JP6001876B2 - 基準電圧中継回路 - Google Patents

Description

本発明は、供給される基準電圧をレギュレータに中継する基準電圧中継回路に関する。

従来より、基準電圧を生成し、ＲＣフィルタ等のフィルタを介して当該基準電圧をレギュレータ等の回路に供給する構成が知られている（例えば特許文献１）。フィルタは、基準電圧に生ずるリップル変動等の電圧変動分すなわちノイズを除去して安定した電圧を後段の回路に供給することを目的として設けられたものである。

特開平８−２７２４６１号公報

ところで、基準電圧を生成する回路をシリコンＭＯＳＦＥＴデバイスで構成した場合には、いわゆる１／ｆ雑音がノイズの主要因となる。１／ｆ雑音は数ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ程度の低周波数帯域において発生するとされているが、ＲＣフィルタを用いてこの変動分を除去するためには一般にフィルタを構成するコンデンサの容量を大きくする必要がある。しかしながら、容量を大きくした場合には充電に多くの時間を要することから、基準電圧の立ち上がりが遅くなってしまうという問題がある。また、近年、基準電圧を生成する回路の低消費電力化が進んだことにより、当該回路の出力駆動能力が低下する傾向にあることも相まって、基準電圧の立ち上がりが極端に遅くなってしまうという問題があった。

なお、低周波数帯域のノイズを除去するためにコンデンサ容量の大きなフィルタを用いた以下の如き構成も考えられる。すなわち、フィルタを構成するコンデンサが十分に充電されるまで基準電圧生成回路の出力駆動能力を高い状態に保ち、充電後に出力駆動能力を低い状態に切り換える構成である。しかしながら、かかる構成とした場合には、以下のような問題がある。一般に、出力駆動能力を切り替える場合には、基準電圧生成回路に含まれる位相補償回路も電流値に応じて変更する必要がある。当該変更のためには、より多くの容量を組み込む必要があり、設計上の困難が更に増すので現実的ではない。

本発明は上記した如き問題点に鑑みてなされたものであって、基準電圧生成回路を低消費電力化した場合であっても基準電圧のノイズが小さく且立ち上がりが早い基準電圧中継回路を提供することを目的とする。

本発明による基準電圧中継回路は、入力端子に供給される入力基準電圧のノイズを除去して得られた電圧を被調整基準電圧として出力端子からレギュレータに中継するフィルタ部を含む基準電圧中継回路であって、前記出力端子の電圧に基づいて比較電圧を生成する比較電圧生成部と、前記比較電圧が前記入力基準電圧を上回った場合に通常供給指令信号を発し、前記入力基準電圧の供給開始時及び前記比較電圧が前記入力基準電圧以下である場合に代替供給指令信号を発するコンパレータと、を含み、前記フィルタ部は、前記入力端子に一端が接続された抵抗素子と、前記出力端子と接地端子との間に接続された容量素子と、前記通常供給指令信号に応じてオンとなって前記被調整基準電圧を中継するために前記抵抗素子の他端を前記出力端子に接続し、前記代替供給指令信号に応じてオフとなって前記被調整基準電圧の中継を停止するために前記抵抗の他端と前記出力端子との接続を遮断するスイッチと、前記代替供給指令信号に応じて代替電圧を生成して前記代替電圧を前記出力端子に印加し、前記通常供給指令信号に応じて前記代替電圧の生成を停止する代替電圧生成供給部と、を含むことを特徴とする。

本発明による基準電圧中継回路によれば、基準電圧生成回路を低消費電力化した場合であっても基準電圧のノイズを小さく且立ち上がりを早くすることができる。

第１の実施例である基準電圧中継回路の構成を示すブロック図である。 図１のスイッチの構成を示す回路図である。 図１の可変分圧抵抗に含まれるデコーダを示すブロック図である。 図３のデコーダの真理値表である。 図１の可変分圧抵抗に含まれる分圧抵抗の構成を示す回路図である。 第２の実施例である基準電圧中継回路の構成を示すブロック図である。 図６のスイッチ選択セルに含まれる選択部の構成を示す回路図である。

以下、本発明に係る実施例について添付の図面を参照しつつ詳細に説明する。

＜第１の実施例＞
図１には、本実施例の基準電圧中継回路１００の構成が基準電圧生成部１００、レギュレータ２００及び外部容量３００と共に示されている。基準電圧中継回路１００は、基準電圧生成部１００から供給される基準電圧Ａに基づく被調整基準電圧Ｖｒｅｆ又は後述する代替電圧Ｅをレギュレータ２００に供給する。レギュレータ２００は、被調整基準電圧Ｖｒｅｆ又は代替電圧Ｅに基づく一定電圧を生成し出力する。レギュレータ２００の出力には外部容量３００が接続されている。

基準電圧生成部１１０は、例えば１．５Ｖ等の所定の基準電圧Ａを生成する。

フィルタ部１２０は、基準電圧Ａに生ずるリップル変動等の電圧変動分すなわちノイズを除去して得られた被調整基準電圧Ｖｒｅｆ又は代替電圧Ｅをレギュレータ２００に供給する。

抵抗１２１とコンデンサ１２２とによりＲＣフィルタが構成されている。抵抗１２１は、基準電圧生成部１１０の出力に直列接続されている。コンデンサ１２２は、レギュレータ２００の入力と接地電圧ＧＮＤとの間に接続されている。抵抗１２１の抵抗値とコンデンサ１２２の容量値とは、主として例えば数ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ程度の低周波帯域のノイズを除去するように設定されている。

スイッチ１２３は、基準電圧生成部１１０の出力とレギュレータ２００の入力との間に設けられており、後述する切換制御部１３０から通常供給指令信号（”Ｌ”レベルの電圧Ｂ）が発せられている場合にオン状態となる。スイッチ１２３がオンのときには、基準電圧Ａに基づく被調整基準電圧Ｖｒｅｆが基準電圧生成部１１０からレギュレータ２００に直接供給される。また、切換制御部１３０から代替供給指令信号（”Ｈ”レベルの電圧Ｂ）が発せられている場合には、スイッチ１２３はオフ状態となる。

代替電圧生成供給部であるバッファアンプ１２４は、ボルテージフォロワ接続されたアンプであり、その非反転入力には抵抗Ｒ１を介して基準電圧Ａが入力されている。バッファアンプ１２４がイネーブル状態のときには、バッファアンプ１２４が基準電圧Ａに基づく非反転増幅電圧である代替電圧Ｅを生成しこれを被調整基準電圧Ｖｒｅｆに代えてレギュレータ２００に供給する。バッファアンプ１２４は、切換制御部１３０から代替供給指令信号が発せられている場合にイネーブル状態となる。切換制御部１３０から通常供給指令信号が発せられている場合には、バッファアンプ１２４はディスイネーブル状態となる。

切換制御部１３０は、レギュレータ２００への電圧供給元を基準電圧生成部１１０とバッファアンプ１２４との間で切り替えるための制御を行なう。切換制御部１３０は、代替電圧Ｅに基づく比較電圧Ｄが基準電圧Ａを上回った場合に通常供給指令信号を発する。また、切換制御部１３０は、基準電圧生成部１１０からの基準電圧Ａの供給開始時、及び、比較電圧Ｄが基準電圧Ａを下回っている場合に代替供給指令信号を発する。比較電圧Ｄは、後述の比較電圧調整手段が分圧出力調整信号Ｒｓｅｌ［ｎ：０］の内容に基づいて代替電圧Ｅを増減して得られた電圧である。

アンプ１３１、トランジスタ１３２、及び可変分圧抵抗１３３は代替電圧Ｅに基づく比較電圧Ｄを生成する比較電圧調整手段を構成する。

アンプ１３１は、反転増幅回路であり、その非反転入力には代替電圧Ｅが入力され、反転入力には後述する可変分圧抵抗１３３からの分圧出力電圧（以下、電圧Ｃと称する）が入力され、これらの電圧に基づく反転増幅電圧を出力する。

トランジスタ１３２は、ＰＭＯＳ電界効果トランジスタであり、そのゲートにはアンプ１３１からの反転増幅電圧が入力され、そのソースには電源電圧ＶＤＤが供給され、そのドレインは後述する可変分圧抵抗１３３に接続されている。トランジスタ１３２は、アンプ１３１からの反転増幅電圧に応じてオン状態となる。

可変分圧抵抗１３３は、トランジスタ１３２のドレインと接地電圧ＧＮＤとの間に接続されている。かかる接続により、電源電圧ＶＤＤがトランジスタ１３２のオン抵抗と可変分圧抵抗１３３とにより分圧される。当該分圧により得られた比較電圧Ｄは後述するコンパレータ１３４の非反転入力に入力される。

また、可変分圧抵抗１３３は、分圧出力調整信号Ｒｓｅｌ［ｎ：０］に応じた分圧出力電圧すなわち電圧Ｃをアンプ１３１の反転入力に供給する。可変分圧抵抗１３３の構成の詳細については後述する（図３〜図５）。

コンパレータ１３４は、反転増幅回路であり、その非反転入力には比較電圧Ｄが入力され、反転入力には基準電圧Ａが入力され、これら両電圧の比較に基づく電圧Ｂを出力する。詳細には、コンパレータ１３４は、比較電圧Ｄが基準電圧Ａよりも大きい場合に”Ｌ”レベルの電圧Ｂすなわち通常供給指令信号を出力し、比較電圧Ｄが基準電圧Ａ以下である場合に”Ｈ”レベルの電圧Ｂすなわち代替供給指令信号を出力する。電圧Ｂは、バッファアンプ１２４のイネーブル端子ｅｎとスイッチ１２３とに供給される。

なお、コンパレータ１３４を、非反転入力及び反転入力に対するヒステリシス特性を有するヒステリシスコンパレータとすることもできる。例えば、比較電圧Ｄが基準電圧Ａよりも所定閾値だけ大きくなった場合に”Ｌ”レベルの電圧Ｂを出力するようなヒステリシスを有するコンパレータを用いることができる。この場合、基準電圧Ａの生成前には”Ｈ”レベルの電圧Ｂが安定的に出力され、基準電圧Ａ及び比較電圧Ｄの微小な変動により電圧Ｂの電圧レベルが頻繁に反転してしまうことを回避できる。

図２には、スイッチ１２３の構成が示されている。スイッチ１２３は、ｎＭＯＳ及びｐＭＯＳ（図示せず）を並列接続して構成されるトランスファーゲート４０１と、これらのＭＯＳの各々のゲートに相補的な入力を与えるためのインバータ４０２とからなる。トランスファーゲート４０１のゲート入力には電圧Ｂとインバータ４０２による電圧Ｂの反転電圧とが入力される。トランスファーゲート４０１の一方の端子Ｔ１は抵抗１２１を介して基準電圧生成部１１０に接続され、他方の端子Ｔ２はレギュレータ２００の入力に接続されている。

電圧Ｂが”Ｈ”レベルの場合には、端子Ｔ１−端子Ｔ２間は遮断状態となり、スイッチ１２３はオフ状態となる。一方、電圧Ｂが”Ｌ”レベルの場合には、端子Ｔ１−端子Ｔ２間が導通し、スイッチ１２３がオンする。

図３には、可変分圧抵抗１３３に含まれるデコーダ５０１が示されている。デコーダ５０１は、選択入力Ｒｓｅｌ[ｎ:０]のｎビットのデータＡＤ［ｎ−１：０］をデコードして得られたｍビットのデータＤ［ｍ−１：０］を可変分圧抵抗１３３（図５）に供給する。ｍは２以上の整数である。また、”ｎ”と”ｍ”にはｍ＝２＾ｎの関係がある。

図４には、デコーダ５０１の真理値表が示されている。データＡＤ［ｎ−１：０］が”００００・・・００００”の場合にはデータＤ［ｍ−１：０］は”０００・・・００１”、データＡＤ［ｎ−１：０］が”００００・・・０００１”の場合にはデータＤ［ｍ−１：０］は”０００・・・０１０”、・・・、データＡＤ［ｎ−１：０］が”１１１１・・・１１１１”の場合にはデータＤ［ｍ−１：０］は”１００・・・０００”となる。

図５には、可変分圧抵抗１３３に含まれる分圧抵抗５０２が示されている。抵抗Ｒ０、Ｒ１、・・・、Ｒｍ−１が直列に接続されている。抵抗Ｒ０の一端に設けられているプラス端子ＴＰは、ＰＭＯＳ１３２（図１）のドレインに接続されている。抵抗Ｒｍ−１の一端に設けられているマイナス端子ＴＭは、接地電圧ＧＮＤに接続されている。トランジスタＭＰ０、ＭＰ１・・・、ＭＰｍ−１は、ＰＭＯＳトランジスタである。

トランジスタＭＰ０のソースは、プラス端子ＴＰと抵抗Ｒ０の接続点にされている。また、トランジスタＭＰ１のソースは抵抗Ｒ０と抵抗Ｒ１の接続点に、トランジスタＭＰ２のソースは抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点に、・・・、トランジスタＭＰｍ−１のソースは抵抗Ｒｍ−２と抵抗Ｒｍ−１の接続点にそれぞれ接続されている。トランジスタＭＰ０〜ＭＰｍ−１の各々のドレインは、分圧出力端子ＴＯに接続されている。トランジスタＭＰ０〜ＭＰｍ−１の各々のゲートには、デコーダ５０１（図４）によってデコードされたデータＤ［ｍ−１：０］が入力される。詳細には、トランジスタＭＰ０のゲートにはデータＤ０が、トランジスタＭＰ１のゲートにはデータＤ１が、・・・、トランジスタＭＰｍ−１のゲートにはデータＤｍ−１がそれぞれ供給される。

分圧出力端子ＴＯは、アンプ１３１の非反転入力に接続されている。ここで、例えば、選択入力Ｒｓｅｌ[ｎ:０]のデータＡＤ［ｎ−１：０］が”００００・・・０００１”である場合には、データＤ［ｍ−１：０］は”０００・・・０１０”となり、トランジスタＭＰ１のみがオンする。この場合、電源電圧ＶＤＤ（図１）が、ＰＭＯＳ１３２（図１）のオン抵抗及び抵抗Ｒ０からなる抵抗と、抵抗Ｒ２〜Ｒｍ−１からなる抵抗とによって分圧されて得られた電圧Ｃが分圧出力端子ＴＯからアンプ１３１の非反転入力に入力される。

以下、図１〜図５を参照しつつ、基準電圧中継回路１００の動作について説明する。

先ず、基準電圧生成部１１０が基準電圧Ａの生成を開始する。フィルタ部１２０への基準電圧Ａの供給開始時においては、電圧Ｂは”Ｈ”レベルである（すなわち切換制御部１３０が代替供給指令信号を発している）ので、スイッチ１２３はオフ状態であり、バッファアンプ１２４はイネーブル状態となっている。故に、バッファアンプ１２４により基準電圧Ａに基づいて生成された代替電圧Ｅが被調整基準電圧Ｖｒｅｆに代えてレギュレータ２００に供給される。容量１２２は、低周波帯域のノイズを低減するために比較的大きな容量値を有しているが、バッファアンプ１２４によって急速に充電される。故に、代替電圧Ｅは急速に立ち上がることができる。

なお、基準電圧生成部１１０の出力から見える負荷は、抵抗１２１を介して、バッファアンプ１２４、コンパレータ１３４、及びスイッチ１２３のみであり、十分に小さい。故に、基準電圧生成部１１０の出力駆動能力が小さい場合でも、基準電圧Ａを所望の電圧レベルまで立ち上げることができる。

アンプ１３１は代替電圧Ｅを反転増幅し、ＰＭＯＳ１３２のゲートに供給する。ＰＭＯＳ１３２は供給された反転増幅電圧に応じたオン抵抗値を呈する。電源電圧ＶＤＤがＰＭＯＳ１３２と可変分圧抵抗１３３とにより分圧され、比較電圧Ｄがコンパレータ１３４の非反転入力に供給される。また、コンパレータ１３４の反転入力には基準電圧Ａが入力されている。

コンパレータ１３４は、比較電圧Ｄが基準電圧Ａを上回ったときに電圧Ｂを”Ｌ”レベルに切り替える（すなわち通常供給指令信号を発する）。電圧Ｂが”Ｌ”レベルとなったことにより、バッファアンプ１２４はディセーブルとなる。かかる動作により、バッファアンプ１２４からレギュレータ２００への代替電圧Ｅの供給は停止される。一方、スイッチ１２３はオン状態になり、基準電圧Ａに基づく被調整基準電圧Ｖｒｅｆがレギュレータ２００に直接供給される。

かかる動作により、バッファアンプ１２４がディセーブル状態になると共に、低消費電力化された基準電圧生成部１１０が基準電圧Ａをレギュレータ２００に直接供給する。

以下、可変分圧抵抗１３３の設定について説明する。例えば、代替電圧Ｅが基準電圧Ａの約９５％に達したときにスイッチ１２３をオフからオンに切り替えたい場合には、選択入力Ｒｓｅｌ[ｎ:０]によって電圧Ｃを基準電圧Ａの理想値の９５％となるように設定する。かかる設定とした場合、比較電圧Ｄは、代替電圧Ｅを約５％の昇圧させた電圧レベルとなる。コンパレータ１３４は、比較電圧Ｄが基準電圧Ａを上回ったときに電圧Ｂを”Ｌ”レベルに切り替える。すなわち、代替電圧Ｅが基準電圧Ａの約９５％に達したときに電圧Ｂが”Ｌ”レベルに切り替わる（通常供給指令信号が発せられる）。このように、基準電圧Ａが理想値に達する前にレギュレータ２００への電圧供給元をバッファアンプ１２４から基準電圧生成部１１０に切り替えることができる。なお、上記説明は代替電圧Ｅが基準電圧Ａの約９５％に達したときの例であるが、これに限られない。例えば、代替電圧Ｅが基準電圧Ａの１００％に達したとき、すなわち代替電圧Ｅが基準電圧Ａと同一電圧となったときにスイッチ１２３を切り替える設定とすることもできる。

上記したように、本実施例の基準電圧中継回路１００は、基準電圧の立ち上げ段階においては、バッファアンプ１２４からレギュレータ２００に代替電圧Ｅを供給する。レギュレータ２００の入力にはＲＣフィルタを構成する容量１２２が接続されているが、バッファアンプ１２４の出力により急速に充電される。それ故、比較的大きい容量１２２を用いて低周波数帯域のノイズを抑制するとともに、レギュレータ２００への基準電圧（立ち上げ段階における代替電圧Ｅ）を急速に立ち上げることができる。

また、基準電圧生成部１１０の出力から見える負荷は、バッファアンプ１２４、コンパレータ１３４、及びスイッチ１２３のみである。バッファアンプ１２４及びコンパレータ１３４の入力インピーダンスは高く、且つ、基準電圧の立ち上げ段階においてはスイッチ１２３はオフ状態であるので、出力負荷は十分に小さい。故に、基準電圧生成部１１０の出力駆動能力が小さい場合でも、基準電圧Ａを所望の電圧レベルまで立ち上げることができる。それ故、基準電圧生成部１１０を低消費電力化した場合でも、基準電圧Ａ及びこれに基づく代替電圧Ｅを急速に立ち上げることができる。

また、本実施例の基準電圧中継回路１００は、代替電圧Ｅが基準電圧Ａの理想値近くまで立ち上がったときに、レギュレータ２００への電圧供給元をバッファアンプ１２４から基準電圧生成部１１０に切り替える。かかる動作により、バッファアンプ１２４がディセーブルされ、低消費電力化された基準電圧生成部１１０が基準電圧Ａに基づく被調整基準電位Ｖｒｅｆをレギュレータ２００に直接供給する。故に、電圧供給元の切り替えにより、切換制御部１３０及びバッファアンプ１２４の動作分だけ消費電流を減らすことができる。その結果、基準電圧中継回路１００の総消費電流量を抑えることができる。

＜第２の実施例＞
図６には、本実施例の基準電圧中継回路１００の構成を示すブロック図である。本実施例の基準電圧中継回路１００は、第１の実施例におけるバッファアンプ１２４を含まず、スイッチ選択セル１２５を含む。以下、第１の実施例と異なる部分について主に説明する。

代替電圧生成供給部であるスイッチ選択セル１２５は、レギュレータ２００の入力と電源電圧ＶＤＤとの間に接続されている。スイッチ選択セル１２５は、プルアップ抵抗１２５ａと選択スイッチ１２５ｂとからなる。プルアップ抵抗１２５ａの一端はレギュレータ２００の入力に接続されており、他端は選択スイッチ１２５ｂを介して電源電圧ＶＤＤに接続されている。選択スイッチ１２５ｂは、電圧Ｂの信号レベルに応じてオン／オフする。

図７（ａ）及び（ｂ）には、プルアップ抵抗１２５ａ及び選択スイッチ１２５ｂの構成の詳細が示されている。

論理積回路６０１［０］、６０１［１］、・・・、６０１［ｍ］の一方の入力には、抵抗選択信号ＳＷｓｅｌ[０]、ＳＷｓｅｌ[１]、・・・、ＳＷｓｅｌ[ｍ]がそれぞれ入力される。論理積回路６０１［０］〜６０１［ｍ］の各々の他方の入力には、電圧Ｂが入力される。論理積回路６０１［０］、６０１［１］、・・・、６０１［ｍ］の出力からは、スイッチ信号ｓｅｌ[０]、ｓｅｌ[１]、・・・、ｓｅｌ[ｍ]が出力される。電圧Ｂが”Ｌ”レベルの場合（通常供給指令信号が発せられている場合）には、スイッチ選択セル１２５はオフ状態となり、スイッチ信号ｓｅｌ[０]〜ｓｅｌ[ｍ]の信号レベルは”Ｈ”レベルとなる。電圧Ｂが”Ｈ”レベルの場合（代替供給指令信号が発せられている場合）には、スイッチ選択セル１２５はオン状態となり、スイッチ信号ｓｅｌ[０]〜ｓｅｌ[ｍ]の信号レベルは、抵抗選択信号ＳＷｓｅｌ[０]〜ＳＷｓｅｌ[ｍ]の信号レベルを反転させたレベルとなる。

抵抗Ｒａ［０］とトランジスタＭＰ［０］、・・・、抵抗Ｒａ［ｍ］とトランジスタＭＰ［ｍ］がそれぞれ直列に接続されている。トランジスタＭＰ［０］〜ＭＰ［ｍ］はＰＭＯＳトランジスタである。トランジスタＭＰ［０］、・・・、ＭＰ［ｍ］のゲートには、スイッチ信号ｓｅｌ[０]、・・・、ｓｅｌ[ｍ]がそれぞれ印加される。トランジスタＭＰ［０］〜［ｍ］の各々のソースは電源電圧ＶＤＤに接続されている。トランジスタＭＰ［０］、・・・、ＭＰ［ｍ］のドレインは、抵抗Ｒａ［０］、・・・、Ｒａ［ｍ］の一端にそれぞれ接続されている。抵抗Ｒａ［０］、・・・、Ｒａ［ｍ］の各々の他端はレギュレータ２００の入力に接続されている。

抵抗選択信号ＳＷｓｅｌ[０]〜ＳＷｓｅｌ[ｍ]のうちの１つの信号レベルが”Ｈ”レベルであるときに、当該１つの抵抗選択信号に対応するトランジスタ（ＭＰ［０］〜［ｍ］のうちの１つ）がオンする。当該オンしたトランジスタに直列に接続されている抵抗（Ｒａ［０］、・・・、Ｒａ［ｍ］のうちの１つ）はプルアップ抵抗として機能し、その抵抗値に応じたプルアップ電圧Ｆ（代替電圧）を被調整基準電圧Ｖｒｅｆに代えてレギュレータ２００の入力に供給する。抵抗Ｒａ［０］、・・・、Ｒａ［ｍ］の抵抗値を互いに異ならせることにより、様々なプルアップ電圧Ｆを選択的にレギュレータ２００の入力に供給できる。

以下、図６及び図７を参照しつつ、基準電圧中継回路１００の動作について説明する。

先ず、基準電圧生成部１１０が基準電圧Ａを生成する。フィルタ部１２０への基準電圧Ａの供給開始時においては、電圧Ｂは”Ｈ”レベルであり、スイッチ１２３はオフ状態である。また、スイッチ選択セル１２５はオン状態となっている。故に、スイッチ選択セル１２５に含まれる抵抗Ｒａ［０］、・・・、Ｒａ［ｍ］のうちの、抵抗選択信号ＳＷｓｅｌ[０]〜ＳＷｓｅｌ[ｍ]によって選択された１つがプルアップ抵抗として機能する。当該１つのプルアップ抵抗の抵抗値に応じたプルアップ電圧Ｆが被調整基準電圧Ｖｒｅｆに代えてレギュレータ２００の入力に供給される。容量１２２は、低周波帯域のノイズを低減するために比較的大きな容量値を有しているが、プルアップ抵抗のプルアップによって急速に充電される。故に、プルアップ電圧Ｆは急速に立ち上がることができる。

なお、基準電圧生成部１１０の出力から見える負荷は、抵抗１２１を介して、スイッチ選択セル１２５、コンパレータ１３４、及びスイッチ１２３のみであり、十分に小さい。故に、基準電圧生成部１１０の出力駆動能力が小さい場合でも、基準電圧Ａを所望の電圧レベルまで立ち上げることができる。

アンプ１３１はプルアップ電圧Ｆを反転増幅し、ＰＭＯＳ１３２のゲートに供給する。ＰＭＯＳ１３２は供給された反転増幅電圧に応じたオン抵抗値を呈する。電源電圧ＶＤＤがＰＭＯＳ１３２と可変分圧抵抗１３３とにより分圧され、比較電圧Ｄがコンパレータ１３４の非反転入力に供給される。また、コンパレータ１３４の反転入力には基準電圧Ａが入力されている。

コンパレータ１３４は、比較電圧Ｄが基準電圧Ａを上回ったときに電圧Ｂを”Ｌ”レベルに切り替える。電圧Ｂが”Ｌ”レベルとなったことにより、スイッチ選択セル１２５はオフ状態となる。かかる動作により、スイッチ選択セル１２５からレギュレータ２００へのプルアップ電圧Ｆの供給は停止される。一方、スイッチ１２３はオンになり、基準電圧Ａに基づく被調整基準電圧Ｖｒｅｆがレギュレータ２００に直接供給される。

かかる動作により、スイッチ選択セル１２５をオフ状態にすると共に、低消費電力化された基準電圧生成部１１０が基準電圧Ａを直接供給する。

上記したように、本実施例の基準電圧中継回路１００においても、比較的大きい容量１２２を用いて低周波数帯域のノイズを抑制するとともに、レギュレータ２００への基準電圧（立ち上げ段階におけるプルアップ電圧Ｆ）を急速に立ち上げることができる。更に、抵抗値が互いに異なる抵抗Ｒａ［０］〜Ｒａ［ｍ］のうちの１つをプルアップ抵抗として選択できるようにしたので、基準電圧の立ち上り時におけるオーバーシュートを防止して所望の基準電圧をレギュレータ２００に供給することができる。また、抵抗Ｒａ［０］〜Ｒａ［ｍ］の任意の選択により、基準電圧の立ち上げ時における突入電流を抑制する効果も奏する。なお、トランジスタＭＰ［０］〜ＭＰ［ｍ］のトランジスタサイズを調整することによっても、これらの効果を奏することができる。

なお、構成の簡略化のために、スイッチ選択セル１２５は、１つのスイッチ（例えばトランジスタＭＰ［０］）とこれに直列接続された１つの抵抗（例えば抵抗Ｒａ［０］）のみを含む構成としても良い。

１００ 基準電圧中継回路
１１０ 基準電圧生成部
１２０ フィルタ部
１２１ 抵抗
１２２ コンデンサ
１２３ 選択スイッチ
１２４ バッファアンプ
１２５ スイッチ選択セル
１３０ 切換制御部
１３１ アンプ
１３２ トランジスタ
１３３ 可変分圧抵抗
１３４ コンパレータ
２００ レギュレータ
３００ 外部容量
４０１ インバータ
４０２ トランスファーゲート
５０１ デコーダ
５０２ 分圧抵抗

Claims (7)

1. 入力端子に供給される入力基準電圧のノイズを除去して得られた電圧を被調整基準電圧として出力端子からレギュレータに中継するフィルタ部を含む基準電圧中継回路であって、
   前記出力端子の電圧に基づいて比較電圧を生成する比較電圧生成部と、
   前記比較電圧が前記入力基準電圧を上回った場合に通常供給指令信号を発し、前記入力基準電圧の供給開始時及び前記比較電圧が前記入力基準電圧以下である場合に代替供給指令信号を発するコンパレータと、を含み、
   前記フィルタ部は、
   前記入力端子に一端が接続された抵抗素子と、
   前記出力端子と接地端子との間に接続された容量素子と、
   前記通常供給指令信号に応じてオンとなって前記被調整基準電圧を中継するために前記抵抗素子の他端を前記出力端子に接続し、前記代替供給指令信号に応じてオフとなって前記被調整基準電圧の中継を停止するために前記抵抗の他端と前記出力端子との接続を遮断するスイッチと、
   前記代替供給指令信号に応じて代替電圧を生成して前記代替電圧を前記出力端子に印加し、前記通常供給指令信号に応じて前記代替電圧の生成を停止する代替電圧生成供給部と、を含むことを特徴とする基準電圧中継回路。
2. 前記代替電圧生成供給部は、前記代替供給指令信号が発せられている場合に前記基準電圧に基づいて非反転増幅電圧を生成しこれを前記代替電圧とするバッファアンプであることを特徴とする請求項１に記載の基準電圧中継回路。
3. 前記代替電圧生成供給部は、
   前記代替供給指令信号が発せられている場合にオン状態となる選択スイッチと、
   前記選択スイッチを介して電源電圧に接続され前記選択スイッチがオン状態のときに前記電源電圧に基づいてプルアップ電圧を生成しこれを前記代替電圧とするプルアップ抵抗と、からなることを特徴とする請求項１に記載の基準電圧中継回路。
4. 前記代替電圧生成供給部は、前記プルアップ抵抗の抵抗値を選択信号の内容に基づいて選択する選択手段を含むことを特徴とする請求項３に記載の基準電圧中継回路。
5. 前記比較電圧は、外部入力信号の内容に基づいて前記代替電圧を増減して得られた電圧であることを特徴とする請求項１に記載の基準電圧中継回路。
6. 前記比較電圧生成部は、ソースが電源電圧の接続ラインに接続されたトランジスタと、前記トランジスタのドレインと前記接地端子との間に接続され、前記ドレインの電圧と前記接地端子の電圧との差電圧の分圧電圧を生成する分圧抵抗器と、前記出力端子の電圧と前記分圧電圧とに基づく反転増幅電圧を生成してそれを前記トランジスタのゲートに印加するアンプとからなり、前記ドレインの電圧を前記比較電圧として出力することを特徴とする請求項１に記載の基準電圧中継回路。
7. 前記コンパレータは、前記抵抗素子の他端と前記スイッチの一端との接続点の電圧を前記入力基準電圧として受け入れ、前記入力基準電圧と前記ドレインからの前記比較電圧とを比較し、前記アンプは前記スイッチの他端と前記出力端子との接続点が接続された非反転入力端と、前記分圧抵抗器の分圧出力端が接続された反転入力端とを有する反転増幅回路からなることを特徴とする請求項６記載の基準電圧中継回路。

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