JP5408978B2 - 超音波モータの速度制御装置及び速度制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、低速回転時でも消費電力を抑えることができる、超音波モータの速度制御装置等に関する。

超音波モータは、内蔵するピエゾ素子の機械共振を用いて回転するモータである。超音波モータでは、ピエゾ素子に９０度位相の異なるＡ相供給信号、Ｂ相供給信号を、コイルを介して供給し、ピエゾ素子に歪みを発生させ、歪みエネルギを回転運動に変換している。

共振は、機械共振だけでなく電気でも起こり、コイルとコンデンサとを組み合わせると共振する。このため、ピエゾ素子の電気的な等価回路として図１３に示す回路で、ピエゾ素子は表現される。

図１３において、１００はピエゾ素子である。ピエゾ素子１００に含まれるコンデンサ１０２は電極間容量を示すコンデンサであり、機械的共振には寄与しない容量成分である。１０３、１０４，１０５で示される抵抗、コイル、コンデンサの直列回路はＲＬＣ直列共振回路と呼ばれる。直列共振回路のコイル１０４と、コンデンサ１０５が、電気的な共振をすることにより、機械的な共振が発生し、ピエゾ素子に歪が発生する。

コンデンサ１０５とコイル１０４にて発生する電気的な共振は、外付けコイル１０１を経由して供給される、駆動信号の周波数に依存する。コンデンサ１０５とコイル１０４が最も共振する駆動信号の周波数は、ｆ＝１／（２π√ＬＣ）で表される。

一例として出願人が用いている超音波モータにおいては、コンデンサ１０５が１．２ｎＦ、コイル１０４が１５．８ｍＨである。同例における超音波モータの共振周波数は、計算すると３６．５５ＫＨｚとなる。この共振周波数を以降、直列共振周波数と呼び説明する。

駆動信号の周波数が、直列共振周波数に近づくほど、電気的な共振が大きくなり、このため機械的な共振も大きくなる。また、駆動信号の周波数が直列共振周波数に近づくほど、超音波モータは早く回転し、遠ざかるほど遅く回転する。また、超音波モータは直列共振周波数よりも高い周波数で駆動する。超音波モータを駆動する駆動信号は、通常方形波である。方形波をなまらせて正弦波にし、超音波モータに供給するため、外付けコイル１０１を用いる。

外付けコイル１０１と電極間容量であるコンデンサ１０２においても、電気的な共振が発生する。

一例としての超音波モータにおいて、電極間容量であるコンデンサ１０２は１３１ｎＦであり、外付けコイル１０１は５６ｕＨである。同例における共振周波数は、ｆ＝１／（２π√ＬＣ）の計算式で計算すると５８．７６ＫＨｚとなる。この共振周波数を以降、外部共振周波数と呼び説明する。

図１４は、図１３に示した１例に於けるピエゾ素子の等価回路をシミュレーションし、電流の周波数依存度を表したグラフである。図１４において、横軸は周波数を示し、３４ＫＨｚから６９ＫＨｚである。縦軸は電流を示し、最大７Ａである。

１１０は直列共振周波数３６．５５ＫＨｚでの電流増加である。１１１は外部共振周波数５８．７６ＫＨｚでの電流増加である。

直列共振周波数１１０よりも高い周波数では、まず電流が急激に下がり、周波数が高くなるにつれて、徐々に電流が増加し、外部共振周波数で再度電流のピークが発生する。前記したように、直列共振周波数に近いほど、メカ的な共振が大きくなり、超音波モータは回転が速くなる。直列共振周波数から遠ざかるほど、すなわち高周波になるほど、メカ的共振が小さくなり、超音波モータは回転がおそくなる。

図１８は、図１４と同様、電流の周波数依存度を表したグラフであり、横軸を３６ＫＨｚから４４ＫＨｚとし、縦軸を最大１Ａにし、図１４のグラフを拡大したものである。

例えば、１分間に１回転、すなわち１ｒｐｍで超音波モータを回転させる場合、駆動周波数が４４ＫＨｚ近辺となり、電流は１２７に示すように約０．４７Ａとなる。高速回転時の電流は、１２６に示すように約０．１５Ａであり、１ｒｐｍでの電流０．４７Ａは３倍以上となる。

超音波モータを使用した機器で、１ｒｐｍでの電流、約０．４７Ａは、例えば電池駆動の携帯機器、デジタルカメラにおいて、大きな電流であり、従って１ｒｐｍのような低速駆動は採用できない。あるいは、イーサネット（登録商標）を使用した監視カメラなど、ネットワークケーブルから電源供給を受ける場合においても、低速駆動を利用できない大きな電流である。

上記のように、低速駆動時における、電流の増加は、超音波モータを使用した機器において仕様上の制限になっている。

低速回転での電流を制限する先行技術として、特許文献１では、回転数の遅いときは周波数を固定し、電圧を変えて速度制御することにより、駆動信号の周波数が高くなることによる電流増加を制限している。

特許文献２では、駆動周波数の上限を記憶し、上限の周波数になると、駆動信号のＯＮ時間のパルス幅を減少させることにより、電流を増加することなく低速回転を可能としている。

特許文献３では、ピエゾ素子に供給する複数の駆動信号の位相を周期的に変化させることにより、低速回転を可能にしている。

特開平０９−２４７９６６号公報 特開平０９−８４３６９号公報 特開２００４−３０４９４７号公報

しかしながら上記先行技術において、特許文献１では、駆動信号の電圧を変えて速度制御するため、電圧を可変にするための回路が必要になり、コストアップの要因になる。

特許文献２では、駆動信号のデューティ（ＯＮ時間のパルス幅）を減少させることで、ピエゾに供給する電圧波形に歪が生じてしまう。

図１５は、駆動信号のデューティを１／４に減少した際のシミュレーション波形である。図１５において１２０は、図１３に示したコイル１０１に供給される駆動信号の波形を示す。１２１は、コイル１０１の出力側でありピエゾ素子１００に供給される電圧波形を示す。

１２１の電圧波形に示すように、駆動信号のデューティを小さくしすぎると、ピエゾに供給する電圧波形に歪が生じてしまい、超音波モータが動かない、あるいは耳障りな騒音の発生が生じる。

特許文献３においては、一定周期でＡ相とＢ相の位相を変化させているが、位相を変化させる周期が可聴周波数帯域になることにより、騒音が生じる。

上記先行技術以外に、考えられる電流低減の方法として、図１３に示した外部コイル１０１の値を小さくし、図１４に示した外部共振周波数１１１を高周波にする方法が考えられる。

背景技術において説明したように、外部共振周波数は、図１３の外部コイル１０１と、電極間容量（コンデンサ１０２の）により、ｆ＝１／（２π√ＬＣ）で計算される。外部コイル１０１が５６ｕＨでは、外部共振周波数は、前述したように５８．７６ＫＨｚになる。この外部コイル１０１の値を小さくし、例えば１０ｕＨにすると、外部共振周波数は、１３９ＫＨｚとなる。５８．７６ＫＨｚの√（５６ｕＨ／１０ｕＨ）倍となる。外部共振周波数が高周波になると、図１８で示した駆動周波数範囲での電流が抑えられる。

しかしながら、単に外部コイル１０１の値を小さくすると、特許文献２に示したデューティを小さくした場合と同様、波形に歪が生じてしまう。

図１６及び図１７は、図１３に示した外部コイル１０１に、３７ＫＨｚの駆動信号を加えた際の、ピエゾ素子１００に供給される電圧波形を示す。

図１６は外部コイルを１０ｕＨにした際の波形を示し、図１７は外部コイルを５６ｕＨにした際の波形を示す。

図１７において、駆動信号１２４を印加して、ピエゾ素子に供給される電圧波形１２５は、ほぼ正弦波を示している。図１６では、図１７と同じ周波数、同じデューティの駆動信号１２２を印加したにもかかわらず、ピエゾ素子に供給される電圧波形１２３は、正弦波とは全くいえない電圧波形となってしまう。この場合、超音波モータが動かない、あるいは耳障りな騒音の原因となる。このため、単に外部コイル１０１の値を小さくすることは出来ない。

本発明は、上記のような不具合なく、電流を上昇することなく低速駆動を可能にした超音波モータを提供することを目的とする。

本発明の超音波モータの速度制御装置は、超音波モータの応答周波数範囲の周波数信号を決定するＰＩＤ制御手段と、前記周波数信号を分割することにより前記周波数信号よりも高周波である他の周波数信号を生成する周波数信号生成手段と、前記他の周波数信号をもとに、パルス幅を制御したＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御手段と、前記ＰＷＭ信号に基づいて正弦波を生成する正弦波生成手段と、を具備し、前記正弦波生成手段の定数は、前記超音波モータの外部共振周波数が、前記応答周波数範囲の最小値の２倍以上となるような値である、ことを特徴とする。

本発明においては、超音波モータ駆動時、特に低速駆動時における電流を低減できる。このため、電池駆動やネットワークケーブル等を電源としている機器においても低速駆動が低消費電流で駆動できるようになり、超音波モータの応用範囲を広げることができる効果がある。また、すでに超音波モータを採用している機器においても、本発明を実施することにより、低速駆動を低消費電流で駆動できるようになり、環境性を考えた機器を製品化できる効果がある。また、本発明においては、コイルを従来よりも小さい定数を使用可能である。コイルの定数を小さくすることにより、コイルの小型化、低価格化を実現できる効果がある。

（第１の実施形態）
以下、本発明を実施した第１の実施形態を説明する。本実施形態に係る超音波モータは、内蔵するピエゾに正弦波を供給することにより、電気共振し、電気共振が機械共振に変換される。内蔵するピエゾは複数のエリアに分割され、分割されたエリアに、９０度位相が異なる正弦波信号（周波数信号）を供給することにより、機械共振が回転運動となり、超音波モータは回転する。

以下の説明で、駆動回路から出力され、外付けコイル(図１３図示の１０１)に供給される信号を駆動信号と呼び説明する。また、外付けコイルを介して超音波モータに供給される信号をＵＳＭ供給信号と呼び説明する。また、９０度位相の異なるＵＳＭ供給信号をＡ相供給信号及びＢ相供給信号として説明する。

なお、超音波モータに供給されるＵＳＭ供給信号は、上記説明したように正弦波でなければならない。ただし、従来技術で説明した図１３における外付けコイル１０１に加える駆動信号は、正弦波でなくてもよい。従来技術においても方形波である。

本実施形態においては、図２のタイミング図に示すように、図１３に図示した外付けコイル１０１には、３２に示す高周波のＰＷＭ信号を駆動信号として供給し、コイルにより積分することで超音波モータには３０に示す正弦波駆動信号を供給するようにしている。

なお、図２に示したタイミング図で、３２のＰＷＭ信号は、１周期の時間３１を１８分割したＰＷＭ信号を示しているが、本実施形態での、以降の説明では３２分割した場合の例を説明する。

図１は、高周波のＰＷＭ信号をもとに、外付けコイル１０１を介して生成される駆動信号をシミュレーションした波形である。

図１において、４０は駆動信号を示し、４１はＵＳＭ供給信号を示す。ＵＳＭ供給信号４１に示すようにほぼ正弦波が生成され、超音波モータに供給される。ＵＳＭ供給信号として、正弦波が供給されることにより、超音波モータは電気共振し、電気共振が機械共振に変換され、９０度位相が異なるＡ相供給信号と、Ｂ相供給信号を超音波モータに供給することにより、回転運動が本実施形態において可能となる。

図１においては、図１３に示した外付けコイル１０１の値を１０ｕＨにしてシミュレーションした。従来例では、図１６に示したように、コイルを小さくするとＵＳＭ供給信号に歪が生じていた。しかしながら、本実施形態においては、図１に示すようにほぼ正弦波が生成可能となり、図１６に示したような波形歪がなく、従来例における課題を解決している。

図５及び図６は、従来技術の方形波駆動における電流と、本実施形態における駆動方法での電流を示す。横軸が周波数で、縦軸が電流である。

図５において、６０は方形波駆動で、５６ｕＨのコイルを用いた際の電流を示す。図１４で示した電流カーブと同じく、５８．７６ＫＨｚに電流のピークがある。

６１は本実施形態における駆動方法で、１０ｕＨのコイルを用いた際の電流を示す。
１３９ＫＨｚに電流のピークがある。

図６は、図５の電流カーブを駆動周波数範囲（応答周波数範囲）３６．７ＫＨｚから４４ＫＨｚの部分を拡大して表示した電流カーブである。駆動周波数上限の４４ＫＨｚにおいて、従来方式の方形波駆動では、６２に示すように約０．４７Ａであったが、本実施形態を用いた駆動方式によれば、約０．２３Ａとなり半減している。

本実施形態では、低速駆動時、駆動信号の周波数が高周波(図６の例では４４ＫＨｚ)になっても、電流の上昇が少なくなり、本発明の目的を達成している。

従来技術の課題として図１６と共に説明したように、従来技術の方形波駆動においては、外付けコイルの値を小さくすると、波形に歪みが生じる不具合があった。方形波駆動による、駆動周波数が外部共振周波数の１／２よりも小さい周波数にすると、ＵＳＭ供給信号がひずみ始める。このため、外部共振周波数が、駆動周波数の最小周波数の２倍以下になるよう、外付けコイル(図１３の１０１)を設定する必要があった。

なお、従来技術の一例によれば、外部共振周波数は図１３に図示したコイル１０１とコンデンサ１０２での共振周波数であり、５８．７６ＫＨｚである。

また、従来技術の一例によれば、図１４に示したように駆動周波数範囲は、３６．７ＫＨｚから４４ＫＨｚであり、最小周波数は、３６．７ＫＨｚである。つまり、５８．７６ＫＨｚ＜３６．７ＫＨｚ×２を満足している。

本実施形態においては、外付けコイルを小さくしても従来技術による方形波駆動のように波形歪みが発生しない。言い換えれば、駆動周波数範囲の最小周波数の２倍以上に外部共振周波数を設定しても良い。このため本実施形態によれば、外付けコイルを小さく１０ｕＨにして、外部共振周波数を１３９ＫＨｚとしている。つまり、１３９ＫＨｚ＞３６．７ＫＨｚ×２となっている。

図３は、第１の実施形態における、超音波モータの速度制御装置のブロック図を示す。図３において、１０は電源回路であり、各制御部のロジック回路への３．３Ｖなどの電源を供給すると共に、Ａ相のブリッジ回路１６，Ｂ相のブリッジ回路２３にモータ駆動用の電圧を供給する。

１１はクロックパルスジェネレータ(ＣＰＧ)であり、各制御部へ処理タイミングの基本タイミングとなるクロックパルスを供給する。１２はパラメータ設定部であり、外部装置から受け取る目標位置情報に基づき、加速時間、減速時間、定速時の速度などを求め、ＰＩＤ制御部１３に供給する。

ＰＩＤ制御部１３は、パラメータ設定部１２からのパラメータと、速度検出部２１からの速度情報に基づき、駆動周期を求める制御部である。ＰＩＤ制御部１３は、速度検出部２１からの速度情報が、目標とする速度よりも低いと、駆動周期を長くし、駆動周波数を低くするように制御する。また、目標とする速度より高いと、駆動周期（最大パルス幅）を短くし、駆動周波数を高くするように制御する。

ここでＰＩＤ制御部１３が求める駆動周期は、従来技術で説明した図１４の駆動周波数範囲(一例では、３６．７ＫＨｚから４４ＫＨｚ)の範囲内で、求める周期である。

例えば、駆動周波数が、３６．７ＫＨｚである場合、ＰＩＤ制御部１３が求める駆動周期は１/３６．７ＫＨｚ＝２７．２５ｕＳとなる。周期分割部１４は、ＰＩＤ制御部１３が求めた駆動周期を細かく分割して、高周波にする処理部である。

本実施形態では、駆動周期を周期分割部１４で、３２分割するようにしており、例えばＰＩＤ制御部１３が求めた駆動周期が、２７．２５ｕＳの場合は、２７．２５ｕＳ÷３２＝０．８５１ｕＳとなる。

ＰＷＭ制御部１５は、２２のルックアップテーブル(ＬＵＴ)に前もって書き込まれたデューティデータに基づき、細分化されたＰＷＭ信号を生成する制御部である。コイルに供給するＡ相のブリッジ回路１６，Ｂ相のブリッジ回路２３出力信号の、駆動信号と区別するため、ＰＷＭ制御部１５からの出力をＰＷＭ信号と記載し、以降説明する。

１６はＡ相ブリッジ回路であり、ＰＷＭ信号を電流増幅して駆動信号を出力し、コイル１７を介して超音波モータのＡ相のピエゾ素子１９に通電する。２３はＢ相ブリッジ回路であり、ＰＷＭ信号を電流増幅して駆動信号を出力し、コイル１８を介して超音波モータのＢ相のピエゾ素子２４に通電する。

超音波モータのＡ相のピエゾ素子１９および、超音波モータのＢ相のピエゾ素子２４に通電されるＵＳＭ供給信号は、図１の４１に示すようにＰＷＭ信号を積分した正弦波となる。また、超音波モータのＢ相のピエゾ素子２４に通電されるＢ相供給信号は、Ａ相のピエゾ素子１９に通電されるＡ相供給信号と比べ、９０度位相が遅れたＢ相供給信号となるよう、ＰＷＭ制御部１５で制御する。

２０はエンコーダであり、超音波モータの回転に応じて、エンコーダパルスを発生する。速度が遅いと、エンコーダパルスの周期が長くなり、回転速度が速いと、エンコーダパルスの周期が短くなる。

速度検出部２１は、エンコーダパルスをもとに、速度を算出する回路である。ＰＷＭ制御部１５の処理および、Ａ相のブリッジ回路１６，Ｂ相のブリッジ回路２３の動作を図２のタイミング図、および図４のブリッジ回路図と共に説明する。

図４のブリッジ回路図において、図３と同じブロックについては、同一番号を記載して説明する。図２のタイミング図において、３０はコイル１７および１８を介して接続されている１９の超音波モータに供給されるＵＳＭ供給信号を示す。３０の正弦波の周期３１は、ＰＩＤ制御部１３が求めた周期である。

駆動周波数が、例えば３６．７ＫＨｚである場合は、３０の正弦波の周期３１は２７．２５ｕＳになる。

信号３２はＰＷＭ制御部１５が生成するＰＷＭ信号である。ＬＵＴ２２のデータに応じて、パルス幅を決定、変更する。３２のＰＷＭ信号の１周期(図中３４)は、周期分割部１４で求めたＰＷＭ信号の周期（最大パルス幅）である。

ＰＷＭ信号３２のデューティは、正弦波３０の電圧レベルに比例するよう、２２のＬＵＴに記憶されている。電圧レベルが低いときは、デューティは低くしＯＮ時間を短く、ＯＦＦ時間を長く設定している。電圧レベルが高いときは、デューティは高くしＯＮ時間を長く、ＯＦＦ時間を短く設定している。

図４は、図３のＡ相ブリッジ回路１６の詳細を示したブリッジ回路図である。Ｂ相ブリッジ回路２３も同様の回路である。本実施形態では、図４に示すようにハーフブリッジで駆動信号を生成している。

図２のＰＷＭ信号３２を、電流増幅し、１９の超音波モータのＡ相に通電するのが、Ａ相ブリッジ回路１６である。図２に示すＰＷＭ信号３２をもとに、高周波の周波数信号を生成する本実施形態における周波数信号生成手段であるＦＥＴ５０及び５２を制御する。

ＰＷＭ信号３２がハイレベルのときは、ＦＥＴ５０をＯＮ、ＦＥＴ５２をＯＦＦにする。ＦＥＴ５０をＯＮ状態にすることにより、コイル１７を介して電流が、ＦＥＴ５０から流れ、電極間容量であるコンデンサ５４に充電する。

図１のシミュレーションで、ＵＳＭ供給信号の電位が上昇している部分である。ＰＷＭ信号３２がローレベルのときは、ＦＥＴ５０をＯＦＦ、ＦＥＴ５２をＯＮにする。ＦＥＴ５２をＯＮ状態にすることにより、電極間容量であるコンデンサ５４にためられた電荷が、ローレベルのパルス幅に応じて放電する。

このように制御することで、図２に図示した正弦波３０をＵＳＭ供給信号として生成可能となり、正弦波を１９のＵＳＭ＿Ａ相（Ａ相のピエゾ素子）に供給可能となる。

以上、本実施形態につき説明した。本実施形態では、駆動信号を高周波のＰＷＭ信号をもとに生成し、コイルに供給することにより、超音波モータに供給する正弦波を生成することが可能となる。

また、高周波のＰＷＭ信号を駆動信号とすることにより、外付けコイルの定数を小さくでき、低速駆動時の電流を低減することが可能となる。

なお、本実施形態によれば、周期分割部１４にて、駆動周期を３２分割しているが、４８分割や、６４分割のようにもっと細かく分割しても良い。あるいは、１ＭＨｚなどの高周波を重畳させ、パルス数を増減する方法で、高周波を生成しても良い。

また、本実施形態では、ＰＷＭ制御部１５で、ＬＵＴ２２を参照して、パルスデューティを設定する方法を用いているが、正弦波の角度ごとの電圧を計算して、パルスデューティを設定する方法を用いてもよい。

（第２の実施形態）
以下、本発明を実施した第２の実施形態を図７および図８と共に説明する。本実施形態は、第１の実施形態において、図４で説明したハーフブリッジ回路をフルブリッジ回路に変更した実施形態である。

図８において、図４に示したブリッジ回路と同一素子については、同一番号を記載し説明する。同様に図８において、図２と同一部分については、同一番号を記載して説明する。

図７で３８は、３６の期間、ＰＷＭ制御部１５から出力されるＰＷＭ信号であり、図８図示のＦＥＴ５０からＦＥＴ５３に電流を流し、外付けコイル１７を介して生成される駆動信号を、プラス電位にするＰＷＭ信号である。

図７の３３は、３７の期間、ＰＷＭ制御部１５から出力されるＰＷＭ信号であり、図８図示のＦＥＴ５１からＦＥＴ５２に電流を流し、外付けコイル１７を介して生成される駆動信号を、マイナス電位にするＰＷＭ信号である。

図８のフルブリッジ回路につき説明する。図７の３６の期間、ＰＷＭ信号３８がハイレベルのときは、ＦＥＴ５０、５３をＯＮ、ＦＥＴ５１、５２をＯＦＦにする。ＦＥＴ５０，５３をＯＮ状態にすることにより、コイル１７を介して電流が、ＦＥＴ５０から流れ、電極間容量であるコンデンサ５４がプラス電位に充電される。

ＰＷＭ信号３８がローレベルのときは、ＦＥＴ５０，５１をＯＦＦ、ＦＥＴ５２，５３をＯＮにする。ＦＥＴ５２をＯＮ状態にすることにより、電極間容量であるコンデンサ５４にためられた電荷が、ローレベルのパルス幅に応じて放電する。

ＰＷＭ信号３８により、駆動信号３０の、図７に図示した３５の中点電位よりも高い電位の部分が生成される。図７の３７の期間、ＰＷＭ信号３３がハイレベルのときは、ＦＥＴ５１、５２をＯＮ、ＦＥＴ５０、５３をＯＦＦにする。ＦＥＴ５１、５２をＯＮ状態にすることにより、Ａ相のピエゾ素子１９およびコイル１７を介して電流が、ＦＥＴ５１から流れ、電極間容量であるコンデンサ５４がマイナス電位に充電される。

ＰＷＭ信号３３がローレベルのときは、ＦＥＴ５０，５１をＯＦＦ、ＦＥＴ５２，５３をＯＮにする。ＦＥＴ５２をＯＮ状態にすることにより、電極間容量であるコンデンサ５４にためられた電荷が、ローレベルのパルス幅に応じて放電する。ＰＷＭ信号３３により、駆動信号３０の、図７に図示した３５の中点電位よりも低い電位の部分が生成される。

このように制御することで、外付けコイル１７を介して生成される駆動信号は、図７に図示した３５を中点としてプラスとマイナスにスイングする駆動信号を生成可能となる。

第１の実施形態に比べ、電圧スイング幅が倍となる。なお、本実施形態では、ＰＷＭ信号がローレベルのときは、ＦＥＴ５２，５３をＯＮにし、電極間容量であるコンデンサ５４にためられた電荷を放電するように制御しているが、放電しないように制御しても良い。すなわち、ＰＷＭ信号がローレベルのとき、すべてのＦＥＴ（５１，５２，５３，５４）をＯＦＦにするよう制御しても良い。

あるいは、駆動信号３０の電圧を上昇させる期間：４２，４４の期間だけ、ＰＷＭ信号がローレベルのとき、すべてのＦＥＴ（５１，５２，５３，５４）をＯＦＦにするよう制御しても良い。

同様に、ＰＷＭ信号がハイレベルのときは、ＦＥＴ５０，５３または５１，５２をＯＮにし、電極間容量であるコンデンサ５４に電荷を充電するように制御しているが、決められた区間充電しないように制御しても良い。すなわち、駆動信号３０の電圧を下降させる期間：４３，４５の期間だけ、ＰＷＭ信号がハイレベルのとき、すべてのＦＥＴ（５１，５２，５３，５４）をＯＦＦにするよう制御しても良い。

（第３の実施形態）
以下、本発明を実施した第３の実施形態を説明する。本実施形態は、駆動周波数により、ＰＷＭ信号の最大デューティを制御する回路を追加し、低速時における電流をより低減した実施形態である。

図１１は、本実施形態におけるブロック図を示す。第１の実施形態におけるブロック図、と同じブロックについては、同一番号を記載し、説明を省略する。

図１１において、最大デューティ設定部７３はＰＩＤ制御部１３が求める駆動周期に基づき、最大デューティを設定する。ＰＷＭ制御部１５において、ＰＷＭ信号のデューティを設定する際、ＬＵＴ２２からのデータに基づき設定する。

本実施形態では、ＬＵＴ２２のデータにより、そのままＰＷＭデューティを設定するのではなく、最大デューティ設定部７３にて設定された最大デューティを、乗算器７４にて掛け合わせる。これにより、ＰＩＤ制御部１３で求めた駆動周期により、ＰＷＭ信号のパルス幅を制御することが可能となる。

図１２はＰＷＭ信号の、最大デューティに応じたイメージを示す。８０は最大デューティ設定部７３にて設定された最大デューティが１００％の場合のＰＷＭ信号である。８１は最大デューティが７５％、８２は最大デューティが５０％のＰＷＭ信号を示す。ＰＷＭ信号のデューティが減少することにより、外部コイル１７および１８を経由して超音波モータに供給される駆動信号の電圧は低下する。

ＵＳＭ供給信号の波形を図９に示す。図９において、７０は最大デューティが１００％のときのＵＳＭ供給信号、７１は最大デューティが７５％のときのＵＳＭ供給信号、７２は最大デューティが５０％のときのＵＳＭ供給信号を示す。最大デューティにより、ＵＳＭ供給信号の電圧が低下している。

図１０は、周波数に応じた超音波モータ内にある、ピエゾ素子の電流カーブを示す。図１０において、図５と同じ電流カーブは同一番号を記載している。第１の実施形態では、ＰＷＭ信号を外部コイルに供給することにより、６３に示すように電流が減少した。

本実施形態では、周波数に応じて、ＰＷＭ信号の最大デューティを変更することで、７５に示すように、特に高周波になるほど電流の減少を図ることが可能となる。

以上、第３の実施の形態につき説明した。本実施形態では、ＰＷＭ信号の最大デューティを規定することにより、ＵＳＭ供給信号の電圧を低下させることが可能となり、第１の実施形態以上に、低速時における電流を低下することが可能となる。

なお、本発明の方法は、コンピュータ等にインストールしたプログラムによっても実現できることは当然である。

本発明の第１の実施形態におけるＵＳＭ供給信号を示すタイミング図である。 本発明の第１の実施形態における、ＰＷＭ信号及びＵＳＭ供給信号を示すイメージ図である。 本発明の第１の実施形態における、超音波モータの速度制御装置のブロック図である。 本発明の第１の実施形態におけるブリッジ回路の回路図である。 本発明の第１の実施形態での、周波数（０から１６０ＫＨｚ）と電流の関係を示したグラフに係る図である。 本発明の第１の実施形態での、周波数（３６Ｋから４４ＫＨｚ）と電流の関係を示すグラフに係る図である。 本発明の第２の実施形態における、ＰＷＭ信号及びＵＳＭ供給信号を示すイメージ図である。 本発明の第２の実施形態におけるブリッジ回路の回路図である。 本発明の第３の実施形態における、ＵＳＭ供給信号の電圧レベルを示したイメージ図である。 本発明の第３の実施形態での、周波数（３６Ｋから４４ＫＨｚ）と電流の関係を示すグラフに係る図である。 本発明の第３の実施形態における、超音波モータの速度制御装置のブロック図である。 本発明の第３の実施形態における、ＰＷＭ信号を示したイメージ図である。 従来技術における、超音波モータに使用されているピエゾ素子等価回路を示した図である。 従来技術での、周波数（３４Ｋから６９ＫＨｚ）と電流の関係を示したグラフに係る図である。 従来技術での駆動信号とＵＳＭ供給信号の関係を示したタイミング図である。 従来技術での駆動信号とＵＳＭ供給信号の関係を示したタイミング図である。 従来技術での駆動信号とＵＳＭ供給信号の関係を示したタイミング図である。 従来技術での、周波数（３６Ｋから４４ＫＨｚ）と電流の関係を示したグラフに係る図である。

符号の説明

１０ 電源回路
１１ クロックパルスジェネレータ(ＣＰＧ)
１２ パラメータ設定部
１３ ＰＩＤ制御部
１４ 周期分割部
１５ ＰＷＭ制御部
１６ Ａ相ブリッジ回路
１７，１８ コイル
１９ Ａ相のピエゾ素子
２０ エンコーダ
２１ 速度検出部
２２ ＬＵＴ
２３ Ｂ相ブリッジ回路
２４ Ｂ相のピエゾ素子
５０〜５３ ＦＥＴ
５４ コンデンサ
７３ 最大デューティ設定部

Claims (3)

1. 超音波モータの応答周波数範囲の周波数信号を決定するＰＩＤ制御手段と、
   前記周波数信号を分割することにより前記周波数信号よりも高周波である他の周波数信号を生成する周波数信号生成手段と、
   前記他の周波数信号をもとに、パルス幅を制御したＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御手段と、
   前記ＰＷＭ信号に基づいて正弦波を生成する正弦波生成手段と、を具備し、
   前記正弦波生成手段の定数は、前記超音波モータの外部共振周波数が、前記応答周波数範囲の最小値の２倍以上となるような値である、超音波モータの速度制御装置。
2. 前記ＰＩＤ制御手段が生成する前記周波数信号の周期に基づき、前記ＰＷＭ制御手段で生成される前記ＰＷＭ信号の最大パルス幅を決定する最大デューティ設定手段を設けることを特徴とする請求項１に記載の超音波モータの速度制御装置。
3. ＰＩＤ制御手段が、超音波モータの応答周波数範囲の周波数信号を決定するＰＩＤ制御工程と、
   周波数信号生成手段が、前記周波数信号を分割することにより、前記周波数信号よりも高周波である他の周波数信号を生成する周波数信号生成工程と、
   ＰＷＭ制御手段が、前記他の周波数信号をもとに、パルス幅を制御したＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御工程と、
   正弦波生成手段により、前記ＰＷＭ信号に基づいて、正弦波駆動信号を生成する工程と、を有し、
   前記応答周波数範囲の最小値を、前記超音波モータの外部共振周波数の１／２倍以下となるように制御する超音波モータの速度制御方法。

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