JP5723667B2 - ラダーフィルタ、分波器及びモジュール - Google Patents

Description

本発明はラダーフィルタ、分波器及びモジュールに関する。

近年、移動体通信システムの発展に伴い、携帯電話、携帯情報端末等が急速に普及している。このため高周波用フィルタへの需要が拡大しており、特に小型で特性が急峻であるフィルタが要求されている。フィルタには、新たな通信方式及び使用に対応するため、減衰極の生成、及び広い帯域での抑圧が要求されている。このようなフィルタとして、例えば複数の共振子を接続したラダーフィルタが用いられることがある。また、複数のフィルタを備える分波器、又はモジュール等においては、例えば送信フィルタと受信フィルタ間で、互いの通過帯域において高い抑圧を得ることが求められる。フィルタの特性を調整するため、インダクタを備えるフィルタが提案されている。

特許文献１には、共振子にＬＣ共振回路を並列接続した発明が記載されている。特許文献２には、インダクタを接続したラダーフィルタが記載されている。このような技術によれば、通過帯域外に減衰極を生成することができる。

特開平６−３５０３９０号公報 特開平１１−５５０６７号公報

しかしながら従来の技術では、広帯域において高い抑圧を得ることが困難となることがある。本発明は上記課題に鑑み、広帯域において高い抑圧を得ることが可能なラダーフィルタ、分波器及びモジュールを提供することを目的とする。

本発明は、入力端子と出力端子との間に直列接続された、１又は複数の直列共振子と、前記１又は複数の直列共振子と並列接続された、１又は複数の並列共振子と、前記１又は複数の直列共振子と前記入力端子又は前記出力端子との間に直列接続された付加共振子と、前記付加共振子と直列接続されたインダクタと、を具備し、前記付加共振子の共振周波数は、前記１又は複数の直列共振子各々の反共振周波数より高く、前記付加共振子と前記インダクタとが形成する共振回路の共振周波数は、前記１又は複数の直列共振子の反共振周波数と前記１又は複数の並列共振子の共振周波数の間に形成される通過帯域内に位置することを特徴とするラダーフィルタである。本発明によれば、広帯域において高い抑圧を得ることができる。また、通過帯域における損失を低減することができる。

本発明は、入力端子と出力端子との間に直列接続された、１又は複数の直列共振子と、前記１又は複数の直列共振子と並列接続された、１又は複数の並列共振子と、前記１又は複数の直列共振子と前記入力端子又は前記出力端子との間に直列接続された付加共振子と、前記付加共振子と直列接続されたインダクタと、を具備し、前記付加共振子の反共振周波数は、前記１又は複数の並列共振子各々の共振周波数より低く、かつ前記１又は複数の直列共振子各々の反共振周波数より低く、前記付加共振子と前記インダクタとが形成する共振回路の共振周波数は、前記１又は複数の直列共振子の反共振周波数と前記１又は複数の並列共振子の共振周波数の間に形成される通過帯域内に位置することを特徴とするラダーフィルタである。本発明によれば、広帯域において高い抑圧を得ることができる。また、通過帯域における損失を低減することができる。

上記構成において、前記直列共振子、前記並列共振子及び前記付加共振子は、弾性表面波共振子、ラブ波共振子、ラム波共振子、又は弾性境界波共振子のいずれかであり、前記付加共振子の共振周波数ｆ_ｒｘは、前記通過帯域の高周波数端の周波数ｆ_ｕｐとの間に、
ｆ_ｒｘ＞ｆ_ｕｐ×１．１３８
の関係を満たす構成とすることができる。この構成によれば、周波数特性の劣化は抑制される。

本発明は上記ラダーフィルタを、少なくとも１つ具備する分波器である。本発明によれば、広帯域において高い抑圧を得ることができる。

上記構成において、第１のフィルタと、前記第１のフィルタより高周波数側に通過帯域を有する第２のフィルタと、を具備し、前記第１のフィルタが前記ラダーフィルタである構成とすることができる。この構成によれば、フィルタ間の混信を抑制することができる。

本発明は、上記ラダーフィルタを、少なくとも１つ具備するモジュールである。本発明によれば、広帯域において高い抑圧を得ることができる。

本発明によれば、広帯域において高い抑圧を得ることが可能なラダーフィルタ、分波器及びモジュールを提供することができる。

図１（ａ）は直列共振子の構成図であり、図１（ｂ）は並列共振子の構成図であり、図１（ｃ）は直列共振子及び直列共振子の通過特性を示す図である。 図２（ａ）は１段ラダーフィルタの構成図であり、図２（ｂ）は１段ラダーフィルタの通過特性を示す図である。 図３（ａ）は高周波側に減衰極を形成するラダーフィルタの構成図であり、図３（ｂ）は高周波側に減衰極を形成するラダーフィルタの減衰特性を示す図である。 図４は、比較例に係るラダーフィルタを用いた分波器を例示する構成図である。 図５（ａ）は、比較例に係るラダーフィルタの減衰特性を例示する図であり、図５（ｂ）は、図５（ａ）の通過帯域の拡大図である。 図６は、直列腕にインダクタを備えるラダーフィルタを用いた分波器を例示する構成図である。 図７は、直列共振子Ｓｘのリアクタンス特性を例示する図である。 図８（ａ）は、送信フィルタＦ１３の減衰特性を例示する図であり、図８（ｂ）は、図８（ａ）の通過帯域の拡大図である。 図９は、弾性表面波共振子を例示する平面図である。 図１０（ａ）は、弾性表面波共振子の通過特性を例示する図であり、図１０（ｂ）は、弾性表面波共振子のＱ値を例示する図である。 図１１（ａ）は分波器を例示するブロック図であり、図１１（ｂ）は実施例１に係るＲＦ（Radio Frequency）モジュールを例示するブロック図である。 図１２は、実施例１に係る分波器の回路構成を例示する構成図である。 図１３（ａ）は実施例１に係る分波器チップを例示する平面図であり、図１３（ｂ）は実施例１に係る分波器チップを例示する断面図である。図１３（ｃ）は、実施例１に係る分波器を例示する平面図である。 図１４は実施例１に係る分波器が備える送信フィルタチップを例示する透視図である。 図１５（ａ）から図１５（ｃ）は、パッケージ基板を例示する平面図である。

まず、ラダーフィルタについて説明する。図１（ａ）は直列共振子の構成図であり、図１（ｂ）は並列共振子の構成図であり、図１（ｃ）は直列共振子及び直列共振子の通過特性を示す図である。

図１（ａ）に示すように、直列共振子は、共振子Ｓ２１を一端子対共振子としたとき、その２つの信号端子のうち、一方を入力端子Ｉｎ、他方を出力端子Ｏｕｔとしたものである。図１（ｂ）に示すように、並列共振子は、共振子Ｐ２１を一端子対共振子としたとき、その２つの信号端子のうち、一方をグランド端子に接続し、他方を入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔの短絡線路に接続したものである。

図１（ｃ）の横軸は周波数、縦軸は通過量である。直列共振子の通過特性は実線、並列共振子の通過特性は破線で示す。図１（ｃ）に示すように、直列共振子の通過特性は、１つの共振点（共振周波数）ｆ_ｒｓと１つの反共振点（反共振周波数）ｆ_ａｓとを有する。共振点ｆ_ｒｓで通過量は最大となり、反共振点ｆ_ａｓで通過量は最小となる。一方、並列共振子の通過特性は、１つの共振点ｆ_ｒｐと１つの反共振点ｆ_ａｐとを有する。共振点ｆ_ｒｐで通過量は最小となり、反共振点ｆ_ａｐで通過量は最大となる。

図２（ａ）は１段ラダーフィルタの構成図であり、図２（ｂ）は１段ラダーフィルタの通過特性を示す図である。

図２（ａ）に示すように、直列共振子Ｓ２２が直列共振子として入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔに直列に接続され、並列共振子Ｐ２２が並列共振子として出力端子Ｏｕｔとグランド間に接続される。このとき、直列共振子の共振点ｆ_ｒｓと並列共振子の反共振点ｆ_ａｐは概一致するように設計する。

図２（ｂ）の横軸は周波数、縦軸は通過量を示す。図２（ａ）の構成により、直列共振子と並列共振子の通過特性が合成され，図２（ｂ）の通過特性が得られる。通過量は、直列共振子の共振点ｆ_ｒｓと並列共振子の反共振点ｆ_ａｐ付近が最大となり、直列共振子の反共振点ｆ_ａｓ及び並列共振子の共振点ｆ_ｒｐが極小となる。そして、並列共振子の共振点ｆ_ｒｐから直列共振子の反共振点ｆ_ａｓの周波数帯域が通過帯域となり、並列共振子の共振点ｆ_ｒｐ以下及び直列共振子の反共振点ｆ_ａｓ以上の周波数帯域が減衰域となる。このように、ラダーフィルタはバンドパスフィルタとして機能する。通過帯域の高周波数端の周波数ｆ_ｕｐは、直列共振子の反共振点の周波数（反共振周波数）ｆ_ａｓとなる。通過帯域の低周波数端の周波数ｆ_ｄｏｗｎは、並列共振子の共振点の周波数（共振周波数）ｆ_ｒｐとなる。

次に高調波に減衰極を形成したラダーフィルタについて説明する。次に多段ラダーフィルタについて説明する。図３（ａ）は、多段ラダーフィルタの構成図である。図３（ｂ）は、ラダーフィルタの減衰特性を示す図である。図３（ｂ）の横軸は周波数、縦軸は減衰量を表す。

図３（ａ）に示すように、ラダーフィルタＦ１０は直列共振子Ｓ１、Ｓ２及びＳ３、並びに並列共振子Ｐ１及びＰ２、並びにインダクタＬ１及びＬ２を備える。入力端子Ｉｎと出力端子Ｏｕｔとの間に、直列共振子Ｓ１，Ｓ２及びＳ３が直列に接続されている。直列共振子Ｓ１は入力端子Ｉｎに接続されている。直列共振子Ｓ３は出力端子Ｏｕｔに接続されている。

直列共振子Ｓ１と直列共振子Ｓ２との間には、並列共振子Ｐ１の一端が並列に接続されている。直列共振子Ｓ２と直列共振子Ｓ３との間には、並列共振子Ｐ２の一端が並列に接続されている。並列共振子Ｐ１の他端とインダクタＬ１の一端とは直列に接続され、インダクタＬ１の他端は接地されている。並列共振子Ｐ２の他端とインダクタＬ２の一端とは直列に接続され、インダクタＬ２の他端は接地されている。共振子は、通過帯域外ではキャパシタとして機能する。このため、並列共振子Ｐ１とインダクタＬ１、及び並列共振子Ｐ２とインダクタＬ２とは、それぞれＬＣ共振回路として機能する。並列共振子Ｐ１及びＰ２それぞれの容量値をＣ_ｐ、インダクタＬ１のインダクタンス値をＬ_１とする。この場合、並列共振子Ｐ１とインダクタＬ１とが形成するＬＣ共振回路の共振周波数ｆ_１は、次の式で表される。

並列共振子Ｐ２とインダクタＬ２とが形成するＬＣ共振回路の共振周波数ｆ_２も同様の式で表される。

図３（ｂ）に示すように、周波数ｆ_１及びｆ_２において減衰極が形成される。並列共振子の容量値及びインダクタのインダクタンス値を調節することで、減衰極が現れる周波数を調節することができる。例えば周波数ｆ_１及びｆ_２を、フィルタの通過帯域の２倍波に相当する周波数帯域（Ｔｘ２倍波）、及び３倍波に相当する周波数帯域（Ｔｘ３倍波）の各々に含まれるようにしてもよい。これにより、Ｔｘ２倍波及びＴｘ３倍波等の高調波に減衰極を形成することができる。

ラダーフィルタＦ１０では並列腕を２つとしたが、並列腕を増設し、かつインダクタを接続することで、減衰極を追加することができる。しかしながら、並列腕の増設は、通過帯域における信号の損失を増大させる恐れがあり、またフィルタの小型化の妨げにもなり得る。さらに、減衰極を低周波数の領域に生成する場合、インダクタＬ１又はＬ２のインダクタンス値を大きくすることがある。例えば通過帯域よりも低周波数側（図３（ｂ）の左側）に減衰極を生成するような場合、インダクタンス値を例えば１〜５ｎＨ程度とすることがある。大きなインダクタンス値を有するインダクタを用いることは、ラダーフィルタの小型化の妨げとなり得る。また高周波数において、インダクタＬ１又はＬ２がチョークコイルとして機能し、高周波数において十分な抑圧が得られない可能性もある。このように、広い帯域において高い抑圧を得ることは困難であった。

次に比較例について説明する。比較例に係る分波器１００Ｒは、例えばＷ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access） Ｂａｎｄ２方式に対応するものとする。送信フィルタＦ１１の通過帯域は、Ｗ−ＣＤＭＡ Ｂａｎｄ２方式の送信帯域である１８５０〜１９１０ＭＨｚに重なる。受信フィルタＦ１２の通過帯域は受信帯域である１９３０〜１９９０ＭＨｚに重なる。例えばＷ−ＣＤＭＡ Ｂａｎｄ２方式のように、送信帯域と受信帯域とが近接している方式では、送信フィルタの通過帯域の高周波数端付近に減衰極を生成し、急峻性を高めることで、受信フィルタの通過帯域において高い抑圧を確保することがある。これにより、フィルタ間の干渉を抑制することができる。減衰極の生成のために、図３（ａ）に示したように、並列腕にインダクタを接続することがある。

図４は、比較例に係るラダーフィルタを用いた分波器を例示する構成図である。図５（ａ）は、比較例に係るラダーフィルタの減衰特性を例示する図であり、図５（ｂ）は、図５（ａ）の通過帯域の拡大図である。

図４に示すように、比較例に係る分波器１００Ｒは、送信フィルタＦ１１、受信フィルタＦ１２、アンテナ端子Ａｎｔ、送信端子Ｔｘ、受信端子Ｒｘ１及びＲｘ２、並びにインダクタＬａ及びＬｒを備える。アンテナ端子Ａｎｔには、インダクタＬａ、送信フィルタＦ１１及び受信フィルタＦ１２が並列に接続されている。

受信フィルタＦ１２の一端はアンテナ端子Ａｎｔ及び送信フィルタＦ１１の一端に接続され、他端は２つの受信端子Ｒｘ１及びＲｘ２に接続されている。受信端子Ｒｘ１と受信端子Ｒｘ２との間にはインダクタＬｒが接続されている。インダクタＬａ及びＬｒは、インピーダンス整合用のインダクタとして機能する。受信フィルタＦ１２は例えばラダーフィルタ等である。

送信フィルタＦ１１は、比較例に係るラダーフィルタである。送信フィルタＦ１１は、直列共振子Ｓ１１〜Ｓ１３、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４１〜Ｓ４２、Ｓ５及びＳ６、並列共振子Ｐ１〜Ｐ３、インダクタＬ１、Ｌ２及びＬｇを備える。直列共振子Ｓ１１〜Ｓ６は互いに直列接続されている。直列共振子Ｓ１１の一端はアンテナ端子Ａｎｔ及び受信フィルタＦ１２の一端と接続されている。直列共振子Ｓ６の一端は送信端子Ｔｘと直列接続されている。

並列共振子Ｐ１の一端は直列共振子Ｓ１３と直列共振子Ｓ２との間に並列接続され、他端はインダクタＬ１の一端と直列接続されている。並列共振子Ｐ２の一端は、直列共振子Ｓ３と直列共振子Ｓ４１との間に並列接続されている。並列共振子Ｐ３の一端は、直列共振子Ｓ４２と直列共振子Ｓ５との間に並列接続されている。並列共振子Ｐ２の他端と並列共振子Ｐ３の他端とはインダクタＬ２の一端と並列接続されている。インダクタＬ１の他端とインダクタＬ２の他端とは、インダクタＬｇの一端と並列接続されている。インダクタＬｇの他端は接地されている。次に比較例に係るラダーフィルタ（送信フィルタＦ１１）が備える共振子の容量及び共振周波数について説明する。

表１は比較例１に係るラダーフィルタが備える共振子の容量及び共振周波数を例示する表である。

表１に示すように、直列共振子Ｓ１１〜Ｓ１３各々の容量は３．８７９ｐＦであり、共振周波数は１８８１ＭＨｚである。直列共振子Ｓ２の容量は７．８ｐＦであり、共振周波数は１９６８ＭＨｚである。直列共振子Ｓ３の容量は１．６７ｐＦであり、共振周波数は１９０１ＭＨｚである。直列共振子Ｓ４１及びＳ４２各々の容量は１．４９１ｐＦであり、共振周波数は１８８９ＭＨｚである。直列共振子Ｓ５の容量は６．４９ｐＦであり、共振周波数は１８７６ＭＨｚである。直列共振子Ｓ６の容量は９．２３ｐＦであり、共振周波数は１８８１ＭＨｚである。並列共振子Ｐ１の容量は２．３１７ｐＦであり、共振周波数は１８１６ＭＨｚである。並列共振子Ｐ２の容量は１．９７９ｐＦであり、共振周波数は１８１９ＭＨｚである。並列共振子Ｐ３の容量は２．２４３ｐＦであり、共振周波数は１８２０ＭＨｚである。また、インダクタＬ１、Ｌ２及びＬｇ各々のインダクタンス値は、例えば０．５〜２ｎＨ程度である。

既述したように、通過帯域外において、共振子はキャパシタとして機能する。共振子の容量を調整することで、より広帯域において減衰特性を変化させることがある。例えば、直列共振子の合成容量Ｃ_ｓと並列共振子の合成容量Ｃ_ｐとの容量比Ｃ_ｐ／Ｃ_ｓを大きくすることにより、広帯域において減衰量を大きくすることがある。このような高抑圧の例を比較例２とする。

表２は比較例２に係るラダーフィルタが備える共振子の容量及び共振周波数を例示する表である。なお、ラダーフィルタの構成図は、図４と同じであるため説明を省略する。

表２に示すように、直列共振子Ｓ１〜Ｓ３各々の容量は３．６１８ｐＦである。直列共振子２の容量は７．４３ｐＦである。直列共振子Ｓ３の容量は１．５５８ｐＦである。直列共振子Ｓ４１及びＳ４２各々の容量は１．３９３ｐＦである。直列共振子Ｓ５の容量は６．０５ｐＦである。直列共振子Ｓ６の容量は８．９３ｐＦである。並列共振子Ｐ１の容量は２．４８５ｐＦである。並列共振子Ｐ２の容量は２．１２２ｐＦである。並列共振子Ｐ３の容量は２．４０５ｐＦである。各共振子の共振周波数は表１に示した値と同じである。比較例２は、比較例１に比べ、直列共振子Ｓ１１〜Ｓ６の合成容量Ｃ_ｓと並列共振子Ｐ１〜Ｐ３の合成容量Ｃ_ｐとの比Ｃ_ｐ／Ｃ_ｓが約１０％程度高い。

次に比較例１及び比較例２における減衰特性の計算結果について説明する。図５（ａ）は、比較例に係るラダーフィルタの減衰特性を例示する図であり、図５（ｂ）は、図５（ａ）の通過帯域の拡大図である。横軸は周波数を表し、縦軸は減衰量を表す。実線は比較例１に係るラダーフィルタの減衰特性、点線は比較例２に係るラダーフィルタの減衰特性を表す。図５（ａ）において破線により、領域Ａ〜Ｅの各領域を示した。領域Ａは、携帯電話システムに用いられる帯域を表す。領域ＢはＧＰＳ（Global Positioning System）に用いられる帯域を表す。領域ＣはワイヤレスＬＡＮ（Local Area Network）及びブルートゥース（登録商標、Bluetooth ：ＢＴ）に用いられる帯域を表す。領域Ｄは、送信フィルタＦ１１の２倍波の帯域を表す。領域Ｅは、送信フィルタＦ１１の３倍波の帯域を表す。図５（ｂ）における破線内の領域は、Ｗ−ＣＤＭＡ Ｂａｎｄ２方式の送信帯域を示す。

図５（ａ）に示すように、比較例１及び比較例２において、通過帯域の高周波数端付近に減衰極が生成されている。これは、高いインダクタンス値を有するインダクタＬ１、Ｌ２及びＬｇを、並列腕に接続したことによる。比較例１では、通過帯域よりも低周波数の領域、及び高周波数の領域で抑圧が劣化している。このように比較例１によれば広帯域において高い抑圧を得ることは困難である。比較例２では、通過帯域外において、減衰極の数を増やすことなく、比較例１よりも高い抑圧を得ることができる。これは、表２に示したように、容量比Ｃ_ｐ／Ｃ_ｓを大きくしたためである。

しかしながら、図５（ｂ）に拡大して図示したように、比較例２においては、通過帯域においても損失が０．１５〜０．２ｄＢ程度劣化する。比較例２によれば、広帯域における高い抑圧と、通過帯域における低損失とは両立することが困難である。また、比較例１及び比較例２において、高周波数において抑圧は劣化しやすい。これは、減衰極を形成するために用いたインダクタＬ１、Ｌ２及びＬｇが、高周波数においてチョークコイルとして機能することがあるためである。チョークコイルとしての振る舞いは、インダクタＬ１、Ｌ２及びＬｇが高いインダクタンス値を有する場合に顕著となり得る。既述したように、Ｗ−ＣＤＭＡ Ｂａｎｄ２方式等のように、受信帯域と送信帯域とが近接する方式に対応した分波器又はモジュールにおいては、相手方フィルタの通過帯域に減衰極を形成することがある。減衰極形成のために高いインダクタンス値を有するインダクタを用いると、広い帯域で高い抑圧を得ることは困難となる可能性が高い。

次に直列腕にインダクタを接続したラダーフィルタについて説明する。図６は、直列腕にインダクタを備えるラダーフィルタを用いた分波器を例示する構成図である。図４に示した構成と同じ構成については説明を省略する。

図６に示すように、分波器１００Ｌが備える送信フィルタＦ１３においては、直列共振子Ｓ６に代えて直列共振子Ｓｘが、直列共振子Ｓ５に直列接続され、さらにインダクタＬｓが直列共振子Ｓｘに直列接続されている。直列共振子Ｓｘの一端は直列共振子Ｓ５に直列接続され、他端はインダクタＬｓの一端に直列接続されている。インダクタＬｓの他端は送信端子Ｔｘと直列接続されている。このように直列共振子Ｓｘは、直列共振子Ｓ１１〜Ｓ５と送信端子Ｔｘとの間に直列接続された付加共振子である。インダクタＬｓは、直列共振子Ｓｘと送信端子Ｔｘとに直列接続されている。なお、送信端子Ｔｘは、送信フィルタＦ１３の入力端子に相当し、アンテナ端子Ａｎｔは送信フィルタＦ１３の出力端子に相当する。次に直列共振子Ｓｘのリアクタンス特性について説明する。

図７は、直列共振子Ｓｘのリアクタンス特性を例示する図である。横軸は周波数、縦軸はリアクタンスをそれぞれ示す。図７に示すように、共振周波数ｆ_ｒｘにおいて、リアクタンスはゼロとなる。反共振周波数ｆ_ａｘにおいて、リアクタンスは発散する。共振周波数ｆ_ｒｘ以下の領域Ｇ１、及び反共振周波数ｆ_ａｘ以上の領域Ｇ２において、直列共振子Ｓｘは容量として機能する。共振周波数ｆ_ｒｘと反共振周波数ｆ_ａｘとの間の領域Ｇ３において、直列共振子Ｓｘはインダクタとして機能する。次に、送信フィルタＦ１３が備える共振子の容量及び共振周波数、並びにインダクタのインダクタンス値について説明する。

表３は、送信フィルタＦ１３が備える共振子の容量及び共振周波数を例示する表である。

表３に示すように、直列共振子Ｓ１１〜Ｓ４２各々の容量及び共振周波数は、表１に示した比較例１における値と同じである。直列共振子Ｓ５の容量は４．９６４ｐＦであり、共振周波数は１８７０ＭＨｚである。並列共振子Ｐ１〜Ｐ３各々の容量及び共振周波数は、表２に示した比較例２における値と同じである。点線で囲んだように、直列共振子Ｓｘの容量は３．２ｐＦであり、共振周波数は２４００ＭＨｚである。インダクタＬｓのインダクタンス値は２．２ｎＨ、Ｑ値は４０である。

送信フィルタＦ１３において、直列共振子Ｓｘを除いた直列共振子Ｓ１１〜Ｓ５のうち、最も高い反共振周波数を有するのは直列共振子Ｓ２である。表３に示したように、直列共振子Ｓｘの共振周波数ｆ_ｒｘは２４００ＭＨｚであり、直列共振子Ｓ２の反共振周波数よりも高い。言い換えれば、直列共振子Ｓｘの共振周波数ｆ_ｒｘは、直列共振子Ｓ１１〜Ｓ５各々の反共振周波数よりも高い。図２（ｂ）に示したように、ラダーフィルタの通過帯域の高周波数端の周波数は、直列共振子の反共振周波数で定義される。従って、共振周波数ｆ_ｒｘは、送信フィルタＦ１３の通過帯域よりも高周波数側に位置することとなる。この場合、送信フィルタＦ１３の通過帯域は、図７における領域Ｇ１に相当する。従って、直列共振子Ｓｘは、送信フィルタＦ１３の通過帯域において容量として機能する。この結果、直列共振子ＳｘとインダクタＬｓとは、通過帯域においてＬＣ共振回路として機能する。

直列共振子Ｓｘの容量値をＣ_ｘ、インダクタＬｓのインダクタンス値をＬ_ｘとする。直列共振子ＳｘとインダクタＬｓとが形成するＬＣ共振回路ＬＣ１の共振周波数ｆ_ｌｃは、容量値Ｃ_ｘとインダクタンス値Ｌ_ｘを用いて次の式で表される。

また、ＬＣ共振回路ＬＣ１の共振周波数ｆ_ｌｃは、通過帯域の低周波数端の周波数ｆ_ｄｏｗｎより大きく、高周波数端の周波数ｆ_ｕｐより小さい。すなわち、
ｆ_ｄｏｗｎ＜１／（２π（Ｃ_ｘ・Ｌ_ｘ）^１／２）＜ｆ_ｕｐ
の関係が成り立つ。

次に送信フィルタＦ１３の減衰特性の計算結果について説明する。図８（ａ）は、送信フィルタＦ１３の減衰特性を例示する図であり、図８（ｂ）は、図８（ａ）の通過帯域の拡大図である。実線は送信フィルタＦ１３の減衰特性、破線は比較例１に係るラダーフィルタの減衰特性、点線は比較例２に係るラダーフィルタの減衰特性をそれぞれ表す。

図８（ａ）に示すように、送信フィルタＦ１３は、領域Ａ〜Ｅを含む広帯域において高い抑圧を示した。また、図８（ｂ）に示すように、通過帯域、特にＷ−ＣＤＭＡ Ｂａｎｄ２方式の受信帯域のエッジ（１８５０ＭＨｚ付近、及び１９１０ＭＨｚ付近）において、送信フィルタＦ１３は、比較例１に係る送信フィルタＦ１１と同等以上に良好な特性を示した。

図８（ａ）及び図８（ｂ）に示した減衰特性が得られた仕組みについて説明する。既述したように、直列共振子Ｓｘの共振周波数ｆ_ｒｘは、直列共振子Ｓ１１〜Ｓ５各々の反共振周波数よりも高い。言い換えれば、共振周波数ｆ_ｒｘは、送信フィルタＦ１３の通過帯域より高周波数側に位置する。このため、直列共振子Ｓｘは、送信フィルタＦ１３の通過帯域において容量として機能する。直列共振子ＳｘとインダクタＬｓとは、通過帯域においてＬＣ共振回路ＬＣ１として機能する。上記の
ｆ_ｄｏｗｎ＜１／（２π（Ｃ_ｘ・Ｌ_ｘ）^１／２）＜ｆ_ｕｐ
の関係から、比較例２のような通過帯域における損失を、ＬＣ共振回路の共振によりキャンセルすることができる。共振周波数ｆ_ｌｃは例えば通過帯域の中心周波数付近とすることができる。

また、通過帯域より低周波数の領域において、ＬＣ共振回路ＬＣ１は容量として機能するため、送信フィルタＦ１３の容量比Ｃ_ｐ／Ｃ_ｓは増大する。従って、低周波数の領域において高い抑圧が得られる。通過帯域より高周波数の領域において、ＬＣ共振回路ＬＣ１はインダクタとして機能し、チョークコイルとしての役割を果たす。従って、高周波数の領域においても高い抑圧が得られる。また、通過帯域の高周波数端付近に減衰極が生成される。このように送信フィルタＦ１３によれば、減衰極を生成し、かつ通過帯域の損失の増大を抑制しながら、広帯域において高い抑圧を得ることができる。

なお既述したように、直列共振子ＳｘとインダクタＬｓとが、送信フィルタＦ１３の通過帯域においてＬＣ共振回路として機能するためには、直列共振子Ｓｘが通過帯域において容量として機能することが求められる。従って、直列共振子Ｓｘの共振周波数ｆ_ｒｘが、通過帯域よりも高い周波数、又は低い周波数であればよい。ただし図７において説明したように、共振周波数ｆ_ｒｘと反共振周波数ｆ_ａｘとの間の領域Ｇ３において、直列共振子Ｓｘはインダクタとして機能し得る。このため、直列共振子Ｓｘの共振周波数ｆ_ｒｘが通過帯域より低い周波数であっても、通過帯域と領域Ｇ３とが重なる場合、直列共振子Ｓｘが容量として機能しにくいことがある。従って、直列共振子Ｓｘの反共振周波数ｆ_ａｘが、送信フィルタＦ１３の並列共振子の共振周波数よりも低いことが好ましい。言い換えれば、反共振周波数ｆ_ａｘが、通過帯域の低周波数端の周波数より低いことが好ましい。この場合、通過帯域は図７の領域Ｇ２に相当することとなり、直列共振子Ｓｘは容量として機能する。

次に共振子として、弾性表面波（Surface Acoustic Wave：ＳＡＷ）共振子を用いる例について説明する。図９は、弾性表面波共振子を例示する平面図である。図９は模式的な図であり、電極指の数は図９に示された本数に限定されない。

図９に示すように、弾性表面波共振子１０は、圧電基板１２、ＩＤＴ１４、及び反射器１６を備える。ＩＤＴ１４及び反射器１６は、圧電基板１２上に設けられている。ＩＤＴ１４は、対向する２つの櫛形電極１４ａ及び１４ｂからなり、弾性波を励振する。２つの反射器１６は、ＩＤＴ１４の両側であって、弾性波の進行方向に配置されている。弾性波の波長λは、ＩＤＴ１４の電極指間のピッチに応じて定まり、例えば１．６２μｍである。ＩＤＴ１４の電極指の交差幅Ｗは例えば１９．９λである。ＩＤＴ１４の電極指の対数は例えば５９．５対である。なお、弾性表面波共振子の容量は、電極指間のピッチ又は電極指の交差幅Ｗを変更することで、調整することができる。圧電基板１２は、例えばリチウムタンタル酸（ＬｉＴａＯ_３）又はリチウムニオブ酸（ＬｉＮｂＯ_３）等の圧電体からなる。ＩＤＴ１４及び反射器１６は、例えばアルミニウム（Ａｌ）等の金属からなる。

弾性表面波共振子１０の通過特性及びＱ値について説明する。なお、弾性表面波共振子１０のＱ値とは、弾性表面波共振子１０が容量として機能する場合のＱ値である。

図１０（ａ）は、弾性表面波共振子の通過特性を例示する図であり、図１０（ｂ）は、弾性表面波共振子のＱ値を例示する図である。図１０（ａ）及び図１０（ｂ）の横軸は周波数を表す。図１０（ａ）の縦軸は通過量を表す。図１０（ｂ）の縦軸はＱ値を表す。

図１０（ａ）に示すように、弾性表面波共振子１０の共振周波数ｆ_ｒは２３３２ＭＨｚであり、共振周波数において通過量は極大となる。反共振周波数ｆ_ａは２４０５ＭＨｚであり、反共振周波数において通過量は極小となる。図１０（ｂ）に示すように、共振周波数ｆ_ｒ付近においてＱ値はゼロとなる。共振周波数ｆ_ｒより高周波数側において、Ｑ値は１０前後である。共振周波数より高周波数側では、ＩＤＴ１４が圧電基板１２内に放射されるバルク波を励振する。バルク波の放射が損失となり、Ｑ値の低下を招くと考えられる。

これに対し、共振周波数ｆ_ｒより低周波数側においてＱ値は高くなる。図１０（ｂ）左側の領域のように、ｆ_ｑより低周波数側において、Ｑ値は４０以上となる。ここで、ｆ_ｑは２０５０ＭＨｚである。従って、周波数の比は、
ｆ_ｒ／ｆ_ｑ＝１．１３８
であり、言い換えれば
ｆ_ｒ＝１．１３８×ｆ_ｑ
である。

弾性表面波共振子１０を直列共振子Ｓｘとして採用した場合を考える。上述のように、図６に示した送信フィルタＦ１３において、直列共振子Ｓｘは送信フィルタＦ１３の通過帯域において容量として機能する。図６に示したインダクタＬｓとして、チップインダクタが用いられることがある。このようにラダーフィルタが備えるチップインダクタのＱ値は、例えば４０程度である。従って、ラダーフィルタの特性を劣化させないために、直列共振子ＳｘのＱ値は４０以上であることが好ましい。

図１０（ｂ）において説明したように、周波数ｆ_ｑより低周波数側において、Ｑ値は４０以上となる。従って、送信フィルタＦ１３の通過帯域の高周波数端の周波数ｆ_ｕｐは、ｆ_ｑより低周波数、つまり２０５０ＭＨｚより小さいことが好ましい。言い換えれば、直列共振子Ｓｘの共振周波数ｆ_ｒｘは、送信フィルタＦ１３の通過帯域の高周波数端の周波数ｆ_ｕｐに対して、以下の式で表される条件を満たすことが好ましい。

これにより、図１０（ｂ）の左側の領域が通過帯域に相当することとなる。なお、周波数ｆ_ｕｐは、ｆ_ｑ以下でもよい。

以上のように、直列共振子Ｓｘが通過帯域において容量として機能することにより、直列共振子ＳｘとインダクタＬｓとでＬＣ共振回路ＬＣ１を形成することができる。これにより、広帯域において高い抑圧を得ることができる。またＬＣ共振回路ＬＣ１の共振周波数ｆ_ｌｃが通過帯域内に位置することにより、通過帯域の損失を低減することができる。直列共振子Ｓｘの共振周波数ｆ_ｒｘは、直列共振子の反共振周波数より高い、又は並列共振子の共振周波数より低い、のいずれでもよい。しかし、図１０のようにＩＤＴを備える共振子をフィルタに用いる場合、共振周波数ｆ_ｒｘは直列共振子の反共振周波数より高い周波数で、かつ数３の条件を満たすことが好ましい。

以上の考察に基づいた本発明の実施例について説明する。実施例１は弾性波共振器を用いる例である。まず分波器の構成について説明する。図１１（ａ）は実施例１に係る分波器を例示するブロック図であり、図１１（ｂ）は実施例１に係る分波器を備えるＲＦ（Radio Frequency）モジュールを例示するブロック図である。

図１１（ａ）に示すように、分波器１００は受信フィルタ１００ａ及び送信フィルタ１００ｂを備えている。受信フィルタ１００ａ及び送信フィルタ１００ｂは共通に共通端子（アンテナ端子）１０２に接続されている。共通端子１０２はアンテナ１０４に接続されている。受信フィルタ１００ａは、アンテナ１０４から信号を受信し、受信した信号を例えばアンプ等に出力する。送信フィルタ１００ｂは、アンプ等から入力された信号をアンテナ１０４に出力する。アンテナ１０４は信号を送信する。

図１１（ｂ）に示すように、ＲＦモジュール１１０は、アンテナ１０４、アンテナスイッチ１１２、分波器バンク１１４、並びにアンプモジュール１１６を備える。ＲＦモジュール１１０は、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）通信方式及びＷ−ＣＤＭＡ通信方式等、複数の通信方式に対応しており、例えば携帯電話等に搭載される。ＧＳＭ方式については、８５０ＭＨｚ帯（ＧＳＭ８５０）、９００ＭＨｚ帯（ＧＳＭ９００）、１８００ＭＨｚ帯（ＧＳＭ１８００）、１９００ＭＨｚ帯（ＧＳＭ１９００）に対応している。アンテナ１０４は、ＧＳＭ方式及びＷ−ＣＤＭＡ方式いずれの送受信信号をも送受信できる。分波器バンク１１４は、複数の分波器１１４ａ，１１４ｂ及び１１４ｃを含む。複数の分波器の各々は、複数の通信方式の各々に対応した分波器である。なお、分波器バンク１１４が備える分波器は２つでもよいし、４つ以上でもよい。アンテナスイッチ１１２は、送受信する信号の通信方式に応じて、分波器バンク１１４が備える複数の分波器から、通信方式に対応する分波器を選択し、選択された分波器とアンテナ１０４とを接続する。各分波器はアンプモジュール１１６に接続されている。アンプモジュール１１６は分波器の受信フィルタが受信した信号を増幅し、処理部に出力する。またアンプモジュール１１６は、処理部により生成された信号を増幅し分波器の送信フィルタに出力する

次に実施例１に係る分波器の構成について説明する。実施例１に係る分波器の回路構成について説明する。図１２は、実施例１に係る分波器の回路構成を例示する構成図である。

図１２に示すように、実施例１に係る分波器１００の回路構成は、図６に示したものと同じである。分波器１００のうち、インダクタＬａ、Ｌｒ及びＬｓ以外の構成は、分波器チップ１０１として実現される。分波器チップ１０１は、受信フィルタチップ１００ｃ及び送信フィルタチップ１００ｄを含む。分波器チップ１０１の詳しい構成は後述する。送信フィルタのうち、インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌｇ、及びＬｓ以外の構成は、送信フィルタチップ１００ｄとして実現される。インダクタＬａ、Ｌｒ及びＬｓとして、チップインダクタが用いられる。

各共振子の共振周波数及び容量は、表３に例示したものと同じである。直列共振子Ｓｘの共振周波数ｆ_ｒｘは、直列共振子Ｓ１１〜Ｓ５の反共振周波数よりも高い。また、共振周波数ｆ_ｒｘは、数３の条件を満たす。またインダクタＬｓのインダクタ値は例えば２．２ｎＨであり、Ｑ値は４０である。

図１３（ａ）は実施例１に係る分波器チップを例示する平面図であり、図１３（ｂ）は実施例１に係る分波器チップを例示する断面図である。図１３（ｃ）は、実施例１に係る分波器を例示する平面図である。図１３（ｂ）は図１３（ａ）のＡ１−Ａ１に沿った断面図である。

図１３（ａ）及び図１３（ｂ）に示すように、分波器チップ１０１は、受信フィルタチップ１００ｃ、送信フィルタチップ１００ｄ、パッケージ基板１２０、及び封止部１２２を備える。図１３（ａ）では封止部１２２を透視している。図１３（ｂ）に示すように、受信フィルタチップ１００ｃ及び送信フィルタチップ１００ｄは、バンプ１２４によりパッケージ基板１２０上にフリップチップ実装されている。パッケージ基板１２０は、第１層１２０−１、及び第１層１２０−１下の第２層１２０−２からなる二層構造の基板である。パッケージ基板１２０の上面、中間層及び下面の各々には配線層１２０ａ、１２０ｂ及び１２０ｃの各々が形成され、各配線層間はビア配線２６により接続されている。配線層１２０ｂは、第１層１２０−１と第２層１２０−２との間に位置する。配線層１２０ｃはフットパッドとして機能する。パッケージ基板１２０に設けられた配線の一部は、インダクタとして機能する。封止部１２２は、例えばエポキシ樹脂等の絶縁体、又は半田等からなり、受信フィルタチップ１００ｃ及び送信フィルタチップ１００ｄを封止する。パッケージ基板１２０は例えばセラミック等の絶縁体からなる。配線層１２０ａ〜１２０ｃは、例えばアルミニウム等の金属からなる。バンプ１２４は例えば金（Ａｕ）等の金属からなる。

図１３（ｃ）に示すように、分波器チップ１０１は、配線層１２０ｃを介して、プリント基板１３０にフリップチップ実装されている。プリント基板１３０には、チップインダクタであるインダクタＬｒ、Ｌａ、及びＬｓが実装されている。これにより、実施例１に係る分波器１００が形成される。なお図示は省略するが、アンテナ端子Ａｎｔ、受信端子Ｒｘ１及びＲｘ２、並びに送信端子Ｔｘは、プリント基板１３０に設けられている。分波器チップ１０１とインダクタＬｒとは配線１３１ｒ−１及び配線１３１ｒ−２により接続されている。また配線１３１ｒ−１は、受信端子Ｒｘ１と接続されている。配線１３１ｒ−２は、受信端子Ｒｘ２と接続されている。分波器チップ１０１とインダクタＬａとは、配線１３１ａを介して接続されている。配線１３１ａは、アンテナ端子Ａｎｔと接続されている。分波器チップ１０１とインダクタＬｓとは、配線１３１ｓを介して接続されている。配線１３１ｓは、送信端子Ｔｘと接続されている。

なお、図１３（ｃ）においてプリント基板１３０を、例えばモジュールボードとしてもよい。プリント基板１３０又はモジュールボードに複数の分波器チップ及びチップインダクタを実装することで、図１１（ｂ）に示したＲＦモジュール１１０を形成することができる。

次に分波器が備えるフィルタの構成について説明する。図１４は実施例１に係る分波器が備える送信フィルタチップを例示する透視図である。

図１４に示すように、送信フィルタチップ１００ｄは、圧電基板１２、直列共振子Ｓ１１〜Ｓｘ、及び並列共振子Ｐ１〜Ｐ３、アンテナ端子Ａｎｔ１、送信端子Ｔｘ１、端子１８ａ及び１８ｂを備える。直列共振子Ｓ１１〜Ｓｘ及び並列共振子Ｐ１〜Ｐ３は、圧電基板１２上にＩＤＴ及び反射器を配置した、弾性表面波共振子として形成される。各共振子が設けられた面とパッケージ基板１２０の上面とが対向するように、送信フィルタチップ１００ｄはフリップチップ実装される。図１３（ｂ）に示したように、送信フィルタチップ１００ｄとパッケージ基板１２０との間には空隙が形成されるため、各共振子による弾性波の励振は妨げられない。

直列共振子Ｓ１１を構成する櫛形電極は、アンテナ端子Ａｎｔ１と接続されている。アンテナ端子Ａｎｔ１は、図１１（ａ）又は図１１（ｂ）に示したアンテナ１０４と接続されている。並列共振子Ｐ１を構成する櫛型電極は、端子１８ａに接続されている。端子１８ａは、図１２に示したインダクタＬ１と接続されている。並列共振子Ｐ２を構成する櫛形電極、及び並列共振子Ｐ３を構成する櫛形電極は、端子１８ｂに接続されている。端子１８ｂは、図１２に示したインダクタＬ２と接続されている。直列共振子Ｓｘを構成する櫛形電極は送信端子Ｔｘ１と接続されている。送信端子Ｔｘ１は、図１２及び図１３（ｃ）に示したインダクタＬｓを介して送信端子Ｔｘに接続されている。各端子は、図１３（ｂ）に示したパッケージ基板１２０とのフリップチップ実装のための端子である。図中の白丸は、バンプ１２４が接続される箇所を示す。

次にパッケージ基板１２０について説明する。図１５（ａ）から図１５（ｃ）は、パッケージ基板を例示する平面図である。図１５（ａ）は、パッケージ基板１２０の上面を示す。図１５（ｂ）は、パッケージ基板１２０の第１層１２０−１を透視し、第２層１２０−２の上面を示す。図１５（ｃ）は、第１層１２０−１及び第２層１２０−２を透視した図を示す。

図１５（ａ）に示すように、第１層１２０−１には配線層１２０ａが設けられている。配線層１２０ａは、アンテナ端子Ａｎｔ２、送信端子Ｔｘ２、配線２０ａ、２０ｃ及び２０ｃ、受信端子Ｒｘ１ａ及びＲｘ２ａ、並びにグランド端子ＧＮＤ１を含む。図１５（ａ）中の破線で囲んだ領域は、送信フィルタチップ１００ｄが実装される領域を示す。配線層１２０ａのアンテナ端子Ａｎｔ２は、送信フィルタチップ１００ｄのアンテナ端子Ａｎｔ１と接続される。配線層１２０ａの送信端子Ｔｘ２は、送信フィルタチップ１００ｄの送信端子Ｔｘ１と接続される。配線層１２０ａの配線２０ａは、送信フィルタチップ１００ｄの端子１８ａと接続される。配線層１２０ａの配線２０ｂは、送信フィルタチップ１００ｄの端子１８ｂと接続される。配線２０ａ及び配線２０ｂは、配線２０ｃに接続される。配線２０ａは、図１２に示したインダクタＬ１の生成に寄与する。配線２０ｂは、インダクタＬ２の生成に寄与する。配線２０ｃは、インダクタＬｇの生成に寄与する。このように、インダクタＬ１、Ｌ２及びＬｇはパッケージ基板１２０に設けられる。受信端子Ｒｘ１ａ及びＲｘ２ａは、受信フィルタチップ１００ｃのフットパッドに含まれる受信端子と接続される。グランド端子ＧＮＤ１は、受信フィルタチップ１００ｃのフットパッドに含まれるグランド端子と接続される。

図１５（ｂ）に示すように、第２層１２０−２の上面には配線層１２０ｂが設けられている。配線層１２０ｂは、アンテナパターンＡｎｔ３、送信パターンＴｘ３、受信パターンＲｘ１ｂ及びＲｘ２ｂ、グランドパターンＧＮＤ２ｂ及びＧＮＤ３、を含む。図１２（ｂ）において述べたように、配線層１２０ａと配線層１２０ｂとはビア配線２６により接続されている。具体的には、配線層１２０ｂのアンテナパターンＡｎｔ３は、配線層１２０ａのアンテナ端子Ａｎｔ２と接続されている。配線層１２０ｂの送信パターンＴｘ３は、配線層１２０ａの送信端子Ｔｘ２と接続されている。配線層１２０ｂのグランドパターンＧＮＤ２ｂは、配線層１２０ａの配線２０ｃと接続されている。配線層１２０ｂの受信パターンＲｘ１ｂは、配線層１２０ａの受信端子Ｒｘ１ａと接続されている。配線層１２０ｂの受信パターンＲｘ２ｂは、配線層１２０ａの受信端子Ｒｘ２ａと接続されている。配線層１２０ｂのグランドパターンＧＮＤ３は、配線層１２０ａのグランド端子ＧＮＤ１と接続されている。

図１５（ｃ）に示すように、第２層１２０−２の下面には配線層１２０ｃが設けられている。配線層１２０ｃは、アンテナ端子Ａｎｔ４、送信端子Ｔｘ４、受信端子Ｒｘ１ｃ及びＲｘ２ｃ、並びにグランド端子ＧＮＤ２ｃ、ＧＮＤ２ｄ、ＧＮＤ４、ＧＮＤ５及びＧＮＤ６を含む。図１２（ｂ）において述べたように、配線層１２０ｂと配線層１２０ｃとはビア配線２６により接続されている。具体的には、配線層１２０ｃのアンテナ端子Ａｎｔ４は、配線層１２０ｂのアンテナパターンＡｎｔ３と接続されている。配線層１２０ｃの送信端子Ｔｘ４は、配線層１２０ｂの送信パターンＴｘ３と接続されている。配線層１２０ｃのグランド端子ＧＮＤ２ｃ及びＧＮＤ２ｄは、配線層１２０ｂのグランドパターンＧＮＤ２ｂと接続されている。配線層１２０ｃの受信端子Ｒｘ１ｃは、配線層１２０ｂの受信パターンＲｘ１ｂと接続されている。配線層１２０ｃの受信端子Ｒｘ２ｃは、配線層１２０ｃの受信パターンＲｘ２ｂと接続されている。配線層１２０ｃのグランド端子ＧＮＤ４、ＧＮＤ５及びＧＮＤ６は、配線層１２０ｂのグランドパターンＧＮＤ３と接続されている。

実施例１に係る分波器１００が備える送信フィルタ１００ｂは、直列共振子Ｓ１１〜Ｓ５と、並列共振子Ｐ１〜Ｐ３と、直列共振子Ｓｘ（付加共振子）と、直列共振子Ｓｘと直列接続されたインダクタＬｓとを具備する。直列共振子Ｓｘの共振周波数ｆ_ｒｘは、直列共振子Ｓ１１〜Ｓ５各々の反共振周波数よりも高い。このため、直列共振子Ｓｘは容量として機能し、直列共振子ＳｘとインダクタＬｓとはＬＣ共振回路ＬＣ１を形成する。この結果、例えば図８（ａ）及び図８（ｂ）に示したように、広い帯域において高い抑圧を得ることができる。また、ＬＣ共振回路ＬＣ１の共振周波数は、送信フィルタ１００ｂの通過帯域内に位置する。このため、通過帯域における損失も低減される。

なお、直列共振子Ｓｘの反共振周波数ｆ_ａｘが、並列共振子Ｐ１〜Ｐ３各々の共振周波数よりも低いとしてもよい。ただし、図１４に示したように、共振子が弾性表面波共振子である場合、共振周波数ｆ_ｒｘが、数３の条件を満たすことにより、直列共振子ＳｘはＱ値が４０以上の容量として機能する。これにより、周波数特性の劣化は抑制される。このように、共振子が弾性表面波共振子である場合、共振周波数ｆ_ｒｘは、直列共振子Ｓ１１〜Ｓ５各々の反共振周波数よりも高いことが好ましい。さらに数３の条件が満たされることがより好ましい。なお、共振子が弾性表面波共振子以外に、例えばラブ波共振子、ラム波共振子、又は弾性境界波共振子等、ＩＤＴを用いた共振子である場合も、数３の条件により、高いＱ値を得ることができる。共振子は、例えば圧電薄膜共振子等、他の共振子としてもよい。

実施例１では、容量として機能する直列共振子Ｓｘがラダーフィルタに組み込まれている。従って、例えば外付けの容量素子を用いる場合等と比較して、ラダーフィルタ、分波器及びＲＦモジュール等を小型化することが可能となる。また、インダクタＬ１、Ｌ２及びＬｇを、パッケージ基板１２０内の配線層１２０ａ〜１２０ｃにより形成している。このため、分波器１００及びＲＦモジュール１１０の小型化が可能となる。なお、インダクタＬａ、Ｌｓ及びＬｒも、配線層１２０ａ〜１２０ｃにより形成してもよい。これにより更に分波器１００及びＲＦモジュール１１０小型化が可能となる。

またインダクタＬａ、Ｌｒを用いることで、例えば図８（ａ）に示したように、送信フィルタ１００ｂの通過帯域の高周波数端付近に極を形成することができる。この結果、受信フィルタ１００ａの通過帯域において高い抑圧を得て、フィルタ間の干渉等を抑制することができる。このように、分波器が備える第１フィルタと、第１フィルタより高周波数側に通過帯域を有する第２フィルタとのうち、第１フィルタに実施例１に係るラダーフィルタを適用することが好ましい。なお、第１フィルタは送信フィルタ及び受信フィルタのいずれでもよく、例えば通信方式に応じて変更することができる。分波器が備えるフィルタの両方に実施例１に係るラダーフィルタを適用してもよいし、第２フィルタに適用してもよい。言い換えれば、分波器は、実施例１に係るラダーフィルタを少なくとも１つ備えればよい。

またＲＦモジュールは、実施例１に係るラダーフィルタを少なくとも１つ備えていればよい。また実施例１に係るモジュールとして、ＲＦモジュール以外のモジュールを採用してもよい。このように、複数のフィルタを同一のモジュールボードに備え、かつ複数の帯域を利用するモジュールでは、広帯域における抑圧を確保することで、効果的に特性を改善することができる。

図１１（ａ）及び図１１（ｂ）に示したように、実施例１では分波器、及び分波器を備えるモジュールを例としたが、実施例１の適用例としてはラダーフィルタ単体でもよい。ラダーフィルタは複数の共振子を備えるとしたが、１段のラダーフィルタでもよい。つまり実施例１に係るラダーフィルタは、１又は複数の直列共振子、及び１又は複数の並列共振子を備えればよい。直列共振子Ｓｘの共振周波数ｆ_ｒｘは、１又は複数の直列共振子各々の反共振周波数より高ければよい。又は、直列共振子Ｓｘの反共振周波数ｆ_ａｘは、１又は複数の並列共振子各々の共振周波数より低ければよい。これらの条件が満足される場合、直列共振子Ｓｘは、ラダーフィルタの通過帯域において容量として機能する。また直列共振子Ｓｘ（付加共振子）及びインダクタＬｓは、直列共振子とアンテナ端子Ａｎｔ（出力端子）との間に設けられていてもよい。

以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明はかかる特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

１０ 弾性表面波共振子
１２ 圧電基板
１４ ＩＤＴ
１６ 反射器
１００ 分波器
１００ａ 受信フィルタ
１００ｂ 送信フィルタ
１００ｃ 受信フィルタチップ
１００ｄ 送信フィルタチップ
１０１ 分波器チップ
１０４ アンテナ
１１０ ＲＦモジュール
１２０ パッケージ基板
１２０−１ 第１層
１２０−２ 第２層
１２０ａ、１２０ｂ、１２０ｃ 配線層
Ｌ１、Ｌ２、Ｌａ、Ｌｇ、Ｌｒ、Ｌｓ インダクタ
Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３ 並列共振子
Ｓ１１、Ｓ１２、Ｓ１３、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４１、Ｓ４２、Ｓ５、Ｓ６、Ｓｘ
直列共振子
Ａｎｔ アンテナ端子
Ｔｘ 送信端子
Ｒｘ１、Ｒｘ２ 受信端子

Claims (6)

1. 入力端子と出力端子との間に直列接続された、１又は複数の直列共振子と、
   前記１又は複数の直列共振子と並列接続された、１又は複数の並列共振子と、
   前記１又は複数の直列共振子と前記入力端子又は前記出力端子との間に直列接続された付加共振子と、
   前記付加共振子と直列接続されたインダクタと、を具備し、
   前記付加共振子の共振周波数は、前記１又は複数の直列共振子各々の反共振周波数より高く、
   前記付加共振子と前記インダクタとが形成する共振回路の共振周波数は、前記１又は複数の直列共振子の反共振周波数と前記１又は複数の並列共振子の共振周波数の間に形成される通過帯域内に位置することを特徴とするラダーフィルタ。
2. 入力端子と出力端子との間に直列接続された、１又は複数の直列共振子と、
   前記１又は複数の直列共振子と並列接続された、１又は複数の並列共振子と、
   前記１又は複数の直列共振子と前記入力端子又は前記出力端子との間に直列接続された付加共振子と、
   前記付加共振子と直列接続されたインダクタと、を具備し、
   前記付加共振子の反共振周波数は、前記１又は複数の並列共振子各々の共振周波数より低く、かつ前記１又は複数の直列共振子各々の反共振周波数より低く、
   前記付加共振子と前記インダクタとが形成する共振回路の共振周波数は、前記１又は複数の直列共振子の反共振周波数と前記１又は複数の並列共振子の共振周波数の間に形成される通過帯域内に位置することを特徴とするラダーフィルタ。
3. 前記直列共振子、前記並列共振子及び前記付加共振子は、弾性表面波共振子、ラブ波共振子、ラム波共振子、又は弾性境界波共振子のいずれかであり、
   前記付加共振子の共振周波数ｆ_ｒｘは、前記通過帯域の高周波数端の周波数ｆ_ｕｐとの間に、
   ｆ_ｒｘ＞ｆ_ｕｐ×１．１３８
   の関係を満たすことを特徴とする請求項１記載のラダーフィルタ。
4. 請求項１から３のいずれか一項記載のラダーフィルタを、少なくとも１つ具備することを特徴とする分波器。
5. 第１のフィルタと、
   前記第１のフィルタより高周波数側に通過帯域を有する第２のフィルタと、を具備し、
   前記第１のフィルタが前記ラダーフィルタであることを特徴とする請求項４記載の分波器。
6. 請求項１から３のいずれか一項記載のラダーフィルタを、少なくとも１つ具備することを特徴とするモジュール。

Images