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JP6107698B2 - Switching element driving device - Google Patents

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JP6107698B2 JP2014025646A JP2014025646A JP6107698B2 JP 6107698 B2 JP6107698 B2 JP 6107698B2 JP 2014025646 A JP2014025646 A JP 2014025646A JP 2014025646 A JP2014025646 A JP 2014025646A JP 6107698 B2 JP6107698 B2 JP 6107698B2
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Description

本発明は、レベルシフト回路を備えたスイッチング素子駆動装置に関する。   The present invention relates to a switching element driving device including a level shift circuit.

例えば、ハーフブリッジ接続された上アームおよび下アームの2つのパワー半導体素子を駆動する場合、上アームのパワー半導体素子を駆動するハイサイドの駆動回路と、下アームのパワー半導体素子を駆動するローサイドの駆動回路とがそれぞれ設けられる。この際、ハイサイドの駆動回路には、低電圧の入力信号をレベルシフトして、パワー半導体素子のゲートに接続されたハイサイドドライバに伝達するレベルシフト回路が必要となる。   For example, when driving two power semiconductor elements of an upper arm and a lower arm that are half-bridge connected, a high-side drive circuit that drives the power semiconductor element of the upper arm, and a low-side drive circuit that drives the power semiconductor element of the lower arm And a driving circuit. At this time, the high-side drive circuit needs a level shift circuit for level-shifting a low-voltage input signal and transmitting it to the high-side driver connected to the gate of the power semiconductor element.

このようなレベルシフト回路が、例えば特許文献1に記載されている。この特許文献1においては、レベルシフト回路の第1のスイッチ素子がオンすることによりハイサイドのフローティング電源の基準電位が上昇したときに、プルアップ抵抗を介して第1のスイッチ素子の主端子間の寄生容量に流れる電流により信号伝達されないマスク時間を最短にするため、強調回路が設けられている。この強調回路は、フローティング電源の基準電位の上昇に応じて導通される第2のスイッチ素子を備えている。この第2のスイッチ素子は、第1のスイッチ素子のプルアップ抵抗と並列に接続されている。このため、第2のスイッチ素子が導通された時には、第1のスイッチ素子の寄生容量に対して、第2のスイッチ素子のオン抵抗とプルアップ抵抗との並列抵抗が接続されることになる。その結果、寄生容量と並列抵抗とによる時定数が、寄生容量とプルアップ抵抗とによる時定数よりも短くなり、その時定数に依存するマスク時間を短縮することができる。   Such a level shift circuit is described in Patent Document 1, for example. In Patent Document 1, when the reference potential of the high-side floating power supply rises by turning on the first switch element of the level shift circuit, the main terminal of the first switch element is connected via a pull-up resistor. An emphasis circuit is provided to minimize the mask time during which no signal is transmitted due to the current flowing through the parasitic capacitance. The emphasis circuit includes a second switch element that is turned on in response to an increase in the reference potential of the floating power supply. The second switch element is connected in parallel with the pull-up resistor of the first switch element. For this reason, when the second switch element is turned on, the parallel resistance of the on-resistance of the second switch element and the pull-up resistor is connected to the parasitic capacitance of the first switch element. As a result, the time constant due to the parasitic capacitance and the parallel resistance becomes shorter than the time constant due to the parasitic capacitance and the pull-up resistance, and the mask time depending on the time constant can be shortened.

特開2006−270382号公報JP 2006-270382 A

しかしながら、特許文献1において、ハイサイドの駆動回路の電源にサージが発生した場合、そのサージによる電源電位の変動に応じた変位電流がプルアップ抵抗を流れる。そのため、信号レベル検出回路に入力される電位が変位電流に応じて変化し、その結果、信号伝達時間が変化してしまうという問題がある。   However, in Patent Document 1, when a surge occurs in the power supply of the high-side drive circuit, a displacement current corresponding to the fluctuation of the power supply potential due to the surge flows through the pull-up resistor. Therefore, there is a problem that the potential input to the signal level detection circuit changes according to the displacement current, and as a result, the signal transmission time changes.

本発明は、上述した点に鑑みてなされたものであり、電源サージが発生しても、信号の伝達時間の変化を抑制することが可能なレベルシフト回路を備えたスイッチング素子駆動装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above points, and provides a switching element driving device including a level shift circuit capable of suppressing a change in signal transmission time even when a power surge occurs. For the purpose.

上述した目的を達成するために、本発明によるスイッチング素子駆動装置は、
制御入力信号に応じてオン、オフされる入力スイッチング素子(NHVLS)と、
入力スイッチング素子の上流側において、当該入力スイッチング素子に直列に接続された抵抗(RLS)と、
抵抗と入力スイッチング素子との直列回路に印加される第1の電圧(VB)を発生する第1の電源(VOM)と、
抵抗による電圧降下後の電位に応じて、後述する出力スイッチング素子(QH)をオンさせる駆動信号を出力する第1の動作態様と、駆動信号の出力を停止する第2の動作態様とのいずれかに切り換えられるドライバ(3)と、
駆動信号に応じてオン、オフされる出力スイッチング素子(QH)と、
出力スイッチング素子に印加される、第1の電圧よりも高い第2の電圧(VH)を発生する第2の電源(VHIGH)と、
第1の電圧にサージが発生した場合に、そのサージにより、直列回路に流れる変位電流(ICPLS)に相当する電流(IPP2、INN2)が流れる変位電流回路(2)と、を備え、
変位電流回路を、直列回路における抵抗と入力スイッチング素子との間に接続することにより、変位電流(ICPLS)が、抵抗を迂回して、変位電流回路と入力スイッチング素子との間で流れるように構成したことを特徴とする。
In order to achieve the above-described object, a switching element driving apparatus according to the present invention includes:
An input switching element (NHVLS) that is turned on and off according to a control input signal;
On the upstream side of the input switching element, a resistor (RLS) connected in series to the input switching element;
A first power source (VOM) for generating a first voltage (VB) applied to a series circuit of a resistor and an input switching element;
One of a first operation mode for outputting a drive signal for turning on an output switching element (QH), which will be described later, and a second operation mode for stopping output of the drive signal in accordance with the potential after the voltage drop due to the resistor A driver (3) that can be switched to
An output switching element (QH) that is turned on and off according to a drive signal;
A second power source (VHIGH) that is applied to the output switching element and generates a second voltage (VH) that is higher than the first voltage;
A displacement current circuit (2) through which a current (IPP2, INN2) corresponding to a displacement current (ICPLS) flowing in the series circuit flows when a surge occurs in the first voltage;
By connecting the displacement current circuit between the resistance in the series circuit and the input switching element, the displacement current (ICPLS) is configured to flow between the displacement current circuit and the input switching element, bypassing the resistance. It is characterized by that.

上述した構成において、入力スイッチング素子(NHVLS)と抵抗(RLS)との直列回路によりレベルシフト回路が構成される。第1の電圧(VB)にサージが発生すると、入力スイッチング素子(NHVLS)の寄生容量(CPLS)を充放電する変位電流が流れるが、この変位電流が、抵抗(RLS)を流れた場合、抵抗(RLS)による電圧降下後の電位の変化時間が変動するため、信号の伝達時間が変化してしまう。   In the configuration described above, a level shift circuit is configured by a series circuit of an input switching element (NHVLS) and a resistor (RLS). When a surge occurs in the first voltage (VB), a displacement current that charges and discharges the parasitic capacitance (CPLS) of the input switching element (NHVLS) flows. When this displacement current flows through the resistor (RLS), the resistance Since the potential change time after the voltage drop due to (RLS) fluctuates, the signal transmission time changes.

そこで、本発明においては、第1の電圧(VB)にサージが発生した場合に、そのサージにより、直列回路に流れる変位電流(ICPLS)に相当する電流(IPP2、INN2)が流れる変位電流回路(2)を設け、その変位電流回路(2)を、直列回路における抵抗(RLS)と入力スイッチング素子(NHVLS)との間に接続した。これにより、入力スイッチング素子(NHVLS)の寄生容量(CPLS)を充放電する変位電流(ICPLS)は、抵抗(RLS)を迂回して、変位電流回路(2)と入力スイッチング素子(NHVLS)との間を流れるようになる。そのため、変位電流(ICPLS)が生じる場合であっても、抵抗(RLS)による電圧降下後の電位への影響を抑制することができ、信号の伝達時間の変化を低減することが可能となる。   Therefore, in the present invention, when a surge occurs in the first voltage (VB), a displacement current circuit (IPP2, INN2) corresponding to a displacement current (ICPLS) flowing in the series circuit flows due to the surge ( 2), and the displacement current circuit (2) was connected between the resistor (RLS) and the input switching element (NHVLS) in the series circuit. As a result, the displacement current (ICPLS) that charges and discharges the parasitic capacitance (CPLS) of the input switching element (NHVLS) bypasses the resistance (RLS), and the displacement current circuit (2) and the input switching element (NHVLS) It begins to flow between. Therefore, even when a displacement current (ICPLS) occurs, it is possible to suppress the influence on the potential after the voltage drop due to the resistance (RLS), and it is possible to reduce a change in signal transmission time.

上記括弧内の参照番号は、本発明の理解を容易にすべく、後述する実施形態における具体的な構成との対応関係の一例を示すものにすぎず、なんら本発明の範囲を制限することを意図したものではない。   The reference numerals in the parentheses merely show an example of a correspondence relationship with a specific configuration in an embodiment described later in order to facilitate understanding of the present invention, and are intended to limit the scope of the present invention. Not intended.

また、上述した特徴以外の、特許請求の範囲の各請求項に記載した技術的特徴に関しては、後述する実施形態の説明及び添付図面から明らかになる。   Further, the technical features described in the claims of the claims other than the features described above will become apparent from the description of embodiments and the accompanying drawings described later.

実施形態に係るスイッチング素子駆動装置1の全体構成を示す構成図である。1 is a configuration diagram illustrating an overall configuration of a switching element driving apparatus 1 according to an embodiment. 制御入力信号の立ち下がりエッジに応じたパルス信号により、入力スイッチング素子NHVLSをオンしたときに、電源電位VBを高めるサージが発生した場合に起こりえる問題について説明するための説明図である。It is explanatory drawing for demonstrating the problem which may occur when the surge which raises power supply potential VB generate | occur | produces when the input switching element NHVLS is turned on by the pulse signal according to the falling edge of a control input signal. 制御入力信号の立ち上がりエッジに応じたパルス信号により、入力スイッチング素子NHVLSをオンし、その後オフしたときに、電源電位VBを高めるサージが発生した場合に起こりえる問題について説明するための説明図である。It is explanatory drawing for demonstrating the problem which may occur when the surge which raises power supply potential VB generate | occur | produces when the input switching element NHVLS is turned on by the pulse signal according to the rising edge of a control input signal, and is turned off after that. . 制御入力信号の立ち下がりエッジに応じたパルス信号によって、入力スイッチング素子NHVLSをオンしたときに、電源電位VBを低下させるサージが発生した場合に起こりえる問題について説明するための説明図である。It is explanatory drawing for demonstrating the problem which may occur when the surge which reduces the power supply potential VB generate | occur | produces when the input switching element NHVLS is turned on by the pulse signal according to the falling edge of a control input signal. 制御入力信号の立ち上がりエッジに応じたパルス信号により、入力スイッチング素子NHVLSをオンし、その後オフしたときに、電源電位VBを低下させるサージが発生した場合に起こりえる問題について説明するための説明図である。FIG. 6 is an explanatory diagram for explaining a problem that may occur when a surge that lowers the power supply potential VB occurs when the input switching element NHVLS is turned on by a pulse signal corresponding to the rising edge of the control input signal and then turned off. is there. 電源電位VBを高めるサージが発生した場合の電流検出回路の作用効果を説明するための説明図である。It is explanatory drawing for demonstrating the effect of the current detection circuit when the surge which raises power supply potential VB generate | occur | produces. 電源電位VBを低下させるサージが発生した場合の電流検出回路の作用効果を説明するための説明図である。It is explanatory drawing for demonstrating the effect of the current detection circuit when the surge which reduces the power supply potential VB generate | occur | produces. 入力スイッチング素子と、第2のスイッチング素子の充電時の等価回路を示す等価回路図である。It is an equivalent circuit diagram which shows the equivalent circuit at the time of charge of an input switching element and a 2nd switching element. 寄生容量の電圧特性を示すグラフである。It is a graph which shows the voltage characteristic of parasitic capacitance. 第1の変形例によるスイッチング素子駆動装置の構成を示した構成図である。It is the block diagram which showed the structure of the switching element drive device by a 1st modification. 第2の変形例によるスイッチング素子駆動装置の構成を示した構成図である。It is the block diagram which showed the structure of the switching element drive device by the 2nd modification. 第3の変形例によるスイッチング素子駆動装置の構成を示した構成図である。It is the block diagram which showed the structure of the switching element drive device by the 3rd modification.

以下、本発明の実施形態に係るスイッチング素子駆動装置について、図面を参照しつつ説明する。図1は、本実施形態に係るスイッチング素子駆動装置1の全体構成を示す構成図である。   Hereinafter, a switching element driving device according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a configuration diagram showing an overall configuration of a switching element driving apparatus 1 according to the present embodiment.

図1において、スイッチング素子としてのパワー半導体素子QH、QLは、例えばIGBTやMOSFETからなり、ハーフブリッジ接続されている。スイッチング素子駆動装置1は、上アームに接続されたハイサイドパワー半導体素子QHを駆動するハイサイド駆動回路と、下アームに接続されたローサイドパワー半導体素子QLを駆動するローサイド駆動回路とを有する。これらのハイサイド駆動回路及びローサイド駆動回路から出力されるハイサイドドライブ信号VGH及びローサイドドライブ信号VGLによって、ハイサイドパワー半導体素子QHとローサイドパワー半導体素子QLは、交互にオン、オフ駆動される。このオン、オフ時間の比率により、ハイサイドパワー半導体素子QHとローサイドパワー半導体素子QLとの間に接続された負荷5に対する駆動電流の大きさが制御される。   In FIG. 1, power semiconductor elements QH and QL as switching elements are made of, for example, IGBTs or MOSFETs and are half-bridge connected. The switching element driving apparatus 1 includes a high side driving circuit that drives the high side power semiconductor element QH connected to the upper arm, and a low side driving circuit that drives the low side power semiconductor element QL connected to the lower arm. The high-side power semiconductor element QH and the low-side power semiconductor element QL are alternately driven on and off by the high-side drive signal VGH and the low-side drive signal VGL output from the high-side drive circuit and the low-side drive circuit. The magnitude of the drive current for the load 5 connected between the high-side power semiconductor element QH and the low-side power semiconductor element QL is controlled by the ratio between the on and off times.

ハイサイドパワー半導体素子QHには、ハイサイド駆動回路へ電源供給を行う電源VOMよりも高い電位VHを発生する高電位電源VHIGHが接続されている。また、高電位電源VHIGHの発生する高電位VHを安定化するため、高電位電源VHIGHに対して並列に電界コンデンサECが接続されている。これにより、負荷5に対し、十分に高い駆動電流を供給可能となる。なお、図1において抵抗ESRは、電界コンデンサECの内部抵抗を示している。   The high-side power semiconductor element QH is connected to a high-potential power supply VHIGH that generates a potential VH higher than the power supply VOM that supplies power to the high-side drive circuit. Further, in order to stabilize the high potential VH generated by the high potential power supply VHIGH, an electric field capacitor EC is connected in parallel to the high potential power supply VHIGH. Thereby, a sufficiently high drive current can be supplied to the load 5. In FIG. 1, the resistance ESR indicates the internal resistance of the electric field capacitor EC.

ハイサイド駆動回路のハイサイドドライバ3は、電源VOMからダイオードBSDを介して供給される電源電位VBとフローティング電位VSSとの電位差を、動作電圧として動作する。ハイサイド駆動回路は、ブートストラップコンデンサCBSを有しており、フローティング電位VSSの変化によらず、電源電位VBとフローティング電位VSSとの電位差が、ほぼ一定となるように構成されている。つまり、フローティング電位VSSの電源ラインは、ハイサイドパワー半導体素子QHとローサイドパワー半導体素子QLとの間に接続されており、それらパワー半導体素子QH、QLのオン、オフ状態に応じてフローティング電位VSSは変化する。具体的には、ハイサイドパワー半導体素子QHがオフ、ローサイドパワー半導体素子QLがオンしているときには、フローティング電位VSSはほぼ0Vとなる。一方、ハイサイドパワー半導体素子QHがオン、ローサイドパワー半導体素子QLがオフしているときには、フローティング電位VSSは、ほぼ高電位電源VHIGHが発生する高電位VHとなる。このように、フローティング電位VSSが変化しても、電源電位VBとフローティング電位VSSとの電位差はほぼ一定に保たれるので、ハイサイドドライバ3を構成する各素子を高耐圧にせずとも済むようになる。   The high-side driver 3 of the high-side drive circuit operates using the potential difference between the power supply potential VB supplied from the power supply VOM via the diode BSD and the floating potential VSS as an operating voltage. The high-side drive circuit includes a bootstrap capacitor CBS, and is configured such that the potential difference between the power supply potential VB and the floating potential VSS is substantially constant regardless of changes in the floating potential VSS. That is, the power supply line of the floating potential VSS is connected between the high-side power semiconductor element QH and the low-side power semiconductor element QL, and the floating potential VSS is changed according to the on / off states of the power semiconductor elements QH and QL. Change. Specifically, when the high side power semiconductor element QH is off and the low side power semiconductor element QL is on, the floating potential VSS is approximately 0V. On the other hand, when the high-side power semiconductor element QH is on and the low-side power semiconductor element QL is off, the floating potential VSS is substantially the high potential VH generated by the high potential power supply VHIGH. In this way, even if the floating potential VSS changes, the potential difference between the power supply potential VB and the floating potential VSS is kept almost constant, so that it is not necessary to make each element constituting the high-side driver 3 have a high breakdown voltage. Become.

以下、ハイサイド駆動回路の構成について、図1に基づき詳細に説明する。なお、ローサイド駆動回路に関しては、レベルシフトの必要がないので、ローサイドドライバ4のみから構成される。このローサイドドライバ4は、図示しない制御回路から直接、ローサイドパワー半導体素子QLをオン、オフするための制御入力信号が与えられる。   Hereinafter, the configuration of the high-side drive circuit will be described in detail with reference to FIG. Note that the low-side drive circuit is composed of only the low-side driver 4 because there is no need for level shift. The low side driver 4 is supplied with a control input signal for turning on and off the low side power semiconductor element QL directly from a control circuit (not shown).

ハイサイド駆動回路は、制御回路からのハイサイドパワー半導体素子QHをオンするための制御入力信号のエッジ(立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジ)を検出して、極短いパルス信号を出力するエッジ検出回路(図示せず)を備えている。このエッジ検出回路が出力するパルス信号が、入力スイッチング素子NHVLSのゲート端子に与えられると、入力スイッチング素子NHVLSがオンする。このように、制御入力信号のレベル変化を検出して、極短い時間だけ入力スイッチング素子NHVLSをオンするようにしているので、消費電力を低減することができる。   The high side drive circuit detects an edge (rising edge and falling edge) of a control input signal for turning on the high side power semiconductor element QH from the control circuit, and outputs an extremely short pulse signal ( (Not shown). When the pulse signal output from the edge detection circuit is applied to the gate terminal of the input switching element NHVLS, the input switching element NHVLS is turned on. Thus, since the level change of the control input signal is detected and the input switching element NHVLS is turned on for an extremely short time, the power consumption can be reduced.

入力スイッチング素子NHVLSは、例えばNチャネル高耐圧MOSFETによって構成される。入力スイッチング素子NHVLSのドレイン端子は、プルアップ抵抗RLSを介して、ハイサイド駆動回路の電源電位VBに接続されている。また、入力スイッチング素子NHVLSのソース端子は、定電流回路6を介してグランドに接続されている。これらのプルアップ抵抗RLS、入力スイッチング素子NHVLS、及び定電流回路6によりレベルシフト回路が構成される。なお、入力スイッチング素子NHVLSは、寄生容量CPLSを持つ。   The input switching element NHVLS is configured by, for example, an N-channel high voltage MOSFET. The drain terminal of the input switching element NHVLS is connected to the power supply potential VB of the high side drive circuit via the pull-up resistor RLS. The source terminal of the input switching element NHVLS is connected to the ground via the constant current circuit 6. The pull-up resistor RLS, the input switching element NHVLS, and the constant current circuit 6 constitute a level shift circuit. Note that the input switching element NHVLS has a parasitic capacitance CPLS.

プルアップ抵抗RLSと入力スイッチング素子NHVLSとの接続線から分岐する分岐線が、インバータINVの入力端子に接続されている。このため、入力スイッチング素子NHVLSがオフしているときには、インバータINVへの入力電位VINが閾値電位よりも高くなり、インバータINVの出力電位VOUTはローレベルとなる。入力スイッチング素子NHVLSがオンして、インバータINVへの入力電位VIN(プルアップ抵抗RLSの電圧降下後の電位)が閾値電位よりも低下すると、インバータINVの出力電位VOUTは、ハイレベルに変化する。   A branch line branched from a connection line between the pull-up resistor RLS and the input switching element NHVLS is connected to the input terminal of the inverter INV. Therefore, when the input switching element NHVLS is off, the input potential VIN to the inverter INV is higher than the threshold potential, and the output potential VOUT of the inverter INV is at a low level. When the input switching element NHVLS is turned on and the input potential VIN to the inverter INV (the potential after the voltage drop of the pull-up resistor RLS) falls below the threshold potential, the output potential VOUT of the inverter INV changes to a high level.

ハイサイドドライバ3は、フリップフロップ回路機能を有し、インバータINVがハイレベルの出力電位VOUTを出力する毎に、ハイサイドパワー半導体素子QHに出力するハイサイドドライブ信号VGHをオン→オフ→オン→オフと反転させる。   The high side driver 3 has a flip-flop circuit function, and every time the inverter INV outputs a high level output potential VOUT, the high side drive signal VGH output to the high side power semiconductor element QH is turned on → off → on → Turn off and invert.

以上が、ハイサイドパワー半導体素子QHに対する公知のハイサイド駆動回路の構成である。ここで、このような公知のハイサイド駆動回路において起こりえる問題点について、図2〜図5を用いて説明する。   The above is the configuration of a known high-side drive circuit for the high-side power semiconductor element QH. Here, problems that may occur in such a known high-side drive circuit will be described with reference to FIGS.

まず、図2を参照して、制御入力信号の立ち下がりエッジに応じたパルス信号により、入力スイッチング素子NHVLSをオンしたときに、電源電位VBを高めるサージが発生した場合について説明する。   First, with reference to FIG. 2, a case will be described in which a surge that raises the power supply potential VB occurs when the input switching element NHVLS is turned on by a pulse signal corresponding to the falling edge of the control input signal.

図2に示すように、入力スイッチング素子NHVLSのゲート端子に入力される信号レベルがローレベルからハイレベルに変化すると、入力スイッチング素子NHVLSがオンする。すると、入力スイッチング素子NHVLSのソース端子とグランド間に接続されている定電流回路6によって規定される一定電流に向けて、プルアップ抵抗RLS及び入力スイッチング素子NHVLSを電流IRLSが流れ始める。この電流IRLSは0から増加するが、この電流IRLSの増加に伴い、インバータINVの入力電位VINは電源電位VBから低下していく。そして、入力電位VINがインバータINVの閾値電位より低下したときに、インバータINVの出力電位VOUTは、ローレベルからハイレベルに変化する。   As shown in FIG. 2, when the signal level input to the gate terminal of the input switching element NHVLS changes from the low level to the high level, the input switching element NHVLS is turned on. Then, the current IRLS starts to flow through the pull-up resistor RLS and the input switching element NHVLS toward a constant current defined by the constant current circuit 6 connected between the source terminal of the input switching element NHVLS and the ground. The current IRLS increases from 0, but as the current IRLS increases, the input potential VIN of the inverter INV decreases from the power supply potential VB. When the input potential VIN drops below the threshold potential of the inverter INV, the output potential VOUT of the inverter INV changes from the low level to the high level.

このときの入力電位VINとプルアップ抵抗RLSを流れる電流IRLSとの関係は、以下の数式1によって表すことができる。
(数1)VB−VIN=IRLS・RLS
しかしながら、電流IRLSが増加している最中に、電源電位VBがサージによって変動し、それが電源電位VBを高めるサージである場合、図2に示すように、プルアップ抵抗RLSには、入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLSを充電する変位電流ICPLSが流れることになる。このように、プルアップ抵抗RLSに、電流IRLSに加えて、変位電流ICPLSが流れることにより、プルアップ抵抗RLSによる電圧降下後の電位である入力電位VINは、図2に示すように、変位電流ICPLSが流れない場合に比較して、より短時間で立ち下がることになる。その結果、入力電位VINがインバータINVの閾値電圧を下回るまでの時間が短くなり、ハイサイド駆動回路における信号伝達時間(制御入力信号の信号変化から、インバータINVの出力変化までの時間)が通常よりも短くなってしまう。
The relationship between the input potential VIN and the current IRLS flowing through the pull-up resistor RLS at this time can be expressed by the following Equation 1.
(Equation 1) VB-VIN = IRLS / RLS
However, when the power supply potential VB fluctuates due to a surge while the current IRLS is increasing, and this is a surge that increases the power supply potential VB, the pull-up resistor RLS has an input switching function as shown in FIG. A displacement current ICPLS that charges the parasitic capacitance CPLS of the element NHVLS flows. As described above, when the displacement current ICPLS flows in the pull-up resistor RLS in addition to the current IRLS, the input potential VIN, which is the potential after the voltage drop by the pull-up resistor RLS, is changed as shown in FIG. Compared to the case where the ICPLS does not flow, it falls in a shorter time. As a result, the time until the input potential VIN falls below the threshold voltage of the inverter INV is shortened, and the signal transmission time (time from the signal change of the control input signal to the output change of the inverter INV) in the high-side drive circuit is shorter than usual. Will also be shorter.

なお、電源電位VBを変動させるサージは、以下に説明するような状況において発生する可能性がある。例えば、低温時には、電界コンデンサECの内部抵抗ESRが相対的に高くなる。このような状況において、ハイサイドパワー半導体素子QHがオン又はオフされると、ハイサイドパワー半導体素子QHの電源ラインにサージが発生する場合がある。このようにして、ハイサイドパワー半導体素子QHの電源ラインにサージが発生すると、そのサージは、フローティング電位VSSを介して、電源電位VBに伝搬することがある。   Note that a surge that fluctuates the power supply potential VB may occur in a situation as described below. For example, when the temperature is low, the internal resistance ESR of the electric field capacitor EC is relatively high. In such a situation, when the high side power semiconductor element QH is turned on or off, a surge may occur in the power supply line of the high side power semiconductor element QH. Thus, when a surge occurs in the power supply line of the high-side power semiconductor element QH, the surge may propagate to the power supply potential VB via the floating potential VSS.

次に、図3を参照して、制御入力信号の立ち上がりエッジに応じたパルス信号により、入力スイッチング素子NHVLSをオンし、その後オフしたときに、電源電位VBを高めるサージが発生した場合について説明する。   Next, with reference to FIG. 3, a case will be described in which a surge that raises the power supply potential VB occurs when the input switching element NHVLS is turned on and then turned off by a pulse signal corresponding to the rising edge of the control input signal. .

図3に示すように、エッジ検出回路からのパルス信号が終了し、入力スイッチング素子NHVLSのゲート端子に入力される信号レベルがハイレベルからローレベルに変化すると、入力スイッチング素子NHVLSがオフする。すると、プルアップ抵抗RLSを流れていた電流IRLSは減少し始める。この電流IRLSの減少に伴い、インバータINVの入力電位VINは、ほぼグランド電位に近い電位から電源電位VBに向かって上昇していく。そして、入力電位VINがインバータINVの閾値電位を上回ると、インバータINVの出力電位VOUTは、ハイレベルからローレベルに変化する。   As shown in FIG. 3, when the pulse signal from the edge detection circuit ends and the signal level input to the gate terminal of the input switching element NHVLS changes from the high level to the low level, the input switching element NHVLS is turned off. Then, the current IRLS flowing through the pull-up resistor RLS starts to decrease. As the current IRLS decreases, the input potential VIN of the inverter INV increases from a potential that is substantially close to the ground potential toward the power supply potential VB. When the input potential VIN exceeds the threshold potential of the inverter INV, the output potential VOUT of the inverter INV changes from the high level to the low level.

しかしながら、電流IRLSが減少している最中に、電源電位VBを高めるサージが発生すると、図3に示すように、プルアップ抵抗RLSには、入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLSを充電する変位電流ICPLSが流れることになる。この変位電流ICPLSは、電流IRLSの減少を相殺する方向に作用するので、変位電流ICPLSが流れない場合に比較して、インバータINVの入力電位VINの立ち上がりが遅くなる。その結果、入力電位VINがインバータINVの閾値電圧を上回るまでの時間が長くなり、信号伝達時間が通常よりも長くなってしまう。   However, when a surge that raises the power supply potential VB occurs while the current IRLS is decreasing, as shown in FIG. 3, the pull-up resistor RLS has a displacement current that charges the parasitic capacitance CPLS of the input switching element NHVLS. ICPLS will flow. The displacement current ICPLS acts in a direction that cancels the decrease in the current IRLS, so that the rising of the input potential VIN of the inverter INV is delayed as compared with the case where the displacement current ICPLS does not flow. As a result, the time until the input potential VIN exceeds the threshold voltage of the inverter INV becomes longer, and the signal transmission time becomes longer than usual.

次に、図4を参照して、制御入力信号の立ち下がりエッジに応じたパルス信号によって、入力スイッチング素子NHVLSをオンしたときに、電源電位VBを低下させるサージが発生した場合について説明する。   Next, with reference to FIG. 4, a case will be described in which a surge that lowers the power supply potential VB occurs when the input switching element NHVLS is turned on by a pulse signal corresponding to the falling edge of the control input signal.

入力スイッチング素子NHVLSがオンした直後、電流IRLSが増加している最中に、電源電位VBを低下させるサージが発生した場合、図4に示すように、プルアップ抵抗RLSには、入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLSから放電される変位電流ICPLSが流れることになる。この変位電流ICPLSは、電流IRLSの増加を相殺する方向に作用するので、変位電流ICPLSが流れない場合に比較して、インバータINVの入力電位VINの立ち下がりが遅くなる。その結果、入力電位VINがインバータINVの閾値電圧を下回るまでの時間が長くなり、信号伝達時間が通常よりも長くなってしまう。   Immediately after the input switching element NHVLS is turned on, if a surge that lowers the power supply potential VB occurs while the current IRLS is increasing, as shown in FIG. 4, the pull-up resistor RLS has an input switching element NHVLS. Displacement current ICPLS discharged from the parasitic capacitance CPLS of the current flows. The displacement current ICPLS acts in a direction that cancels the increase in the current IRLS, so that the falling of the input potential VIN of the inverter INV is delayed as compared with the case where the displacement current ICPLS does not flow. As a result, the time until the input potential VIN falls below the threshold voltage of the inverter INV becomes longer, and the signal transmission time becomes longer than usual.

最後に、図5を参照して、制御入力信号の立ち上がりエッジに応じたパルス信号により、入力スイッチング素子NHVLSをオンし、その後オフしたときに、電源電位VBを低下させるサージが発生した場合について説明する。   Finally, referring to FIG. 5, a case where a surge that lowers the power supply potential VB occurs when the input switching element NHVLS is turned on and then turned off by a pulse signal corresponding to the rising edge of the control input signal will be described. To do.

入力スイッチング素子NHVLSがオフした直後、電流IRLSが減少している最中に、電源電位VBを低下させるサージが発生すると、図5に示すように、プルアップ抵抗RLSには、入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLSから放電される変位電流ICPLSが流れることになる。この変位電流ICPLSは、電流IRLSの減少を強める方向に作用するので、変位電流ICPLSが流れない場合に比較して、インバータINVの入力電位VINの立ち上がりが早くなる。その結果、入力電位VINがインバータINVの閾値電圧を上回るまでの時間が短くなり、信号伝達時間が通常よりも短くなってしまう。   Immediately after the input switching element NHVLS is turned off, if a surge that lowers the power supply potential VB occurs while the current IRLS is decreasing, as shown in FIG. 5, the pull-up resistor RLS has the input switching element NHVLS A displacement current ICPLS discharged from the parasitic capacitance CPLS flows. Since the displacement current ICPLS acts in a direction to increase the decrease in the current IRLS, the rising of the input potential VIN of the inverter INV is faster than when the displacement current ICPLS does not flow. As a result, the time until the input potential VIN exceeds the threshold voltage of the inverter INV is shortened, and the signal transmission time is shorter than usual.

以上のように、レベルシフト回路における信号伝達時間は、電源電位VBがサージの影響を受けた場合に変化する可能性がある。そのため、ハイサイドパワー半導体素子QHとローサイドパワー半導体素子QLとが同時にオンしないようにデッドタイムを設定する必要があるが、このデッドタイムをレベルシフト回路の信号伝達時間の変化も考慮して、より長く設定する必要が生じする。しかしながら、デッドタイムを長く設定するほど、負荷5の制御性を悪化させることになる。   As described above, the signal transmission time in the level shift circuit may change when the power supply potential VB is affected by the surge. Therefore, it is necessary to set a dead time so that the high-side power semiconductor element QH and the low-side power semiconductor element QL are not turned on at the same time. This dead time is further considered in consideration of a change in signal transmission time of the level shift circuit. It becomes necessary to set a long time. However, the longer the dead time is set, the worse the controllability of the load 5 is.

そこで、本実施形態では、図1に示すように、電源電位VBがサージにより変動する場合に、上述した変位電流ICPLSに相当する電流が流れる変位電流回路2を設け、この変位電流回路2を、プルアップ抵抗RLSと入力スイッチング素子NHVLSとの間に接続した。このような構成を採用することで、変位電流ICPLSに相当する電流を、変位電流回路2と入力スイッチング素子NHVLSとの間で流れるようにすることができる。そのため、サージによる変位電流ICPLSが発生する場合であっても、その変位電流ICPLSがプルアップ抵抗RLSを流れることを抑制することが可能となる。その結果、サージ発生による、インバータINVの入力電位VINの立ち上がり及び立ち下がり時間への影響を抑制することができ、信号の伝達時間の変化を低減することが可能となる。   Therefore, in the present embodiment, as shown in FIG. 1, when the power supply potential VB fluctuates due to a surge, a displacement current circuit 2 through which a current corresponding to the above-described displacement current ICPLS flows is provided. The pull-up resistor RLS and the input switching element NHVLS were connected. By adopting such a configuration, it is possible to cause a current corresponding to the displacement current ICPLS to flow between the displacement current circuit 2 and the input switching element NHVLS. Therefore, even when a displacement current ICPLS is generated due to a surge, the displacement current ICPLS can be suppressed from flowing through the pull-up resistor RLS. As a result, the influence on the rise and fall times of the input potential VIN of the inverter INV due to the occurrence of a surge can be suppressed, and the change in signal transmission time can be reduced.

以下、変位電流回路2について詳細に説明する。   Hereinafter, the displacement current circuit 2 will be described in detail.

図1に示すように、変位電流回路2は、入力スイッチング素子NHVLSと同じ特性を有するように構成された第1のスイッチング素子NHVPを有する。例えば、入力スイッチング素子NHVLSがNチャネル高耐圧MOSFETによって構成される場合、第1のスイッチング素子NHVPも、同じ材料、同じ素子サイズのNチャネル高耐圧MOSFETによって構成される。従って、第1のスイッチング素子NHVPは、入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLSと同じ寄生容量CPPを持つことになる。なお、第1のスイッチング素子NHVPのゲート端子はグランドに接続されており、第1のスイッチング素子NHVPは常時オフされた状態に維持される。   As shown in FIG. 1, the displacement current circuit 2 includes a first switching element NHVP configured to have the same characteristics as the input switching element NHVLS. For example, when the input switching element NHVLS is configured by an N-channel high breakdown voltage MOSFET, the first switching element NHVP is also configured by an N-channel high breakdown voltage MOSFET having the same material and the same element size. Therefore, the first switching element NHVP has the same parasitic capacitance CPP as the parasitic capacitance CPLS of the input switching element NHVLS. Note that the gate terminal of the first switching element NHVP is connected to the ground, and the first switching element NHVP is always kept off.

第1のスイッチング素子NHVPのドレイン端子は、第1の抵抗RP1の一端に接続される。この第1の抵抗RP1は、プルアップ抵抗RLSと同じ抵抗値を有している。第1の抵抗RP1の他端は、トランジスタPP1を介して、ハイサイド駆動回路の電源電位VBに接続されている。このトランジスタPP1は、PチャネルMOSFETからなり、ボディダイオードDPPを有するとともに、トランジスタPP2とカレントミラー回路を構成している。従って、トランジスタPP1に電流が流れたとき、その電流と同一の電流がトランジスタPP2にも流れる。なお、抵抗RP2は、トランジスタPP1、PP2のゲート電圧のプルアップ抵抗である。そして、トランジスタPP2のドレイン端子は、プルアップ抵抗RLSと入力スイッチング素子NHVLSとの接続線に接続されている。   The drain terminal of the first switching element NHVP is connected to one end of the first resistor RP1. The first resistor RP1 has the same resistance value as the pull-up resistor RLS. The other end of the first resistor RP1 is connected to the power supply potential VB of the high side drive circuit via the transistor PP1. The transistor PP1 is made of a P-channel MOSFET, has a body diode DPP, and forms a current mirror circuit with the transistor PP2. Therefore, when a current flows through the transistor PP1, the same current as that flows through the transistor PP2. The resistor RP2 is a pull-up resistor for the gate voltages of the transistors PP1 and PP2. The drain terminal of the transistor PP2 is connected to a connection line between the pull-up resistor RLS and the input switching element NHVLS.

また、変位電流回路2は、第2のスイッチング素子NHVNを有し、この第2のスイッチング素子NHVNも、第1のスイッチング素子NHVPと同様に、入力スイッチング素子NHVLSと同じ特性を有するように構成されている。従って、第2のスイッチング素子NHVNも、入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLSと同じ寄生容量CPNを持つことになる。この第2のスイッチング素子NHVNのゲート端子もグランドに接続されており、第2のスイッチング素子NHVNも常時オフされた状態に維持される。   Further, the displacement current circuit 2 includes a second switching element NHVN, and the second switching element NHVN is configured to have the same characteristics as the input switching element NHVLS, like the first switching element NHVP. ing. Therefore, the second switching element NHVN also has the same parasitic capacitance CPN as the parasitic capacitance CPLS of the input switching element NHVLS. The gate terminal of the second switching element NHVN is also connected to the ground, and the second switching element NHVN is always kept off.

第2のスイッチング素子NHVNのドレイン端子は、第2の抵抗RN1の一端に接続されている。この第2の抵抗RN1は、プルアップ抵抗RLSと同じ抵抗値を有している。第2の抵抗RN1の他端は、トランジスタNN1を介して、フローティング電位VSSに接続されている。このトランジスタNN1は、NチャネルMOSFETからなり、ボディダイオードDPNを有するとともに、トランジスタNN2とカレントミラー回路を構成している。従って、トランジスタNN1に電流が流れたとき、その電流と同一の電流がトランジスタNN2にも流れる。なお、抵抗RN2は、トランジスタNN1、NN2のゲート電圧のプルダウン抵抗である。そして、トランジスタNN2のドレイン端子は、プルアップ抵抗RLSと入力スイッチング素子NHVLSとの接続線に接続されている。   The drain terminal of the second switching element NHVN is connected to one end of the second resistor RN1. The second resistor RN1 has the same resistance value as that of the pull-up resistor RLS. The other end of the second resistor RN1 is connected to the floating potential VSS via the transistor NN1. The transistor NN1 is composed of an N-channel MOSFET, has a body diode DPN, and forms a current mirror circuit with the transistor NN2. Accordingly, when a current flows through the transistor NN1, the same current as that flows through the transistor NN2. The resistor RN2 is a pull-down resistor for the gate voltages of the transistors NN1 and NN2. The drain terminal of the transistor NN2 is connected to a connection line between the pull-up resistor RLS and the input switching element NHVLS.

以上のように構成された変位電流回路2の作用効果について、図6及び図7を用いて説明する。なお、図6は、電源電位VBを高めるサージが発生した場合の変位電流回路2の作用効果を説明するための説明図である。まず、この図6に基づき、電源電位VBを高めるサージが発生した場合について説明する。   The operation and effect of the displacement current circuit 2 configured as described above will be described with reference to FIGS. FIG. 6 is an explanatory diagram for explaining the operation and effect of the displacement current circuit 2 when a surge that raises the power supply potential VB occurs. First, a case where a surge for increasing the power supply potential VB has occurred will be described with reference to FIG.

電源電位VBを高めるサージが発生した場合、図6に示すように、第1のスイッチング素子NHVPの寄生容量CPPを充電する変位電流ICPPが流れる。上述したように、第1のスイッチング素子NHVPの寄生容量CPPは、入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLSと等しい。また、第1の抵抗RP1は、プルアップ抵抗RLSと同じ抵抗値を有する。そのため、変位電流ICPPは、図2及び図3にて説明した、入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLSを充電する変位電流ICPLSにほぼ等しくなる。   When a surge that raises the power supply potential VB occurs, as shown in FIG. 6, a displacement current ICPP that charges the parasitic capacitance CPP of the first switching element NHVP flows. As described above, the parasitic capacitance CPP of the first switching element NHVP is equal to the parasitic capacitance CPLS of the input switching element NHVLS. The first resistor RP1 has the same resistance value as the pull-up resistor RLS. Therefore, the displacement current ICPP is substantially equal to the displacement current ICPLS that charges the parasitic capacitance CPLS of the input switching element NHVLS described with reference to FIGS.

変位電流ICPPは、カレントミラー回路を構成する一方のトランジスタPP1を流れるので、他方のトランジスタPP2にも同一の変位電流IPP2が流れる。トランジスタPP2のドレイン端子は、プルアップ抵抗RLSと入力スイッチング素子NHVLSとの接続線に接続されているので、変位電流IPP2は、トランジスタPP2から入力スイッチング素子NHVLSに向けて流れることになる。すると、この変位電流IPP2により、入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLSが充電される。この変位電流IPP2は、変位電流ICPLSにほぼ等しいので、変位電流は、実質的にプルアップ抵抗RLSを迂回することになる。その結果、電源電位VBを高めるサージが発生しても、そのサージによる変位電流がプルアップ抵抗RLSを流れることを抑制することができる。   Since the displacement current ICPP flows through one transistor PP1 constituting the current mirror circuit, the same displacement current IPP2 also flows through the other transistor PP2. Since the drain terminal of the transistor PP2 is connected to the connection line between the pull-up resistor RLS and the input switching element NHVLS, the displacement current IPP2 flows from the transistor PP2 toward the input switching element NHVLS. Then, the parasitic capacitance CPLS of the input switching element NHVLS is charged by the displacement current IPP2. Since the displacement current IPP2 is substantially equal to the displacement current ICPLS, the displacement current substantially bypasses the pull-up resistor RLS. As a result, even if a surge that raises the power supply potential VB occurs, it is possible to suppress displacement current due to the surge from flowing through the pull-up resistor RLS.

同時に、フローティング電位VSSから第2のスイッチング素子NHVNに向けて、第2のスイッチング素子NHVNの寄生容量CPNを充電する変位電流ICPNが流れる。なお、変位電流ICPNが流れるときには、トランジスタNN1、NN2によって構成されるカレントミラー回路はオフしており、変位電流ICPNは、トランジスタNN1のボディダイオードDPNを介して流れる。これにより、第2のスイッチング素子NHVNの寄生容量CPNは、入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLSと同じ充電状態となるように充電される。   At the same time, a displacement current ICPN that charges the parasitic capacitance CPN of the second switching element NHVN flows from the floating potential VSS toward the second switching element NHVN. When the displacement current ICPN flows, the current mirror circuit constituted by the transistors NN1 and NN2 is turned off, and the displacement current ICPN flows through the body diode DPN of the transistor NN1. Thereby, the parasitic capacitance CPN of the second switching element NHVN is charged so as to be in the same charging state as the parasitic capacitance CPLS of the input switching element NHVLS.

入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLSは、電源電位VBからの変位電流によって充電され、第2のスイッチング素子NHVNの寄生容量CPNは、フローティング電位VSSからの変位電流ICPNによって充電される。このように、接続先が異なるにも係わらず、第2のスイッチング素子NHVNの寄生容量CPNと、入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLSとがほぼ同じ充電状態になる理由について、図8及び図9を用いて説明する。   The parasitic capacitance CPLS of the input switching element NHVLS is charged by the displacement current from the power supply potential VB, and the parasitic capacitance CPN of the second switching element NHVN is charged by the displacement current ICPN from the floating potential VSS. As described above, the reason why the parasitic capacitance CPN of the second switching element NHVN and the parasitic capacitance CPLS of the input switching element NHVLS are in substantially the same charged state regardless of the connection destination is shown in FIGS. It explains using.

図8には、入力スイッチング素子NHVLSと、第2のスイッチング素子NHVNの充電時の等価回路を示している。この図8において、それぞれの寄生容量CPLS、CPNを充電する変位電流は、電源電位VB及びフローティング電位VSSのサージによる変化によって発生し、トランジスタNN1のボディダイオードの順方向電圧はほぼ一定とみなした場合、それぞれの変位電流は、下記の数式2の微分方程式の解として求めることができる。

Figure 0006107698
FIG. 8 shows an equivalent circuit during charging of the input switching element NHVLS and the second switching element NHVN. In FIG. 8, the displacement currents charging the respective parasitic capacitances CPLS and CPN are generated due to the surges of the power supply potential VB and the floating potential VSS, and the forward voltage of the body diode of the transistor NN1 is considered to be almost constant. Each displacement current can be obtained as a solution of the differential equation of Equation 2 below.
Figure 0006107698

ただし、各記号の定義は以下の通りである。
VCPN:第2のスイッチング素子NHVNの寄生容量CPNに印加される電圧
VCPLS:入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLSに印加される電圧
ICPN:第2のスイッチング素子NHVNの寄生容量CPNに流れる電流
ICPLS:入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLSに流れる電流
However, the definition of each symbol is as follows.
VCPN: voltage VCPLS applied to the parasitic capacitance CPN of the second switching element NHVN: voltage ICPN applied to the parasitic capacitance CPLS of the input switching element NHVLS: current ICPLS flowing in the parasitic capacitance CPN of the second switching element NHVN: input Current flowing in parasitic capacitance CPLS of switching element NHVLS

また、電源電位VB及びフローティング電位VSSに関しては、以下のように定義される。
VB=VB0+ΔVBB
VSS=VSS0+ΔVSS
VB0、VSS0:サージがない場合の電位
ΔVBB、ΔVSS:サージによる電位の変化分
Further, the power supply potential VB and the floating potential VSS are defined as follows.
VB = VB0 + ΔVBB
VSS = VSS0 + ΔVSS
VB0, VSS0: Potential ΔVBB, ΔVSS: No potential change due to surge

ここで、ブートストラップコンデンサCBSにより、サージ発生時も、電源電位VBとフローティング電位VSSの電位差は一定に保持される。そのため、電源電位VBの変化分ΔVBBと、フローティング電位VSSの変化分ΔVSSとは等しい。また、第2の抵抗RN1とプルアップ抵抗RLSは同じ抵抗値を持つように構成されている。さらに、寄生容量は、図9に示すように、電圧依存性があるが、フローティング電位VSSが高電位となったときの電源電位VB及びフローティング電位VSS(例えば、200V以上)においては、電圧に依存せず、ほぼ一定となる。従って、サージがない場合の、第2のスイッチング素子NHVNの寄生容量CPN(VSS0)と、入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLS(VB0)とは等しくなる。これらを、上記微分方程式に当てはめると、変位電流ICPN(t)=ICPLS(t)との結論が導き出される。このように、変位電流が等しいのであるから、それらの変位電流によって充電される寄生容量CPN、CPLSの充電状態も等しくなる。   Here, the bootstrap capacitor CBS keeps the potential difference between the power supply potential VB and the floating potential VSS constant even when a surge occurs. Therefore, the change amount ΔVBB of the power supply potential VB is equal to the change amount ΔVSS of the floating potential VSS. The second resistor RN1 and the pull-up resistor RLS are configured to have the same resistance value. Furthermore, as shown in FIG. 9, the parasitic capacitance has voltage dependency, but the power supply potential VB and the floating potential VSS (for example, 200 V or more) when the floating potential VSS is high depend on the voltage. Without, it becomes almost constant. Therefore, when there is no surge, the parasitic capacitance CPN (VSS0) of the second switching element NHVN is equal to the parasitic capacitance CPLS (VB0) of the input switching element NHVLS. When these are applied to the differential equation, the conclusion that the displacement current ICPN (t) = ICPLS (t) is derived. Thus, since the displacement currents are equal, the charged states of the parasitic capacitors CPN and CPLS charged by the displacement currents are also equal.

次に、電源電位VBを低下させるサージが発生した場合について、図7に基づいて説明する。   Next, a case where a surge that lowers the power supply potential VB occurs will be described with reference to FIG.

電源電位VBを低下させるサージが発生した場合、図7に示すように、第1のスイッチング素子NHVPの寄生容量CPPからの放電による変位電流ICPP、及び第2のスイッチング素子NHVNの寄生容量CPNからの放電による変位電流ICPNが流れる。上述したように、第2のスイッチング素子NHVNの寄生容量CPNは、入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLSと等しい。また、第2の抵抗RN1は、プルアップ抵抗RLSと同じ抵抗値を有する。そのため、変位電流ICPNは、図4及び図5にて説明した、入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLSから放電される変位電流ICPLSにほぼ等しくなる。   When a surge that lowers the power supply potential VB occurs, as shown in FIG. 7, the displacement current ICPP due to the discharge from the parasitic capacitance CPP of the first switching element NHVP and the parasitic capacitance CPN of the second switching element NHVN Displacement current ICPN due to discharge flows. As described above, the parasitic capacitance CPN of the second switching element NHVN is equal to the parasitic capacitance CPLS of the input switching element NHVLS. The second resistor RN1 has the same resistance value as the pull-up resistor RLS. Therefore, the displacement current ICPN becomes substantially equal to the displacement current ICPLS discharged from the parasitic capacitance CPLS of the input switching element NHVLS described with reference to FIGS.

変位電流ICPNは、カレントミラー回路を構成する一方のトランジスタNN1を流れるので、他方のトランジスタNN2にも同一の変位電流INN2が流れる。トランジスタNN2のドレイン端子は、プルアップ抵抗RLSと入力スイッチング素子NHVLSとの接続線に接続されているので、変位電流INN2は、入力スイッチング素子NHVLSからトランジスタNN2に向けて流れることになる。すると、この変位電流INN2により、入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLSからの放電が行われる。そして、この場合、変位電流INN2は変位電流ICPLSにほぼ等しいので、変位電流は、実質的にプルアップ抵抗RLSを迂回することになる。その結果、電源電位VBを低下させるサージが発生しても、そのサージによる変位電流がプルアップ抵抗RLSを流れることを抑制することができる。   Since the displacement current ICPN flows through one transistor NN1 constituting the current mirror circuit, the same displacement current INN2 also flows through the other transistor NN2. Since the drain terminal of the transistor NN2 is connected to the connection line between the pull-up resistor RLS and the input switching element NHVLS, the displacement current INN2 flows from the input switching element NHVLS toward the transistor NN2. Then, the displacement current INN2 discharges the parasitic capacitance CPLS of the input switching element NHVLS. In this case, since the displacement current INN2 is substantially equal to the displacement current ICPLS, the displacement current substantially bypasses the pull-up resistor RLS. As a result, even when a surge that lowers the power supply potential VB occurs, it is possible to suppress the displacement current due to the surge from flowing through the pull-up resistor RLS.

同時に、第1のスイッチング素子NHVPの寄生容量CPPからの放電による変位電流ICPPが流れる。ただし、このとき、トランジスタPP1、PP2によって構成されるカレントミラー回路はオフしており、変位電流ICPPは、トランジスタPP1のボディダイオードDPPを介して流れる。これにより、第1のスイッチング素子NHVPの寄生容量CPPは、入力スイッチング素子NHVLSの寄生容量CPLSと同じ充電状態となるように放電される。   At the same time, a displacement current ICPP due to the discharge from the parasitic capacitance CPP of the first switching element NHVP flows. However, at this time, the current mirror circuit constituted by the transistors PP1 and PP2 is OFF, and the displacement current ICPP flows through the body diode DPP of the transistor PP1. Thereby, the parasitic capacitance CPP of the first switching element NHVP is discharged so as to be in the same charge state as the parasitic capacitance CPLS of the input switching element NHVLS.

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、上述した実施形態になんら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々変形して実施することが可能である。   The preferred embodiments of the present invention have been described above. However, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made without departing from the spirit of the present invention. .

例えば、上述した実施形態では、カレントミラー回路を構成するトランジスタをMOSFETとしたが、図10に示すように、バイポーラトランジスタを用いてカレントミラー回路を構成しても良い。ただし、バイポーラトランジスタの場合、コレクタ−エミッタ間にボディダイオードが無いので、トランジスタQP1、QN1に対して並列にダイオードDP1、DN1を接続する必要がある。このような回路構成を採用した場合も、上述した実施形態と同様の作用効果を得ることができる。   For example, in the above-described embodiment, the transistors constituting the current mirror circuit are MOSFETs. However, as shown in FIG. 10, the current mirror circuit may be constituted using bipolar transistors. However, in the case of a bipolar transistor, since there is no body diode between the collector and the emitter, it is necessary to connect the diodes DP1 and DN1 in parallel to the transistors QP1 and QN1. Even when such a circuit configuration is employed, the same operational effects as those of the above-described embodiment can be obtained.

また、図11に示すように、ハイサイド駆動回路において、ハイサイドパワー半導体素子QHをオンするための系統と、オフするための系統との2系統を設けても良い。この場合、第1の入力スイッチング素子NHVLS1に、ハイサイドパワー半導体素子QHをオンするためのパルス信号が与えられ、第2の入力スイッチング素子NHVLS2にハイサイドパワー半導体素子QHをオフするためのパルス信号が与えられる。そして、第1及び第2の入力スイッチング素子NHVLS1、NHVLS2に対して、第1及び第2のスイッチング素子NHVP、NHVNを共用するようにし、カレントミラー回路のみ2系統とすることが好ましい。これにより、回路構成の簡略化を図ることができる。   Further, as shown in FIG. 11, in the high side drive circuit, two systems of a system for turning on the high side power semiconductor element QH and a system for turning off may be provided. In this case, a pulse signal for turning on the high-side power semiconductor element QH is given to the first input switching element NHVLS1, and a pulse signal for turning off the high-side power semiconductor element QH to the second input switching element NHVLS2. Is given. The first and second switching elements NHVP and NHVN are preferably shared with the first and second input switching elements NHVLS1 and NHVLS2, and only the current mirror circuit has two systems. As a result, the circuit configuration can be simplified.

さらに、図12に示すように、レベルシフト回路の動作を遅延させる遅延回路を設けても良い。つまり、レベルシフト回路のプルアップ抵抗RLSに流れる変位電流を打ち消すべく、変位電流回路2が動作するには多少の遅れ時間がある。そのため、遅延回路として、プルアップ抵抗RLSと並列にコンデンサCLSを接続して、レベルシフト回路の動作を遅延させる。その結果、変位電流回路2に変位電流に相当する電流IPP2、INN2が流れるタイミングと、プルアップ抵抗RLSと入力スイッチング素子NHVLSとの直列回路に変位電流ICPLSが流れるタイミングとを近づけることができる。そのため、変位電流回路2により、プルアップ抵抗RLSを流れる変位電流をより高い精度で打ち消すことが可能になる。   Further, as shown in FIG. 12, a delay circuit for delaying the operation of the level shift circuit may be provided. That is, there is some delay time for the displacement current circuit 2 to operate in order to cancel the displacement current flowing through the pull-up resistor RLS of the level shift circuit. Therefore, as a delay circuit, a capacitor CLS is connected in parallel with the pull-up resistor RLS to delay the operation of the level shift circuit. As a result, the timing at which the currents IPP2 and INN2 corresponding to the displacement current flow through the displacement current circuit 2 and the timing at which the displacement current ICPLS flows through the series circuit of the pull-up resistor RLS and the input switching element NHVLS can be made closer. Therefore, the displacement current circuit 2 can cancel the displacement current flowing through the pull-up resistor RLS with higher accuracy.

1 スイッチング素子駆動装置
2 変位電流回路
3 ハイサイドドライバ
4 ローサイドドライバ
5 負荷
NHVLS 入力スイッチング素子
RLS プルアップ抵抗
INV インバータ
QH ハイサイドパワー半導体素子
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Switching element drive device 2 Displacement current circuit 3 High side driver 4 Low side driver 5 Load NHVLS Input switching element RLS Pull-up resistance INV Inverter QH High side power semiconductor element

Claims (7)

制御入力信号に応じてオン、オフされる入力スイッチング素子(NHVLS)と、
前記入力スイッチング素子の上流側において、当該入力スイッチング素子に直列に接続された抵抗(RLS)と、
前記抵抗と前記入力スイッチング素子との直列回路に印加される第1の電圧(VB)を発生する第1の電源(VOM)と、
前記抵抗による電圧降下後の電位に応じて、後述する出力スイッチング素子(QH)をオンさせる駆動信号を出力する第1の動作態様と、前記駆動信号の出力を停止する第2の動作態様とのいずれかに切り換えられるドライバ(3)と、
前記駆動信号に応じてオン、オフされる出力スイッチング素子(QH)と、
前記出力スイッチング素子に印加される、前記第1の電圧よりも高い第2の電圧(VH)を発生する第2の電源(VHIGH)と、
前記第1の電圧にサージが発生した場合に、そのサージにより、前記直列回路に流れる変位電流(ICPLS)に相当する電流(IPP2、INN2)が流れる変位電流回路(2)と、を備え、
前記変位電流回路を、前記直列回路における前記抵抗と前記入力スイッチング素子との間に接続することにより、前記変位電流が、前記抵抗を迂回して、前記変位電流回路と前記入力スイッチング素子との間で流れるように構成したことを特徴とするスイッチング素子駆動装置。
An input switching element (NHVLS) that is turned on and off according to a control input signal;
On the upstream side of the input switching element, a resistor (RLS) connected in series to the input switching element;
A first power supply (VOM) for generating a first voltage (VB) applied to a series circuit of the resistor and the input switching element;
A first operation mode for outputting a drive signal for turning on an output switching element (QH), which will be described later, and a second operation mode for stopping the output of the drive signal in accordance with the potential after the voltage drop by the resistor. A driver (3) that can be switched to one of the following:
An output switching element (QH) that is turned on and off according to the drive signal;
A second power source (VHIGH) applied to the output switching element to generate a second voltage (VH) higher than the first voltage;
A displacement current circuit (2) through which a current (IPP2, INN2) corresponding to a displacement current (ICPLS) flowing in the series circuit flows when a surge occurs in the first voltage;
By connecting the displacement current circuit between the resistance and the input switching element in the series circuit, the displacement current bypasses the resistance and is between the displacement current circuit and the input switching element. The switching element driving device is configured to flow at
前記変位電流回路は、前記サージによって前記第1の電圧が高くなり、それにより、前記入力スイッチング素子の寄生容量(CPLS)を充電する前記変位電流が流れる場合に、その変位電流に相当する電流(IPP2)が流れる第1の回路を有し、当該第1の回路から前記入力スイッチング素子へ前記変位電流に相当する電流が流れることにより、前記入力スイッチング素子の寄生容量を充電し、
前記変位電流回路は、さらに、前記サージによって前記第1の電圧が低下し、それにより、前記入力スイッチング素子の寄生容量から放電される前記変位電流が流れる場合に、その変位電流に相当する電流(INN2)が流れる第2の回路を有し、前記入力スイッチング素子から当該第2の回路へ前記変位電流に相当する電流が流れることにより、前記入力スイッチング素子の寄生容量から放電することを特徴とする請求項1に記載のスイッチング素子駆動装置。
In the displacement current circuit, when the first voltage increases due to the surge, and thereby the displacement current that charges the parasitic capacitance (CPLS) of the input switching element flows, a current corresponding to the displacement current ( IPP2) has a first circuit through which a current corresponding to the displacement current flows from the first circuit to the input switching element, thereby charging the parasitic capacitance of the input switching element,
The displacement current circuit further has a current corresponding to the displacement current when the first voltage is lowered by the surge, and the displacement current discharged from the parasitic capacitance of the input switching element flows. INN2) has a second circuit, and when a current corresponding to the displacement current flows from the input switching element to the second circuit, the parasitic capacitance of the input switching element is discharged. The switching element driving device according to claim 1.
前記第1の回路は、
前記入力スイッチング素子と同じ特性を有するように構成され、かつ、常時オフ状態に維持される第1のスイッチング素子(NHVP)と、
前記第1のスイッチング素子と直列に接続され、前記抵抗と同じ抵抗値を有する第1の抵抗(RP1)と、
前記第1の抵抗と前記第1のスイッチング素子との第1の直列回路を流れる電流(ICPP)と、同じ電流(IPP2)を発生させる第1のカレントミラー回路と、を有し、
前記第1の抵抗と前記第1のスイッチング素子との第1の直列回路には前記第1の電圧が印加され、当該第1の電圧が高くなる前記サージにより、前記第1の直列回路に、前記第1のスイッチング素子の寄生容量(CPP)を充電する電流(ICPP)が流れるときに、前記第1のカレントミラー回路が発生する電流(IPP2)を、前記入力スイッチング素子に流すことを特徴とする請求項2に記載のスイッチング素子駆動装置。
The first circuit includes:
A first switching element (NHVP) configured to have the same characteristics as the input switching element and maintained in an off state at all times;
A first resistor (RP1) connected in series with the first switching element and having the same resistance value as the resistor;
A current (ICPP) flowing through a first series circuit of the first resistor and the first switching element and a first current mirror circuit that generates the same current (IPP2);
The first voltage is applied to the first series circuit of the first resistor and the first switching element, and the surge that increases the first voltage causes the first series circuit to When a current (ICPP) for charging a parasitic capacitance (CPP) of the first switching element flows, a current (IPP2) generated by the first current mirror circuit is caused to flow to the input switching element. The switching element driving device according to claim 2.
前記第2の回路は、
前記入力スイッチング素子と同じ特性を有するように構成され、かつ、常時オフ状態に維持される第2のスイッチング素子(NHVN)と、
前記第2のスイッチング素子と直列に接続され、前記抵抗と同じ抵抗値を有する第2の抵抗(RN1)と、
前記第2の抵抗と前記第2のスイッチング素子との第2の直列回路を流れる電流(ICPN)と、同じ電流(INN2)を流す第2のカレントミラー回路と、を有し、
前記第1の電圧を低下させるサージが生じて、前記第2の直列回路に、前記第2のスイッチング素子の寄生容量(CPN)から放電される電流(ICPN)が流れるときに、前記第2のカレントミラー回路は、前記入力スイッチング素子の寄生容量(CPLS)から放電される変位電流に相当する電流(INN2)を流すことを特徴とする請求項2又は3に記載のスイッチング素子駆動装置。
The second circuit includes:
A second switching element (NHVN) that is configured to have the same characteristics as the input switching element and that is always maintained in an off state;
A second resistor (RN1) connected in series with the second switching element and having the same resistance value as the resistor;
A current (ICPN) that flows through a second series circuit of the second resistor and the second switching element, and a second current mirror circuit that flows the same current (INN2),
When a surge that reduces the first voltage occurs and a current (ICPN) discharged from the parasitic capacitance (CPN) of the second switching element flows in the second series circuit, the second 4. The switching element driving device according to claim 2, wherein the current mirror circuit passes a current (INN2) corresponding to a displacement current discharged from the parasitic capacitance (CPLS) of the input switching element.
前記変位電流回路に変位電流に相当する電流が流れるタイミングと、前記抵抗と前記入力スイッチング素子との直列回路に変位電流が流れるタイミングとを合わせるために、前記抵抗と前記入力スイッチング素子との直列回路に変位電流が流れるタイミングを遅延させる遅延回路を備えることを特徴とする請求項1乃至4のいずれか1項に記載のスイッチング素子駆動装置。   In order to match the timing at which a current corresponding to a displacement current flows in the displacement current circuit and the timing at which a displacement current flows in a series circuit of the resistor and the input switching element, a series circuit of the resistor and the input switching element 5. The switching element driving device according to claim 1, further comprising a delay circuit that delays a timing at which the displacement current flows. 前記遅延回路は、前記抵抗に対して並列接続されるコンデンサ(CLS)からなることを特徴とする請求項5に記載のスイッチング素子駆動装置。   6. The switching element driving device according to claim 5, wherein the delay circuit includes a capacitor (CLS) connected in parallel to the resistor. 前記抵抗と前記入力スイッチング素子との直列回路は2つ設けられ、1つの直列回路は、前記ドライバを第1の動作態様に切り替えるために用いられ、もう1つの直列回路は、前記ドライバを第2の動作態様に切り替えるために用いられることを特徴とする請求項1乃至6のいずれか1項に記載のスイッチング素子駆動装置。   Two series circuits of the resistor and the input switching element are provided, one series circuit is used to switch the driver to the first operation mode, and the other series circuit connects the driver to the second mode. 7. The switching element driving device according to claim 1, wherein the switching element driving device is used to switch to the operation mode.
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