JP5527832B2 - デジタル受信機及びそれを用いた光通信システム - Google Patents

Description

本発明は、デジタル受信機及びそれを用いた光通信システムに関し、特に、デジタルコヒーレント受信方式を採用するデジタル受信機及びそれを用いた光通信システムに関する。

近年、ネットワークの高速化および大容量化への要求が高まるにつれて、デジタルコヒーレント光通信技術の重要性が増している。イントラダイン受信方式とも呼ばれるこの通信方式は、従来の大容量光通信システムにおいて一般的に広く応用されているＯＯＫ（ｏｎ−ｏｆｆ ｋｅｙｉｎｇ）やＤＰＳＫ（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）などの変調方式に比べ、３〜６ｄＢ以上の受信感度向上を実現できる。また、この方式は、偏波多重方式やＱＡＭ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの多値変調方式と親和性が良いなどの利点もある。
図１７は関連するデジタルコヒーレント受信装置の一例を示すブロック図である（例えば特許文献１又は非特許文献１参照）。入力光信号には、偏波多重（ＤＰ：Ｄｕａｌ−ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）−ＱＰＳＫ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）信号を用いた４チャンネル（Ｉｘ、Ｑｘ、Ｉｙ、Ｑｙ）の多重信号が用いられている。各チャネルの入力光信号は、それぞれ光電（ＯＥ）変換器でアナログ電気信号に変換されたのち、基準サンプリングクロック（ＣＬＫ）に同期したタイミングでサンプルを行うＡＤ（ａｎａｌｏｇ ｔｏ ｄｉｇｉｔａｌ）変換器（ＡＤＣ）によりデジタル信号に変換される。
従来の（デジタルではない）コヒーレント受信方式では、局発（ＬＯ：ｌｏｃａｌ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）光の周波数／位相オフセットや偏波揺らぎにより、安定な受信を行うことができなかった。しかし、最近の電子デバイス開発の発展により、高速なＡＤ変換器を用いることできるようになり、デジタル信号に変換された信号にＤＳＰ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）を施すことで、従来のコヒーレント受信方式で問題となっていた周波数／位相オフセットを補償し、また、偏波揺らぎを補償できるようになってきた。その結果、安定で精度のよいコヒーレント受信を行うことが可能となってきている。また、デジタルコヒーレント受信方式では、前述した周波数／位相オフセット補償や偏波揺らぎ補償の他に、波長分散補償や、より高度な波形等化技術を施すことも可能である。
関連するデジタルコヒーレント受信装置で用いられるＡＤ変換器（例えば非特許文献２参照）は、キャリブレーションなどにより各ビットの識別間隔が極力等間隔となるように配置される。これにより、ＡＤ変換器は、図１８に示すような線形の伝達特性を持ち、高分解能（ｈｉｇｈｅｒ ＥＮＯＢ（ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ｂｉｔ））かつ低歪なＡＤ変換を行うことができる。
特開２００８−２０５６５４号公報 Ｓｅｂ Ｊ．Ｓａｖｏｒｙ，"Ｄｉｇｉｔａｌ ｆｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｏｐｔｉｃａｌ ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ"，Ｏｐｔ．Ｅｘｐｒｅｓｓ，Ｖｏｌ．１６，Ｎｏ．２，８０４−８１７，２００８ Ｐｅｔｅｒ Ｓｃｈｖａｎ，"Ａ ２４ＧＳ／ｓ ６ｂ ＡＤＣ ｉｎ ９０ｎｍ ＣＭＯＳ"，ＩＳＳＣＣ Ｄｉｇ．Ｔｅｃｈ．Ｐａｐｅｒｓ，ｐｐ．５４４−６３４，Ｆｅｂ．２００８

しかしながら、サンプリングレートが数十ＧＳｐｓを超えるような超高速ＡＤ変換器では、ＡＤ変換器を構成する素子の特性のばらつきの影響が大きくなる。そのため、関連するＡＤ変換器では、回路速度と消費電力の制限もあって、識別レベル間隔を高精度に等間隔に制御することが困難で、高分解能と高速性を両立することが困難となっている。それにもかかわらず、１００Ｇｂｐｓを超えるような次世代の光通信システムでは、多値変調方式やＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調方式の採用が想定されており、ＡＤ変換器の更なる高分解能と高速化が求められている。
ＡＤ変換器の分解能の不足は、特に、低光ＳＮＲ（ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）時、高分散付加時、多値変調時などにおいて、ＤＳＰによる波形歪補償を十分に行うことができず、システム性能を劣化させてしまう。
本発明は、受信信号の品質に応じて、ＡＤ変換器の識別レベルを適切に調整することにより、その実効的な分解能を向上させ、もって、高分解能と高速化の要求に応え得るデジタル受信機を提供しようとするものである。
本発明の一形態に係るデジタル受信機は、識別レベル制御信号に応じて識別レベルを設定し、設定された前記識別レベルに基づいて入力アナログ信号をデジタル信号に変換して出力するアナログ−デジタル変換手段と、前記識別レベル制御信号を生成し、前記アナログ−デジタル変換手段へ出力する識別レベル調整手段と、前記識別レベルに依存する前記アナログ−デジタル変換手段の伝達関数に関する情報を生成する伝達関数情報生成手段と、前記伝達関数に関する情報に基づいて、前記アナログ−デジタル変換手段の伝達関数と予め設定された初期伝達関数とのずれを相殺するように前記デジタル信号を信号処理する伝達関数補正手段と、を備えることを特徴とする。
本発明の態様によれば、アナログ−デジタル変換に用いられる識別レベルを制御するとともに、識別レベルに依存するアナログ−デジタル変換器の伝達関数と初期伝達関数とのずれを相殺するようにしたことにより、アナログ−デジタル変換器の実効的な分解能を向上させることができ、アナログーデジタル変換器の物理的な分解能不足によるデジタル受信機の受信精度の劣化を防止することができる。

図１は、本発明の第１の実施の形態に係るデジタル受信機の概略構成を示すブロック図である。
図２は、図１デジタル受信機に含まれるＡＤ変換器に設定される識別レベル間隔について説明するための図であって、（ａ）はＳＮＲが比較的高い信号のアイパターン、（ｂ）はその信号レベルの分布を表すヒストグラム、（ｃ）は関連するデジタル受信機において理想とされる線形の伝達特性を実現する場合のＡＤ変換器の識別レベル間隔を示す図、及び（ｄ）は入力信号のＳＮＲが比較的高いときに図１のデジタル受信機のＡＤ変換器に設定される識別レベル間隔を示す図である。
図３は、図１デジタル受信機に含まれるＡＤ変換器に設定される識別レベル間隔について説明するための図であって、（ａ）はＳＮＲが比較的低い信号のアイパターン、（ｂ）はその信号レベルの分布を表すヒストグラム、（ｃ）は関連するデジタル受信機において理想とされる線形の伝達特性を実現する場合のＡＤ変換器の識別レベル間隔を示す図、及び（ｄ）は入力信号のＳＮＲが比較的低いときに図１のデジタル受信機のＡＤ変換器に設定される識別レベル間隔を示す図である。
図４は、本発明の第２の実施の形態に係るデジタル受信機の概略構成を示すブロック図である。
図５は、図４のデジタル受信機に含まれるＡＤ変換器に設定される識別レベル間隔について説明するための図であって、（ａ）は伝送路において波長分散の影響を受けた受信光信号の波形図、（ｂ）はその信号レベルの分布を表すヒストグラム、（ｃ）は図４のデジタル受信機のＡＤ変換器に設定される識別レベル間隔を示す図である。
図６Ａは図４のデジタル受信機において局部発振光源の位相トラッキングを行わなかった場合に観測される信号コンスタレーションを示す図である。
図６Ｂは位相トラッキングを行った場合に観測される信号コンスタレーションを示す図である。
図７は、本発明の第３の実施の形態に係るデジタル受信機の概略構成を示すブロック図である。
図８は、本発明の第４の実施の形態に係るデジタル受信機の概略構成を示すブロック図である。
図９は、本発明の第４の実施の形態に係るデジタル受信機の第１の変形例を示すブロック図である。
図１０は、本発明の第４の実施の形態に係るデジタル受信機への入力信号の例を説明するための図であって、（ａ）は、波形図、（ｂ）はその波形の振幅分布のヒストグラムである。
図１１は、本発明の第４の実施の形態に係るデジタル受信機のＡＤ変換器の識別レベルマッピングの例を示す図である。
図１２は、デジタルコヒーレント受信機に用いられるＡＤ変換器に求められる理想的な伝達特性を実現する場合の識別レベルマッピング例を示す図である。
図１３Ａは、図１２の識別レベルマッピングが施されたＡＤ変換器の量子化誤差の特性を示すグラフである。
図１３Ｂは、図１１の識別レベルマッピングが施されたＡＤ変換器の量子化誤差の特性を示すグラフである。
図１４Ａは、図１２の識別レベルマッピングが施されたＡＤ変換器の量子化誤差の時間変化を示すグラフである。
図１４Ｂは、図１１の識別レベルマッピングが施されたＡＤ変換器の量子化誤差の時間変化を示すグラフである。
図１４Ｃは、図１４Ａの場合と図１４Ｂの場合の量子化誤差の平均パワーの違いを示すグラフである。
図１５は、伝達特性補正回路の逆特性変換マッピングの原理を説明する説明図である。
図１６は、本発明の第４の実施の形態に係るデジタル受信機の第２の変形例を示すブロック図である。
図１７は、受信光信号の例を説明するための図であって、（ａ）はＣＳ−ＲＺ変調信号が伝送路において波長分散の影響を受けた場合の受信光信号の波形図、（ｂ）はその信号レベルの分布を表すヒストグラムである。
図１８は、関連するデジタルコヒーレント受信機の概略構成を示すブロック図である。
図１９は、図１８のデジタルコヒーレント受信機に用いられるＡＤ変換器に求められる理想的な伝達特性を示すグラフである。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
図１に、本発明の第１の実施の形態に係るデジタル受信機の概略構成を示す。図示のデジタル受信機１００は、光電（ＯＥ）変換器１０１、アナログ−デジタル（ＡＤ）変換器（ＡＤＣ）１０２、デジタル信号処理部１０３、識別レベル調整回路１０４、及びＡＤ変換器識別クロック１０５を有している。
光電変換器１０１は、光入力信号をアナログ電気信号に変換する。
ＡＤ変換器１０２は、アナログ電気信号（入力アナログ信号）をデジタル信号に変換する。また、ＡＤ変換器１０２は、ＡＤ変換の際に判定基準として用いられる複数段階の識別レベルを、識別レベル調整回路１０４からの識別レベル制御信号に応じて設定する。このように、ＡＤ変換器１０２は、識別レベル制御信号に応じて識別レベルを設定し、設定された識別レベルに基づいて入力アナログ信号をデジタル信号に変換して出力するアナログ−デジタル変換手段として機能する。
デジタル信号処理部１０３は、伝達関数補正回路１０６、波形歪補償回路１０７及び信号品質モニタ部１０８を有している。
伝達関数補正回路１０６は、ＡＤ変換器１０２の伝達特性を補正するようにデジタル信号の信号処理を行う。具体的には、ＡＤ変換器１０２の伝達関数の初期伝達関数からのずれを相殺するようにデジタル信号の信号処理を行う。ＡＤ変換器１０２の伝達関数は、設定される識別レベルに依存する。そこで、この信号処理は、信号品質モニタ部１０８からの伝達関数補正制御信号に基づいて行われる。つまり、伝達関数補正回路１０６は、伝達関数補正制御信号に応じて、アナログ−デジタル変換手段の伝達関数と予め設定された初期伝達関数とのずれを相殺するようにデジタル信号を信号処理する伝達関数補正手段として機能する。
波形歪補償回路１０７は、光入力信号が伝送路上で受けた歪を除去（補償）するようにデジタル信号を信号処理する。
信号品質モニタ部１０８は、デジタル信号の品質をモニタする。図１では、伝達関数補正回路１０６及び波形歪補償回路１０７の双方の出力が信号品質モニタ部１０８に入力されている。しかしながら、信号品質モニタ部１０８は、伝達関数補正回路１０６及び波形歪補償回路１０７のいずれか一方の出力を受けて信号品質をモニタするように構成されてもよい。信号品質モニタ部１０８は、モニタ結果を識別レベル調整回路１０４へ出力するとともに、モニタ結果に基づいて伝達関数補正制御信号を生成し、伝達関数補正回路１０６へ出力する。このように、信号品質モニタ部１０８は、デジタル信号の品質をモニタしてモニタ結果を出力するとともに、モニタ結果に基づいて伝達関数補正制御信号を生成する信号品質モニタ手段として機能する。
なお、デジタル信号の品質は、ＡＤ変換器１０２の伝達関数の影響を受けている。このため、モニタ結果には、ＡＤ変換器１０２の伝達関数に関する情報が含まれる。信号品質モニタ部１０８は、ＡＤ変換器１０２の伝達関数に関する情報として、伝達関数補正制御信号を生成し、伝達関数補正回路１０６へ出力する。このように、信号品質モニタ部１０８は、ＡＤ変換器１０２の伝達関数に関する情報を生成する伝達関数情報生成手段としても機能する。
伝達関数補正回路１０６、波形歪補償回路１０７及び信号品質モニタ部１０８を備えるデジタル信号処理部１０３は、デジタル信号の信号処理を行うとともに、デジタル信号の品質をモニタしてモニタ結果を出力するデジタル信号処理手段として機能する。
識別レベル調整回路１０４は、信号品質モニタ部１０８からのモニタ情報（モニタ結果）に基づいて、ＡＤ変換器１０２の識別レベルを制御する識別レベル制御信号を生成する。つまり、識別レベル調整回路１０４は、モニタ結果に基づいて識別レベル制御信号を生成し、アナログ−デジタル変換手段へ出力する識別レベル調整手段として機能する。ＡＤ変換器１０２は、識別レベル調整回路１０４からの識別レベル制御信号に応じて、識別レベルを設定（変更）する。ＡＤ変換器１０２の識別レベルは、初期状態において例えば等間隔に設定されており、識別レベル制御信号に応じて変更されて不等間隔になる。
次に、図１のデジタル受信器１００の動作について説明する。
光送信器（図示せず）から送信された光信号は、伝送路（図示せず）を介して、デジタル受信器１００に入力される。光電変換器１０１は、入力された光信号をアナログ電気信号に変換する。ＡＤ変換器１０２は、ＡＤ変換器識別クロック１０５からのクロック信号に同期したタイミングで、アナログ電気信号をサンプリングし、デジタル信号に変換する。デジタル信号に変換された信号は、デジタル信号処理部１０３に実装された伝達関数補正回路１０６及び波形歪補償回路１０７による伝達特性の補正及び波形等化などのデジタル信号処理を施された後、出力信号として出力される。
さて、関連するデジタル受信器のＡＤ変換器は、図１９を参照して説明したように、等間隔識別レベルを用いて識別を行い、アナログ信号をデジタル信号に変換する。一方、本実施の形態に係るＡＤ変換器１０２は、識別レベル調整回路１０４からの識別レベル制御信号に応じて識別レベルを調整（変更設定）して識別を行う。その結果、ＡＤ変換器１０２の伝達特性は、関連するＡＤ変換器において理想的とされる線形の伝達特性からずれてしまう。伝達特性補償回路１０６は、このずれを無くすように信号処理を行う。ＡＤ変換器１０２の識別レベルは、信号品質モニタ部１０８からのモニタ結果に基づくものである。そこで、同じモニタ結果に基づく伝達関数補正制御信号により、ＡＤ変換器１０２に生じた伝達特性のずれを相殺するように、伝達関数補正回路１０６を制御する。つまり、伝達関数補正回路１０６に、そのずれに対して逆特性を持つ伝達特性を与える。その結果、ＡＤ変換器１０２と伝達関数補正回路１０６との組み合わせにより、線形な伝達特性を実現することができる。
次に、ＡＤ変換器１０２及び識別レベル調整回路１０４の動作について詳細に説明する。
ＡＤ変換器１０２は、信号密度が稠密な領域あるいは信号変化が急峻な領域を高分解能に、反対に信号密度が希薄な領域あるいは信号変化が緩慢な領域では低分解能に、それぞれ識別間隔を不等間隔に配置することで、実効的な分解能を向上させる。識別レベル調整回路１０４は、信号品質モニタ部１０８からのモニタ情報に基づいて、ＡＤ変換器１０２の識別レベルが最適となるように調整する識別レベル制御信号を生成する。
図２及び図３は、信号品質の良悪に応じて決定されるＡＤ変換器１０２の識別レベルを説明するための図である。ここでは、信号品質としてＳＮＲ（ｓｉｇｎａｌ ｔｏ ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）を採用している。ＳＮＲの良悪に応じて、図２（ａ）及び（ｂ）及び図３（ａ）及び（ｂ）に示すように、アイ開口あるいは信号レベルのヒストグラムは変化する。信号品質モニタ部１０８は、アイ開口あるいは信号レベルのヒストグラムなどをモニタし、レベル分布の粗密情報や勾配情報を求め、ＡＤ変換器１０２の識別レベルを決定する。
図２は、（ａ）ＳＮＲが比較的高い場合のアイパターン、（ｂ）その信号レベルのヒストグラム、（ｃ）伝達特性が線形となるように決定された関連するＡＤ変換器の識別レベル、及び（ｄ）（ａ）のアイパターン又は（ｂ）のヒストグラムをモニタした結果に基づいて決定されたＡＤ変換器１０２の識別レベル、を示している。
一方、図３は、（ａ）ＳＮＲが比較的低い場合のアイパターン、（ｂ）その信号レベルのヒストグラム、（ｃ）伝達特性が線形となるように決定された関連するＡＤ変換器の識別レベル、及び（ｄ）（ａ）のアイパターン又は（ｂ）のヒストグラムをモニタした結果に基づいて決定されたＡＤ変換器１０２の識別レベル、を示している。
図２（ｂ），（ｄ）図３（ｂ）及び（ｄ）から理解されるように、信号レベル分布の粗密に応じてＡＤ変換器１０２の識別レベルの間隔も不等間隔になる。図２（ｄ）又は図３（ｄ）に示すように決定された識別レベルは、識別レベル制御信号によりＡＤ変換器１０２に伝えられる。また、伝達関数補正制御信号に反映される。
このように本実施の形態に係るデジタル受信機１００では、受信状態に応じてＡＤ変換器１０２の識別レベルが最適となるように調整することにより、その実効的な分解能を向上させることができる。その結果、低光ＳＮＲ時、高分散付加時、多値変調時などにおいて、波形歪補償回路１０７での波形歪補償に必要なＡＤ変換器１０２の物理的な分解能が不足しても、デジタル受信器１００の受信精度の劣化を防ぐことができる。
信号品質モニタ部１０８による信号品質のモニタを、常時あるいは周期的に行うことにより、伝送路の伝送品質の変動に対応して、ＡＤ変換器１０２の識別レベルをアダプティブに調整することができ、常に好適な受信状態になるようフィードバック制御を行うことが可能となる。
なお、本実施の形態に係るデジタル受信器１００では、信号品質モニタ部１０８によるモニタポイントを波形歪補償回路１０７の前後としたが、モニタポイントは必ずしも波形歪補償回路１０７の前後である必要はなく、信号の種類、フィードフォーワード、フィードバックの制御方法の種類に応じて、任意の場所とすることができる。
次に、本発明の第２の実施の形態に係るデジタル受信機について説明する。
図４は、本実施の形態に係るデジタル受信機の概略構成を示すブロック図である。ここで、図１のデジタル受信機と同一のものには同一符号を付して、その説明を省略する。
図４のデジタル受信機３００は、ＤＰ（Ｄｕａｌ−ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ、偏波多重）−ＱＰＳＫ信号を入力信号とするものである。入力信号は、分散媒質である光伝送路３０１を介して、デジタル受信機３００に与えられる。
図示のように、デジタル受信機３００は、局部発振光源３０２、一対の偏波ビームスプリッタ（ＰＢＳ：ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ ｂｅａｍ ｓｐｌｉｔｔｅｒ）３０３−１及び３０３−２、一対の９０°ハイブリッド３０４−１及び３０４−２、局発光位相モニタ３０５、及び局発光位相調整部３０６を有している。
また、デジタル受信機３００は、４つの信号チャネルに対応する４つの光電変換器１０１−１〜１０１−４と、４つのアナログ−デジタル変換器１０２−１〜１０２−４と、４つの伝達関数補正回路１０６−１〜１０６−４を有している。
更に、デジタル受信機３００の信号品質モニタ部１０８は、レベル分布／勾配推定部３０７と波形モニタ部３０８を有している。
次に、本実施の形態に係るデジタル受信器３００の動作について説明する。
図示しない光送信機から送信されたＤＰ−ＱＰＳＫ光信号は、光伝送路３０１を介してデジタル受信機３００に入力される。光伝送路３０１は、例えば、光ファイバであって、光信号に波長分散を生じさせる。つまり、デジタル受信機３００に入力されるＤＰ−ＱＰＳＫ光信号は、光伝送路３０１における波長分散により波形歪が生じている。
デジタル受信機３００に入力されたＤＰ−ＱＰＳＫ光信号は、ＰＢＳ３０３−１により２つの偏光成分に分岐され、９０°ハイブリッド３０４−１及び３０４−２に供給される。
また、局部発振光源３０２からの局発光は、ＰＢＳ３０３−２により２分岐され、９０°ハイブリッド３０４−１及び３０４−２に供給される。
９０°ハイブリッド３０４−１及び３０４−２は、ＰＢＳ３０３−１及び３０３−２からの信号をそれぞれ分岐・合成し、各々２つのチャネル、合計４つのチャネルに対応する光信号Ｉｘ，Ｑｘ，Ｉｙ，Ｑｙを復調する。復調された４つの光信号Ｉｘ，Ｑｘ，Ｉｙ，Ｑｙは、光電変換器１０１−１〜１０１―４にそれぞれ入力される。
光電変換器１０１−１〜１０１―４は、入力された光信号Ｉｘ，Ｑｘ，Ｉｙ，Ｑｙをそれぞれアナログ電気信号に変換し、変換したアナログ電気信号をＡＤ変換器１０２−１〜１０２−４へ出力する。
ＡＤ変換器１０２−１〜１０２−４は、それぞれ入力されたアナログ電気信号を、デジタル信号に変換し、変換したデジタル信号を伝達関数補正回路１０６−１〜１０６−４へ出力する。
伝達関数補正回路１０６−１〜１０６−４は、第１の実施の形態と同様に、ＡＤ変換器１０２−１〜１０２−４の伝達特性を補正するように、入力されたデジタル信号を信号処理する。
その後、各チャネルのデジタル信号は、波形歪補償回路１０７に入力される。波形歪補償回路１０７は、クロック抽出、リタイミング、波長分散補償、偏波トラッキング、及び局発光位相推定などのデジタル信号処理を施して処理された信号を外部へ出力する。なお、波形歪補償回路１０７におけるデジタル信号処理は、例えば、非特許文献１に詳しく記載されている。
波形歪補償回路１０７にて行われた局発光位相推定の結果は、局発光位相モニタ３０５によりモニタされ、モニタ結果が局発光位相調整部３０６に与えられる。局発光位相調整部３０６は、局発光位相モニタ３０５からのモニタ結果に基づいて、局発光の位相（発振周波数）を適切に保つように、局部発振光源３０２を制御する。局発光位相調整部３０６は、局部発振光源３０２に用いられる半導体レーザ（ＬＤ）の駆動電流や温度制御を行うことにより、局発光の位相を制御する。
本実施の形態に係るデジタル受信器３００は、信号品質モニタ部１０８に波形モニタ部３０８を有している。波形モニタ部３０８は、例えば排他的論理和（ＸＯＲ）を用いた波形モニタ回路と、レベル別カウンタ（積算器）を用いたヒストグラムモニタ回路により実現できる。
図５（ａ）は、光伝送路３０１（波長分散１００００ｐｓｅｃ／ｎｍ）を通り、デジタル受信機３００に入力される光入力信号の波形の一例を示す図である。波形モニタ部３０８は、このような信号波形をモニタ（観測）し、モニタ結果を出力する。
レベル分布／勾配推定部３０７は、波形モニタ部３０８からのモニタ結果に基づいて、図５（ｂ）に示すような受信レベルのヒストグラム分布ｆ（ｘ）を求める。あるいは、ｆ（ｘ）の勾配の絶対値ｇ（ｘ）＝｜ｄｆ（ｘ）／ｄｘ｜を求める。ヒストグラム分布ｆ（ｘ）又はその勾配の絶対値ｇ（ｘ）は、各チャンネル毎に求められる。
レベル分布／勾配推定部３０７は、求めたｆ（ｘ）又はｇ（ｘ）を識別レベル調整回路１０４へ供給する。識別レベル調整回路１０４は、図５（ｃ）に示すように、識別レベル間隔がｆ（ｘ）又はｇ（ｘ）に反比例するよう、ＡＤ変換器１０２−１〜１０２−４の識別レベルを調整する識別レベル制御信号をチャネル毎に生成する。
レベル分布／勾配推定部３０７は、更に、求めたｆ（ｘ）又はｇ（ｘ）に基づいて伝達関数補正制御信号を生成し、伝達関数補正回路１０６−１〜１０６―４へ出力する。伝達関数補正回路１０６−１〜１０６―４は、ＡＤ変換器１０２−１〜１０２―４で生じた理想的な線形の伝達特性からのずれに対して逆特性を持つ伝達特性を実現する。即ち、ＡＤ変換器１０２−１〜１０２−４と伝達関数補正回路１０６−１〜１０６―４との組み合わせにより、線形な伝達特性が得られる。
なお、ｆ（ｘ）あるいはｇ（ｘ）のどちらを識別レベル調整に用いるかは、入力信号の特性などに基づいて任意に選択することができる。また、ｆ（ｘ）とｇ（ｘ）を組み合わせてもよい。この場合、重み付け加算又は乗算などの組み合わせ方法を採用することができる。いずれにしても、入力信号の状態に合わせた最適な方式を選ぶことが可能である。
ところで、局部発振光源３０２と送信機側の光源との間に光周波数の（比較的大きな）ずれがあると、デジタル受信機で受信された受信信号（入力信号）のコンステレーションは、例えば、図６Ａに示すように時間とともに回転する。このとき、入力信号のレベル分布は、図５（ｂ）に示したような正規分布状の分布とはならずに、信号レベルが濃淡なく各レベルに一様に分布する可能性がある。その結果、デジタル受信機３００は、正常に受信信号を処理することができなくなる。
本実施の形態では、局発光位相モニタ３０５により局発光の位相をモニタし、局発光位相調整部３０６により局部発振光源３０２の位相（周波数）をトラッキングし安定させる。これにより、受信信号のコンステレーションは、図６Ｂに示すように回転しなくなる。その結果、入力信号のレベル分布にも濃淡が表れ、デジタル受信機３００は、正常に受信信号を処理することができる。
また、光入力信号の偏波ゆらぎなどによっても、信号レベル分布に上述した様な一様分布が生じる可能性がある。しかしながら、この場合も偏波モニタを設け、偏波トラッキングなどを行うなどして、本来の濃淡のある信号レベル分布を作り出すようにすればよい。
なお、本実施の形態では、デジタル信号処理部１０３に、レベル分布／勾配推定部３０７と波形モニタ部３０８を実装する例について説明したが、その回路構成は任意に設計、変更可能である。例えば、デジタル信号処理部１０３において実現したい機能を、機能毎に、ＦＰＧＡ（ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙ）やＡＳＩＣ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）などを用いて個別に回路実装し実現してもよい。
また、本実施の形態では、波形モニタ部３０８として、排他的論理和（ＸＯＲ）を用いた波形モニタ回路と、レベル別カウンタ（積算器）を用いたヒストグラムモニタ回路を用いる例を示したが、波形モニタ部３０８としてオシロスコープを用いることもできる。この場合、レベル分布／勾配推定部３０７としてＰＣ（パーソナルコンピュータ）等を用いることができる。
更に、本実施の形態では、光入力信号が伝送路の波長分散による波形歪を有する場合について説明したが、本発明は、これに限定されず、偏波分散、マルチモード分散などに起因する波形歪に対しても適用することが可能である。
次に、図７を参照して、本発明の第３の実施の形態に係るデジタル受信機について説明する。図７において、図４と同一のものには同一符号を付し、その説明を省略する。
図７に示すデジタル受信機６００の信号品質モニタ部１０８は、レベル分布／勾配推定部６０１、波形等化誤差モニタ６０２、ＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）モニタ６０３を有している。
レベル分布／勾配推定部６０１は、図４の波形モニタ部３０８とレベル分布／勾配推定部３０７とを兼ねる。
波形等化誤差モニタ６０２は波形歪補償回路１０７から出力される出力信号の波形と理想波形との誤差、即ち波形等化誤差をモニタする。また、ＢＥＲモニタ６０３は、出力信号のビット誤り率をモニタする。これら波形等化誤差モニタ６０２及びＢＥＲモニタ６０３は、ともに信号品質モニタとして動作する。
レベル分布／勾配推定部６０１は、第２の実施の形態と同様に、ヒストグラム分布ｆ（ｘ）、あるいは、ｆ（ｘ）の勾配の絶対値ｇ（ｘ）を求める。そして、求めた、ｆ（ｘ）又はｇ（ｘ）を、波形等化誤差モニタ６０２及びＢＥＲモニタ６０３のモニタ結果に基づいて補正し、補正したｆ（ｘ）又はｇ（ｘ）を識別レベル調整回路１０４へ出力する。また、レベル分布／勾配推定部６０１は、補正したｆ（ｘ）又はｇ（ｘ）に基づき、伝達関数補正制御信号を生成して伝達関数補正回路１０６−１〜１０６−４へ出力する。
本実施の形態では、波形モニタの結果のみならず、波形等化誤差及びビット誤り率のモニタ結果に基づいて、ＡＤ変換器１０２−１〜１０２−４の識別レベルを制御するようにしたことで、より適切な制御を行うことできる。
なお、本実施の形態では、波形等化誤差及びビット誤り率をモニタしているので、伝達関数補正回路１０６−１〜１０６−４の制御は、線形の伝達特性が実現されるようにではなく、波形等化誤差あるいはビット誤り率が減少するように行うことできる。これにより、高い精度で復号を行えるデジタル受信機を構成することができる。
次に、本発明の第４の実施の形態に係るデジタル受信機について説明する。
図８は、本実施の形態に係るデジタル受信機の概略構成を示すブロック図である。ここで、図１のデジタル受信機と同一のものには同一符号を付して、その説明を省略する。
図８のデジタル受信機７００は、図１のデジタル受信機で用いられている信号品質モニタ部１０８が取り除かれ、伝達関数補正制御信号を生成する伝達関数補正制御信号生成回路７０１を備えている。この伝達関数補正制御信号生成回路７０１が、伝達関数情報生成手段として機能する。
以上のように構成された本発明の第４の実施の形態に係るデジタル受信機では、あらかじめ設定された設定値に基づき、識別レベル調整回路１０４は、ＡＤ変換器１０２の識別レベルが最適となるように調整する識別レベル制御信号を生成する。また、伝達関数補正制御信号生成回路７０１は、同設定値と連動して伝達関数補正制御信号を生成する。制御識別レベルを決定する設定値に基づいて伝達関数補正制御信号を生成するようにしたため、信号品質モニタなどの複雑な手段を用いなくても、より簡便に好適なデジタル受信機を構成することが可能である。
ここで、識別レベル調整回路１０４が生成する識別レベル制御信号は、ＡＤ変換器１０２の識別レベル調整端子に接続されている。ＡＤ変換器１０２としてはフラッシュ型やＳＡＲ（逐次比較レジスタ）型など一般的な方式のＡＤ変換器を用いることが可能である。例えばフラッシュ型のＡＤ変換器の場合は、ＡＤ変換を行うコンパレータの比較電圧を設定する抵抗値の切り替えを、識別レベル制御信号により制御することが可能である。また、パイプライン型やＳＡＲ型のＡＤ変換器の場合であれば、入力信号と振幅比較を行うＤＡＣ（デジタル−アナログ変換）値のオフセットを識別レベル制御信号により調整し、識別レベルを制御することが可能である。
図９は、本発明の第４の実施の形態に係るデジタル受信機の第１の変形例を示す図面である。ここで図８のデジタル受信機と同一のものには同一符号を付して、その説明を省略する。
図９のデジタル受信機８００は、識別レベル調整回路１０４として識別レベルマッピング回路８０１、および、伝達関数補正制御信号生成回路７０１として逆特性変換マッピング回路８０２を備えている。識別レベルマッピング回路８０１は、図１９で示したような等間隔な識別レベルが配置される線形な識別レベルマッピングとは異なり、不等間隔な識別レベルマッピングを設定することが可能になっている。
例えば、図９のデジタル受信機８００の入力に、図１０（ａ）に示したような受信波形が入力される場合について、識別レベルマッピング回路８０１の動作の説明を行う。
図１０（ａ）は１００ＧｂｐｓのＤＰ−ＱＰＳＫ光信号に１００００ｐｓ／ｎｍの波長分散を付加した際の波形を表している。また、図１０（ｂ）は図１０（ａ）の波形の振幅分布について、ヒストグラムをグラフにしたものである。図１０（ｂ）のヒストグラム（振幅頻度分布）形状は概ねガウス分布をしており、ガウス分布の広がりを示す分散σをパラメータとして分布形状を特徴付けることが可能である。
図１１は上述したような入力波形のヒストグラムがガウス分布であるとき、ＡＤ変換器１０２の識別レベルを設定する識別レベルマッピングの例を表している。
図１１において横軸はアナログ入力振幅ａ_ｉｎ、縦軸はデジタル出力振幅ｂ_ｏｕｔであり、ＡＤ変換器１０２の分解能が４ｂｉｔ（図中のｎ＝４）である場合の例を示している。図１１ではアナログ入力振幅ａ_ｉｎが、ａ_ｋ≦ａ_ｉｎ＜ａ_ｋ＋１のとき、デジタル出力ｂ_ｏｕｔがｂ_ｋ（図１１の例では４ｂｉｔの２進数でデジタル値を表現している）にマッピングされる例を示している。
また、曲線（ｉ）はガウス分布形状をｆ（ｘ）（ｘ：入力振幅値ａ_ｉｎ）とするとき、下記の式１で表される値に比例する曲線、直線（ｉｉ）は従来の線形な識別レベルマッピングに関わる直線をそれぞれ表している。
更に、図１２には比較のため直線（ｉｉ）による従来の線形な識別レベルマッピングの例を示している。
また、図１１、図１２の図中には、それぞれ入出力波形の例として、アナログ波形（１）とデジタル波形（２）が示されている。換言すると、これらの図は、正弦波であるアナログ波形（１）が当該識別レベルマッピングに基づいてデジタル波形（２）に変換される様子を示している。

上記式１においてσはガウス分布（正規分布）の分散、ＦＳ（ｆｕｌｌ−ｓｃａｌｅ）はＡＤ変換器１０２の最大入力振幅に係わる値をそれぞれ表している。
ここで、ａ_ｋの値はａ_ｋにおける曲線（ｉ）の値ｆ（ａ_ｋ）が、ｂ_ｋ−１とｂ_ｋの間の任意の値になるように値を定めることが可能であるし、デジタル受信機８００の出力波形のアイ開口やビット誤り率が最も好適になるようにキャリブレーション、トレーニング、フィードバック制御などすることにより値を定めることも可能である。
図１３Ａ，１３Ｂはａ_ｋの値の定め方の例として、ｂ_ｋ−１とｂ_ｋのちょうど中間の値に定めた場合の量子化誤差を表す図である。図１３Ａは図１２の従来の線形な識別レベルマッピングを用いた際の量子化誤差を、図１３Ｂは図１１の本発明の第４の実施の形態に係るデジタル受信機による識別レベルマッピングを用いた際の量子化誤差を、それぞれ示している。
図１３Ａの量子化誤差は、入力振幅に依らず±１／２ＬＳＢ（ｌｅａｓｔ ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ ｂｉｔ＝１／２ｎ）の一様な量子化誤差が発生することが分かる。一方、図１３Ｂの量子化誤差は、入力レベルが中央付近（ＡＣ結合時には小振幅入力に相当）で量子化誤差が小さく、両端付近（ＡＣ結合時には大振幅入力に相当）で量子化誤差が大きくなるよう設定されていることが分かる。
したがって、図１１の識別レベルマッピングが施されたデジタル受信機に、図１０のような振幅頻度分布が概ねガウス分布形状をした入力波形を入力した場合には、最も振幅頻度分布の高い中央付近の入力波形に対して量子化誤差の小さいＡＤ変換が施され、頻度分布の低い両端付近の入力波形に対して量子化誤差の大きいＡＤ変換が施される。その結果、図１１の識別レベルマッピングが施されたデジタル受信機では、図１２の従来のデジタル受信機による識別レベルマッピングによるＡＤ変換を行った場合よりも、実質的な量子化雑音が小さくなる。
図１４Ａ、Ｂ及びＣは、本実施の形態に係るデジタル受信機により量子化雑音が小さくなる様子をより具体的に説明するための図である。図１４Ａ及び図１４Ｂは、振幅頻度分布の中央付近が高く、両端付近が低い入力波形を入力したときに、図１３Ａ及び図１３Ｂに示す量子化誤差を生じるような識別レベルマッピングによるＡＤ変換を施した際の量子化誤差発生のイメージを説明する図である。
図１４Ａは図１２の従来の識別レベルマッピングによりＡＤ変換された際のイメージ図であり、±１／２ＬＳＢの間で一様な量子化雑音が発生している様子を示している。一方、図１４Ｂは図１１の本発明の第４の実施の形態に係るデジタル受信機による識別レベルマッピングによりＡＤ変換を施した際のイメージ図である。図１４Ｂを図１４Ａと比較すると、図１４Ｂの方が、入力の振幅頻度分布に応じた結果となっている。即ち、図１４Ｂでは、±１／２ＬＳＢよりも絶対値の小さい量子化誤差の発生頻度が高く、±１／２ＬＳＢより絶対値の大きい量子化誤差が発生する確率が低い。図１４Ｃに、図１４Ａの量子化雑音（ア）の二乗和と図１４Ｂの量子化雑音（イ）の二乗和の関係を示す。これらのことから、本実施の形態によるデジタル受信機では、量子化誤差の平均パワー（例えば、二乗和平均の平方根）が改善されることが分かる。
識別レベルマッピング回路８０１は、上述した識別レベルマッピングを実現するため、複数の分散σの値にそれぞれ対応させた複数のマッピングテーブルを予め記憶している。そして、識別レベルマッピング回路８０１は、入力される分散σの値に基づいて最も適切なマッピングテーブルを選択し、選択したマッピングテーブルに関する情報を識別レベル制御信号としてＡＤ変換器１０２へ供給する。なお、式１に用いられるｆ（ｘ）は、第２あるいは第３の実施の形態において用いられるレベル分布／勾配推定部３０７，６０１を用い、信号レベル分布・勾配推定を行うことにより求めるようにしてもよい。
一方、逆変換マッピング回路８０２は、入力される分散σの値に基づいて、ＡＤ変換器１０２の伝達関数の初期伝達関数からのずれを相殺する伝達特性をもつように、伝達特性補正回路１０６を制御する。具体的には、図１５に示すように、ＡＤ変換器１０２からのデジタル出力信号ｂ_ｏｕｔを、式１の逆関数を用いてデジタル信号ｃ_ｏｕｔに逆変換マッピングする。この逆変換マッピングにおいては、デジタル信号による離散的なマッピングになるため、最も式１の逆関数値に近いｃ_ｏｕｔのデジタル値をマッピングすれば良い。すなわち、ｃ_ｏｕｔのビット幅ｍは、ｂ_ｏｕｔのビット幅ｎと必ずしも一致させる必要はなく（一般的には計算精度を落とさないようにするためｍ≧ｎ）、計算のビット精度と回路規模・消費電力のトレードオフとして決定することが可能である。図１５の図中には、伝達特性補正回路１０６の入出力波形の例としてデジタル波形（２）及び（３）が示されている。デジタル波形（２）は、正弦波をＡＤ変換して得られたものである。逆変換マッピング回路８０２の制御の下、伝達特性補正回路１０６は、伝達特性を補正するように、デジタル波形（２）を信号処理し、デジタル波形（３）として出力する。
逆変換マッピング回路８０２は、上述した逆変換マッピングを実現するため、複数の分散σの値にそれぞれ対応させた複数のマッピングテーブルを予め記憶している。これらのマッピングテーブルは、識別レベルマッピング回路８０１が保持するマッピングテーブルと一対一に対応する。逆特性変換マッピング回路８０２は、入力される分散σの値に基づいて最も適切なマッピングテーブルを選択し、選択したマッピングテーブルに関する情報を伝達関数補正制御信号として伝達関数補正回路１０６へ供給する。
図１６は、本発明の第４の実施の形態に係るデジタル受信機の第２の変形例を示す図面である。ここで図８のデジタル受信機と同一のものには同一符号を付して、その説明を省略する。
図１６のデジタル受信機１５００は、伝達特性調整回路１５０１、線形ＡＤ変換器１５０２、識別レベル調整回路１５０３を備えている。伝達特性調整回路１５０１と線形ＡＤ変換器１５０２は、ＡＤ変換回路１０２を構成する。線形ＡＤ変換器１５０２は、従来のデジタル受信機で用いられる線形ＡＤ変換器である。伝達特性調整回路１５０１としては、例えばリミッティングアンプを用いることができる。伝達特性調整回路１５０１は、識別レベル調整回路１５０３で生成される識別レベル調整信号に基づき、入力信号を増幅する際のリミッティングレベル・利得を調整することが可能にする。したがって、伝達特性調整回路１５０１と線形ＡＤ変換器１５０２の組合せは、前述した図１１の曲線（ｉ）に相当する非線形な伝達特性を等価的に生成することが可能である。即ち、伝達特性調整回路１５０１の後段に配置された線形ＡＤ変換器１５０２で従来の線形なＡＤ変換を行うことで、図１１のデジタル出力振幅ｂ_ｏｕｔを持つ信号がＡＤ変換器１０２から出力される。デジタル出力振幅ｂ_ｏｕｔを持つ信号は伝達特性補正回路１０６により伝達特性調整回路１５０１による非線形特性を打ち消すように信号処理され出力される。その後のデジタル信号処理については、本発明のその他のデジタル受信機と同様であるため説明を省略する。
伝達特性調整回路１５０１としてはリミッティングアンプの他にも対数アンプ等、等価的に識別レベルを調整する種々の回路を用いることが可能である。
以上説明したように、本発明の第４の実施の形態に係るデジタル受信機では、ＡＤ変換器１０２に物理的な分解能よりも、実質的な分解能（ＥＮＯＢ：ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ ｎｕｍｂｅｒ ｏｆ ｂｉｔ）を向上させることが可能であり、受信精度が向上する。
なお、上述した説明ではＡＤ変換器１０２が、理想的なＡＤ変換器動作をする場合（熱雑音の影響やキャリブレーション誤差なく、量子化雑音のみ存在）について記述しているが、量子化雑音以外の雑音が存在する場合にも同様な効果が得られることはその動作原理から明らかである。
また、図１０（ａ），（ｂ）のＤＰ−ＱＰＳＫ光信号の例に限らず、一般的に、差動受信を行うようなデジタル受信機では、波長分散や光雑音の影響により、振幅分布のヒストグラムは図１０（ｂ）のようなガウス分布形状をしており、ガウス分布の広がりを示す分散σをパラメータとして分布形状を特徴付けることが可能である。したがって、あらかじめ測定あるいは推定した波長分散補償値やＯＳＮＲ（ｏｐｔｉｃａｌ ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ）に応じてσを選択設定することで、マッピングテーブルの切り替えを行うことが可能である。また、アイ開口やビット誤り率などのシステム性能品質が好適になるようσを設定することも可能である。
また、ＯＯＫ（ｏｎ−ｏｆｆ ｋｅｙｉｎｇ）変調信号や、差動受信を行わないデジタル受信機では、入力信号の振幅頻度分布をガウス分布で特徴付けることはできない。例えば、ＣＳ−ＲＺ（ｃａｒｒｉｅｒ−ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−ｚｅｒｏ）波形に４００００ｐｓ／ｎｍの波長分散を付加した波形は、図１７（ａ）のような波形図となり、振幅頻度分布は、図１７（ｂ）に示すようになる。しかしながら、このような場合にも、ガウス分布の代わりに図１７（ｂ）の頻度分布形状をｆ（ｘ）として式１を用いて識別レベルマッピングを行うことが可能である。すなわち、一般的には信号振幅に頻度分布差が生じるような振幅頻度分布形状を持つ入力波形であれば、その頻度分布形状をｆ（ｘ）として、式１を用いて識別レベルマッピングと、逆特性変換マッピングを行うことが可能であり、図１４の例と同様にＡＤ変換器１０２の実質的な分解能を向上させることが可能である。
更に、ＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）などのＰＡＰＲ（ｐｅａｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａｇｅ ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ）が高い変調方式や、大きな振幅ダイナミックレンジが必要とされる信号に対しては、式１のｆ（ｘ）として対数（ｌｏｇ）関数を用いることで有効な入力振幅範囲を拡大し、受信性能を好適にすることも可能である。
また更に、式１による識別レベルマッピングを必ずしも行う必要はなく、システム性能が好適になるような識別レベルマッピング回路８０１および逆変換マッピング回路８０２を設定することも可能である。例えば、前述した図２（ｄ）あるいは図３（ｄ）では、上述した式１と等価な識別レベル設定（識別レベル間隔がレベル頻度分布の逆数に比例した識別レベルマッピング）について示しているが、反対に、０／１判定を行う識別レベル付近をより細かくデジタル信号処理する目的のためには、振幅の中央付近（レベル頻度分布が小さい領域）をより密に識別する識別レベルマッピングとすることも可能であるし、あるいは、急峻な信号変化をデジタル信号処理する目的のためには、ｆ（ｘ）勾配がもっとも急峻な領域をより密に識別レベルマッピングすることも可能である。すなわち、識別レベルマッピング回路８０１および逆変換マッピング回路８０２は後段のデジタル信号処理方法に応じて常に好適な設定を選択するよう構成することが可能である。
以上、本発明についていくつかの実施の形態に即して説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されず、種々の変形・変更が可能である。例えば、上記実施の形態では、入力信号が光信号である場合について説明したが、本発明は、例えば無線信号のように、伝送路における種々の分散（フェージング）などにより波形歪を有する信号を受信する種々の受信機に適用することができる。
また、上記実施の形態では、入力信号としてＤＰ−ＱＰＳＫ信号を例示したが、本発明は、ＡＳＫ（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）、ＢＰＳＫ（ｂｉｎａｒｙ ＰＳＫ）、ＳＰ（ｓｉｎｇｌｅ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）−ＱＰＳＫ、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号など、種々の変調方式の信号に適用することが可能である。
上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
［付記］
（付記１）
識別レベル制御信号に応じて識別レベルを設定し、設定された前記識別レベルに基づいて入力アナログ信号をデジタル信号に変換して出力するアナログ−デジタル変換手段と、前記識別レベル制御信号を生成し、前記アナログ−デジタル変換手段へ出力する識別レベル調整手段と、前記識別レベルに依存する前記アナログ−デジタル変換手段の伝達関数に関する情報を生成する伝達関数情報生成手段と、前記伝達関数に関する情報に基づいて、前記アナログ−デジタル変換手段の伝達関数と予め設定された初期伝達関数とのずれを相殺するように前記デジタル信号を信号処理する伝達関数補正手段と、を備えることを特徴とするデジタル受信機。
（付記２）
前記伝達関数情報生成手段は、前記伝達関数補正手段により信号処理されたデジタル信号の品質をモニタしてモニタ結果を生成するとともに、該モニタ結果に基づいて前記伝達関数に関する情報として伝達関数補正制御信号を生成する信号品質モニタ手段であり、前記識別レベル調整手段は、前記モニタ結果に基づいて前記識別レベル制御信号を生成する、ことを特徴とする付記１のデジタル受信機。
（付記３）
前記識別レベルを不等間隔に設定することを特徴とする付記１又は２のデジタル受信機。
（付記４）
前記アナログ−デジタル変換手段は、信号チャネルに対応する複数のアナログ−デジタル変換器を含み、これら複数のアナログ−デジタル変換器について個別に前記識別レベルの設定を行うことを特徴とする付記１，２又は３のデジタル受信機。
（付記５）
前記信号品質モニタ手段は、波形モニタ手段と、信号レベル分布・勾配推定手段とを含むことを特徴とする付記２のデジタル受信器。
（付記６）
前記信号品質モニタ手段は、波形等化誤差モニタ手段を含むことを特徴とする付記２のデジタル受信器。
（付記７）
前記信号品質モニタ手段は、ビットエラーレートモニタ手段を含むことを特徴とする付記２のデジタル受信器。
（付記８）
前記入力アナログ信号は、光入力信号を光電変換したアナログ電気信号であることを特徴とする付記１乃至７のいずれかのデジタル受信器。
（付記９）
前記光入力信号は、位相シフトキーイング変調方式により変調されていることを特徴とする付記８のデジタル受信器。
（付記１０）
前記識別レベル調整手段は、設定値に基づき前記識別レベル制御信号を生成し、
前記伝達関数情報生成手段は、前記設定値に基づき前記伝達関数情報を生成する、ことを特徴とする付記１のデジタル受信機。
（付記１１）
前記識別レベル制御信号および前記伝達関数情報は、それぞれあらかじめ用意された前記設定値との関係を示すマッピングテーブルに基づき生成されることを特徴とする付記１０のデジタル受信機。
（付記１２）
前記マッピングテーブルは前記入力アナログ信号の振幅レベルの頻度分布に基づいて算出されることを特徴とする付記１０又は１１のデジタル受信機。
（付記１３）
前記識別レベル調整手段は、概ねガウス分布に従う信号レベル分布・勾配推定に基づいて入出力レベルがマッピングされることを特徴とする付記１０乃至１２のいずれかのデジタル受信機。
（付記１４）
伝達関数補正手段により信号処理されたデジタル信号の波形歪を補償する波形歪補償手段を更に備えることを特徴とする付記１乃至１３のいずれかのデジタル受信機。
（付記１５）
付記１乃至１４のいずれかのデジタル受信機を含むことを特徴とする光通信システム。
この出願は、２０１０年３月１６日に出願された日本出願特願２０１０−０５８６８６号及び２０１０年１０月１５日に出願された日本出願特願２０１０−２２５６６８号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (5)

1. 識別レベル制御信号に応じて複数段階の識別レベルを設定し、設定された前記識別レベルに基づいて入力アナログ信号をデジタル信号に変換して出力するアナログ−デジタル変換手段と、
   前記複数段階の識別レベルをその段階数を変更することなく、信号密度が稠密な領域では前記複数段階の識別レベルを持つ初期状態よりも高分解能に、前記信号密度が希薄な領域では初期状態よりも低分解能に調整するように、前記識別レベル制御信号を生成し、前記アナログ−デジタル変換手段へ出力する識別レベル調整手段と、
   前記識別レベルに依存する前記アナログ−デジタル変換手段の伝達関数に関する情報を生成する伝達関数情報生成手段と、
   前記伝達関数に関する情報に基づいて、前記アナログ−デジタル変換手段の伝達関数と予め設定された初期伝達関数とのずれを相殺するように前記デジタル信号を信号処理する伝達関数補正手段と、
   を備えることを特徴とするデジタル受信機。
2. 前記伝達関数情報生成手段は、前記伝達関数補正手段により信号処理されたデジタル信号の品質をモニタしてモニタ結果を生成するとともに、該モニタ結果に基づいて前記伝達関数に関する情報として伝達関数補正制御信号を生成する信号品質モニタ手段であり、
   前記識別レベル調整手段は、前記モニタ結果に基づいて前記識別レベル制御信号を生成する、ことを特徴とする請求項１に記載のデジタル受信機。
3. 前記識別レベルを不等間隔に設定することを特徴とする請求項１又は２に記載のデジタル受信機。
4. 前記アナログ−デジタル変換手段は、信号チャネルに対応する複数のアナログ−デジタル変換器を含み、これら複数のアナログ−デジタル変換器について個別に前記識別レベルの設定を行うことを特徴とする請求項１，２又は３に記載のデジタル受信機。
5. 請求項１乃至４のいずれか一つに記載のデジタル受信機を含むことを特徴とする光通信システム。

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