JP5828067B2 - 半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具に関するものである。

特許文献１（特開２００１−３５１７８９号公報）によれば、ハーフブリッジインバータ回路の出力にＬＣ直列共振回路を介してＬＥＤ負荷を接続し、スイッチング周波数を可変とすることでＬＥＤ負荷を調光する技術が開示されている。

特許文献２（特許第２，９７５，０２９号公報）によれば、ハーフブリッジインバータ回路の出力にＬＣ直列共振回路を介して熱陰極型の放電灯負荷を接続し、調光時にはインバータ回路の２個のスイッチング素子のオン期間を不均等にすることにより、放電灯負荷を調光する技術が開示されている。また、予熱時にはインバータ回路の２個のスイッチング素子のオン期間を略等しくすると共に、スイッチング周波数を共振周波数よりも十分に高く設定して負荷に印加される共振電圧を低下させることで、冷陰極放電を回避しながら予熱電流を供給することが提案されている。

特開２００１−３５１７８９号公報（図１） 特許第２，９７５，０２９号公報（図５）

特許文献１の技術によれば、スイッチング周波数を可変とすることでＬＥＤ負荷を調光するものであるから、調光範囲を広くしようとすると、スイッチング周波数の可変範囲を広くする必要があり、高周波側でスイッチング損失が増大するとか、スイッチングノイズ除去用のフィルタ回路の設計が難しくなるという問題があった。また、ＬＥＤ負荷では、所定の負荷電圧以下になると負荷電流が殆ど流れないダイオード型の負荷特性を有しているので、スイッチング周波数を高くすると、負荷に印加される共振電圧が低下してＬＥＤ負荷の点灯に必要な電圧が得られないという問題があった。

特許文献１では、高周波のスイッチング動作を低周波で間欠的に休止させることにより調光範囲を拡げることも提案されている（同文献の００９９、図１５）が、その場合、ちらつきが増加するという問題があった。

本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、スイッチング周波数の範囲を制限しながら広い範囲での調光を可能とした半導体発光素子の点灯装置を提供することを課題とする。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、交互にオンされる２個のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路を入力直流電源Ｖｄｃに接続され、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点と入力直流電源Ｖｄｃの一端の間に第１のコンデンサＣ１を介してリアクタンス回路を接続され、リアクタンス回路の出力を整流回路２を介して半導体発光素子３に供給する半導体発光素子の点灯装置であって、調光範囲のうちの高輝度域では、２個のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン期間の比率およびスイッチング周波数のうち一方を変えることにより半導体発光素子３を調光し、調光範囲のうち低輝度域では、オン期間の比率およびスイッチング周波数のうち他方を変えることにより半導体発光素子３を調光することを特徴とするものである。

請求項２の発明は、交互にオンされる２個のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路を入力直流電源Ｖｄｃに接続され、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点と入力直流電源Ｖｄｃの一端の間に第１のコンデンサＣ１を介してリアクタンス回路を接続され、リアクタンス回路の出力を整流回路２を介して半導体発光素子３に供給する半導体発光素子の点灯装置であって、調光範囲のうちの高輝度域および低輝度域では、２個のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン期間の比率およびスイッチング周波数のうち一方を変えることにより半導体発光素子３を調光し、調光範囲のうち中輝度域では、オン期間の比率およびスイッチング周波数のうち他方を変えることにより半導体発光素子３を調光することを特徴とするものである。

請求項３の発明は、請求項１または２に記載の半導体発光素子の点灯装置において、リアクタンス回路は限流チョークＬ１と第２のコンデンサＣ２の直列接続を含み、第２のコンデンサＣ２に整流回路２が接続されることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項３記載の半導体発光素子の点灯装置において、各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は逆方向ダイオードを並列に接続されており、そのスイッチング周波数は、限流チョークＬ１と第２のコンデンサＣ２の直列共振周波数ｆｏよりも高く設定されることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項３または４に記載の半導体発光素子の点灯装置において、整流回路２の出力側に半導体発光素子３と並列に接続される第３のコンデンサＣ３を備えることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、図４に示すように、入力直流電源Ｖｄｃの低電位側のスイッチング素子Ｑ２のオン期間は高電位側のスイッチング素子Ｑ１のオン期間以上となるように制御され、低電位側のスイッチング素子Ｑ２のオン時に、該スイッチング素子Ｑ２の駆動回路（信号源Ｖ２）の電源コンデンサＣ４から高電位側のスイッチング素子Ｑ１の駆動回路（信号源Ｖ１）の電源コンデンサＣ５に充電電流を流すブートストラップ用のダイオードＤ５を備えることを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、図５に示すように、整流回路は極性が異なる２個の半波整流回路を含み、各半波整流回路は色温度が異なる半導体発光素子３ａ、３ｂにそれぞれ接続され、２個のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン期間の比率の制御により混合色の色温度を可変とし、スイッチング周波数の制御により混合色の輝度を可変とすることを特徴とする。

請求項８の発明は、請求項１〜７のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置を備える照明器具である。

本発明によれば、交互にオンされる２個のスイッチング素子のオン期間の比率を変えることにより半導体発光素子を調光するものであるから、スイッチング周波数の範囲を制限しながら広い範囲での調光が可能となる効果がある。

本発明の実施形態１の回路図である。 本発明の実施形態１の動作波形図である。 本発明の実施形態１の動作説明図である。 本発明の実施形態２の回路図である。 本発明の実施形態３の回路図である。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の回路図である。入力直流電源Ｖｄｃは、商用交流電源をフィルタ回路と全波整流回路と昇圧チョッパ回路を介して略一定（例えば、約４２０［Ｖ］）の直流電圧に変換した電源である。

入力直流電源Ｖｄｃには、交互にオンされる２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が並列に接続されて、インバータ回路１を構成している。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、例えば、５００［Ｖ］、３［Ａ］程度のスイッチングが可能な電力用ＭＯＳＦＥＴであり、逆並列ダイオードを内蔵している。

スイッチング素子Ｑ２の両端には、インダクタＬ１とコンデンサＣ１、Ｃ２の直列回路が接続されている。第１のコンデンサＣ１は、第２のコンデンサＣ２に比べると十分に容量が大きく設定されている。例えば、コンデンサＣ２の容量は０．０１１［μＦ］程度と小さいのに対して、コンデンサＣ１の容量は０．２２［μＦ］程度と大きく設定されている。この場合、コンデンサＣ１は実質的に直流成分カット用のコンデンサとして作用するのに対して、コンデンサＣ２は両端電圧が高周波的に振動する共振コンデンサとして作用する。

インダクタＬ１は１．７［ｍＨ］程度の限流チョークであり、コンデンサＣ２と共にＬＣ直列共振回路を構成する。その無負荷時の共振周波数、つまり、インダクタＬ１とコンデンサＣ２の単独での共振周波数は、ｆｏ＝１／２π√（Ｌ１・Ｃ２）≒３７［ｋＨｚ］となる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフの動作周波数は、この共振周波数ｆｏよりも高くなるように設定される。

このため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流れる電流は、いわゆる遅相モードとなり、一方のスイッチング素子がオフすると、他方のスイッチング素子に逆方向に電流が流れる期間が存在する。この期間が終了してから、前記他方のスイッチング素子の順方向に電流が流れることになる。

したがって、本実施形態において、スイッチング素子のオン期間とは、スイッチング素子が順方向にオン駆動されているドライブ期間のことであり、オン期間の前半部分ではそのスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを介して逆方向に電流が流れており、オン期間の後半部分でそのスイッチング素子の順方向に電流が流れることになる。そして、その順方向の電流が流れている途中でオン駆動信号が断たれることにより、そのスイッチング素子が強制的にオフされて、他方のスイッチング素子の逆方向ダイオードを介して回生電流が流れる動作となる。

各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、信号源Ｖ１、Ｖ２から供給される矩形波電圧信号（オン駆動信号）により制御される。スイッチング素子Ｑ１のオン駆動信号は、信号源Ｖ１から抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して供給され、スイッチング素子Ｑ２のオン駆動信号は信号源Ｖ２から抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して供給される。抵抗Ｒ１、Ｒ３は１０［Ω］程度の低抵抗、抵抗Ｒ２、Ｒ４は１０［ｋΩ］程度の高抵抗である。

信号源Ｖ１とＶ２は連動しており、調光レベルに応じて、図２（ａ）〜（ｄ）に示すようなオン駆動信号を出力する。オン駆動信号の振幅は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間のスレショルド電圧よりも高く設定されており、例えば、約１５［Ｖ］程度である。

図２（ａ）は全点灯時におけるオン駆動信号の波形図である。この例では、信号源Ｖ１、Ｖ２からのオン駆動信号のパルス幅は共に１０．５［μｓ］であり、その間に０．５［μｓ］のデッドオフタイムが挿入されている。スイッチングの１周期は２２［μｓ］であるから、スイッチング周波数は約４５［ｋＨｚ］となる。これは、インダクタＬ１とコンデンサＣ２の単独での共振周波数ｆｏ＝１／２π√（Ｌ１・Ｃ２）≒３７［ｋＨｚ］よりも少し高い周波数であるので、遅相モードの共振電流が流れる。

この共振電流により、容量の小さいコンデンサＣ２の両端には、スイッチング周波数で交番する高周波電圧が生成されるが、容量の大きいコンデンサＣ１は、インダクタＬ１側が正極、コンデンサＣ２側が負極となる方向に直流電圧が充電された状態となる。コンデンサＣ１に充電される直流電圧は、スイッチング素子Ｑ１とＱ２のオン期間が均等であれば、入力直流電源Ｖｄｃの略半分の電圧となる。

コンデンサＣ２の両端に生じる高周波電圧は、ダイオードＤ１〜Ｄ４よりなる全波整流回路２により全波整流されて、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ５の並列回路に直流電圧が生成される。コンデンサＣ３と抵抗Ｒ５の並列回路には半導体発光素子３が並列接続されている。コンデンサＣ３は、例えば、０．８２［μＦ］程度のコンデンサを２個並列に接続したものであり、抵抗Ｒ５は１００［ｋΩ］程度の抵抗値を有している。半導体発光素子３は、例えば、２４個のＬＥＤを直列接続した回路であり、コンデンサＣ３の直流電圧により点灯される。図２（ａ）の例では、半導体発光素子３に流れる負荷電流は、約３００［ｍＡ］となった。また、負荷電圧は約７３［Ｖ］となった。

次に、図２（ｂ）の例では、信号源Ｖ１から出力されるスイッチング素子Ｑ１のオン駆動信号のパルス幅が２０［μｓ］であるのに対して、信号源Ｖ２から出力されるスイッチング素子Ｑ２のオン駆動信号のパルス幅は１［μｓ］であり、その間に０．５［μｓ］のデッドオフタイムが挿入されている。スイッチングの１周期は２２［μｓ］であるから、スイッチング周波数は図２（ａ）と同じく約４５［ｋＨｚ］となる。しかしながら、スイッチング素子Ｑ１のオン期間とスイッチング素子Ｑ２のオン期間の比率は２０：１となり、オン期間の比率が不均等であるので、直流成分カット用のコンデンサＣ１に分担される直流電圧は、入力直流電源Ｖｄｃの略半分よりも高い電圧となる。この場合、特許文献２に開示されているように、コンデンサＣ２に接続される負荷への供給電流は低下することになる。図２（ｂ）の例では、半導体発光素子３に流れる負荷電流は、約４０［ｍＡ］となることを本発明者らは確認した。

図２（ｃ）の例では、信号源Ｖ１、Ｖ２からのオン駆動信号のパルス幅は共に５．５［μｓ］であり、その間に０．５［μｓ］のデッドオフタイムが挿入されている。１周期は１２［μｓ］であるから、スイッチング周波数は約８３［ｋＨｚ］となる。これは、インダクタＬ１とコンデンサＣ２の単独での共振周波数ｆｏ＝１／２π√（Ｌ１・Ｃ２）≒３７［ｋＨｚ］から大きく離れた高い周波数であるので、共振コンデンサＣ２の両端電圧は低下し、半導体発光素子３に流れる負荷電流は、約１３［ｍＡ］となった。

図２（ｄ）の例では、信号源Ｖ１から出力されるスイッチング素子Ｑ１のオン駆動信号のパルス幅が１０［μｓ］であるのに対して、信号源Ｖ２から出力されるスイッチング素子Ｑ２のオン駆動信号のパルス幅は１［μｓ］であり、その間に０．５［μｓ］のデッドオフタイムが挿入されている。スイッチングの１周期は１２［μｓ］であるから、スイッチング周波数は図２（ｃ）と同じく約８３［ｋＨｚ］となる。これは、インダクタＬ１とコンデンサＣ２の単独での共振周波数ｆｏ＝１／２π√（Ｌ１・Ｃ２）≒３７［ｋＨｚ］から大きく離れた高い周波数となる。また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間とスイッチング素子Ｑ２のオン期間の比率は１０：１となり、直流成分カット用のコンデンサＣ１に分担される直流電圧は、入力直流電圧Ｖｄｃの略半分よりも高い電圧となる。この場合、図２（ｃ）のような周波数制御による調光と、図２（ｂ）のようなデューティ比制御による調光とが同時に作用することになるので、その相乗効果により、半導体発光素子３に流れる負荷電流は顕著に減少し、約１．２５［ｍＡ］となった。

以上のように、図２（ａ）の全点灯状態（負荷電流：約３００［ｍＡ］）に比べると、図２（ｄ）の最低調光状態（負荷電流：約１．２５［ｍＡ］）では、２４０：１という広い範囲の調光を実現することができる。その一方、スイッチング周波数の変動範囲は、図２（ａ）の全点灯状態（周波数：約４５［ｋＨｚ］）に対して、図２（ｄ）の最低調光状態（周波数：約８３［ｋＨｚ］）では、２倍にも満たない狭い範囲に限定することができる。

したがって、本発明によれば、スイッチング周波数の変動範囲が狭い割には、広い範囲での調光制御が可能となる利点がある。

なお、図２（ａ）〜（ｄ）において、デッドオフタイムは、スイッチング素子Ｑ１とＱ２が同時にオンする期間を無くすために挿入されており、０．５［μｓ］に限定されるものではない。その他の数値についても同様である。

図３（ａ）〜（ｅ）は、周波数制御による調光と、デューティ比制御による調光の組み合わせの態様を示している。横軸はスイッチング周波数ｆ、縦軸は半導体発光素子３の光出力である。

図３（ａ）の例では、調光範囲を高輝度域と低輝度域に分けて、高輝度域ではデューティ比制御による調光を実施し、低輝度域では周波数制御による調光を実施している。すなわち、光出力が１００［％］となる全点灯状態（図２（ａ）の状態）から、スイッチング周波数ｆを最低周波数ｆｍｉｎ（例えば、約４５［ｋＨｚ］）に維持したままで、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン期間の比率を変えることによる調光制御の限界（例えば、図２（ｂ）の状態）まで光出力を低下させて、その後、スイッチング周波数ｆを最高周波数ｆｍａｘ（例えば、約８３［ｋＨｚ］）に向けて増大させて、周波数制御による調光制御の限界（例えば、図２（ｄ）の状態）まで調光するものである。この場合、スイッチング電流が大きい高輝度域において、スイッチングの回数を少なくできるので、スイッチングノイズを低減できると共に、スイッチング損失も少なく出来る利点がある。

図３（ｂ）の制御例は、調光範囲を高輝度域と低輝度域に分けて、高輝度域では周波数制御による調光を実施し、低輝度域ではデューティ比制御による調光を実施している。すなわち、光出力が１００［％］となる全点灯状態（図２（ａ）の状態）から、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン期間は略均等に維持したままで、スイッチング周波数ｆを最低周波数ｆｍｉｎ（例えば、約４５［ｋＨｚ］）から最高周波数ｆｍａｘ（例えば、約８３［ｋＨｚ］）に向けて増大させて、周波数制御による調光制御の限界（例えば、図２（ｃ）の状態）まで調光し、その後、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン期間がアンバランスとなるように制御することで、デューティ比制御による調光制御の限界（例えば、図２（ｄ）の状態）まで光出力を低下させるものである。この場合、スイッチング電流が大きい高輝度域において、各スイッチング素子に均等に電流が分散されるので、一方のスイッチング素子にのみ過大な熱的ストレスが加わることを防止できる。

図３（ｃ）の制御例は、図３（ａ）と図３（ｂ）の折衷案であり、調光範囲を高輝度域と中輝度域と低輝度域に分けて、高輝度域と低輝度域ではデューティ比制御による調光を実施し、中輝度域では周波数制御による調光を実施している。この場合、図３（ａ）の制御例と同様に、スイッチング電流が大きい高輝度域において、スイッチングの回数を少なくできるので、スイッチングノイズを低減できると共に、スイッチング損失も少なく出来る利点がある。また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン期間が過剰に不均等となる前に、周波数制御による調光を開始するので、各スイッチング素子の熱的ストレスの不均衡を少なく出来る。

図３（ｄ）の制御例も、図３（ａ）と図３（ｂ）の折衷案であり、調光範囲を高輝度域と中輝度域と低輝度域に分けて、高輝度域と低輝度域では周波数制御による調光を実施し、中輝度域ではデューティ比制御による調光を実施している。例えば、最大出力付近や最小出力付近での使用頻度が少ない場合、最低周波数ｆｍｉｎと最高周波数ｆｍａｘの中間付近の周波数を選択的に除去するように、スイッチングノイズ除去用のフィルタ回路を設計しておけば、相対的に使用頻度が高い中輝度域でスイッチングノイズを効率良く除去できる。

図３（ｅ）の制御例は、周波数制御による調光とデューティ比制御による調光を同時に実施する例である。図中の実線は、周波数制御による調光とデューティ比制御による調光を併用する本発明の制御特性であり、破線は周波数制御による調光のみを用いる従来例の制御特性である。従来例（特許文献１）のように、周波数制御だけで光出力を広範囲に調光しようとすると、周波数の可変範囲を広くする必要があり、スイッチングノイズの除去が困難となる。また、特に低輝度域では、スイッチング周波数が高くなることで、共振電圧が低下してＬＥＤ負荷の点灯に必要な電圧が得られないという問題がある。また、スイッチング損失が増大するという問題もある。

これに対して、周波数制御による調光とデューティ比制御による調光とを併用する本発明の制御特性（実線）では、周波数の可変範囲が狭くても、デューティ比制御による寄与があるので、広い範囲で調光が可能となる。これにより、スイッチングノイズを除去するためのフィルタ回路の設計が容易となり、スイッチング損失の増大も回避できる。また、スイッチング周波数が高くなり過ぎて共振電圧が低下することを回避できるので、ＬＥＤ負荷の点灯に必要な電圧が得られないという問題も無く、低光束まで安定して調光可能なＬＥＤ照明器具を実現できる。

（実施形態２）
図４は本発明の実施形態２の回路図である。信号源Ｖ１、Ｖ２はそれぞれ電源コンデンサＣ５、Ｃ４から給電されている。低電位側の電源コンデンサＣ４は、例えば、入力直流電源Ｖｄｃから降圧用の高抵抗（図示せず）を介して充電されて、ツェナーダイオードなどの定電圧素子（図示せず）により電圧を規制されて、略一定の制御電源電圧Ｖｃｃを充電されている。高電位側の電源コンデンサＣ５は、低電位側のスイッチング素子Ｑ１がオンされたときに、いわゆるブートストラップ用のダイオードＤ５を介して、低電位側の電源コンデンサＣ４から充電される。

上述の実施形態１では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン駆動信号をアンバランスに制御する際に、図２（ｂ）または（ｄ）に示すように、高電位側の信号源Ｖ１から出力されるオン駆動信号のパルス幅が、低電位側の信号源Ｖ２から出力されるオン駆動信号のパルス幅よりも長くなるように制御していた。これに対して、本実施形態２では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン駆動信号をアンバランスに制御する際に、低電位側の信号源Ｖ２から出力されるオン駆動信号のパルス幅が、高電位側の信号源Ｖ１から出力されるオン駆動信号のパルス幅よりも長くなるように制御する。これにより、高電位側の電源コンデンサＣ５の充電時間が放電時間に比べて短くなることは無いから、電源コンデンサＣ５として比較的に容量の小さい電解コンデンサを用いたとしても、高電位側の制御電源電圧ＨＶｃｃが不足することは無くなる。

電源コンデンサとして用いられるアルミ電解コンデンサは、温度上昇や経年変化により容量が抜けやすいことが知られている。このため、寿命の長いＬＥＤ点灯装置においては、余裕を持たせて電解コンデンサの容量を大きめに設計する必要がある。これに対して、本実施形態では、高電位側の電源コンデンサＣ５の容量を小さく設計することが出来るから、器具の小型化が可能となる。

（実施形態３）
図５は本発明の実施形態３の回路図である。本実施形態では、図１に示した実施形態１において、ダイオードＤ１〜Ｄ４よりなる全波整流回路に代えて、ダイオードＤ１とＤ３よりなる逆極性の半波整流回路を２個並列に接続したものである。共振コンデンサＣ２には、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ３と抵抗Ｒ５と半導体発光素子３ａの並列回路が接続されている。また、逆極性のダイオードＤ３を介してコンデンサＣ６と抵抗Ｒ６と半導体発光素子３ｂの並列回路が接続されている。

半導体発光素子３ａと３ｂは同じ色温度であっても構わないが、例えば、寒色系と暖色系のように、色温度が異なるものを接続しても良い。後者の場合、スイッチング素子Ｑ１とＱ２のオン期間をアンバランスに制御することにより、混合色の色温度を可変とすることが出来る。また、混合色の輝度は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数を可変とすることで調整しても良いし、高周波のスイッチング動作に間欠的に低周波の休止期間を設けることで調整しても良いし、両者を併用しても良い。

上述の特許文献１（特開２００１−３５１７８９号公報）においても、ハーフブリッジインバータ回路の出力にＬＣ直列共振回路を介して接続された半導体発光素子を調色ならびに調光点灯させることが提案されている（同文献の請求項６）。しかし、特許文献１の技術では、異なる色温度の半導体発光素子に対してそれぞれ共振周波数の異なる別々のＬＣ直列共振回路が必要であり、回路構成が複雑になる。また、混合色の色温度を変化させるには、異なる共振周波数の中間でスイッチング周波数を変化させる必要があり、一方の共振回路に流れる電流は進相モードになる（同文献の請求項３）。

これに対して、本発明の構成によれば、共振回路に流れる電流は常に遅相モードとすることができるから、直列接続された２個のスイッチング素子が同時にオンすることを防止でき、スイッチング損失を低減できる。また、ＬＣ直列共振回路も１つだけで良いので、回路構成が簡単となる利点がある。

また、本発明の構成によれば、２個のスイッチング素子のオン期間の比率を変えることにより混合色の色温度を制御でき、さらにスイッチング周波数を変えることにより混合色の輝度を制御できるから、特許文献１の技術のように、スイッチング周波数を変えることにより混合色の色温度を可変とする制御に比べると、調光制御のためにスイッチング動作の休止期間（同文献の００９９、図１５参照）を設けることが必須ではなくなり、これにより、特許文献１の技術に比べると、ちらつきを低減できる。

なお、図示は省略するが、特許文献１のように、共振コンデンサＣ２の両端に、ＬＥＤ負荷の直列回路を逆並列接続しても良い。その場合、ＬＥＤのダイオード特性が整流回路２としての機能を兼用することになる。

上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。

Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２ スイッチング素子
Ｃ１ 第１のコンデンサ
１ インバータ回路
２ 整流回路
３ 半導体発光素子

Claims (8)

1. 交互にオンされる２個のスイッチング素子の直列回路を入力直流電源に接続され、スイッチング素子の接続点と入力直流電源の一端の間に第１のコンデンサを介してリアクタンス回路を接続され、リアクタンス回路の出力を整流回路を介して半導体発光素子に供給する半導体発光素子の点灯装置であって、調光範囲のうちの高輝度域では、２個のスイッチング素子のオン期間の比率およびスイッチング周波数のうち一方を変えることにより半導体発光素子を調光し、前記調光範囲のうち低輝度域では、前記オン期間の比率および前記スイッチング周波数のうち他方を変えることにより前記半導体発光素子を調光することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
2. 交互にオンされる２個のスイッチング素子の直列回路を入力直流電源に接続され、スイッチング素子の接続点と入力直流電源の一端の間に第１のコンデンサを介してリアクタンス回路を接続され、リアクタンス回路の出力を整流回路を介して半導体発光素子に供給する半導体発光素子の点灯装置であって、調光範囲のうちの高輝度域および低輝度域では、２個のスイッチング素子のオン期間の比率およびスイッチング周波数のうち一方を変えることにより半導体発光素子を調光し、前記調光範囲のうち中輝度域では、前記オン期間の比率および前記スイッチング周波数のうち他方を変えることにより前記半導体発光素子を調光することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
3. リアクタンス回路は限流チョークと第２のコンデンサの直列接続を含み、第２のコンデンサに前記整流回路が接続されることを特徴とする請求項１または２に記載の半導体発光素子の点灯装置。
4. 各スイッチング素子は逆方向ダイオードを並列に接続されており、前記スイッチング周波数は、限流チョークと第２のコンデンサの直列共振周波数よりも高く設定されることを特徴とする請求項３記載の半導体発光素子の点灯装置。
5. 前記整流回路の出力側に前記半導体発光素子と並列に接続される第３のコンデンサを備えることを特徴とする請求項３または４に記載の半導体発光素子の点灯装置。
6. 入力直流電源の低電位側のスイッチング素子のオン期間は高電位側のスイッチング素子のオン期間以上となるように制御され、低電位側のスイッチング素子のオン時に、該スイッチング素子の駆動回路の電源コンデンサから高電位側のスイッチング素子の駆動回路の電源コンデンサに充電電流を流すブートストラップ用のダイオードを備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
7. 前記整流回路は極性が異なる２個の半波整流回路を含み、各半波整流回路は色温度が異なる半導体発光素子にそれぞれ接続され、２個のスイッチング素子の前記オン期間の比率の制御により混合色の色温度を可変とし、前記スイッチング周波数の制御により混合色の輝度を可変とすることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
8. 請求項１〜７のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置を備える照明器具。

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