JP5523582B2 - 光伝送システム、光送信装置および光受信装置 - Google Patents

Description

この発明は、デジタルコヒーレント方式を用いた光伝送システムに関する。

４０Ｇｂｉｔ／ｓや１００Ｇｂｉｔ／ｓのような大容量光伝送のためには、光信号対雑音電力限界の克服や高密度波長多重化が課題である。光信号対雑音電力限界を克服する技術として、従来のオンオフキーイング（Ｏｎ−Ｏｆｆ Ｋｅｙｉｎｇ：ＯＯＫ）に対して、２値位相偏移変調（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＢＰＳＫ）や４値ＰＳＫ（Ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：ＱＰＳＫ）の利用が知られている。また、高密度波長多重化のために、直交する２つの偏波成分に独立の信号を割り当てる偏波多重によって、１シンボル当たりの伝送ビット数を２倍に増やす方式や、ＱＰＳＫや１６値直交振幅変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＱＡＭ）のように、信号多重度を上げて、１シンボル当たりの伝送ビット数を増やす方式が知られている。ＱＰＳＫや１６ＱＡＭは、光送信器において、同位相軸（Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ軸：Ｉ軸）と、直交位相軸（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ軸：Ｑ軸）とに信号を割り当てて伝送する。

また、これらの光変調信号を同期検波方式にデジタル信号処理を組み合わせて受信するデジタルコヒーレント方式が注目されている。この方式では、同期検波による線形な光電気変換と、デジタル信号処理による固定的、半固定的および適応的な線形等化により、受信器における安定な多重信号分離と、元の信号への復元とが可能となる。このため、伝送路で生じる波長分散や偏波モード分散（Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ−Ｍｏｄｅ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ：ＰＭＤ）等に起因する線形な波形歪みに対する優れた等化特性や優れた雑音耐力を実現できる。

通常、デジタルコヒーレント方式では、直交する２つの偏波成分（Ｘ偏波成分およびＹ偏波成分）に独立な信号成分（ＥｘおよびＥｙ）を割り当てる偏波多重方式が用いられる。図２３、図２４は、従来技術の偏波多重方式において通常用いられる偏波多重信号の時間軸表現を示す図である。図２３はＥｘとＥｙとが時間軸上で完全にビット同期している例である。図２４はＥｘとＥｙとが時間軸上で半シンボルずらされた例である（例えば、非特許文献１、非特許文献２参照）。

Ｓｅｂ Ｊ． Ｓａｖｏｒｙ，"Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ"，Ｏｐｔｉｃｓ Ｅｘｐｒｅｓｓ，ｖｏｌ．１６， ｎｏ．２， ｐｐ．８０４−８１７，２００８． Ｏｐｔｉｃａｌ Ｉｎｔｅｒｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ Ｆｏｒｕｍ，"１００Ｇ Ｕｌｔｒａ Ｌｏｎｇ Ｈａｕｌ ＤＷＤＭ Ｆｒａｍｅｗｏｒｋ Ｄｏｃｕｍｅｎｔ"，http://www.oiforum.com/public/documents/OIF-FD-100G-DWDM-01.0.pdf，Ｊｕｎｅ ２００９．

しかしながら、上記の従来技術によれば、時間軸上で同時に直交するＸ偏波成分とＹ偏波成分に同一波長の信号成分Ｅｘ、Ｅｙが多重化されているので、光ファイバ中の非線形光学効果により、Ｅｘ−Ｅｙ間に非線形な相互作用が生じるという課題があった。また、Ｅｘ−Ｅｙ間で生じた非線形干渉は、受信器における線形適応等化器では等化できず、信号品質の過剰な劣化を招くという問題があった。

例えば、図２３に示す時間波形では、ＥｘとＥｙとが時間軸上で完全にビット同期しているので、Ｅｘ−Ｅｙ間の非線形干渉が伝送品質劣化を招く。また、図２４に示す時間波形では、ＥｘとＥｙとの波形のピークが時間的にずれているため、非線形な相互作用による伝送品質劣化が低減されるが、ＥｘとＥｙとの間に重なり時間が存在するため、ファイバ非線形効果によるＥｘ−Ｅｙ間の非線形干渉が生じる。

この発明は、上記の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、直交偏波多重信号に生じる非線形干渉を低減し、伝送品質を向上させることにある。

本発明にかかる光伝送システムは、デジタルコヒーレント方式により光伝送を行う光伝送システムであって、シンボル繰り返し周期Ｔｓに対し、Ｔｓ／２以下となるパルス幅のパルス信号を生成するパルス信号生成部と、送信データ信号に基づき、Ｔｓごとに１シンボルが生成される多値変調方式により前記パルス信号を変調させてデータ変調信号を生成するデータ変調部と、前記データ変調信号に基づいて、略直交する２つの偏波成分間の遅延差が、シンボル繰り返し周期Ｔｓの半分（Ｔｓ／２）となる偏波多重信号を生成する偏波インタリーブ部と、を有する光送信部と、前記光送信部から受信した光信号の中心波長に対応する光を生成する局部発振光源と、前記局部発振光源によって生成された光と、前記光送信部から受信した光信号と、を干渉させる光干渉部と、前記光干渉部からの出力を電気信号に変換する光電気変換部と、を有する光受信部と、前記光受信部から出力される電気信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換部と、前記デジタル信号に基づいて、各偏波成分の信号である偏波信号を復元し、偏波成分間のＴｓ／２の遅延差の除去と、該遅延差以外の歪の適応等化とを行うデジタル信号処理部と、を有する受信電気信号処理部と、を備え、前記光送信部は、時間軸上において各偏波成分が交互に存在し、同時に存在する時間が概略ゼロであり、かつ時間軸上において各偏波成分のいずれも存在しない時間が概略ゼロであり、各偏波成分の光信号の繰り返し周期はＴｓとなる光信号を生成することを特徴とする。

この発明によれば、直交偏波多重信号間で生じる非線形干渉を低減し、伝送品質を向上させることができる。

図１は、この発明の実施の形態１にかかる光伝送システムの構成例を示す図である。 図２は、この発明の実施の形態１にかかる偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器の構成例を示す図である。 図３は、この発明の実施の形態１にかかる偏波インタリーバの構成例を示す図である。 図４は、この発明の実施の形態１にかかる偏波多重インタリーブ型変調器の構成例を示す図である。 図５は、この発明の実施の形態１にかかる光送信部で生成されるＣＷ光の時間波形の例を示したものである。 図６は、この発明の実施の形態１にかかる光送信部で生成されるパルス化光信号の時間波形の例を示したものである。 図７は、この発明の実施の形態１にかかる光送信部で生成されるＸ偏波パルス化ＱＰＳＫ光信号の時間波形の例を示したものである。 図８は、この発明の実施の形態１にかかる光送信部で生成されるＹ偏波パルス化ＱＰＳＫ光信号の時間波形の例を示したものである。 図９は、この発明の実施の形態１にかかる光送信部で生成される偏波多重ＱＰＳＫ光信号の時間波形の例を示したものである。 図１０は、この発明の実施の形態１にかかる光送信部で生成される偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号の時間波形の例を示したものである。 図１１は、この発明の実施の形態１にかかるデジタル信号処理部の構成例を示す図である。 図１２は、この発明の実施の形態１にかかる偏波復元部の構成例を示す図である。 図１３は、この発明の実施の形態２にかかる光伝送システムの構成例を示す図である。 図１４は、この発明の実施の形態２にかかる光送信部で生成されるＣＷ光の時間波形の例を示したものである。 図１５は、この発明の実施の形態２にかかる光送信部で生成されるＣＳＲＺ光信号の時間波形の例を示したものである。 図１６は、この発明の実施の形態２にかかる光送信部で生成されるＣＳＲＺ−ＱＰＳＫ光信号の時間波形の例を示したものである。 図１７は、この発明の実施の形態２にかかる光送信部で生成される偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号の時間波形の例を示したものである。 図１８は、図１３の光送信部の配置を変更した光伝送システムを示す構成例である。 図１９は、図１８における光送信部で生成されるＣＷ光の時間波形の例を示したものである。 図２０は、図１８における光送信部で生成されるＱＰＳＫ光信号の時間波形の例を示したものである。 図２１は、図１８における光送信部で生成されるＣＳＲＺ−ＱＰＳＫ光信号の時間波形の例を示したものである。 図２２は、図１８における光送信部で生成される偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号の時間波形の例を示したものである。 図２３は、従来の偏波多重信号の時間波形を示す図のうち、ビット同期した例である。 図２４は、従来の偏波多重信号の時間波形を示す図のうち、時間軸上で半シンボルずらされた例である。

以下に、本発明にかかる光伝送システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、本発明を具体化する際の一形態であって、本発明をその範囲内に限定するためのものではない。

実施の形態１．
図１は、本実施の形態にかかる光伝送システムの構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態の光伝送システムは、光送信部（光送信装置）１００と、光伝送部２００と、光受信装置１０００と、を備える。光受信装置１０００は、光受信部３００と受信電気信号処理部４００を備える。以下の実施の形態に示す光伝送システムにおいても同様とする。光送信部１００から送出された光信号は光伝送部２００を経由し、光受信部３００に到達する。受信された光信号は光受信部３００で、電気信号に変換された後、受信電気信号処理部４００にて電気的に信号処理される。

光送信部１００は、第１の電気信号源１０１と、第２の電気信号源１０２と、電気増幅器１０３−Ａ、１０３−Ｂ、１０３−Ｃ、１０３−Ｄ、１０３−Ｅと、光源１０４と、マッハツェンダ変調器１０５と、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６と、偏波インタリーバ１０７とを備えている。

光伝送部２００は、光送信部１００と光受信部３００とを接続する。光伝送部２００には、例えば、光ファイバ、光合分波装置、波長分散補償装置、光増幅装置等の通常の光伝送システムで想定されるさまざまな装置を含んでいてもよい。

光受信部３００は、局部発振光源３０１と、光９０度ハイブリッド３０２と、バランス型光電気変換器３０３−Ａ、３０３−Ｂ、３０３−Ｃ、３０３−Ｄとを備えている。

受信電気信号処理部４００は、アナログ・デジタル変換器４０１−Ａ、４０１−Ｂ、４０１−Ｃ、４０１−Ｄと、デジタル信号処理部４０２と、を備えている。

以下、本実施の形態にかかる光伝送システムの動作を説明する。以下、４０Ｇｂｉｔ／ｓ偏波多重ＱＰＳＫ光信号を生成する例について説明する。４０Ｇｂｉｔ／ｓ偏波多重ＱＰＳＫ光信号は１シンボル当たり４ビットの通信が可能であり、シンボル繰り返し周波数ｆｓは１０ＧＨｚである。また、シンボル繰り返し周期はＴｓ（＝１／ｆｓ）とする。なお、本実施の形態は、他の伝送レート、各種の変調方式に適用可能であり、この例に限定されるものではない。また、本実施の形態では偏波多重ＱＰＳＫ光信号の各偏波成分をインタリーブして偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号を生成する。

第１の電気信号源１０１は、外部から入力される送信データ信号に基づき、クロック信号と、４系統のデータ信号、すなわち、Ｘ偏波・Ｉ軸電気信号ｅｘＩと、Ｘ偏波・Ｑ軸電気信号ｅｘＱと、Ｙ偏波・Ｉ軸電気信号ｅｙＩと、Ｙ偏波・Ｑ軸電気信号ｅｙＱとを生成する。４系統のデータ信号は、例えば、それぞれ並列展開されて実ビットレート４０Ｇｂｉｔ／ｓの１／１６に低速化される。クロック信号も同様に低速化される。第１の電気信号源１０１は、１／１６の速度に低速化された４系統のデータ信号とクロック信号とを第２の電気信号源１０２に出力する。上記の比率による低速化は一例であり、本発明はこれよって限定されるものではない。なお、４系統のデータ信号は本発明における第１の電気信号の一例、クロック信号は本発明における第２の電気信号の一例にそれぞれ相当する。

第２の電気信号源１０２は、入力された４系統のデータ信号とクロック信号から、シンボルレートｆｓ（＝１０Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓ）の４系統のデータ信号と、周期をＴｓ／２（＝５０ｐｓ）として２周期に一度のみＴｓ／２（＝５０ｐｓ）のパルス幅を有するパルス信号とを生成する。また、第２の電気信号源１０２は、生成したＸ偏波・Ｉ軸電気信号を電気増幅器１０３−Ｂに出力し、生成したＸ偏波・Ｑ軸電気信号を電気増幅器１０３−Ｃに出力し、生成したＹ偏波・Ｉ軸電気信号を電気増幅器１０３−Ｄに出力し、生成したＹ偏波・Ｑ軸電気信号を電気増幅器１０３−Ｅに出力し、生成したパルス信号を電気増幅器１０３−Ａに出力する。なお、本実施の形態ではパルス幅はＴｓ／２としたが、偏波成分間の非線形干渉をより低減するため、Ｔｓ／２以下となるようにしてもよい。なお、生成した４系統のデータ信号は本発明における第３の電気信号の一例、生成したパルス信号は本発明における第４の電気信号の一例にそれぞれ相当する。

上記のパルス信号は、例えば、周波数ｆｓ／２（＝５ＧＨｚ）と周波数ｆｓ（１０ＧＨｚ）とのクロック信号の論理積をとることによって得ることができる。一例として、周波数ｆｓ／２（＝５ＧＨｚ）の論理クロック信号ｄ１と周波数ｆｓ（＝１０ＧＨｚ）の論理クロック信号ｄ２との論理積ｄ３は、次のようにして得られる。

ｄ１＝０，０，１，１，０，０，１，１，０，０，・・・ （１）
ｄ２＝０，１，０，１，０，１，０，１，０，１，・・・ （２）
ｄ３＝０，０，０，１，０，０，０，１，０，０，・・・ （３）
ただし、１つの論理の占める時間幅はＴｓ／２（＝５０ｐｓ）に相当する。論理クロック信号ｄ１およびｄ２は、それぞれ典型的な、デューティ比５０％の論理ＲＺ（Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）信号と見なせる一方、ｄ３は、ｄ２の周期Ｔｓ／２（＝５０ｐｓ）に対して２周期に一度パルスを有する、デューティ比２５％の論理ＲＺ信号になることがわかる。

電気増幅器１０３−Ａは、第２の電気信号源１０２から入力されるパルス信号をマッハツェンダ変調器１０５の半波長電圧と概略同等となるまで増幅し、マッハツェンダ変調器１０５に出力する。電気増幅器１０３−Ｂは、第２の電気信号源１０２から入力されるＸ偏波・Ｉ軸電気信号を偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６の半波長電圧の概略２倍まで増幅し、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６に出力する。電気増幅器１０３−Ｃは、第２の電気信号源１０２から入力されるＸ偏波・Ｑ軸電気信号を偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６の半波長電圧の概略２倍まで増幅し、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６に出力する。電気増幅器１０３−Ｄは、第２の電気信号源１０２から入力されるＹ偏波・Ｉ軸電気信号を偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６の半波長電圧の概略２倍まで増幅し、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６に出力する。電気増幅器１０３−Ｅは、第２の電気信号源１０２から入力されるＹ偏波・Ｑ軸電気信号を偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６の半波長電圧の概略２倍まで増幅し、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６に出力する。

光源１０４は、ＣＷ光を生成し、マッハツェンダ変調器１０５に出力する。

マッハツェンダ変調器１０５は、光源１０４から入力されるＣＷ光を、電気増幅器１０３−Ａから入力される、増幅されたパルス信号でパルス変調してパルス化光信号を生成し、パルス化光信号を偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６に出力する。マッハツェンダ変調器１０５は、本発明におけるパルス信号生成部の一例に相当する。なお、パルス信号生成部はマッハツェンダ変調器以外の他の方法を用いてもよい。例えば、電界吸収型光変調器などであってもよい。

図２は、本実施の形態にかかる偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器の構成例を示す図である。図示するように、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６は、光分岐部５１１と、偏波変換部５１２と、光結合部５１３と、データ変調部５１４−Ａ、５１４−Ｂとを備えている。偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６は、２系統の空間分割多重された単一偏波信号を生成して、生成した２系統の光信号を偏波多重化する。

偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６は、マッハツェンダ変調器１０５から入力されるパルス化光信号を、ＱＰＳＫ変調および偏波多重化して偏波多重ＱＰＳＫ光信号を生成し、偏波多重ＱＰＳＫ光信号を偏波インタリーバ１０７に出力する。偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６における偏波多重ＱＰＳＫ変調は、電気増幅器１０３−Ｂから入力される、増幅されたＸ偏波・Ｉ軸電気信号と、電気増幅器１０３−Ｃから入力される、増幅されたＸ偏波・Ｑ軸信号と、電気増幅器１０３−Ｄから入力される、増幅されたＹ偏波・Ｉ軸電気信号と、電気増幅器１０３−Ｅから入力される、増幅されたＹ偏波・Ｑ軸信号とを用いる。

次に、図２における偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６の動作を説明する。光分岐部５１１は、入力される光信号の偏波状態を保持しつつ二分岐し、二分岐されたそれぞれの光信号をデータ変調部５１４−Ａおよび５１４−Ｂに出力する。データ変調部５１４−Ａは、光分岐部５１１から入力される光信号を、外部から入力されるデータ変調用電気信号で変調し、変調後の光信号を偏波変換部５１２に出力する。偏波変換部５１２は、データ変調部５１４−Ａから入力される光信号の偏波状態を、入力される光信号の偏波状態と出力される光の偏波状態とが直交関係となるように変換し、偏波状態が変換された光信号を光結合部５１３に出力する。データ変調部５１４−Ｂは、光分岐部５１１から入力される光信号を、外部から入力されるデータ変調用電気信号で変調し、変調後の光信号を光結合部５１３に出力する。光結合部５１３は、偏波変換部５１２から入力される光信号と、データ変調部５１４−Ｂから入力される光信号とを、偏波状態を保持しつつ結合し、外部へ出力する。

ここで、４０Ｇｂｉｔ／ｓ偏波多重ＱＰＳＫ光信号を生成する場合は、例えば、データ変調部５１４−ＡにＸ偏波用２並列マッハツェンダ変調器、データ変調部５１４−ＢにＹ偏波用２並列マッハツェンダ変調器を用いることができる。１０Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓのＸ偏波・Ｉ軸電気信号および１０Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓのＸ偏波・Ｑ軸電気信号が、並列にＸ偏波用２並列マッハツェンダ変調器に入力される。１０Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓのＹ偏波・Ｉ軸電気信号および１０Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓのＹ偏波・Ｑ軸電気信号が並列にＹ偏波用２並列マッハツェンダ変調器に入力される。Ｘ偏波用２並列マッハツェンダ変調器はＸ偏波・Ｉ軸電気信号とＸ偏波・Ｑ軸電気信号とに従ってＱＰＳＫ変調する。Ｙ偏波用２並列マッハツェンダ変調器はＹ偏波・Ｉ軸電気信号とＹ偏波・Ｑ軸電気信号とに従ってＱＰＳＫ変調する。

なお、データ変調部５１４−Ａに２つのマッハツェンダ変調器が並列に接続された２並列マッハツェンダ変調器ではなく、通常のマッハツェンダ変調器を用いてもよい。データ変調部５１４−Ｂも同様である。データ変調部５１４−Ａ、５１４−Ｂに使用するマッハツェンダ変調器は、変調方式や必要とされる伝送品質などに応じて適宜選択できる。

第２の電気信号源１０２はマッハツェンダ変調器１０５におけるパルス化変調と偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６における各ＱＰＳＫ変調のタイミングをビット同期させるための同期制御を行う。ビット同期させる方法は、例えば、温度変化による位相ずれを防ぐため、温度変化量と位相調整量とを対応付けた情報を格納したテーブルを用意し、第２の電気信号源１０２が温度変化量に応じた位相調整量をテーブルから抽出し、同期制御を行うものであってもよい。または、第２の電気信号源１０２が偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６から出力される光信号の一部を受信し、光パワーを最適化するように位相調整して同期制御を行うものであってもよい。光パワーを最適化する方法として、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６を駆動する電気信号に低周波成分を重畳し、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６から出力される光信号の一部を受信し、受信した光信号から抽出された低周波成分に基づいて同期制御を行うものであってもよい。同期制御の方法は上記に限られず、他の方法を用いてもよい。

上記の同期のタイミングはマッハツェンダ変調器１０５に入力されるパルス信号に基づいて決定される。例えば、パルス信号波形の両端にある、０から１へ立ち上がる状態、または、１から０へ立ち下る状態（以下、遷移領域とする。）を同期のタイミングとしてはならず、遷移領域ではないパルス信号波形の中央とその近傍の１または０の状態（以下、非遷移領域とする。）を同期のタイミングとすべきである。非遷移領域を同期のタイミングとした場合には、パルス信号の非遷移領域と、データ変調部５１４−Ａ、５１４−Ｂから出力されるＱＰＳＫ光信号の中央部分が略一致する。遷移領域を用いる場合にはデータの中央部分の光パワーが極端に小さくなり、大幅な性能劣化が生じる。

図３は、本実施の形態にかかる偏波インタリーバ１０７の構成例を示す図である。図示するように、偏波インタリーバ１０７は、偏波分岐部６１１と、非遅延部６１２と、遅延部６１３と、偏波結合部６１４とを備えている。

偏波インタリーバ１０７は、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６から入力される偏波多重ＱＰＳＫ光信号のＸ偏波光信号とＹ偏波光信号との間に、概略Ｔｓ／２（＝５０ｐｓ）に相当する遅延差を与え、各偏波成分を多重化する。例えば、光信号を偏波保持ファイバ等の複屈折媒質を通過させることで、所望の遅延を与えることができる。偏波インタリーバ１０７は、本発明における偏波インタリーブ部の一例に相当する。

次に、図３における偏波インタリーバ１０７の動作を説明する。偏波分岐部６１１は、入力される偏波多重ＱＰＳＫ光信号（例えば、Ｘ偏波とＹ偏波に独立な信号を有する）をＸ偏波光信号とＹ偏波光信号とに分岐し、Ｘ偏波光信号を非遅延部６１２に出力し、Ｙ偏波光信号を遅延部６１３に出力する。非遅延部６１２は、偏波分岐部６１１から入力されるＸ偏波光信号を偏波結合部６１４に出力する。遅延部６１３は、偏波分岐部６１１から入力されるＹ偏波光信号に、非遅延部６１２を通過するＸ偏波光信号に対して相対的にＴｓ／２（＝５０ｐｓ）の遅延を与え、遅延を与えたＹ偏波光信号を偏波結合部６１４に出力する。偏波結合部６１４では、非遅延部６１２から入力されるＸ偏波光信号と、遅延部６１３から入力される、遅延を与えたＹ偏波光信号との偏波状態を保持しつつ結合し、外部に出力する。

また、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６と偏波インタリーバ１０７とが集積化された構成としてもよい。図４は、本実施の形態にかかる偏波多重インタリーブ型変調器の構成例を示す図である。偏波多重インタリーブ型変調器１０８は、図２の構成に遅延部５１５を加えている。

次に、図４における偏波多重インタリーブ型変調器１０８の動作を説明する。図２と同一の機能を有する構成は同一の符号を付して、重複する説明を省略する。遅延部５１５は、データ変調部５１４−Ｂから入力される光信号に概略Ｔｓ／２（＝５０ｐｓ）の遅延を与え、遅延を与えた光信号を光結合部５１３に出力する。これにより、データ変調部５１４−Ａを通過する経路で得られるＸ偏波光信号と、データ変調手段５１４−Ｂを通過する経路で得られるＹ偏波光信号との間に、Ｔｓ／２（＝５０ｐｓ）の遅延差が与えられる。

図５〜図１０は、本実施の形態にかかる光送信部１００により生成される光信号の時間波形の変化の様子を示したものである。図５は、光源１０４から出力されたＣＷ光の時間波形を示したものである。ＣＷ光は、マッハツェンダ変調器１０５によってパルス変調されて、図６に示すパルス化光信号に変化する。パルス化光信号のＸ偏波光信号とＹ偏波光信号は、偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器１０６によって、それぞれＱＰＳＫ変調されて図７および図８に示すＱＰＳＫ光信号に変化し、かつ、偏波多重化されて図９に示す偏波多重ＱＰＳＫ光信号に変化する。偏波多重ＱＰＳＫ光信号は、偏波インタリーバ１０７により偏波インタリーブされ、図１０に示す偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号に変化する。

図１０に示す偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号は、略直交するＸ偏波成分およびＹ偏波成分に独立な信号成分Ｅｘ、Ｅｙを割り当て、ＥｘとＥｙとが時間軸上において同時に存在する時間が概略ゼロであり、時間軸上ではＥｘとＥｙとが交互に存在し、ＥｘとＥｙの存在する周期がそれぞれＴｓとなる。ただし、ビットレートをＢとし、変調方式の多値度をｍとするとき、シンボル繰返し周期Ｔｓはｍ／Ｂで表される。なお、ＥｘとＥｙの時間軸上における重なりは、ＥｘとＥｙが同時に存在する時間が概略ゼロとなる。すなわち、ＥｘとＥｙが同時に存在する時間がゼロなることが理想的であるが、必要とされる伝送信号品質に対して許容される程度のＥｘとＥｙの重なりが生じていてもよい。

偏波インタリーバ１０７から出力される偏波多重インタリーブ光信号は、光伝送部２００を経由して、光受信部３００の光９０度ハイブリッド３０２に到達する。

局部発振光源３０１は、伝送後の光信号の中心波長に概略一致した中心波長を有するＣＷ光を生成し、ＣＷ光を光９０度ハイブリッド３０２に出力する。

光９０度ハイブリッド３０２は、光伝送部２００から入力される伝送後の光信号と、局部発振光源３０１から入力されるＣＷ光とを干渉させて、Ｘ’偏波成分とＹ’偏波成分それぞれのＩ’軸成分、Ｑ’軸成分に対応する和成分、差成分で決まる８成分を生成し、それぞれの成分をバランス型光電気変換器３０３−Ａ、３０３−Ｂ、３０３−Ｃ、３０３−Ｄへ出力する。例えば、Ｘ’偏波・Ｉ’軸の和成分および差成分がバランス型光電気変換器３０３−Ａに出力され、Ｘ’偏波・Ｑ’軸の和成分および差成分がバランス型光電気変換器３０３−Ｂに出力され、Ｙ’偏波・Ｉ’軸の和成分および差成分がバランス型光電気変換器３０３−Ｃに出力され、Ｙ’偏波・Ｑ’軸の和成分および差成分がバランス型光電気変換器３０３−Ｄに出力される。なお、本発明はこれらの対応関係によって限定されるものではない。

なお、光伝送部２００での偏波状態変化や位相変化の影響により、Ｘ’偏波成分とＹ’偏波成分は、光送信部１００出力点でのＸ偏波成分とＹ偏波成分とは一般に一致しない。また、Ｉ’軸成分とＱ’軸成分についても、送信器出力点でのＩ軸成分とＱ軸成分とは一般に一致しない。光９０度ハイブリッド３０２は、本発明における光干渉部の一例に相当する。

バランス型光電気変換器３０３−Ａは、光９０度ハイブリッド３０２から入力される干渉後の光信号の和成分と差成分を光電気変換し、Ｘ’偏波・Ｉ’軸電気信号をアナログ・デジタル変換器４０１−Ａに出力する。バランス型光電気変換器３０３−Ｂは、光９０度ハイブリッド３０２から入力される干渉後の光信号の和成分と差成分を光電気変換し、Ｘ’偏波・Ｑ’軸電気信号をアナログ・デジタル変換器４０１−Ｂに出力する。バランス型光電気変換器３０３−Ｃは、光９０度ハイブリッド３０２から入力される干渉後の光信号の和成分と差成分を光電気変換し、Ｙ’偏波・Ｉ’軸電気信号をアナログ・デジタル変換器４０１−Ｃに出力する。バランス型光電気変換器３０３−Ｄは、光９０度ハイブリッド３０２から入力される干渉後の光信号の和成分と差成分を光電気変換し、Ｙ’偏波・Ｑ’軸電気信号をアナログ・デジタル変換器４０１−Ｄに出力する。バランス型光電気変換器３０３−Ａ、３０３−Ｂ、３０３−Ｃ、３０３−Ｄは、例えば、光検出器（Ｐｈｏｔｏｄｅｔｅｃｔｏｒ）とトランスインピーダンスアンプ（Ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）との組み合わせにより実現することができる。これらのバランス型光電気変換器は本発明における光電気変換部の一例に相当する。

アナログ・デジタル変換器４０１−Ａは、バランス型光電気変換器３０３−Ａから入力されるＸ’偏波・Ｉ’軸電気信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部４０２に出力する。アナログ・デジタル変換器４０１−Ｂは、バランス型光電気変換器３０３−Ｂから入力されるＸ’偏波・Ｑ’軸電気信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部４０２に出力する。アナログ・デジタル変換器４０１−Ｃは、バランス型光電気変換器３０３−Ｃから入力されるＹ’偏波・Ｉ’軸電気信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部４０２に出力する。アナログ・デジタル変換器４０１−Ｄは、バランス型光電気変換器３０３−Ｄから入力されるＹ’偏波・Ｑ’軸電気信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部４０２に出力する。アナログ・デジタル変換においては、連続時間信号の離散時間化と、振幅レベルの量子化との双方が行われる。離散時間化によるサンプリング速度のシンボルレートに対する比は、１Ｓａｍｐｌｅ／ｓｙｍｂｏｌ以上に設定され、一般には２Ｓａｍｐｌｅ／ｓｙｍｂｏｌに設定されることが多い。アナログ・デジタル変換器４０１−Ａ、４０１−Ｂ、４０１−Ｃ、４０１−Ｄは、本発明におけるアナログ・デジタル変換部の一例に相当する。

デジタル信号処理部４０２は、アナログ・デジタル変換器４０１−Ａ、４０１−Ｂ、４０１−Ｃ、４０２−Ｄから入力される各デジタル信号に基づき、受信電気信号処理を行う。図１１は、本発明の実施の形態にかかるデジタル信号処理部の構成例を示す図である。図示するように、デジタル信号処理部４０２は、固定スキュー調整部７０１と、波長分散補償部７０２−Ａ、７０２−Ｂと、偏波復元部７０３と、搬送波周波数オフセット補償部７０４−Ａ、７０４−Ｂと、搬送波位相オフセット補償部７０５−Ａ、７０５−Ｂと、識別部７０６−Ａ、７０６−Ｂとを備えている。デジタル信号処理部４０２は、例えば、デジタル信号プロセッサ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）などのデジタル信号処理装置により実現することができる。

次に、図１１におけるデジタル信号処理部４０２の動作を説明する。固定スキュー調整部７０１は、外部から入力されるＸ’偏波・Ｉ’軸デジタル信号と、Ｘ’偏波・Ｑ’軸デジタル信号と、Ｙ’偏波・Ｉ’軸デジタル信号と、Ｙ’偏波・Ｑ’軸デジタル信号とに対し、光伝送システム内の光・電気回路に内在する固定遅延差調整を行い、遅延の揃ったデジタルデータを生成する。固定スキュー調整部７０１は遅延調整されたＸ’偏波成分を波長分散補償部７０２−Ａに出力し、遅延調整されたＹ’偏波成分を波長分散補償部７０２−Ｂに出力する。

波長分散補償部７０２−Ａは、固定スキュー調整部７０１から入力されるＸ’偏波・Ｉ’軸およびＸ’偏波・Ｑ’軸デジタルデータについて、伝送過程で生じた波長分散を補償し、波長分散補償されたＸ’偏波・Ｉ’軸およびＸ’偏波・Ｑ’軸デジタルデータを偏波復元部７０３に出力する。波長分散補償部７０２−Ｂは、固定スキュー調整部７０１から入力されるＹ’偏波・Ｉ’軸およびＹ’偏波・Ｑ’軸デジタルデータについて、伝送過程で生じた波長分散を補償し、波長分散補償されたＹ’偏波・Ｉ’軸およびＹ’偏波・Ｑ’軸デジタルデータを偏波復元部７０３に出力する。

波長分散補償部７０２−Ａ、７０２−Ｂは、例えば、周波数領域等化や、有限長インパルス応答（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：ＦＩＲ）フィルタによる時間領域等化を行う。変動周期の長い波形歪みであれば、波長分散以外の波形歪みも等化可能である。

偏波復元部７０３は、波長分散補償部７０２−Ａから入力されるＸ’偏波・Ｉ’軸およびＸ’偏波・Ｑ’軸デジタルデータと、波長分散補償部７０２−Ｂから入力されるＹ’偏波・Ｉ’軸およびＹ’偏波・Ｑ’軸デジタルデータとに基づき、元のＸ偏波信号およびＹ偏波信号を復元し、光送信部１００でインタリーブされた偏波成分をデインタリーブする。また、偏波復元部７０３は、波長分散補償部７０２−Ａ，７０２−Ｂで補償されず残留した波長分散、伝送過程で生じたＰＭＤ、各デバイスにおける帯域不足等に起因する劣化などを少なくとも部分的に等化する。処理後のＸ偏波成分は搬送波周波数オフセット補償部７０４−Ａに出力され、処理後のＹ偏波成分は搬送波周波数オフセット補償部７０４−Ｂに出力される。

例えば、偏波復元部７０３の処理は、非特許文献１に記載のバタフライ型ＦＩＲフィルタにより一括して実現されるものであってもよい。前記バタフライ型ＦＩＲフィルタのタップ長ｎを数シンボル以上に設定することで、Ｔｓ／２（＝５０ｐｓ）以上のＰＭＤを補償することが可能になる。偏波インタリーブは概略Ｔｓ／２ （＝５０ｐｓ）の固定のＤＧＤ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｇｒｏｕｐ Ｄｅｌａｙ）を発生させていることに等しいため、Ｔｓ／２ （＝５０ｐｓ）以上のＰＭＤを補償が可能であれば、問題なく復調することが可能である。偏波復元部７０３は、処理対象となるデジタルデータには予めＴｓ／２となるＰＭＤが含まれていることを認識し、各偏波信号成分間のＴｓ／２の遅延差の除去と、該遅延差以外の歪の適応等化とを行う。

図１２は、本実施の形態にかかる偏波復元部の構成例を示した図である。図示するように、偏波復元部７０３の例としてバタフライ型ＦＩＲフィルタを用いた例を説明する。バタフライ型ＦＩＲフィルタは、複素信号生成部９０１−Ａ、９０１−Ｂと、複素加算部９０２−１、９０２−２、９０２−３、・・・、９０２−（ｎ−１）、９０３−１、９０３−２、９０３−３、・・・、９０３−（ｎ−１）、９０４−１、９０４−２、９０４−３、・・・、９０４−（ｎ−１）、９０５−１、９０５−２、９０５−３、・・・、９０５−（ｎ−１）、９０６−Ａ、９０６−Ｂと、遅延部９０７−１、９０７−２、９０７−３、・・・、９０７−（ｎ−１）、９０８−１、９０８−２、９０８−３、・・・、９０８−（ｎ−１）、９０９−１、９０９−２、９０９−３、・・・、９０９−（ｎ−１）、９１０−１、９１０−２、９１０−３、・・・、９１０−（ｎ−１）と、複素乗算部９１１−１、９１１−２、９１１−３、・・・、９１１−（ｎ−１）、９１２−１、９１２−２、９１２−３、・・・、９１２−（ｎ−１）、９１３−１、９１３−２、９１３−３、・・・、９１３−（ｎ−１）、９１４−１、９１４−２、９１４−３、・・・、９１４−（ｎ−１）と、タップ係数保持部９１５−Ａ、９１５−Ｂ、９１５−Ｃ、９１５−Ｄと、タップ係数生成部９１６と、出力データ選択部９１７−Ａ、９１７−Ｂと、を備えている。上記においてｎは自然数である。以下同じとする。

複素信号生成部９０１−Ａは、外部から入力されるＸ’偏波・Ｉ’軸デジタルデータを実部、外部から入力されるＸ’偏波・Ｑ’軸デジタルデータを虚部とする複素数を生成し、複素乗算部９１１−１および９１３−１と遅延部９０７−１および９０９−１とにそれぞれ出力する。複素信号生成部９０１−Ｂは、外部から入力されるＹ’偏波・Ｉ’軸デジタルデータを実部、外部から入力されるＹ’偏波・Ｑ’軸デジタルデータを虚部とする複素数を生成し、複素乗算部９１２−１および９１４−１と遅延部９０８−１および９１０−１とにそれぞれ出力する。

遅延部９０７−１では複素信号生成部９０１−Ａから入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１１−２と遅延部９０７−２とにデジタルデータを出力する。遅延部９０８−１では複素信号生成部９０１−Ｂから入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１２−２と遅延部９０８−２とにデジタルデータを出力する。遅延部９０９−１では複素信号生成部９０１−Ａから入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１３−２と遅延部９０９−２とにデジタルデータを出力する。遅延部９１０−１では複素信号生成部９０１−Ｂから入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１４−２と遅延部９１０−２とにデジタルデータを出力する。

遅延部９０７−ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ−２）では、遅延部９０７−（ｋ−１）から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１１−（ｋ＋１）と遅延部９０７−（ｋ＋１）とにデジタルデータを出力する。遅延部９０８−ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ−２）では、遅延部９０８−（ｋ−１）から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１２−（ｋ＋１）と遅延部９０８−（ｋ＋１）とにデジタルデータを出力する。遅延部９０９−ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ−２）では、遅延部９０９−（ｋ−１）から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１３−（ｋ＋１）と遅延部９０９−（ｋ＋１）とにデジタルデータを出力する。遅延部９１０−ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ−２）では、遅延部９１０−（ｋ−１）から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１４−（ｋ＋１）と遅延部９１０−（ｋ＋１）とにデジタルデータを出力する。

遅延部９０７−（ｎ−１）では、遅延部９０７−（ｎ−２）から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１１−ｎにデジタルデータを出力する。遅延部９０８−（ｎ−１）では、遅延部９０８−（ｎ−２）から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１２−ｎにデジタルデータを出力する。遅延部９０９−（ｎ−１）では、遅延部９０９−（ｎ−２）から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１３−ｎにデジタルデータを出力する。遅延部９１０−（ｎ−１）では、遅延部９１０−（ｎ−２）から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部９１４−ｎにデジタルデータを出力する。

複素乗算部９１１−１では、複素信号生成部９０１−Ａから入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部９１５−Ａから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部９０２−１に出力する。複素乗算部９１２−１では、複素信号生成部９０１−Ｂから入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部９１５−Ｂから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部９０３−１に出力する。複素乗算部９１３−１では、複素信号生成部９０１−Ａから入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部９１５−Ｃから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部９０４−１に出力する。複素乗算部９１４−１では、複素信号生成部９０１−Ｂから入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部９１５−Ｄから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部９０５−１に出力する。

複素乗算部９１１−ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ）では、遅延部９０７−（ｋ−１）から入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部９１５−Ａから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部９０２−（ｋ−１）に出力する。複素乗算部９１２−ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ）では、遅延部９０８−（ｋ−１）から入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部９１５−Ｂから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部９０３−（ｋ−１）に出力する。複素乗算部９１３−ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ）では、遅延部９０９−（ｋ−１）から入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部９１５−Ｃから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部９０４−（ｋ−１）に出力する。複素乗算部９１４−ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ）では、遅延部９１０−（ｋ−１）から入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部９１５−Ｄから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部９０５−（ｋ−１）に出力する。

複素加算部９０２−１では、複素乗算部９１１−１から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１１−２から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部９０２−２に出力する。複素加算部９０３−１では、複素乗算部９１２−１から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１２−２から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部９０３−２に出力する。複素加算部９０４−１では、複素乗算部９１３−１から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１３−２から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部９０４−２に出力する。複素加算部９０５−１では、複素乗算部９１４−１から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１４−２から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部９０５−２に出力する。

複素加算部９０２−ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ−２）では、複素加算部９０２−（ｋ−１）から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１１−（ｋ＋１）から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部９０２−（ｋ＋１）に出力する。複素加算部９０３−ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ−２）では、複素加算部９０３−（ｋ−１）から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１２−（ｋ＋１）から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部９０３−（ｋ＋１）に出力する。複素加算部９０４−ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ−２）では、複素加算部９０４−（ｋ−１）から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１３−（ｋ＋１）から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部９０４−（ｋ＋１）に出力する。複素加算部９０５−ｋ（ｋ＝２，３，・・・，ｎ−２）では、複素加算部９０５−（ｋ−１）から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１４−（ｋ＋１）から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部９０５−（ｋ＋１）に出力する。

複素加算部９０２−（ｎ−１）では、複素加算部９０２−（ｎ−２）から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１１−ｎから入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、複素加算部９０６−Ａに出力する。複素加算部９０３−（ｎ−１）では、複素加算部９０３−（ｎ−２）から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１２−ｎから入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、複素加算部９０６−Ａに出力する。複素加算部９０４−（ｎ−１）では、複素加算部９０４−（ｎ−２）から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１３−ｎから入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、複素加算部９０６−Ｂに出力する。複素加算部９０５−（ｎ−１）では、複素加算部９０５−（ｎ−２）から入力されるデジタルデータと、複素乗算部９１４−ｎから入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、複素加算部９０６−Ｂに出力する。

複素加算部９０６−Ａでは、複素加算部９０２−（ｎ−１）から入力されるデジタルデータと、複素加算部９０３−（ｎ−１）から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果をタップ係数生成部９１６と出力データ選択部９１７−Ａとに出力する。複素加算部９０６−Ｂでは、複素加算部９０４−（ｎ−１）から入力されるデジタルデータと、複素加算部９０５−（ｎ−１）から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果をタップ係数生成部９１６と出力データ選択部９１７−Ｂとに出力する。

タップ係数生成部９１６では、複素加算部９０６−Ａから入力されるデジタルデータと、複素加算部９０６−Ｂから入力されるデジタルデータとに対して、例えば、包絡線一定化規範アルゴリズム（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｍｏｄｕｌｕｓ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ：ＣＭＡ）や、判定指向型ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムを適用し、タップ係数を逐次更新し、更新したタップ係数をタップ係数保持部９１５−Ａ、９１５−Ｂ、９１５−Ｃ、９１５−Ｄにそれぞれ出力する。ここで、ＣＭＡのミスキャプチャにより、複素加算部９０６−Ａ、９０６−Ｂ出力信号が、それぞれ同一偏波成分に収束してしまう可能性があるため、複素加算部９０６−Ａ、９０６−Ｂからの入力信号の相関値をモニタし、各信号が独立になるよう、タップ係数を設定する。タップ係数は一般に複素数である。Ｘ’偏波成分のうち、Ｘ偏波成分に相当する成分をタップ係数保持部９１５−Ａに出力し、Ｘ’偏波成分のうち、Ｙ偏波成分に相当する成分をタップ係数保持部９１５−Ｃに出力し、Ｙ’偏波成分のうち、Ｘ偏波成分に相当する成分をタップ係数保持部９１５−Ｂに出力し、Ｙ’偏波成分のうち、Ｙ偏波成分に相当する成分をタップ係数保持部９１５−Ｄに出力する。

タップ係数保持部９１５−Ａでは、タップ係数生成部９１６から入力されるタップ係数を保持し、複素乗算部９１１−１、９１１−２、９１１−３、・・・、９１１−ｎに出力する。各複素乗算部に出力されるタップ係数は一般に異なる値をとる。タップ係数保持部９１５−Ｂでは、タップ係数生成部９１６から入力されるタップ係数を保持し、複素乗算部９１２−１、９１２−２、９１２−３、・・・、９１２−ｎに出力する。各複素乗算部に出力されるタップ係数は一般に異なる値をとる。タップ係数保持部９１５−Ｃでは、タップ係数生成部９１６から入力されるタップ係数を保持し、複素乗算部９１３−１、９１３−２、９１３−３、・・・、９１３−ｎに出力する。各複素乗算部に出力されるタップ係数は一般に異なる値をとる。タップ係数保持部９１５−Ｄでは、タップ係数生成部９１６から入力されるタップ係数を保持し、複素乗算部９１４−１、９１４−２、９１４−３、・・・、９１４−ｎに出力する。各複素乗算部に出力されるタップ係数は一般に異なる値をとる。

出力データ選択部９１７−Ａでは、複素加算部９０６−Ａから入力されるデータを選択し、選択されたデータ信号をＸ偏波信号として外部に出力する。出力データ選択部９１７−Ｂでは、複素加算部９０６−Ｂから入力されるデータを選択し、選択されたデータ信号をＹ偏波信号として図示しない外部に出力する。以下、外部に対しては１Ｓａｍｐｌｅ／ｓｙｍｂｏｌのサンプリング速度比のデジタルデータを出力するものと仮定する。ただし、本発明はこのサンプリング速度比に制限を加えるものではない。

遅延部９０７−ｋ、９０８−ｋ、９０９−ｋ、９１０−ｋ（ｋ＝１，２，・・・，ｎ−１）の遅延量τがシンボル繰り返し周期Ｔｓを用いてτ＝Ｔｓ／ｐで表されるとする。ｐ＝１の場合、出力データ選択部９１７−Ａおよび９１７−Ｂは、入力データすべてを選択して出力する。ｐ＞１の場合には、サンプリング速度を１／ｐにした後に、すなわち、サンプリング速度比を１Ｓａｍｐｌｅ／ｓｙｍｂｏｌにレート変換した後に出力する。

出力データ選択部９１７−Ａおよび９１７−Ｂで、１／ｐにレート変換する際に、同じ時点のデータを出力する場合と、違う時点のデータを出力する場合とが考えられる。例えば、ｐ＝２とし、出力データ選択部９１７−Ａへの入力データ列ｅ’ｘｉｎ、出力データ選択部９１７−Ｂへの入力データ列ｅ’ｙｉｎがそれぞれ
ｅ’ｘｉｎ＝ｅ’ｘ００，ｅ’ｘ０１，ｅ’ｘ１０，ｅ’ｘ１１，・・・，ｅ’ｘｋ０，ｅ’ｘｋ１，・・・ （４）
ｅ’ｙｉｎ＝ｅ’ｙ００，ｅ’ｙ０１，ｅ’ｙ１０，ｅ’ｙ１１，・・・，ｅ’ｙｋ０，ｅ’ｙｋ１，・・・ （５）
と表されるとすると、出力データ選択部９１７−Ａからの出力データ列ｅ’ｘｏｕｔ、出力データ選択部９１７−Ｂからの出力データ列ｅ’ｙｏｕｔは、
ｅ’ｘｏｕｔ＝ｅ’ｘ００，ｅ’ｘ１０，・・・，ｅ’ｘｋ０，・・・ （６）
ｅ’ｙｏｕｔ＝ｅ’ｙ００，ｅ’ｙ１０，・・・，ｅ’ｙｋ０，・・・ （７）
のように、同じ時点のデータを出力する場合と、
ｅ’ｘｏｕｔ＝ｅ’ｘ００，ｅ’ｘ１０，・・・，ｅ’ｘｋ０，・・・ （８）
ｅ’ｙｏｕｔ＝ｅ’ｙ０１，ｅ’ｙ１１，・・・，ｅ’ｙｋ１，・・・ （９）
のように、違う時点のデータを出力する場合とが想定される。ここで、本実施の形態のように、光送信部でＸ偏波とＹ偏波との間にＴｓ／２の遅延差を与えている場合には、式（８）よりも、むしろ式（９）に類する形で処理されることが望ましい。タップ係数生成部９１６において、Ｘ偏波とＹ偏波との間にＴｓ／２のＤＧＤが残留するようにタップ係数を生成し、残るＴｓ／２のＤＧＤを出力データ選択部９１７−Ａ、９１７−Ｂで補償すれば、既知のＤＧＤ補償のためにバタフライ型ＦＩＲの等化能力を割く必要がなくなるためである。

ｐ＝２の場合に、Ｔｓ／２のＤＧＤが残留するようにタップ係数の生成・更新を行う方法を以下に説明する。

通常、ＣＭＡを用いて偏波復元を行うときには、包絡線の目標値をａ（＞０）とし、Ｘ偏波の出力信号の包絡線値とＹ偏波の出力信号の包絡線値が常にａに近づくようタップ係数を更新する。

（Ｘ偏波の包絡線目標値）＝ａ （１０）
（Ｙ偏波の包絡線目標値）＝ａ （１１）
ここで、パルス化された信号に対して偏波復元を行う場合には、例えば、包絡線目標値を下式のように設定してもよい（一般にａ≠ｂ、ａ＞０、ｂ＞０）。

（ｍ＝２ｎにおけるＸ偏波の包絡線目標値）＝ａ （１２）
（ｍ＝２ｎ＋１におけるＸ偏波の包絡線目標値）＝ｂ （１３）
（ｍ＝２ｎにおけるＹ偏波の包絡線目標値）＝ａ （ｔ＝２ｔｋ） （１４）
（ｍ＝２ｎ＋１におけるＹ偏波の包絡線目標値）＝ｂ （ｔ＝２ｔｋ＋１） （１５）
ただし、ｍ、ｎは整数であり、ｍは離散時間番号を示す。ｍ＝２ｎがパルス中心のタイミングであり、ｍ＝２ｎ＋１がパルスとパルスの中間のタイミングであるとき、包絡線目標値をａ＝１かつｂ＝０となるように設定する、あるいは、ａ＝１かつｂ＝１／２となるように設定するなどの方法が考えられる。

式（１０）〜（１５）に記載の包絡線目標値設定方法は、Ｔｓ／２のＤＧＤまで含めてバタフライ型ＦＩＲで等化する場合のタップ係数生成・更新方法である。Ｔｓ／２のＤＧＤを意図的に残すためには、式（１２）〜（１５）を、式（１６）〜（１９）のように修正すればよい。

（ｍ＝２ｎにおけるＸ偏波の包絡線目標値）＝ａ （ｔ＝２ｔｋ） （１６）
（ｍ＝２ｎ＋１におけるＸ偏波の包絡線目標値）＝ｂ （ｔ＝２ｔｋ＋１） （１７）
（ｍ＝２ｎにおけるＹ偏波の包絡線目標値）＝ｂ （ｔ＝２ｔｋ） （１８）
（ｍ＝２ｎ＋１におけるＹ偏波の包絡線目標値）＝ａ （ｔ＝２ｔｋ＋１） （１９）
Ｔｓ／２のＤＧＤを残すとき、Ｘ偏波のパルス中心点（ｍ＝２ｎ）は、Ｙ偏波のパルスとパルスの中間点に相当し、Ｙ偏波のパルス中心点（ｍ＝２ｎ＋１）は、Ｘ偏波のパルスとパルスの中間点に相当するためである。

搬送波周波数オフセット補償部７０４−Ａは、偏波復元部７０３から入力されるＸ偏波・Ｉ’軸およびＸ偏波・Ｑ’軸のデジタルデータに基づき、局部発振光と受信信号光との中心周波数オフセット補償を行い、補償後のＸ偏波・Ｉ’軸およびＸ偏波・Ｑ’軸デジタルデータを搬送波位相オフセット補償部７０５−Ａに出力する。搬送波周波数オフセット補償部７０４−Ｂは、偏波復元部７０３から入力されるＹ偏波・Ｉ’軸およびＹ偏波・Ｑ’軸のデジタルデータに基づき、局部発振光と受信信号光との中心周波数オフセット補償を行い、補償後のＹ偏波・Ｉ’軸およびＹ偏波・Ｑ’軸デジタルデータを搬送波位相オフセット補償部７０５−Ｂに出力する。

搬送波位相オフセット補償部７０５−Ａは、搬送波周波数オフセット補償部７０４−Ａから入力されるＸ偏波・Ｉ’軸およびＸ偏波・Ｑ’軸のデジタルデータに基づき、信号光の位相オフセット補償を行うことでＩ軸・Ｑ軸を復元し、補償後のＸ偏波・Ｉ軸およびＸ偏波・Ｑ軸デジタルデータを識別部７０６−Ａに出力する。搬送波位相オフセット補償部７０５−Ｂは、搬送波周波数オフセット補償部７０４−Ｂから入力されるＹ偏波・Ｉ’軸およびＹ偏波・Ｑ’軸のデジタルデータに基づき、信号光の位相オフセット補償を行うことでＩ軸・Ｑ軸を復元し、補償後のＹ偏波・Ｉ軸およびＹ偏波・Ｑ軸デジタルデータを識別部７０６−Ｂに出力する。

識別部７０６−Ａは、搬送波位相オフセット補償部７０５−Ａから入力されるＸ偏波・Ｉ軸およびＸ偏波・Ｑ軸デジタルデータに基づき、Ｘ偏波のＩ軸信号、Ｑ軸信号を識別し、識別後のデータを外部に出力する。識別部７０６−Ｂでは、搬送波位相オフセット補償部７０５−Ａから入力されるＹ偏波・Ｉ軸およびＹ偏波・Ｑ軸のデジタルデータに基づき、Ｙ偏波のＩ軸信号、Ｑ軸信号を識別し、識別後のデータを外部に出力する。

上記では、局部発振光源３０１からＣＷ光を出力し、ＣＷ光と伝送後の信号光との干渉をとる例を示したが、ＣＷ光ではなく、パルス化された光と伝送後の信号光との干渉をとってもよい。

上記では、データ変調方式としてＱＰＳＫの場合を示したが、ＢＰＳＫ、１６ＱＡＭのような他の変調方式、予等化や差動符号化を行う場合にも適用可能であることは言うまでもない。

また、伝送性能最適化のため、光送信部１００、光伝送部２００、光受信部３００、受信電気信号処理部４００の各部分において、帯域制限の最適化を行うことが重要である。図１０と図１７を比較してわかるように、偏波インタリーバ１０７から出力される光信号は、従来の１／２倍のパルス幅を有し、２倍の周波数スペクトル幅を有する。例えば、通常、バランス型光電気変換器３０３−Ａ、３０３−Ｂ、３０３−Ｃ、３０３−Ｄに内蔵される電気回路の帯域を、データ信号のシンボル繰り返し周波数ｆｓに対して、３ｄＢ帯域幅を０．５ｆｓ〜１．０ｆｓに設定する。本実施の形態において、仮にバランス型光電気変換器３０３−Ａ、３０３−Ｂ、３０３−Ｃ、３０３−Ｄの上流で、信号の周波数スペクトルを変化させるほどには帯域制限が行われなかった場合、バランス型光電器変換器３０３−Ａ、３０３−Ｂ、３０３−Ｃ、３０３−Ｄでは、通常の２倍のスペクトル幅を有する信号を受信することになる。このとき、バランス型光電気変換器３０３−Ａ、３０３−Ｂ、３０３−Ｃ、３０３−Ｄに内蔵される電気回路の３ｄＢ帯域幅が０．５ｆｓではやや過小となることが推測され、場合によってはｆｓを超える条件が最適になる可能性があるため、特に受信回路の帯域最適化が重要である。例えば、光伝送システム起動時に、受信電気信号処理後の符号誤り率が最小となるよう、バランス型光電気変換器の帯域を最適化し、運用時には伝送品質を周期監視し、帯域最適性をモニタし、常に最適となるよう設定を更新することで実現される。

単側波帯（Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅｂａｎｄ：ＳＳＢ）変調や、残留側波帯（Ｖｅｓｔｉｇｉａｌ Ｓｉｄｅｂａｎｄ：ＶＳＢ）変調を併用することで帯域狭窄を図ることも可能である。また、例えば、光伝送部２００に含まれる光合分波装置により帯域狭窄化を行う際に、２０Ｇｂｉｔ／ｓ、すなわち、一般的な両側波帯（Ｄｏｕｂｌｅ Ｓｉｄｅｂａｎｄ：ＤＳＢ）変調では４０ＧＨｚ相当の帯域幅に対して、５０ＧＨｚ以下（シンボルレートの２．５倍以下）の通過帯域幅のような厳しい帯域狭窄化を行うことや、帯域狭窄化の中心周波数を信号光の中心周波数とずらすことで、疑似的にＶＳＢ化した後に受信することも可能である。ただし、受信器におけるデジタル信号処理を複雑とせずに性能を保つためには、最低限１０ＧＨｚ（シンボルレートの０．５倍相当）の通過帯域が必要である。これら帯域狭窄を行うことで高密度に波長多重を行い、高い周波数利用効率を実現することが可能になる。

以上のように、本実施の形態では、光送信部１００では時間軸上において各偏波成分が交互に存在し、同時に存在する時間が概略ゼロであり、各偏波成分の光信号のシンボル繰り返し周期はＴｓとなる光信号を生成し、光受信部３００では、局部発振光と受信光信号とを干渉させてから、干渉後の光信号を電気信号に変換し、受信電気信号処理部４００では、電気信号のアナログ・デジタル変換と、各偏波信号成分間のＴｓ／２の遅延差の除去と、該遅延差以外の歪の適応等化とを行うようにした。これにより、直交偏波多重信号間で生じる非線形干渉に起因する伝送品質劣化を低減し、伝送品質を向上させることができる。

実施の形態２．
本実施の形態では、上記実施の形態１におけるパルス変調にＣＳＲＺ（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）変調を用いる構成としている。

図１３は、本実施の形態にかかる光伝送システムの構成例を示す図である。実施の形態１の図１と同一の機能を有する構成は同一の符号を付して、重複する説明を省略する。本実施の形態の光伝送システムは、光送信部（光送信装置）８００と、光伝送部２００と、光受信装置１０００と、を備える。図示するように、光送信部８００は、第１の電気信号源８０１と、第２の電気信号源８０２と、電気増幅器８０３−Ａ、８０３−Ｂ、８０３−Ｃ、８０３−Ｄと、光源８０４と、マッハツェンダ変調器８０５と、を備えている。光伝送部２００、光受信部３００、受信電気信号処理部４００の機能は実施の形態１と同様であるので、説明を省略する。

以下、本実施の形態にかかる光伝送システムの動作を説明する。以下、４０Ｇｂｉｔ／ｓ偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号を生成する例について説明する。なお、本実施の形態は他の伝送レート、各種の変調方式に適用可能であり、この例に限定されるものではない。

第１の電気信号源８０１では、外部から入力される信号に基づき、Ｘ偏波光信号Ｅｘを生成するための電気信号ｅｘと、Ｙ偏波光信号Ｅｙを生成するための電気信号ｅｙと、クロック信号とを生成し、クロック信号と、並列展開された電気信号ｅｘと電気信号ｅｙを第２の電気信号源８０２に出力する。ｅｘはＩ軸信号ｅｘＩとＱ軸信号ｅｘＱからなり、ｅｙはＩ軸信号ｅｙＩとＱ軸信号ｅｙＱからなり、
ｅｘＩ＝ｘＩ１，ｘＩ２，・・・ （２０）
ｅｘＱ＝ｘＱ１，ｘＱ２，・・・ （２１）
ｅｙＩ＝ｙＩ１，ｙＩ２，・・・ （２２）
ｅｙＱ＝ｙＱ１，ｙＱ２，・・・ （２３）
であると仮定する。ただし、本発明はこれらの仮定に制限を受けるものではない。なお、電気信号ｅｘと電気信号ｅｙは本発明における第１の電気信号の一例、クロック信号は本発明における第２の電気信号の一例にそれぞれ相当する。

第２の電気信号源８０２は、第１の電気信号源８０１から入力される、並列展開された電気信号ｅｘと、電気信号ｅｙとから、２ｆｓ（＝２０Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓ）のデータ信号２系統（Ｉ軸信号およびＱ軸信号）を生成して、Ｉ軸信号を電気増幅器８０３−Ｂに出力し、Ｑ軸信号を電気増幅器８０３−Ｃに出力する。また、第２の電気信号源８０２は、第１の電気信号源８０１から入力されるクロック信号からｆｓ（＝１０ＧＨｚ）のクロック信号２系統を生成して、うち１系統を電気増幅器８０３−Ａに出力し、うち１系統を電気増幅器８０３−Ｄに出力する。ここで、Ｉ軸信号ｅＩ、Ｑ軸信号ｅＱは、ともにｅｘとｅｙとが交互に時間分割多重された信号ｅｘｙを有するものとする。例えば、Ｉ軸信号ｅＩ、Ｑ軸信号ｅＱは、例えば、以下のようにして得られるものと仮定できる。すなわち、
ｅＩ＝ｘＩ１，ｙＩ１，ｘＩ２，ｙＩ２，・・・ （２４）
ｅＱ＝ｘＱ１，ｙＱ１，ｘＱ２，ｙＱ２，・・・ （２５）
となるようビットオーダリングを設定する。ただし、本発明はこれらの仮定に制限を受けるものではない。なお、２系統のデータ信号は本発明における第３の電気信号の一例、２系統のクロック信号は本発明における第４の電気信号の一例にそれぞれ相当する。

電気増幅器８０３−Ａは、第２の電気信号源８０２から入力されるｆｓ（＝１０ＧＨｚ）のクロック信号をマッハツェンダ変調器８０５の半波長電圧の概略２倍まで増幅し、マッハツェンダ変調器８０５に出力する。電気増幅器８０３−Ｂは、第２の電気信号源８０２から入力される２ｆｓ（＝２０Ｇｓｙｍｂoｌ／ｓ）のＩ軸信号を２並列マッハツェンダ変調器８０６の半波長電圧の概略２倍まで増幅し、２並列マッハツェンダ変調器８０６に出力する。電気増幅器８０３−Ｃは、第２の電気信号源８０２から入力される２ｆｓ（＝２０Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓ）のＱ軸信号を２並列マッハツェンダ変調器８０６の半波長電圧の概略２倍まで増幅し、２並列マッハツェンダ変調器８０６に出力する。電気増幅器８０３−Ｄは、第２の電気信号源８０２から入力されるｆｓ（＝１０ＧＨｚ）のクロック信号を偏波変調器８０７の半波長電圧に概略同等となるまで増幅し、偏波変調器８０７に出力する。

光源８０４では、ＣＷ光を生成し、マッハツェンダ変調器８０５に出力する。

マッハツェンダ変調器８０５では、光源８０４から入力されるＣＷ光を、電気増幅器８０３−Ａから入力される、増幅されたｆｓ（＝１０ＧＨｚ）クロック信号でＣＳＲＺ変調してＣＳＲＺ光信号を生成し、ＣＳＲＺ光信号を２並列マッハツェンダ変調器８０６に出力する。マッハツェンダ変調器８０５は、本発明におけるパルス信号生成部の一例に相当する。

２並列マッハツェンダ変調器８０６は、マッハツェンダ変調器８０５から入力されるＣＳＲＺ光信号を、電気増幅器８０３−Ｂから入力される、増幅された２ｆｓ（＝２０Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓ）のＩ軸信号と、電気増幅器８０３−Ｃから入力される、増幅された２ｆｓ（＝２０Ｇｓｙｍｂｏｌ／ｓ）のＱ軸信号とでＱＰＳＫ変調してＣＳＲＺ−ＱＰＳＫ光信号を生成し、ＣＳＲＺ−ＱＰＳＫ信号を偏波変調器８０７に出力する。２並列マッハツェンダ変調器８０６は、本発明におけるデータ変調部の一例に相当する。

偏波変調器８０７は、２並列マッハツェンダ変調器８０６から入力されるＣＳＲＺ−ＱＰＳＫ光信号を、電気増幅器８０３−Ｄから入力される、増幅されたｆｓ（＝１０ＧＨｚ）のクロック信号で偏波変調して偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号を生成し、偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号を光伝送部２００へ出力する。したがって、２並列マッハツェンダ変調器８０６と、偏波変調器８０７により、Ｘ偏波光信号とＹ偏波光信号との間にＴｓ／２（５０ｐｓ）の遅延差を有する偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号が生成される。偏波変調器８０７は、本発明における偏波インタリーブ部の一例に相当する。ここで、偏波変調器８０７を駆動する電気信号波形は、ピーク振幅が偏波変調器の半波長電圧に等しい正弦波であるが、これを同じ振幅の矩形波とすることで偏波の切り替え時間を短縮することが可能になり、受信側での偏波分離や伝送時の波形歪み抑圧に寄与する。矩形波とするためには、例えば電気増幅器８０３−Ｄとしてリミット型のドライバを用いる、電気増幅器８０３−Ｄにおいて電気増幅器を多段構成とする、電気増幅器８０３−Ｄ前段において図示しないフリップフロップにより電気波形を矩形化するなどの方法をとりうる。

図１４〜図１７は、本実施の形態にかかる光送信部８００により生成される光信号の時間波形の変化の様子を示したものである。図１４は、光源８０４から出力されるＣＷ光の時間波形を示したものである。ＣＷ光は、マッハツェンダ変調器８０５によりＣＳＲＺ変調されて図１５に示すＣＳＲＺ光信号に変化する。ＣＳＲＺ光信号波形の光位相はパルスごとに交互に反転するが、光パワーの観点では、ＣＷ光は繰り返し周波数２ｆｓ（＝２０ＧＨｚ）でパルス化される。ＣＳＲＺ光信号は、２並列マッハツェンダ変調器８０６によりＱＰＳＫ変調されて、図１６に示すＣＳＲＺ−ＱＰＳＫ光信号に変化する。ＣＳＲＺ−ＱＰＳＫ光信号は、偏波変調器８０７により偏波変調されて、図１７に示す偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号に変化する。図１７に示すように、偏波変調器８０７は、単一偏波信号成分（図１６）を２つの偏波成分に１シンボル毎に交互に分配することにより、偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号を生成する。

第２の電気信号源８０２はＣＳＲＺ変調、ＱＰＳＫ変調、偏波変調のタイミングをビット同期させるための同期制御を行う。ビット同期させる方法は、実施の形態１と同様である。また、上記のタイミングはマッハツェンダ変調器８０５、偏波変調器８０７に入力されるクロック信号に基づいて決定される。実施の形態１と同様に、タイミングはクロック信号の非遷移領域から決定される。非遷移領域を同期のタイミングとした場合、偏波変調器に入力されるクロック信号の非遷移領域と、２並列マッハツェンダ変調器８０６から出力されるＣＳＲＺ−ＱＰＳＫ光信号の中央部分が略一致する。

上記の例では、パルス化変調としてＣＳＲＺ変調を用いる例を示したが、５０％ＲＺ変調や３３％ＲＺ変調など、その他のＲＺ化変調を用いても同等の効果を有することは言うまでもない。

以上のように、本実施の形態では、マッハツェンダ変調器８０５でＣＳＲＺ変調し、２並列マッハツェンダ変調器８０６でデータ変調し、偏波変調器８０７で偏波多重変調をするようにした。これにより、実施の形態１と同様の偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号を得ることができる。

また、図１と図１３の対比から明らかなように、データ変調のために入力される電気信号は４系統から２系統となる。このため、４系統の電気データ信号を生成する場合に比べて、第１の電気信号源と第２の電気信号源の回路の簡素化や低価格化を実現できる。

また、単一偏波信号生成と、偏波の交互振り分けを組み合わせることにより、データ変調のために２ｍ系統（ｍ≧３）の光信号を生成する場合であっても、ｍ系統の第１の電気信号源と第２の電気信号源で対応することができ、将来、系統が増えた場合でも電気信号源の回路の簡素化および低価格化を実現できる。

なお、実施の形態１、２において、パルス信号生成部と、データ変調部と、偏波インタリーブ部との位置関係を、パルス信号生成部と、データ変調部と、偏波インタリーブ部の順に配置したが、前記の順番に制限を加えるものではなく、前記の順番以外の配置でも同様の機能が果たされる。

図１８は実施の形態２の光送信部の配置を変更した光伝送システムを示す構成例である。この例では、データ変調部をパルス信号生成部の前段に配置している。この配置は、ＤＣバイアス制御の感度を向上させ、伝送品質を良好な状態にすることができる。さらに、光部品の制御が容易になり、制御回路を簡素化および低価格化することができる。

良好な伝送品質を確保するためには、データ変調用光変調器のＤＣバイアス制御が必須である。ＤＣバイアス制御の感度は光変調器に入力する平均光パワーに依存する。データ変調のＤＣバイアス制御はパルス化変調に比べて１０倍から１００倍高い制御利得を必要とするため、上記の平均光パワーが大きいほど制御感度の点で有利である。パルス化変調の前段でデータ変調を行えば、パルス化変調用光変調器の挿入損失及び変調損失を回避できる。これにより、データ変調用光変調器に入力する平均光パワーを大きくすることができ、データ変調のＤＣバイアス制御の感度が向上する。その結果、光部品の制御が容易になり、制御回路を簡素化および低価格化することができる。

図１９〜図２２は、図１８の配置における光送信部から出力される光信号の時間波形の変化の様子を示したものである。図１９は、光源８０４から出力されるＣＷ光の時間波形を示したものである。ＣＷ光は、２並列マッハツェンダ変調器８０６により、ＱＰＳＫ変調され、図２０に示すＱＰＳＫ光信号に変化する。ＱＰＳＫ光信号は、マッハツェンダ変調器８０５により、ＣＳＲＺ変調され、図２１に示すＣＳＲＺ−ＱＰＳＫ光信号に変化する。ＣＳＲＺ−ＱＰＳＫ信号は、偏波変調器８０７により偏波変調されて、図２２に示す偏波多重インタリーブＱＰＳＫ光信号に変化する。

実施の形態１においても、データ変調部をパルス信号生成部の前段に配置することができる。しかしながら、パルス信号生成部に広く普及しているニオブ酸リチウム変調器を用いた場合、変調器の偏波依存性によって、偏波多重信号の一方の偏波成分のみがパルス化変調されることがある。これを避けるためには、パルス信号生成部に偏波無依存の光変調器を用いればよい。

実施の形態２においては、非特許文献１、２に記載の従来技術と比較してシンボルレートが２倍になるため、受信器に求められる電気帯域は略２倍相当になる。デジタルコヒーレント方式では受信電気帯域はシンボルレートの４０〜７０％程度，その中でも特に５０〜６０％の範囲内が望ましいため、伝送レートが４０Ｇｂ／ｓの場合、非特許文献１、２に記載の従来技術では５〜６ＧＨｚ、実施の形態２においては１０〜１２ＧＨｚ程度の帯域が最適となる。電気帯域が過剰に広い場合、波形歪みはほとんど変わらず混入雑音の増加のみが生じるため、性能が劣化する。電気帯域が過剰に狭い場合、混入する雑音は小さくなるが、波形歪みが非常に大きくなるため、やはり性能が劣化する。

誤り訂正符号による冗長ビットを付加した場合、ペイロードの伝送レートが４０Ｇｂ／ｓであっても、ラインレートは５０Ｇｂ／ｓ程度まで上昇する場合がある。この場合には、非特許文献１、２に記載の従来技術では６．２５〜７．５ＧＨｚ、実施の形態１においては１２．５〜１５ＧＨｚ程度の帯域が最適となる。

実施の形態２において、特にペイロードの伝送レートが４０Ｇｂ／ｓ相当である場合、第２の電気信号源８０２に対する入力信号は一般に１６並列化されたＳＦＩ−５（Ｓｅｒｄｅｓ Ｆｒａｍｅ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ Ｌｅｖｅｌ５）信号であり、電気信号源２として１６：２多重化器を用いる。４０Ｇｂ／ｓ級の１６：２多重化器は光通信において一般的に入手可能な部品である。

以上のように、本発明にかかる光伝送システムは、デジタルコヒーレント方式を用いた光伝送システムに有用であり、特に、長距離通信をする光伝送システムに適している。

１００，８００ 光送信部
１０１，８０１ 第１の電気信号源
１０２，８０２ 第２の電気信号源
１０３−Ａ，１０３−Ｂ，１０３−Ｃ，１０３−Ｄ，１０３−Ｅ，８０３−Ａ，８０３−Ｂ，８０３−Ｃ，８０３−Ｄ 電気増幅器
１０４，８０４ 光源
１０５，８０５ マッハツェンダ変調器
１０６ 偏波多重型２並列マッハツェンダ変調器
１０７ 偏波インタリーバ
１０８ 偏波多重インタリーブ型変調器
２００ 光伝送部
３００ 光受信部
３０１ 局部発振光源
３０２ 光９０度ハイブリッド
３０３−Ａ，３０３−Ｂ，３０３−Ｃ，３０３−Ｄ バランス型光電気変換器
４００ 受信電気信号処理部
４０１−Ａ，４０１−Ｂ，４０１−Ｃ，４０１−Ｄ アナログ・デジタル変換器
４０２ デジタル信号処理部
５１１ 光分岐部
５１２ 偏波変換部
５１３ 光結合部
５１４−Ａ，５１４−Ｂ データ変調部
５１５ 遅延部
６１１ 偏波分岐部
６１２ 非遅延部
６１３ 遅延部
６１４ 偏波結合部
７０１ 固定スキュー調整部
７０２−Ａ，７０２−Ｂ 波長分散補償部
７０３ 偏波復元部
７０４−Ａ，７０４−Ｂ 搬送波周波数オフセット補償部
７０５−Ａ，７０５−Ｂ 搬送波位相オフセット補償部
７０６−Ａ，７０６−Ｂ 識別部
８０６ ２並列マッハツェンダ変調器
８０７ 偏波変調器
１０００ 光受信装置

Claims (16)

1. デジタルコヒーレント方式により光伝送を行う光伝送システムであって、
   シンボル繰り返し周期Ｔｓに対し、Ｔｓ／２以下となるパルス幅のパルス信号を生成するパルス信号生成部と、
   送信データ信号に基づき、Ｔｓごとに１シンボルが生成される多値変調方式により前記パルス信号を変調させてデータ変調信号を生成するデータ変調部と、
   前記データ変調信号に基づいて、略直交する２つの偏波成分間の遅延差が、シンボル繰り返し周期Ｔｓの半分（Ｔｓ／２）となる偏波多重信号を生成する偏波インタリーブ部と、を有する光送信部と、
   前記光送信部から受信した光信号の中心波長に対応する光を生成する局部発振光源と、
   前記局部発振光源によって生成された光と、前記光送信部から受信した光信号と、を干渉させる光干渉部と、
   前記光干渉部からの出力を電気信号に変換する光電気変換部と、を有する光受信部と、
   前記光受信部から出力される電気信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換部と、
   前記デジタル信号に基づいて、各偏波成分の信号である偏波信号を復元し、偏波成分間のＴｓ／２の遅延差の除去と、該遅延差以外の歪の適応等化とを行うデジタル信号処理部と、を有する受信電気信号処理部と、
   を備え、
   前記光送信部は、時間軸上において各偏波成分が交互に存在し、同時に存在する時間が概略ゼロであり、かつ時間軸上において各偏波成分のいずれも存在しない時間が概略ゼロであり、各偏波成分の光信号の繰り返し周期はＴｓとなる光信号を生成することを特徴とする光伝送システム。
2. 前記光送信部と前記光受信部を接続する光伝送部、を備え、
   前記光伝送部はシンボルレートの略０．５〜２．５倍の通過帯域により帯域狭窄化をすることを特徴とする請求項１に記載の光伝送システム。
3. デジタルコヒーレント方式により光伝送を行う光伝送システムにおいて偏波分離を行う光受信装置へ光信号を送信する光送信装置であって、
   略直交する２つの偏波成分に対応する第１の電気信号と第２の電気信号を生成する第１の電気信号源と、
   前記第１の電気信号と前記第２の電気信号に基づき、第３の電気信号と該第３の電気信号に同期した１系統もしくは複数系統の第４の電気信号とを生成する第２の電気信号源と、
   送信データ信号に基づき、Ｔｓごとに１シンボルが生成される多値変調方式により前記第４の電気信号に基づいてデータ変調信号を生成するデータ変調部と、
   前記データ変調信号に基づいて、略直交する２つの偏波成分間の遅延差が、シンボル繰り返し周期Ｔｓの半分（Ｔｓ／２）となる偏波多重信号を生成する偏波インタリーブ部と、
   を備え、
   時間軸上において各偏波成分が交互に存在し、同時に存在する時間が概略ゼロであり、かつ時間軸上において各偏波成分のいずれも存在しない時間が概略ゼロであり、各偏波成分の光信号の繰り返し周期はＴｓとなる光信号を生成することを特徴とする光送信装置。
4. 前記第２の電気信号源は、Ｉ軸成分とＱ軸成分に対応する少なくとも２系統の前記第３の電気信号を出力することを特徴とする請求項３に記載の光送信装置。
5. 前記データ変調部は、単一偏波の光信号をデータ変調し、
   前記偏波インタリーブ部は、データ変調された単一偏波の光信号を２つの偏波成分に交互に分配することを特徴とする請求項４に記載の光送信装置。
6. 前記偏波インタリーブ部は、前記第２の電気信号源から入力される前記第４の電気信号により、前記単一偏波の光信号を２つの偏波成分に交互に分配することを特徴とする請求項５に記載の光送信装置。
7. 前記第２の電気信号源は、ペイロードの伝送レートが４０Ｇｂ／ｓであるときに、１６：２の多重化を行うことを特徴とする請求項５または６に記載の光送信装置。
8. 前記偏波インタリーブ部は、偏波変調器により構成され、
   前記偏波変調器は前記第４の電気信号により駆動され、前記第４の電気信号の速度がビットレートの略１／４であり、前記偏波変調器を駆動する前記第４の電気信号の振幅が偏波変調器の半波長電圧に略等しいことを特徴とする請求項６に記載の光送信装置。
9. 前記第４の電気信号の非遷移領域は、前記データ変調信号のデータ中央と略一致することを特徴とする請求項３乃至８のいずれか１つに記載の光送信装置。
10. 前記第４の電気信号は、矩形波であることを特徴とする請求項３乃至９のいずれか１つに記載の光送信装置。
11. さらに、
    Ｔｓ／２以下となるパルス幅のパルス信号を生成するパルス信号生成部を有することを特徴とする請求項３乃至１０のいずれか１つに記載の光送信装置。
12. 前記パルス信号生成部は、前記第４の電気信号により駆動することを特徴とする請求項１１に記載の光送信装置。
13. 前記パルス信号生成部は、ＣＳＲＺ（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｕｐｐｒｅｓｓｅｄ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）変調を行うことを特徴とする請求項１１または１２に記載の光送信装置。
14. 前記データ変調部、前記パルス信号生成部、前記偏波インタリーブ部は、前記データ変調部、前記パルス信号生成部、前記偏波インタリーブ部の順で配置されることを特徴とする請求項１１乃至１３のいずれか１つに記載の光送信装置。
15. 請求項３〜１４のいずれか１つに記載の光送信装置から送信された偏波多重信号をデジタルコヒーレント方式により受信する光受信装置であって、
    受信した光信号の中心波長に対応する光を生成する局部発振光源と、
    前記局部発振光源によって生成された光と、前記受信した光信号と、を干渉させる光干渉部と、
    前記光干渉部からの出力を電気信号に変換する光電気変換部と、を有する光受信部と、 前記光受信部から出力される電気信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換部と、
    前記デジタル信号に対し、各偏波成分間のＴｓ／２の遅延差の除去と該遅延差以外の歪の適応等化とを行うデジタル信号処理部と、を有する受信電気信号処理部と、
    を備えることを特徴とする光受信装置。
16. 電気帯域がシンボルレートの略４０〜７０％であることを特徴とする請求項１５に記載の光受信装置。

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