JP5984916B2 - 電力変換器 - Google Patents

Description

本発明は、三相の電力変換器に関し、特に、複数の単相フルブリッジ変換器の出力側がカスケード接続されて構成されるクラスタが三相交流入力側に対して一相あたり３個設けられ、三相交流入力側で異なる相にそれぞれ接続された３個のクラスタが三相交流出力側に対して同一相に設けられることで構成される三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器に関する。

実装が容易で大容量・高電圧用途に適した次世代トランスレス電力変換器として、モジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ：Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃａｓｃａｄｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）がある。モジュラーマルチレベルカスケード変換器は、高電圧誘導モータや高電圧同期モータのためのモータドライブ装置や、系統連系用電力変換器への適用が期待されている。

このようなモジュラーマルチレベルカスケード変換器の回路構成として、三重スターブリッジセル（ＴＳＢＣ：Ｔｒｉｐｌｅ−Ｓｔａｒ Ｂｒｉｄｇｅ−Ｃｅｌｌｓ）方式が検討されている（例えば、非特許文献１および４参照。）。本回路構成はモジュラーマトリックスコンバータとも呼ばれている。三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）は、入出力側ともに三相交流が接続され、これら三相交流間の双方向直接変換を実現できるため、入力側に整流器が不要であり、かつ入出力電流を正弦波に制御することが可能である。

図８は、一般的な三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）の主回路構成を示す回路図である。また、図９および１０は、図８に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器におけるセルを説明する回路図である。以降、異なる図面において同じ参照符号が付されたものは同じ機能を有する構成要素であることを意味するものとする。

図８において、三相交流入力側の各相をｕｖｗ相とし、三相交流出力側の各相をａｂｃ相とするが、三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）１００は、三相交流間を双方向に直接に変換することができ、また後述するようにその回路構成は対称性を有していることから、ここでの説明における「三相交流入力側」および「三相交流出力側」は便宜上の定義に過ぎず、例えばｕｖｗ相を「三相交流入力側」、ａｂｃ相を「三相交流出力側」と定義してもよい。

図８において、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１００の三相交流入力側に接続される電圧源の電圧をｖ_Su、ｖ_Svおよびｖ_Swとし、中性点をＯとする。また、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１００の三相交流出力側に接続される電圧源の電圧をｖ_Ma、ｖ_Mbおよびｖ_Mcとし、中性点をＮとする。ここで、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１００が高電圧三相誘導モータためのモータドライブ装置に用いられる場合は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１００の三相交流入力側の電圧源は商用三相交流電源が相当し、三相交流出力側の電圧源は三相モータが相当する。また、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１００が系統連系用電力変換器に用いられる場合は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器１００の三相交流入力側の電圧源は一方の三相交流系統であり、三相交流出力側の電圧源はもう一方の三相交流系統が相当する。

三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器１００は、図１０に示すような単相フルブリッジ変換器をモジュール単位としている。以下、この単相フルブリッジ変換器を「ブリッジセル」と称する。ブリッジセルは、直流コンデンサＣと、この直流コンデンサＣに２つ並列接続される半導体スイッチ群と、を有する。各半導体スイッチ群は、直列接続された２つの半導体スイッチをそれぞれ有する。直列接続された２つの半導体スイッチの接続点が、ブリッジセルの出力端となる。半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、を有する。なお、図８を見やすくするために、図８では、図１０に示すブリッジセルを図９に示すように簡略化して表記する。

ブリッジセルの出力側をカスケード（直列）接続して構成した単位を「クラスタ（ｃｌｕｓｔｅｒ）」と称する。各ブリッジセルは、そのブリッジセルに固有の直流側には直流コンデンサが設けられるが、これら直流コンデンサはブリッジセルごとに独立した構造を有している。１クラスタ中のブリッジセルの個数をｎ個（ただし、ｎは正の整数）とする。

三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器１００は、９個のクラスタを有しており、入力側三相交流と出力側三相交流との各相間にリアクトルＬとともに接続される。具体的には、クラスタは、三相交流入力側に対してリアクトルを介して一相あたり３個設けられる。また、三相交流出力側では、三相交流入力側で異なる相にそれぞれ接続された３個のクラスタが同一相に設けられる。三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器１００は、三相交流入力側に一相あたり３個設けられる交流入力端子と、三相交流出力側に一相あたり１個設けられる交流出力端子と、を有する。交流入力端子それぞれには、リアクトルＬが接続される。異なる相に設けられた交流入力端子にリアクトルを介して接続されたクラスタは、同一の交流出力端子に接続されるように設けられる。

例えば、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相に設けられる三相交流入力端子と、三相交流出力側のａ相に設けられる三相交流出力端子との間には、リアクトルＬが接続されたクラスタｕ−ａ、ｖ−ａおよびｗ−ａがそれぞれ設けられる。すなわち、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相とリアクトルＬを介して接続されるクラスタｕ−ａ、ｖ−ａおよびｗ−ａは、三相交流出力側ではａ相に接続される。

同様に、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相に設けられる三相交流入力端子と、三相交流出力側のｂ相に設けられる三相交流出力端子との間には、リアクトルＬが接続されたクラスタｕ−ｂ、ｖ−ｂおよびｗ−ｂがそれぞれ設けられる。すなわち、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相とリアクトルＬを介して接続されるクラスタｕ−ｂ、ｖ−ｂおよびｗ−ｂは、三相交流出力側ではｂ相に接続される。

同様に、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相に設けられる三相交流入力端子と、三相交流出力側のｃ相に設けられる三相交流出力端子との間には、リアクトルＬが接続されたクラスタｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃがそれぞれ設けられる。すなわち、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相とリアクトルＬを介して接続されるクラスタｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃは、三相交流出力側ではｃ相に接続される。

ここでは、三相交流入力側あるいは三相交流出力側からみて、同一の相に設けられている３個のクラスタのグループを、「スター変換器」と称する。例えば、三相交流出力側からみると、ａ相に設けられているクラスタｕ−ａ、ｖ−ａおよびｗ−ａはスター変換器ａを構成し、ｂ相に設けられているクラスタｕ−ｂ、ｖ−ｂおよびｗ−ｂはスター変換器ｂを構成し、ｃ相に設けられているクラスタｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃはスター変換器ｃを構成する。また、三相交流入力側からみると、ｕ相に設けられているクラスタｕ−ａ、ｕ−ｂおよびｕ−ｃはスター変換器ｕを構成し、ｖ相に設けられているクラスタｖ−ａ、ｖ−ｂおよびｖ−ｃはスター変換器ｖを構成し、ｗ相に設けられているクラスタｗ−ａ、ｗ−ｂおよびｗ−ｃはスター変換器ｗを構成する。

このように、三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器１００は、三相交流入力側からみた場合と三相交流出力側からみた場合とで、クラスタの接続関係が対称となる回路構成を有している。この対称性を考慮して、図８において、各部における電流、電圧を次のように定義する。

このような三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器の制御方法として、１台のスター変換器の電圧電流方程式に座標変換を施し、入出力電流制御および直流コンデンサの電圧バランスの制御を行う方法がある（例えば、非特許文献２参照。）。

また、このような三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器をモータのドライブ装置に用いた場合において、モータの低速運転時に生じる直流コンデンサの交流電圧変動を抑制する方法が提案されている（例えば、非特許文献３参照。）。

Ｓ．アンキティトラクル（Ｓ．Ａｎｇｋｉｔｉｔｒａｋｕｌ）、Ｒ．Ｗ．エリクソン（Ｒ．Ｗ．Ｅｒｉｃｓｏｎ）著、「モジュラーマトリックスコンバータのためのコンデンサ電圧バランス制御（Ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｖｏｌｔａｇｅ ｂａｌａｎｃｉｎｇ ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ ａ ｍｏｄｕｌａｒ ｍａｔｒｉｘ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）」、（米国）、米国電気電子学会議事録（ＩＥＥＥ．Ｒｅｃ）、米国電気電子学会応用パワーエレクトロニクス専門家会議（ＩＥＥＥ−ＡＰＥＣ）、２００６年 Ｆ．カメラー（Ｆ．Ｋａｍｍｅｒｅｒ）、Ｍ．ブラウン（Ｍ．Ｂｒａｕｎ）著、「モジュラーマルチレベルマトリックスコンバータのための新しいカスケードベクトル制御方法（Ａ ｎｏｖｅｌ ｃａｓｃａｄｅｄ ｖｅｃｔｏｒ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ｔｈｅ ｍｏｄｕｌａｒ ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ ｍａｔｒｉｘ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）」、（米国）、米国電気電子学会議事録（ＩＥＥＥ．Ｒｅｃ）、米国電気電子学会年次大会（ＩＥＥＥ−ＩＥＣＯＮ）、ｐｐ１０９７〜１１０２、２０１１年 Ａ．Ｊ．コーン（Ａ．Ｊ．Ｋｏｒｎ）、Ｍ．ウィンケルンケンペル（Ｍ．Ｗｉｎｋｅｌｎｋｅｍｐｅｒ）、Ｊ．Ｗ．コラー（Ｊ．Ｗ．Ｋｏｌａｒ）著、「ギアレス低速度ドライブのためのダイレクトモジュラーマルチレベルコンバータ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉ−Ｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ Ｇｅａｒｌｅｓｓ Ｌｏｗ−Ｓｐｅｅｄ Ｄｒｉｖｅｓ）」、（米国）、米国電気電子学会議事録（ＩＥＥＥ．Ｒｅｃ）、米国電気電子学会ヨーロッパパワーエレクトロニクス会議（ＩＥＥＥ−ＥＰＥ）、２０１１年 川村弥、萩原誠、赤木泰文著、「モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）の分類と名称」、電気学会全国大会、ｎｏ．４−０５２、２０１２年３月

三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）においては、各ブリッジセルの直流コンデンサはフローティングとなるため、各ブリッジセル内の直流コンデンサの電圧を安定に維持する制御を行う必要がある。

一般に、モジュラーマルチレベルカスケード変換器においては、三相交流出力側が低周波数である場合には、直流コンデンサの電圧の脈動幅が周波数に反比例して大きくなり、低周波数時の運転継続が困難であるという問題がある。

また、引用文献２に記載された方法によれば、各相独立に、すなわちスター変換器ごとに、ブリッジセル内の直流コンデンサの電圧を個別に制御するので、三相全てのスター変換器における直流コンデンサ制御を実現した場合、各相の電流制御系が干渉し、三相平衡を実現することが難しい。また、変換器の零相電圧を用いた制御を行うので、スイッチング信号作成にＰＷＭ変調方式を用いた場合、変調率が１付近での制御が困難になる可能性がある。

また、引用文献３に記載された方法によれば、モータ周波数が電源周波数の３分の１に近づくと、直流コンデンサの電圧の脈動幅が増大するという問題がある。また、引用文献３には、三相交流出力側が力率１でない場合についての制御について記載されておらず、適用できる運転方法が限られているという問題がある。

従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、複数の単相フルブリッジ変換器の出力側がカスケード接続されて構成されるクラスタが三相交流入力側に対して一相あたり３個設けられ、三相交流入力側で異なる相にそれぞれ接続された３個のクラスタが三相交流出力側に対して同一相に設けられることで構成される三相の電力変換器において、入出力電流の制御に干渉せずに直流コンデンサを安定に制御することができる電力変換器を提供することにある。

三相交流入力側に一相あたり３個設けられる交流入力端子と、交流入力端子それぞれに接続されるリアクトルと、三相交流出力側に一相あたり１個設けられる交流出力端子と、入力側に直流コンデンサを固有に有する単相フルブリッジ変換器が、出力側でカスケード接続されることで構成されるクラスタと、を備え、異なる相に設けられた交流入力端子にリアクトルを介して接続されたクラスタが、同一の交流出力端子に接続されるように設けられた三相の電力変換器は、電力変換器内を循環する循環電流を所定の循環電流指令値に追従させる制御をする循環電流制御部と、三相交流入力側の電流を交流入力電流指令値に追従させ、三相交流出力側の電流を交流出力電流指令値に追従させる制御をする交流入出力電流制御部と、電力変換器内の全ての直流コンデンサの電圧を平均して得られた全直流コンデンサ電圧平均値が、所定の直流コンデンサ電圧指令値に追従するよう、三相交流入力側から電力変換器へ流入する有効電力を制御する有効電力制御部と、を備える。

電力変換器は、クラスタごとの直流コンデンサの電圧値を平均して得られたクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値が、全直流コンデンサ電圧平均値にそれぞれ追従するよう、電力変換器内を循環する循環電流を制御する直流コンデンサ電圧バランス制御部を備える。

直流コンデンサ電圧バランス制御部は、同一の相に接続されている３個のクラスタからなるスター変換器について、循環電流の正相成分を制御することでスター変換器間で互いに電力を授受することにより、スター変換器間において生じるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制するスター変換器間バランス制御部と、循環電流の逆相成分を制御することでスター変換器内のクラスタ間で互いに電力を授受することにより、クラスタ間において生じるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制するスター変換器内バランス制御部と、を有してもよい。

また、電力変換器は、三相交流入力側からスター変換器に流入する瞬時有効電力を、スター変換器から三相交流出力側へ流出する瞬時有効電力に併せて時間変化させて三相交流出力側の電流の周波数の２倍の周波数成分が打ち消すように循環電流を制御する直流コンデンサ電圧変動抑制制御部をさらに備えてもよい。

また、電力変換器は、各ブリッジセルの直流コンデンサの電圧を、当該ブリッジセルの直流コンデンサが属しているクラスタについてのクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値にそれぞれ追従させる制御をする個別バランス制御部をさらに備えてもよい。

複数の単相フルブリッジ変換器の出力側がカスケード接続されて構成されるクラスタが三相交流入力側に対して一相あたり３個設けられ、三相交流入力側で異なる相にそれぞれ接続された３個のクラスタが三相交流出力側に対して同一相に設けられることで構成される三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）について、当該電力変換器内を循環する循環電流を制御することにより９個のクラスタ内のブリッジセルの直流コンデンサを一括制御することによって、入出力電流の制御に干渉せずに、クラスタ間に生じる各ブリッジセル内の直流コンデンサの電圧の不均衡を解消することができる。また、変換器の零相電圧を制御に用いないため、変調率１付近の運転においても過変調が起こりにくい。

また、循環電流制御部内に直流コンデンサ電圧変動抑制制御部を設け、三相交流出力側の電流の周波数に応じて、抑制制御のモード適宜切り換えて電力変換器を運転することで、三相交流出力側の周波数いかんにかかわらず、直流コンデンサの電圧の脈動を抑制し、直流コンデンサを安定に制御することができる。また、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部による制御は、電力変換器内を循環する循環電流を制御することにより実現するので、入出力電流の制御に干渉せずに直流コンデンサ電圧変動抑制制御を実現することができる。

電力変換器を示す回路図である。 直流コンデンサ電圧変動抑制制御部の動作を説明する図である。 本発明による電力変換器の制御装置を示すブロック図である。 シミュレーションに用いた主回路構成を示す図である。 スター変換器間バランス制御部の動作を検証したシミュレーション結果を示す図である。 直流コンデンサ電圧変動抑制御の抑制制御Ｉモードの動作を検証したシミュレーション結果を示す図である。 直流コンデンサ電圧変動抑制御の抑制制御ＩＩモードの動作を検証したシミュレーション結果を示す図である。 一般的な三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）の主回路構成を示す回路図である。 図８に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器におけるセルを説明する回路図（その１）である。 図８に示すモジュラーマルチレベルカスケード変換器におけるセルを説明する回路図（その２）である。

以下図面を参照して、三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）について説明する。しかしながら、本発明は、図面又は以下に説明される実施形態に限定されるものではないことを理解されたい。

図１は、本発明による電力変換器を示す回路図である。なお、図１を見やすくするために、図１では、図１０に示すブリッジセルを図９に示したものに簡略化して表記する。図１において、三相交流入力側の各相をｕｖｗ相とし、三相交流出力側の各相をａｂｃ相とするが、三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）（以下、単に「電力変換器」と称する。）は、三相交流間を双方向に直接に変換することができるものであり、また上述したようにその回路構成は対称性を有しているので、ここでの説明における「三相交流入力側」および「三相交流出力側」は便宜上の定義に過ぎず、ａｂｃ相を「三相交流入力側」、ｕｖｗ相を「三相交流出力側」と定義してもよい。

図１では、電力変換器１の三相交流入力側に接続される電圧源の電圧をｖ_Su、ｖ_Svおよびｖ_Swとし、中性点をＯとする。また、電力変換器１の三相交流出力側に接続される電圧源の電圧をｖ_Ma、ｖ_Mbおよびｖ_Mcとし、中性点をＮとする。ここで、電力変換器１が高電圧誘導モータためのモータドライブ装置に用いられる場合は、電力変換器１の三相交流入力側の電圧源は商用三相交流電源が相当し、三相交流出力側の電圧源は三相モータが相当する。また、電力変換器１が系統連系用電力変換器に用いられる場合は、電力変換器１の三相交流入力側の電圧源は一方の三相交流系統であり、三相交流出力側の電圧源はもう一方の三相交流系統が相当する。

電力変換器１は、図１０に示したような単相フルブリッジ変換器（ブリッジセル）をモジュール単位としている。ブリッジセルは、直流コンデンサＣと、この直流コンデンサＣに２つ並列接続される半導体スイッチ群と、を有する。各半導体スイッチ群は、直列接続された２つの半導体スイッチをそれぞれ有する。直列接続された２つの半導体スイッチの接続点が、ブリッジセルの出力端となる。半導体スイッチは、オン時に一方向に電流を通す半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードと、を有する。

複数のブリッジセルがその出力側をカスケード（直列）接続されることでクラスタを構成する。電力変換器１は、９個のクラスタを有している。各ブリッジセルは、そのブリッジセルに固有の直流側には直流コンデンサが設けられるが、これら直流コンデンサはブリッジセルごとに独立した構造を有している。１クラスタ中のブリッジセルの個数をｎ個（ただし、ｎは正の整数）とする。

電力変換器１は、三相交流入力側に一相あたり３個設けられる交流入力端子と、三相交流出力側に一相あたり１個設けられる交流出力端子と、を有する。また、交流入力端子それぞれには、リアクトルＬが接続される。異なる相に設けられた交流入力端子にリアクトルを介して接続されたクラスタは、同一の交流出力端子に接続されるように設けられる。すなわち、クラスタは、三相交流入力側に対してリアクトルを介して一相あたり３個設けられる。また、三相交流出力側では、三相交流入力側で異なる相にそれぞれ接続された３個のクラスタが同一相に設けられる。より詳細に説明すると次の通りである。

三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相に設けられる三相交流入力端子と、三相交流出力側のａ相に設けられる三相交流出力端子との間には、リアクトルＬが接続されたクラスタｕ−ａ、ｖ−ａおよびｗ−ａがそれぞれ設けられる。すなわち、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相とリアクトルＬを介して接続されるクラスタｕ−ａ、ｖ−ａおよびｗ−ａは、三相交流出力側ではａ相に接続される。

同様に、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相に設けられる三相交流入力端子と、三相交流出力側のｂ相に設けられる三相交流出力端子との間には、リアクトルＬが接続されたクラスタｕ−ｂ、ｖ−ｂおよびｗ−ｂがそれぞれ設けられる。すなわち、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相とリアクトルＬを介して接続されるクラスタｕ−ｂ、ｖ−ｂおよびｗ−ｂは、三相交流出力側ではｂ相に接続される。

同様に、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相に設けられる三相交流入力端子と、三相交流出力側のｃ相に設けられる三相交流出力端子との間には、リアクトルＬが接続されたクラスタｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃがそれぞれ設けられる。すなわち、三相交流入力側のｕ相、ｖ相およびｗ相とリアクトルＬを介して接続されるクラスタｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃは、三相交流出力側ではｃ相に接続される。

三相交流入力側または三相交流出力側からみて、同一の相に設けられている３個のクラスタは、スター変換器を構成する。例えば、三相交流出力側からみると、ａ相に設けられているクラスタｕ−ａ、ｖ−ａおよびｗ−ａはスター変換器ａを構成し、ｂ相に設けられているクラスタｕ−ｂ、ｖ−ｂおよびｗ−ｂはスター変換器ｂを構成し、ｃ相に設けられているクラスタｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃはスター変換器ｃを構成する。また、三相交流入力側からみると、ｕ相に設けられているクラスタｕ−ａ、ｕ−ｂおよびｕ−ｃはスター変換器ｕを構成し、ｖ相に設けられているクラスタｖ−ａ、ｖ−ｂおよびｖ−ｃはスター変換器ｖを構成し、ｗ相に設けられているクラスタｗ−ａ、ｗ−ｂおよびｗ−ｃはスター変換器ｗを構成する。

このように、電力変換器１は、三相交流入力側からみた場合と三相交流出力側からみた場合とで、クラスタの接続関係が対称となる回路構成を有している。この対称性を考慮して、図１において、各部における電流、電圧を次のように定義する。

電力変換器１の三相交流入力側から流れ込むｕｖｗ各相の電流をｉ_S ^u、ｉ_S ^vおよびｉ_S ^w、三相交流出力側へ流れ出すａｂｃ各相の電流をｉ_Ma、ｉ_Mbおよびｉ_Mcとする。クラスタｕ−ａ、ｖ−ａおよびｗ−ａに流れる各クラスタ電流をそれぞれｉ_a ^u、ｉ_a ^vおよびｉ_a ^wとし、クラスタｕ−ｂ、ｖ−ｂおよびｗ−ｂに流れる各クラスタ電流をそれぞれｉ_b ^u、ｉ_b ^vおよびｉ_b ^wとし、クラスタｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃに流れる各クラスタ電流をそれぞれｉ_c ^u、ｉ_c ^vおよびｉ_c ^wとする。クラスタｕ−ａ、ｖ−ａおよびｗ−ａの各出力電圧をそれぞれｖ_a ^u、ｖ_a ^v、およびｖ_a ^wとし、クラスタｕ−ｂ、ｖ−ｂおよびｗ−ｂの各出力電圧をそれぞれｖ_b ^u、ｖ_b ^v、およびｖ_b ^wとし、クラスタｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃの各出力電圧をそれぞれｖ_c ^u、ｖ_c ^v、およびｖ_c ^wとする。

また、１クラスタ中には、互いにカスケード接続されたｎ個（ただし、ｎは正の整数）のブリッジセルが存在する。クラスタｕ−ａ内のｊ番目（ただし、ｊ＝１〜ｎ。以下同様。）のブリッジセル内の直流コンデンサの電圧をｖ_Ca ^ujとし、クラスタｖ−ａ内のｊ番目のブリッジセル内の直流コンデンサの電圧をｖ_Ca ^vjとし、クラスタｗ−ａ内のｊ番目のブリッジセル内の直流コンデンサの電圧をｖ_Ca ^wjとする。同様に、クラスタｕ−ｂ内のｊ番目のブリッジセル内の直流コンデンサの電圧をｖ_Cb ^ujとし、クラスタｖ−ｂ内のｊ番目のブリッジセル内の直流コンデンサの電圧をｖ_Cb ^vjとし、クラスタｗ−ｂ内のｊ番目のブリッジセル内の直流コンデンサの電圧をｖ_Cb ^wjとする。同様に、クラスタｕ−ｃ内のｊ番目のブリッジセル内の直流コンデンサの電圧をｖ_Cc ^ujとし、クラスタｖ−ｃ内のｊ番目のブリッジセル内の直流コンデンサの電圧をｖ_Cc ^vjとし、クラスタｗ−ｃ内のｊ番目のブリッジセル内の直流コンデンサの電圧をｖ_Cc ^wjとする。

上述のような主回路構成を有する電力変換器１においては、循環電流制御部１１と交流入出力電流制御部１２と有効電力制御部１３と個別バランス制御部１４と直流コンデンサ電圧バランス制御部２１と直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２とを有する制御装置１０により、各クラスタ内の半導体スイッチング素子のスイッチング動作が制御される。上記各部を有する制御装置１０は、例えばＤＳＰやＦＰＧＡなどの演算処理装置を用いて実現される。

循環電流制御部１１は、電力変換器１内を循環する循環電流を所定の循環電流指令値に追従させる制御をする。

電力変換器１を構成する回路素子のバラツキなどによって各クラスタ間および各ブリッジセル間において直流コンデンサの電圧に不均衡が生じるが、これを解消するために、直流コンデンサ電圧バランス制御部２１は、クラスタごとの直流コンデンサの電圧値を平均して得られたクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値が、電力変換器１内の全ての直流コンデンサの電圧を平均して得られた全直流コンデンサ電圧平均値にそれぞれ追従するよう、電力変換器１内を循環する循環電流を制御するが、直流コンデンサ電圧バランス制御部２１は、このための循環電流指令値を作成する。

この直流コンデンサ電圧バランス制御部２１は、スター変換器間バランス制御部とスター変換器内バランス制御部とを有する。スター変換器間バランス制御部は、同一の相に接続されている３個のクラスタからなるスター変換器について、循環電流の正相成分を制御することでスター変換器間で互いに電力を授受することにより、スター変換器間において生じるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制する。スター変換器内バランス制御部は、循環電流の逆相成分を制御することでスター変換器内のクラスタ間で互いに電力を授受することにより、クラスタ間において生じるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制する。スター変換器間バランス制御部およびスター変換器内バランス制御部の詳細については後述する。

交流入出力電流制御部１２は、三相交流入力側の電流を交流入力電流指令値に追従させ、三相交流出力側の電流を交流出力電流指令値に追従させる制御をする。例えば、電力変換器１を三相モータのドライブ装置として用いるべく三相交流出力側に三相モータが接続される場合には、交流出力電流値として所望のモータ回転状態を得るための指令値としたり、あるいは、三相モータに流れるモータ電流をクラスタ電流から求めてこれを利用して三相モータをベクトル制御するようにしてもよい。

有効電力制御部１３は、電力変換器１内の全ての直流コンデンサの電圧を平均して得られた全直流コンデンサ電圧平均値が、所定の直流コンデンサ電圧指令値に追従するよう、三相交流入力側から電力変換器１へ流入する有効電力を制御する。すなわち、電力変換器１内に存在する内部抵抗等により各クラスタ内の直流コンデンサに蓄積されたエネルギーが消費され、直流コンデンサの電圧は低下するので、消費されたエネルギーを補うために、有効電力制御部１３は、三相交流入力側から取り込む有効電力の量を調整する制御を行う。

個別バランス制御部１４は、各ブリッジセルの直流コンデンサの電圧を、当該ブリッジセルの直流コンデンサが属しているクラスタについてのクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値にそれぞれ追従させる制御をする。

上記各制御部に加えて、電力変換器１の制御装置１０内に直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２を設けてもよい。直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２は、三相交流入力側からスター変換器に流入する瞬時有効電力を、スター変換器から三相交流出力側へ流出する瞬時有効電力に併せて時間変化させて三相交流出力側の電流の周波数の２倍の周波数成分が打ち消されるように循環電流を制御するものであり、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２は、このための循環電流指令値を作成する。直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２の詳細については後述する。

循環電流制御部１１は、電力変換器１内を循環する循環電流を、直流コンデンサ電圧バランス制御部２１が作成した循環電流指令値に、または直流コンデンサ電圧バランス制御部２１が作成した循環電流指令値と直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２が作成した循環電流指令値とを合成した循環電流指令値に、追従させる制御をする。

次に、各制御系の動作原理についてより詳細に説明する。

まず、ω_Sを電力変換器１の入力側の三相交流の角周波数として、αβ０変換の変換行列［Ｃ^αβ0］を式１のように定義する。

また、ｄｑ変換の変換行列［Ｃ^dq］を式２のように定義する。

図１に示す主回路について、式３に示す電圧方程式が成り立つ。ここで、ｖ_Nは三相交流入力側の中性点Ｏからみた三相交流出力側の中性点Ｎの電位であり、電力変換器１の零相電圧に相当する。

ここで、クラスタ電流ｉ_a ^u、ｉ_a ^v、ｉ_a ^w、ｉ_b ^u、ｉ_b ^v、ｉ_b ^w、ｉ_c ^u、ｉ_c ^vおよびｉ_c ^wについて、ａｂｃ座標およびｕｖｗ座標をαβ０座標に変換すると、式４のようになる。

式４について、左から式１に示す変換行列［Ｃ^αβ0］を乗じてａｂｃ座標をαβ０座標に変換し、右から式１に示す変換行列［Ｃ^αβ0］の転置行列^t［Ｃ^αβ0］（一般的には「［Ｃ^αβ0］^t」とも表される）を乗じることでｕｖｗ座標をαβ０座標に変換すると式５のようになる。

式５において、ｖ_Sおよびｖ_Mの零相電圧を０と仮定している。また、三相交流入力側の中性点Ｏと三相交流出力側の中性点Ｎとの間を流れる電流経路がないため、ｉ₀ ⁰＝０としている。

ここで、αβ０座標上のクラスタ電流について、図１およびキルヒホッフの電流側から式６、式７、式８および式９に示す関係式が成り立つ。

すなわち、式４に示すｉ_α ⁰、ｉ_β ⁰、ｉ₀ ^αおよびｉ₀ ^βは、それぞれ、三相交流出力側の電流ｉ_Mαおよびｉ_Mβならびに三相交流入力側の電流ｉ_S ^αおよびｉ_S ^βに相当する。したがって、以後、ｉ_α ⁰、ｉ_β ⁰、ｉ₀ ^αおよびｉ₀ ^βについては、ｉ_Mα、ｉ_Mβ、ｉ_S ^αおよびｉ_S ^βで表すこととする。

また、式４について、電流成分ｉ_α ^α、ｉ_α ^β、ｉ_β ^αおよびｉ_β ^β、については、上記の通り、電流成分ｉ_Mα、ｉ_Mβ、ｉ_S ^αおよびｉ_S ^βが三相交流出力側および三相交流入力側の電流にそれぞれ相当したことから、三相交流出力側および三相交流入力側に入出力されずに電力変換器１内のみを循環する電流であると考えられる。そこで、この電力変換器１内の主回路配線のみを循環する電流ｉ_α ^α、ｉ_α ^β、ｉ_β ^αおよびｉ_β ^βを「循環電流」として定義する。この循環電流は電力変換器１内のみを流れるため、その値にかかわらず三相交流出力側および三相交流入力側の電流に一切の影響を与えない一方で、後述するようにブリッジセル内の直流コンデンサの充放電に影響を与える。そこで、この循環電流ｉ_α ^α、ｉ_α ^β、ｉ_β ^αおよびｉ_β ^βを、後述する直流コンデンサ電圧バランス制御部２１によるクラスタ間の直流コンデンサの電圧のバランス制御および直流コンデンサ電圧変動抑制制御部による直流コンデンサの電圧変動の抑制制御に利用する。

図１に示す主回路配線の電圧方程式をαβ０座標上で表した式５に基づいて、制御装置１０は、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃの各出力電圧を制御するための電圧指令値ｖ_a ^u*、ｖ_a ^v*、ｖ_a ^w*、ｖ_b ^u*、ｖ_b ^v*、ｖ_b ^w*、ｖ_c ^u*、ｖ_c ^v*およびｖ_c ^w*を作成する。生成された電圧指令値は適宜規格化された後、スイッチング指令値として利用される。このスイッチング指令値は制御装置１０内のスイッチング制御部（図示せず）によりキャリア周波数の三角波キャリア信号（最大値：１、最小値：−１）と比較され、最終的にＰＷＭスイッチング信号が生成される。生成されたＰＷＭスイッチング信号は、対応するクラスタ内のブリッジセル内の半導体スイッチング素子のスイッチング制御に用いられる。なお、電圧指令値ｖ_a ^u*、ｖ_a ^v*、ｖ_a ^w*、ｖ_b ^u*、ｖ_b ^v*、ｖ_b ^w*、ｖ_c ^u*、ｖ_c ^v*およびｖ_c ^w*は、クラスタとしての出力指令値であるので、実際には、上述のように１クラスタ内にはｎ個のブリッジセルがカスケード接続されていることから、当該電圧指令値を例えばｎ等分してブリッジセルごとのスイッチング指令値を生成して用いる。

次に、式５に基づいた制御装置１０による電圧指令値の作成について説明する。

式５において、ｖ₀ ⁰については、クラスタ電流には影響を与えず、三相交流出力側の中性点Ｎにおける電位ｖ_Nのみに影響を与える。本発明では、電力変換器の零相電圧を使用しないので、電圧指令値ｖ₀ ^0*＝０とする。

電力変換器１の三相交流入力側については、三相交流入力側の電圧源の電圧と、リアクトルＬに流れる三相交流入力側の電流とクラスタの三相交流入力側の電位との関係から、式１０が成り立つ。

式１０の両辺に、ｄｑ変換の変換行列［Ｃ^dq］を左から乗じると式１１が得られる。

したがって、制御装置１０内の交流入出力電流制御部１２は、式１２に示すような、三相交流入力側の電流を交流入力電流指令値ｉ_S ^d*およびｉ_S ^q*に追従させる制御を行う。

式１２において、Ｋ_SおよびＴ_Sはそれぞれ三相交流入力側の電流制御の比例制御ゲインおよび積分制御の時定数である。なお、上述の三相交流入力側の電流の制御は、クラスタの出力電圧指令値の一部を構成する電圧指令値ｖ₀ ^d*およびｖ₀ ^q*を与える形で行う。

また、循環電流は電力変換器１内のみを流れるので、式５について、電流成分ｉ_α ^α、ｉ_α ^β、ｉ_β ^αおよびｉ_β ^βの部分についてのみについて表すと式１３が成り立つ。

したがって、制御装置１０内の循環電流制御部１１は、式１４に示すような、循環電流ｉ_α ^α、ｉ_α ^β、ｉ_β ^αおよびｉ_β ^βを循環電流指令値ｉ_α ^α*、ｉ_α ^β*、ｉ_β ^α*およびｉ_β ^β*に追従させる制御を行う。

式１４において、Ｋ_Zは循環電流の制御の比例制御ゲインである。なお、上述の循環電流の制御は、クラスタの出力電圧指令値の一部を構成する電圧指令値ｖ_α ^α*、ｖ_α ^β*、ｖ_β ^α*およびｖ_β ^β*を与える形で行う。

交流入出力電流制御部１２は、電力変換器１の三相交流出力側について電流を交流出力電流指令値に追従させる制御をする。例えば、電力変換器１を三相モータのドライブ装置として用いるべく三相交流出力側に三相モータが接続される場合には、所望のモータ回転状態を得るための交流出力電流指令値を直接与えたり、あるいは、三相モータに流れるモータ電流をクラスタ電流から求めてこれを利用して三相モータをベクトル制御するようにしてもよい。

また、電力変換器１内に存在する内部抵抗等により各クラスタ内の直流コンデンサに蓄積されたエネルギーが消費され、直流コンデンサの電圧は低下することから、有効電力制御部１３は、消費されたエネルギーを補うために、三相交流入力側から取り込む瞬時有効電力の量を調整し、電力変換器１内の全ての直流コンデンサの電圧を平均して得られた全直流コンデンサ電圧平均値を、所定の直流コンデンサ電圧指令値に追従させる制御を行う。三相交流入力側から電力変換器１に取り込む瞬時有効電力の指令値をｐ^*、直流コンデンサの電圧の指令値をＶ_C ^*、全ての直流コンデンサの電圧を平均した値をｖ_Caveとしたとき、ｄ軸電流指令値ｉ_S ^d*は式１５のように表わせる。

式１５において、Ｋ_AおよびＴ_Aはそれぞれ有効電力制御の比例制御ゲインおよび積分制御の時定数である。

また、三相交流入力側から電力変換器１に取り込む瞬時無効電力の指令値をｑ^*、としたとき、ｑ軸電流指令値ｉ_S ^q* は式１６のように表わせる。

続いて、直流コンデンサ電圧バランス制御部２１の動作原理について説明する。直流コンデンサ電圧バランス制御部２１は、クラスタごとの直流コンデンサの電圧値を平均して得られたクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値が、全直流コンデンサ電圧平均値にそれぞれ追従するよう、電力変換器１内を循環する循環電流を制御するためのものであり、直流コンデンサ電圧バランス制御部２１はこのための循環電流指令値を作成する。

各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃについてのクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値ｖ_Ca ^u _ave、ｖ_Ca ^v _ave、ｖ_Ca ^w _ave、ｖ_Cb ^u _ave、ｖ_Cb ^v _ave、ｖ_Cb ^w _ave、ｖ_Cc ^u _ave、ｖ_Cc ^v _ave、ｖ_Cc ^w _aveを行列の形式で示すと式１７のようになる。

式１７に示す行列に対して、左から式１に示す変換行列［Ｃ^αβ0］を乗じてａｂｃ座標をαβ０座標に変換し、右から式１に示す変換行列［Ｃ^αβ0］の転置行列^t［Ｃ^αβ0］を乗じることでｕｖｗ座標をαβ０座標に変換すると式１８のようになる。

ここで、仮にクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値を直流コンデンサ電圧指令値Ｖ_C ^*に制御することができた場合、式１８に示す行列は式１９に示す行列のようになるはずである。

したがって、式１８に示す行列の各要素を式１９に示す行列の値に制御することができれば、全てのクラスタについてのクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値をＶ_C ^*にすることができ、クラスタ間に生じる各ブリッジセル内の直流コンデンサの電圧の不均衡を解消することができる。

式１８において、ｖ_C0 ⁰ _aveはその定義から全ての直流コンデンサの電圧を平均した値ｖ_Caveの３倍の値に等しいといえるので、この成分の制御に関しては式１５を参照して説明した有効電力制御によって既に実現されている。そこで、式１８について、ｖ_C0 ⁰ _ave以外の８成分について、次に説明するスター変換器間バランス制御部およびスター変換器内バランス制御部によって、０に収束させる制御を行う。これら８成分のうち、ｖ_Cα ⁰ _ave、ｖ_Cβ ⁰ _ave、ｖ_C0 ^α _aveおよびｖ_C0 ^β _aveについてはスター変換器間バランス制御部によって、ｖ_Cα ^α _ave、ｖ_Cα ^β _ave、ｖ_Cβ ^α _aveおよびｖ_Cβ ^β _aveについてはスター変換器内バランス制御部によって、それぞれ０に収束させる。

直流コンデンサ電圧バランス制御部２１内のスター変換器間バランス制御部の動作原理について説明すると次の通りである。スター変換器間バランス制御部は、同一の相に接続されている３個のクラスタからなるスター変換器について、循環電流の正相成分を制御することでスター変換器間で互いに電力を授受することにより、スター変換器間において生じるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制する。

ｆ_Sを三相交流入力側の周波数、ｆ_Mを三相交流出力側の周波数、δ_Mを三相交流入力側の初期位相を基準にした三相交流出力側の初期位相、Ｋ₀をスター変換器間バランス制御部における比例制御ゲインとしたとき、θ_Sを式２０のように定義し、θ_Mを式２１のように定義する。

また、三相交流入力側の電圧を式２２のように仮定し、三相交流出力側の電圧を式２３のように仮定する。ここで、Ｖ_Sを三相交流入力側の線間電圧の実効値とし、Ｖ_Mを三相交流出力側の線間電圧の実効値とする。

また、三相交流入力側の電流を式２４のように仮定し、三相交流出力側の電流を式２５のように仮定する。ここで、Ｉ_Sを三相交流入力側の電流の実効値とし、Ｉ_Mを三相交流出力側の電流の実効値とする。

スター変換器間バランス制御部において指令値として与える循環電流を式２６のように表す。

ここで、Δｖ_Ca ⁰ _aveなどは式２８の関係を満たす。

式２７から分かるように、スター変換器間バランス制御部においては、各スター変換器に対して正相の電流を注入する。このクラスタ電流と、 クラスタ両端に印加される電圧とで形成されるクラスタ内に流入する周期平均有効電力は、式２９のように表わされる。

式２９をαβ０変換すると式３０が得られる。

式３０が意味することは次の通りである。すなわち、例えば、直流コンデンサ電圧がｖ_Cα ⁰ _ave成分のみに正の値を持つような電圧偏差を有している場合を考えると、Ｋ₀＞０、Ｋ_S＞０であるから、式３０のＰ_α ⁰成分に負の有効電力が形成される。この有効電力により、ｖ_Cα ⁰ _ave成分の正の値を持つような電圧偏差が解消されて０に近づくフィードバック制御が実現される。ここで、式３０から、Ｐ_α ⁰成分とｖ_Cα ⁰ _ave成分、Ｐ_β ⁰成分とｖ_Cβ ⁰ _ave成分、Ｐ₀ ^α成分とｖ_C0 ^α _ave成分、Ｐ₀ ^β成分とｖ_C0 ^β _ave成分が、それぞれ一対一に対応していることがわかり、このことから、スター変換器間バランス制御部において、ある成分の制御によって他の成分が干渉を受けることがなく、非干渉化を実現できていることがわかる。このように、スター変換器間バランス制御部は、同一の相に接続されている３個のクラスタからなるスター変換器について、循環電流の正相成分を制御することでスター変換器間で互いに電力を授受することにより、スター変換器間において生じるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制することができる。

続いて、直流コンデンサ電圧バランス制御部２１内のスター変換器内バランス制御部の動作原理について説明すると次の通りである。スター変換器内バランス制御部は、循環電流の逆相成分を制御することでスター変換器内のクラスタ間で互いに電力を授受することにより、クラスタ間において生じるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制する。既に説明したスター変換器間バランス制御部では三相交流入力側の周波数ｆ_S成分と三相交流出力側の周波数ｆ_M成分を制御に用いたが、スター変換器内バランス制御部では、三相交流入力側の周波数ｆ_S成分を制御に用いる。なお、上述したように電力変換器１の回路構成は対称性を有しているので、三相交流出力側の周波数ｆ_M成分を制御に用いてもよい。

スター変換器内バランス制御部において指令値として与える循環電流を式３１のように表す。

式３１において、式３２〜式３５であるとする。また、Ｋ₁はスター変換器内バランス制御部における比例制御ゲインである。

式３６から分かるように、スター変換器内バランス制御部においては、各スター変換器に対して逆相の電流を注入する。その位相は、「ｖ_Ca ^α _ave、ｖ_Cb ^α _ave、ｖ_Cc ^α _ave」と「ｖ_Ca ^β _ave、ｖ_Cb ^β _ave、ｖ_Cc ^β _ave」との比で決定される。このクラスタ電流と、 クラスタ両端に印加される電圧とで形成されるクラスタ内に流入する周期平均有効電力は、式３７のように表わされる。

式３７をαβ０変換すると式３８が得られる。

式３８が意味することは次の通りである。すなわち、例えば、直流コンデンサ電圧がｖ_Cα ^α _ave成分のみに正の値を持つような電圧偏差を有している場合を考えると、Ｋ₁＞０、Ｋ_S＞０であるから、式３８のＰ_α ^α成分に負の有効電力が形成される。この有効電力により、ｖ_Cα ^α _ave成分の正の値を持つような電圧偏差が解消されて０に近づくフィードバック制御が実現される。ここで、式３８から、Ｐ_α ^α成分とｖ_Cα ^α _ave成分、Ｐ_α ^β成分とｖ_Cα ^β _ave成分、Ｐ_β ^α成分とｖ_Cβ ^α _ave成分、Ｐ_β ^β成分とｖ_Cβ ^β _ave成分が、それぞれ一対一に対応していることがわかり、このことから、スター変換器内バランス制御部において、ある成分の制御によって他の成分が干渉を受けることがなく、非干渉化が実現できていることがわかる。このように、スター変換器内バランス制御部は、循環電流の逆相成分を制御することでスター変換器内のクラスタ間で互いに電力を授受することにより、クラスタ間において生じるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制することができる。

次に、個別バランス制御部１４による、同一のクラスタ内におけるブリッジセルの直流コンデンサの電圧のバランス制御について説明する。個別バランス制御部１４は、各クラスタについて、当該クラスタに流れている電流と同位相もしくは逆位相の電圧を出力することで有効電力を流入もしくは流出させ、これにより、各クラスタについて、当該クラスタ内の各ブリッジセルの直流コンデンサの電圧を、当該ブリッジセルの直流コンデンサが属している当該クラスタについてのクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値に追従させる。一例として、クラスタｕ−ａについて説明すると次の通りである。クラスタｕ−ａ内のｊ番目（ただし、ｊ＝１〜ｎ）のブリッジセルの直流コンデンサ電圧を、当該ブリッジセルの直流コンデンサが属しているクラスタについてのクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値に追従させるための、電力変換器１に取り込む有効電力を制御するための電圧指令値ｖ_Ba ^uj*を、式３９のように表す。

本バランス制御と位相シフトＰＷＭ制御との併用により、段数に応じて式３９を追加することで段数の拡張が容易に可能である。

循環電流制御部１１は、電力変換器１内を循環する循環電流を、直流コンデンサ電圧バランス制御部２１が作成した循環電流指令値に追従させる制御をする。

上述した循環電流制御部１１ならびに直流コンデンサ電圧バランス制御部２１内のスター変換器間バランス制御部およびスター変換器内バランス制御部による循環電流を用いた各制御により、電力変換器１を構成する回路素子のバラツキなどによって従来生じていた各クラスタ間および各ブリッジセル間の直流コンデンサの電圧の不均衡を解消することができる。

また、上記構成に加え、三相交流出力側が低周波数である場合に生じる直流コンデンサの電圧の脈動を抑制し、三相交流出力側の周波数いかんにかかわらず直流コンデンサを安定に制御することができるようにするために、循環電流制御部１１内に直流コンデンサ電圧変動抑制制御部をさらに設けてもよい。以下、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部について説明する。

図２は、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部の動作を説明する図である。直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２は、抑制制御なしモードと抑制制御Ｉモードと抑制制御ＩＩモードとを有する。

まず、「抑制制御なしモード」について説明する。抑制制御なしモードは、式４０に示すような、既に説明したバランス制御に用いる循環電流以外は電力変換器１内に循環電流を流さないモードである。

この場合、各クラスタには三相交流入力側からの電流と三相交流出力側への電流はそれぞれ３分の１ずつ分かれて流れるため、クラスタ電流に含まれる周波数成分は、三相交流入力側の電流の周波数ｆ_Sおよび三相交流出力側の電流の周波数ｆ_Mである。クラスタの両端に印加される電圧にも、三相交流入力側の電流の周波数ｆ_Sおよび三相交流出力側の電流の周波数ｆ_Mが含まれる。直流コンデンサの交流電圧変動に含まれる周波数成分はクラスタに流入する瞬時有効電力に含まれる周波数成分と同じであることから、直流コンデンサの交流電圧変動には、２ｆ_S、２ｆ_M、およびｆ_S±ｆ_Mの周波数成分が含まれる。一般に、モジュラーマルチレベルカスケード変換器においては、図２の実線に示すように、脈動幅（交流電圧変動幅）は交流電圧変動に含まれている周波数に反比例する。したがって、抑制制御なしモードの場合、三相交流出力側の電流の周波数ｆ_Sが０に近づいたときまたは三相交流入力側の電流の周波数ｆ_Mが０に近づいたとき、直流コンデンサの電圧の脈動幅は急激に増大し、運転継続が困難になる。

次に抑制制御Ｉモードについて説明する。一般に、三相交流入力側から電力変換器１内の各スター変換器に供給される瞬時有効電力は一定である一方で、各スター変換器から三相交流出力側へ供給される瞬時有効電力は三相交流出力側の電流の周波数ｆ_Mの２倍で変動している。三相交流出力側の電流の周波数ｆ_Mが０に近づいた場合、三相交流入力側から供給されている瞬時有効電力に対して、三相交流出力側に供給する瞬時有効電力が大きいかもしくは小さい状態が「１／（４ｆ_M）」秒間にわたって続き、直流コンデンサはその間平均的に放電もしくは充電を続ける。したがって、このような低周波数で運転を継続するためには、より大きな直流コンデンサ容量を必要とする。

直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２の抑制制御Ｉモードでは、循環電流を式４１に示すように制御し、三相交流入力側から各スター変換器に供給される瞬時有効電力を、三相交流出力側へ供給する瞬時有効電力にあわせて時間変化させることで、直流コンデンサの交流電圧変動に含まれる２ｆ_Mの周波数成分を打ち消すようにする。

式４１において、φ_Sは三相交流入力側の力率角を表し、φ_Mは三相交流出力側の力率角を表す。以下、式４１に基づく抑制制御Ｉモードの動作原理について説明すると次の通りである。

クラスタ電流の三相交流入力側の電流成分および三相交流出力側の電流成分は、式２４および式２５から、式４２のように表わせる。

式４２で表せるクラスタ電流の三相交流入力側の電流成分および三相交流出力側の電流成分と、クラスタ両端に印加される電圧とで形成されるクラスタ内に流入する瞬時有効電力は、式４３のように表わされる。

なお、式４３では、特に抑制制御のみを考察するため、簡潔に表現すべく瞬時有効電力の直流成分と２ｆ_M成分のみを表し、２ｆ_S成分およびｆ_S±ｆ_M成分については省略している。

式４１に示す循環電流をｕｖｗ座標軸およびａｂｃ座標軸上に逆変換すると式４４が得られる。

式４４で表すクラスタ電流の循環電流成分と、クラスタ両端に印加される電圧とで形成されるクラスタ内に流入する瞬時有効電力は、式４５のように表わされる。

なお、式４５では、特に抑制制御のみを考察するため、簡潔に表現すべく瞬時有効電力の直流成分と２ｆ_M成分のみを表し、ｆ_S±ｆ_M成分、２（ｆ_S±ｆ_M）成分およびｆ_S±３ｆ_M成分については省略している。

ここで、Ｐ＝√３Ｖ_SＩ_Sｃｏｓφ_S＝√３Ｖ_MＩ_Mｃｏｓφ_Mであるので、式４３の右辺第２項と式４５の右辺は打ち消しあう。すなわち、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２の抑制制御Ｉモードでは、循環電流を式４１に示すように制御し、三相交流入力側から各スター変換器に供給される瞬時有効電力を、三相交流出力側へ供給する瞬時有効電力にあわせて時間変化させることで、直流コンデンサの交流電圧変動に含まれる２ｆ_Mの周波数成分を打ち消すことができる。

直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２が抑制制御Ｉモードに従って動作すると、クラスタ電流にはｆ_S成分およびｆ_M成分のほかに、ｆ_S±２ｆ_M成分を含むことになる。また、直流コンデンサの交流電圧変動には２ｆ_S成分、ｆ_S±ｆ_M成分、２（ｆ_S±ｆ_M）成分、およびｆ_S±３ｆ_M成分が含まれる。したがって、抑制制御Ｉモードの場合、図２の点線に示すように、抑制制御なしモードで運転継続が困難であった三相交流出力側の電流の周波数ｆ_Mが０付近については運転を継続することができる。しかしながら、ｆ_M＝ｆ_S／３またはｆ_M＝ｆ_S付近では、運転継続が困難である。

次に抑制制御ＩＩモードについて説明する。直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２の抑制制御ＩＩモードでは、循環電流を式４６に示すように制御し、ｆ_S＋２ｆ _Mの周波数成分のみを用いて三相交流入力側から各スター変換器に供給される瞬時有効電力を、三相交流出力側へ供給する瞬時有効電力にあわせて時間変化させる。

式４６に示す循環電流をｕｖｗ座標軸およびａｂｃ座標軸上に逆変換すると式４７が得られる。

式４７で表せるクラスタ電流の三相交流入力側の電流成分および三相交流出力側の電流成分と、クラスタ両端に印加される電圧とで形成されるクラスタ内に流入する瞬時有効電力は、式４８のように表わされる。

なお、式４８では、特に抑制制御のみを考察するため、簡潔に表現すべく瞬時有効電力の直流成分と２ｆ_M成分のみを表し、ｆ_S±ｆ_M成分、２（ｆ_S＋ｆ_M）成分およびｆ_S＋３ｆ_M成分については省略している。

ここで、Ｐ＝√３Ｖ_SＩ_Sｃｏｓφ_S＝√３Ｖ_MＩ_Mｃｏｓφ_Mであるので、式４３の右辺第２項と式４８の右辺は打ち消しあう。すなわち、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２の抑制制御ＩＩモードでは、循環電流を式４６に示すように制御することで、循環電流にはｆ_S＋２ｆ_M成分のみを含むことになる。結果として、クラスタ電流にはｆ_S成分およびｆ_M成分のほかに、ｆ_S＋２ｆ_M成分を含むことになる。また、直流コンデンサの交流電圧変動には２ｆ_S成分、ｆ_S±ｆ_M成分、２（ｆ_S±ｆ_M）成分、およびｆ_S＋３ｆ_M成分が含まれる。したがって、上述の通り抑制制御なしモードでは運転継続が困難であったｆ_M＝０付近についておよび上述の通り抑制制御Ｉモードでは運転継続が困難であったｆ_M＝ｆ_S／３付近については、抑制制御ＩＩモード（図２において一点鎖線で示す）を用いれば、運転を継続することができる。

以上まとめると、図２に示すように、ｆ_M＝０付近では抑制制御Ｉモードもしくは抑制制御ＩＩモードで電力変換器１を運転するのが有効であり、ｆ_M＝０からｆ_S／３付近までは抑制制御ＩＩモードで電力変換器１を運転するのが有効であり、ｆ_S／３より大きい周波数領域では抑制制御なしモードもしくは抑制制御ＩＩモードで電力変換器１を運転するのが有効であることがわかる。したがって、循環電流制御部１１内に直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２を設け、三相交流出力側の電流の周波数に応じて、上記の通り抑制制御なしモード、抑制制御Ｉモードおよび抑制制御ＩＩモードを適宜切り換えて電力変換器１を運転することで、三相交流出力側の周波数いかんにかかわらず、直流コンデンサの電圧の脈動抑制制御を安定して実行することができる。また、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２による脈動抑制制御は循環電流を用いて実現するので、入出力電流の制御に干渉せずに直流コンデンサ電圧変動抑制制御を実現することができる。

この場合、循環電流制御部１１は、電力変換器１内を循環する循環電流を、直流コンデンサ電圧バランス制御部２１が作成した循環電流指令値と直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２が作成した循環電流指令値とを合成した循環電流指令値に、追従させる制御をする。

以上説明した各式に基づいて動作する制御装置をブロック図に表すと図３のようになる。図３は、本発明による電力変換器の制御装置を示すブロック図である。図３においては、各相の電流および電圧を表１〜表４に示すように一部まとめて表している。

表１に示すように、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃを流れるクラスタ電流ｉ_a ^u、ｉ_a ^v、ｉ_a ^w、ｉ_b ^u、ｉ_b ^v、ｉ_b ^wｉ_c ^u、ｉ_c ^vおよびｉ_c ^wを図３ではｉ_abc ^uvwで表す。これらクラスタ電流をαβ０変換した電流ｉ_α ^α、ｉ_α ^β、ｉ_β ^αおよびｉ_β ^β（すなわち循環電流）を図３ではｉ_αβ ^αβで表し、電流ｉ_α ⁰およびｉ_β ⁰を図３ではｉ_αβ ⁰で表し、電流ｉ₀ ^αおよびｉ₀ ^βを図３ではｉ₀ ^αβで表す。また、三相交流入力側の電流のαβ０変換後の電流ｉ_S ^αおよびｉ_S ^βを図３ではｉ_S ^αβで表し、三相交流出力側の電流のαβ０変換後の電流ｉ_Mαおよびｉ_Mβを図３ではｉ_Mαβで表す。また、循環電流指令値ｉ_α ^α*、ｉ_α ^β*、ｉ_β ^α*およびｉ_β ^β*を図３ではｉ_αβ ^αβ*で表す。

表２に示すように、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃの各出力電圧を制御するための電圧指令値ｖ_a ^u*、ｖ_a ^v*、ｖ_a ^w*、ｖ_b ^u*、ｖ_b ^v*、ｖ_b ^w*、ｖ_c ^u*、ｖ_c ^v*およびｖ_c ^w*を図３ではｖ_abc ^uvw*で表し、これら電圧指令値をαβ０変換した電圧指令値ｖ_α ^α*、ｖ_α ^β*、ｖ_β ^α*およびｖ_β ^β*を図３ではｖ_αβ ^αβ*で表し、電圧指令値ｖ_α ^0*およびｖ_β ^0*を図３ではｖ_αβ ^0*で表し、電圧指令値ｖ₀ ^α*およびｖ₀ ^β*を図３ではｖ₀ ^αβ*で表す。三相交流入力側の電圧源の電圧ｖ_S ^u、ｖ_S ^vおよびｖ_S ^wを図３ではｖ_S ^uvwで表す。

表３に示すように、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃ内のブリッジセルの直流コンデンサの電圧平均値であるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値ｖ_Ca ^u _ave、ｖ_Ca ^v _ave、ｖ_Ca ^w _ave、ｖ_Cb ^u _ave、ｖ_Cb ^v _ave、ｖ_Cb ^w _ave、ｖ_Cc ^u _ave、ｖ_Cc ^v _ave、ｖ_Cc ^w _aveを図３ではｖ_Cabc ^uvw _aveで表す。これら直流コンデンサの電圧平均値をαβ０変換した値ｖ_Cα ^α _ave、ｖ_Cα ^β _ave、ｖ_Cβ ^α _aveおよびｖ_Cβ ^β _aveを図３ではｖ_Cαβ ^αβ _aveで表し、値ｖ_C0 ^α _aveおよびｖ_C0 ^β _aveを図３ではｖ_C0 ^αβ _aveで表し、値ｖ_Cα ⁰ _aveおよびｖ_Cβ ⁰ _aveを図３ではｖ_Cαβ ⁰ _aveで表す。

表４に示すように、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃ内のｊ番目（ただし、ｊ＝１〜ｎ）のブリッジセルにおける、直流コンデンサを均一にするために電力変換器１に取り込む有効電力を制御するための電圧指令値ｖ_Ba ^uj*、ｖ_Ba ^vj*、ｖ_Ba ^wj*、ｖ_Bb ^uj*、ｖ_Bb ^vj*、ｖ_Bb ^wj*、ｖ_Bc ^uj*、ｖ_Bc ^vj*およびｖ_Bc ^wj*を図３ではｖ_Babc ^uvwj*で表す。また、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃ内のｊ番目（ただし、ｊ＝１〜ｎ）のブリッジセルの出力電圧の電圧指令値ｖ_a ^uj*、ｖ_a ^vj*、ｖ_a ^wj*、ｖ_b ^uj*、ｖ_b ^vj*、ｖ_b ^wj*、ｖ_c ^uj*、ｖ_c ^vj*およびｖ_c ^wj*を図３ではｖ_abc ^uvwj*で表す。

図３のブロックＢ１では、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃ内のブリッジセルの直流コンデンサの電圧平均値であるクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値ｖ_Ca ^u _ave、ｖ_Ca ^v _ave、ｖ_Ca ^w _ave、ｖ_Cb ^u _ave、ｖ_Cb ^v _ave、ｖ_Cb ^w _ave、ｖ_Cc ^u _ave、ｖ_Cc ^v _ave、ｖ_Cc ^w _aveを計算する。

ブロックＢ２では、ブロックＢ１で算出した直流コンデンサの電圧平均値をαβ０変換した値ｖ_Cα ^α _ave、ｖ_Cα ^β _ave、ｖ_Cβ ^α _ave、ｖ_Cβ ^β _ave、ｖ_C0 ^α _ave、ｖ_C0 ^β _ave、ｖ_Cα ⁰ _ave、ｖ_Cβ ⁰ _aveおよびｖ_C0 ⁰ _aveを計算する。

ブロックＢ３では、ｖ_C0 ⁰ _aveを３分の１倍する。

ブロックＢ４では、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃを流れるクラスタ電流ｉ_a ^u、ｉ_a ^v、ｉ_a ^w、ｉ_b ^u、ｉ_b ^v、ｉ_b ^wｉ_c ^u、ｉ_c ^vおよびｉ_c ^wをαβ０変換した電流ｉ_α ^α、ｉ_α ^β、ｉ_β ^αおよびｉ_β ^β（すなわち循環電流）、電流ｉ_α ⁰およびｉ_β ⁰、ならびに電流ｉ₀ ^αおよびｉ₀ ^βを計算する。

ブロックＢ５では、電流ｉ₀ ^αおよびｉ₀ ^βを√３倍する。

ブロックＢ６では、式１２に基づいて三相交流入力側の電流の制御を行い、式１５に基づいて三相交流入力側から電力変換器１に瞬時有効電力を取り込んで全直流コンデンサ電圧平均値を所定の直流コンデンサ電圧指令値に追従させる制御を行い、式１６に基づいて三相交流入力側から電力変換器１に瞬時無効電力を取り込む制御を行う。

ブロックＢ７（スター変換器間バランス制御部）とブロックＢ８（スター変換器内バランス制御部）とで、直流コンデンサ電圧バランス制御部２１が構成される。

ブロックＢ７（スター変換器間バランス制御部）では、式２６に基づいてスター変換器間バランス制御を行う。

ブロックＢ８（スター変換器内バランス制御部）では、式３１に基づいてスター変換器内バランス制御を行う。

ブロックＢ９（直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２）では、式４０、式４１および式４６に基づいて直流コンデンサ電圧変動抑制制御を行う。上述のように、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２では、電力変換器１の三相交流出力側の電流の周波数に応じて抑制制御なしモード（式４０）、抑制制御Ｉモード（式４１）あるいは抑制制御ＩＩモード（式４６）に適宜切り換えを行う。

ブロックＢ１０（循環電流制御部１１）では、ブロックＢ７（スター変換器間バランス制御部）、ブロックＢ８（スター変換器内バランス制御部）およびブロックＢ９（直流コンデンサ電圧変動抑制制御部２２）で得られた各循環電流指令値を加算し、式１４に基づいて、循環電流ｉ_α ^α、ｉ_α ^β、ｉ_β ^αおよびｉ_β ^βを循環電流指令値ｉ_α ^α*、ｉ_α ^β*、ｉ_β ^α*およびｉ_β ^β*に追従させる制御を行う。

ブロックＢ１１では、電流ｉ_α ⁰およびｉ_β ⁰を√３倍して三相交流出力側の電流ｉ_Mαおよびｉ_Mβを算出する。

ブロックＢ１２（交流入出力電流制御部１２）では、三相交流入力側の電流を交流入力電流指令値に追従させ、三相交流出力側の電流を交流出力電流指令値に追従させる制御をする。例えば、電力変換器１を三相モータのドライブ装置として用いるべく三相交流出力側に三相モータが接続される場合には、交流出力電流値として所望のモータ回転状態を得るための指令値としたり、あるいは、三相モータに流れるモータ電流をクラスタ電流から求めてこれを利用して三相モータをベクトル制御するようにしてもよい。

ブロックＢ１３（個別バランス制御部）では、式３９に基づいて、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃ内のｊ番目（ただし、ｊ＝１〜ｎ）のブリッジセルにおける、直流コンデンサを均一にするために電力変換器１に取り込む有効電力を制御するための電圧指令値ｖ_Ba ^uj*、ｖ_Ba ^vj*、ｖ_Ba ^wj*、ｖ_Bb ^uj*、ｖ_Bb ^vj*、ｖ_Bb ^wj*、ｖ_Bc ^uj*、ｖ_Bc ^vj*およびｖ_Bc ^wj*を計算する。本バランス制御と位相シフトＰＷＭ制御との併用により、段数に応じて式３９を追加することで段数の拡張が容易に可能である。

ブロックＢ１４では、上述のようにして得られたαβ０座標軸上の電圧指令値ｖ_α ^α*、ｖ_α ^β*、ｖ_β ^α*、ｖ_β ^β*、ｖ_α ^0*、ｖ_β ^0*、ｖ₀ ^α*、ｖ₀ ^β*およびｖ₀ ^0*を、αβ０逆変換し、電圧指令値ｖ_a ^u*、ｖ_a ^v*、ｖ_a ^w*、ｖ_b ^u*、ｖ_b ^v*、ｖ_b ^w*、ｖ_c ^u*、ｖ_c ^v*およびｖ_c ^w*を算出する。

ブロックＢ１５では、１クラスタ中のブリッジセルの個数はｎ個（ただし、ｎは正の整数）であることから、ブロックＢ１４で得られた電圧指令値ｖ_a ^u*、ｖ_a ^v*、ｖ_a ^w*、ｖ_b ^u*、ｖ_b ^v*、ｖ_b ^w*、ｖ_c ^u*、ｖ_c ^v*およびｖ_c ^w*それぞれをｎ分の１倍することで、同一のクラスタ内にある各ブリッジセルの出力電圧指令値を計算する。

そして、各ブリッジセルの出力電圧指令値に、ブロックＢ１３で算出した電圧指令値ｖ_Ba ^uj*、ｖ_Ba ^vj*、ｖ_Ba ^wj*、ｖ_Bb ^uj*、ｖ_Bb ^vj*、ｖ_Bb ^wj*、ｖ_Bc ^uj*、ｖ_Bc ^vj*およびｖ_Bc ^wj*をそれぞれ加算し、各クラスタｕ−ａ、ｖ−ａ、ｗ−ａ、ｕ−ｂ、ｖ−ｂ、ｗ−ｂ、ｕ−ｃ、ｖ−ｃおよびｗ−ｃ内のｊ番目（ただし、ｊ＝１〜ｎ）のブリッジセルの出力電圧の電圧指令値ｖ_a ^uj*、ｖ_a ^vj*、ｖ_a ^wj*、ｖ_b ^uj*、ｖ_b ^vj*、ｖ_b ^wj*、ｖ_c ^uj*、ｖ_c ^vj*およびｖ_c ^wj*（図３ではｖ_abc ^uvwj*で表す）を生成する。生成された電圧指令値は制御装置１０内のスイッチング制御部（図示せず）によりキャリア周波数の三角波キャリア信号（最大値：１、最小値：−１）と比較され、ＰＷＭスイッチング信号が生成される。生成されたＰＷＭスイッチング信号は、対応するクラスタ内のブリッジセル内の半導体スイッチング素子のスイッチング制御に用いられる。なお、電圧指令値との比較に用いられる三角波キャリア信号を、互いにπ／ｎずつ位相差を持たせて位相シフトＰＷＭを採用し、交流出力電圧のマルチレベル化を実現してもよい。

次に、本発明による電力変換器１のシミュレーション結果について説明する。図４はシミュレーションに用いた主回路構成を示す図である。基本的には図１を参照して説明した主回路と同じであるが、シミュレーションでは各クラスタ内のブリッジセルの個数を６個とした。また、シミュレーションでは、表５に示す回路パラメータおよび表６に示す制御ゲインを用いた。モータ負荷は、出力電力がモータ周波数に比例する定格トルク負荷を想定し、ＲＬ負荷で模擬している。負荷インダクタンスは０．３ｍＨで固定しており、いずれの場合でも負荷力率はほぼ１となる。

図５は、スター変換器間バランス制御部の動作を検証したシミュレーション結果を示す図である。スター変換器間バランス制御部において、式２６の右辺第２項目の制御項を無効状態から有効状態（すなわち動作開始）にした場合をシミュレーションした。なお、モータ周波数ｆ_Mは２５Ｈｚとし、直流コンデンサ変動抑制制御は適用していない。スター変換器間バランス制御の無効状態ではスター変換器ｕ、ｖおよびｗの各直流コンデンサ電圧平均値ｖ_C ^u _ave、ｖ_C ^v _aveおよびｖ_C ^w _aveに偏差が生じているが、スター変換器間バランス制御を動作させると、偏差が抑制されていることがわかる。このとき、循環電流ｉ_α ^αおよびｉ_α ^βにはモータ周波数である２５Ｈｚ成分が流れており、スター変換器間で電力の授受が発生していることがわかる。また、スター変換器間バランス制御を動作させても電源電流およびモータ電流にほとんど変化が見られないため、外部電流に干渉せずバランス制御を実現していることがわかる。

図６は、直流コンデンサ電圧変動抑制御の抑制制御Ｉモードの動作を検証したシミュレーション結果を示す図である。また、図７は、直流コンデンサ電圧変動抑制御の抑制制御ＩＩモードの動作を検証したシミュレーション結果を示す図である。シミュレーションでは、モータ周波数を電源周波数の３分の１としたｆ_M＝５０／３Ｈｚの条件で直流コンデンサ電圧変動抑制御の抑制制御Ｉモードと抑制制御ＩＩモードとの動作を比較した。図６に示すように抑制制御Ｉモードでは、スター変換器間バランス制御およびスター変換器内バランス制御によって直流コンデンサ電圧の発散を免れてはいるが、直流コンデンサ間の電圧偏差が図７に示す抑制制御ＩＩモードの場合に比べて大きい。したがって、ｆ_M＝ｆ_S／３付近の直流コンデンサ電圧バランス制御の安定性の観点から、直流コンデンサ電圧変動抑制制御部の抑制制御ＩＩモードが有効であることがわかる。

本発明は、複数の単相フルブリッジ変換器の出力側がカスケード接続されて構成されるクラスタが三相交流入力側に対して一相あたり３個設けられ、三相交流入力側で異なる相にそれぞれ接続された３個のクラスタが三相交流出力側に対して同一相に設けられることで構成される三重スターブリッジセル方式のモジュラーマルチレベルカスケード変換器（ＭＭＣＣ−ＴＳＢＣ）に適用することができる。本発明は、モジュラーマルチレベルカスケード変換器を、例えば誘導モータや同期モータのためのモータドライブ装置、無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）、系統間連系設備や周波数変換設備などのＢＴＢ（Ｂａｃｋ−Ｔｏ−Ｂａｃｋ）システムなどに利用することができる。

１ 電力変換器
１０ 制御装置
１１ 循環電流制御部
１２ 交流入出力電流制御部
１３ 有効電力制御部
１４ 個別バランス制御部
２１ 直流コンデンサ電圧バランス制御部
２２ 直流コンデンサ電圧変動抑制制御部

Claims (5)

1. 三相交流入力側に一相あたり３個設けられる交流入力端子と、前記交流入力端子それぞれに接続されるリアクトルと、三相交流出力側に一相あたり１個設けられる交流出力端子と、入力側に直流コンデンサを固有に有する単相フルブリッジ変換器が、出力側でカスケード接続されることで構成されるクラスタと、を備え、異なる相に設けられた前記交流入力端子に前記リアクトルを介して接続された前記クラスタが、同一の前記交流出力端子に接続されるように設けられた三相の電力変換器であって、
   前記電力変換器内を循環する循環電流を所定の循環電流指令値に追従させる制御をする循環電流制御部と、
   三相交流入力側の電流を交流入力電流指令値に追従させ、三相交流出力側の電流を交流出力電流指令値に追従させる制御をする交流入出力電流制御部と、
   前記電力変換器内の全ての直流コンデンサの電圧を平均して得られた全直流コンデンサ電圧平均値が、所定の直流コンデンサ電圧指令値に追従するよう、三相交流入力側から前記電力変換器へ流入する有効電力を制御する有効電力制御部と、
   を備えることを特徴とする電力変換器。
2. 前記クラスタごとの前記直流コンデンサの電圧値を平均して得られたクラスタ内直流コンデンサ電圧平均値が、前記全直流コンデンサ電圧平均値にそれぞれ追従するよう、前記電力変換器内を循環する循環電流を制御する直流コンデンサ電圧バランス制御部を備える請求項１に記載の電力変換器。
3. 前記直流コンデンサ電圧バランス制御部は、
   同一の相に接続されている３個の前記クラスタからなるスター変換器について、前記循環電流の正相成分を制御することで前記スター変換器間で互いに電力を授受することにより、前記スター変換器間において生じる前記クラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制するスター変換器間バランス制御部と、
   前記循環電流の逆相成分を制御することで前記スター変換器内の前記クラスタ間で互いに電力を授受することにより、前記クラスタ間において生じる前記クラスタ内直流コンデンサ電圧平均値の偏差を抑制するスター変換器内バランス制御部と、
   を有する請求項２に記載の電力変換器。
4. 三相交流入力側から前記スター変換器に流入する瞬時有効電力を、前記スター変換器から三相交流出力側へ流出する瞬時有効電力に併せて時間変化させて三相交流出力側の電流の周波数の２倍の周波数成分が打ち消すように前記循環電流を制御する直流コンデンサ電圧変動抑制制御部をさらに備える請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換器。
5. 各前記ブリッジセルの直流コンデンサの電圧を、当該ブリッジセルの直流コンデンサが属しているクラスタについての前記クラスタ内直流コンデンサ電圧平均値にそれぞれ追従させる制御をする個別バランス制御部をさらに備える請求項１〜４のいずれか一項に記載の電力変換器。

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