JP5520119B2 - 直流電源装置およびインバータ駆動装置およびこれを用いた空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する際、前記交流電源をリアクタを介してスイッチング手段により短絡・開放する直流電源装置、およびこの直流電源装置を具備してインバータを駆動するインバータ駆動装置およびこれを用いた空気調和機に関する。

従来、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する際、前記交流電源をリアクタを介してスイッチング手段により短絡・開放する直流電源装置が存在している。このような直流電源装置では、一般に、その直流出力端に出力電圧のリプルを低減するための平滑コンデンサが接続される。

平滑コンデンサには、一般に、出力電圧リプルに応じたリプル電流が流れ、このリプル電流は平滑コンデンサの発熱の原因となる。この発熱を抑制するには、平滑コンデンサに流れるリプル電流を許容値以下に抑える必要がある。しかし、リプル電流を許容値以下に抑えるには、平滑コンデンサの容量を大きくする必要がある。そして、これは直流電源装置の小型化を阻害する要因となっている。

従来、コンデンサの大型化を伴わずに、平滑コンデンサに流れるリプル電流を低減可能な直流電源装置が、例えば、特許文献１に開示されている（図１１参照）。この直流電源装置は、交流電源１が入力されるリアクタ２と、リアクタ２の出力を整流する整流回路５と、整流回路５の出力を平滑する平滑コンデンサ６と、整流回路５の出力をチョッピングするスイッチング素子（スイッチング手段）４およびダイオード８からなる昇圧チョッパ回路とを備える。そして、この直流電源装置は、入力される交流電源１の電圧波形（図１２（ａ））と、予め関数発生器２１ａ等にて設定された電圧波形（図１２（ｂ））とを加算器２１ｂにより加算し、加算することによって得られた駆動信号（図１２（ｃ））により昇圧チョッパ回路を駆動し、図１２（ｄ）に示すような波形の入力電流を得る。入力電流が図１２（ｄ）に示すような波形となることにより、平滑コンデンサ６のリプル電流を低減することができる。

特許第２５９０１３４号公報

しかしながら、上記従来の直流電源装置は、入力電流に高調波成分を多く含む。つまり、力率を１に制御することができず、このような直流電源装置を、コンセント（もしくはブレーカ）の電流容量（以下、コンセント容量と記載する）によってその最大出力が制限されるような機器で用いる場合、機器の最大出力が低下する。

さらに、上記従来の直流電源装置では、交流電源の電圧波形に所定の電圧波形を加算して得られる波形をもとに生成される駆動信号によってチョッパ回路を駆動するので、交流電源電圧の大きさにより入力電流波形に含まれる高調波電流の割合が変化する。そして、電源電圧が低い場合、入力電流の歪み率が相対的に大きくなる。

本発明は、上記従来の課題を解決するため、直流電源装置の最大出力を低下させることなく、全運転期間における平滑コンデンサに流れるリプル電流の平均値を低く抑えるとともに、交流電源電圧によらず電源高調波の含有率を一定値以下に保つことが可能な直流電源装置を提供することを目的とする。また、この直流電源装置を具備してインバータを駆動するインバータ駆動装置およびこれを用いた空気調和機を提供することを目的とする。

第１の態様において、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置が提供される。この直流電源装置は、前記交流電源をリアクタを介して短絡・開放するスイッチング手段と、略正弦波状の第１の電流波形パターンと、前記交流電源の電圧がピークとなる位相において凹部を有する波形パターン、もしくは、前記交流電源の電圧がピークとなる位相に相当する部分を平坦にした波形パターンのいずれかの特徴を有する第２の電流波形パターンを含む、複数の電流波形パターンが記憶された電流波形記憶部と、負荷に応じて前記電流波形記憶部から１つの電流波形パターンを選択する電流波形選択部と、前記スイッチング手段を、前記交流電源からの入力電流の電流波形が前記電流波形選択部で選択された電流波形パターンに比例した振幅を有する電流波形となるように制御する制御部とを備える。

第２の態様において、インバータ駆動装置が提供される。このインバータ駆動装置は、 負荷がインバータ負荷である第１の態様に記載の直流電源装置と、前記インバータ負荷を制御するインバータ制御部と、を備える。

第３の態様において、インバータ駆動装置が提供される。このインバータ駆動装置は、 負荷がインバータ負荷である第１の態様に記載の直流電源装置と、前記交流電源からの入力電流が、前記インバータ負荷の運転状態に応じて予め決められた電流制限値以下となるように、インバータを制御するインバータ制御部とを備える。電流波形選択部は、前記インバータ負荷の運転状態に応じて決定される電流制限値が所定の電流閾値よりも大きい場合は、前記第１の電流波形パターンを選択し、前記インバータ負荷の運転状態に応じて決定される前記電流制限値が前記所定の電流閾値よりも小さい場合は、前記第２の電流波形パターンを選択する。

第４の態様において、インバータ駆動装置が提供される。このインバータ駆動装置は、負荷がインバータ負荷である第１の態様に記載の直流電源装置と、前記インバータ負荷を制御するインバータ制御部とを備える。電流波形選択部は、前記インバータ制御部における駆動周波数が予め定められた所定の周波数よりも大きい場合は、前記第１の電流波形パターンを選択し、前記インバータ負荷の運転状態に応じて決定される電流制限値が前記所定の電流閾値よりも小さい場合は、前記第２の電流波形パターンを選択する。

第５の態様において、空気調和機が提供される。この空気調和機は、第１の態様に記載の直流電源装置を備える。

第６の態様において、空気調和機が提供される。この空気調和機は、第２の態様に記載のインバータ駆動装置を備える。

上記各態様によれば、略正弦波状の第１の電流波形パターンと、前記交流電源の電圧がピークとなる位相において凹部を有する波形パターン、もしくは、交流電源の電圧がピークとなる位相に相当する部分を平坦にした波形パターンのいずれかの特徴を有する第２の電流波形パターンを含む、複数の電流波形パターンの中から１つの電流波形パターンが、負荷に応じて選択される。そして、スイッチング手段は、交流電源からの入力電流の電流波形が前記電流波形選択部で選択された電流波形パターンに比例した振幅を有する電流波形となるように制御される。

例えば入力電流がコンセント容量に近い電流値で動作する重負荷時には、入力電流波形を略正弦波状の第１の電流波形パターンを採用することにより力率をほぼ１に制御することができる。第１の電流波形パターンは、正弦波状であり、電源高調波の含有率は非常に少ない。したがって、直流電源装置の最大出力をコンセント容量限界まで高くすることができる。言い換えると、本態様によれば、同じ最大出力を負荷へ供給するにあたり、直流電源装置、ひいては搭載される機器の最大消費電流値を低く設計することができる。

これに対し、入力電流がコンセント容量に対して余裕がある場合には、入力電流波形を、前記交流電源の電圧がピークとなる位相において凹部を有する波形パターン、もしくは、交流電源の電圧がピークとなる位相に相当する部分を平坦にした波形パターンのいずれかの特徴を有する第２の電流波形パターンを採用することにより、平滑コンデンサのリプル電流を低減することができる。一般に、インバータ駆動装置や空気調和機などの機器においては、全運転期間においては入力電流に余裕のある運転状態が大部分を占めるが、本態様の直流電源装置では、このような状態のときに、平滑コンデンサのリプル電流を低減させて、平滑コンデンサの発熱を抑制することができる。

またスイッチング手段は、交流電源からの入力電流の電流波形が前記電流波形選択部で選択された電流波形パターンに比例した振幅を有する電流波形となるように制御されるので、交流電源電圧によらず電源高調波の含有率が変化しない。

以上のように、本態様の直流電源装置によれば、直流電源装置の最大出力を低下させることなく、全運転期間における平滑コンデンサに流れるリプル電流の平均値を低く抑えるとともに、交流電源電圧によらず電源高調波の含有率を一定値以下に保つことが可能となる。

実施の形態１に係る直流電源装置の回路構成を示す図である。 実施の形態１に係る直流電源装置の入力電流および直流電圧、ならびに交流電源の電圧を示す図（第１の電流波形パターン選択時）である。 実施の形態１に係る直流電源装置の入力電流および直流電圧、ならびに交流電源の電圧を示す図である（第２の電流波形パターン選択時）。 実施の形態１に係る直流電源装置の入力電流および直流電圧、ならびに交流電源の電圧を示す図である（第２の電流波形パターン選択時の別の例）。 実施の形態１に係る直流電源装置における電流波形パターンの選択方法を示すである。 実施の形態１に係る直流電源装置における電流波形パターンの選択方法の別の例を示す図である。 実施の形態１に係る直流電源装置の回路構成についての第１の別の例を示す図（制御部を除く）である。 実施の形態１に係る直流電源装置の回路構成についての第２の別の例を示す図（制御部を除く）である。 実施の形態１に係る直流電源装置の回路構成についての第３の別の例を示す図（制御部を除く）である。 実施の形態２に係るインバータ駆動装置の構成を示す図である。 実施の形態２に係るインバータ駆動装置を備えた空気調和機の構成を示す図である。 実施の形態３に係る直流電源装置（インバータ駆動装置）の交流電圧位相検出回路９の第１の例を示す図である。 実施の形態３に係る直流電源装置（インバータ駆動装置）の交流電圧位相検出回路９の第１の例の回路からの出力波形を示す図である。 実施の形態３に係る直流電源装置（インバータ駆動装置）の交流電圧位相検出回路９の第２の例を示す図である。 実施の形態３に係る直流電源装置（インバータ駆動装置）の交流電圧位相検出回路９の第２の例の回路からの出力波形を示す図である。 実施の形態３に係る直流電源装置（インバータ駆動装置）における交流電圧位相の推定方法を示す図である。 従来の直流電源装置の回路構成を示す図である。 従来の直流電源装置における各部の波形を示す図である。具体的には、（ａ）は交流電源の入力電圧の波形を示し、（ｂ）は加算する電圧の波形を示し、（ｃ）は駆動信号の波形を示し、（ｄ）は入力電流の波形を示す。

以下、実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、実施の形態によって請求の範囲に記載した技術思想が限定されるものではない。

（実施の形態１）
１．構成
図１は、実施の形態１に係る直流電源装置の回路構成を示す図である。

図１に示すように、実施の形態１に係る直流電源装置は、リアクタ２、入力電流検出部３、スイッチング手段４、整流回路５、平滑コンデンサ６を具備し、直流電圧を負荷７へ供給する。

リアクタ２は、交流電源１の一端に接続されている。

入力電流検出部３は、リアクタ２に流れる電流を検出する。

スイッチング手段４は、リアクタ２を介して交流電源１を短絡・開放する。スイッチング手段４は、双方向性のものであればよく、例えば、１個のダイオードブリッジと１個のＩＧＢＴの組み合わせ回路や、互いに逆方向に接続された２個のパワーＭＯＳＦＥＴ等で構成される。

整流回路５は、スイッチング手段４の両端にその交流入力端が接続されている。

平滑コンデンサ６は、整流回路５の直流出力端間に接続されている。

さらに、本実施の形態の直流電源装置は、マイクロコンピュータなどから構成される制御部８と、交流電源１の両ライン間に接続されたゼロクロス検出回路（交流電圧位相検出回路９）を備える。

制御部８は、電圧位相演算部８ａ、電圧制御部８ｂ、電流波形記憶部８ｃ、電流波形選択部８ｄ及び電流検出部８ｉを備える。

電圧位相演算部８ａは、交流電圧位相検出回路９から得られる交流電源１のゼロクロス点と電源周期から、交流電源１の電圧位相を推定演算する。

電圧制御部８ｂは、平滑コンデンサ６の直流電圧が直流電圧指令値となるように比例積分補償演算を行う。

電流波形記憶部８ｃは、２種類の電流波形パターンを記憶する。

電流検出部８ｉは、入力電流検出部３からの信号に対してピークホールド処理やローパスフィルタ処理等を行うことにより、入力電流のピーク値や実効値もしくはそれに準ずる入力電流の大きさを検出する。

電流波形選択部８ｄは、電流検出部８ｉで検出された入力電流の大きさに基づいて、電流波形記憶部８ｃの中から１つの電流波形パターンを選択する。

制御部８は、さらに、電流指令生成部８ｅ、電流制御部８ｆ、搬送波生成部８ｇ、及びＰＷＭ信号生成部８ｈを備え、スイッチング手段４のオン・オフ制御を行う。

電流指令生成部８ｅは、電圧位相演算部８ａによって得られる交流電圧位相と、電流波形選択部８ｄによって選択される電流波形パターンから算出される電流振幅値と、電圧制御部８ｂからの出力とを乗算することによって、電流指令値を生成する。

電流制御部８ｆは、入力電流検出部３から得られる入力電流の瞬時値が電流指令値となるように比例積分補償演算を行う。

搬送波生成部８ｇは、搬送波を生成する。

ＰＷＭ信号生成部８ｈは、電流制御部８ｆの出力を搬送波生成部８ｇからの搬送波と比較してスイッチング手段４のＰＷＭ駆動信号を生成する。

なお、図中、制御部８内において、Ａ／Ｄ変換回路等で構成させる直流電圧および入力電流の検出部分については、簡単のため表記を省略している。

図２、図３Ａおよび図３Ｂは、実施の形態１に係る直流電源装置の入力電流および直流電圧を示す図である。

電流波形記憶部８ｃには、図２、図３Ａおよび図３Ｂに示す入力電流波形と同じ電流波形パターンが記憶されている。

図２は、実施の形態１の直流電源装置において、電流波形選択部８ｄにより第１の電流波形パターンを選択した場合の入力電流および直流電圧、並びに交流電源１の電圧を示す図である。第１の電流波形パターンは、交流電源１と同一周波数・同一位相の正弦波状の波形であり、一般に力率改善型の直流電源装置で用いられる電流波形パターンと同様のものである。

図３Ａは、実施の形態１の直流電源装置において、第２の電流波形パターンを選択した場合の入力電流および直流電圧、並びに交流電源１の電圧の一例を示す図である。図３Ａに示すように、第２の電流波形パターンは、交流電源１の電圧のピーク位相において凹部を有する形状を備えている。すなわち、交流電源１の電圧ピーク位相にあたる９０度および２７０度付近の電流の絶対値がその前後にある電流のピーク位相（図のＰ１，Ｐ２およびＰ３，Ｐ４）の電流の絶対値よりも低いという特徴を有する。このため、第２の電流波形パターンで動作している場合には、交流電源１の電圧の波高値と入力電流の波高値との積で表される瞬時電力（＝電源電圧×入力電流）の脈動が、図２に示した第１の電流波形パターンの場合に比べて小さくなる。

一般に、平滑コンデンサ６の電圧リプルは、整流回路５から平滑コンデンサ６へ流れ込む電流（＝入力電流×交流電源１の電圧／直流電圧で表される）と、平滑コンデンサ６から負荷７へ供給される直流電流との差の振幅が大きくなるほど大きくなる。本実施の形態の直流電源装置では、第２の電流波形パターンを選択することによって、平滑コンデンサ６のリプル電圧ひいてはリプル電流を抑制することが可能となる。

なお、第２の電流波形パターンは、凹部を複数個持つ波形であってもよく、交流電源１の電圧のピーク位相が当該凹部の範囲に含まれていればよい。

また、図３Ｂは、実施の形態１の直流電源装置において、第２の電流波形パターンとして図３Ａとは異なる波形パターンを適用した場合における、入力電流および直流電圧、並びに交流電源１の電圧の例を示した図である。本実施の形態の直流電源装置において、図３Ｂに示した電流波形パターンを第２の電流波形パターンとして選択した場合においても、図３Ａに比べてやや効果は減少するものの、瞬時電力（＝電源電圧×入力電流）の脈動を、図２に示した第１の電流波形パターンを選択した場合と比べて抑制することができる。このため、図３Ｂに示した電流波形パターンの選択時においても、図３Ａの電流波形パターンの選択時と同様に平滑コンデンサ６のリプル電流を低減する効果を奏することができる。

２．電流波形パターンの選択
図４Ａは、本実施の形態１の直流電源装置の電流波形選択部８ｄにおける電流波形パターンの選択方法を示す図である。

電流波形選択部８ｄは、電流検出部８ｉで検出された入力電流の大きさが図４Ａに示す入力電流の閾値１よりも大きくなった場合には、第１の電流波形パターンを選択する。

第１の電流波形パターン選択時においては、図２に示すように、交流電源１からの入力電流は、正弦波となるようにフィードバック制御される。そのため、力率をほぼ１に保つことが可能となる。

また、入力電流が低下した場合、図４Ａに示す入力電流の閾値２に到達するまでは第１の電流波形パターンが維持され、入力電流の閾値２を下回った場合には、第２の電流波形パターンが選択される。このように、入力電流の閾値にはヒステリシスが設けられているが、このヒステリシスは、力率変化に伴う入力電流値の変化よりも大きな値に設定されている。

第２の電流波形パターン選択時においては、入力電流を、図３Ａに示すように、交流電源１の電圧ピーク位相において凹部を有する波形、もしくは図３Ｂに示すように交流電源１の電圧ピーク位相部分を平坦にした波形に制御する。これにより、交流電源１の電圧ピーク位相およびその前後の期間において入力電流及び瞬時電力の変動を小さく抑えることができる。そのため、同一負荷時において第１の電流波形パターンで動作した場合（図２）に比べて、直流電圧のリプルを小さく制御することができる。

本実施の形態の直流電源装置では、第２の電流波形パターン選択時に、第１の電流波形パターン選択時に比べて力率が低くなるため、同一負荷運転時における入力電流が増加する。しかし、本実施の形態の直流電源装置では、上記のように入力電流の閾値に力率変化に伴う入力電流値の変化よりも大きなヒステリシスを設けているので、電流波形パターン切替時におけるハンチングの発生を確実に防止することができる。

３．まとめ
以上のように、本実施の形態の直流電源装置は、複数の電流波形パターンを記憶し、入力電流が大きく、最大出力が入力電流で制限されるような負荷状態においては、正弦波状の電流波形となるように制御する。これにより、力率を１に保つ動作が実現される。一方、入力電流の比較的小さな負荷状態においては、入力電流が、交流電源１の電圧ピーク位相において凹部を有する電流波形、もしくは交流電源の電圧がピークとなる位相に相当する部分を平坦にした電流波形に制御される。これによって、平滑コンデンサ６の電圧リプルを低減することができる。

なお、本実施の形態１に係る直流電源装置において、第２の電流波形パターンとして正弦波に第３次高調波のみを重畳させた電流波形パターンを採用してもよい。

第３次高調波は、他の次数の高調波に比べて電源高調波規制の限度値が高いので、ＩＥＣの高調波規制値に対しても十分に余裕をもった電流値を重畳することができる。これにより、図３Ａまたは図３Ｂに示すような、本実施の形態の効果を生じる電流波形パターンを構成することができる。

加えて、本実施の形態１に係る直流電源装置では、その入力電流に、電力系統への影響が大きいとされる５次および７次の高調波電流成分が基本的に含まれない。そのため、入力電流波形を台形波などの波形に制御する場合に比べ、電力系統への影響を小さくすることができる。

なお、電流波形パターンの記憶方法は、電流波形記憶部８ｃに、位相毎の基準振幅データを記憶させる方法であってもよい。本実施の形態の直流電源装置のように、第２の電流波形パターンを基本波と第３次高調波のみで構成する場合においては、基本波と第３次高調波における２回のＳＩＮ演算の和によって求めることもできる。

４．他の例
図４Ｂは、本実施の形態１の直流電源装置における電流波形パターンの選択方法の別の例を示す図である。

この例では、直流電源装置は、図１に示すように、さらに、周囲温度を検出する温度検出部３１を備えている。この方法では、図４Ｂに示すように、所定の基準電流値は、周囲温度が高くなるほど高い電流値に設定する。具体的には、平滑コンデンサ６の寿命への影響が大きくなる周囲温度が高い状態においては、平滑コンデンサ６のリプル電流低減が可能な第２の電流波形パターンを優先して選択する。これにより、平滑コンデンサ６をさらに長寿命化させることができる。

本実施形態では、直流電源装置の回路構成として、整流回路５の交流入力側でリアクタ２を介して交流電源１を短絡する図１に示す回路構成の場合について説明を行ったが、図５Ａ〜５Ｃに示すようにリアクタ２やスイッチング手段４の配設位置が異なる回路構成の場合でも同様の効果を奏することができる。

（実施の形態２）
図６は、第２の実施の形態に係るインバータ駆動装置の構成を示す図である。

図６に示すように、第２の実施の形態に係るインバータ駆動装置は、図１に示した実施の形態１に係る直流電源装置と同様の構成の直流電源装置を備えるとともに、モータ１０と、モータ１０を駆動するインバータ１１と、インバータ１１を負荷として駆動するインバータ制御部１２を有する。

なお、実施の形態２のインバータ駆動装置における直流電源装置については、実施の形態１に係る直流電源装置と構成が同様であるためその説明を省略し、実施の形態１の直流電源装置と異なる部分についてのみ説明する。

実施の形態２のインバータ駆動装置は、さらに、電流制限値記憶部１３、電流制限値選択部１４、及び比較部１５を備える。

電流制限値記憶部１３は、入力電流の電流制限値を複数記憶する。

電流制限値選択部１４は、モータ負荷の大きさや運転状態に応じて予め決められた条件に基づいて入力電流の電流制限値を選択する。

比較部１５は、電流検出部８ｉで検出された入力電流が電流制限値選択部１４によって選択された電流制限値を超える可能性がある場合、インバータ制御部１２へモータ１０の回転速度低下指示を行う。

実施の形態２のインバータ駆動装置は、実施の形態１と同様に、図２に示した第１の電流波形パターンを選択して、交流電源１からの入力電流が正弦波状の電流となるように制御する動作状態と、図３Ａに示した第２の電流波形パターンを選択して、交流電源１からの入力電流が、交流電源１のピーク位相において凹部を有する双峰性の入力電流波形（第２の電流波形パターン）となるように制御する動作状態とをとり得る。本実施の形態においては、電流波形選択部８ｄは、電流制限値選択部１４で選択された入力電流の電流制限値に基づいてこれを決定する。

電流波形選択部８ｄは、入力電流の電流制限値がコンセント容量限界に近く、当該コンセント容量限界まで入力電流を必要とする可能性のある運転状態の場合には、力率を重視するために、第１の電流波形パターンを選択する。

逆に、入力電流の電流制限値がコンセント容量に比べて小さく、大きな入力電流が流れ得ない運転時においては、電流波形選択部８ｄは、平滑コンデンサ６のリプル電流を低減させるため、第２の電流波形パターンを選択する。

なお、本実施の形態２に係るインバータ駆動装置においては、電流制限値の変更の速度は、入力電流の変化に比べて十分遅い速度となるように設定されている。これにより、第１の電流波形パターンと第２の電流波形パターンとの切替に際してハンチングが生じる可能性が低くなる。そのため、電流波形パターンを切り替える際の基準となる電流制限値の電流閾値については、特にヒステリシスを設けなくてもよい。

以上のように、実施の形態２に係るインバータ駆動装置は、インバータ１１の最大出力がコンセントまたはブレーカ容量で制約されるような運転状態の場合には、力率を１に制御することができる正弦波状の入力電流制御を行う。これにより、インバータ駆動装置を、インバータ１１の最大出力を低下させることなく動作させることができる。一方、入力電流の電流制限値がコンセント容量よりも低い運転状態の場合には、平滑コンデンサ６のリプル電流を低減させる。これにより、平滑コンデンサ６ひいてはインバータ駆動装置の長寿命化や小型化が可能となる。

なお、実施の形態２に係るインバータ駆動装置を具備して空気調和機を構成することができる。

図７に、上記のインバータ制御装置を利用した空気調和機の構成例を示す。同図に示すように、空気調和機は、上記のインバータ駆動装置（１００）を用いており、さらに、電動圧縮機４１に加えて、室内ユニット５２、室外ユニット５５及び四方弁５１からなる冷凍サイクルを備えている。室内ユニット５２は室内送風機５３と室内熱交換器５４とから構成され、また室外ユニット５５は室外熱交換器５６、室外送風機５７及び膨張弁５８より構成される。

電動圧縮機４１はモータ１０により駆動され、モータ１０はインバータ駆動装置１００により駆動される。冷凍サイクル中は熱媒体である冷媒が循環する。冷媒は電動圧縮機４１により圧縮され、室外熱交換器５６にて室外送風機５７からの送風により室外の空気と熱交換され、また室内熱交換器５４にて室内送風機５３からの送風により室内の空気と熱交換される。

この空気調和機においては、低外気温時の暖房運転や立ち上がり時において、入力電流がコンセント容量まで最大限の電流となる。しかし、空気調和機は、全運転期間を考慮すると、室温が安定している状態のときなど、コンセント容量よりも低い入力電流で運転している時間の割合が多い。また、室外の気温（雰囲気温度）が高い場合など、入力電流がやや低い運転状況であっても平滑コンデンサ６の熱的負荷が大きな運転状況が比較的多い。そのため、実施の形態２に係るインバータ駆動装置は非常に大きな効果を奏する。

なお、全運転期間中において、入力電流が低い運転状態の割合が多い場合には、第２の電流波形パターンよりも平滑コンデンサ６に流れるリプル電流の低減がさらに可能な第３の電流波形パターンを設定し、前記所定の基準電流値よりもさらに入力電流の低い負荷条件のときに第３の電流波形パターンを選択するようにしてもよい。これにより、平滑コンデンサ６をさらに長寿命化することができる。

また、実施の形態２に係るインバータ駆動装置においては、交流電源１からの入力電流について電流制限を行っているが、モータ１０またはインバータ１１に流れる電流について電流制限値を設けて電流制限を行ってもよい。この場合においても同様の効果を得ることができる。

また、実施の形態２に係るインバータ駆動装置においても、実施の形態１と同様に、雰囲気温度を検出する温度検出部３１を備え、第１の電流波形パターンと第２の電流波形パターンとを切り替える入力電流制限値の閾値を、周囲温度に対して単調増加するように設定してもよい。これにより、平滑コンデンサ６の寿命への影響が大きくなる周囲温度が高い状態のときに、平滑コンデンサ６のリプル電流低減が可能な第２の電流波形パターンが選択されやすくなる。したがって、平滑コンデンサ６ひいてはインバータ駆動装置をさらに長寿命化することが可能となる。

なお、実施の形態２おいては、直流電源装置のスイッチング手段４の制御系とインバータ１１の制御系を同一の制御部８により構成したが、それぞれマイクロコンピュータやＤＳＰ等で構成した別の制御手段で構成してもよい。この場合においても同様の効果が得られる。

（実施の形態３）
図８Ａおよび図９Ａは、実施の形態３の直流電源装置（インバータ駆動装置）における交流電圧位相検出回路９の構成例を示す図である。これらの交流電圧位相検出回路９と、後述する電圧位相演算部８ａとによって交流電源１の電圧位相検出部を構成する。

図８Ａは、交流電源１の正負の電圧位相の区別が可能な回路の構成の一例を示す図である。この回路構成では、図８Ｂに示すように、交流電源１の電圧波高値が所定の電圧Ｖ１に等しくなった時刻に、交流電圧位相検出回路９が生成する出力信号（二値信号）の値が変化する。つまり、交流電源１の半波側の位相時のみ二値信号の値が変化する。これにより、交流電源１の電圧の正負（０〜１８０度と１８０〜３６０度）を判別することが可能となる。

図９Ａは、交流電源１の正負の電圧位相の区別をしない回路の構成の一例を示す図である。この回路構成では、交流電源１の電圧波高値の絶対値が所定の電圧Ｖ２（＞０）に等しくなった時刻に、交流電圧位相検出回路９の出力信号（二値信号）の値が変化する。

この回路では、交流電源１の半波毎に０から１８０度間の電圧位相を推定することができる。つまり、交流電源１の正負いずれの電圧位相においても電圧位相を推定することができる。これにより、二値信号の値の変化により停電等の交流電源１の電圧異常をすみやかに検知することができる。この回路は、交流電源１の正負の電圧位相の区別が不要な電源回路構成に好適に適用可能である。また、半波毎にスイッチング手段４の制御を行うことができる。

図８Ａ、図９Ａのいずれの回路においても、連続する２個の、交流電圧位相検出回路９における出力信号の変化点（エッジ）間の中央の時刻は、交流電源１の真のゼロクロス点の位相を０度とし、電源周期に相当する時間経過後の位相を３６０度と定義すると、０，９０，１８０，２７０度のいずれかの位相に相当する。具体的には、図８Ａの回路では、立ち下がりエッジ−立ち上がりエッジ間の中央が常に電圧位相９０度に相当し、図９Ａの回路では、９０度または２７０度に相当する。

よって、上記のエッジ間の中央の時刻と、交流電源１の電源周期Ｔを求めることにより、交流電源１の電圧位相を推定することが可能となる（詳細については後述する）。

また、交流電源１の電源ラインと、マイクロコンピュータ等で構成される制御部８との間には電位差が存在するが、図８Ａや図９Ａに示すようにフォトカプラ９ｄを用いた回路で両者間の絶縁を取ることによって、電圧位相検出回路９を安価に構成することができる。

なお、安価な汎用のトランジスタ出力タイプのフォトカプラを用いる場合、数十マイクロ秒オーダーの応答遅れが発生する。この場合、連続する２個のエッジ時刻間の中央の時刻を演算によって求める際、上記応答遅れ時間に相当する時間だけ手前側に演算結果を補正すればよい。これにより、交流電源１の電圧位相の推定精度を高めることが可能となる。

次に、本実施の形態に係る直流電源装置（インバータ駆動装置）における交流電圧の位相推定方法について説明する。図１０は、本実施の形態に係る直流電源装置またはインバータ駆動装置における交流電圧の位相推定方法の一例を示す図である。なお、以下の説明にあたっては、説明を簡単にするため、高速のＩＣ出力タイプのフォトカプラを用いた場合など、上記の応答遅れ時間が無視できる場合を例にとって説明する。

本実施の形態に係る直流電源装置（インバータ駆動装置）は、図８Ａに示す交流電圧位相検出回路を備えている。マイクロコンピュータ等で構成される制御部８内の電圧位相演算部８ａ（図１参照）は、交流電源１の電圧がＶ１に等しい時刻の中の２周期分の時刻（Ａ１、Ｂ１及び各電源周期後にあたるＡ２、Ｂ２）をもとに交流電源１の電圧位相演算を行う。

以下、具体的な動作について説明する。

まず初めに、電圧位相演算部８ａは、時刻Ｂ２において、時刻Ａ１−Ａ２間（もしくはＢ１−Ｂ２間）の時間を検出することにより交流電源１の電源周期Ｔを求める。

Ａ１−Ａ２間（Ｂ１−Ｂ２間）の時間検出にあたっては、交流電源１の周期ごとに交流電圧位相検出回路９より出力される立ち下がりエッジ時刻Ａｎ（ｎは整数）もしくは立ち上がりエッジ時刻Ｂｎ（ｎは整数）をマイクロコンピュータ内のＲＡＭに記憶しておいて差分計算を行えばよい。あるいは、電源周期ごとに電圧位相検出回路９より出力される上記エッジ時刻ＡｎもしくはＢｎのエッジ検出時にタイマを開始動作させておき、約一電源周期後に検出されるエッジ時刻Ａｎ＋１もしくはＢｎ＋１に、上記開始動作させておいたタイマのカウント値を利用して求めればよい。

次に、電圧位相演算部８ａは、時刻Ａ２と時刻Ｂ２間の中央にあたる時刻Ｐ２を、電圧位相９０度の時刻として演算によって求める。

さらに、電圧位相演算部８ａは、求められた時刻Ｐ２から一電源周期Ｔ経過後にあたる時刻Ｐ３を、次の電圧位相９０度の時刻とみなす。そして、電圧位相演算部８ａは、時刻Ｐ２と時刻Ｐ３間の時間（すなわち電源周期Ｔ）を３６０等分した時間を１度あたりの時間とみなすことによって、以下時刻Ｂ３に達するまでの任意の時刻Ｒにおける電圧位相Ｘ（度）を次式（式１）にて推定する、という動作を電源周期毎に繰り返す。
（式１） Ｘ＝９０＋（Ｒ−Ｐ２）／３６０
（上記推定式において、電圧位相Ｘが３６０を超える場合には、３６０を減じた値とみなす。）

実施の形態３における電圧位相の検出方法では、交流電源１の電源周波数や電源電圧によらず、常に時刻Ｐ１，Ｐ２が、原理的に常に電圧位相９０度（図９Ａの回路を用いた場合は、９０度または２７０度に相当）に等しくなる。そのため、電源周波数や電源電圧が変動しても、電流フィードバックの目標（指令電流）である第１または第２の電流波形パターンの中央の位置が、交流電源１の電圧がピークとなる９０度または２７０度の位相からずれない。したがって、第１の電流波形パターン選択時に常に高力率を得ることができるとともに、第２の電流波形パターン選択時にコンデンサのリプル電流を常に低く抑制することができる。

なお、交流電源の周期Ｔは、立ち下りエッジの間隔（Ａ１−Ａ２間の時間）と立ち上りエッジの間隔（Ｂ１−Ｂ２間の時間）の平均をとることにより求めてもよい。または、連続するｎ周期分についての立ち下りエッジの間隔の平均、すなわちＡ１−Ａ２間の時間，Ａ２−Ａ３間の時間，…，Ａｎ-１−Ａｎ間の時間の平均をとることにより求めてもよい。あるいは、連続するｎ周期分についての立ち上りエッジの間隔の平均、すなわちＢ１−Ｂ２間の時間，Ｂ２−Ｂ３間の時間，…，Ｂｎ-１−Ｂｎ間の時間の平均をとることにより求めてもよい。あるいは、連続するｎ周期分についての立ち下りエッジの間隔の平均と、連続するｎ周期分についての立ち上りエッジの間隔の平均との平均をとることにより求めてもよい。

なお、実施の形態３の直流電源装置（インバータ駆動装置）を利用して、実施の形態２同様、空気調和機を構成することができる。

（実施の形態４）
実施の形態４に係るインバータ駆動装置は、実施の形態１または３に記載の直流電源装置と、負荷をインバータ駆動するインバータ制御手段とを備え、入力電流によってではなく、インバータの駆動周波数によって負荷の概略の大きさを判断する。そして、電流波形パターンの選択を行う際、所定のインバータ周波数との大小関係によって切り替える。具体的には、インバータ駆動装置の電流波形選択部８ｄは、インバータ制御部１２における駆動周波数が予め定められた所定の周波数よりも大きい場合は、第１の電流波形パターンを選択し、インバータ負荷の運転状態に応じて決定される電流制限値が所定の電流閾値よりも小さい場合は、第２の電流波形パターンを選択する。

実施の形態４に係るインバータ駆動装置では、第１の電流波形パターンと第２の電流波形パターン間の切替に際して、選択された電流波形パターンの違いによって入力電流が変化し、力率が変化する。しかし、インバータ駆動における周波数（電気周波数）はほとんど変化しない。そのため、電流波形パターンの選択・切替を行う周波数のしきい値にヒステリシスを設ける必要がなく、切替条件を定めるパラメータの設計（所定の周波数）がより簡単になる。

なお、実施の形態４の直流電源装置（インバータ駆動装置）を利用して、実施の形態２同様、空気調和機を構成することができる。

（まとめ）
第１の実施態様において、交流電源１からの交流電圧を直流電圧に変換する際、交流電源１をリアクタ２を介してスイッチング手段４により短絡・開放する直流電源装置が提供される。この直流電源装置は、略正弦波状の第１の電流波形パターンと、交流電源１の電圧がピークとなる位相において凹部を有する波形パターン、もしくは、交流電源１の電圧がピークとなる位相に相当する部分を平坦にした波形パターンのいずれかの特徴を有する第２の電流波形パターンを含む、複数の電流波形パターンが記憶された電流波形記憶部８ｃと、負荷に応じて電流波形記憶部８ｃから１つの電流波形パターンを選択する電流波形選択部８ｄと、スイッチング手段４を、交流電源１からの入力電流の電流波形が電流波形選択部８ｄで選択された電流波形パターンに比例した振幅を有する電流波形となるように制御する制御部（請求項１における制御部に対応し、電流指令生成部８ｅ、電流制御部８ｆ、ＰＷＭ信号生成部８ｈ、搬送波生成部８ｇ、及び電圧制御部８ｂで構成される）とを備える。

本実施態様によれば、負荷７に応じて、利用する電流波形パターンを切り替えることができる。例えば、力率を優先したい場合には、第１の電流波形パターンを選択することにより、力率をほぼ１に制御にすることができる。これに対し、平滑コンデンサ６のリプル電流低減を優先したい場合には、第２の電流波形パターンを選択することにより、平滑コンデンサ６に流れるリプル電流を低減することができる。したがって、直流電源装置の最大出力を低下させず、かつ交流電源電圧の高低によらず電源高調波の含有率を一定値以下に保つことができる。さらに、平滑コンデンサ６の長寿命化や小型化が可能となる。

第２の実施態様では、直流電源装置は、交流電源１の電圧位相を検出する電圧位相検出部（請求項２における電圧位相検出部に対応し、交流電圧位相検出回路９及び電圧位相演算部８ａで構成される）をさらに備え、制御部（請求項２における制御部に対応し、電流指令生成部８ｅ、電流制御部８ｆ、ＰＷＭ信号生成部８ｈ、搬送波生成部８ｇ、及び電圧制御部８で構成される）は、第１および第２の電流波形パターンの周期および電圧位相を、電圧位相検出部によって検出された交流電源１の周期および電圧位相に同期させる。

本実施態様によれば、任意の電源周波数に追従して交流電源１の電圧と入力電流波形の位相を同期させることができる。したがって、交流電源１の電源周波数が変動しても常に高い力率を保てるとともに、平滑コンデンサ６のリプル電流を常に低い状態に保つことができる。

第３の実施態様では、第１の実施態様または第２の実施態様において、電圧位相検出部（請求項３における電圧位相検出部に対応し、交流電圧位相検出回路９及び電圧位相演算部８ａで構成される）は、交流電源１の電圧もしくはその絶対値と所定の値とを比較して二値信号を生成し、生成された前記二値信号の立ち上がりエッジの間隔、立ち下がりエッジの間隔、あるいは立ち上がりエッジの間隔と立ち下がりエッジの間隔との平均値を用いて交流電源の周期を求める。また、電圧位相検出部（電圧位相検出回路９と電圧位相演算部８ａ）は、連続した二値信号の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジ間の中央時刻と求められた交流電源１の周期とを用いた演算によって、交流電源１の電圧位相を推定する。

本実施態様においては、交流電源１の電圧位相の推定および周期の演算結果が、交流電源１の電圧の大きさによって影響を受けないことから、電源電圧が変動しても、電圧推定位相がずれることなく、平滑コンデンサ６のリプル電流を低く保つことができる。

第４の実施態様では、第３の実施態様において、電圧位相検出部（電圧位相検出回路９と電圧位相演算部８ａ）は、フォトカプラ９ｄを用いた回路で構成される。

本実施態様によれば、簡単な回路構成で交流電源１と制御部８間の絶縁を行うことができる。そのため、安価な構成とすることができる。

第５の実施態様は、第１または第２の実施態様において、第２の電流波形パターンは、交流電源１と同一周波数の正弦波およびその第３次高調波の合成波よりなる。

本実施態様によれば、特に電力系統への負担が大きな５次、および７次高調波を始め、それ以上の次数の奇数次高調波成分を基本的に出さず、電源高調波規制に対しても十分な設計マージンを確保することができる。

第６の実施態様では、第１または第２の実施態様において、電流波形選択部８ｄは、入力電流が大きい場合には第１の電流波形パターンを、入力電流が小さい場合には第２の電流波形パターンを選択する。また、第１の電流波形パターンと第２の電流波形パターンとの切替を行う入力電流の閾値に関してヒステリシスが設けられている。

本実施態様によれば、簡単な制御で、電流波形パターンの切替時の力率差に起因するハンチングを確実に防止することができる。

第７の実施態様では、第６の実施態様において、直流電源装置は、周囲温度を検出する温度検出部３１をさらに備え、第１の電流波形パターンと第２の電流波形パターンとの切替を行う入力電流の閾値は、周囲温度が高くなるほど大きな値に設定されている。

本実施態様によれば、平滑コンデンサ６の温度上昇による寿命への影響が大きい高温動作時に、平滑コンデンサ６のリプル電流低減を優先することができ、平滑コンデンサ６をさらに長寿命化することができる。

第８の実施態様では、負荷７をインバータ制御するインバータ駆動装置において、一実施態様として、第１の実施態様または第２の実施態様の直流電源装置を備える。

一般にインバータ負荷は負荷変動範囲が大きいが、それほど高力率を必要としない負荷時に、第２の電流波形パターンを採用する。これにより、平滑コンデンサ６のリプル電流を低減し、平滑コンデンサ６を長寿命化することが可能となる。

あるいは、第８の実施態様では、負荷７をインバータ制御するインバータ駆動装置において、一実施態様として、第６の実施態様の直流電源装置を備える。

一般にインバータ負荷は負荷変動範囲が大きいが、入力電流が大きい重負荷時に第１の電流波形パターンを採用する。これにより、高い力率を得ることができ、インバータ駆動装置における最大電流を低く抑えることができる。一方、やや入力電流の低い軽負荷から中負荷時には、第２の電流波形パターンを採用する。これにより、平滑コンデンサ６のリプル電流を抑制し、平滑コンデンサ６を長寿命化することができる。

第９の実施態様では、負荷がインバータ負荷である第１または第２の実施態様の直流電源装置と、交流電源１からの入力電流が、インバータ負荷の運転状態に応じて予め決められた電流制限値以下となるように、インバータ１１を制御するインバータ制御部１２とを備えたインバータ駆動装置が提供される。インバータ駆動装置の電流波形選択部８ｄは、インバータ負荷の運転状態に応じて決定される電流制限値が所定の電流閾値よりも大きい場合は、第１の電流波形パターンを選択し、インバータ負荷の運転状態に応じて決定される電流制限値が所定の電流閾値よりも小さい場合は、第２の電流波形パターンを選択する。

本実施態様によれば、入力電流の電流制限値が大きく、運転中に大きな入力電流が流れ得る場合には、第１の電流波形パターンが選択される。これにより、入力電流波形を略正弦波とし、力率を１に制御することができる。一方、第２の電流波形パターン選択時においては、第１の態様と同様に、交流電源の電圧波形情報を用いずに、入力電力の脈動が少なくなるように予め記憶された電流波形を用いる。これにより、平滑コンデンサ６のリプル電流を低減することが可能となる。また、交流電源電圧の高低によらず電源高調波の含有率を一定値以下に保ちつつ、直流電源装置の最大出力の低下を防止することができるとともに、平滑コンデンサ６に流れるリプル電流を低く抑えることができる。

第１０の実施態様では、負荷がインバータ負荷である第１または第２の実施態様の直流電源装置と、インバータ負荷を制御するインバータ制御部１２とを備えたインバータ駆動装置が提供される。このインバータ駆動装置の電流波形選択部８ｄは、インバータ制御部１２における駆動周波数が予め定められた所定の周波数よりも大きい場合は、第１の電流波形パターンを選択し、インバータ負荷の運転状態に応じて決定される電流制限値が所定の電流閾値よりも小さい場合は、第２の電流波形パターンを選択する。

本実施態様によれば、電流波形パターンの切替時に力率が変化してもインバータ制御部１２の駆動周波数は変化しない。したがって、電流波形パターン間のハンチングを懸念する必要がなくなり、電流波形パターンを切り替える周波数の設計が容易となる。

第１１の実施態様では、第１または第２の実施態様に係る直流電源装置を備えた空気調和機が提供される。

一般に、空気調和機においては、低外気温時における暖房運転や、運転の立ち上がり時を除くと、運転時の入力電流がコンセント容量に比べて低く、また、空気調和機の全運転時間において、このように入力電流がさほど高くない期間が占める割合が大きい。そのため、第２の電流波形パターンで運転する期間を他の機器に比べて長く設定することが可能となる。したがって、平滑コンデンサ６の発熱をさらに効果的に低減することができる。また、製品をより長寿命化することができる。

第１２の実施態様では、一態様として、第１、第２の実施態様に係る直流電源装置を有する第８の実施態様に係るインバータ駆動装置を備えた空気調和機が提供される。

本実施態様によれば、第１１の実施態様同様に、第２の電流波形パターンで運転する期間を他の機器に比べて長く設定することができる。したがって、平滑コンデンサ６ひいては製品をより長寿命化することができる。

第１２の実施態様では、一態様として、第６の実施態様に係る直流電源装置を有する第８の実施態様に係るインバータ駆動装置を備えた空気調和機が提供される。本実施態様においては、電流波形パターンを、運転時の実際の入力電流の大きさで判断して切り替える。

本実施態様によれば、コンセント容量によって製品の最大能力が制限され、高力率が必要となる入力電流条件に絞って第１の電流波形パターンを適用することができる。したがって、より平滑コンデンサ６ひいては製品をより長寿命化することができる。

第１２の実施態様では、一態様として、第９の実施態様に係るインバータ駆動装置を備えた空気調和機が提供される。そして、負荷条件によって予め定められた入力電流の制限値が大きく、大きな入力電流が流れる可能性のある場合にのみ第１波形パターンを採用する。

本実施態様によれば、電流波形パターン切り替え時の力率変化によるハンチングを懸念する必要がなくなる。そのため、簡単な切替制御で平滑コンデンサ６ひいては製品の長寿命化を行うことができる。

第１２の実施態様では、一態様として、第１０の実施態様に係るインバータ駆動装置を備えた空気調和機が提供される。

一般に入力電流が大きくなるインバータ１１の駆動周波数が高い場合にのみ第１の電流波形パターンを用いる。これにより、第９の実施態様に係るインバータ駆動装置を備えた第１２の実施態様同様に、電流波形パターン切り替え時の力率変化によるハンチングを懸念する必要がなくなる。そのため、簡単な切替制御で平滑コンデンサ６ひいては製品の長寿命化を行うことができる。

以上のように、本実施の形態にかかる直流電源装置では、最大負荷時の力率を１に保つ。これにより、その動作時間の大半の期間を占める中〜軽負荷時において、負荷へ供給する最大出力を低下させることなく、平滑コンデンサのリプル電流を低減することができる。そのため、冷蔵庫、洗濯機、ヒートポンプ給湯機など、交流電源からの交流電圧をいったん直流電圧に変換して負荷へ電力供給するほぼすべての電化製品への用途に適用できる。

１ 交流電源
２ リアクタ
４ スイッチング手段
６ 平滑コンデンサ
７ 負荷
８ａ 電圧位相演算部検出部
８ｃ 電流波形記憶部
８ｄ 電流波形選択部
９ 交流電圧位相検出回路検出部
１１ インバータ
１２ インバータ制御部

Claims (11)

1. 交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置であって、
   前記交流電源をリアクタを介して短絡・開放するスイッチング手段と、
   略正弦波状の第１の電流波形パターンと、前記交流電源の電圧がピークとなる位相において凹部を有する波形パターン、もしくは、前記交流電源の電圧がピークとなる位相に相当する部分を平坦にした波形パターンのいずれかの特徴を有する第２の電流波形パターンを含む、複数の電流波形パターンが記憶された電流波形記憶部と、
   負荷に応じて前記電流波形記憶部から１つの電流波形パターンを選択する電流波形選択部と、
   前記スイッチング手段を、前記交流電源からの入力電流の電流波形が前記電流波形選択部で選択された電流波形パターンに比例した振幅を有する電流波形となるように制御する制御部とを備え、
   前記電流波形選択部は、入力電流が大きい場合には前記第１の電流波形パターンを、入力電流が小さい場合には前記第２の電流波形パターンを選択し、
   前記第１の電流波形パターンと前記第２の電流波形パターンとの切替を行う入力電流の閾値に関してヒステリシスが設けられていることを特徴とする直流電源装置。
2. 前記交流電源の電圧位相を検出する電圧位相検出部をさらに備え、
   前記制御部は、前記第１および第２の電流波形パターンの周期および電圧位相を、前記電圧位相検出部によって検出された交流電源の周期および電圧位相に同期させることを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記電圧位相検出部は、前記交流電源の電圧もしくはその絶対値と所定の値とを比較して二値信号を生成し、
   生成された前記二値信号の立ち上がりエッジの間隔、立ち下がりエッジの間隔、あるいは立ち上がりエッジの間隔と立ち下がりエッジの間隔との平均値を用いて交流電源の周期を求め、
   連続した二値信号の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジ間の中央時刻と、求められた前記交流電源の周期とを用いた演算によって、交流電源の電圧位相を推定することを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
4. 前記電圧位相検出部は、フォトカプラを用いた回路で構成されることを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
5. 前記第２の電流波形パターンは、前記交流電源と同一周波数の正弦波およびその第３次高調波の合成波よりなることを特徴とする請求項１または２に記載の直流電源装置。
6. 周囲温度を検出する温度検出手段をさらに備え、
   前記入力電流の閾値は、周囲温度が高くなるほど大きな値に設定されていることを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
7. 負荷がインバータ負荷である請求項１または２に記載の直流電源装置と、
   前記インバータ負荷を制御するインバータ制御部と、
   を備えたインバータ駆動装置。
8. 負荷がインバータ負荷である請求項１または２に記載の直流電源装置と、前記交流電源
   からの入力電流が、前記インバータ負荷の運転状態に応じて予め決められた電流制限値以下となるように、インバータを制御するインバータ制御部とを備えたインバータ駆動装置であって、
   前記電流波形選択部は、前記インバータ負荷の運転状態に応じて決定される電流制限値が所定の電流閾値よりも大きい場合は、前記第１の電流波形パターンを選択し、前記インバータ負荷の運転状態に応じて決定される前記電流制限値が前記所定の電流閾値よりも小さい場合は、前記第２の電流波形パターンを選択することを特徴とするインバータ駆動装置。
9. 負荷がインバータ負荷である請求項１または２に記載の直流電源装置と、前記インバータ負荷を制御するインバータ制御部とを備えたインバータ駆動装置であって、
   前記電流波形選択部は、前記インバータ制御部における駆動周波数が予め定められた所定の周波数よりも大きい場合は、前記第１の電流波形パターンを選択し、前記インバータ負荷の運転状態に応じて決定される電流制限値が前記所定の電流閾値よりも小さい場合は、前記第２の電流波形パターンを選択することを特徴とするインバータ駆動装置。
10. 前記請求項１または２に記載の直流電源装置を備えた空気調和機。
11. 前記請求項７から９のいずれか１項に記載のインバータ駆動装置を備えた空気調和機。

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