JP5861602B2 - 電力変換システム - Google Patents

Description

本発明は、直流電源に並列接続されてかつ、スイッチング素子の開閉操作によって入力電圧を所定に変換して電力供給先に印加する複数の電力変換回路を備える電力変換システムに関する。

従来、例えば下記特許文献１に見られるように、直流電源としてのコンバータに並列接続された複数の電力変換回路（インバータ）を備える電力変換システムが知られている。詳しくは、コンバータには、インバータ駆動回路の電源となるスイッチング電源が平滑コンデンサを介して並列接続されている。そして、コンバータ及びスイッチング電源の間には、抵抗体及びヒューズが介在している。

こうした構成によれば、平滑コンデンサの充電時において平滑コンデンサに流れる突入電流を抵抗体によって低減させることができる。また、コンバータからスイッチング電源へと過電流が流れる場合にヒューズが切れることによって、過電流の流通を遮断することができる。

特開２００１−３７２３９号公報

ところで、本発明者らは、電力変換システムとして、複数の電力変換回路のそれぞれと直流電源との間に介在してかつ、複数の電力変換回路のそれぞれに対応して設けられたＬＣフィルタを備えるシステムの採用を考えた。ＬＣフィルタを備えるのは、電力変換回路の入力電圧の脈動（リップル）を低減させるためである。ここで、上記入力電圧のリップルは、以下に説明するメカニズムで発生する。

複数の電力変換回路のうち少なくとも１つの駆動に起因して直流電源及び電力変換回路間の電気経路に高調波電流が流れる。高調波電流が流れると、上記電気経路に電圧変動が生じ、これによって上記入力電圧のリップルが生じる。

ここで、上記電圧変動の周波数がＬＣフィルタの共振周波数近傍となると、ＬＣフィルタの共振によってＬＣフィルタに流れる電流が増大する。ＬＣフィルタに流れる電流が増大すると、コンデンサ等、ＬＣフィルタの構成部品の信頼性が低下するおそれがある。そしてこの場合、ＬＣフィルタによる電力変換回路の入力電圧のリップル低減効果が大きく低下し、電力変換回路の信頼性が低下するおそれもある。

こうした問題に対処すべく、例えば、上記特許文献１に記載された抵抗体やヒューズをＬＣフィルタの入力側に設けることも考えられる。しかしながら、抵抗体を設けると、直流電源から電力変換回路に電力が供給される場合、抵抗体において損失が生じるといった不都合が生じることとなる。また、ヒューズを設けると、過電流によってヒューズが切れた場合、電力変換回路に電力を供給することができなくなるといった不都合が生じることとなる。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＬＣフィルタの信頼性の低下を回避することのできる新たな電力変換システムを提供することにある。

上記課題を解決すべく、請求項１記載の発明は、直流電源（１０）に並列接続されてかつ、スイッチング素子（Ｓ￥＃：￥＝ｕ，ｖ，ｗ：＃＝ｐ，ｎ）の開閉操作によって入力電圧を所定に変換して電力供給先（２４，３６，４６）に印加する複数の電力変換回路（２０，３０，４０）と、前記複数の電力変換回路のそれぞれと前記直流電源との間に介在してかつ、該複数の電力変換回路のそれぞれに対応して設けられたＬＣフィルタ（２２，３２，４２）と、を備え、前記複数の電力変換回路のうち一部であってかつ少なくとも１つをリップル低減対象（３０，４０）とし、前記リップル低減対象に接続された前記ＬＣフィルタ（３２，４２）の共振が生じているか否かを判断する共振判断手段（３８，４８）と、前記共振判断手段によって共振が生じていると判断されたことに基づき、該共振が生じていると判断された前記ＬＣフィルタに接続された前記電力変換回路の操作によって該電力変換回路から前記電力供給先に対する供給電流（ＩＭ）を低減させる低減手段（３８，４８）と、を備えることを特徴とする。

上記発明では、共振判断手段及び低減手段を備えることで、ＬＣフィルタの共振が生じる場合であっても、上記供給電流の低減によってリップル低減対象に接続されたＬＣフィルタに流れる電流を低減させることができる。これにより、ＬＣフィルタの信頼性の低下を回避することができ、ひいては電力変換回路及び電力供給先の信頼性の低下を回避することができる。

さらに、上記発明では、例えば上記特許文献１に記載された技術とは異なり、抵抗体において損失が生じたり、ヒューズが切れることによって直流電源から電力変換回路に電力を供給できなくなったりするといった不都合の発生を回避することもできる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる操作信号の生成手法を示す図。 同実施形態にかかる電圧変動源を含む等価回路を示す図。 同実施形態にかかるダイオード及びインダクタ電流の実効値の関係を説明するための図。 同実施形態にかかるダイオード及びコンデンサ電流の実効値の関係を説明するための図。 同実施形態にかかるダイオード及びコンデンサ電流の実効値等の関係を説明するための図。 同実施形態にかかるダイオード及びコンデンサ電流の実効値等の関係を説明するための図。 同実施形態にかかるパワーセーブ処理の手順を示す流れ図。 第２の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる過熱保護処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるフェールセーフ処理の手順を示す流れ図。 第４の実施形態にかかるシステム構成図。 第５の実施形態にかかるシステム構成図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換システムを車載主機として回転機を備える車両（例えばハイブリッド車両）に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、直流電源としての高電圧バッテリ１０は、端子電圧が例えば百Ｖ以上（２８８Ｖ）となる２次電池である。なお、高電圧バッテリ１０としては、例えば、リチウムイオン２次電池やニッケル水素２次電池を用いることができる。

高電圧バッテリ１０には、主機用インバータ２０、第１の補機用インバータ３０及び第２の補機用インバータ４０が並列接続されている。詳しくは、高電圧バッテリ１０には、第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１を介して主機用ＬＣフィルタ２２が接続され、主機用ＬＣフィルタ２２には、主機用インバータ２０が接続されている。主機用インバータ２０には、車載主機としてのモータジェネレータ２４が接続され、モータジェネレータ２４の回転子には、駆動輪２６が連結されている。ちなみに、本実施形態において、主機用ＬＣフィルタ２２は、受動素子としてのコンデンサ２２ａ（例えばフィルムコンデンサ）と、配線インダクタ２２ｂとを備えて構成されている。また、本実施形態では、モータジェネレータ２４として、同期回転機（例えばＩＰＭＳＭ）を用いている。

主機用インバータ２０は、主機用ＬＣフィルタ２２の出力端子の正極側及び負極側のそれぞれをモータジェネレータ２４の端子に接続するためのスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えて構成される直流交流変換回路であり、モータジェネレータ２４に３相交流電圧を印加する。なお、本実施形態では、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎとして、ＩＧＢＴを用いている。

上記高電圧バッテリ１０には、また、第１の正極側ラインＬｐ１に接続された第２の正極側ラインＬｐ２及び第１の負極側ラインＬｎ１に接続された第２の負極側ラインＬｎ２を介して第１の補機用ＬＣフィルタ３２が接続されている。第１の補機用ＬＣフィルタ３２には、第１の補機用インバータ３０が接続されている。第１の補機用インバータ３０には、車載空調装置３４を構成する電動コンプレッサ駆動用の電動機（以下、コンプ用電動機３６）が接続されている。ちなみに、第１の補機用ＬＣフィルタ３２は、受動素子としてのコンデンサ３２ａ及びインダクタ３２ｂを備えて構成されている。また、本実施形態では、コンプ用電動機３６として、同期電動機（例えばＳＰＭＳＭ）を用いている。

第１の補機用インバータ３０は、主機用インバータ２０と同様に、第１の補機用ＬＣフィルタ３２の出力端子の正極側及び負極側のそれぞれをコンプ用電動機３６の端子に接続するためのスイッチング素子の直列接続体を３組備えて構成される直流交流変換回路であり、コンプ用電動機３６に３相交流電圧を印加する。

上記高電圧バッテリ１０には、さらに、第２の正極側ラインＬｐ２に接続された第３の正極側ラインＬｐ３及び第２の負極側ラインＬｎ２に接続された第３の負極側ラインＬｎ３を介して第２の補機用ＬＣフィルタ４２が接続されている。第２の補機用ＬＣフィルタ４２には、第２の補機用インバータ４０が接続されている。第２の補機用インバータ４０には、車載空調装置３４を構成するブロワファン駆動用の電動機（以下、ブロワ用電動機４６）が接続されている。なお、第２の補機用ＬＣフィルタ４２は、第１の補機用ＬＣフィルタ３２と同様に、受動素子としてのコンデンサ４２ａ及びインダクタ４２ｂを備えて構成されている。また、本実施形態では、ブロワ用電動機４６として、同期電動機（例えばＳＰＭＳＭ）を用いている。

第２の補機用インバータ４０は、第１の補機用インバータ３０と同様に、直流交流変換回路である。なお、本実施形態では、第１の補機用インバータ３０及び第２の補機用インバータ４０の構成は、主機用インバータ２０の構成と同様である。このため、図１では、これら補機用インバータ３０，４０の詳細な図示を省略している。

主機用インバータ２０は、マイクロコンピュータ（以下、主機用マイコン２８）によって通電操作される。詳しくは、主機用マイコン２８は、モータジェネレータ２４の制御量（例えばトルク）をその指令値に制御すべく、主機用インバータ２０を構成するスイッチング素子Ｓ￥＃（＃＝ｐ，ｎ）に対して操作信号ｇ￥＃を出力することで、これらスイッチング素子Ｓ￥＃を開閉操作する。

なお、主機用マイコン２８は、車両の走行用にモータジェネレータ２４を駆動させる駆動制御に加えて、車両の減速時において車両の運動エネルギを電気エネルギに変換して高電圧バッテリ１０に蓄積する回生制御を行うべく、主機用インバータ２０を通電操作する。

一方、第１の補機用インバータ３０は、マイクロコンピュータ（以下、第１の補機用マイコン３８）によって通電操作される。詳しくは、第１の補機用マイコン３８は、コンプ用電動機３６の制御量（例えば回転速度）をその指令値に制御すべく、主機用マイコン２８と同様に、第１の補機用インバータ３０を構成するスイッチング素子に対して操作信号を出力することで、これらスイッチング素子を開閉操作する。

また、第１の補機用マイコン３８には、第１の補機用ＬＣフィルタ３２の入力電圧に応じた電圧を検出する第１の電圧センサ３９の検出値が入力される。なお、本実施形態では、第１の電圧センサ３９として、一対の抵抗体３９ａ，３９ｂを備えたセンサを用いている。このため、第１の補機用マイコン３８には、上記検出値として、第１の補機用ＬＣフィルタ３２の入力電圧を一対の抵抗体３９ａ，３９ｂで分圧した値が入力される。

他方、第２の補機用インバータ４０は、マイクロコンピュータ（以下、第２の補機用マイコン４８）によって通電操作される。詳しくは、第２の補機用マイコン４８は、ブロワ用電動機４６の制御量（例えば回転速度）をその指令値に制御すべく、第１の補機用マイコン３８と同様に、第２の補機用インバータ４０を構成するスイッチング素子に対して操作信号を出力することで、これらスイッチング素子を開閉操作する。

また、第２の補機用マイコン４８には、第２の補機用ＬＣフィルタ４２の入力電圧に応じた電圧を検出する第２の電圧センサ４９の検出値が入力される。なお、本実施形態では、第２の電圧センサ４９として、第１の電圧センサ３９と同様に、一対の抵抗体４９ａ，４９ｂを備えたセンサを用いている。このため、第２の補機用マイコン４８には、上記検出値として、第２の補機用ＬＣフィルタ４２の入力電圧を一対の抵抗体４９ａ，４９ｂで分圧した値が入力される。

ちなみに、主機用マイコン２８、第１の補機用マイコン３８及び第２の補機用マイコン４８のそれぞれは、中央処理装置（ＣＰＵ）やメモリを備え、メモリに格納されたプログラムをＣＰＵにて実行するソフトウェア処理手段である。また、これらマイコン２８，３８，４８の処理において用いられる上記指令値は、例えば、上位の制御装置から入力される。

続いて、主機用マイコン２８によるモータジェネレータ２４の制御量の制御、第１の補機用マイコン３８によるコンプ用電動機３６の制御量の制御、及び第２の補機用マイコン４８によるブロワ用電動機４６の制御量の制御について更に説明する。本実施形態では、これらマイコン２８，３８，４８における上記処理が同様な処理であることから、主機用マイコン２８における処理を例にして説明する。

本実施形態では、モータジェネレータ２４の制御量を指令値に制御すべく、モータジェネレータ２４に印加する指令電圧（主機用インバータ２０の出力電圧の指令値）を操作する。これは、図２に示すように、周知の三角波ＰＷＭ処理によって行われる。詳しくは、まず、操作量としての３相の指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を主機用インバータ２０の入力電圧ＶＤＣで規格化した信号Ｄ￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）と、キャリア信号ｔｃとしての三角波信号との大小に基づきＰＷＭ信号ｇ￥が生成される。そして、これらＰＷＭ信号ｇ￥とＰＷＭ信号ｇ￥の論理反転信号とに基づき、デッドタイム付与処理を経て操作信号ｇ￥＃が生成される。

なお、以降、主機用インバータ２０の操作信号の生成に用いられるキャリア信号ｔｃの周波数を主機キャリア周波数と称すこととする。

ところで、主機用インバータ２０の駆動に起因してコンデンサ２２ａが充放電されることで、第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１に電流（以下、高調波電流）が流れる。これらラインＬｐ１，Ｌｎ１に高調波電流が流れることで、これらラインＬｐ１，Ｌｎ１間に電圧変動が生じる。上記電圧変動は、例えば、第１の正極側ラインＬｐ１や第１の負極側ラインＬｎ１に存在する配線インダクタに電流が流れることによってこれらラインＬｐ１，Ｌｎ１において電圧降下が生じることで生じる。ここで、先の図１には、上記電圧変動に寄与する配線インダクタ５０を例示している。

第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１間に生じる電圧変動の周波数は、主機キャリア周波数の２倍の周波数となる。これは、キャリア信号ｔｃの１周期において、主機用インバータ２０の電圧ベクトルがゼロ電圧ベクトルとなる期間が２回出現し、コンデンサ２２ａの充電期間及び放電期間のそれぞれが交互に２回ずつ出現するためである。

ちなみに、主機キャリア周波数は、モータジェネレータ２４の回転周波数よりも十分高い。このため、上記電圧変動の周波数は、モータジェネレータ２４の回転駆動に起因してモータジェネレータ２４側から高電圧バッテリ１０側へと伝達されるノイズの周波数よりも十分高い。こうした理由から、本実施形態では、主機用インバータ２０の駆動に起因して第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１に流れる電流を高調波電流と称すこととしている。

上述したメカニズムによって電圧変動が生じる状況下、上記電圧変動の周波数が、例えば、第１の補機用ＬＣフィルタ３２の共振周波数近傍となると、第１の補機用ＬＣフィルタ３２に流れる電流が増大することとなる。これにより、コンデンサ３２ａに流れる電流の実効値がコンデンサ３２ａの定格電流を超えたり、インダクタ３２ｂに流れる電流の実効値がインダクタ３２ｂの定格電流を超えたりすることで、コンデンサ３２ａやインダクタ３２ｂの信頼性が低下するおそれがある。そして、この場合、第１の補機用ＬＣフィルタ３２によって第１の補機用インバータ３０の入力電圧のリップルを低減させることができず、コンプ用電動機３６や第１の補機用インバータ３０の信頼性が低下するおそれがある。なお、第２の補機用ＬＣフィルタ４２及びこれに接続されたブロワ用電動機４６や第２の補機用インバータ４０についても同様である。

ちなみに、上述した電圧変動の発生について、主機用インバータ２０の寄与が大きいのは、モータジェネレータ２４に流れる電流の最大値がコンプ用電動機３６やブロワ用電動機４６に流れる電流の最大値よりも大きいことに起因して、コンデンサ２２ａの充放電電流がコンデンサ３２ａ，４２ａの充放電電流よりも大きくなることによる。

また、上述した電圧変動に起因する問題は、以下の事情によって顕在化したものである。つまり、本実施形態において、主機キャリア周波数は、所定範囲にて可変設定可能とされている。これは、例えば、主機用インバータ２０を構成するスイッチング素子Ｓ￥＃の過熱保護のための設定である。こうした構成を前提として、車載補機側のシステム設計時において主機キャリア周波数が未知であることにより、主機用インバータ２０の駆動に起因して生じる上記電圧変動の周波数が補機用ＬＣフィルタ３２，４２の共振周波数近傍とならないように補機用ＬＣフィルタ３２，４２を設計することが困難となる事情があった。

なお、車載補機側のシステム設計時において主機キャリア周波数を知ることができる場合であっても、上記電圧変動の周波数が補機用ＬＣフィルタ３２，４２の共振周波数近傍とならないように主機キャリア周波数を設定することはできる。ただし、この場合、使用可能な主機キャリア周波数が制約されることとなり、その結果、モータジェネレータ２４の制御を制約する等の不都合が生じる懸念がある。

上述した電圧変動に起因する問題を解決すべく、本実施形態では、以下に説明する２つの対策を採用する。

＜第１の対策：ダイオード６０の設置＞
この対策は、先の図１に示すように、第２の負極側ラインＬｎ２のうち第３の負極側ラインＬｎ３との接続点よりも高電圧バッテリ１０側に能動素子であってかつ半導体素子であるダイオード６０を設ける対策である。詳しくは、ダイオード６０のアノードは、第１の補機用ＬＣフィルタ３２側に接続され、カソードは、高電圧バッテリ１０側に接続されている。

第１の対策によれば、第１の補機用ＬＣフィルタ３２を構成するインダクタ３２ｂ及びコンデンサ３２ａ、第２の負極側ラインＬｎ２、第１の負極側ラインＬｎ１の一部、高電圧バッテリ１０、第１の正極側ラインＬｐ１の一部並びに第２の正極側ラインＬｐ２を備える第１の閉回路において、高電圧バッテリ１０の負極側から正極側へと向かう規定方向の電流の流通を遮断することができる。これにより、第１の閉回路に流れる高調波電流を低減させることができる。

また、第２の補機用ＬＣフィルタ４２を構成するインダクタ４２ｂ及びコンデンサ４２ａ、第３の負極側ラインＬｎ３、第２の負極側ラインＬｎ２の一部、第１の負極側ラインＬｎ１の一部、高電圧バッテリ１０、第１の正極側ラインＬｐ１の一部、第２の正極側ラインＬｐ２の一部並びに第３の正極側ラインＬｐ３を備える第２の閉回路において、上記規定方向の電流の流通を遮断することができる。これにより、第２の閉回路に流れる高調波電流を低減させることができる。

なお、本実施形態では、第１の閉回路及び第２の閉回路の共通部分にダイオード６０が設けられている。これは、高調波電流を低減させるための部品数を減少させるためである。加えて、上記共通部分のうち第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１以外の部分にダイオード６０が設けられている。これは、モータジェネレータ２４の回生制御時において、第１の正極側ラインＬｐ１や第１の負極側ラインＬｎ１の電流の流通が妨げられ、高電圧バッテリ１０の充電が妨げられることを回避するためである。

続いて、図３〜図７を用いて、ダイオード６０によって高調波電流を低減させることで得られる効果について、第１の補機用ＬＣフィルタ３２を例にして更に説明する。

まず、図３に、主機用インバータ２０の駆動に起因した電圧変動を交流電源に置き換えた第１の閉回路に関する等価回路を示す。なお、図中、コンデンサ３２ａに流れる電流（以下、コンデンサ電流）を「Ｉｃ」にて示し、インダクタ３２ｂに流れる電流（以下、インダクタ電流）を「ＩＬ」にて示し、コンプ用電動機３６に流れる負荷電流を「ＩＭ」にて示した。また、上記交流電源を「５２」にて示し、コンプ用電動機３６の抵抗成分を「３６ａ」にて示した。

続いて、コンプ用電動機３６に負荷電流ＩＭとして所定電流α（例えば２０Ａ）が流れる場合において、電圧変動量ΔＶｐ−ｐ及びインダクタ電流ＩＬの実効値の関係を図４に示し、電圧変動量ΔＶｐ−ｐ及びコンデンサ電流Ｉｃの実効値の関係を図５に示す。ここで、電圧変動量ΔＶｐ−ｐは、第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１間の電位差Ｖｓの最大値及び最小値の差の絶対値である。

図４及び図５に示すように、ダイオード６０が設けられない場合、電圧変動量ΔＶｐ−ｐが大きくなるほど、インダクタ電流ＩＬの実効値及びコンデンサ電流Ｉｃの実効値が大きくなる。すなわち、第１の補機用ＬＣフィルタ３２の共振によってインダクタ電流ＩＬ及びコンデンサ電流Ｉｃの実効値が増大することで、インダクタ３２ｂ及びコンデンサ３２ａの信頼性が低下するおそれがある。なお、こうした問題に対処すべく、例えば、コンデンサ３２ａのキャパシタンスを大きくする場合には、コンデンサ３２ａの大型化を招くこととなる。

これに対し、図４及び図５に示すように、ダイオード６０が設けられる場合、電圧変動量ΔＶｐ−ｐが大きくなるときであっても、インダクタ電流ＩＬの実効値及びコンデンサ電流Ｉｃの実効値は、負荷電流ＩＭに応じて定まる所定の電流値に収束する。上記所定の電流値は、負荷電流ＩＭが大きくなるほど大きくなる。

すなわち、第１の補機用ＬＣフィルタ３２の共振が生じる場合であっても、高調波電流の低減によってインダクタ電流ＩＬ及びコンデンサ電流Ｉｃの実効値を低減させることができる。これは、図６（ａ）に実線にて示すように、第１の閉回路において規定方向に流れるインダクタ電流ＩＬを遮断することで、図６（ｂ）に実線にて示すように、第１の閉回路において規定方向に流れるコンデンサ電流Ｉｃを遮断することができるためである。なお、図６（ａ）は、インダクタ電流ＩＬの推移を示し、図６（ｂ）は、コンデンサ電流Ｉｃの推移を示す。

なお、インダクタ電流ＩＬの実効値及びコンデンサ電流Ｉｃの実効値が負荷電流ＩＭに応じて定まるのは、以下の理由による。図６（ｂ）に示すように、コンデンサ電流Ｉｃの１周期ＴＣにおいて、コンデンサ３２ａに蓄えられる電気エネルギと、コンデンサ３２ａから放出される電気エネルギとは略同一である。このため、コンデンサ電流Ｉｃの１周期ＴＣにおいて、第１の閉回路にて規定方向とは逆方向に流れるコンデンサ電流Ｉｃ及び「０」で囲まれる面積「Ｓｐ」と、第１の閉回路にて規定方向に流れるコンデンサ電流Ｉｃ及び「０」で囲まれる面積「Ｓｎ」とが同一となる。そして、上記面積「Ｓｎ」が負荷電流ＩＭとしての所定電流αに応じて定まることから、コンデンサ電流Ｉｃの実効値が負荷電流ＩＭに応じて定まることとなる。その結果、インダクタ電流ＩＬの実効値も負荷電流ＩＭに応じて定まることとなる。

ちなみに、電圧変動量ΔＶｐ−ｐが小さい領域では、インダクタ電流ＩＬの実効値及びコンデンサ電流Ｉｃの実効値の低減効果が得られていない（コンデンサ電流Ｉｃについては、先の図５参照）。これは、図７（ａ）に示すように、電圧変動量ΔＶｐ―ｐが小さいと、ダイオード６０が設けられない場合であっても第１の閉回路において上記規定方向にインダクタ電流ＩＬが流れず、図７（ｂ）に示すように、コンデンサ電流Ｉｃが負荷電流ＩＭによって制限されないことによる。なお、図７（ａ）及び図７（ｂ）は、先の図６（ａ）及び図６（ｂ）に対応している。

＜第２の対策：パワーセーブ処理＞
上記処理は、第１の補機用マイコン３８及び第２の補機用マイコン４８のそれぞれによって実行され、コンプ用電動機３６やブロワ用電動機４６に対する負荷電流を低減させる処理である。この処理によれば、第１の補機用インバータ３０及び第２の補機用インバータ４０を構成するスイッチング素子やダイオード６０等の半導体素子の信頼性の低下を回避することができる。ちなみに、第１の補機用マイコン３８及び第２の補機用マイコン４８によって実行されるパワーセーブ処理の内容は同様である。このため、本実施形態では、以降、パワーセーブ処理について、第１の補機用マイコン３８を例にして説明する。

本実施形態では、インダクタ電流ＩＬ及びコンデンサ電流Ｉｃを低減させるべく、ダイオード６０が設けられている。なお、ダイオード６０に流れる電流は、上記インダクタ電流ＩＬと同じである。

ここで、ダイオード６０の設置によってインダクタ電流ＩＬは低減できるものの、インダクタ電流ＩＬのピーク値がダイオード６０や第１の補機用インバータ３０を構成するスイッチング素子の許容上限電流を超えることがある。この場合、ダイオード６０や上記スイッチング素子の信頼性が低下するおそれがある。このため、上記パワーセーブ処理を行うことで、インダクタ電流ＩＬのピーク値を更に低減させ、ダイオード６０や上記スイッチング素子の信頼性の低下の回避を図る。

図８に、パワーセーブ処理の手順を示す。この処理は、第１の補機用マイコン３８によって例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、第１の電圧センサ３９の検出値に基づき、上記電圧変動量ΔＶｐ−ｐが規定値Ｖα以上となったか否かを判断する。この処理は、第１の補機用ＬＣフィルタ３２の共振が生じているか否かを判断するための処理である。ここで、上記電圧変動量Ｖｐ−ｐは、第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１間の電位差Ｖｓの直近の極大値及び極小値の差の絶対値として算出すればよい。また、上記規定値Ｖαは、第１の補機用ＬＣフィルタ３２の共振が生じているか否かを判別可能な値に設定されている。なお、図８のステップＳ１０において、実線にて上記電位差Ｖｓの推移を示し、一点鎖線にて高電圧バッテリ１０の端子電圧「Ｖｐｎ」を示している。

ステップＳ１０において肯定判断された場合には、第１の補機用ＬＣフィルタ３２の共振が生じていると判断し、ステップＳ１２に進む。ステップＳ１２では、コンプ用電動機３６の制御量の指令値Ｎｒ＊を低下させる処理を行う。これにより、コンプ用電動機３６に対する負荷電流ＩＭが低減され、インダクタ電流ＩＬのピーク値を更に低減させることができる。ちなみに、指令値Ｎｒ＊の低下は、例えば、指令値Ｎｒを制限するための上限ガード値を低下させることで行えばよい。ここで、上限ガード値は、例えば、電圧変動量ΔＶｐ−ｐが大きいほど小さく設定すればよい。なお、電圧変動量ΔＶｐ−ｐが過度に大きい場合、例えば、冷凍サイクルにおける冷媒の循環の停止が許容されるなら、上記指令値Ｎｒ＊を「０」として負荷電流を「０」とさせることも可能である。

なお、上記ステップＳ１０において否定判断された場合や、ステップＳ１２の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られる。

（１）第１の閉回路及び第２の閉回路にダイオード６０を設けた。このため、第１の補機用ＬＣフィルタ３２及び第２の補機用ＬＣフィルタ４２の共振が生じる場合であっても、第１の閉回路及び第２の閉回路に流れる高調波電流を低減させることができる。これにより、これら補機用ＬＣフィルタ３２，４２の信頼性の低下を好適に回避することができ、ひいては第１の補機用インバータ３０、コンプ用電動機３６、第２の補機用インバータ４０及びブロワ用電動機４６の信頼性の低下を回避することができる。

さらに、本実施形態によれば、第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１における電圧変動に起因した高調波電流のみならず、主機用インバータ２０のスイッチング素子Ｓ￥＃の開閉操作に起因して主機用インバータ２０側から伝達されるノイズも低減させることができる。

（２）第１の補機用ＬＣフィルタ３２及び第２の補機用ＬＣフィルタ４２の共振が生じていると判断された場合、コンプ用電動機３６及びブロワ用電動機４６の制御量の指令値を低下させるパワーセーブ処理を行った。これにより、ダイオード６０及び補機用インバータ３０，４０を構成するスイッチング素子等の半導体素子の信頼性の低下を好適に回避することができる。

これに対し、例えば、上記特許文献１に記載された抵抗体やヒューズを補機用ＬＣフィルタ３２，４２の入力側に設けると、抵抗体において損失が生じたり、過電流によってヒューズが切れた場合に車載補機を駆動できなくなったりするおそれがある。

（３）第１の補機用ＬＣフィルタ３２の共振判断に第１の電圧センサ３９の検出値を用い、また、第２の補機用ＬＣフィルタ４２の共振判断に第２の電圧センサ４９の検出値を用いた。このため、外部信号（例えば、主機用マイコン２８から伝達された主機用キャリア周波数）を用いて共振を判断する構成と比較して、外部信号を第１の補機用マイコン３８や第２の補機用マイコン４８に伝達する信号経路が不要になる等、電力変換システムを設計する際に生じる制約を緩和することなどが期待できる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、高調波電流低減用のダイオードの過熱保護処理を行う。

図９に、本実施形態にかかるシステムの全体構成を示す。なお、図９において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、第２の負極側ラインＬｎ２のうち第３の負極側ラインＬｎ３との接続点よりも第１の補機用ＬＣフィルタ３２側には、第１のダイオード６６が設けられている。詳しくは、第１のダイオード６６のアノードは、第１の補機用ＬＣフィルタ３２側に接続され、カソードは、高電圧バッテリ１０側に接続されている。

また、第３の負極側ラインＬｎ３には、第２のダイオード６８が接続されている。詳しくは、第２のダイオード６８のアノードは、第２の補機用ＬＣフィルタ４２側に接続され、カソードは、高電圧バッテリ１０側に接続されている。

ちなみに、本実施形態において、第１の閉回路及び第２の閉回路のそれぞれにダイオードを各別に設ける構成としているのは、第１のダイオード６６及び第２のダイオード６８のうちいずれかが故障した場合であっても、ダイオードの故障がコンプ用電動機３６及びブロワ用電動機４６のうち正常なダイオードに対応した車載補機の駆動に及ぼす影響を除去するためである。

第１のダイオード６６付近には、このダイオードの温度を検出する第１の温度センサ７０が設けられている。第１の温度センサ７０の検出値ＴＤ１は、第１の補機用マイコン３８に入力される。

また、第２のダイオード６８付近には、このダイオードの温度を検出する第２の温度センサ７２が設けられている。第２の温度センサ７２の検出値ＴＤ２は、第２の補機用マイコン４８に入力される。なお、上記温度センサ７０，７２としては、半導体素子としての感温ダイオードや、測温抵抗体（サーミスタ）を用いることができる。

続いて、上記過熱保護処理について説明する。

この処理は、第１の補機用マイコン３８及び第２の補機用マイコン４８のそれぞれによって実行される。なお、第１の補機用マイコン３８及び第２の補機用マイコン４８のそれぞれによって実行される過熱保護処理は同様である。このため、本実施形態では、以降、第１の補機用マイコン３８を例にして説明する。

図１０に、過熱保護処理の手順を示す。この処理は、第１の補機用マイコン３８によって例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１４において、第１の温度センサ７０によって検出された第１のダイオード６６の温度ＴＤ１が規定温度Ｔα以上となったか否かを判断する。ここで、規定温度Ｔαは、例えば、第１のダイオード６６の信頼性を維持可能な第１のダイオード６６の温度の上限値に設定されている。

ステップＳ１４において肯定判断された場合には、第１のダイオード６６が過熱状態であると判断し、ステップＳ１６に進む。ステップＳ１６では、指令値Ｎｒ＊を低下させる処理を行う。具体的には、指令値Ｎｒ＊の低下によって、第１のダイオード６６に流れる電流値を「０」よりも大きい電流値まで低減させたり、第１のダイオード６６に流れる電流値を「０」としたりする。これにより、第１のダイオード６６に流れる電流のピーク値が低減され、第１のダイオード６６を過熱から保護することができる。

なお、上記ステップＳ１４において否定判断された場合や、ステップＳ１６の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１の実施形態で説明した（１）〜（３）の効果に加えて、第１のダイオード６６や第２のダイオード６８の信頼性の低下をより好適に回避できるといった効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、第１のダイオード６６及び第２のダイオード６８の短絡判断処理を含むフェールセーフ処理を行う。

図１１に、本実施形態にかかるシステムの全体構成を示す。なお、図１１において、先の図９に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。また、図１１では、第１の温度センサ７０及び第２の温度センサ７２の図示を省略している。

図示されるように、第１の補機用マイコン３８は、第１のダイオード６６の端子間電圧ＶＤ１を検出する機能を有しており、第２の補機用マイコン４８は、第２のダイオード６８の端子間電圧ＶＤ２を検出する機能を有している。

続いて、第１の補機用マイコン３８及び第２の補機用マイコン４８のそれぞれによって実行される上記フェールセーフ処理について説明する。なお、第１の補機用マイコン３８及び第２の補機用マイコン４８のそれぞれによって実行される上記処理は同様である。このため、本実施形態では、以降、第１の補機用マイコン３８を例にして説明する。

図１２に、上記フェールセーフ処理の手順を示す。この処理は、第１の補機用マイコン３８によって例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１８において、第１のダイオード６６の端子間電圧ＶＤ１が「０」であるか否かを判断する。この処理は、第１のダイオード６６に短絡故障が生じているか否かを判断するための処理である。

ステップＳ１８において肯定判断された場合には、ステップＳ２０に進み、第１のダイオード６６の短絡故障が生じた旨を上記上位の制御装置に通知する通知処理を行う。ここで、通知処理は、具体的には例えば、第１の補機用マイコン３８から上記制御装置に対して短絡故障が生じている旨のダイアグ信号を出力することで行えばよい。これにより、上記制御装置において、短絡故障が生じている旨をユーザに報知する処理などが行われる。

続くステップＳ１０において第１の補機用ＬＣフィルタ３２の共振が生じていると判断された場合には、ステップＳ２２に進む。ステップＳ２２では、主機用マイコン２８に対して主機キャリア周波数ｆｃｍの変更を指示する処理を行う。具体的には、主機キャリア周波数ｆｃｍの２倍の周波数と第１の補機用ＬＣフィルタ３２の共振周波数との差の絶対値が所定の閾値（＞０）以上となるように主機キャリア周波数ｆｃｍの変更を指示する。これにより、第１の正極側ラインＬｐ１及び第１の負極側ラインＬｎ１間の電圧変動の周波数を第１の補機用ＬＣフィルタ３２の共振周波数から大きくずらすことができるため、第１のダイオード６６の短絡故障時においても第１の補機用ＬＣフィルタ３２の共振を回避することができる。

なお、上記ステップＳ１８、Ｓ１０において否定判断された場合や、ステップＳ２２の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、上記第２の実施形態で得られた効果に加えて、更に以下の効果が得られる。

（４）第１のダイオード６６（第２のダイオード６８）に短絡故障が生じていると判断された場合、主機キャリア周波数ｆｃｍの変更を指示した。これにより、第１のダイオード６６（第２のダイオード６８）に短絡故障が生じる場合であっても、第１の補機用ＬＣフィルタ３２（第２の補機用ＬＣフィルタ４２）の共振を回避することができる。

（５）第１のダイオード６６（第２のダイオード６８）に短絡故障が生じていると判断された場合、その旨を上位の制御装置に通知する通知処理を行った。これにより、その後、ユーザに適切な対応をとらせることなどが期待できる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、高調波電流を低減させるための構成を変更する。

図１３に、本実施形態にかかるシステムの全体構成を示す。なお、図１３において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、第２の負極側ラインＬｎ２のうち第３の負極側ラインＬｎ３との接続点よりも高電圧バッテリ１０側には、能動素子であるＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、遮断用スイッチング素子７４）が設けられている。詳しくは、遮断用スイッチング素子７４のソースは、第１の補機用ＬＣフィルタ３２側に接続され、ドレインは、高電圧バッテリ１０側に接続されている。

遮断用スイッチング素子７４のソースには、操作手段としてのコンパレータ７６の非反転入力端子が接続され、ドレインには、コンパレータ７６の反転入力端子が接続されている。また、コンパレータ７６の出力端子には、遮断用スイッチング素子７４のゲートが接続されている。

こうした構成によれば、遮断用スイッチング素子７４及びコンパレータ７６は、第１の閉回路や第２の閉回路において規定方向の電流の流通を遮断する同期整流手段として機能することとなる。詳しくは、第１の閉回路を例にして説明すると、第１の閉回路において規定方向とは逆方向に電流が流れる場合、コンパレータ７６の出力信号の論理が「Ｈ」となることで、遮断用スイッチング素子７４が閉操作される。一方、第１の閉回路において規定方向に電流が流れる場合、コンパレータ７６の出力信号の論理が「Ｌ」となることで、遮断用スイッチング素子７４が開操作される。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１の実施形態で説明した（１）〜（３）の効果を得ることができる。

さらに、本実施形態によれば、高調波電流低減用の部品を追加したことによって電力変換システムで生じる電力損失を低減することもできる。これは、遮断用スイッチング素子７４の導通損失が上記第１の実施形態で説明したダイオード６０の導通損失よりも十分小さいことによる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、高調波電流低減用のダイオードの設置態様を変更する。詳しくは、図１４に示すように、第２の正極側ラインＬｐ２のうち第３の正極側ラインＬｐ３との接続点よりも高電圧バッテリ１０側にダイオード７８を設ける。詳しくは、ダイオード７８のアノードは、高電圧バッテリ１０側に接続され、カソードは、第１の補機用ＬＣフィルタ３２側に接続されている。なお、図１４において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１の実施形態で説明した（１）〜（３）の効果を得ることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・「第２の低減手段」としては、上記第２の実施形態に例示したものに限らない。例えば、第１の補機用マイコン３８及び第２の補機用マイコン４８よりも上位の制御装置において過熱保護処理を行ってもよい。この場合、例えば、上記第１の実施形態の図１に示した構成において、ダイオード６０の温度を検出する温度センサの検出値が上記制御装置に入力されるとする。こうした構成において、過熱保護処理として、上位の制御装置から第１の補機用マイコン３８や第２の補機用マイコン４８に対して出力される制御量の指令値を低下させる処理を行えばよい。これにより、第１の補機用マイコン３８及び第２の補機用マイコン４８のいずれか、又はこれら補機用マイコン３８，４８の協働によってダイオード６０に流れる電流を低減させることができる。

また、「第２の低減手段」としては、以下に説明するものであってもよい。図１の構成において、第１の補機用マイコン３８、第２の補機用マイコン４８及び主機用マイコン２８間で互いに情報伝達が可能であるとする。こうした構成において、例えば、第１の補機用マイコン３８において第１の補機用ＬＣフィルタ３２の共振が生じていると判断された場合、ブロワ用電動機４６の制御量の指令値やモータジェネレータ２４の制御量の指令値の低下が許容されるなら、第２の補機用マイコン４８においてブロワ用電動機４６の制御量の指令値を低下させたり、主機用マイコン２８においてモータジェネレータ２４の制御量の指令値を低下させたりしてもよい。この場合であっても、ダイオード６０に流れる電流を低減させることができる。

・「共振判断手段」としては、上記第１の実施形態に例示したものに限らない。例えば、主機用マイコン２８から第１の補機用マイコン３８及び第２の補機用マイコン４８に主機キャリア周波数ｆｃｍに関する信号を伝達可能な構成において、主機キャリア周波数ｆｃｍの２倍の周波数が補機用ＬＣフィルタの共振周波数近傍となったと判断された場合に共振が生じていると判断してもよい。

また、例えば、電圧センサの検出値に基づき、補機用インバータの入力電圧の実効値が閾値以上となったと判断された場合、補機用ＬＣフィルタの共振が生じていると判断してもよい。ここで、上記閾値は、共振が生じているか否かを判別可能な値に設定されている。

さらに、「共振判断手段」としては、補機用ＬＣフィルタの入力電圧に基づき共振の有無を判断するものに限らず、正極側ラインＬｐ２，Ｌｐ３や負極側ラインＬｎ２，Ｌｎ３に流れる電流に基づき共振の有無を判断するものであってもよい。この場合、電流の検出値、電流の検出値の変動量、又は電流の検出値の実効値が所定以上となったと判断された場合に共振していると判断すればよい。ここで、電流の検出手法としては、例えば、電流センサ（例えば、抵抗体やホール素子型電流センサ）や、ＭＯＳＦＥＴ等を用いた手法が挙げられる。具体的には、抵抗体を用いた手法について説明すると、例えば、上記第１の実施形態において、第２の負極側ラインＬｎ２のうち第３の負極側ラインＬｎ３との接続点よりも高電圧バッテリ１０側に抵抗体を設け、抵抗体の端子間電圧に基づき電流を検出すればよい。

また、ＭＯＳＦＥＴを用いた手法について説明すると、例えば、上記第４の実施形態において、遮断用スイッチング素子７４の端子間電圧（ドレイン及びソース間電圧）に基づき電流を検出すればよい。ここでは、電流検出用のＭＯＳＦＥＴを、単一のＭＯＳＦＥＴ（遮断用スイッチング素子７４）とせず、第１の補機用ＬＣフィルタ３２及び第２の補機用ＬＣフィルタ４２のそれぞれの入力側に各別に設けてもよい。ちなみに、抵抗体や、ＭＯＳＦＥＴ等を用いた上述した手法を採用する場合、第１の電圧センサ３９（第２の電圧センサ４９）が不要となる。

・「処理手段」としては、上記第３の実施形態に例示したものに限らない。例えば、先の図１２においてステップＳ１０の処理を除去してもよい。また、例えば、以下に説明するものであってもよい。

先の図１１において第１の補機用ＬＣフィルタ３２を例にして説明する。ここでは、コンデンサ３２ａを第１のコンデンサと称し、インダクタ３２ｂを第１のインダクタと称すこととする。第１のインダクタ３２ｂに第２のインダクタを直列接続し、第２のインダクタに迂回経路を並列接続する。そして、この迂回経路に、この経路を開閉する第１のスイッチング素子（例えばＭＯＳＦＥＴ）を設ける。一方、第１のコンデンサ３２ａに第２のコンデンサ及び第２のスイッチング素子（例えばＭＯＳＦＥＴ）の直列接続体を並列接続する。なお、第１，第２のスイッチング素子は、第１の補機用マイコン３８によって開閉操作される。

こうした構成において、第１のダイオード６６の短絡故障等が生じない通常時には、第１のスイッチング素子が閉操作されてかつ、第２のスイッチング素子が開操作される。一方、先の図１２のステップＳ１０において肯定判断された場合、第１のスイッチング素子が開操作に切り替えられてかつ、第２のスイッチング素子が閉操作に切り替えられる。これにより、第１の補機用ＬＣフィルタ３２のフィルタ特性を定めるインダクタンス及びキャパシタンスが大きくなり、第１の補機用ＬＣフィルタ３２の共振周波数を低周波数側にずらすことができる。

・「能動素子」としては、例えばサイリスタであってもよい。

・「遮断手段」としては、上記第４の実施形態に例示したものに限らず、例えば以下に説明するものであってもよい。先の図１３において、第２の負極側ラインＬｎ２のうち第３の負極側ラインＬｎ３との接続点及び遮断用スイッチング素子７４の間に抵抗体（シャント抵抗）を設ける。そして、シャント抵抗の両端のうち第１の補機用ＬＣフィルタ３２側をコンパレータ７６の非反転入力端子に接続し、遮断用スイッチング素子７４側をコンパレータ７６の反転入力端子に接続する。この場合であっても、第１の閉回路や第２の閉回路の電流流通方向を検出して遮断用スイッチング素子７４を開閉操作することができるため、同期整流を行うことができる。

また、遮断用スイッチング素子７４及びコンパレータ７６を、第２の正極側ラインＬｐ２のうち第３の正極側ラインＬｐ３との接続点よりも高電圧バッテリ１０側に設けてもよい。

さらに、上記第２の実施形態の図９において、上記第４の実施形態で説明した遮断用スイッチング素子及びコンパレータを第１の閉回路及び第２の閉回路のそれぞれに各別に設けてもよい。この場合、例えば、遮断用スイッチング素子のゲート信号にノイズが混入することによって遮断用スイッチング素子の誤作動が生じる場合であっても、この誤作動がコンプ用電動機３６及びブロワ用電動機４６のうち誤作動が生じていない遮断用スイッチング素子に対応した車載補機の駆動に及ぼす影響を除去できる。

・上記各実施形態において、高調波電流低減用のダイオードが備えられていなくてもよい。この場合、例えば上記第１の実施形態において、ダイオード６０等の半導体素子に加えて、補機用ＬＣフィルタをパワーセーブ処理によって保護することの重要性が高まる。

・キャリア信号としては、三角波信号に限らず、例えばのこぎり波信号であってもよい。

・「車載補機」としては、コンプ用電動機３６やブロワ用電動機４６に限らない。例えば、ハンドルの操作をアシストするための電動パワーステアリング装置を構成する電動機であってもよい。また、例えば、車載主機として回転機に加えて内燃機関を備える車両において、内燃機関の冷却水を循環させるウォータポンプに内蔵される電動機であってもよい。さらに、「車載補機」としては、電動機に限らず、通電によって発熱するヒータであってもよい。

・「直流電源」としては、高電圧バッテリ１０に限らず、例えば、交流電源（例えば商用電源）及び交流電源の出力を整流する整流手段（例えば、コンバータや全波整流回路）を備えて構成される電源であってもよい。

・高電圧バッテリ１０に並列接続されるインバータとしては、３つに限らず、２つ又は４つ以上であってもよい。なお、インバータの並列接続数を３つ以上とする場合、複数のインバータのそれぞれに接続される負荷のうち定格出力が他の負荷よりも大きい負荷（モータジェネレータ）が複数であってもよい。すなわち、入力電圧のリップルが増大する要因が複数存在してもよい。

・主機用ＬＣフィルタ２２を構成するインダクタとしては、配線インダクタに限らず、受動素子としてのインダクタであってもよい。また、第１の補機用ＬＣフィルタ３２や第２の補機用ＬＣフィルタ４２を構成するインダクタとしては、受動素子としてのインダクタに限らず、配線インダクタであってもよい。

・「電力変換回路」としては、その出力端子を電力供給先としての負荷（モータジェネレータ２４、コンプ用電動機３６、ブロワ用電動機４６）の端子に接続する直流交流変換回路に限らない。例えば、高電圧バッテリ１０の電圧を降圧して電力供給先としての車載補機バッテリに出力する降圧コンバータであってもよい。この場合であっても、降圧コンバータを含む複数の電力変換回路が直流電源に並列接続される構成において、これら電力変換回路のそれぞれの入力側にＬＣフィルタが接続されることがあるなら、例えば降圧コンバータの備えるスイッチング素子の開閉操作に起因して、ＬＣフィルタの共振が生じるおそれがある。このとき、複数の電力変換回路のうち一部に接続されたＬＣフィルタの信頼性が低下する懸念があるため、負荷電流の低減によってＬＣフィルタに流れる電流を低減させる本発明の適用が有効である。

・本発明の適用対象としては、車両に限らない。

１０…高電圧バッテリ、２０…主機用インバータ、２２…主機用ＬＣフィルタ、２４…モータジェネレータ、３０…第１の補機用インバータ、３２…第１の補機用ＬＣフィルタ、３６…コンプ用電動機、３８…第１の補機用マイコン、４０…第２の補機用インバータ、４２…第２の補機用ＬＣフィルタ、４６…ブロワ用電動機、４８…第２の補機用マイコン、Ｓ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ：＃＝ｐ，ｎ）…スイッチング素子。

Claims (12)

1. 直流電源（１０）に並列接続されてかつ、スイッチング素子（Ｓ￥＃：￥＝ｕ，ｖ，ｗ：＃＝ｐ，ｎ）の開閉操作によって入力電圧を所定に変換して電力供給先（２４，３６，４６）に印加する複数の電力変換回路（２０，３０，４０）と、
   前記複数の電力変換回路のそれぞれと前記直流電源との間に介在してかつ、該複数の電力変換回路のそれぞれに対応して設けられたＬＣフィルタ（２２，３２，４２）と、
   を備え、
   前記複数の電力変換回路のうち一部であってかつ少なくとも１つをリップル低減対象（３０，４０）とし、
   前記リップル低減対象に接続された前記ＬＣフィルタ（３２，４２）の共振が生じているか否かを判断する共振判断手段（３８，４８）と、
   前記共振判断手段によって共振が生じていると判断されたことに基づき、該共振が生じていると判断された前記ＬＣフィルタに接続された前記電力変換回路の操作によって該電力変換回路から前記電力供給先に対する供給電流（ＩＭ）を低減させる低減手段（３８，４８）と、
   を備えることを特徴とする電力変換システム。
2. 前記リップル低減対象に接続された前記ＬＣフィルタと、前記直流電源とを備える閉回路において、該直流電源の負極側から正極側へと向かう規定方向の電流の流通を遮断する遮断手段（６０，６６，６８，７４，７６，７８）を更に備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換システム。
3. 前記遮断手段は、前記閉回路に設けられてかつ前記規定方向の電流の流通を遮断可能な能動素子（６０，６６，６８，７４，７８）を備えることを特徴とする請求項２記載の電力変換システム。
4. 前記能動素子は、前記閉回路を開閉すべく開閉操作される遮断用スイッチング素子（７４）であり、
   前記遮断手段は、前記閉回路において前記規定方向とは逆方向に電流が流れる場合に前記遮断用スイッチング素子を閉操作し、該閉回路において前記規定方向に電流が流れる場合に前記遮断用スイッチング素子を開操作する操作手段（７６）を更に備えることを特徴とする請求項３記載の電力変換システム。
5. 前記能動素子は、通電操作によらず前記規定方向の電流の流通を遮断する遮断素子（６０，６６，６８，７８）であることを特徴とする請求項３記載の電力変換システム。
6. 前記低減手段を第１の低減手段とし、
   前記能動素子の温度を検出する温度検出手段（７０，７２）と、
   前記温度検出手段によって検出された温度（ＴＤ１）が規定温度（Ｔα）以上になったか否かを判断する温度判断手段（３８，４８）と、
   前記温度判断手段によって前記規定温度以上になったと判断されたことに基づき、前記閉回路を構成する前記ＬＣフィルタに接続された前記電力変換回路の操作によって前記能動素子に流れる電流を低減させる第２の低減手段と、
   を更に備えることを特徴とする請求項３〜５のいずれか１項に記載の電力変換システム。
7. 前記能動素子に短絡故障が生じたか否かを判断する故障判断手段（３８，４８）と、
   前記故障判断手段によって短絡故障が生じていると判断されたことに基づき、前記直流電源及び前記電力変換回路間の電気経路（Ｌｐ１，Ｌｎ１）における電圧変動の周波数と前記ＬＣフィルタの共振周波数とをずらす処理を行う処理手段（３８，４８）と、
   を更に備えることを特徴とする請求項３〜６のいずれか１項に記載の電力変換システム。
8. 前記複数の電力変換回路のうち前記リップル低減対象以外の電力変換回路の少なくとも１つ（２０）を構成する前記スイッチング素子（Ｓ￥＃）は、キャリア信号（ｔｃ）及び所定値（Ｄ￥）の大小比較に基づき開閉操作され、
   前記処理手段は、前記ずらす処理を、前記キャリア信号の周波数（ｆｃｍ）の変更を指示することで行うことを特徴とする請求項７記載の電力変換システム。
9. 前記能動素子に短絡故障が生じたか否かを判断する故障判断手段（３８，４８）と、
   前記故障判断手段によって短絡故障が生じていると判断されたことに基づき、その旨を外部に通知する通知手段（３８，４８）を更に備えることを特徴とする請求項３〜８のいずれか１項に記載の電力変換システム。
10. 前記共振判断手段は、前記リップル低減対象に接続された前記ＬＣフィルタの入力電圧の変動量（ΔＶｐ−ｐ）が規定値（Ｖα）以上となったことに基づき、前記共振が生じていると判断することを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換システム。
11. 前記電力変換回路は、直流交流変換回路（２０，３０，４０）であり、
    前記リップル低減対象には、前記電力供給先としての車載補機（３６，４６）が接続され、
    前記複数の電力変換回路のうち前記リップル低減対象以外の電力変換回路（２０）には、前記電力供給先としての主機回転機（２４）が接続されていることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換システム。
12. 前記車載補機の制御量をその指令値（Ｎｒ＊）に制御すべく前記電力変換回路を操作する手段（３８，４８）を更に備え、
    前記低減手段は、前記指令値を低下させることで前記供給電流を低減させることを特徴とする請求項１１記載の電力変換システム。

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