 ... Discharge resistance switch, 19 ... Overhead voltage detector, 20 ... Filter capacitor voltage detector, 21 ... DC voltage detector, 21 ... VVVF inverter, 100 ... Electric vehicle control apparatus, 110 ... General control part.

Claims (6)

供給される直流電力から永久磁石同期電動機を駆動するための交流電力を生成するＶＶＶＦインバータと、
前記ＶＶＶＦインバータの直流側に設けられるコンデンサと、
前記コンデンサの前記ＶＶＶＦインバータと反対側に並列に設けられる他のコンデンサと、
前記コンデンサと前記他のコンデンサとの間に設けられて両コンデンサの電気的な接続を断続する接触器と、
前記ＶＶＦインバータと前記接触器との動作を制御する統括制御部と、を有し、
前記コンデンサは、前記永久磁石同期電動機が最高回転数で回転したときに発生する電動機の誘起電圧がＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによって全波整流されて加圧される電圧以上の定格電圧を備え、
前記統括制御部は、前記ＶＶＶＦインバータが停止時において、前記永久磁石同期電動機で発生する誘起電圧のＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによる全波整流電圧が前記他のコンデンサに印加されないように前記接触器を開放する、電気車制御装置。 A VVVF inverter that generates AC power for driving the permanent magnet synchronous motor from the supplied DC power;
A capacitor provided on the DC side of the VVVF inverter ;
Another capacitor provided in parallel on the opposite side of the capacitor from the VVVF inverter;
A contactor that is provided between the capacitor and the other capacitor and interrupts electrical connection between the capacitors;
An overall control unit that controls the operation of the VVF inverter and the contactor ;
The capacitor includes a rated voltage that is equal to or higher than a voltage in which the induced voltage of the motor generated when the permanent magnet synchronous motor rotates at the maximum rotation speed is full-wave rectified by the flywheel diode of the VVVF inverter and is pressurized ,
The overall control unit controls the contactor so that the full-wave rectified voltage generated by the flywheel diode of the VVVF inverter generated by the permanent magnet synchronous motor is not applied to the other capacitor when the VVVF inverter is stopped. Electric vehicle control device that opens . 前記コンデンサと並列に設けられる、放電抵抗と該放電抵抗を前記ＶＶＶＦインバータの直流側の回路に接続しまたは切り離すスイッチを更に有し、
前記統括制御部は、前記ＶＶＶＦインバータが重故障または無加圧回送によって継続して停止しているときは前記スイッチを操作して前記放電抵抗を前記ＶＶＶＦインバータの直流側の回路に接続する、請求項１に記載の電気車制御装置。 A discharge resistor provided in parallel with the capacitor, and a switch for connecting or disconnecting the discharge resistor to a circuit on the DC side of the VVVF inverter;
The integrated control unit, connects the discharge resistor by operating the switch circuit of the DC side of the VVVF inverter when the VVVF inverter is stopped continuously by serious failure or no pressure forwarding, wherein Item 4. The electric vehicle control device according to Item 1 . 前記永久磁石同期電動機で発生する誘起電圧のＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによる全波整流電圧が印加されたときに前記放電抵抗で発生する損失が、前記永久磁石同期電動機の最大定格の１／１００以下である、請求項２に記載の電気車制御装置。 The loss generated in the discharge resistor when a full-wave rectified voltage of the flywheel diode of the VVVF inverter of the induced voltage generated in the permanent magnet synchronous motor is applied is 1/100 or less of the maximum rating of the permanent magnet synchronous motor. The electric vehicle control device according to claim 2 , wherein 供給される直流電力から永久磁石同期電動機を駆動するための交流電力を生成するＶＶＶＦインバータと、
前記ＶＶＶＦインバータの直流側に設けられるコンデンサと、
前記コンデンサと並列に設けられる、放電抵抗と該放電抵抗を前記ＶＶＶＦインバータの直流側の回路に接続しまたは切り離すスイッチと、
前記ＶＶＦインバータと前記スイッチとの動作を制御する統括制御部と、を有し、
前記コンデンサは、前記永久磁石同期電動機が最高回転数で回転したときに発生する電動機の誘起電圧がＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによって全波整流されて加圧される電圧以上の定格電圧を備え、
前記統括制御部は、前記ＶＶＶＦインバータが重故障または無加圧回送によって継続して停止しているときは前記スイッチを操作して前記放電抵抗を前記ＶＶＶＦインバータの直流側の回路に接続する、電気車制御装置。 A VVVF inverter that generates AC power for driving the permanent magnet synchronous motor from the supplied DC power;
A capacitor provided on the DC side of the VVVF inverter;
A discharge resistor provided in parallel with the capacitor and a switch for connecting or disconnecting the discharge resistor to a circuit on the DC side of the VVVF inverter;
An overall control unit that controls operations of the VVF inverter and the switch ;
The capacitor includes a rated voltage that is equal to or higher than a voltage in which the induced voltage of the motor generated when the permanent magnet synchronous motor rotates at the maximum rotation speed is full-wave rectified by the flywheel diode of the VVVF inverter and is pressurized,
The integrated control unit, connects the discharge resistor by operating the switch circuit of the DC side of the VVVF inverter when the VVVF inverter is stopped continuously by serious failure or no pressure forwarding, electrical Car control device. 前記永久磁石同期電動機で発生する誘起電圧のＶＶＶＦインバータのフライホイールダイオードによる全波整流電圧が印加されたときに前記放電抵抗で発生する損失が、前記永久磁石同期電動機の最大定格の１／１００以下である、請求項４に記載の電気車制御装置。 The loss generated in the discharge resistor when a full-wave rectified voltage of the flywheel diode of the VVVF inverter of the induced voltage generated in the permanent magnet synchronous motor is applied is 1/100 or less of the maximum rating of the permanent magnet synchronous motor. The electric vehicle control device according to claim 4 , wherein 前記放電抵抗を前記ＶＶＶＦインバータの直流側回路に接続しまたは切り離す前記スイッチは、前記ＶＶＶＦインバータを制御するための電源が供給されなくなったときは前記直流側回路に接続する、ノーマルクローズのスイッチである、請求項３または５に記載の電気車制御装置。 Said switch wherein a discharge resistor connected to the DC side circuit of the VVVF inverter or disconnecting, the connected to the DC side circuit is a switch normally closed when the power to control the VVVF inverter is not supplied The electric vehicle control device according to claim 3 or 5 .
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