JP5531112B2 - 空気調和機、給湯システム - Google Patents

Description

本発明は、空気調和機および給湯システムに関する。

従来、コンプレッサを収納した容器に取り付けられた電気ヒータに通電したり、コンプレッサモータが回転しない程度の低電圧によりコンプレッサモータに電流を通電して銅損を発生させたりすることで、コンプレッサを起動させる前に冷媒を加熱するようにした空気調和装置が知られている（特許文献１参照）。

特開平１１−９４３７１号公報

特許文献１に記載された空気調和装置では、冷媒を加熱するために大型の電気ヒータを設置しなければならない。

本発明の第１の態様による空気調和機は、室内を暖房するための暖房運転を少なくとも行うものであって、室内に設置される室内用熱交換器と、室外に設置される室外用熱交換器と、室内用熱交換器と室外用熱交換器との間で循環される冷媒を圧縮する圧縮機と、圧縮機を駆動するモータと、直流電力を導通または遮断するためのスイッチング素子を有し、スイッチング素子を用いて直流電力からモータに供給するための交流電力を発生するインバータ回路と、回転速度指令に基づいて、スイッチング素子の動作を制御するための駆動信号をインバータ回路へ出力する制御回路とを備える。この空気調和機において、制御回路は、暖房運転時において、急速暖房のための速暖運転モードおよび通常運転モードを少なくとも含む複数の運転モードのうちいずれかの運転モードを選択可能である。また、速暖運転モードにおいて、制御回路は、スイッチング素子が導通する交流電力の位相位置を求め、求めた位相位置に基づいて駆動信号を出力すると共に、所定の設定温度と室温との差が小さくなるほど交流電力においてより多くの次数の高調波成分が除去されるように、スイッチング素子が導通する交流電力の位相位置を変化させる。
本発明の第２の態様によると、第１の態様の空気調和機において、暖房運転を開始したときに、制御回路は速暖運転モードを選択し、速暖運転モードを選択した後、設定温度と室温との差が所定範囲内となったときに、制御回路は通常運転モードを選択することが好ましい。
本発明の第３の態様によると、第１または第２の態様の空気調和機において、通常運転モードにおいて、制御回路は、ＰＷＭ制御に基づいて駆動信号を出力することとしてよい。
本発明の第４の態様によると、第１乃至第３いずれかの態様の空気調和機において、速暖運転モードにおいてモータに流れる無効電流の電流値を、通常運転モードにおいてモータに流れる無効電流の電流値よりも大きくすることが好ましい。
本発明の第５の態様によると、第１乃至第４いずれかの態様の空気調和機は、冷媒の循環方向を切り替える四方弁をさらに備える。この空気調和機において、複数の運転モードは、室外用熱交換器の霜取りを行うための霜取り運転モードをさらに含む。四方弁は、制御回路により霜取り運転モードが選択されると、冷媒の循環方向を速暖運転モードおよび通常運転モードとは逆方向に切り替える。霜取り運転モードにおいて、制御回路は、スイッチング素子が導通する交流電力の位相位置を求め、求めた位相位置に基づいて駆動信号を出力する。このようにしてもよい。
本発明の第６の態様によると、第５の態様の空気調和機において、霜取り運転モードにおいてモータに流れる無効電流の電流値を、通常運転モードにおいてモータに流れる無効電流の電流値よりも大きくすることが好ましい。
本発明の第７の態様による給湯システムは、水配管と接続され、水配管内を流れる水を温める第１熱交換器と、第１熱交換器により温められた水を貯蔵する貯湯タンクと、第１熱交換器により水を温めるための熱を外気から吸収する第２熱交換器と、第１熱交換器と第２熱交換器との間で循環される冷媒を圧縮する圧縮機と、圧縮機を駆動するモータと、直流電力を導通または遮断するためのスイッチング素子を有し、スイッチング素子を用いて直流電力からモータに供給するための交流電力を発生するインバータ回路と、回転速度指令に基づいて、スイッチング素子の動作を制御するための駆動信号をインバータ回路へ出力する制御回路とを備える。この給湯システムにおいて、制御回路は、水を急速に温めるための急速給湯運転モードおよび通常運転モードを少なくとも含む複数の運転モードのうちいずれかの運転モードを選択可能である。また、急速給湯運転モードにおいて、制御回路は、スイッチング素子が導通する交流電力の位相位置を求め、求めた位相位置に基づいて駆動信号を出力すると共に、水の温度または外気温が高くなるほど交流電力においてより多くの次数の高調波成分が除去されるように、スイッチング素子が導通する交流電力の位相位置を変化させる。
本発明の第８の態様によると、第７の態様の給湯システムにおいて、制御回路は、水の温度、外気温および時刻のいずれか少なくとも一つに基づいて、急速給湯運転モードおよび通常運転モードのいずれか少なくとも一方を選択することが好ましい。
本発明の第９の態様によると、第７または第８の態様の給湯システムにおいて、通常運転モードを選択した場合、制御回路は、ＰＷＭ制御に基づいて駆動信号を出力することとしてよい。
本発明の第１０の態様によると、第７乃至第９いずれかの態様の給湯システムにおいて、制御回路は、急速給湯運転モードにおいてモータに所定の無効電流が流れるように駆動信号を出力することができる。
本発明の第１１の態様によると、第１０の態様の給湯システムにおいて、制御回路は、水の温度が所定の第１のしきい値未満であって外気温が所定の第２のしきい値未満である場合、または水の温度が所定の第３のしきい値未満であって時刻が所定の時間帯内である場合に、急速給湯運転モードにおいてモータに無効電流が流れるように駆動信号を出力することが好ましい。

本発明によれば、電気ヒータなどを大幅に小型化することができる。若しくは電気ヒータと当該電気ヒータに係る部品を追加する必要が無くなる。

空気調和機の構成を示す図である。 モータ制御装置の構成を示す図である。 制御回路の構成を示す図である。 高調波削除の原理説明図である。 高調波削除の基本原理を示すフロー図である。 線間電圧パターンの生成過程および特徴を示す図である。 第１パルス変調器の構成を示す図である。 パルス生成器の構成を示す図である。 テーブル検索式パルス生成手順のフローチャートである。 リアルタイム演算型パルス生成手順のフローチャートである。 パルスパターン演算のフローチャートである。 位相カウンタによるパルスの生成方法を示す図である。 線間電圧波形の変調度に対する変化を示す図である。 線間電圧と相端子電圧の変換表を示す図である。 線間電圧パルスから相端子電圧パルスへの変換例を示す図である。 通電方式とモータ回転数および室温の変化を示す図である。 通電方法によるモータ電流波形の違いを示す図である。 霜取り運転を行う場合の室温と発生熱量の変化を示す図である。 暖房運転と冷房運転および霜取り運転時の冷凍サイクルの動作を示す図である。 霜取り運転時のモータ回転数とd軸電流の関係を示す図である。 外気温とモータ回転数と通電方法の関係を示す図である。 制御モードの切替を示す図である。 ＰＷＭ制御モードとＰＨＭ制御モードを切り替えた様子を示す図である。 ＨＩＣにより構成された制御回路の外観を示す図である。 制御回路とインバータ回路をモジュール化して組み合わせた外観を示す図である。 ヒートポンプ式給湯システムの構成を示す図である。 通電方式とモータ回転数および水温の変化を示す図である。 外気温と水温と通電方法の関係を示す図である。 時間と水温と通電方法の関係を示す図である。 第２パルス変調器の構成を示す図である。 インバータ回路の詳細を示す図である。

−第１の実施の形態−
本発明の一実施形態に係る空気調和機について、図面を参照しながら以下詳細に説明する。図１は、一実施形態の空気調和機３００の構成を示す図である。空気調和機３００は、室内機きょう体３０１、熱交換器３０２、ファン３０３、入力回路３０４、室外機きょう体３０５、熱交換器３０６、ファン３０７、圧縮機３０８、圧縮機用モータ３０９、四方弁３１０、モータ制御装置３１１および配管３１２を備えている。

熱交換器３０２、ファン３０３および入力回路３０４は、室内機きょう体３０１に収納されている。これらは室内機として、建物等の室内に設置される。一方、熱交換器３０６、ファン３０７、圧縮機３０８、圧縮機用モータ３０９、四方弁３１０およびモータ制御装置３１１は、室外機きょう体３０５に収納されている。これらは室外機として、建物等の室外に設置される。

室内機の熱交換器３０２と室外機の熱交換器３０６との間には、配管３１２が設けられている。配管３１２は、四方弁３１０を介して圧縮機３０８と接続される。配管３１２の中には冷媒が充填されている。圧縮機３０８は、圧縮機用モータ３０９によって駆動され、冷媒を圧縮する。圧縮機用モータ３０９の動作は、モータ制御装置３１１によって制御される。

圧縮機３０８によって圧縮された冷媒は、高温、高圧状態となり、配管３１２を通って、暖房時には室内機の熱交換器３０２へと送られる。室内機では、冷媒に蓄積された熱が熱交換器３０２において放熱され、ファン３０３によって室内に温風が送風される。放熱により液体となった冷媒は室外機の熱交換器３０６へと送られ、熱交換器３０６において外気から気化熱を吸収した後、気体となって圧縮機３０８へと戻る。このようにして、熱交換器３０２と熱交換器３０６との間で冷媒が循環されることにより、空気調和機３００において暖房運転が行われる。

一方、冷房時には、上記の暖房時とは反対方向に冷媒が循環される。すなわち、圧縮機３０８によって圧縮された冷媒は、室外機の熱交換器３０６へと送られる。室外機では、冷媒に蓄積された熱が熱交換器３０６において放熱される。放熱により液体となった冷媒は室内機の熱交換器３０２へと送られ、熱交換器３０２において室内の空気から気化熱を吸収した後、気体となって圧縮機３０８へと戻る。このようにして、熱交換器３０２と熱交換器３０６との間で冷媒が循環されることにより、空気調和機３００において冷房運転が行われる。

以上説明したような暖房時と冷房時における冷媒の循環方向の切り替えは、四方弁３１０によって行われる。すなわち、暖房時には、圧縮機３０８において圧縮された冷媒が室内機の熱交換器３０２へと出され、そこから室外機の熱交換器３０６を通って圧縮機３０８へと戻るように、四方弁３１０の状態が切り替えられる。反対に、冷房時には、圧縮機３０８において圧縮された冷媒が室外機の熱交換器３０６へと出され、そこから室内機の熱交換器３０２を通って圧縮機３０８へと戻るように、四方弁３１０の状態が切り替えられる。

ユーザがリモコン等を操作することにより、室内機の入力回路３０４に対して運転指令が入力されると、入力回路３０４は、その運転指令および室温等の情報に基づいて、暖房運転と冷房運転のいずれかを選択すると共に、圧縮機用モータ３０９の回転速度を算出する。そして、選択した運転状態に応じて四方弁３１０を切り替えると共に、算出した回転速度に応じた速度指令をモータ制御装置３１１へ送信する。モータ制御装置３１１は、入力回路３０４から受けた速度指令に基づいて圧縮機用モータ３０９の動作を制御し、空気調和機３００を暖房運転または冷房運転させる。

図２は、モータ制御装置３１１の構成を示す図である。モータ制御装置３１１は、直流電源１、インバータ回路２、電流検出器４、電圧検出器５および制御回路６を備えており、圧縮機用モータ３０９と接続されている。

直流電源１は、整流回路等を用いた周知のコンバータ装置によって構成されており、商用交流電源から所定の直流電力を生成してインバータ回路２へ供給する。直流電源１によって生成される直流電力の電圧は、電圧検出器５によって検出され、制御回路６へと出力される。

インバータ回路２は、直流電源１から出力された直流電力を導通または遮断するためのスイッチング素子を有しており、このスイッチング素子を用いて直流電力から交流電力を発生し、圧縮機用モータ３０９に供給する。たとえば、圧縮機用モータ３０９が三相交流モータである場合、インバータ回路２は、各相ごとに１つまたは複数のスイッチング素子をそれぞれ有している。各スイッチング素子の動作は、制御回路６からのドライブ信号によって制御される。

インバータ回路２の詳細を図３１に示す。ここでは３相インバータを例に説明する。インバータ回路２は、上アームとして動作するスイッチング素子１５１およびダイオード１５２、下アームとして動作するスイッチング素子１６１およびダイオード１６２から構成される。上アームおよび下アームが直列に接続された直列回路１５０は、それぞれインバータ回路２の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）を構成する。制御回路６から出力されたドライブ信号に基づいてスイッチング素子１５１，１６１は駆動され、上アームと下アームの中間接続点から圧縮機用モータ３０９に電力を供給する。

インバータ回路２から圧縮機用モータ３０９に供給される交流電力の電流値は、電流検出器４によって各相ごとに検出され、その検出結果を示す信号が電流検出器４から制御回路６へ出力される。なお、圧縮機用モータ３０９が三相交流モータである場合、２相の電流値のみを電流検出器４によって検出し、これらの検出結果に基づいて他の１相の電流値を推定してもよい。

制御回路６は、入力回路３０４からの速度指令と、電流検出器４によって検出された交流電力の電流値とに基づいて、インバータ回路２の各スイッチング素子の動作を制御するためのドライブ信号をインバータ回路２へ出力する。このドライブ信号に応じてインバータ回路２の各スイッチング素子が導通または遮断を繰り返すことにより、直流電源１からの直流電力が交流電力へと変換され、圧縮機用モータ３０９に供給される。この交流電力を用いて圧縮機用モータ３０９が圧縮機３０８を駆動することで、圧縮機３０８において冷媒が圧縮され、運転指令に応じた暖房運転または冷房運転が行われる。

図３は、制御回路６の構成を示す図である。制御回路６は、ｄ軸電流指令発生器６１、速度制御器６２、電圧指令演算器６３、第１パルス変調器６４および第２パルス変調器６５、速度・位相推定器６６、３相／２相変換器６７および切替器６８を有する。なお、図３では圧縮機用モータ３０９が三相交流モータであり、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相について検出された相電流検出信号lu、lv、lwが電流検出器４から制御回路６へ入力される例を示している。

制御回路６へ入力された相電流検出信号lu、lv、lwは、３相／２相変換器６７においてｄ軸電流信号Idcおよびｑ軸電流信号Iqcに変換され、電圧指令演算器６３と速度・位相推定器６６へそれぞれ出力される。

入力回路３０４から制御回路６に速度指令（回転速度指令）f1*が入力されると、速度指令f1*と速度・位相推定器６６から出力される回転速度f1との偏差が演算され、その演算結果が速度制御器６２へと出力される。速度制御器６２は、速度指令f1*と回転速度f1との偏差に基づいてｑ軸電流指令信号Iqc*を発生し、電圧指令演算器６３へと出力する。一方、ｄ軸電流指令発生器６１は、所定のｄ軸電流指令信号Idc*を発生し、電圧指令演算器６３へと出力する。なお、ｄ軸電流指令発生器６１が発生するｄ軸電流指令信号Idc*の値は、通常の状態では０である。

電圧指令演算器６３は、ｄ軸電流指令発生器６１からのｄ軸電流指令信号Idc*と、速度制御器６２からのｑ軸電流指令信号Iqc*とに基づいて、ｄ軸電圧指令信号Vdc*およびｑ軸電圧指令信号Vqc*を演算する。このとき電圧指令演算器６３は、圧縮機用モータ３０９を流れる実電流がｄ軸電流指令信号Idc*およびｑ軸電流指令信号Iqc*に追従するように、ｄ軸電圧指令信号Vdc*およびｑ軸電圧指令信号Vqc*を求める。演算されたｄ軸電圧指令信号Vdc*およびｑ軸電圧指令信号Vqc*は、電圧指令演算器６３から第１パルス変調器６４、第２パルス変調器６５および速度・位相推定器６６へ出力される。

速度・位相推定器６６は、３相／２相変換器６７からのｄ軸電流信号Idcおよびｑ軸電流信号Iqcと、電圧指令演算器６３からのｄ軸電圧指令信号Vdc*およびｑ軸電圧指令信号Vqc*とに基づいて、圧縮機用モータ３０９の回転速度と電圧位相をそれぞれ推定する。そして、これらの推定結果に基づいて、回転速度f1を速度制御器６２の前段および第１パルス変調器６４へ出力すると共に、位相信号θdcを第１パルス変調器６４、第２パルス変調器６５および３相／２相変換器６７へ出力する。

パルス変調器６４は、電圧指令演算器６３からのｄ軸電圧指令信号Vdc*およびｑ軸電圧指令信号Vqc*と、速度・位相推定器６６からの回転速度f1および位相信号θdcとに基づいて、インバータ回路２の各スイッチング素子が導通または遮断するタイミングに応じたパルス信号を生成し、切替器６８へ出力する。このとき第１パルス変調器６４は、矩形波交流電流が有する高調波成分をある程度削減した交流電力がインバータ回路２から出力されるように、各スイッチング素子のスイッチング動作を交流波形の位相に基づいて制御するためのパルス信号を生成する。以下の説明では、第１パルス変調器６４から出力されるパルス信号をＰＨＭパルス信号と称する。また、ＰＨＭパルス信号を用いて行われる制御方法をＰＨＭ制御と称する。

一方、第２パルス変調器６５は、電圧指令演算器６３からのｄ軸電圧指令信号Vdc*およびｑ軸電圧指令信号Vqc*と、速度・位相推定器６６からの位相信号θdcとに基づいて、周知のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式により、インバータ回路２の各スイッチング素子が導通または遮断するタイミングに応じたパルス信号を生成し、切替器６８へ出力する。以下の説明では、第２パルス変調器６５から出力されるパルス信号をＰＷＭパルス信号と称する。

図３０を用いて第２パルス変調器６５の詳細を説明する。第２パルス変調器６５は、２相３相変換器６５１、比較器６５２および搬送波発生器６５３を有する。２相３相変換器６５１には、電圧指令演算器から出力されたｄ軸電圧指令信号およびｑ軸電圧指令信号が入力され、交流波形の３相電圧指令信号V_U*、V_V*、V_W*に変換する。３相電圧指令信号V_U*、V_V*、V_W*は比較回路６５２に出力される。比較回路６５２は、３相電圧指令信号V_U*、V_V*、V_W*と、搬送波発生器６５３から出力された三角形状の搬送波と比較し、スイッチング素子を駆動するＰＷＭパルス信号を出力する。

切替器６８は、ＰＨＭ制御用の第１パルス変調器６４から出力されたＰＨＭパルス信号またはＰＷＭ制御用の第２パルス変調器６５から出力されたＰＷＭパルス信号のいずれか一方を選択する。なお、切替器６８がいずれのパルス信号を選択するかについては、後で詳しく説明する。切替器６８において選択されたＰＨＭパルス信号またはＰＷＭパルス信号は、ドライブ信号としてインバータ回路２へ出力される。

以上説明したようにして、制御回路６からインバータ回路２に対して、ＰＨＭパルス信号またはＰＷＭパルス信号がドライブ信号として出力される。このドライブ信号に応じて、インバータ回路２の各スイッチング素子がそれぞれ導通または遮断することにより、直流電源１からの直流電力が交流電力へと変換される。

次に、ＰＨＭ制御用の第１パルス変調器６４によるＰＨＭパルス信号の生成方法について説明する。図４（ａ）、図４（ｂ）および図４（ｃ）は、ＰＨＭパルス信号により高調波成分を削除する基本原理を説明するための図である。

直流電力を交流電力に変換する際の単位位相当たりのスイッチング回数が最も少ない制御方式は、矩形波制御である。この矩形波制御の状態では、図４（ａ）に示すように、半周期に１回、すなわち１周期に２回のスイッチングが行われる。このような矩形波制御では、ＰＷＭ方式に比べてスイッチング回数が格段に少ないため、スイッチングによる損失が大幅に低減する。しかしその反面、交流電力波形には５次、７次、１１次等の高調波成分が多く含まれ、これらの高調波成分が歪を生じさせることになる。したがって、高調波による歪を少なくするためには、図４（ａ）に示した矩形波制御の状態よりもスイッチング素子のスイッチング回数を増やし、高調波成分をできるだけ除去することが望ましい。このとき除去すべき高調波成分は、変換される交流電力の使用目的により異なるが、全ての高調波成分を除去する必要は無い。そのため、ＰＷＭ方式に比べるとスイッチング回数は減少する。たとえば、三相回転電機に供給する交流電力では、３の倍数となる高調波成分は互いに相殺されるので、除去しなくても大きな問題とはならない。

上記の高調波成分の除去について、５次高調波成分を除去する方法を例として以下に説明する。５次高調波成分とは、図４（ａ）および４（ｂ）に示す如く、交流電力波形の半周期である電気角πの期間に５回のピーク値を有する振動波形のことである。図４（ａ）に示す矩形波は、正弦波の基本波の他にフーリエ展開で求められる多数の高調波成分を含んでおり、その高調波成分の１つが５次高調波成分である。この５次高調波成分を単位位相毎に、例えば半周期毎に、図４（ｂ）に示す如く重ね合わせる。当然ではあるが、重ね合わせられた波形をフーリエ展開すると上述の５次高調波となる。

矩形波に含まれる５次高調波成分を消去する場合には、スイッチング回数をできるだけ低減する観点から、削除したい高調波をまとめて消去することが望ましい。そこで、図４（ｂ）に示すように、矩形波に含まれる５次高調波成分と同一面積の重ね合わせ波形を特定の位置で削除した交流電力波形となるように、第１パルス変調器６４によりＰＨＭパルス信号を生成する。なお、図４（ｂ）の交流電力波形では、半周期毎に１つにまとめた重ね合わせ波形を削除している。このようにすることで、矩形波から５次高調波成分を削除するときのスイッチング回数を少なくすることができる。

図４（ｃ）は、図４（ｂ）に示した交流電力波形を生成するためのＰＨＭパルス信号の波形である。このようなＰＨＭパルス信号を第１パルス変調器６４により生成し、そのＰＨＭパルス信号に応じてインバータ回路２のスイッチング素子を動作させると、図４（ｃ）のような波形の交流電力がインバータ回路２から出力される。その結果、５次高調波成分が削除された交流電力がインバータ回路２から圧縮機用モータ３０９へ供給される。

同様の手法で他の高調波成分についても削除することができる。図５は、各高調波成分を削除する基本原理を示すフロー図である。ここでは、線間電圧波形をｆ（ωｔ）としてフーリエ級数展開を行い、さらにパルス波形の対称性によるｆ（ωｔ）＝−ｆ（ωｔ＋π）およびｆ（ωｔ）＝ｆ（π−ωｔ）の各条件を考慮することで、ＰＨＭパルス信号を生成できることを示している。すなわち、ＰＨＭパルス信号のパルスパターンは、ｆ（ωｔ）をフーリエ級数展開して削除する高調波次数の成分をゼロとおいた方程式を解くことにより求めることができる。

図６は、一例として、３次、５次、７次高調波を削除するためのＵ相とＶ相の線間電圧におけるパルス波形パターンの生成過程および特徴を示した図である。ただし線間電圧とは各相の端子の電位差であり、Ｕ相の相電圧をVu、Ｖ相の相電圧をVvとすると、Ｕ相とＶ相の線間電圧VuvはVuv=Vu−Vvで表わされる。Ｖ相とＷ相の線間電圧、Ｗ相とＵ相の線間電圧も同様なので、以下、Ｕ相とＶ相との線間電圧のパターンの生成を代表例として説明する。

図６の横軸は、Ｕ相とＶ相の線間電圧の基本波を基準とした位相を表している。以下では、これをＵＶ線間電圧基準位相θuvlと名付ける。このＵＶ線間電圧基準位相θuvlは、図４（ａ）、図４（ｃ）の横軸に示した電気角に対応している。なお、π≦θuvl≦2πの区間におけるパルス波形パターンは、図示した0≦θuvl≦πの区間におけるパルス波形パターンを上下反転させた対称形状であるため、図６では省略する。

図６に示すように、電圧パルスの基本波はθuvlを基準とする正弦波電圧とする。生成するパルスはこの基本波のπ／２を中心に、図示する手順に従って、θuvlに対して図に例示したような位置にそれぞれ配置される。ここで、上記のようにθuvlは電気角に対応するものであるため、図６におけるパルスの配置位置を電気角により表すことができる。したがって、以下では、このパルスの配置位置を特定の電気角位置と定義する。これにより、Ｓ１〜Ｓ４、Ｓ１’〜 Ｓ２’のパルス列ができる。このパルス列は、 基本波に対する３次、５次、７次高調波を含まないスペクトル分布を有する。このパルス列は、言い換えれば、0≦θuvl≦2πの区間における矩形波から３次、５次、７次高調波を削除した波形である。なお、削除する高調波の次数は３次、５次、７次以外も可能である。

ＰＨＭ制御用の第１パルス変調器６４の構成を図７に示す。第１パルス変調器６４は、電圧位相差演算器６４１、変調度演算器６４２、パルス生成器６４４により構成される。電圧指令演算器６３から出力されたｄ軸電圧指令信号Vdc*およびｑ軸電圧指令信号Vqc*は、第１パルス変調器６４において電圧位相差演算器６４１と変調度演算器６４２に入力される。

電圧位相差演算器６４１は、ｄ軸電圧指令信号Vdc*が表す電圧位相とｑ軸電圧指令信号Vqc*が表す電圧位相との位相差を算出する。この電圧位相差をδとすると、電圧位相差δは式（１）で表される。
δ=arctan(-Vdc*/ Vdc*) ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）

電圧位相差演算器６４１により算出された電圧位相差δは、速度・位相推定器６６からの位相信号θdcと加算された後、電圧位相信号θvとしてパルス生成器６４４へ出力される。電圧位相信号θvは、位相信号θdcが表すロータ位相角をθreとすると式（２）で表される。
θv=δ+θre ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）

変調度演算器６４２は、ｄ軸電圧指令信号Vdc*およびｑ軸電圧指令信号Vqc*が表すベクトルの大きさを直流電源１の電圧で正規化することにより変調度を算出し、その変調度に応じた変調度信号ａをパルス生成器６４４へ出力する。この実施の形態では、上記変調度信号aは、直流電源１の電圧に基づいて定められることになり、電圧が高くなると変調度ａは小さくなる傾向となる。また指令値の振幅値が大きくなると変調度ａは大きくなる傾向となる。具体的には直流電源１の電圧をVdcとすると式（３）で表される。なお、式（３）において、Vdはｄ軸電圧指令信号Vdc*の振幅値、Vqはｑ軸電圧指令信号Vqc*の振幅値をそれぞれ表す。
a=(√（Vd^2+Vq^2）)/Vdc ・・・・・・・・・・・・・・・（３）

パルス生成器６４４は、電圧位相差演算器６４１から出力された電圧位相差δに位相信号θdcを加算して得られた電圧位相信号θvと、変調度演算器６４２からの変調度信号aと、速度・位相推定器６６からの回転速度f1とに基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応するＰＨＭ制御に基づくパルス信号を生成する。そして、生成したパルス信号を切替器６８へ出力する。

パルス生成器６４４は、たとえば図８に示すように、位相検索器６４５とタイマカウンタ比較器６４６によって実現される。位相検索器６４５は、電圧位相信号θv、変調度信号aおよび回転速度f1に基づいて、予め記憶されたスイッチングパルスの位相情報のテーブルから、スイッチングパルスを出力すべき位相をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相について検索し、その検索結果の情報をタイマカウンタ比較器６４６へ出力する。タイマカウンタ比較器６４６は、位相検索器６４５から出力された検索結果に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対するスイッチング指令としてのＰＨＭパルス信号をそれぞれ生成する。タイマカウンタ比較器６４６により生成された各相に対するＰＨＭパルス信号は、前述のように切替器６８へ出力される。

図８の位相検索器６４５およびタイマカウンタ比較器６４６によるパルス生成の手順を詳細に説明したフローチャートを図９に示す。位相検索器６４５は、ステップ８０１において変調度信号aを入力信号として取り込み、ステップ８０２において電圧位相信号θvを入力信号として取り込む。続くステップ８０３において、位相検索器６４５は、入力された現在の電圧位相信号θvに基づいて、制御遅れ時間と回転速度f1を考慮して、次の制御周期に対応する電圧位相の範囲を演算する。その後ステップ８０４において、位相検索器６４５はＲＯＭ検索を行う。このＲＯＭ検索では、入力された変調度信号aに基づいて、ステップ８０３で演算された電圧位相の範囲において、ＲＯＭ（不図示）に予め記憶されたテーブルよりスイッチングのオンとオフの位相を検索する。

位相検索器６４５は、ステップ８０４のＲＯＭ検索によって得られたスイッチングのオンとオフの位相の情報を、ステップ８０５においてタイマカウンタ比較器６４６へ出力する。タイマカウンタ比較器６４６は、この位相情報をステップ８０６において時間情報に変換し、タイマカウンタとのコンペアマッチ機能を用いてＰＨＭパルス信号を生成する。なお、位相情報を時間情報に変換する過程は、回転速度f1を利用する。あるいはステップ８０４のＲＯＭ検索によって得られたスイッチングのオンとオフの位相の情報を、ステップ８０６において位相カウンタとのコンペアマッチ機能を用いてＰＨＭパルスを生成しても良い。

タイマカウンタ比較器６４６は、ステップ８０６で生成したＰＨＭパルス信号を、次のステップ８０７において切替器６８へ出力する。以上説明したステップ８０１〜８０７の処理が位相検索器６４５およびタイマカウンタ比較器６４６において行われることにより、パルス生成器６４４においてＰＨＭパルス信号が生成される。

あるいは、図９のフローチャートにかえて、図１０のフローチャートに示す処理をパルス生成器６４４において実行することにより、パルス生成を行うようにしてもよい。この処理は、図９のフローチャートに示したように予め記憶しているテーブルを用いてスイッチング位相を検索するテーブル検索方式を使わず、電圧指令演算器６３の制御周期毎にスイッチング位相を生成する方式である。

パルス生成器６４４は、ステップ８０１において変調度信号aを入力し、ステップ８０２において電圧位相信号θvを入力する。続くステップ８２０において、パルス生成器６４４は、入力された変調度信号aおよび電圧位相信号θvに基づいて、制御遅れ時間と回転速度f1を考慮して、スイッチングのオンとオフの位相を電圧指令演算器６３の制御周期毎に決定するためのパルスパターン演算を行う。そして、回転速度f1に基づいて得られた位相情報を時間情報に変換し、タイマカウンタまたは位相カウンタとのコンペアマッチ機能を用いてＰＨＭパルス信号を生成する。こうして生成したＰＨＭパルス信号をステップ８０７において切替器６８へ出力する。

ステップ８２０におけるパルスパターン演算の詳細を図１１のフローチャートに示す。パルス生成器６４４は、ステップ８２１において、回転速度f1に基づいて削除する高調波次数を指定する。こうして指定された高調波次数に従って、パルス生成器６４４は続くステップ８２２において行列演算などの処理を行い、ステップ８２３においてパルス基準角度を出力する。

ステップ８２２の行列演算は、以下の式（４）〜（７）で示す行列式に則って演算される。

ここでは、一例として、３次、５次、７次成分を消去する場合を取り上げる。

パルス生成器６４４は、削除する高調波次数として３次、５次、７次の高調波成分をステップ８２１において指定すると、次のステップ８２２において行列演算を行う。

ここで３次、５次、７次の消去次数に対して式（４）のような行ベクトルを作る。

・・・（４）

式（４）の右辺括弧内の各要素はk1/3、k2/5、k3/7となっている。k1、k2、k3は任意の奇数を選択することができる。ただし、k1=3,9,15、k2=5,15,25、k3=7,21,35などを選択してはならない。この条件下で、３次、５次、７次成分は完全に消去される。

上記をより一般的に記すと、分母の値を削除する高調波次数とし、分子の値を分母の奇数倍を除く任意の奇数とすることで、式（４）の各要素の値を決定することができる。ここで式（４）の例では、消去次数が３種類（３次、５次、７次）であるため行ベクトルの要素数を３つとしている。同様に、Ｎ種類の消去次数に対して要素数Ｎの行ベクトルを設定し、各要素の値を決定することができる。

なお、式（４）において、各要素の分子と分母の値を上記のもの以外とすることで、高調波成分を削除するかわりに、そのスペクトルを整形することもできる。そのため、高調波成分の削除ではなくスペクトル整形を主な目的として、各要素の分子と分母の値を任意に選択してもよい。その場合、分子と分母の値は必ずしも整数である必要はないが、分子の値として分母の奇数倍を選択してはならない。また、分子と分母の値は定数である必要はなく、時間に応じて変化する値でもよい。

上記のように、分母と分子の組み合わせでその値が決定される要素が３つの場合は、式（４）のように３列のベクトルを設定することができる。同様に、分母と分子の組み合わせでその値が決定される要素数Ｎのベクトル、すなわちＮ列のベクトルを設定することができる。以下では、このＮ列のベクトルを高調波準拠位相ベクトルと呼ぶこととする。

高調波準拠位相ベクトルが式（４）のように３列のベクトルである場合は、その高調波準拠位相ベクトルを転置して式（５）の演算をする。その結果、S1〜S4までのパルス基準角度が得られる。

パルス基準角度S1〜S4は、電圧パルスの中心位置を表わすパラメータであり、後述する三角波キャリアと比較される。このようにパルス基準角度が４個（S1〜S4）である場合、一般的には、線間電圧一周期当たりのパルス数は１６個となる。

・・・（５）

また、式（４）のかわりに式（６）のように高調波準拠位相ベクトルが４列の場合は、行列演算式（７）を施す。

・・・（６）

・・・（７）

その結果、S1〜S8までのパルス基準角度が得られる。このとき線間電圧一周期当たりのパルス数は３２個となる。

削除する高調波成分の数とパルス数との関係は、一般的には次のとおりである。すなわち、削除する高調波成分が２つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は８パルスであり、削除する高調波成分が３つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は１６パルスであり、削除する高調波成分が４つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は３２パルスであり、削除する高調波成分が５つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は６４パルスである。同様に、削除する高調波成分の数が１つ増すにつれて、線間電圧一周期当たりのパルス数が２倍になる。

ただし、線間電圧で正のパルスと負のパルスが重畳するようなパルス配置の場合、パルス数は上記とは異なる場合がある。

以上説明した行列演算によりパルス基準角度が得られたら、パルス生成器６４４は、そのパルス基準角度をステップ８２３において出力する。そして、次のステップ８２４において、出力したパルス基準角度を三角波と比較することにより、ＵＶ線間電圧、ＶＷ線間電圧、ＷＵ線間電圧の３種類の線間電圧のパルス波形をそれぞれ求める。これらの各線間電圧のパルス波形は、それぞれ2π/3の位相差を有する同一のパルス波形である。したがって、以下では各線間電圧を代表して、ＵＶ線間電圧のみを説明する。

ここで、ＵＶ線間電圧の基準位相θuvlと電圧位相信号θvおよび磁極位置θeとの間には、式（８）の関係がある。

θuvl=θv＋π/6=θre＋δ＋π/6 [rad] ・・・・・・・・・・・・・・・（８）

式（８）で表されるＵＶ線間電圧の波形は、θuvl＝π/2，3π/2の位置を中心に線対称であり、かつ、θuvl＝0，πの位置を中心に点対称となる。したがって、ＵＶ線間電圧パルスの１周期（θuvlが0から2πまで）の波形は、θuvlが0からπ/2までの間のパルス波形を元に、これをπ/2毎に左右対称または上下対称に配置することによって表現できる。

これを実現するひとつの方法が、0≦θuvl≦π/2の範囲におけるＵＶ線間電圧パルスの中心位相を４チャンネルの位相カウンタと比較し、その比較結果に基づいて、１周期すなわち0≦θuvl≦2πの範囲についてＵＶ線間電圧パルスを生成するアルゴリズムである。その概念図を図１２に示す。

図１２は0≦θuvl≦π/2の範囲における線間電圧パルスが４つである場合の例を示している。図１２において、パルス基準角度S1〜S4は、その４つのパルスの中心位相を表す。

carr1(θuvl)，carr2(θuvl)，carr3(θuvl)，carr4(θuvl)は、４チャンネルの位相カウンタの各々を表している。これらの各位相カウンタは、いずれも基準位相θuvlに対して2π radの周期を持つ三角波である。また、carr1(θuvl)とcarr2(θuvl)は振幅方向にdθの偏差を持ち、carr3(θuvl)とcarr4(θuvl)の関係も同様である。

dθは線間電圧パルスの幅を表している。このパルス幅dθに対して基本波の振幅が線形に変化する。

線間電圧パルスは、各位相カウンタcarr1(θuvl)，carr2(θuvl)，carr3(θuvl)，carr4(θuvl)と、0≦θuvl≦π/2の範囲におけるパルスの中心位相を表すパルス基準角度S1〜S4との各交点に形成される。これにより、９０度毎に対称的なパターンのパルス信号が生成される。

より詳細には、carr1(θuvl)，carr2(θuvl)とS1〜S4とがそれぞれ一致した点において、正の振幅を有する幅dθのパルスが生成される。一方、carr3(θuvl)，carr4(θuvl) とS1〜S4とがそれぞれ一致した点において、負の振幅を有する幅dθのパルスが生成される。

以上説明したような方法を用いて生成した線間電圧の波形を変調度毎に描いた一例を図１３に示す。図１３では、式（４）のk1、k2、k3の値として、k1=1、k2=1、k3=3をそれぞれ選択し、変調度を０から１．０まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図１３により、変調度の増加とほぼ比例してパルス幅が増加していることが分かる。こうしてパルス幅を増加させることで、電圧の実効値を増加させることができる。ただし、θuvl=0，π，2π付近のパルスは、変調度０．４以上において、変調度が変化してもパルス幅は変化していない。このような現象は、正の振幅を有するパルスと負の振幅を有するパルスが重なり合うことで生じるものである。

以上説明したような方法により、ＵＶ線間電圧、ＶＷ線間電圧、ＷＵ線間電圧の３種類の線間電圧のパルス波形がそれぞれ求められたら、パルス生成器６４４は、各線間電圧をステップ８２５において出力する。そして、次のステップ８２６において、出力した各線間電圧を各相のゲートパルスにそれぞれ変換する。

図１４は、ステップ８２６において各線間電圧から各相のゲートパルス、すなわち相端子電圧パルスに変換するための変換表を示している。図１４において、表中左端のモードは存在するスイッチング状態に番号を割り当てたものである。モード１〜６は、線間電圧から相端子電圧への関係が１対１に決まっている。各モードは直流側と３相交流側の間でエネルギー授受のあるアクティブな期間である。図１４の線間電圧は異なる相の電位差として取りうるパターンを直流電源１の電圧Ｖｄｃで正規化し整理したものである。たとえば、モード１ではＶｕｖ→１、Ｖｖｗ→０、Ｖｕ→−１と示されているが、これはＶｕ−Ｖｖ＝Ｖｄｃ、Ｖｖ−Ｖｗ＝０、Ｖｗ−Ｖｕ＝−Ｖｄｃとなる場合を正規化して示している。このとき相端子電圧（ゲート電圧に比例）は、Ｖｕ→１（Ｕ相の上アームをオン、下アームをオフ）、Ｖｖ→０（Ｖ相の上アームをオフ、下アームをオン）、Ｖｗ→０（Ｗ相の上アームをオフ、下アームをオン）の場合、すなわち、Ｖｕ＝Ｖｄｃ、Ｖｖ＝０、Ｖｗ＝０となる場合を正規化して示している。モード２〜６も同様の考え方で成り立っている。

図１５は、図１３に例示した線間電圧パルス波形を図１４の変換表に従って相端子電圧パルスに変換する様子を示している。図１５において、上段は線間電圧の代表例としてＵＶ線間電圧パルスを示しており、その下にＵ相端子電圧Ｖｕ、Ｖ相端子電圧Ｖｖ、Ｗ相端子電圧Ｖｗを示している。

図１５の上部には、モード（直流側と３相交流側の間でエネルギー授受のあるアクティブな期間）の番号、および３相短絡となっている期間を示している。３相短絡の期間では３相の上アームをすべてオンにするか３相の下アームをすべてオンにするかのいずれかであるが、スイッチング損失や導通損失の状況に応じて、どちらかのスイッチモードを選択すればよい。

たとえば、ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが１のときは、Ｕ相端子電圧Ｖｕが１、Ｖ相端子電圧Ｖｖが０である（モード１，６）。ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが０のときは、Ｕ相端子電圧ＶｕとＶ相端子電圧Ｖｖが同じ値、すなわちＶｕが１かつＶｖが１（モード２、３相短絡）、またはＶｕが０かつＶｖが０（モード５、３相短絡）のいずれかである。ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが−１のときは、Ｕ相端子電圧Ｖｕが０、Ｖ相端子電圧Ｖｖが１である（モード３，４）。このような関係に基づいて、相電圧すなわち相端子電圧の各パルス（ゲート電圧パルス）が生成される。

ＰＨＭ制御用の第１パルス変調器６４では、以上説明したような方法により、ＰＨＭパルス信号を生成し、切替器６８へ出力する。

次に、切替器６８によるパルス信号の選択について説明する。前述のように切替器６８は、ＰＨＭ制御用の第１パルス変調器６４から出力されたＰＨＭパルス信号またはＰＷＭ制御用の第２パルス変調器６５から出力されたＰＷＭパルス信号のいずれか一方を選択し、ドライブ信号としてインバータ回路２へ出力する。このパルス信号の選択は、圧縮機用モータ３０９の回転速度（回転数）に基づいて、次のようにして行われる。

図１６は、空気調和機３００が暖房運転を開始したときの圧縮機用モータ３０９の回転数および室温の変化の様子の一例を示している。図１６の上図において、横軸は時間経過を表し、縦軸はモータ回転数と室温をそれぞれ表している。この図では、モータ回転数ＡとしてＰＷＭ制御によるモータ回転数の変化例を、モータ回転数ＢとしてＰＷＭ制御とＰＨＭ制御を併用したときのモータ回転数の変化例を、破線によりそれぞれ示している。また、室温ＡとしてＰＷＭ制御による室温の変化例を、室温ＢとしてＰＷＭ制御とＰＨＭ制御を併用したときの室温の変化例を、実線によりそれぞれ示している。

ＰＷＭ制御の場合、時刻ｔ０において空気調和機３００が暖房運転を開始すると、モータ回転数Ａが最大回転数に達するまで上昇する。その後、空気調和機３００の冷凍サイクルが十分に温まると、時刻ｔ１において室内機から温風の吹き出しを開始する。これにより、室温Ａが次第に上昇していく。

時刻ｔ２において、予め設定された設定温度と室温Ａとの差が所定のしきい値Ｔ１未満になると、入力回路３０４からの速度指令に応じてモータ回線数Ａが減少し始め、それに応じて室温Ａの上昇が緩やかになっていく。その後、時刻ｔ３において設定温度と室温Ａとの差が所定のしきい値Ｔ２（Ｔ１＞Ｔ２）未満になると、モータ回線数Ａが減少する傾きが変化する。そして、時刻ｔ４において室温Ａが設定温度に一致すると、モータ回線数Ａが一定となり、圧縮機用モータ３０９が低回転状態で駆動される。

以上説明したようなＰＷＭ制御の場合は、図１６において符号１６１に示すように、暖房運転中には常にＰＷＭ制御による通電がインバータ回路２から圧縮機用モータ３０９に対して行われる。このとき、制御回路６において、切替器６８は、ＰＷＭ制御用の第２パルス変調器６５から出力されるＰＷＭパルス信号を常に選択し、インバータ回路２へ出力する。

一方、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御を併用した場合、時刻ｔ０において空気調和機３００が暖房運転を開始すると、モータ回転数Ｂが最大回転数に達するまで上昇する。このときの最大回転数は、前述のモータ回転数Ａのものよりも高い。その後、空気調和機３００の冷凍サイクルが十分に温まると、前述の時刻ｔ１よりも早い時刻ｔ１’において室内機から温風の吹き出しを開始する。これにより、室温Ｂが次第に上昇していく。

その後は、ＰＷＭ制御の場合と同様の動作が行われる。すなわち、時刻ｔ２’において設定温度と室温Ｂとの差が前述のしきい値Ｔ１未満になると、入力回路３０４からの速度指令に応じてモータ回線数Ｂが減少し始め、それに応じて室温Ｂの上昇が緩やかになっていく。その後、時刻ｔ３’において設定温度と室温Ｂとの差がしきい値Ｔ２未満になると、モータ回線数Ｂが減少する傾きが変化する。そして、時刻ｔ４’において室温Ｂが設定温度に一致すると、モータ回線数Ｂが一定となり、圧縮機用モータ３０９が低回転状態で駆動される。

なお、図１６において、ＰＷＭ制御の場合における各時刻ｔ１、ｔ２、ｔ３およびｔ４と、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御を併用した場合における各時刻ｔ１’、ｔ２’、ｔ３’およびｔ４’とをそれぞれ比較すると、いずれもＰＷＭ制御とＰＨＭ制御を併用した場合の方が早いことが分かる。すなわち、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御を併用することにより、従来のＰＷＭ制御のみを用いた場合と比べて、急速に暖房を行うことができる。

以上説明したようなＰＷＭ制御とＰＨＭ制御を併用した場合は、図１６において符号１６２に示すように、暖房運転を開始してからモータ回転数Ｂが所定の回転数に達するまでの期間は、ＰＷＭ制御による通電がインバータ回路２から圧縮機用モータ３０９に対して行われる。これは、モータ回転数が低く通電率が小さいときにはＰＨＭ制御の適用が難しいためである。このとき、制御回路６において、切替器６８は、ＰＷＭ制御用の第２パルス変調器６５から出力されるＰＷＭパルス信号を選択し、インバータ回路２へ出力する。

その後、モータ回線数Ｂが最大回転数まで達してそこから減少し始める時刻ｔ２’までの期間（期間Ｄ１とする）と、時刻ｔ２’から時刻ｔ３’までの期間（期間Ｄ２とする）では、それぞれ異なるＰＨＭパルスパターンを用いたＰＨＭ制御による通電がそれぞれ行われる。このとき、制御回路６において、切替器６８は、ＰＨＭ制御用の第１パルス変調器６４から出力されるＰＨＭパルス信号を選択し、インバータ回路２へ出力する。なお、以降の説明では、期間Ｄ１のＰＨＭ制御において用いられるＰＨＭパルスパターンをＰＨＭ１と称し、期間Ｄ２のＰＨＭ制御において用いられるＰＨＭパルスパターンをＰＨＭ２と称する。

時刻ｔ３’以降では、ＰＷＭ制御による通電が行われる。このとき、制御回路６において、切替器６８は、ＰＷＭ制御用の第２パルス変調器６５から出力されるＰＷＭパルス信号を選択し、インバータ回路２へ出力する。

上記のように、暖房運転を開始してから時刻ｔ３’までの間は、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御を併用して暖房運転を行う。このような運転モードを、以下では速暖運転モードと称する。一方、時刻ｔ３’以降では、従来と同様にＰＷＭ制御のみを用いて暖房運転を行う。このような運転モードを、以下では通常運転モードと称する。制御回路６は、これらの運転モードを状況に応じて選択し、選択した運転モードに応じたドライブ信号をインバータ回路２へ出力する。

図１７（ａ）、１７（ｂ）は、通電方式による電流波形の違いを示す図である。図１７（ａ）は、ＰＷＭ制御方式によるＵ相交流電流の波形の一例を示しており、図１７（ｂ）は、ＰＨＭ制御方式によるＵ相交流電流の波形の一例を示している。なお、図１７（ａ）および図１７（ｂ）において、縦軸は電流の大きさを示しており、横軸は時間を示している。

図１７（ａ）、１７（ｂ）から、ＰＨＭ制御方式によるＵ相交流電流の波形、すなわち速暖運転モードにおいて圧縮機用モータ３０９に流れる交流電流の波形は、ＰＷＭ制御方式によるＵ相交流電流の波形、すなわち通常運転モードにおいて圧縮機用モータ３０９に流れる交流電流の波形と比べて、より多くの高調波成分を含む歪んだ波形となっていることが分かる。言い換えると、速暖運転モードにおいてインバータ回路２から圧縮機用モータ３０９に供給される交流電力は、通常運転モードにおいてインバータ回路２から圧縮機用モータ３０９に供給される交流電力よりも多くの高調波成分を含んでいる。これは、ＰＨＭ制御方式を用いた場合は、ＰＷＭ制御方式の場合と比べて、圧縮機用モータ３０９において発生する鉄損（渦電流損等）が増加し、圧縮機用モータ３０９自身が発熱することを示している。この熱は、圧縮機３０８内を流れる冷媒で吸収され、空気調和機３００において熱エネルギーとして利用される。言い換えると、ＰＨＭ制御方式を用いると圧縮機用モータ３０９で発生した熱も暖房運転時の熱として利用できるため、ＰＷＭ制御方式を用いた場合よりも暖房運転時の立ち上がりを早くして、より短い時間で室温を上昇させることができる。

ただし、圧縮機用モータ３０９に流れる交流電流に高調波が多く含まれるほど、圧縮機用モータ３０９においてトルク脈動が多く発生する。よって、圧縮機３０８の運転状態（モータ回転数など）に応じて、高調波の含有率を調整することが望ましい。前述の速暖運転モードでは、ＰＨＭ１とＰＨＭ２のパルスパターンを使い分けることでこれを実現している。このように、ＰＨＭ制御は、任意の高調波次数を削除することができるため、本駆動方法への適用が容易である。言い換えると、ＰＨＭ制御を使用することで、本発明の駆動方法が達成できる。

次に、速暖運転モードにおけるＰＨＭ制御について説明する。速暖運転モードにおいて期間Ｄ１のＰＨＭ制御で用いられるパルスパターンＰＨＭ１は、期間Ｄ２のＰＨＭ制御で用いられるパルスパターンＰＨＭ２と比較して、パルス数が少なく矩形波により近い波形を有する。または矩形波としてもよい。これにより、前述のようにＰＷＭ制御の場合よりも最大回転数を高くすることができる。一方、期間Ｄ２のＰＨＭ制御で用いられるパルスパターンＰＨＭ２では、パルス数を増加することでより多くの高調波成分を圧縮機用モータ３０９に供給される交流電力から削除するようにしている。これにより、圧縮機用モータ３０９において発生する鉄損を少なくし、高効率の運転状態としている。

なお、上記ではＰＨＭ１とＰＨＭ２の２種類のパルスパターンを用いて、圧縮機用モータ３０９に供給される交流電力から削除される高調波成分の次数を切り替えるようにしたが、３種類以上のパルスパターンを用いるようにしてもよい。その場合、設定温度と室温との差が小さくなり、それに応じてモータ回転数が低くなるほど、圧縮機用モータ３０９に供給される交流電力においてより多くの次数の高調波成分が除去されるように、ＰＨＭ制御のパルスパターン、すなわちインバータ回路２の各スイッチング素子が導通する交流電力の位相位置を変化させていくことが好ましい。

なお、図３において、第１パルス変調器６４は上述したＰＨＭのパルス信号を生成し、第２パルス変調器６５は上述したＰＷＭのパルス信号を生成する。本実施形態に係る第１パルス変調器６４及び第２パルス変調器６５は、それに限られず、図１６に示された速暖運転モードにおける３相交流電流の高調波が通常運転モード中における３相交流電流の高調波よりも多く発生するように制御されている。

例えば、第２パルス変調器６５が上述したＰＷＭのパルス信号を発生するようにした場合、第１パルス変調器６４は、台形波状の過変調制御方式や、ＰＷＭキャリア周波数を下げる制御方式や、１２０度通電等の通電方法を切り替えることが考えられる。

また、第１パルス変調器６４と第２パルス変調器６５との間で、ＰＷＭ制御方式、ＰＨＭ制御方式、台形波状の過変調制御方式、ＰＷＭキャリア周波数を下げる制御方式、１２０度通電等の通電方法を切り替えを組み合わせて、速暖運転モードが通常運転モードよりも高調波を多く発生させるようにすればよい。

図１８は、空気調和機３００が霜取り運転を行う場合の室温および発生熱量の変化の様子の一例を示している。図１８において、横軸は時間経過を表し、縦軸は室温と発生熱量をそれぞれ表している。この図では、室温の変化例を実線により示し、発生熱量の変化を破線により示している。

冬季などの外気温が低いときに空気調和機３００を暖房運転すると、室外機の熱交換器３０２に空気中の水分が付着して霜となる。この霜の付着が進むほど、熱交換器３０２の熱交換性能が低下する。その結果、図１８に示すように、時刻ｔ０から時刻ｔ１の間に発生熱量が徐々に低下していき、それに伴って、一旦上昇した室温も次第に低下する。そこで、熱交換器３０２の熱交換性能がある程度低下すると、空気調和機３００は時刻ｔ１において霜取り運転を開始する。

霜取り運転を開始すると、空気調和機３００は、四方弁３１０により冷媒の循環方向をそれまでとは逆方向、すなわち冷房運転と同じ方向に切り替える。これにより、室外機の熱交換器３０２を暖めて付着した霜を溶かすようにする。

図１９（ａ）、１９（ｂ）は、暖房運転と冷房運転および霜取り運転における冷凍サイクルの動作を示す図である。図１９（ａ）に示すように、暖房運転時には、圧縮機３０８によって圧縮された冷媒が四方弁３１０を介して室内機の熱交換器３０２へ送られた後、室外機の熱交換器３０６と四方弁３１０を通って圧縮機３０８へと戻る。一方、図１９（ｂ）に示すように、冷房運転時および霜取り運転時には、圧縮機３０８によって圧縮された冷媒が四方弁３１０を介して室外機の熱交換器３０６へ送られた後、室内機の熱交換器３０２と四方弁３１０を通って圧縮機３０８へと戻る。なお、図１９（ｂ）のように室内機の熱交換器３０２の手前にバイパス弁を設け、霜取り運転時には冷媒がこのバイパス弁を通って圧縮機３０８へ戻るようにすることで、室外機の熱交換器３０６で放熱された後の冷たい冷媒が室内機の熱交換器３０２を通らないようにしてもよい。

時刻ｔ１において霜取り運転を開始した後、図１８に示すように所定の霜取り期間が経過すると、時刻ｔ２において空気調和機３００は霜取り運転を停止して暖房運転を再開する。このとき空気調和機３００は、四方弁３１０により切り替えられた冷媒の循環方向を元に戻し、室内機から温風を吹き出すようにする。その後は同様にして、霜取り運転と暖房運転の切り替えを繰り返す。

なお、時刻ｔ１からｔ２までの霜取り期間の長さは、予め設定しておいてもよいし、霜の付着状況等から判断してもよい。この霜取り期間では、図１８に示すように発生熱量は０となり、室温が低下していく。霜取り期間の経過後、時刻ｔ２で暖房運転を再開すると、発生熱量が上昇し、それに伴って室温も上昇する。

図２０は、霜取り期間と暖房期間における圧縮機用モータ３０９の回転数およびｄ軸電流の変化の様子の一例を示している。なお、以下の説明では、霜取り期間における運転モードを霜取り運転モードと称する。図２０の上図において、横軸は時間経過を表し、縦軸はモータ回転数とｄ軸電流をそれぞれ表している。この図では、モータ回転数の変化例を破線により示し、ｄ軸電流の変化例を実線により示している。

時刻ｔ１において空気調和機３００が霜取り運転モードを開始すると、モータ回転数が上昇し始め、時刻ｔ２において最大回転数に達する。その後、所定の霜取り期間が経過すると、時刻ｔ３において霜取り運転モードを停止する。この霜取り運転モードの間、モータ回転数に応じて、無効電流であるｄ軸電流がマイナス側、すなわち圧縮機用モータ３０９に対して弱め界磁方向に流れる。これにより、霜取り運転モードでは、前述の鉄損に加えて、圧縮機用モータ３０９において発生する銅損もさらに増加させる。このようにして、圧縮機用モータ３０９自身の発熱量をさらに増やして、圧縮機３０８内を流れる冷媒で吸収される熱量を増加させ、室外機の熱交換器３０６における放熱量を増加させるようにしている。その結果、霜取り能力を向上させることができる。さらに、ｄ軸電流をマイナス側に流すこととしたため、圧縮機用モータ３０９を弱め界磁によってより高速に回転させることができる。

霜取り運転モードでは、図２０の下図に示すように、時刻ｔ１からモータ回転数が所定の回転数に達するまでの期間は、ＰＷＭ制御による通電がインバータ回路２から圧縮機用モータ３０９に対して行われる。これは前述のように、モータ回転数が低く通電率が小さいときにはＰＨＭ制御の適用が難しいためである。このとき、制御回路６において、切替器６８は、ＰＷＭ制御用の第２パルス変調器６５から出力されるＰＷＭパルス信号を選択し、インバータ回路２へ出力する。

その後、モータ回転数が時刻ｔ２において最大回転数まで達し、霜取り期間を終了する時刻ｔ３までの間維持される。この期間では、ＰＨＭ制御による通電が行われる。ここで用いられるＰＨＭパルス信号は、前述のパルスパターンＰＨＭ１であり、パルス数が少なく矩形波に近い波形を有するものである。これにより、圧縮機用モータ３０９において鉄損を発生させ、圧縮機用モータ３０９を発熱させるようにする。なお、ここで用いるパルス波形はパルスパターンＰＨＭ１に限定されず、他のパルス波形や矩形波としてもよい。このとき、制御回路６において、切替器６８は、ＰＨＭ制御用の第１パルス変調器６４から出力されるＰＨＭパルス信号を選択し、インバータ回路２へ出力する。

時刻ｔ３で霜取り期間を終了すると、時刻ｔ４までの間モータ回転数およびｄ軸電流を０として圧縮機用モータ３０９を停止させた後、暖房期間を開始する。この暖房期間では、前述のように速暖運転モードと通常運転モードを途中で切り替えて用いる。すなわち、時刻ｔ４から時刻ｔ５の期間では、速暖運転モードを選択して、ＰＷＭ制御、パルスパターンＰＨＭ１を用いたＰＨＭ制御、パルスパターンＰＨＭ２を用いたＰＨＭ制御をそれぞれ所定のタイミングで切り替える。また、時刻ｔ５を経過してから次に霜取り運転を開始する時刻ｔ６までの間では、通常運転モードを選択してＰＨＭ制御を行う。

なお、図２０に示すように、速暖運転モードの間には、霜取り運転モードと同様に圧縮機用モータ３０９にｄ軸電流を流し、圧縮機用モータ３０９において発生する銅損を増加させるようにしてもよい。これにより、上記で説明したように圧縮機用モータ３０９自身の発熱量をさらに増やして、圧縮機３０８内を流れる冷媒で吸収される熱量を増加させ、室内機の熱交換器３０２における放熱量を増加させるようにしている。その結果、さらに暖房能力を向上させることができる。

なお、上記の説明では、霜取り期間ではＰＨＭ制御による霜取り運転モードで空気調和機３００を動作させると共に、暖房期間ではＰＨＭ制御による速暖運転モードとＰＷＭ制御による通常運転モードを切り替えて空気調和機３００を動作させる例を説明したが、いずれか一方のみを行うようにしてもよい。すなわち、霜取り期間ではＰＨＭ制御による霜取り運転モードで空気調和機３００を動作させる一方で、暖房期間では従来のＰＷＭ制御を用いて空気調和機３００を動作させてもよい。または、霜取り期間ではＰＨＭ制御による霜取り運転モードで空気調和機３００を動作させる一方で、暖房期間では従来のＰＷＭ制御を用いて空気調和機３００を動作させてもよい。

図２１は、外気温とモータ回転数に応じて空気調和機３００の制御方法を切り替える場合の外気温およびモータ回転数と制御方法との関係の一例を示す図である。図２１に示すように、たとえばモータ回転数が４０００ｒｐｍ未満であるときにはＰＷＭ制御を行い、４０００ｒｐｍ以上であるときはＰＨＭ制御を行う。このとき、たとえば外気温が２０℃未満であって暖房運転を行う場合は、所定気温以下の低温時にはパルスパターンＰＨＭ１を用いたＰＨＭ制御を行って交流電力の高調波成分を多くし、それ以外ではパルスパターンＰＨＭ２を用いたＰＨＭ制御を行って交流電力の高調波成分を少なくする。また、冷房運転やドライ運転を行う場合は、圧縮機用モータ３０９を積極的に発熱させる必要がないため、上記のＰＨＭ１、ＰＨＭ２よりも交流電力に含まれる高調波成分が少なくなるようなパルスパターン（ＰＨＭ３と称する）を用いたＰＨＭ制御を行う。なお、図２１に示したような制御方法の切り替えはあくまで一例であり、外気温とモータ回転数に応じて空気調和機３００の制御方法を切り替える場合の切り替え条件はこれに限定されるものではない。

次に、図２２を用いて、制御モードの切り替えについて説明する。上記で説明したように、制御回路６は、圧縮機用モータ３０９の回転速度に応じて、切替器６８によりＰＷＭパルス信号またはＰＨＭパルス信号を選択することにより、ＰＷＭ制御方式（ＰＷＭ制御モード）とＰＨＭ制御方式（ＰＨＭ制御モード）とを切り替えて使用する。図２２は、制御回路６における制御モードの切り替えの様子を示している。なお、制御モードを切り替える回転速度は任意に変更可能である。圧縮機用モータ３０９の回転速度が上昇するに連れてＰＷＭ制御に移行する。

空気調和機３００の立ち上がり時は、圧縮機用モータ３０９に供給する交流電力の歪を少なくすることが望ましいため、ＰＷＭ制御方式でインバータ回路２が有するスイッチング素子のスイッチング動作を制御する。ＰＨＭ制御は、圧縮機用モータ３０９が停止状態または超低速状態にあるときには、制御性に問題があり、また交流電力波形の歪が大きくなる傾向にある。そのため、ＰＷＭ制御方式による制御と組み合わせることで、このような欠点を補うことができる。

圧縮機用モータ３０９の低速運転状態では、供給できる交流電流に限界があるため、最大発生トルクを抑えた制御を行う。圧縮機用モータ３０９の回転速度が増加するにつけて内部誘起電圧が高くなり、電流の供給量が減少する傾向となる。このため圧縮機用モータ３０９の出力トルクは回転速度が増大すると低下する傾向となる。高速運転ではＰＨＭ制御は有効である。

ＰＷＭ方式による制御とＰＨＭ制御とを切り換える圧縮機用モータ３０９の回転速度は特に制限されるものではないが、例えば７００ｒｐｍ以下の状態はＰＷＭ方式で制御し、７００ｒｐｍより高い回転速度ではＰＨＭ制御を行うことが考えられる。１５００ｒｐｍから５０００ｒｐｍの範囲は、ＰＨＭ方式の制御に大変適する運転領域であり、この領域では、ＰＷＭ方式による制御に対してＰＨＭ方式の制御の方がスイッチング素子のスイッチング損失の低減効果が大きい。この運転領域は、空気調和機３００において利用されることの多い運転領域である。すなわち、ＰＨＭ方式の制御は生活に密着した運転領域において大きな効果を発揮する。

図２３は、制御回路６において切替器６８によりＰＷＭ制御モードとＰＨＭ制御モードをモータ回転速度に応じて切り替えたときの様子を示している。ここでは、θuvl＝πのときに切替器６８の選択先をＰＷＭパルス信号からＰＨＭパルス信号へと切り替えることにより、制御モードをＰＷＭ制御モードからＰＨＭ制御モードへと切り替えたときの線間電圧パルス波形の例を示している。

図２４は、制御回路６をＨＩＣ（Hybrid Integrated Circuit）により構成した場合の外観の一例を示している。ここでは、演算用のマイコンとドライブ回路が一体化されているＨＩＣの例を図示している。図２５は、制御回路６とインバータ回路２をそれぞれモジュール化し、これらを組み合わせた場合の外観の一例を示している。なお、制御回路６およびインバータ回路２の構造や外観やこれに限定されるものではなく、どのような構造や外観としてもよい。

また、室外機筐体３０５内にあるモータ制御装置３１１のインバータ回路２をＰＷＭ制御方式で制御する場合には、図３０に示した搬送波に基づいて、スイッチング素子の制御を行なう。この場合には、室外機筐体３０５、圧縮機３０８、あるいは熱交換器３０６の共振周波数と、搬送波の周波数が略一致すると、非常に大きな騒音を発生する可能性がある。そこで、ＰＨＭ制御方式を使用した場合に、図３０に示す搬送波発生器の搬送波を出力しないようにすると制御すると、室外機からの騒音を抑制できる。

以上説明した第１の実施の形態の空気調和機３００によれば、既に説明した様々な作用効果に加えて、次のような作用効果を奏することができる。

（１）制御回路６は、暖房運転時において、切替器６８により、急速暖房のための速暖運転モードおよび通常運転モードのうちいずれかの運転モードを選択し、選択した運転モードに応じたドライブ信号をインバータ回路２へ出力する。また、速暖運転モードにおいて圧縮機用モータ３０９に供給される交流電力は、通常運転モードにおいて圧縮機用モータ３０９に供給される交流電力よりも多くの高調波成分を含む。このようにしたので、速暖運転モードでは圧縮機用モータ３０９においてより多くの鉄損を発生させ、圧縮機用モータ３０９を発熱させることができる。したがって、電気ヒータなどの特別な機器を追加することなく、圧縮機３０８の動作中であっても冷媒を加熱することができる。その結果、素早く室温を上昇させることができる。

（２）図１６に示したように、制御回路６は、空気調和機３００が暖房運転を開始したときに速暖運転モードを選択し、その後、所定の設定温度と室温との差が所定範囲内となったときに通常運転モードを選択する。このようにしたので、適切なタイミングで速暖運転モードと通常運転モードを切り替えることができる。

（３）速暖運転モードを選択した場合、制御回路６は、ＰＨＭ制御を行うことにより、インバータ回路２のスイッチング素子が導通する交流電力の位相位置を求め、求めた位相位置に基づいてドライブ信号を出力する。一方、通常運転モードを選択した場合、制御回路６は、ＰＷＭ制御に基づいてドライブ信号を出力する。このようにしたので、速暖運転モードと通常運転モードのそれぞれで最適なドライブ信号を制御回路６から出力することができる。

（４）なお、速暖運転モードを選択した場合であっても、図１６に示したように圧縮機用モータ３０９の回転速度が所定値未満であるときには、制御回路６は、ＰＷＭ制御に基づいてドライブ信号を出力する。このようにしたので、モータ回転数が低く通電率が小さいためにＰＨＭ制御の適用が難しい状態では、ＰＷＭ制御を用いて圧縮機用モータ３０９を確実に制御することができる。

（５）速暖運転モードを選択した場合、制御回路６は、所定の設定温度と室温との差に基づいて、パルスパターンをＰＨＭ１からＰＨＭ２に切り替えることにより、インバータ回路２のスイッチング素子が導通する交流電力の位相位置を変化させ、圧縮機用モータ３０９に供給される交流電力において除去される高調波成分の次数を切り替える。具体的には、設定温度と室温との差が小さくなるほど圧縮機用モータ３０９に供給される交流電力においてより多くの次数の高調波成分が除去されるように、インバータ回路２のスイッチング素子が導通する交流電力の位相位置を変化させる。このようにして、設定温度と室温との差に応じて交流電力における高調波の含有率を調整するようにしたので、圧縮機用モータ３０９の動作状態に応じて最適な交流電力を供給することができる。

（６）図２０に示したように、速暖運転モードにおいて圧縮機用モータ３０９に流れる無効電流すなわちｄ軸電流の電流値は、通常運転モードにおいて圧縮機用モータ３０９に流れるものよりも大きい。このようにしたので、速暖運転モードにおいて圧縮機用モータ３０９が発生する銅損を増加させ、圧縮機用モータ３０９の発熱量をさらに増やすことができる。その結果、空気調和機３００の暖房能力をさらに向上させることができる。

（７）なお、速暖運転モードにおける無効電流は、圧縮機用モータ３０９に対して弱め界磁方向に流れるようにした。これにより、圧縮機用モータ３０９をより一層高速に回転させることができる。

（８）制御回路６は、切替器６８により、室外機の熱交換器３０６の霜取りを行うための霜取り運転モードを選択する。制御回路６により霜取り運転モードが選択されると、四方弁３１０は、冷媒の循環方向を速暖運転モードや通常運転モードとは逆方向に切り替える。また、霜取り運転モードにおいて圧縮機用モータ３０９に供給される交流電力は、通常運転モードにおいて圧縮機用モータ３０９に供給される交流電力よりも多くの高調波成分を含む。このようにしたので、霜取り運転モードにおいても、圧縮機用モータ３０９により多くの鉄損を発生させ、圧縮機用モータ３０９を発熱させることができる。したがって、電気ヒータなどの特別な機器を追加することなく、圧縮機３０８の動作中であっても冷媒を加熱することができる。その結果、素早く霜取りを行い、霜取り期間を短縮して室温の低下を抑えることができる。

（９）霜取り運転モードを選択した場合、制御回路６は、ＰＨＭ制御を行うことにより、インバータ回路２のスイッチング素子が導通する交流電力の位相位置を求め、求めた位相位置に基づいてドライブ信号を出力する。一方、通常運転モードを選択した場合、制御回路６は、ＰＷＭ制御に基づいてドライブ信号を出力する。このようにしたので、霜取り運転モードと通常運転モードのそれぞれで最適なドライブ信号を制御回路６から出力することができる。

（１０）なお、霜取り運転モードを選択した場合であっても、図２０に示したように圧縮機用モータ３０９の回転速度が所定値未満であるときには、制御回路６は、ＰＷＭ制御に基づいてドライブ信号を出力する。このようにしたので、モータ回転数が低く通電率が小さいためにＰＨＭ制御の適用が難しい状態では、ＰＷＭ制御を用いて圧縮機用モータ３０９を確実に制御することができる。

（１１）図２０に示したように、霜取り運転モードにおいて圧縮機用モータ３０９に流れる無効電流すなわちｄ軸電流の電流値は、通常運転モードにおいて圧縮機用モータ３０９に流れるものよりも大きい。このようにしたので、霜取り運転モードにおいて圧縮機用モータ３０９が発生する銅損を増加させ、圧縮機用モータ３０９の発熱量をさらに増やすことができる。その結果、空気調和機３００の霜取り能力をさらに向上させることができる。

（１２）なお、霜取り運転モードにおける無効電流は、圧縮機用モータ３０９に対して弱め界磁方向に流れるようにした。これにより、圧縮機用モータ３０９をより一層高速に回転させることができる。

−第２の実施の形態−
次に、本発明の第２の実施の形態としての給湯システムについて説明する。図２６は、本発明の一実施形態に係るヒートポンプ式の給湯システム４００の構成を示す図である。給湯システム４００は、室外ユニット４０１、貯湯タンク４０２、熱交換器４０３、ファン４０４、モータ制御装置４０５、圧縮機用モータ４０６、圧縮機４０７、冷媒配管４０８、水配管４０９、熱交換器４１０および入力回路４１１を備えている。

圧縮機４０７は、圧縮機用モータ４０６によって駆動され、冷媒を圧縮する。圧縮機用モータ４０６の動作は、モータ制御装置４０５によって制御される。

圧縮機４０７によって圧縮された冷媒は、高温、高圧状態となり、冷媒配管４０８を通って熱交換器４１０へと送られる。熱交換器４１０には、冷媒配管４０８と近接して、給水口から取得された水を通すための水配管４０９が設けられている。冷媒に蓄積された熱が熱交換器４１０において放熱されることにより、冷媒と水の間で熱交換が行われ、水配管４０９内の水が温められる。こうして温められた水は貯湯タンク４０２内に貯蔵され、必要に応じて、給湯口から給湯システム４００が設置されている建物内の各設備（風呂、蛇口、床暖房パネル等）へと供給される。一方、放熱により液体となった冷媒は熱交換器４０３へと送られ、熱交換器４０３において外気から気化熱を吸収した後、気体となって圧縮機４０７へと戻る。このようにして、熱交換器４０３と熱交換器４１０との間で冷媒が循環されることにより、給湯システム４００において水が温められる。

入力回路４１１は、予め定められた運転条件を満たすと、外気温、貯湯タンク４０２内の水温、現在時刻等の情報に基づいて、圧縮機用モータ３０９の回転速度を算出する。そして、算出した回転速度に応じた速度指令をモータ制御装置４０５へ送信する。モータ制御装置４０５は、第１の実施の形態で説明した図２のモータ制御装置３１１と同様の構成を有しており、これと同様の方法で圧縮機用モータ４０６の動作を制御する。したがって、図２および３を参照してモータ制御装置４０５の説明を以下に行う。なお、以下の説明では、図２６と合わせるために、図２においてモータ制御装置の符号は３１１から４０５へと、圧縮機用モータの符号は３０９から４０６へとそれぞれ読み替えている。

モータ制御装置４０５は、第１パルス変調器６４及び第２パルス変調器６５により、ＰＨＭパルス信号とＰＷＭパルス信号をそれぞれ生成する。切替器６８は、いずれか一方のパルス信号を圧縮機用モータ４０６の回転速度（回転数）に基づいて選択し、そのパルス信号をドライブ信号としてインバータ回路２へ出力する。インバータ回路２は、ドライブ信号に応じて内部のスイッチング素子を動作させることで、圧縮機用モータ４０６に交流電力を供給し、圧縮機用モータ４０６を駆動させる。

図２７は、給湯システム４００における圧縮機用モータ４０６の回転数および水温の変化の様子の一例を示している。図２７の上図において、横軸は時間経過を表し、縦軸はモータ回転数と水温をそれぞれ表している。この図では、モータ回転数ＡとしてＰＷＭ制御によるモータ回転数の変化例を、モータ回転数ＢとしてＰＷＭ制御とＰＨＭ制御を併用したときのモータ回転数の変化例を、破線によりそれぞれ示している。また、水温ＡとしてＰＷＭ制御による水温の変化例を、水温ＢとしてＰＷＭ制御とＰＨＭ制御を併用したときの水温の変化例を、実線によりそれぞれ示している。

ＰＷＭ制御の場合、時刻ｔ０において給湯システム４００が運転を開始すると、モータ回転数Ａが最大回転数に達するまで上昇する。その後、しばらくしてから水温Ａが次第に上昇していく。

時刻ｔ２において、予め設定された設定水温と水温Ａとの差が所定のしきい値Ｔ１未満になると、入力回路４１１からの速度指令に応じてモータ回線数Ａが減少し始め、それに応じて水温Ａの上昇が緩やかになっていく。その後、時刻ｔ３において設定温度と水温Ａとの差が所定のしきい値Ｔ２（Ｔ１＞Ｔ２）未満になると、モータ回線数Ａが減少する傾きが変化する。そして、時刻ｔ４において水温Ａが設定温度に一致すると、モータ回線数Ａが一定となり、圧縮機用モータ４０６が低回転状態で駆動される。

以上説明したようなＰＷＭ制御の場合は、図２７において符号２７１に示すように、常にＰＷＭ制御による通電が圧縮機用モータ４０６に対して行われる。このとき、制御回路６において、切替器６８は、ＰＷＭ制御用の第２パルス変調器６５から出力されるＰＷＭパルス信号を常に選択し、インバータ回路２へ出力する。

一方、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御を併用した場合、時刻ｔ０において給湯システム４００が運転を開始すると、モータ回転数Ｂが最大回転数に達するまで上昇する。このときの最大回転数は、前述のモータ回転数Ａのものよりも高い。その後、しばらくしてから水温Ｂが次第に上昇していく。

その後は、ＰＷＭ制御の場合と同様の動作が行われる。すなわち、時刻ｔ２’において設定水温と水温Ｂとの差が前述のしきい値Ｔ１未満になると、入力回路４１１からの速度指令に応じてモータ回線数Ｂが減少し始め、それに応じて水温Ｂの上昇が緩やかになっていく。その後、時刻ｔ３’において設定水温と水温Ｂとの差がしきい値Ｔ２未満になると、モータ回線数Ｂが減少する傾きが変化する。そして、時刻ｔ４’において水温Ｂが設定水温に一致すると、モータ回線数Ｂが一定となり、圧縮機用モータ４０６が低回転状態で駆動される。

以上説明したようなＰＷＭ制御とＰＨＭ制御を併用した場合は、図２７において符号２７２に示すように、運転を開始してからモータ回転数Ｂが所定の回転数に達するまでの期間は、ＰＷＭ制御による通電がインバータ回路２から圧縮機用モータ４０６に対して行われる。これは、モータ回転数が低く通電率が小さいときにはＰＨＭ制御の適用が難しいためである。このとき、制御回路６において、切替器６８は、ＰＷＭ制御用の第２パルス変調器６５から出力されるＰＷＭパルス信号を選択し、インバータ回路２へ出力する。

その後、モータ回線数Ｂが最大回転数まで達してそこから減少し始める時刻ｔ２’までの期間では、前述のパルスパターンＰＨＭ１による通電が行われ、続く時刻ｔ２’から時刻ｔ３’までの期間では、前述のパルスパターンＰＨＭ２による通電が行われる。このとき、制御回路６において、切替器６８は、ＰＨＭ制御用の第１パルス変調器６４から出力されるＰＨＭパルス信号を選択し、インバータ回路２へ出力する。

時刻ｔ３’以降では、ＰＷＭ制御による通電が行われる。このとき、制御回路６において、切替器６８は、ＰＷＭ制御用の第２パルス変調器６５から出力されるＰＷＭパルス信号を選択し、インバータ回路２へ出力する。

上記のように、運転を開始してから時刻ｔ３’までの間は、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御を併用する。このような運転モードを、以下では急速給湯運転モードと称する。一方、時刻ｔ３’以降では、従来と同様にＰＷＭ制御のみを用いて運転を行う。このような運転モードを、以下では通常運転モードと称する。制御回路６は、これらの運転モードを状況に応じて選択し、選択した運転モードに応じたドライブ信号をインバータ回路２へ出力する。

なお、第１の実施の形態による空気調和機３００について説明したのと同様に、急速給湯運転モードにおいてインバータ回路２から圧縮機用モータ４０６に供給される交流電力は、通常運転モードにおいてインバータ回路２から圧縮機用モータ４０６に供給される交流電力よりも多くの高調波成分を含んでいる。すなわち、ＰＨＭ制御方式を用いることにより圧縮機用モータ４０６において鉄損を発生させ、それによって生じる熱を利用することで、ＰＷＭ制御方式を用いた場合よりも短い時間で水温を上昇させることができる。

また、圧縮機用モータ４０６を最大回転数Ｂで駆動するときにはパルスパターンＰＨＭ１によるＰＨＭ制御を行うことで、ＰＷＭ制御による最大回転数Ａよりも最大回転数Ｂを高くすることができる。さらに、モータ回転数が最大回転数Ｂよりも低いときにはパルスパターンＰＨＭ２によるＰＨＭ制御を行いることで、圧縮機用モータ４０６において発生する鉄損を少なくし、高効率の運転状態とすることができる。

なお、第２の実施の形態による給湯システム４００でも、第１の実施の形態による空気調和機３００と同様に、３種類以上のパルスパターンを用いるようにしてもよい。その場合、設定水温と水温との差が小さくなり、それに応じてモータ回転数が低くなるほど、圧縮機用モータ４０６に供給される交流電力においてより多くの次数の高調波成分が除去されるように、ＰＨＭ制御のパルスパターン、すなわちインバータ回路２の各スイッチング素子が導通する交流電力の位相位置を変化させていくことが好ましい。

図２８は、外気温と水温に応じて給湯システム４００の制御方法を切り替える場合の外気温および水温と制御方法との関係の一例を示す図である。図２８に示すように、たとえば外気温が比較的高い（約３０℃）場合や、水温が比較的高い（約８０℃）場合には、ＰＷＭ制御を行う。一方、外気温または水温がこれよりも低いときにはＰＨＭ制御を行う。このとき、外気温または水温が低くなるほど、圧縮機用モータ４０６に供給される交流電力により多くの次数の高調波成分が含まれるように、パルスパターンＰＨＭ３、ＰＨＭ２、ＰＨＭ１の順に選択する。

さらに、外気温が非常に低く（約−１０℃）、かつ水温も非常に低い（約３０℃）場合は、前述のように圧縮機用モータ４０６にｄ軸電流を流し、圧縮機用モータ４０６において発生する銅損を増加させるようにする。これにより、圧縮機用モータ４０６の発熱量をさらに増やして、圧縮機４０７内を流れる冷媒で吸収される熱量を増加させ、熱交換器４１０における放熱量を増加させる。その結果、さらに給湯能力を向上させることができる。

図２９は、時間と水温に応じて給湯システム４００の制御方法を切り替える場合の時間および水温と制御方法との関係の一例を示す図である。図２９に示すように、たとえば外気温が比較的高い昼間や夕方の時間帯である場合や、水温が比較的高い（約６０℃）場合には、ＰＷＭ制御を行う。一方、外気温が比較的低い夜間や早朝の時間帯で、水温がこれよりも低いときにはＰＨＭ制御を行う。このとき、水温が低くなるほど、圧縮機用モータ４０６に供給される交流電力により多くの次数の高調波成分が含まれるように、パルスパターンＰＨＭ２、ＰＨＭ１の順に選択する。また、深夜の時間帯（およそ２２時から５時の間）で水温が非常に低い（約３０℃）場合は、圧縮機用モータ４０６にｄ軸電流を流し、圧縮機用モータ４０６において発生する銅損を増加させて発熱量を増やすようにする。なお、時間帯ごとの外気温は季節によって大きく変化するため、図２９の条件は季節ごとに変更することが好ましい。

なお、図２８や図２９に示したような制御方法の切り替えはあくまで一例であり、外気温と水温、または時間と水温に応じて給湯システム４００の制御方法を切り替える場合の切り替え条件はこれに限定されるものではない。

以上説明した第２の実施の形態の給湯システム４００によれば、既に説明した様々な作用効果に加えて、次のような作用効果を奏することができる。

（１）制御回路６は、切替器６８により、水を急速に温めるための急速給湯運転モードおよび通常運転モードのうちいずれかの運転モードを選択し、選択した運転モードに応じたドライブ信号をインバータ回路２へ出力する。また、急速給湯運転モードにおいて圧縮機用モータ４０６に供給される交流電力は、通常運転モードにおいて圧縮機用モータ４０６に供給される交流電力よりも多くの高調波成分を含む。このようにしたので、急速給湯運転モードでは圧縮機用モータ４０６においてより多くの鉄損を発生させ、圧縮機用モータ４０６を発熱させることができる。したがって、電気ヒータなどの特別な機器を追加することなく、圧縮機４０７の動作中であっても冷媒を加熱することができる。その結果、素早く水温を上昇させることができる。さらに、これによって貯湯タンク４０２の容量を減らすことができるため、設置面積、設置コストおよび製品コストの低減を図ると共に、ユーザが常に新鮮なお湯を使用することもできる。

（２）図２８および２９に示したように、制御回路６は、水の温度、外気温および時刻のいずれか少なくとも一つに基づいて、急速給湯運転モードと通常運転モードの一方を選択する。このようにしたので、適切なタイミングで急速給湯運転モードと通常運転モードを切り替えることができる。

（３）急速給湯運転モードを選択した場合、制御回路６は、ＰＨＭ制御を行うことにより、インバータ回路２のスイッチング素子が導通する交流電力の位相位置を求め、求めた位相位置に基づいてドライブ信号を出力する。一方、通常運転モードを選択した場合、制御回路６は、ＰＷＭ制御に基づいてドライブ信号を出力する。このようにしたので、急速給湯運転モードと通常運転モードのそれぞれで最適なドライブ信号を制御回路６から出力することができる。

（４）なお、急速給湯運転モードを選択した場合であっても、図２７に示したように圧縮機用モータ４０６の回転速度が所定値未満であるときには、制御回路６は、ＰＷＭ制御に基づいてドライブ信号を出力する。このようにしたので、モータ回転数が低く通電率が小さいためにＰＨＭ制御の適用が難しい状態では、ＰＷＭ制御を用いて圧縮機用モータ４０６を確実に制御することができる。

（５）急速給湯運転モードを選択した場合、制御回路６は、水の温度、外気温および時刻のいずれか少なくとも一つに基づいて、パルスパターンをＰＨＭ１、ＰＨＭ２、ＰＨＭ３と切り替えることにより、インバータ回路２のスイッチング素子が導通する交流電力の位相位置を変化させ、圧縮機用モータ４０６に供給される交流電力において除去される高調波成分の次数を切り替える。具体的には、水の温度または外気温が高くなるほど圧縮機用モータ４０６に供給される交流電力においてより多くの次数の高調波成分が除去されるように、インバータ回路２のスイッチング素子が導通する交流電力の位相位置を変化させる。このようにして交流電力における高調波の含有率を調整するようにしたので、圧縮機用モータ４０６の動作状態に応じて最適な交流電力を供給することができる。

（６）制御回路６は、急速給湯運転モードにおいて圧縮機用モータ４０６に所定の無効電流すなわちｄ軸電流が流れるようにドライブ信号を出力する。具体的には、図２８に示したように水の温度が約３０℃未満であって外気温が約−１０℃未満である場合、または図２９に示したように水の温度が約３０℃未満であって時刻がおよそ２２時から５時の時間帯内である場合に、急速給湯運転モードにおいて圧縮機用モータ４０６に無効電流が流れるようにする。このようにしたので、急速給湯運転モードにおいて圧縮機用モータ４０６が発生する銅損を増加させ、圧縮機用モータ４０６の発熱量をさらに増やすことができる。その結果、給湯システム４００の給湯能力をさらに向上させることができる。

（７）なお、急速給湯運転モードにおける無効電流は、圧縮機用モータ４０６に対して弱め界磁方向に流れるようにした。これにより、圧縮機用モータ４０６をより一層高速に回転させることができる。

上述した本発明の目的は電気ヒータなどを大幅に小型化若しくは電気ヒータを使用する必要がなくすことであるが、本発明がその点以外に以下の目的を達成することができることについて説明する。

図１に示されるように、室外機筐体３０５は、室外に設置される室外用の熱交換器３０６と、冷媒を圧縮する圧縮機３０８と、圧縮機３０８を駆動する圧縮機用モータ３０９と、直流電力を受け圧縮機用モータ３０９に供給する交流電力に変換するモータ制御装置３１１とを収納する。

モータ制御装置３１１が、一定周波数の搬送波を使用して、スイッチング素子の導通または遮断を制御するＰＷＭ制御方式を用いた場合には、スイッチング素子のスイッチング周期も一定になる。そのため、モータ制御装置３１１のスイッチング周波数が、圧縮機や室外機筐体の共振周波数と一致した状態が長時間継続すると、共振による振動が発生し、室外機から騒音が発生する。

そこで本実施形態においては、図３の回転速度指令ｆ1＊を入力指令として、第１パルス変調器６４と第２パルス変調器６５のいずれか又は双方において、一定周波数の搬送波を用いない制御方式を採用している。制御方式として、例えば、モータ制御装置３１１から圧縮機用モータ３０９に出力される交流電力の位相における所定位相位置と対応した位相位置信号を演算し、当該位相位置信号に基づきスイッチング素子の導通または遮断を制御することである。より具体的には、矩形波制御方式や、上述したＰＨＭ制御方式である。

これにより、スイッチング素子のスイッチング周期が圧縮機用モータ３０９に出力される交流電力の周波数に応じて可変になり、スイッチング周期による圧縮機の共振やスイッチング周期による室外機の共振を抑制することができる。その結果、空気調和機の騒音を抑制することができる。

また、上述したＰＨＭ制御方式のように、交流電力に重畳する高調波成分を抑制する前記所定位相位置を演算し、前記位相位置信号に基づき前記スイッチング素子の導通または遮断を制御することにより、スイッチング素子の導通または遮断回数を低減しつつ、交流電力の歪みを抑制することができ、スイッチング損失を減らしつつ、モータの制御性の悪化を抑制することができる。上記構成によって、騒音抑制を図りつつ、効率向上を図ることができる。結果として騒音抑制を図りつつ、効率向上を図ることができる。

また、上述したＰＨＭ制御方式のように抑制する高調波成分の次数を制御できる制御方式を用いる場合には、圧縮機用モータ３０９の回転速度に応じて、抑制する高調波成分の次数を決定する。具体的には、圧縮機用モータ３０９の回転速度が第一の回転速度領域よりも小さい第二の回転速度領域にある場合、モータ制御装置３１１は、第一の回転速度領域よりも多くの次数の高調波成分を抑制する所定位相位置を演算し、この位相位置信号に基づきスイッチング素子の導通または遮断を制御する。これにより、圧縮機用モータ３０９に出力される交流電力の歪みを抑制することができ、交流電力の歪みによる圧縮機用モータ３０９の騒音を抑制することができる。

また、上述の一定周波数の搬送波を用いない制御方式を用いることにより、図１に示される配管３１２の共振による破壊も防止をすることが出来る。

また、図２６に示されたヒートポンプ給湯システムにおいても、室外ユニット４０１は筐体を有し、当該筐体は、熱交換器４０３と、冷媒を圧縮する圧縮機４０７と、圧縮機４０７を駆動する圧縮機用モータ４０６と、直流電力を受け圧縮機用モータ４０６に供給する交流電力に変換するモータ制御装置４０５とを収納する。そのため、モータ制御装置３１１が、一定周波数の搬送波を使用した場合には、上述した騒音を発生するおそれがある。そこで、上述の一定周波数の搬送波を用いない制御方式を用いることにより、当該搬送波と室外ユニット４０１内の機器との共振による騒音を抑制することができる。

以上の説明はあくまで一例であり、本発明は上記実施形態の構成に何ら限定されるものではない。

Claims (11)

1. 室内を暖房するための暖房運転を少なくとも行う空気調和機であって、
   室内に設置される室内用熱交換器と、
   室外に設置される室外用熱交換器と、
   前記室内用熱交換器と前記室外用熱交換器との間で循環される冷媒を圧縮する圧縮機と、
   前記圧縮機を駆動するモータと、
   直流電力を導通または遮断するためのスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子を用いて前記直流電力から前記モータに供給するための交流電力を発生するインバータ回路と、
   回転速度指令に基づいて、前記スイッチング素子の動作を制御するための駆動信号を前記インバータ回路へ出力する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、暖房運転時において、急速暖房のための速暖運転モードおよび通常運転モードを少なくとも含む複数の運転モードのうちいずれかの運転モードを選択可能であり、
   前記速暖運転モードにおいて、前記制御回路は、前記スイッチング素子が導通する前記交流電力の位相位置を求め、求めた位相位置に基づいて前記駆動信号を出力すると共に、所定の設定温度と室温との差が小さくなるほど前記交流電力においてより多くの次数の高調波成分が除去されるように、前記スイッチング素子が導通する前記交流電力の位相位置を変化させる空気調和機。
2. 請求項１に記載の空気調和機において、
   暖房運転を開始したときに、前記制御回路は前記速暖運転モードを選択し、
   前記速暖運転モードを選択した後、前記設定温度と前記室温との差が所定範囲内となったときに、前記制御回路は前記通常運転モードを選択する空気調和機。
3. 請求項１または２に記載の空気調和機において、
   前記通常運転モ−ドにおいて、前記制御回路は、ＰＷＭ制御に基づいて前記駆動信号を出力する空気調和機。
4. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載の空気調和機において、
   前記速暖運転モードにおいて前記モータに流れる無効電流の電流値を、前記通常運転モードにおいて前記モータに流れる無効電流の電流値よりも大きくする空気調和機。
5. 請求項１乃至４のいずれか一項に記載の空気調和機において、
   前記冷媒の循環方向を切り替える四方弁をさらに備え、
   前記複数の運転モードは、前記室外用熱交換器の霜取りを行うための霜取り運転モードをさらに含み、
   前記四方弁は、前記制御回路により前記霜取り運転モードが選択されると、前記冷媒の循環方向を前記速暖運転モードおよび前記通常運転モードとは逆方向に切り替え、
   前記霜取り運転モードにおいて、前記制御回路は、前記スイッチング素子が導通する前記交流電力の位相位置を求め、求めた位相位置に基づいて前記駆動信号を出力する空気調和機。
6. 請求項５に記載の空気調和機において、
   前記霜取り運転モードにおいて前記モータに流れる無効電流の電流値を、前記通常運転モードにおいて前記モータに流れる無効電流の電流値よりも大きくする空気調和機。
7. 水配管と接続され、前記水配管内を流れる水を温める第１熱交換器と、
   前記第１熱交換器により温められた水を貯蔵する貯湯タンクと、
   前記第１熱交換器により前記水を温めるための熱を外気から吸収する第２の熱交換器と、
   前記第１の熱交換器と前記第２の熱交換器との間で循環される冷媒を圧縮する圧縮機と、
   前記圧縮機を駆動するモータと、
   直流電力を導通または遮断するためのスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子を用いて前記直流電力から前記モータに供給するための交流電力を発生するインバータ回路と、
   回転速度指令に基づいて、前記スイッチング素子の動作を制御するための駆動信号を前記インバータ回路へ出力する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、前記水を急速に温めるための急速給湯運転モードおよび通常運転モ一ドを少なくとも含む複数の運転モードのうちいずれかの運転モードを選択可能であり、
   前記急速給湯運転モードにおいて、前記制御回路は、前記スイッチング素子が導通する前記交流電力の位相位置を求め、求めた位相位置に基づいて前記駆動信号を出力すると共に、前記水の温度または外気温が高くなるほど前記交流電力においてより多くの次数の高調波成分が除去されるように、前記スイッチング素子が導通する前記交流電力の位相位置を変化させる給湯システム。
8. 請求項７に記載の給湯システムにおいて、
   前記制御回路は、前記水の温度、前記外気温および時刻のいずれか少なくとも一つに基づいて、前記急速給湯運転モードおよび前記通常運転モードのいずれか少なくとも一方を選択する給湯システム。
9. 請求項７または８に記載の給湯システムにおいて、
   前記通常運転モードを選択した場合、前記制御回路は、ＰＷＭ制御に基づいて前記駆動信号を出力する給湯システム。
10. 請求項７乃至９のいずれか一項に記載の給湯システムにおいて、
    前記制御回路は、前記急速給湯運転モードにおいて前記モータに所定の無効電流が流れるように前記駆動信号を出力する給湯システム。
11. 請求項１０に記載の給湯システムにおいて、
    前記制御回路は、前記水の温度が所定の第１のしきい値未満であって前記外気温が所定の第２のしきい値未満である場合、または前記水の温度が所定の第３のしきい値未満であって時刻が所定の時間帯内である場合に、前記急速給湯運転モードにおいて前記モータに前記無効電流が流れるように前記駆動信号を出力する給湯システム。

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