JP5986835B2 - Sensing method and sensing device - Google Patents
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Description
本開示は、高周波信号(例えばマイクロ波又はミリ波)を用いて無線通信するセンシング方法及びセンシング装置に関する。 The present disclosure relates to a sensing method and a sensing apparatus that perform wireless communication using a high-frequency signal (for example, a microwave or a millimeter wave).
従来のセンシング装置(例えばレーダ装置又はソナー装置)において高周波信号(例えばマイクロ波又はミリ波)を用いて無線通信する場合、送信系統又は受信系統の高周波回路において信号成分にDCオフセットが生じることがある。DCオフセットが生じると、センシング特性(受信特性)が劣化することが知られている。 When wireless communication is performed using a high-frequency signal (for example, a microwave or a millimeter wave) in a conventional sensing device (for example, a radar device or a sonar device), a DC offset may occur in a signal component in a high-frequency circuit of a transmission system or a reception system. . It is known that when a DC offset occurs, sensing characteristics (reception characteristics) deteriorate.
DCオフセットを低減するための先行技術として、例えば特許文献1及び2がそれぞれ提案されている。例えば特許文献1のA/D変換回路は、入力アナログ信号をデジタル信号に変換した後、デジタルハイパスフィルタを介することで、アナログ信号のDCオフセットを低減する。
For example,
なお、特許文献2のレーダ装置では、受信信号の帯域を制限するバンドパスフィルタの通過帯域幅をA/D変換器のサンプリング周波数の1/2とし、局部発振器のローカル周波数を17.14MHz(30MHz×4/7)及び18.46MHz(60MHz×4/13)としている。レーダ装置は、A/D変換器のサンプリング周波数を受信信号の周波数の4/7又は4/13と設定してサンプリングし、サンプリング後の出力信号によって生じるDCオフセットを、A/D変換器の後段に接続されたデジタルフィルタによって、低減する。
In the radar apparatus of
本発明者らは、高周波信号(例えばマイクロ波又はミリ波)を用いて無線通信するセンシング方法及びセンシング装置を検討した。しかしながら、従来のセンシング方法及びセンシング装置では、送信系統又は受信系統の高周波回路において生じるDCオフセットを低減するために、特許文献1に示すアナログ回路部品としてのデジタルハイパスフィルタを追加し、又は特許文献2に示すアナログ回路部品の回路定数を詳細に設定する必要があった。
The present inventors examined a sensing method and a sensing device that perform radio communication using a high-frequency signal (for example, a microwave or a millimeter wave). However, in the conventional sensing method and sensing device, in order to reduce the DC offset generated in the high-frequency circuit of the transmission system or the reception system, a digital high-pass filter as an analog circuit component shown in
従って、従来のセンシング方法及びセンシング装置では、無線通信において高周波信号(例えばマイクロ波又はミリ波)を用いる場合に生じるDCオフセットを簡易な構成によって低減してターゲットのセンシング特性の劣化を抑圧することが困難であった。 Therefore, in the conventional sensing method and sensing device, it is possible to reduce the DC offset generated when a high-frequency signal (for example, a microwave or a millimeter wave) is used in wireless communication with a simple configuration to suppress degradation of the sensing characteristics of the target. It was difficult.
本開示は、上述した課題を解決するために、無線通信において高周波信号を用いる場合に生じるDCオフセットを簡易な構成によって低減し、ターゲットのセンシング特性の劣化を抑圧するセンシング方法及びセンシング装置を提供することを目的とする。 In order to solve the above-described problem, the present disclosure provides a sensing method and a sensing apparatus that reduce DC offset that occurs when a high-frequency signal is used in wireless communication with a simple configuration and suppress degradation of sensing characteristics of a target. For the purpose.
本開示は、送信周期毎に、所定長の第1符号系列及び第2符号系列を、所定の順序に従って配置した送信信号を生成するステップと、前記送信周期毎に、前記送信信号に対する位相回転量を付与するステップと、前記位相回転量が付与された前記送信信号を高周波信号に変換して送信アンテナから送信するステップと、を有するセンシング方法である。また、前記送信信号は、それぞれ2N(N:1以上の整数)個の前記送信周期を含む第M(M:1以上の整数)番目の送信グループと第(M+1)番目の送信グループとを含み、前記第(M+1)番目の送信グループの位相回転量は、前記第M番目の送信グループの前記位相回転量に更にπ[rad]を加算した位相回転量である。 The present disclosure includes a step of generating a transmission signal in which a first code sequence and a second code sequence having a predetermined length are arranged in a predetermined order for each transmission cycle, and a phase rotation amount with respect to the transmission signal for each transmission cycle And a step of converting the transmission signal to which the amount of phase rotation has been applied into a high-frequency signal and transmitting the signal from a transmission antenna. The transmission signal includes an Mth (M: 1 or greater) transmission group and an (M + 1) th transmission group each including 2N (N: 1 or greater) transmission periods. The phase rotation amount of the (M + 1) th transmission group is a phase rotation amount obtained by adding π [rad] to the phase rotation amount of the Mth transmission group.
また、本開示は、送信周期毎に、所定長の第1符号系列及び第2符号系列を、所定の順序に従って配置した送信信号を生成する送信信号生成部と、前記送信周期毎に、前記送信信号に対する位相回転量を付与する位相回転部と、前記位相回転量が付与された前記送信信号を高周波信号に変換して送信アンテナから送信する送信RF部と、を含むセンシング装置である。また、前記送信信号は、それぞれ2N(N:1以上の整数)個の前記送信周期を含む第M(M:1以上の整数)番目の送信グループと第(M+1)番目の送信グループとを含み、前記第(M+1)番目の送信グループの位相回転量は、前記M番目の送信グループの前記位相回転量に更にπ[rad]を加算した位相回転量である。 The present disclosure also includes a transmission signal generation unit that generates a transmission signal in which a first code sequence and a second code sequence having a predetermined length are arranged in a predetermined order for each transmission cycle, and the transmission for each transmission cycle. A sensing device includes: a phase rotation unit that applies a phase rotation amount to a signal; and a transmission RF unit that converts the transmission signal to which the phase rotation amount is applied into a high-frequency signal and transmits the signal from a transmission antenna. The transmission signal includes an Mth (M: 1 or greater) transmission group and an (M + 1) th transmission group each including 2N (N: 1 or greater) transmission periods. The phase rotation amount of the (M + 1) th transmission group is a phase rotation amount obtained by adding π [rad] to the phase rotation amount of the Mth transmission group.
本発明によれば、無線通信において高周波信号を用いる場合に生じるDCオフセットを簡易な構成によって低減し、ターゲットのセンシング特性の劣化を抑圧できる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, DC offset which arises when using a high frequency signal in radio | wireless communication can be reduced with a simple structure, and degradation of the sensing characteristic of a target can be suppressed.
(各実施形態の内容に至る経緯)
先ず、本開示に係るセンシング方法及びセンシング装置の実施形態を説明する前に、従来のセンシング方法及びセンシング装置における課題について図1から図3を参照して説明する。図1は、従来のセンシング装置の第1構成例を示すブロック図である。図2(A)は、DCオフセットが含まれない場合の遅延プロファイルである。図2(B)は、DCオフセットが含まれる場合の遅延プロファイルである。図2(A)及び(B)の横軸は時間[msec]、即ち高周波信号が送信されてからの経過時間であり、同図の縦軸は相関値のレベル(相関レベル)[dB]を表す。
(Background to the contents of each embodiment)
First, before describing embodiments of the sensing method and the sensing device according to the present disclosure, problems in the conventional sensing method and the sensing device will be described with reference to FIGS. 1 to 3. FIG. 1 is a block diagram illustrating a first configuration example of a conventional sensing device. FIG. 2A shows a delay profile when no DC offset is included. FIG. 2B shows a delay profile when a DC offset is included. 2A and 2B, the horizontal axis represents time [msec], that is, the elapsed time since the high-frequency signal was transmitted, and the vertical axis in FIG. 2 represents the correlation value level (correlation level) [dB]. Represent.
図1に示すセンシング装置200は、例えば送信RF部230において生じるDCオフセットを低減するための技術的工夫が無く、パルス圧縮符号(例えば相補符号)を用いて生成した高周波信号を送信周期毎に送信アンテナ240から送信する。センシング装置200から送信された高周波信号はターゲット100により反射され、反射波信号は受信アンテナ250において受信される。センシング装置200は、受信アンテナ250において受信された反射波信号を基に、センシング装置200とターゲット100との距離を測距する。
The
図1に示すセンシング装置200は、パルス符号テーブル201、制御部202、パルス波生成部210、DAC(Digital Analog Converter)220、送信アンテナ240が接続された送信RF部230、受信アンテナ250が接続された受信RF部260、ADC(Analog Digital Converter)270、相関器280及びコヒーレント加算部290を含む。
1 includes a pulse code table 201, a
パルス符号テーブル201には、センシング装置200が送信信号を生成するために用いる符号系列として、例えば相補符号(A,B)を構成する符号系列A又はBと各符号系列A又はBが用いられる出力順序に関する情報とが格納されている。出力順序とは、例えば送信周期毎に符号系列A、B、A、B、…と各符号系列が交互に選択される順序である。
In the pulse code table 201, for example, a code sequence A or B constituting a complementary code (A, B) and each code sequence A or B are used as code sequences used by the
相補符号とは、例えばペアとなる2つの相補符号系列(An、Bn)を用いた符号である。相補符号は、一方の相補符号系列Anと他方の相補符号系列Bnの各自己相関演算結果において遅延時間τ[秒]を一致させた各自己相関演算結果の加算によって、相関値のピーク値を除いたサイドローブがゼロとなる性質を有する。なお、パラメータnはn=1,2〜L(符号系列長(符号長))である。また、以下の説明では、パラメータnの表記を省略し、単に符号系列A又はBと表記する。 The complementary code is a code using, for example, two complementary code sequences (A n , B n ) that form a pair. The complementary code is obtained by adding the respective autocorrelation calculation results obtained by matching the delay times τ [seconds] in the respective autocorrelation calculation results of one complementary code sequence An and the other complementary code sequence Bn. It has the property that the side lobe excluding is zero. The parameter n is n = 1, 2 to L (code sequence length (code length)). In the following description, the notation of the parameter n is omitted, and is simply expressed as a code sequence A or B.
制御部202は、パルス符号テーブル201を参照し、高周波信号の送信周期毎に符号系列A又はBを交互に選択してパルス波生成部210に出力する。パルス波生成部210は、制御部202から出力された符号系列A又はBを用いて、パルス圧縮符号としての送信信号を生成してDAC220に出力する。DAC220は、パルス波生成部210から出力されたデジタルの送信信号をアナログの送信信号にD/A変換して送信RF部230に出力する。送信RF部230は、不図示のローカル信号発振器から出力されたローカル信号を用いて、DAC220から出力された送信信号を高周波信号に変換して送信アンテナ240から送信する。
The
受信RF部260は、ターゲット100により反射された高周波信号を受信アンテナ250において受信し、不図示のローカル信号発振器から出力されたローカル信号を用いて、受信アンテナ250において受信された高周波の受信信号をベースバンドの受信信号に変換してADC270に出力する。ADC270は、受信RF部260から出力されたアナログのベースバンドの受信信号をデジタルのベースバンドの受信信号にA/D変換して相関器280に出力する。
The
相関器280は、送信周期毎に、パルス波生成部210により生成された送信信号とADC270から出力された受信信号との相関値を演算してコヒーレント加算部290に出力する。コヒーレント加算部290は、所定のコヒーレント加算回数分の各送信周期において相関器280により演算された相関値を加算し、ピーク相関値(図2(A)又は(B)参照)となる時間を基にしてターゲット100とセンシング装置200との間の距離を測距する。図2(A)又は図2(B)に示す遅延プロファイルは、コヒーレント加算部290におけるコヒーレント加算結果である。
図2(A)は、送信RF部230及び受信RF部260において送信信号及び受信信号にDCオフセットが含まれない遅延プロファイルである。このため、図2(A)では、経過時間約220[msec]におけるピーク相関値を除いた他の相関値(例えば、ノイズ、サイドローブ又はノイズ及びサイドローブの組み合わせ)の平均値(フロア平均値)のレベルがピーク相関値に比べて相対的に低くなっている。
FIG. 2A is a delay profile in which the
一方、図2(B)は、送信RF部230又は受信RF部260において送信信号又は受信信号にDCオフセットが含まれる遅延プロファイルである。このため、図2(B)では、経過時間約220[msec]におけるピーク相関値を除いた他の相関値の平均値(フロア平均値)のレベルが図2(A)に示すフロア平均値のレベルに比べて相対的に高くなっている。
On the other hand, FIG. 2B shows a delay profile in which the
従って、ターゲット100ではない他のターゲットからの反射波信号に応じたピーク相関値が図2(B)に示すフロア平均値よりも小さい場合には、センシング装置200は、他のターゲットを検出することが困難となる。即ち、図1に示すセンシング装置200では、ターゲットのセンシング特性が劣化している。
Therefore, when the peak correlation value corresponding to the reflected wave signal from another target that is not the
図3は、従来のセンシング装置の第2構成例(例えば特許文献1参照)を示すブロック図である。図3に示すセンシング装置300は、例えば送信RF部230において生じるDCオフセットを低減するために、図1に示すセンシング装置200に比べて、解析部310、DAC320及び加算部330を更に含む。図3に示すセンシング装置300の動作の説明では、図1に示すセンシング装置200の動作と同一の内容の説明は省略し、異なる内容について説明する。
FIG. 3 is a block diagram illustrating a second configuration example (see, for example, Patent Document 1) of a conventional sensing device. 3 further includes an
解析部310は、例えば、ADC270から出力されたデジタルのベースバンドの受信信号の平均値を基にしてDCオフセットを算出してDAC320に出力する。具体的には、解析部310は、DCオフセットが含まれない受信信号の平均値を予め保持し、ADC270から出力された受信信号の平均値との差分をDCオフセットとして算出する。但し、解析部310におけるDCオフセットの算出方法は、平均値の差分演算方法に限定されない。
For example, the
DAC320は、解析部310から出力されたデジタルのDCオフセットをアナログの信号にD/A変換し、D/A変換後のDCオフセット信号を加算部330に出力する。加算部330は、受信RF部260から出力されたアナログの受信信号からDAC320から出力されたアナログのDCオフセット信号を減算する。加算部330からの出力信号は、受信RF部260から出力された受信信号からDCオフセット信号が減算されているため、図3に示すセンシング装置300は、送信RF部230において生じたDCオフセットを低減でき、ターゲットのセンシング特性の劣化を抑圧できる。
The DAC 320 D / A converts the digital DC offset output from the
しかし、図3に示すセンシング装置300では、ターゲットのセンシング特性の劣化を抑圧するために解析部310、DAC320及び加算部330を追加する必要があり、センシング装置300の構成が複雑になり、例えば製造コストも増大するという課題があった。
However, in the
そこで、以下の各実施形態では、無線通信において高周波信号(例えばマイクロ波又はミリ波)を用いることによって生じるDCオフセットを簡易な構成によって低減し、ターゲットのセンシング特性の劣化を抑圧するセンシング方法及びセンシング装置の例を説明する。 Therefore, in each of the following embodiments, a sensing method and a sensing method that reduce DC offset caused by using a high-frequency signal (for example, microwave or millimeter wave) in wireless communication with a simple configuration and suppress degradation of sensing characteristics of the target. An example of the apparatus will be described.
(第1の実施形態)
先ず、本開示に係るセンシング方法及びセンシング装置の第1の実施形態について、図面を参照して説明する。本実施形態のセンシング装置400は、図4(A)に示す送信部TXと、図4(B)に示す受信部RXとを含み、ターゲット100とセンシング装置400との間の距離を測る(測距)する。本実施形態のセンシング装置は、例えばレーダ装置又はソナー装置である。なお、本開示における発明のカテゴリーは、各実施形態のセンシング装置に限定せず、各実施形態のセンシング装置により実行される各動作(ステップ)を含むセンシング方法でも良い。
(First embodiment)
First, a first embodiment of a sensing method and a sensing device according to the present disclosure will be described with reference to the drawings. The
図4(A)は、各実施形態に共通な構成のセンシング装置400の送信部TXの構成例を示すブロック図である。図4(B)は、各実施形態に共通な構成のセンシング装置400の受信部RXの構成例を示すブロック図である。図5は、各実施形態に共通な構成のセンシング装置の構成例を示すブロック図である。
FIG. 4A is a block diagram illustrating a configuration example of the transmission unit TX of the
図4(A)に示す送信部TXは、パルス符号/位相回転テーブル401、制御部402、パルス波生成部210、位相回転部410、DAC220、及び送信アンテナ240が接続された送信RF部230を含む。図4(B)に示す受信部RXは、受信アンテナ250が接続された受信RF部260、ADC270、位相逆回転部420、相関器280及びコヒーレント加算部290を含む。位相逆回転部420には、制御部402から出力された制御信号が入力される。なお、相関器280には、パルス波生成部210により生成された送信信号が入力される。
4A includes a
パルス符号/位相回転テーブル401には、センシング装置400の送信部TXが送信信号を生成するために用いる符号系列として、例えば相補符号(A,B)を構成する符号系列A又はBと、各符号系列A又はBが用いられる出力順序に関する情報と、符号系列A又はBを基に生成された送信信号に付与する位相回転量に関する情報とが格納されている(図6(A)参照)。
In the pulse code / phase rotation table 401, as a code sequence used by the transmission unit TX of the
図6(A)は、第1の実施形態の送信部TXにおいて用いられるパルス符号/位相回転テーブル401の内容の一例を示す図である。図6(A)に示すパルス符号/位相回転テーブル401では、送信アンテナ240から送信する高周波信号の送信周期の序数と、各送信周期において用いられる符号系列と、各送信周期において生成される送信信号に付与される位相回転量とが定められている。
FIG. 6A is a diagram illustrating an example of the contents of the pulse code / phase rotation table 401 used in the transmission unit TX of the first embodiment. In the pulse code / phase rotation table 401 shown in FIG. 6A, the ordinal number of the transmission cycle of the high-frequency signal transmitted from the
本実施形態では、第1番目から第8番目までの合計8個(8=2×N、N=4)の送信周期を第1送信グループとし、第9番目から第16番目までの合計8個(8=2×N、N=4)の送信周期を第2送信グループとする。即ち、各送信グループは、相補符号を構成する符号系列(AとB)の数の倍数である2N(N:1以上の整数)個の送信周期を含む。 In this embodiment, a total of 8 transmissions from the first to the eighth (8 = 2 × N, N = 4) are defined as the first transmission group, and a total of eight from the ninth to the 16th. A transmission cycle of (8 = 2 × N, N = 4) is set as the second transmission group. That is, each transmission group includes 2N (N: integer greater than or equal to 1) transmission cycles that are multiples of the number of code sequences (A and B) constituting the complementary code.
本実施形態では、第1送信グループと第2送信グループとの和である16送信周期を単位として、A,B,A,B,…の各符号系列と所定の位相回転量とが繰り返し用いられる。従って、例えば第17番目の送信周期では、第1送信グループの第1番目の送信周期と同様に、符号系列Aが用いられ、符号系列Aを基に生成された送信信号に位相回転量「0」[rad]が付与される。 In the present embodiment, each code sequence of A, B, A, B,... And a predetermined phase rotation amount are repeatedly used in units of 16 transmission periods that are the sum of the first transmission group and the second transmission group. . Therefore, for example, in the 17th transmission cycle, the code sequence A is used as in the first transmission cycle of the first transmission group, and the phase rotation amount “0” is added to the transmission signal generated based on the code sequence A. "[Rad]".
更に、本実施形態では、相補符号を構成する符号系列A及びBを用いる送信周期分、即ち2送信周期を単位として、符号系列Aを基に生成される送信信号と符号系列Bを基に生成される送信信号とには同一の位相回転量が付与される。 Further, in the present embodiment, the transmission sequence using the code sequences A and B constituting the complementary code, that is, the transmission signal generated based on the code sequence A and the code sequence B is generated based on two transmission cycles. The same phase rotation amount is given to the transmitted signal.
例えば、第1番目及び第2番目の各送信周期では、各符号系列A又はBを基に生成される送信信号には同一の位相回転量「0」[rad]が付与される。また、第3番目及び第4番目の各送信周期では、各符号系列A又はBを基に生成される送信信号には同一の位相回転量「π/2」[rad]が付与される。また、第5番目及び第6番目の各送信周期では、各符号系列A又はBを基に生成される送信信号には同一の位相回転量「π」[rad]が付与される。 For example, in each of the first and second transmission cycles, the same phase rotation amount “0” [rad] is assigned to the transmission signal generated based on each code sequence A or B. In the third and fourth transmission cycles, the same phase rotation amount “π / 2” [rad] is assigned to the transmission signal generated based on each code sequence A or B. Further, in each of the fifth and sixth transmission periods, the same phase rotation amount “π” [rad] is assigned to the transmission signal generated based on each code sequence A or B.
また、第7番目及び第8番目の各送信周期では、各符号系列A又はBを基に生成される送信信号には同一の位相回転量「3π/2」[rad]が付与される。説明は省略するが、第2送信グループ以降の各送信周期においても同様に、2送信周期を単位として、符号系列Aを基に生成される送信信号と符号系列Bを基に生成される送信信号とには同一の位相回転量が付与される。 Further, in each of the seventh and eighth transmission cycles, the same phase rotation amount “3π / 2” [rad] is assigned to the transmission signal generated based on each code sequence A or B. Although explanation is omitted, similarly in each transmission cycle after the second transmission group, a transmission signal generated based on the code sequence A and a transmission signal generated based on the code sequence B in units of two transmission cycles. Are given the same amount of phase rotation.
更に、本実施形態では、第1送信グループと第2送信グループとにおいて、各送信グループの第1番目及び第2番目、第3番目及び第4番目、…、第(2N−1)番目及び第2N番目の各送信周期では、第2送信グループにおいて送信信号に付与される位相回転量は、第1送信グループにおいて送信信号に付与される位相回転量にπ[rad]が加算された位相回転量、つまり、第1送信グループにおいて送信信号に付与される位相回転量が反転された位相回転量である。 Furthermore, in this embodiment, in the first transmission group and the second transmission group, the first and second, third and fourth,..., (2N-1) th and second of each transmission group. In each 2N-th transmission period, the phase rotation amount given to the transmission signal in the second transmission group is the phase rotation amount obtained by adding π [rad] to the phase rotation amount given to the transmission signal in the first transmission group. That is, the phase rotation amount obtained by inverting the phase rotation amount given to the transmission signal in the first transmission group.
例えば、第1送信グループの第1番目及び第2番目の各送信周期において生成される送信信号に「0」[rad]の位相回転量が付与される場合、第2送信グループの第9番目及び第10番目の各送信周期において生成される送信信号に「π」[rad]の位相回転量が付与される。 For example, when a phase rotation amount of “0” [rad] is given to the transmission signal generated in each of the first and second transmission periods of the first transmission group, the ninth and second of the second transmission group A phase rotation amount of “π” [rad] is added to the transmission signal generated in each tenth transmission cycle.
また、第1送信グループの第3番目及び第4番目の各送信周期において生成される送信信号に「π/2」[rad]の位相回転量が付与される場合、第2送信グループの第11番目及び第12番目の各送信周期において生成される送信信号に「3π/2」[rad]の位相回転量が付与される。 In addition, when a phase rotation amount of “π / 2” [rad] is added to the transmission signals generated in the third and fourth transmission periods of the first transmission group, the eleventh of the second transmission group. A phase rotation amount of “3π / 2” [rad] is given to the transmission signals generated in the th and twelfth transmission cycles.
また、第1送信グループの第5番目及び第6番目の各送信周期において生成される送信信号に「π」[rad]の位相回転量が付与される場合、第2送信グループの第13番目及び第14番目の各送信周期において生成される送信信号に「0」[rad]の位相回転量が付与される。 Further, when a phase rotation amount of “π” [rad] is given to the transmission signals generated in the fifth and sixth transmission periods of the first transmission group, the thirteenth and second of the second transmission group A phase rotation amount of “0” [rad] is added to the transmission signal generated in each of the fourteenth transmission periods.
また、第1送信グループの第7番目及び第8番目の各送信周期において生成される送信信号に「3π/2」[rad]の位相回転量が付与される場合、第2送信グループの第15番目及び第16番目の各送信周期において生成される送信信号に「π/2」[rad]の位相回転量が付与される。 Further, when a phase rotation amount of “3π / 2” [rad] is given to the transmission signals generated in the seventh and eighth transmission periods of the first transmission group, the 15th of the second transmission group. A phase rotation amount of “π / 2” [rad] is given to the transmission signals generated in the 16th and 16th transmission periods.
制御部402は、パルス符号/位相回転テーブル401を参照し、高周波信号の送信周期毎に、符号系列A又はBを交互に選択してパルス波生成部210に出力する。更に、制御部402は、パルス符号/位相回転テーブル401を参照し、パルス波生成部210が符号系列A又はBを基に生成した送信信号に付与する位相回転量と、ADC270から出力された受信信号に付与する位相逆回転量とを決定する。
The
位相逆回転量は、位相回転量の逆位相、即ち位相回転量の符号が反転された位相である。つまり、制御部402は、送信部TXにおいて付与すると決定した位相回転量の逆位相を、受信部RXにおいて付与すると決定する。
The phase reverse rotation amount is a phase opposite to the phase rotation amount, that is, a phase in which the sign of the phase rotation amount is inverted. That is, the
図6(B)に、位相逆回転量を示す。図6(B)は、第1の実施形態の受信部RXに用いられるパルス符号/位相逆回転テーブルの内容の一例を示す図である。例えば、受信周期1では、受信周期1に対応する送信周期1では送信部TXにおける位相回転量が「0」[rad]であるため、受信部RXにおける位相逆回転量は「0」[rad]となる。
FIG. 6B shows the phase reverse rotation amount. FIG. 6B is a diagram illustrating an example of the contents of the pulse code / phase reverse rotation table used in the reception unit RX according to the first embodiment. For example, in the
また、受信周期3では、受信周期3に対応する送信周期3では送信部TXにおける位相回転量が「π/2」[rad]であるため、受信部RXにおける位相逆回転量は「−π/2」[rad]となる。同様に、受信周期7では、受信周期7に対応する送信周期7では送信部TXにおける位相回転量が「3π/2」[rad]であるため、受信部RXにおける位相逆回転量は「−3π/2=−(−π/2)=π/2」[rad]となる。
Further, in the
制御部402は、パルス波生成部210により生成された送信信号に対し、決定された位相回転量を付与する旨の制御信号を位相回転部410に出力する。更に、制御部402は、ADC270から出力された受信信号に対し、決定された位相逆回転量を付与する旨の制御信号を位相逆回転部420に出力する。
The
送信信号生成部としてのパルス波生成部210は、制御部402から出力された符号系列A又はBを基に、パルス圧縮信号(パルス圧縮波)としての送信信号を生成して位相回転部410に出力する。
A pulse
以下、本実施形態の内容を具体的に説明するために、コヒーレント加算部290におけるコヒーレント加算回数を16回又は16の倍数回とし、ターゲット100とセンシング装置400とが静止している状態であるとして説明する。具体的には、パルス波生成部210は、第1番目から第16番目までの各送信周期において、
A,B,A,B,A,B,A,B,
A,B,A,B,A,B,A,B
の各送信信号を生成する。ここでは、送信周期が2系列、送信グループは8系列、となる。
Hereinafter, in order to specifically describe the contents of the present embodiment, it is assumed that the coherent addition number in the
A, B, A, B, A, B, A, B,
A, B, A, B, A, B, A, B
Each transmission signal is generated. Here, the transmission cycle is 2 series and the transmission group is 8 series.
位相回転部410は、パルス波生成部210から出力された送信信号に、制御部402から出力された制御信号に応じた位相回転量を付与する。位相回転部410は、位相回転量が付与された送信信号をDAC220に出力する。
具体的には、位相回転部410は、第1番目から第16番目までの各送信周期において、
A,B,jA,jB,−A,−B,−jA,−jB,
−A,−B,−jA,−jB,A,B,jA,jB
の各送信信号をDAC220に出力する。jは虚数単位である。
The
Specifically, the
A, B, jA, jB, -A, -B, -jA, -jB,
-A, -B, -jA, -jB, A, B, jA, jB
Are transmitted to the
このため、位相回転量「0」[rad]では「1」が乗算され、位相回転量「π/2」[rad]では「j」が乗算され、位相回転量「π」[rad]では、「−1」が乗算され、位相回転量「3π/2」[rad]では「−j」が乗算される。 Therefore, the phase rotation amount “0” [rad] is multiplied by “1”, the phase rotation amount “π / 2” [rad] is multiplied by “j”, and the phase rotation amount “π” [rad] is “−1” is multiplied, and the phase rotation amount “3π / 2” [rad] is multiplied by “−j”.
ここで、送信周期の第1番目から第8番目までが第1送信グループ、送信周期の第9番目から第16番目までが第2送信グループとなる。このため、第2送信グループは、第1グループの位相回転量に、更にπ[rad]を加算した位相回転量となる。 Here, the first to eighth transmission cycles are the first transmission group, and the ninth to sixteenth transmission cycles are the second transmission group. For this reason, the second transmission group has a phase rotation amount obtained by adding π [rad] to the phase rotation amount of the first group.
DAC220は、位相回転部410から出力されたデジタルの送信信号をアナログの送信信号にD/A変換して送信RF部230に出力する。送信RF部230は、不図示のローカル信号発振器から出力されたローカル信号を用いて、DAC220から出力された送信信号を高周波信号に変換して送信アンテナ240から送信する。
The DAC 220 D / A converts the digital transmission signal output from the
具体的には、送信RF部230においてDCオフセットが生じるため、第1番目から第16番目までの各送信周期における高周波信号は、
A+dc,B+dc,jA+dc,jB+dc,
−A+dc,−B+dc,−jA+dc,−jB+dc,
−A+dc,−B+dc,−jA+dc,−jB+dc,
A+dc,B+dc,jA+dc,jB+dc
となる。dcは、符号系列A及びBと同様に符号長Lのベクトルであって、構成要素が全て同一値である。
Specifically, since a DC offset occurs in the
A + dc, B + dc, jA + dc, jB + dc,
-A + dc, -B + dc, -jA + dc, -jB + dc,
-A + dc, -B + dc, -jA + dc, -jB + dc,
A + dc, B + dc, jA + dc, jB + dc
It becomes. Similarly to the code sequences A and B, dc is a vector having a code length L, and all the components are the same value.
送信アンテナ240から送信された高周波信号はターゲット100により反射され、反射波信号が受信アンテナ250において受信される。なお、以下の説明において、実際の高周波信号の伝送路では伝送路に応じた位相回転又は信号の減衰が生じるが、説明を簡単にするために、高周波信号の振幅及び位相は変化せずに受信アンテナ250において受信されるとして説明する。
The high frequency signal transmitted from the
受信RF部260は、不図示のローカル信号発振器から出力されたローカル信号を用いて、受信アンテナ250において受信された高周波の受信信号をベースバンドの受信信号に変換してADC270に出力する。ADC270は、受信RF部260から出力されたアナログのベースバンドの受信信号をデジタルのベースバンドの受信信号にA/D変換して位相逆回転部420に出力する。
The
位相逆回転部420は、ADC270から出力された受信信号に、制御部402から出力された制御信号に応じた位相逆回転量(図6(B)参照)を付与する。
The phase
位相逆回転部420は、位相逆回転量が付与された受信信号を相関器280に出力する。具体的には、位相逆回転部420は、第1番目から第16番目までの各送信周期において、
A+dc,B+dc,−j(jA+dc),−j(jB+dc),
−(−A+dc),−(−B+dc),j(−jA+dc),j(−jB+dc),
−(−A+dc),−(−B+dc),j(−jA+dc),j(−jB+dc),
A+dc,B+dc,−j(jA+dc),−j(jB+dc)
の各受信信号を相関器280に出力する。
The phase
A + dc, B + dc, −j (jA + dc), −j (jB + dc),
-(-A + dc),-(-B + dc), j (-jA + dc), j (-jB + dc),
-(-A + dc),-(-B + dc), j (-jA + dc), j (-jB + dc),
A + dc, B + dc, −j (jA + dc), −j (jB + dc)
The received signals are output to the
即ち、位相逆回転部420は、第1番目から第16番目までの各送信周期において、
A+dc,B+dc,A−jdc,B−jdc,
A−dc,B−dc,A+jdc,B+jdc,
A−dc,B−dc,A+jdc,B+jdc,
A+dc,B+dc,A−jdc,B−jdc
の各受信信号を相関器280に出力する。
That is, the phase
A + dc, B + dc, A-jdc, B-jdc,
A-dc, B-dc, A + jdc, B + jdc,
A-dc, B-dc, A + jdc, B + jdc,
A + dc, B + dc, A-jdc, B-jdc
The received signals are output to the
相関部としての相関器280は、送信周期毎にパルス波生成部210により生成された送信信号と位相逆回転部420から出力された受信信号との相関値を演算してコヒーレント加算部290に出力する。ここで、符号系列Xと符号系列Yとの相関値の演算をX#Yと表記し、符号系列X=[x1,x2,x3,…,xL]、Y=[y1,y2,y3,…,yL]とすると、X#Yは数式(1)により示される。X#Yは、長さLのベクトルである。
具体的には、相関器280の演算結果は、第1番目から第16番目までの各送信周期において、
A#(A+dc),B#(B+dc),A#(A−jdc),B#(B−jdc),
A#(A−dc),B#(B−dc),A#(A+jdc),B#(B+jdc),
A#(A−dc),B#(B−dc),A#(A+jdc),B#(B+jdc),
A#(A+dc),B#(B+dc),A#(A−jdc),B#(B−jdc)
となる。
Specifically, the calculation result of the
A # (A + dc), B # (B + dc), A # (A−jdc), B # (B−jdc),
A # (A-dc), B # (B-dc), A # (A + jdc), B # (B + jdc),
A # (A-dc), B # (B-dc), A # (A + jdc), B # (B + jdc),
A # (A + dc), B # (B + dc), A # (A-jdc), B # (B-jdc)
It becomes.
コヒーレント加算部290は、所定のコヒーレント加算回数(例えば16回)の送信周期において相関器280により演算された相関値を加算し、ピーク相関値(図2(A)参照)となる時間を基にしてターゲット100とセンシング装置400との間の距離を測距する。
The
具体的には、コヒーレント加算部290は、第1番目から第16番目までの各送信周期におけるコヒーレント加算結果として、
A#(A+dc)+B#(B+dc)+A#(A−jdc)+B#(B−jdc)+
A#(A−dc)+B#(B−dc)+A#(A+jdc)+B#(B+jdc)+
A#(A−dc)+B#(B−dc)+A#(A+jdc)+B#(B+jdc)+
A#(A+dc)+B#(B+dc)+A#(A−jdc)+B#(B−jdc)
を演算する。
Specifically, the
A # (A + dc) + B # (B + dc) + A # (A−jdc) + B # (B−jdc) +
A # (A-dc) + B # (B-dc) + A # (A + jdc) + B # (B + jdc) +
A # (A-dc) + B # (B-dc) + A # (A + jdc) + B # (B + jdc) +
A # (A + dc) + B # (B + dc) + A # (A−jdc) + B # (B−jdc)
Is calculated.
ここで、相関値の演算は線形演算であるため、数式(2)が成立する。従って、第1番目から第16番目までの各送信周期におけるコヒーレント加算結果は、数式(3)により示される。即ち、コヒーレント加算結果は、第2項及び第4項がゼロとなり、DCオフセットがキャンセルされて符号系列Aの自己相関値と符号系列Bの自己相関値の和の成分となる。 Here, since the calculation of the correlation value is a linear calculation, Expression (2) is established. Therefore, the coherent addition result in each transmission period from the first to the 16th is expressed by Expression (3). That is, in the coherent addition result, the second term and the fourth term become zero, the DC offset is canceled, and becomes a sum component of the autocorrelation value of the code sequence A and the autocorrelation value of the code sequence B.
これにより、ターゲット100とセンシング装置400とが静止している状態では、本実施形態のセンシング装置400は、送信部TXにおいて送信信号に位相回転量を付与し、受信部RXにおいて受信信号に位相逆回転量を付与することで、例えば送信RF部230において生じるDCオフセットをキャンセルでき、センシング特性の劣化を抑圧できる。
Thereby, in a state where the
次に、ターゲット100が移動しており、移動中のターゲット100により反射された反射波信号(受信信号)がドップラ位相回転量φの影響を受ける場合について説明する。即ち、ターゲット100が移動している場合では、高周波信号が送信される度に、受信信号に位相回転量φが加重される。想定している位相回転量φは1から2度以下程度の小さい値であるが、コヒーレント加算部290におけるコヒーレント加算回数が例えば100回程度と大きくなると、加重される位相回転量の影響が無視できなくなる。ドップラ位相回転量φの影響として、第M(M:1以上の整数)番目の送信周期におけるドップラ位相回転量φの加重時に、係数exp(j(M−1)φ)が受信信号に付加される。
Next, a case where the
ターゲット100が移動している場合、第1番目から第16番目までの各送信周期におけるドップラ位相回転量φが加重された受信信号は、
exp(j0φ)(A+dc),exp(j1φ)(B+dc),
exp(j2φ)(jA+dc),exp(j3φ)(jB+dc),
exp(j4φ)(−A+dc),exp(j5φ)(−B+dc),
exp(j6φ)(−jA+dc),exp(j7φ)(−jB+dc),
exp(j8φ)(−A+dc),exp(j9φ)(−B+dc),
exp(j10φ)(−jA+dc),exp(j11φ)(−jB+dc),
exp(j12φ)(A+dc),exp(j13φ)(B+dc),
exp(j14φ)(jA+dc),exp(j15φ)(jB+dc)
となる。
When the
exp (j 0 φ) (A + dc), exp (j 1 φ) (B + dc),
exp (j 2 φ) (jA + dc), exp (j 3 φ) (jB + dc),
exp (j 4 φ) (− A + dc), exp (j 5 φ) (− B + dc),
exp (j 6 φ) (− jA + dc), exp (j 7 φ) (− jB + dc),
exp (j 8 φ) (− A + dc), exp (j 9 φ) (− B + dc),
exp (j 10 φ) (− jA + dc), exp (j 11 φ) (− jB + dc),
exp (j 12 φ) (A + dc), exp (j 13 φ) (B + dc),
exp (j 14 φ) (jA + dc), exp (j 15 φ) (jB + dc)
It becomes.
位相逆回転部420は、第1番目から第16番目までの各送信周期において、
exp(j0φ)(A+dc),exp(j1φ)(B+dc),
(−j)exp(j2φ)(jA+dc),(−j)exp(j3φ)(jB+dc),
(−1)exp(j4φ)(−A+dc),(−1)exp(j5φ)(−B+dc),
(j)exp(j6φ)(−jA+dc),(j)exp(j7φ)(−jB+dc),
(−1)exp(j8φ)(−A+dc),(−1)exp(j9φ)(−B+dc),
(j)exp(j10φ)(−jA+dc),(j)exp(j11φ)(−jB+dc),
exp(j12φ)(A+dc),exp(j13φ)(B+dc),
(−j)exp(j14φ)(jA+dc),(−j)exp(j15φ)(jB+dc)
の各受信信号を相関器280に出力する。
The phase
exp (j 0 φ) (A + dc), exp (j 1 φ) (B + dc),
(−j) exp (j 2 φ) (jA + dc), (−j) exp (j 3 φ) (jB + dc),
(-1) exp (j 4 φ) (− A + dc), (−1) exp (j 5 φ) (− B + dc),
(J) exp (j 6 φ) (− jA + dc), (j) exp (j 7 φ) (− jB + dc),
(−1) exp (j 8 φ) (− A + dc), (−1) exp (j 9 φ) (− B + dc),
(J) exp (j 10 φ) (− jA + dc), (j) exp (j 11 φ) (− jB + dc),
exp (j 12 φ) (A + dc), exp (j 13 φ) (B + dc),
(−j) exp (j 14 φ) (jA + dc), (−j) exp (j 15 φ) (jB + dc)
The received signals are output to the
即ち、位相逆回転部420は、第1番目から第16番目までの各送信周期において、
exp(j0φ)(A+dc),exp(j1φ)(B+dc),
exp(j2φ)(A−jdc),exp(j3φ)(B−jdc),
exp(j4φ)(A−dc),exp(j5φ)(B−dc),
exp(j6φ)(A+jdc),exp(j7φ)(B+jdc),
exp(j8φ)(A−dc),exp(j9φ)(B−dc),
exp(j10φ)(A+jdc),exp(j11φ)(B+jdc),
exp(j12φ)(A+dc),exp(j13φ)(B+dc),
exp(j14φ)(A−jdc),exp(j15φ)(B−jdc)
の各受信信号を相関器280に出力する。
That is, the phase
exp (j 0 φ) (A + dc), exp (j 1 φ) (B + dc),
exp (j 2 φ) (A−jdc), exp (j 3 φ) (B−jdc),
exp (j 4 φ) (A-dc), exp (j 5 φ) (B-dc),
exp (j 6 φ) (A + jdc), exp (j 7 φ) (B + jdc),
exp (j 8 φ) (A-dc), exp (j 9 φ) (B-dc),
exp (j 10 φ) (A + jdc), exp (j 11 φ) (B + jdc),
exp (j 12 φ) (A + dc), exp (j 13 φ) (B + dc),
exp (j 14 φ) (A-jdc), exp (j 15 φ) (B-jdc)
The received signals are output to the
相関器280の演算結果は、第1番目から第16番目までの各送信周期において、
A#{exp(j0φ)(A+dc)},B#{exp(j1φ)(B+dc)},
A#{exp(j2φ)(A−jdc)},B#{exp(j3φ)(B−jdc)},
A#{exp(j4φ)(A−dc)},B#{exp(j5φ)(B−dc)},
A#{exp(j6φ)(A+jdc)},B#{exp(j7φ)(B+jdc)},
A#{exp(j8φ)(A−dc)},B#{exp(j9φ)(B−dc)},
A#{exp(j10φ)(A+jdc)},B#{exp(j11φ)(B+jdc)},
A#{exp(j12φ)(A+dc)},B#{exp(j13φ)(B+dc)},
A#{exp(j14φ)(A−jdc)},B#{exp(j15φ)(B−jdc)}
となる。
The calculation result of the
A # {exp (j 0 φ) (A + dc)}, B # {exp (j 1 φ) (B + dc)},
A # {exp (j 2 φ) (A−jdc)}, B # {exp (j 3 φ) (B−jdc)},
A # {exp (j 4 φ) (A-dc)}, B # {exp (j 5 φ) (B-dc)},
A # {exp (j 6 φ) (A + jdc)}, B # {exp (j 7 φ) (B + jdc)},
A # {exp (j 8 φ ) (A-dc)}, B # {exp (
A # {exp (j 10 φ) (A + jdc)}, B # {exp (j 11 φ) (B + jdc)},
A # {exp (j 12 φ) (A + dc)}, B # {exp (j 13 φ) (B + dc)},
A # {exp (j 14 φ) (A−jdc)}, B # {exp (j 15 φ) (B−jdc)}
It becomes.
コヒーレント加算部290は、第1番目から第16番目までの各送信周期におけるコヒーレント加算結果として、
A#{exp(j0φ)(A+dc)}+B#{exp(j1φ)(B+dc)}+
A#{exp(j2φ)(A−jdc)}+B#{exp(j3φ)(B−jdc)}+
A#{exp(j4φ)(A−dc)}+B#{exp(j5φ)(B−dc)}+
A#{exp(j6φ)(A+jdc)}+B#{exp(j7φ)(B+jdc)}+
A#{exp(j8φ)(A−dc)}+B#{exp(j9φ)(B−dc)}+
A#{exp(j10φ)(A+jdc)}+B#{exp(j11φ)(B+jdc)}+
A#{exp(j12φ)(A+dc)}+B#{exp(j13φ)(B+dc)}+
A#{exp(j14φ)(A−jdc)}+B#{exp(j15φ)(B−jdc)}
を演算する。従って、第1番目から第16番目までの各送信周期におけるコヒーレント加算結果は、数式(4)となる。
The
A # {exp (j 0 φ) (A + dc)} + B # {exp (j 1 φ) (B + dc)} +
A # {exp (j 2 φ) (A−jdc)} + B # {exp (j 3 φ) (B−jdc)} +
A # {exp (j 4 φ) (A−dc)} + B # {exp (j 5 φ) (B−dc)} +
A # {exp (j 6 φ) (A + jdc)} + B # {exp (j 7 φ) (B + jdc)} +
A # {exp (j 8 φ) (A−dc)} + B # {exp (j 9 φ) (B−dc)} +
A # {exp (j 10 φ) (A + jdc)} + B # {exp (j 11 φ) (B + jdc)} +
A # {exp (j 12 φ) (A + dc)} + B # {exp (j 13 φ) (B + dc)} +
A # {exp (j 14 φ) (A−jdc)} + B # {exp (j 15 φ) (B−jdc)}
Is calculated. Therefore, the coherent addition result in each transmission period from the first to the 16th is expressed by Equation (4).
数式(4)の第2項の大括弧内の成分は、jを含む成分とjを含まない成分とに区分けすると、数式(5)により示される。位相回転量φは1から2度程度の小さい値であるため、数式(5)について数式(6)に示す関係が成立する。このため、数式(5)はゼロに近い値に近似できる(図7参照)。 The component in square brackets in the second term of Equation (4) is expressed by Equation (5) when divided into components including j and components not including j. Since the phase rotation amount φ is a small value of about 1 to 2 degrees, the relationship shown in the equation (6) is established for the equation (5). For this reason, Formula (5) can be approximated to a value close to zero (see FIG. 7).
図7は、第1の実施形態におけるdc成分の位相のキャンセルを説明する説明図である。位相回転量φが1から2度程度の小さい値であれば、領域g1の拡大図における、ベクトル{exp(j0φ)−exp(j4φ)}とベクトル{−exp(j8φ)+exp(j12φ)}とは、大きさが同一であり、かつ、向きが反対である、と近似できる。これにより、位相回転量φが1から2度程度の小さい値であれば、数式(5)は限りなくゼロに近い値に近似できる。 FIG. 7 is an explanatory diagram for explaining the cancellation of the phase of the dc component in the first embodiment. If the phase rotation amount φ is a small value of about 1 to 2 degrees, the vector {exp (j 0 φ) −exp (j 4 φ)} and the vector {−exp (j 8 φ) in the enlarged view of the region g1. + Exp (j 12 φ)} can be approximated as having the same size and the opposite direction. As a result, when the phase rotation amount φ is a small value of about 1 to 2 degrees, the equation (5) can be approximated to a value close to zero.
また、数式(4)の第4項の大括弧の成分は、jを含む成分とjを含まない成分とに区分けすると、数式(7)により示される。位相回転量φは1から2度程度の小さい値であるため、数式(7)について数式(8)に示す関係が成立する。このため、数式(4)の第2項と同様に、数式(4)の第4項、即ち数式(7)はゼロになるわけではないが、限りなくゼロに近い値に近似できる(図7参照)。 In addition, the component in square brackets in the fourth term of Equation (4) is expressed by Equation (7) when divided into components including j and components not including j. Since the phase rotation amount φ is a small value of about 1 to 2 degrees, the relationship shown in the equation (8) is established for the equation (7). For this reason, like the second term of the formula (4), the fourth term of the formula (4), that is, the formula (7) is not necessarily zero, but can be approximated to a value close to zero (FIG. 7). reference).
例えば、位相回転量φを1度とし、コヒーレント加算回数を64(=16×4)とする。数式(5)及び(7)の成分の大きさの和は、本実施形態のセンシング装置400では、位相回転しない場合及び位相逆回転しない場合では60.725となり、位相回転する場合及び位相逆回転する場合では1.473となる。
For example, the phase rotation amount φ is 1 degree, and the number of coherent additions is 64 (= 16 × 4). The sum of the magnitudes of the components of Equations (5) and (7) is 60.725 when the phase rotation is not performed and when the phase rotation is not performed in the
更に、第1送信グループと第2送信グループとにおいて各送信グループの第1番目及び第2番目、…、第(2N−1)番目及び第2N番目の各送信周期において生成される送信信号にπ[rad]の位相差を有する位相回転量をそれぞれ付与する場合では、数式(5)及び(7)の成分の大きさの和は、0.103となる。 Further, in the first transmission group and the second transmission group, the transmission signal generated in each of the first, second,..., (2N-1) th and 2Nth transmission periods of each transmission group is π. When phase rotation amounts having a phase difference of [rad] are respectively given, the sum of the magnitudes of the components of Equations (5) and (7) is 0.103.
従って、位相回転しない状態及び位相逆回転しない状態から、位相回転する及び位相逆回転することで、数式(5)及び(7)の成分の大きさの和は、2.4%の大きさに減少できる。 Accordingly, by rotating the phase and rotating the phase from the state where the phase is not rotated and the state where the phase is not rotated backward, the sum of the magnitudes of the components of the formulas (5) and (7) becomes 2.4%. Can be reduced.
また、位相回転しない状態及び位相逆回転しない状態から、第1送信グループの第1番目及び第2番目、…、第(2N−1)番目及び第2N番目の各送信周期において生成される送信信号に対して、第2送信グループの第1番目及び第2番目、…、第(2N−1)番目及び第2N番目の各送信周期において生成される送信信号では、位相回転量を更に、π[rad]の加算を行うことで、数式(5)及び(7)の成分の大きさの和は、0.17%の大きさに減少できる。 In addition, transmission signals generated in the first, second,..., (2N-1) th and 2Nth transmission periods of the first transmission group from the state where the phase does not rotate and the state where the phase does not rotate reversely. On the other hand, in the transmission signals generated in the first and second,..., (2N-1) th and 2Nth transmission periods of the second transmission group, the phase rotation amount is further set to π [ rad] is added, the sum of the magnitudes of the components of Equations (5) and (7) can be reduced to 0.17%.
以上により、本実施形態のセンシング装置400は、送信部TXにおいて、2N個の送信周期を含む第M(例えばM=1)番目の送信グループの第1番目及び第2番目、…、第(2N−1)番目及び第2N番目の各送信周期において生成される送信信号に対して、第(M+1)番目の送信グループの第1番目及び第2番目、…、第(2N−1)番目及び第2N番目の各送信周期において生成される送信信号では、位相回転量を更に、π[rad]の加算を行う(図6(a)参照)。
As described above, the
更に、センシング装置400は、受信部RXにおいて、送信部TXにおいて付与された位相回転量の逆位相を付与し(図6(B)参照)、第M番目の送信グループと第(M+1)番目の送信グループとの各送信周期において演算された相関値をコヒーレント加算する。
Furthermore, the
これにより、センシング装置400は、コヒーレント加算結果においてピーク相関値を除いた他の相関値の平均値(フロア平均値)のレベルを低減でき(図8参照)、無線通信において高周波信号を用いる場合に生じるDCオフセットを簡易な構成によって低減でき、ターゲットのセンシング特性の劣化を抑圧できる。
Thereby, the
従って、センシング装置400は、例えば車と人間との両方を検知できる。また、センシング装置400は、無線通信において高周波信号(例えばマイクロ波又はミリ波)を用いることによって生じるDCオフセットを簡易な構成によって低減できる。これにより、センシング装置400は、複数のターゲットとして、反射断面積がそれぞれ異なる成人と子供とを識別して検知でき、以下の各実施形態のセンシング装置400においても同様である。
Therefore, the
図8は、第1の実施形態のセンシング装置におけるシミュレーション結果の遅延プロファイルである。図8の横軸は時間[msec]、即ち高周波信号が送信されてからの経過時間であり、同図の縦軸は相関値のレベル(相関レベル)[dB]を表す。図8に示すシミュレーションでは、符号長Lが32のGolay符号がパルス圧縮符号として用いられ、ターゲット100の移動速度が80[km/h]、コヒーレント加算回数が64である。
FIG. 8 is a delay profile of a simulation result in the sensing device of the first embodiment. The horizontal axis of FIG. 8 is time [msec], that is, the elapsed time since the high-frequency signal was transmitted, and the vertical axis of FIG. 8 represents the correlation value level (correlation level) [dB]. In the simulation shown in FIG. 8, a Golay code having a code length L of 32 is used as a pulse compression code, the moving speed of the
図8では、経過時間約220[msec]におけるピーク相関値が、ピーク相関値を除いた他の相関値の平均値のレベルよりも高くなり、ピーク相関値を除いた他の相関値の平均値のレベルが−70[dB]から−50[dB]の範囲とピーク相関値に比べて低くなり、サイドローブ成分が抑圧できる。 In FIG. 8, the peak correlation value at an elapsed time of about 220 [msec] is higher than the average level of other correlation values excluding the peak correlation value, and the average value of other correlation values excluding the peak correlation value. Is lower than the range of −70 [dB] to −50 [dB] and the peak correlation value, and the side lobe component can be suppressed.
(第2の実施形態)
第1の実施形態では、センシング装置400は、第M番目の送信グループと第(M+1)番目の送信グループとにおいて付与した位相回転量を、第M番目及び第(M+1)番目の各送信グループを含む合計2個の送信グループを単位として、例えば第(M+2)番目以降の送信グループにおいても繰り返して付与した。
(Second Embodiment)
In the first embodiment, the
第2の実施形態では、センシング装置400は、第M番目の送信グループと第(M+1)番目の送信グループとにおいて第1の実施形態と同様の位相回転量を付与する。更に、センシング装置400は、第(M+2)番目の送信グループでは第M番目の送信グループの位相回転量をπ[rad]を加算した位相回転量を付与し、第(M+3)番目の送信グループでは第(M+1)番目の送信グループの位相回転量をπ[rad]を加算した位相回転量を付与する(図9参照)。また、第2の実施形態のセンシング装置400の構成は第1の実施形態のセンシング装置400と同様であるため、同一の符号を用いて説明する。
In the second embodiment, the
図9は、第2の実施形態のパルス符号/位相回転テーブル401の内容の一例を示す図である。第1送信グループと第2送信グループとでは、図6(A)に示すパルス符号/位相回転テーブル401と同様の位相回転量が付与される。また、第3送信グループでは第1送信グループの位相回転量をπ[rad]を加算した位相回転量が付与され、第4送信グループでは第2送信グループの位相回転量をπ[rad]を加算した位相回転量が付与される。 FIG. 9 is a diagram illustrating an example of the contents of the pulse code / phase rotation table 401 according to the second embodiment. In the first transmission group and the second transmission group, the same phase rotation amount as that of the pulse code / phase rotation table 401 shown in FIG. In the third transmission group, a phase rotation amount obtained by adding π [rad] to the phase rotation amount of the first transmission group is given, and in the fourth transmission group, π [rad] is added to the phase rotation amount of the second transmission group. The phase rotation amount is given.
第2の実施形態では、センシング装置400は、コヒーレント加算部290におけるコヒーレント加算回数を32回又は32の倍数回とし、第1送信グループから第4送信グループまでの合計4個の送信グループを単位として、第5番目以降の送信グループにおいても繰り返して位相回転量を付与する。
In the second embodiment, the
第2の実施形態において、ターゲット100が静止している状態では、第3送信グループと第4送信グループとにおいて演算された相関値のコヒーレント加算結果は、第1の実施形態と同様にDCオフセット(dc成分)がキャンセルされるため(数式(3)参照)、センシング特性の劣化を抑圧できる。
In the second embodiment, when the
第2の実施形態において、ターゲット100が移動しており、移動中のターゲット100により反射された反射波信号(受信信号)がドップラ位相回転量φの影響を受ける場合、第1番目から第16番目までの各送信周期におけるコヒーレント加算結果は数式(4)と同じである。第17番目から第32番目までの各送信周期におけるコヒーレント加算結果は、数式(9)となり、第1番目から第16番目までの各送信周期における位相回転量がπ[rad]を加算した位相回転量が付与された演算結果に相当する。
In the second embodiment, when the
数式(9)の第2項の大括弧内の成分は、jを含む成分とjを含まない成分とに区分けすると、数式(10)により示される。位相回転量φは1から2度程度の小さい値であるため、数式(10)について数式(11)に示す関係が成立する。このため、数式(10)は第1の実施形態に比べて、ゼロにより近い値に近似できる(図10参照)。 The component in square brackets in the second term of Equation (9) is expressed by Equation (10) when divided into components including j and components not including j. Since the phase rotation amount φ is a small value of about 1 to 2 degrees, the relationship shown in the equation (11) is established for the equation (10). For this reason, numerical formula (10) can be approximated to a value closer to zero compared to the first embodiment (see FIG. 10).
図10は、第2の実施形態におけるdc成分の位相のキャンセルを説明する説明図である。位相回転量φが1から2度程度の小さい値であれば、領域g2の拡大図における、ベクトル{−exp(j16φ)+exp(j20φ)}とベクトル{−exp(j24φ)+exp(j28φ)}とは、大きさが同一であり、かつ、向きが反対である、と近似できる。これにより、位相回転量φが1から2度程度の小さい値であれば、数式(10)は第1の実施形態の数式(5)の値に比べて、ゼロにより近い値に近似できる。 FIG. 10 is an explanatory diagram for explaining the cancellation of the phase of the dc component in the second embodiment. If the phase rotation amount φ is a small value of about 1 to 2 degrees, the vector {−exp (j 16 φ) + exp (j 20 φ)} and the vector {−exp (j 24 φ) in the enlarged view of the region g2. + Exp (j 28 φ)} can be approximated as having the same size and the opposite direction. Thus, when the phase rotation amount φ is a small value of about 1 to 2 degrees, the equation (10) can be approximated to a value closer to zero as compared with the value of the equation (5) of the first embodiment.
また、数式(9)の第4項の大括弧の成分は、jを含む成分とjを含まない成分とに区分けすると、数式(12)により示される。位相回転量φは1から2度程度の小さい値であるため、数式(12)について数式(13)に示す関係が成立する。このため、数式(9)の第2項と同様に、数式(9)の第4項、即ち数式(12)はゼロになるわけではないが、限りなくゼロに近い値に近似できる(図10参照)。 The bracketed component in the fourth term of Equation (9) is expressed by Equation (12) when it is divided into components including j and components not including j. Since the phase rotation amount φ is a small value of about 1 to 2 degrees, the relationship shown in the equation (13) is established for the equation (12). For this reason, like the second term of the formula (9), the fourth term of the formula (9), that is, the formula (12) is not necessarily zero, but can be approximated to a value close to zero (FIG. 10). reference).
例えば、位相回転量φを1度とし、コヒーレント加算回数を64(=32×2)とする。数式(10)及び(12)の成分の大きさの和は、0.0145となる。従って、第1の実施形態と同様に、位相回転しない状態及び位相逆回転しない状態から、第1送信グループと第2送信グループには、図6(A)の位相回転量を付与し、第3送信グループでは第1送信グループの位相回転量をπ[rad]を加算した位相回転量を付与し、第4送信グループでは第2送信グループの位相回転量をπ[rad]を加算した位相回転量を付与すれば、数式(10)及び(12)の成分の大きさの和は、0.024%の大きさに減少できる。 For example, the phase rotation amount φ is 1 degree, and the number of coherent additions is 64 (= 32 × 2). The sum of the magnitudes of the components of Equations (10) and (12) is 0.0145. Therefore, as in the first embodiment, the phase rotation amount shown in FIG. 6A is given to the first transmission group and the second transmission group from the state where the phase does not rotate and the state where the phase does not rotate, and the third In the transmission group, the phase rotation amount obtained by adding π [rad] to the phase rotation amount of the first transmission group is given, and in the fourth transmission group, the phase rotation amount obtained by adding π [rad] to the phase rotation amount of the second transmission group. Is added, the sum of the magnitudes of the components of Equations (10) and (12) can be reduced to 0.024%.
以上により、本実施形態のセンシング装置400は、送信部TXにおいて、2N個の送信周期を含む第M番目及び第(M+3)番目の各送信グループと第(M+1)番目及び第(M+2)番目の各送信グループとにおいて、第1番目及び第2番目、…、第(2N−1)番目及び第2N番目の各送信周期において生成される送信信号にπ[rad]の位相差を有する位相回転量を付与する(図9参照)。
更に、センシング装置400は、受信部RXにおいて、送信部TXにおいて付与された位相回転量の逆位相を付与し、第M番目の送信グループから第(M+3)番目の送信グループまでの合計4個の送信グループの各送信周期において演算された相関値をコヒーレント加算する。
As described above, the
Furthermore, the
これにより、センシング装置400は、第1の実施形態において十分にゼロに近い値に低減できていなかったDCオフセットをよりゼロに近い値に低減でき、コヒーレント加算結果においてピーク相関値を除いた他の相関値の平均値(フロア平均値)のレベルを第1の実施形態のフロア平均値のレベルより一層低減できる(図11参照)。
従って、本実施形態のセンシング装置400は、第1の実施形態のセンシング装置400に比べて、無線通信において高周波信号を用いることによって生じるDCオフセットを、簡易な構成によって低減し、ターゲットのセンシング特性の劣化を一層抑圧できる。
Thereby, the
Therefore, the
図11は、第2の実施形態のセンシング装置におけるシミュレーション結果の遅延プロファイルである。図11の横軸は時間[msec]、即ち高周波信号が送信されてからの経過時間であり、同図の縦軸は相関値のレベル(相関レベル)[dB]を表す。図11に示すシミュレーションでは、符号長Lが32のGolay符号がパルス圧縮符号として用いられ、ターゲット100の移動速度が80[km/h]、コヒーレント加算回数が64である。
FIG. 11 is a delay profile of a simulation result in the sensing device of the second embodiment. The horizontal axis in FIG. 11 represents time [msec], that is, the elapsed time since the high-frequency signal was transmitted, and the vertical axis in FIG. 11 represents the correlation value level (correlation level) [dB]. In the simulation shown in FIG. 11, a Golay code having a code length L of 32 is used as a pulse compression code, the moving speed of the
図11では、経過時間約220[msec]におけるピーク相関値が、ピーク相関値を除いた他の相関値の平均値のレベルよりも高くなっており、ピーク相関値を除いた他の相関値の平均値のレベルが−70[dB]から−50[dB]の範囲において図8に示す第1の実施形態のシミュレーション結果に比べて低くなっており、サイドローブ成分が第1の実施形態のシミュレーション結果に比べて一層抑圧できている。 In FIG. 11, the peak correlation value at an elapsed time of about 220 [msec] is higher than the average level of other correlation values excluding the peak correlation value. The average level is lower than the simulation result of the first embodiment shown in FIG. 8 in the range of −70 [dB] to −50 [dB], and the sidelobe component is simulated in the first embodiment. Compared to the results, it can be further suppressed.
(第3の実施形態)
第1及び第2の各実施形態では、パルス波生成部210が送信信号を生成する場合に用いる符号系列が相補符号(A,B)を構成する符号系列A及びBであった。第3の実施形態では、パルス波生成部210は、これらの符号系列A及びBではなく、SPANO符号を用いる。SPANO符号とは、相補符号(A,B)を構成する符号系列A及びBと、符号系列Aの順序反転符号系列A’と、符号系列Bの順序反転符号系列B’とを含む符号系列であり、例えばA,B,B’,A’,B,A,A’,B’の8個の符号系列を含む。また、第3の実施形態のセンシング装置400の構成は第1の実施形態のセンシング装置400と同様であるため、同一の符号を用いて説明する。
(Third embodiment)
In each of the first and second embodiments, the code sequences A and B forming the complementary code (A, B) are used when the
第1及び第2の各実施形態では、パルス波生成部210は、或る送信周期では符号系列Aを用いて次の送信周期では符号系列Bを用いる。即ち、パルス波生成部210は、2送信周期を単位として、符号系列A,Bの順番に交互に繰り返して選択した。
In each of the first and second embodiments, the pulse
第3の実施形態では、パルス波生成部210は、同様に2送信周期を単位として、SPANO符号(A,B,B’,A’,B,A,A’,B’)を構成する各符号系列(A,B,A’,B’)をSPANO符号の所定の順序に従って交互に繰り返して選択する(図12参照)。
In the third embodiment, the
図12は、第3の実施形態のパルス符号/位相回転テーブル401の内容の一例を示す図である。図12(A)は、第1の実施形態の送信方法に対応したテーブルである。図12(B)は、第2の実施形態の送信方法に対応したテーブルである。図12(A)と図6とでは、送信信号に付与される位相回転量は同じであるが、送信信号の生成に用いられる符号系列が異なる。同様に、図12(B)と図9とでは、送信信号に付与される位相回転量は同じであるが、送信信号の生成に用いられる符号系列が異なる。 FIG. 12 is a diagram illustrating an example of the contents of the pulse code / phase rotation table 401 according to the third embodiment. FIG. 12A is a table corresponding to the transmission method of the first embodiment. FIG. 12B is a table corresponding to the transmission method of the second embodiment. In FIG. 12A and FIG. 6, the amount of phase rotation given to the transmission signal is the same, but the code sequence used to generate the transmission signal is different. Similarly, in FIG. 12B and FIG. 9, the amount of phase rotation given to the transmission signal is the same, but the code sequence used to generate the transmission signal is different.
第3の実施形態におけるコヒーレント加算部290のコヒーレント加算結果は、第1の実施形態におけるコヒーレント加算結果(数式(3)参照又は数式(4)参照)、又は第2の実施形態におけるコヒーレント加算結果(数式(9)参照)となるため、同様に、DCオフセットを低減している。即ち、送信信号を生成する場合に用いられる符号系列は、第1及び第2の各実施形態における相補符号(A,B)を構成する各符号系列A及びBに限定されず、第3の実施形態におけるSPANO符号でも、DCオフセットを低減できる(図13参照)。
The coherent addition result of the
図13は、第3の実施形態のセンシング装置におけるシミュレーション結果の遅延プロファイルである。図13の横軸は時間[msec]、即ち高周波信号が送信されてからの経過時間であり、同図の縦軸は相関値のレベル(相関レベル)[dB]を表す。 FIG. 13 is a delay profile of a simulation result in the sensing device of the third embodiment. The horizontal axis in FIG. 13 represents time [msec], that is, the elapsed time since the high-frequency signal was transmitted, and the vertical axis in FIG. 13 represents the correlation value level (correlation level) [dB].
図13の点線は、合計8個の送信周期を含む第1送信グループ(第1番目の送信周期から第8番目までの送信周期)と第2送信グループ(第9番目の送信周期から第16番目の送信周期)とにおいて、第1番目及び第2番目、…、第(2N−1)番目及び第2N番目の各送信周期において生成される送信信号にπ[rad]の位相差を有する位相回転量の付与が無い場合におけるコヒーレント加算結果である。 The dotted lines in FIG. 13 indicate the first transmission group (transmission cycle from the first transmission cycle to the eighth transmission cycle) and the second transmission group (from the ninth transmission cycle to the 16th transmission cycle) including a total of eight transmission cycles. Phase transmission having a phase difference of π [rad] in the transmission signal generated in each of the first, second,..., (2N−1) th and 2Nth transmission periods. This is a result of coherent addition when no amount is given.
図13の実線は、同第1送信グループと同第2送信グループとにおいて、第1番目及び第2番目、…、第(2N−1)番目及び第2N番目の各送信周期において生成される送信信号にπ[rad]の位相差を有する位相回転量の付与が有る場合におけるコヒーレント加算結果である。 The solid lines in FIG. 13 indicate transmissions generated in the first, second,..., (2N-1) th and 2Nth transmission periods in the first transmission group and the second transmission group. This is a coherent addition result when a signal has a phase rotation amount having a phase difference of π [rad].
以上により、本実施形態のセンシング装置400は、第3の実施形態においてSPANO符号を用いた場合でも第1又は第2の実施形態と同様に、コヒーレント加算結果においてピーク相関値を除いた他の相関値の平均値(フロア平均値)のレベルを低減でき(図13参照)、無線通信において高周波信号を用いることによって生じるDCオフセットを簡易な構成によって低減し、ターゲットのセンシング特性の劣化を抑圧できる。
As described above, the
以上、図面を参照して各種の実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。 Although various embodiments have been described with reference to the drawings, it goes without saying that the present invention is not limited to such examples. It will be apparent to those skilled in the art that various changes and modifications can be made within the scope of the claims, and these are naturally within the technical scope of the present invention. Understood.
なお、第1又は第2の実施形態において、1つの送信グループにおける送信周期の数は8個に限定されない。図6又は図9の例では、送信信号に付与される位相回転量は、0[rad]、π/2[rad]、π[rad]、3π/2[rad]の合計4個であるが、1つの送信グループが2N個の送信周期を含む場合、位相回転量は0から2π[rad]の範囲において(2π/N)[rad]異なれば良い。なお、図6又は図9ではN=4である。 In the first or second embodiment, the number of transmission periods in one transmission group is not limited to eight. In the example of FIG. 6 or FIG. 9, the total amount of phase rotation given to the transmission signal is 4 [0 [rad], [pi] / 2 [rad], [pi] [rad], and 3 [pi] / 2 [rad]. When one transmission group includes 2N transmission periods, the phase rotation amount may be different by (2π / N) [rad] in the range of 0 to 2π [rad]. In FIG. 6 or FIG. 9, N = 4.
なお、第1又は第2の実施形態において、図6又は図9に示すパルス符号/位相回転テーブル401では2送信周期を単位として位相回転量が単調増加であるが、各送信グループにおいて2送信周期を単位としていれば位相回転量は単調増加でなくても良く、ランダムに増加しても良い。 In the first or second embodiment, in the pulse code / phase rotation table 401 shown in FIG. 6 or FIG. 9, the phase rotation amount monotonically increases in units of two transmission cycles, but two transmission cycles in each transmission group. As a unit, the amount of phase rotation may not increase monotonously, but may increase randomly.
第2の実施形態では、センシング装置400は、第M番目及び第(M+1)番目の各送信グループでは第1の実施形態と同様の位相回転量を付与する。更に、センシング装置400は、第(M+2)番目の送信グループでは第M番目の送信グループの位相回転量をπ[rad]反転させた位相回転量を付与し、第(M+3)番目の送信グループでは第(M+1)番目の送信グループの位相回転量をπ[rad]反転させた位相回転量を付与する。更に、第2の実施形態では、センシング装置400は、第M番目から第(M+3)番目までの各送信グループを含む4送信グループを単位として、第(M+4)番目以降の4送信グループ毎に、第M番目から第(M+3)番目までの送信グループと同様の位相回転量を繰り返して付与する。
In the second embodiment, the
なお、第2の実施形態の変形例として、センシング装置400は、第(M+4)番目から第(M+7)番目までの4送信グループにおいて、第(M+4)番目の送信グループでは第M番目の送信グループの位相回転量をπ[rad]反転させた位相回転量を付与し、…、第(M+7)番目の送信グループでは第(M+3)番目の送信グループの位相回転量をπ[rad]反転させた位相回転量を付与しても良い。更に、センシング装置400は、同変形例として、第M番目から第(M+7)番目までの8送信グループを単位として、第(M+8)番目以降の8送信グループ毎に、第M番目から第(M+7)番目までの送信グループと同様の位相回転量を繰り返して付与する。
As a modification of the second embodiment, the
なお、第2の実施形態の更なる変形例として、センシング装置400は、所定の位相回転量を繰り返して付与する単位となる送信グループの個数を2P(P:4以上の整数)として、同様に所定の位相回転量を繰り返して付与しても良い。
As a further modification of the second embodiment, the
本発明は、無線通信において高周波信号を用いる場合に生じるDCオフセットを簡易な構成によって低減し、ターゲットのセンシング特性の劣化を抑圧するセンシング方法及びセンシング装置として有用である。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention is useful as a sensing method and a sensing apparatus that reduce a DC offset that occurs when a high-frequency signal is used in wireless communication with a simple configuration and suppress degradation of sensing characteristics of a target.
210 パルス波生成部
220 DAC
230 送信RF部
240 送信アンテナ
250 受信アンテナ
260 受信RF部
270 ADC
280 相関器
290 コヒーレント加算部
400 センシング装置
401 パルス符号/位相回転テーブル
402 制御部
410 位相回転部
420 位相逆回転部
210
230
Claims (8)
前記送信周期毎に、前記送信信号に対する位相回転量を付与するステップと、
前記位相回転量が付与された前記送信信号を高周波信号に変換して送信アンテナから送信するステップと、を有し、
前記送信信号は、
それぞれ2N(N:1以上の整数)個の前記送信周期を含む第M(M:1以上の整数)番目の送信グループと第(M+1)番目の送信グループとを含み、
前記第(M+1)番目の送信グループの位相回転量は、
前記第M番目の送信グループの前記位相回転量に更にπ[rad]を加算した位相回転量である、センシング方法。 Generating a transmission signal in which a first code sequence and a second code sequence having a predetermined length are arranged in a predetermined order for each transmission cycle;
Providing a phase rotation amount for the transmission signal for each transmission cycle;
Converting the transmission signal provided with the phase rotation amount into a high-frequency signal and transmitting the signal from a transmission antenna,
The transmission signal is
Each including an Mth (M: 1 or greater) transmission group and an (M + 1) th transmission group each including 2N (N: 1 or greater) transmission periods;
The phase rotation amount of the (M + 1) th transmission group is
A sensing method, which is a phase rotation amount obtained by adding π [rad] to the phase rotation amount of the Mth transmission group.
前記高周波信号がターゲットにより反射された反射波信号を受信アンテナにおいて受信するステップと、
前記受信された受信信号に対し、前記位相回転量を付与するステップにおいて前記付与された前記位相回転量の符号を反転した位相逆回転量を付与するステップと、
前記位相回転量が付与される前の前記送信信号と前記位相逆回転量が付与された前記受信信号との相関値を演算するステップと、
前記第M番目の送信グループと第(M+1)番目の送信グループとの各送信周期において前記演算された各々の前記相関値を加算するステップと、を有するセンシング方法。 The sensing method according to claim 1,
Receiving a reflected wave signal obtained by reflecting the high-frequency signal by a target at a receiving antenna;
Applying a phase reverse rotation amount obtained by inverting the sign of the phase rotation amount applied in the step of applying the phase rotation amount to the received signal;
Calculating a correlation value between the transmission signal before the phase rotation amount is given and the reception signal to which the phase reverse rotation amount is given;
Adding each of the calculated correlation values in each transmission cycle of the Mth transmission group and the (M + 1) th transmission group.
前記送信信号は、更に、
それぞれ2N個の前記送信周期を含む第(M+2)番目の送信グループと第(M+3)番目の送信グループとを含み、
前記位相回転量を付与するステップでは、
前記第(M+2)番目の送信グループの位相回転量は、
前記第M番目の送信グループの位相回転量に更にπ[rad]を加算した位相回転量であり、
前記第(M+3)番目の送信グループの位相回転量は、
前記第(M+1)番目の送信グループの位相回転量に更にπ[rad]を加算した位相回転量である、センシング方法。 The sensing method according to claim 1 or 2,
The transmission signal further includes:
(M + 2) th transmission group and (M + 3) th transmission group each including 2N transmission periods,
In the step of providing the phase rotation amount,
The phase rotation amount of the (M + 2) th transmission group is
A phase rotation amount obtained by adding π [rad] to the phase rotation amount of the M-th transmission group;
The phase rotation amount of the (M + 3) th transmission group is
A sensing method, which is a phase rotation amount obtained by adding π [rad] to the phase rotation amount of the (M + 1) th transmission group.
前記送信信号は、
前記第1符号系列の順序反転符号系列及び前記第2符号系列の順序反転符号系列を更に含み、
前記送信周期毎に、前記第1符号系列、前記第2符号系列、前記第1符号系列の順序反転符号系列及び前記第2符号系列の順序反転符号系列を、所定の順序に従って配置した信号である、センシング方法。 The sensing method according to any one of claims 1 to 3,
The transmission signal is
And further comprising an inversion code sequence of the first code sequence and an inversion code sequence of the second code sequence,
A signal in which the first code sequence, the second code sequence, the order-inverted code sequence of the first code sequence, and the order-inverted code sequence of the second code sequence are arranged in a predetermined order for each transmission period. Sensing method.
前記送信周期毎に、前記送信信号に対する位相回転量を付与する位相回転部と、
前記位相回転量が付与された前記送信信号を高周波信号に変換して送信アンテナから送信する送信RF部と、を含み、
前記送信信号は、
それぞれ2N(N:1以上の整数)個の前記送信周期を含む第M(M:1以上の整数)番目の送信グループと第(M+1)番目の送信グループとを含み、
前記第(M+1)番目の送信グループの位相回転量は、
前記第M番目の送信グループの前記位相回転量に更にπ[rad]加算した位相回転量である、センシング装置。 A transmission signal generator that generates a transmission signal in which a first code sequence and a second code sequence having a predetermined length are arranged in a predetermined order for each transmission cycle;
A phase rotation unit for providing a phase rotation amount for the transmission signal for each transmission cycle;
A transmission RF unit that converts the transmission signal provided with the phase rotation amount into a high-frequency signal and transmits the signal from a transmission antenna;
The transmission signal is
Each including an Mth (M: 1 or greater) transmission group and an (M + 1) th transmission group each including 2N (N: 1 or greater) transmission periods;
The phase rotation amount of the (M + 1) th transmission group is
The sensing device, which is a phase rotation amount obtained by adding π [rad] to the phase rotation amount of the Mth transmission group.
前記高周波信号がターゲットにより反射された反射波信号を受信アンテナにおいて受信する受信RF部と、
前記受信された受信信号に対し、位相回転部において前記付与された前記位相回転量の符号を反転した位相逆回転量を付与する位相逆回転部と、
前記位相回転量が付与される前の前記送信信号と前記位相逆回転量が付与された前記受信信号との相関値を演算する相関部と、
前記第M番目の送信グループと第(M+1)番目の送信グループとの各送信周期において前記演算された各々の前記相関値を加算するコヒーレント加算部と、を含むセンシング装置。 The sensing device according to claim 5,
A reception RF unit that receives a reflected wave signal obtained by reflecting the high-frequency signal by a target at a reception antenna;
A phase reverse rotation unit that applies a phase reverse rotation amount obtained by inverting the sign of the phase rotation amount applied in the phase rotation unit to the received signal;
A correlation unit that calculates a correlation value between the transmission signal before the phase rotation amount is given and the reception signal to which the phase reverse rotation amount is given;
And a coherent adder that adds the calculated correlation values in each transmission period of the Mth transmission group and the (M + 1) th transmission group.
前記送信信号は、更に、
それぞれ2N個の前記送信周期を含む第(M+2)番目の送信グループと第(M+3)番目の送信グループとを含み、
前記位相回転部は、
前記第(M+2)番目の送信グループに対して、前記第M番目の送信グループに付与された位相回転量に更にπ[rad]を加算した位相回転量を付与し、
前記第(M+3)番目の送信グループに対して、前記第(M+1)番目の送信グループに付与された位相回転量に更にπ[rad]を加算した位相回転量を付与する、センシング装置。 The sensing device according to claim 5 or 6,
The transmission signal further includes:
(M + 2) th transmission group and (M + 3) th transmission group each including 2N transmission periods,
The phase rotation unit is
A phase rotation amount obtained by adding π [rad] to the phase rotation amount given to the Mth transmission group is added to the (M + 2) th transmission group,
A sensing device, wherein a phase rotation amount obtained by adding π [rad] to the phase rotation amount assigned to the (M + 1) th transmission group is added to the (M + 3) th transmission group.
前記送信信号は、
前記第1符号系列の順序反転符号系列及び前記第2符号系列の順序反転符号系列を更に含み、
前記送信信号生成部は、
前記送信周期毎に、前記第1符号系列、前記第2符号系列、前記第1符号系列の順序反転符号系列及び前記第2符号系列の順序反転符号系列を、所定の順序に従って配置した送信信号を生成する、センシング装置。 The sensing device according to any one of claims 5 to 7,
The transmission signal is
And further comprising an inversion code sequence of the first code sequence and an inversion code sequence of the second code sequence,
The transmission signal generator is
A transmission signal in which the first code sequence, the second code sequence, the order-inverted code sequence of the first code sequence, and the order-inverted code sequence of the second code sequence are arranged in a predetermined order for each transmission period A sensing device to generate.
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