JP5401213B2 - 二次励磁発電装置及び二次励磁可変速発電電動装置 - Google Patents

Description

本発明は、二次励磁用電力変換器を用いた交流励磁発電機、又は二次励磁可変速発電電動装置に関する。

二次励磁用電力変換器を用いた交流励磁型発電機、又は二次励磁可変速発電電動装置は、従来の固定速度同期機と同様に無効電力出力を制御できる上、同期速度周辺の回転速度範囲内で高速トルク制御あるいは高速有効電力制御が実現できる。このため、従来の固定速度発電電動装置と比べてポンプ水車システムや風力発電システムなどの原動機をより広い運転条件で最適運転できる利点がある。また、回転部分のフライホイールエネルギーを一時的に電力系統に放出・吸収することにより電力系統の周波数安定化に寄与できる利点がある。

一方、二次励磁用電力変換器は発電機の電機子容量よりも小さくできるものの、従来の固定速同期機の励磁用電力変換器と比べてはるかに容量も大きくなるだけでなく回路も複雑となる。このため、従来の固定速同期機の励磁用電力変換器と同等の過電流耐量を確保するのも励磁頂上電圧を確保するのも経済的に困難となる。

このため、商用系統側に異常が発生した時には励磁巻線過電流に対する短絡回路を動作させ、励磁用電力変換器をバイパスして過電流容量を抑える方法が一般的に採用されている。特に、短絡回路の電流を抑えるために抵抗を介して短絡する場合、発電電動機のトルクは二次抵抗短絡の巻線型誘導機トルクに急変する上に回転速度によってトルクは大きく変わる。この結果、発電装置の運転は継続できても、電力系統に大きな動揺を与えて系統を不安定化させ、結果的に需要家への電力供給を継続できない欠点があった。

この欠点に対応するため、従来は〔非特許文献１〕に示されたようにサイリスタ変換器を逆並列接続した他励式二次励磁電力変換器で励磁過電圧を検出すると励磁電流指令とは逆極性の電力変換器を点弧して運転継続する方法が開示されている。また、電力用半導体素子の電流値から発生損失を演算し、冷却水温から素子ジャンクション温度を常時演算し、ジャンクション温度で保護することによって過電流保護に時限を持たせ、半導体素子のジャンクション温度限界まで運転継続する方法を採用して短絡回路の動作を最小限に抑えることも行われている。

一方、近年の自己消弧型半導体電力素子の技術進歩は著しく、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などを適用した自励式電力変換器の大容量化，高圧化が進んでいる。自励式電力変換器には変換器力率の調整機能，パルス幅変調（ＰＷＭ）周波数の調整による発生高調波流出量の最適化調整など、他励式変換器にはない利点がある。一方、電力系統側の異常時にも運転継続が要求される二次励磁発電装置の場合、自己消弧型半導体電力変換素子を使った変換器では短時間の過電流耐量を経済的に確保するのが難しいという問題がある。これはサイリスタなどの従来素子がジャンクション温度上限まで短時間の過電流耐量を持たせることができるのに対し、自己消弧素子の電流素子定格が瞬時の電流遮断容量で決まることによる。

日立評論（HITACHI REVIEW）１９９５ Vol.４４

本発明で解決しようとする課題は、二次励磁電力変換器に使用する半導体素子の電流定格を最小化しても、交流発電電動機の回転子励磁側回路のバイパス回路短絡装置を設けずに、系統事故時の励磁制御停止期間を最短にして二次励磁制御運転を再開可能にすることを実現する。

上記課題を達成するために、本発明は交流系統に固定子側電機子巻線が接続された巻線型誘導機と、この巻線型誘導機の回転子側励磁巻線に交流側端子が接続された三相ブリッジ結線の各アームには自己消弧型半導体素子としてＩＧＢＴと逆並列ダイオード、あるいは自己消弧型半導体素子としてＭＯＳＦＥＴが接続され、前記自己消弧型素子をパルス幅変調制御する第１の電力変換器と、この第１の電力変換器の直流側端子間に接続された直流コンデンサと、この直流コンデンサの両極端子に直流側端子が接続され、前記交流系統に交流側端子が接続された第２の電力変換器と、前記巻線型誘導機の励磁巻線電流を検出する励磁電流センサと、前記交流系統周波数と前記巻線型誘導機回転子周波数の差に等しいすべり周波数の励磁電流指令値を演算し、前記励磁電流センサからの励磁電流検出値が前記励磁電流指令値に一致するように第１の点弧パルス指令を出力する励磁電流制御装置と、この第１のパルス点弧指令を前記第１の電力変換器の自己消弧型半導体素子に入力する構成の二次励磁発電装置において、前記励磁電流検出器からの電流絶対値が最小の相を識別する機能と、この最小の相を除く２相と正極間および負極間の自己消弧型半導体素子には前記直流コンデンサを充電するようにオンオフ固定した点弧パルスを与え、前記最小の相と正極および負極間の自己消弧型半導体素子には前記最小の相の電流検出値から演算したパルス変調率の点弧パルスを与え、この点弧パルスと前記オンオフ固定した点弧パルスとを第２のパルス指令として出力するパルス指令器と、前記第１のパルス指令と、前記第２のパルス指令とを双方向に切り替えて前記第１の電力変換器に出力するパルス切り替え器を設け、このパルス切り替え器は、前記励磁電流センサからの検出電流値の絶対値が過電流設定レベル１を超えたことを含む条件に第１のパルス指令から第２のパルス指令に切り替え、前記励磁電流センサからの検出電流値の絶対値が３相ともに過電流電流設定レベル２以下になったことを含む条件に前記第２のパルス指令から、第１のパルス指令に切り替えることを特徴とするものである。

また、本発明は交流系統に固定子側電機子巻線が接続された巻線型誘導機と、この巻線型誘導機の回転子側励磁巻線に交流側端子が接続された三相ブリッジ結線の各アームには自己消弧型半導体素子としてＩＧＢＴと逆並列ダイオード、あるいは自己消弧型半導体素子としてＭＯＳＦＥＴが接続され、前記自己消弧型素子をパルス幅変調制御する第１の電力変換器と、この第１の電力変換器の直流側端子間に接続された直流コンデンサと、この直流コンデンサの両極端子に直流側端子が接続され、前記交流系統に交流側端子が接続された第２の電力変換器と、前記巻線型誘導機の励磁巻線電流を検出する励磁電流センサと、前記交流系統周波数と前記巻線型誘導機回転子周波数の差に等しいすべり周波数の励磁電流指令値を演算し、前記励磁電流センサからの励磁電流検出値が前記励磁電流指令値に一致するように第１の点弧パルス指令を出力する励磁電流制御装置と、この第１のパルス点弧指令を前記第１の電力変換器の自己消弧型半導体素子に入力する構成の二次励磁発電装置において、前記励磁電流検出器からの電流絶対値の大小順に第１相，第２相，第３相を識別する機能と、前記第１相の電流検出値の極性を判別し、前記直流コンデンサを充電する方向に前記第１相と正極間の自己消弧型半導体素子Ｐ１または負極間の自己消弧型半導体素子Ｎ１の何れかの点弧パルスをオン側に反対側をオフ側に固定し、前記第２相と正極間の自己消弧素子Ｐ２への点弧パルスは前記Ｎ１への点弧パルスと同一側に、第２相と負極間の自己消弧型半導体素子Ｎ２への点弧パルスは前記Ｐ１への点弧パルスと同一側に固定し、前記第３相と正極間の自己消弧素子Ｐ３及び負極間の自己消弧素子Ｎ３には前記第３相の電流検出値から演算したパルス変調率の点弧パルスを第２の点弧パルス指令として出力するパルス指令器と、前記第１のパルス指令と、前記第２のパルス指令とを双方向に切り替えて前記第１の電力変換器に出力するパルス切り替え器を設け、このパルス切り替え器は、前記励磁電流センサからの検出電流値の絶対値が過電流設定レベル１を超えたことを含む条件に第１のパルス指令から第２のパルス指令に切り替え、前記励磁電流センサからの検出電流値の絶対値が３相ともに過電流電流設定レベル２以下になったことを含む条件に前記第２のパルス指令から、第１のパルス指令に切り替えることを特徴とするものである。

更に、本発明は二次励磁発電装置において、前記励磁電流検出器からの検出電流値いずれかの絶対値が過電流設定レベル１を超えた時に電流絶対値が最小の相または第３相と正極および負極間の自己消弧型半導体電力変換素子への第２のパルス指令を構成する点弧パルスを、最小の相または第３相の電流絶対値が設定値以下の時はパルス変調率を５０％に固定し、前記設定値を超えた時は前記直流コンデンサを充電する方向に点弧パルスをオンオフ固定する事を特徴とするものである。

更に、本発明は二次励磁発電装置において、前記励磁電流検出器からの検出電流値いずれかの絶対値が過電流設定レベル１を超えた時に電流絶対値が最小の相または第３相と正極および負極間の自己消弧型半導体電力変換素子への第２のパルス指令を構成する点弧パルスを、最小の相または第３相の電流絶対値が設定値以下の時はパルス変調率を５０％に固定し、前記設定値を超えた時は前記直流コンデンサを放電する方向に点弧パルスをオンオフ固定する事を特徴とするものである。

更に、本発明は二次励磁発電装置において、前記交流系統に接続した整流回路と、この整流回路の負側出力端子は前記直流コンデンサの負側端子に接続し、この整流器の正側出力端子に第１のダイオードのコレクタ端子を接続し、前記直流コンデンサの正側端子に第２のダイオードのコレクタ端子を接続し、前記第１第２のダイオードのエミッタ側端子を共通に接続した高値選択用ダイオード回路と、このダイオード回路のエミッタ端子を正側入力端子，負側入力端子を前記直流コンデンサの負側端子に接続した直流電圧調整器とを設け、この直流電圧調整器の出力を前記励磁電流制御装置などの電源として接続することを特徴とするものである。

更に、本発明は二次励磁発電装置において、前記直流コンデンサの直流電圧センサと、抵抗と自己消弧型半導体素子ＰＮを直流接続した能動型直流電圧抑制回路を前記直流コンデンサの端子間に並列接続し、前記直流コンデンサの端子間電圧を検出する直流電圧検出器とを設け、この直流電圧検出値が設定範囲を超えた時に前記直流電圧抑制回路の自己消弧型半導体素子ＰＮをオンオフ制御して直流電圧を抑制する構成としたことを特徴とするものである。

更に、本発明は二次励磁発電装置において、酸化亜鉛などの非線形抵抗からなる受動型電圧抑制回路を前記直流コンデンサの端子間に並列接続し、前記直流コンデンサの端子間電圧が許容上限値近くまで上昇した時に受動型電圧抑制回路に通流開始して直流電圧を抑制する構成としたことを特徴とするものである。

更に、本発明は二次励磁発電装置において、前記巻線型誘導機の回転子側励磁巻線と前記励磁電流検出器の間に電流バイパス回路を設け、過電流設定レベル３は前記過電流設定レベル１よりも大きな値であって、前記励磁電流センサからの電流絶対値がこの過電流設定レベル３を超えた時に前記バイパス回路を点弧し、前記第１の電力変換器の自己消弧素子への点弧指令を全てオフにすることを特徴とするものである。

更に、本発明は二次励磁発電装置において、前記巻線型誘導機の回転子側励磁巻線と前記励磁電流検出器の間に電流バイパス回路と、前記直流コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出器とを設け、この直流電圧検出器からの値が設定範囲を超えた時に前記バイパス回路を点弧し、前記第１の電力変換器の自己消弧素子への点弧指令を全てオフにすることを特徴とするものである。

更に、本発明は二次励磁発電装置において、前記励磁電流検出器からの励磁電流と前記第１の電力変換器への点弧指令から素子発熱量を推定演算し、この素子発熱量を熱容量模擬の位相遅れ回路に入力する温度推定回路とを設け、この温度推定回路の推定温度が設定値を超えた時に前記バイパス回路を点弧し、前記第１の電力変換器の自己消弧素子への点弧指令を全てオフにすることを特徴とするものである。

また、上記課題を達成するために、本発明は交流系統に三相の固定子側巻線が接続された巻線型誘導機と、該巻線型誘導機の三相の回転子側巻線に交流側端子が接続された半導体素子を有する第１の電力変換器と、該第１の電力変換器の直流側端子間に接続された直流コンデンサと、該直流コンデンサの両極端子に直流側端子が接続され、前記交流系統に交流側端子が接続された第２の電力変換器と、前記第１の電力変換器からの各相毎の励磁電流を検出する励磁電流検出センサと、前記巻線型誘導機の運転状態に応じて前記第１の電力変換器からの励磁電流を制御する第１の点弧パルス指令を出力する励磁電流制御装置と、該第１のパルス点弧指令を前記第１の電力変換器の半導体素子に入力することを特徴とする二次励磁発電装置において、前記直流コンデンサを充電する方向に前記第１の電力変換器の３相中の少なくとも１相の正側，負側の半導体素子の点弧パルスをオン側、又はオフ側に固定することを特徴とする二次励磁発電装置。

更に、本発明は二次励磁発電装置において、前記直流コンデンサが接続されている正側端子と負側端子間を前記励磁電流制御装置の電源をとして用いることを特徴とするものである。

更に、本発明は二次励磁発電装置において、前記直流コンデンサが接続されている正側端子と負側端子間に直流電圧調整器とを設け、該直流電圧調整器の出力を前記励磁電流制御装置の電源として用いることを特徴とするものである。

更に、本発明は前述の二次励磁発電機能を備えたことを特徴とする二次励磁可変速発電電動装置を提供することにある。系統事故などで発生する励磁過電流を検出し、３相の励磁電流絶対値の最大相と２番目に大きな相の自己消弧型素子へのゲートを固定してスイッチングによる素子故障を防止し、残る最小電流相の自己消弧素子はその電流絶対値が設定値以下の場合は通流率一定のパルス幅変調し、電流絶対値が設定値以上の場合はオンあるいはオフにゲートを固定する。このゲートパターンによって直流コンデンサ端子間の短絡を防ぎながら系統動揺の収束を待ち、３相の励磁電流値が全て設定値以下になった時点で通常の励磁電流制御装置からのパルス指令によってパルス幅変調を再開させることにした。

ここで、１番目に大きな相の電流検出値の極性を判別し、前記直流コンデンサを充電する方向に前記Ｐ１またはＮ１への点弧パルスをオン側に、反対側をオフ側に固定すると、常に直流コンデンサを充電する方向に電流が流れる。これによって直流電圧喪失を防ぐ、ことができる。

残る３番目の相は、その変調率によって直流コンデンサの充電電流が異なる。直流コンデンサを充電する方向にＰ３あるいはＮ３をオン側に固定すると、充電電流は１番目の相の電流値の絶対値に等しく最大となる。逆側に固定すると充電電流は２番目の電流値の絶対値と等しく最小となる。結果的に後者の方が直流電圧上昇を抑えやすくなる。変調率が５０％の場合は最大と最小の中間となる。

一方、トルク変動と直流電圧上昇はトレードオフの関係にある。系統側異常時のモードによって３番目の相の固定方法を切り替える方法も考えられる。例えば系統側電圧から１線地絡故障と判断した場合はトルク変動優先で３番目の相を充電側に固定、３線地絡故障の場合は直流電圧抑制優先で３番目の相を放電側に固定する方法が考えられる。しかし、一般的には第３相の電流絶対値が閾値を超えた時は放電側に固定するのが良い場合が多い。

交流励磁発電電動機の励磁過電流検出装置に３相励磁電流の大小関係を判別する機能を設け、電流最大相と２番目に大きな相がダイオード動作で直流コンデンサを充電するように点弧パルスを固定し、３番目の相を電流検出値に応じて通流率を制御することで直流コンデンサの端子間短絡から保護し、直流コンデンサの電圧が設定値を超えた時は、能動素子あるいは受動素子で電圧値を抑制することで実現した。

尚、上述した説明の短絡回路とは、「保護用のクローバ短絡回路」、更には、特願２００８−１２２８４４号公報に示された「抵抗短絡回路」を指す。

本発明の交流励磁発電機によれば、特に電力系統に落雷による地絡故障等などの電圧低下が発生した際に、交流励磁発電機のトルク動揺を最小限に押さえながら運転継続能力を最大限に高めることによって電力系統の安定運用に貢献することが実現できる。

二次励磁交流励磁発電電動装置の回路構成図。 保護連動パルス制御装置１１０の構成図。 出力回路１１００の構成図。 本発明の動作を説明する図。 本発明の動作を説明する図。 本発明他の実施例の回路構成図。 第１の電力変換器３０を構成するＩＧＢＴ素子６アームの構成図。 素子温度保護装置１５０の構成図。 素子温度保護装置１５００の構成図。 第１の電力変換器３０の内部構成図。 パルス幅変調装置の説明図。

以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。

図１を用いて、本発明の実施例１の装置構成を説明する。

この実施例では二次励磁発電装置として、風力発電システムに使用する二次励磁交流励磁発電電動装置を用い、交流系統１０と変圧器１１，同期遮断器１２を介して巻線型誘導機２０の固定子側電機子巻線２１を接続する。回転子側励磁巻線２２は第１の電力変換器３０の交流側に接続する。

第１の電力変換器３０は自己消弧型半導体電力変換素子とダイオードが逆並列接続された６つのアーム（ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＷＮ，ＷＮ）を三相ブリッジ結線し、パルス幅変調指令（Ｍ_Ｕ，Ｍ_Ｖ，Ｍ_Ｗ）でオンオフ制御する。この第１の電力変換器３０の直流側端子間にコンデンサ４０を接続する。第１の電力変換器３０の内部構成は、後で図１０を用いて説明する。

第２の電力変換器５０は直流側端子をコンデンサ４０の両極端子に、交流側端子をコンバータ遮断器５１を介して変圧器１１の反交流系統側端子に接続する。

励磁電流制御装置６０は、計器用変圧器７１からの系統電圧ＶＬと巻線型誘導機２０の回転軸に直結した回転位相検出器７２からの回転位相とから交流系統周波数と回転位相周波数の差に等しいすべり周波数の基準信号を演算する。更に、計器用変圧器７３からの発電機電圧ＶＧが指令値に一致するように直軸電流指令Ｉdrefを演算し、系統電圧ＶＬと計器用変流器７４からの系統電流ＩＬから演算する有効電力フィードバック信号ＰＬが指令値に一致するように横軸電流指令Ｉqrefを演算する。

直軸電流指令は系統電圧ＶＬと計器用変流器７４からの系統電流ＩＬから演算する無効電力フィードバック信号ＱＬが指令値に一致するように制御してもよい。横軸電流指令Ｉqrefはトルク指令値にフィードバック値が一致するように制御しても良い。この場合、トルクフィードバック値は、計器用変流器７５からの発電機固定子電流ＩＧと励磁電流（ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ）を各々２軸に変換した値から演算する。

更に、励磁電流制御装置６０は、２軸電流指令（Ｉqref，Ｉdref）に対応するすべり周波数の３相瞬時電流指令値（Ｉuref，Ｉvref，Ｉwref）と直流変流器７６からの励磁電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷが一致するようにパルス幅変調指令（Ｍ_Ｕ，Ｍ_Ｖ，Ｍ_Ｗ）を第１の電力変換器３０に出力する。

図１０を用いて第１の電力変換器３０の内部構成を説明する。ゲート制御装置３１，３２，３３は励磁電流制御装置６０からのパルス幅変調指令（Ｍ_Ｕ，Ｍ_Ｖ，Ｍ_Ｗ）を入力し、自己消弧半導体素子へのゲート信号Ｇ_ＵＰ，Ｇ_ＵＮ，Ｇ_ＶＰ，Ｇ_ＶＮ，Ｇ_ＷＰ，Ｇ_ＷＮを出力する。各相のゲート制御装置３１，３２，３３の構成と動作は同じなので、以下Ｕ相について説明する。

パルス幅変調装置３０１の動作を図１１に示す。パルス幅変調指令Ｍ_Ｕを変調波とし、三角波の搬送波と大小比較する。Ｍ_Ｕの方が大きい場合はパルス指令Ｐ_ＵがＯＮ（レベル１）となる。Ｍ_Ｕ＝１の場合、Ｐ_Ｕはオンに固定される。Ｍ_Ｕ＝０の場合、Ｐ_Ｕはオフ（レベル０）に固定される。Ｍ_Ｕ＝０.５の場合、オン期間とオフ期間は等しくなる。このパルス指令Ｐ_Ｕは遅延時間Ｔｄの遅延回路３０２に分岐入力され、この出力とＰ_ＵをＡＮＤ論理回路３０３に入力してＵＰアームとＵＮアームの同時通流によるコンデンサ４０の短絡を防止する。

一方、保護連動装置１２０からのゲートブロック解除信号ＧＤＢ_Ｕは、正常時にはオン（レベル１）を出力し、何らかの異常を検出するとオフ（レベル０）を出力する。このＧＤＢ_Ｕ信号とＡＮＤ論理回路３０３を入力とするＡＮＤ論理回路３０４をＵＰアームの自己消弧型素子へのゲート信号Ｇ_ＵＰとして出力する。これにより、ＡＮＤ論理回路３０３の信号によらず、保護連動装置１２０からのＧＤＢ_Ｕ信号をオフにすることによってゲート信号Ｇ_ＵＰをオフにすることができる。

一方、ＵＮアームの自己消弧型素子へのゲート信号Ｐ_Ｎは、パルス指令Ｐ_ＵをＮＯＴ論理回路３０５でオンオフレベルを反転させてから遅延時間Ｔｄの遅延回路３０６に分岐入力され、この出力と否定回路３０５の出力をＡＮＤ論理回路３０７に入力する。更に保護連動装置１２０からのゲートブロック解除信号ＧＤＢ_ＵとＡＮＤ論理回路３０７の出力をＡＮＤ論理回路３０８に入力し、出力をＵＮアームの自己消弧型素子へのゲート信号Ｇ_ＵＮとして出力する。

以上の構成と動作で、二次励磁交流励磁発電電動装置は同期遮断器１２とコンバータ側遮断器５１を閉路した状態で交流系統１０に並列運転することができる。

二次励磁交流励磁発電電動装置を最初に起動する場合、コンバータ制御装置５２からの指令で遮断器５１を閉路し、図示していない充電用抵抗器を閉路し、直流電圧検出器５３からの直流電圧ＶＤＣフィードバックが所定値になるまで充電するように指令信号５４を調整する。充電が終了すると図示していない充電用抵抗器を開路する。

コンデンサ４０の充電が終了し、第２の電力変換器５０を運転開始する場合、コンバータ制御装置５２は、直流電圧ＶＤＣが設定値になるように横軸電流ベクトル指令Ｉqcrefを演算し、計器用変圧器５５からの系統電圧ＶＬと計器用変流器５６からのコンバータ電流ＩＣから演算する力率が１になるように縦軸電流ベクトル指令Ｉdcrefを演算する。

更に２軸電流指令から３相の瞬時電流指令値を演算し、コンバータ電流ＩＣと一致するように指令信号５４を出力する。

巻線型誘導機２０が加速されて回転速度が運転範囲に入り、回転子巻線２２の励磁を開始する場合、励磁電流制御装置６０は横軸電流指令Ｉqref＝０に固定し、系統電圧信号ＶＬと発電機電圧信号ＶＧの位相が一致するようにすべり周波数位相信号を調整し、振幅が一致するように直軸電流指令Ｉdrefを調整する。位相と振幅の一致を確認すると同期遮断器１２を閉路し、並列運転を開始する。

一方、二次励磁交流励磁発電電動装置の励磁側機器異常は、励磁電流（ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ），直流電圧ＶＤＣが所定の範囲を超える条件で検出する。

二次励磁発電装置として保護連動パルス制御装置１１０，保護連動制御装置１２０，パルス切替装置１３０を有する。パルス切替装置１３０はＧＰ１とＧＰ２を選択する。保護連動制御装置１２０は、励磁電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ何れかの相の絶対値がＩ１を、または直流電圧ＶＤＣがＶＤ１を超えた時、パルス切替装置１３０への指令ＳＷをレベル１からレベル０にして第１の電力変換器へのパルス幅変調指令（Ｍ_Ｕ，Ｍ_Ｖ，Ｍ_Ｗ）をＧＰ１からＧＰ２に切り替える。同時に励磁電流制御装置６０への指令ＳＴにより内部の電流制御演算部の積分器出力を保持すると同時に指令値と入力の偏差を０にセットする。励磁電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの絶対値がＩ２以下に入ると指令ＳＷをレベル０からレベル１にしパルス幅変調指令（Ｍ_Ｕ，Ｍ_Ｖ，Ｍ_Ｗ）をパルス指令ＧＰ２からＧＰ１に切り替える。ここではＩ１＞Ｉ２に設定している。同時に、指令ＳＴにより励磁電流制御装置６０内部の積分器への入力を再開すると同時に出力保持を解除する。

図１の実施例では系統電圧ＶＬが設定範囲を超えたことを検出し、系統側異常以外の要因でパルス切替装置１３０が動作しないように設定する。これにより誤動作するのを抑制することができる。

制御用電源装置２００では、制御演算回路やマイクロコンピュータを含む制御装置２０１，第１の電力変換装置３０，第２の電力変換装置５０，励磁電流制御装置６０に電源供給する。制御用電源装置２００は変圧器１１の反交流系統側に接続されたコンタクタ２０２，整流器２０３，高値選択回路用ダイオード２０４，２０５を介して直流コンデンサ回路あるいは整流器からの直流電力を入力とする直流電圧調整器２０６からなる。この構成により、直流コンデンサを充電する前は整流器から制御電源を供給し、系統側事故で交流電圧が低下する場合は直流コンデンサ回路から制御電源を供給する。

本発明によれば、系統側事故時に短絡回路８１０の動作や第１の電力変換器の動作で巻線型誘導機の励磁回路２２の電圧が低下して直流コンデンサの電圧低下に波及することを防止することが可能になる。これによって、異常時にも動作する制御電源用に必要とされた無停電電源を省略する効果がある。

図２に保護連動パルス制御装置１１０の実施例を示す。

コンパレータ１１１は入力信号が正の時にオン（レベル１）を出力する。また、入力信号の絶対値を出力する絶対値演算器１１２，ＮＯＴ論理回路１１４，ＡＮＤ論理１１５を有する。これらによって３相の励磁電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの大小関係を比較する。最大値を第１相、中間値を第２相、最小値を第３相として識別する。

更に、ＡＮＤ論理回路１１６とＯＲ論理回路１１７によって出力回路１１８はゲート指令ＧＰ２_Ｕを出力する。出力回路１１８は、自身が出力するＵ相が第１相で電流値が負の時、またはＵ相が第２相で電流値が正の時に入力がオン（レベル１）となり変調率１.０を固定出力する。

また、出力回路１１００は、自身が出力するＵ相が第３相の場合のゲート指令を演算出力する。ＡＮＤ論理回路１１６とＯＲ論理回路１１７の演算結果Ｒ３_Ｕと励磁電流ＩＵを入力し、ゲート指令Ｍ２_Ｕを出力する。内部構成については後で図３で説明する。

オンディレイ回路１１９は、状態信号ＳＴが０以外の運転状態であることを条件に、ＡＮＤ論理回路１１５が電流大小関係で論理的に矛盾した結果を継続的に出力する時にエラー信号ＥＲＲを発生する。

以上の構成で、例えば、ＩＵの絶対値が最大で正の（変換器から発電機側に流れる）期間はＧＰ２_Ｕ＝０に保持、負の場合ＧＰ２_Ｕ＝１に保持する。更にＩＶの絶対値が２番目に大きい場合、ＧＰ２_Ｖ＝１−ＧＰ２_Ｕの反転に保持する。

出力回路１１００の実施例を図３に示す。図はＵ相出力用を示すが、Ｖ相，Ｗ相用も構成は同じであり、重複を避けるために説明を省略する。

ＡＮＤ論理回路１１０１は出力信号Ｍ２_Ｕが入力信号Ｒ３_Ｕがオン（レベル１）を条件とする出力ゲート信号である。

絶対値演算器１１０２で励磁電流ＩＵの絶対値を演算し、減算器１１０３を通して比較器１１０４に入力する。比較器１１０４は電流絶対値がＩ３より小さい時にオンとなる。また、励磁電流絶対値は減算器１１０５を通して比較器１１０６に入力する。比較器１１０６は電流絶対値がＩ４より大きいときにオンとなる。設定値の大小関係はＩ３＜Ｉ４とする。比較器１１０４の出力をセット信号、比較器１１０６の出力をリセット信号としてＡＮＤ論理回路１１０７とフリップフロップ１１０８を通して変調率０.５出力器１１０９を動作させる。

一方、ＮＯＴ論理回路１１１１は出力ゲートで、変調率０.５出力でないことを条件とする。

励磁電流信号ＩＵの符号を比較器１１１２で判定し、ＩＵが正の時はＡＮＤ論理回路１１１３を介して変調率０.０出力器１１１４を動作させる。ＩＵが負の時はＡＮＤ論理回路１１１６を介して変調率１.０出力器１１１７を動作させる。

出力器１１０９，１１１４，１１１７は入力がオンのとき各設定値を出力し、それ以外では０を出力する。したがって、加算器１１１０は、出力器１１０９，１１１４，１１１７の切替器として動作する。

以上の構成で、Ｗ相が電流絶対値が最小の場合、電流絶対値が設定値Ｉ３よりも小さくなるとパルス幅変調率を５０％一定（ＭＰ２_Ｗ＝０.５）に保持し、設定値Ｉ４よりも大きくなると、ここでは電流値ＩＷの極性に応じてコンデンサを放電する方向にＭＰ２_Ｗを１.０または０.０に保持する。逆に、図３の出力器１１１４と出力器１１１７を交換し、トルク変動抑制を重視してコンデンサを充電する方向に保持する方法も可能である。

３相共に設定値Ｉ０を超える継続時間が設定値を超えるとＧＰ５指令で回転子回路２２を３相短絡して停止動作に入る。設定値Ｉ０はＩ０＞Ｉ１に設定する。

図４と図５に本発明を実施したときの二次励磁交流励磁発電電動装置の動きを示す。ここでは、設定値をＩ１＝Ｉ４，Ｉ２＝Ｉ３に設定した実施例を示す。

図４のｔ０で地絡故障が発生するとｔ１でＩＷの絶対値が設定値Ｉ１を超え、ＳＷがレベル１になって切替器１３０によって保護連動パルス制御装置１１０の出力ＧＰ２が電力用変換器３０への指令として入力され始める。続いて時刻ｔ２で３相の電流値の絶対値がすべて設定値Ｉ２以下となり、ＳＷがレベル０になって励磁制御装置６０からのゲート指令ＧＰ１が電力変換器３０に復帰する。その後時刻ｔ３で再びＩＷがＩ１を超え、ＳＷがレベル１となり、ｔ４でレベル０に復帰する。

図５は変圧器１１の交流系統１０側の遮断器が動作するｔＣＢ付近の動作を示す。ＳＷはｔ５からｔ６の期間、ｔ７からｔ８の期間でレベル１になる。この実施例では遮断器動作後はＳＷはレベル０のままであり、通常の励磁制御装置６０からの励磁制御指令ＧＰ１で運転継続される。

このように、本発明によれば、系統側異常対応でＳＷがレベル１となる期間の合計は、地絡故障から遮断器動作までの時間よりも短く、系統側に与える動揺を抑える効果がある。

図６に本発明の第２の実施例を示す。

抵抗器３１０と自己消弧型素子３２０（ＣＨＶ）は直流回路の電圧上昇を抑制するための回路であって、直流電圧ＶＤＣが設定値ＶＤ１を超えると保護連動制御装置１４０からの点弧指令ＧＰ３をオンにして電圧を抑制し、設定値ＶＤ２以下になるとＧＰ３をオフにする構成としている。これによりＧＰ２により巻線型誘導機の回転子回路２２から流れ込むエネルギーを第２の電力変換装置の制御で系統側に放出しきれずに電圧が上昇したときにも運転を継続する効果がある。

酸化亜鉛素子を使った非線形抵抗素子４１０は直流回路の電圧上昇を抑制する機能がある。これは前の抵抗器３１０と自己消弧型素子３２０（ＣＨＶ）の代替として、あるいは併用することができる。

図６の例では非線形抵抗素子４１０に自己消弧型素子４１１（ＣＨＬ）を接続した実施例を示す。直流電圧の設定範囲を広げるために非線形抵抗素子４１１の抑制電圧を下げると、非線形抵抗の漏れ電流による加熱が問題となる。これを防ぐため、ＧＰ２動作時に指令ＧＰ６をオンにする構成としている。これにより、ＶＤＣの上昇を確実に抑えると共に、非線形抵抗の通流期間ｔ４１を、ＶＤＣの過電圧検出時間ｔ４２とＣＨＶのターンオン時間ｔ４３の和（ｔ４１＝ｔ４２＋ｔ４３）に抑え、非線形抵抗の熱容量を抑えることができる。

電力変換器３０の素子温度保護装置１５０は、励磁電流センサ７６からの励磁電流値（ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ）と電力変換器３０へのパルス変調指令（Ｍ_Ｕ，Ｍ_Ｖ，Ｍ_Ｗ），電力変換器３０への冷却水入り口温度ＴＷを入力し、温度異常検出信号ＴＨＲを保護連動制御装置１４０に出力する。素子温度の異常を検出すると信号ＴＨＲがオフ（レベル０）からオン（レベル１）になり、保護連動制御装置１４０は、励磁電流（ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ），直流電圧ＶＤＣ異常などの励磁側機器異常時の停止動作と同じ停止動作に入る。

素子温度保護装置１５０は図７に示すＩＧＢＴ素子６アーム（ＵＰＧ，ＵＮＧ，ＶＰＧ，ＶＮＧ，ＷＰＧ，ＷＮＧ），逆並列ダイオード素子６アーム（ＵＰＤ，ＵＮＤ，ＶＰＤ，ＶＮＤ，ＷＰＤ，ＷＮＤ）の合計１２アームについて個別に発生損失を演算し、発生損失を過渡熱特性近似の位相遅れ回路に入力してジャンクション温度をリアルタイムで演算する。そして１２アームの何れかの素子温度が設定値を超えると異常検出信号ＴＨＲを出力する。

図８は素子温度保護装置１５０の実施例を示す。素子温度保護装置１５０の内部は３つに別れ、各々交流側Ｕ，Ｖ，Ｗ相に接続した各４素子毎に温度異常を検出する温度保護装置１５００からなり、各々から異常検出信号ＴＨＲ_Ｕ，ＴＨＲ_Ｖ，ＴＨＲ_Ｗを出力する。これらの出力はＯＲ論理回路１５１に入力され、１２素子の何れかの異常で動作する温度異常検出信号ＴＨＲを出力する。

また、温度保護装置１５００では４素子の温度余裕最小値ＴＭＰ_Ｕ，ＴＭＰ_Ｖ，ＴＭＰ_Ｗを出力し、最小値出力回路１５０で第１の変換器の素子温度余裕ＴＭＰを出力する。この素子温度余裕ＴＭＰを励磁電流制御装置６０に入力し、更に上位のシステム制御装置に伝送し、素子温度余裕に応じて二次励磁交流励磁発電電動装置の出力上限を調整することができる。これによって信頼性を確保しながら最大出力を得ることができる。

図９は温度保護装置１５００の実施例を示す。図９はＵ相について示すが、Ｖ相Ｗ相も構成は同一である。

まず、励磁電流ＩＵの絶対値を１５０１で演算し、関数発生器１５０３と１５０４で各々ＩＧＢＴ（ＵＰＧ，ＵＮＧ）とダイオード（ＵＰＤ，ＵＮＤ）のスイッチング損失を演算する。

一方、励磁電流ＩＵの絶対値と通流率の積を乗算器１５０２で演算し、関数発生器１５０５（ＵＰＧ素子演算），１５０６（ＵＰＤ素子演算），１５０７（ＵＮＧ素子演算），１５０８（ＵＮＤ素子演算）に入力して素子の順電圧降下損失を演算する。ＵＰＧ素子とＵＮＤ素子の通流率はＭ_Ｕに等しく、ＵＮＧ素子とＵＰＤ素子の通流率は（１−Ｍ_Ｕ）となる。後者の通流率は減算器１５０９で演算する。

以上の発生損失がどの素子で発生するか否かの判定回路は、発生時にオン（レベル１）、発生していない時にオフ（レベル０）の論理回路で出力する。発生損失値と判定結果をゲート回路１５１０に入力する。ゲート回路１５１０は判定回路出力ｇがオンの時に入力信号を利得１で出力し、オフの時は０出力する。

励磁電流の極性判別は比較器１５１１とＮＯＴ論理回路１５１２からなる。励磁電流ＩＵが正の時は信号１５１３がオンに、負の時は信号１５１４がオンになる。

減算器１５１５と比較器１５１６はゲート指令Ｍ_ＵがＰＷＭ変調率下限（図示の例で０.０２）以上のときにオン出力する。減算器１５１７と比較器１５１８はゲート指令Ｍ_ＵがＰＷＭ変調率上限（図示の例では０.９８）以下の時にオン出力する。これよりＡＮＤ論理回路１５１９は、素子がスイッチング動作時にオン、ゲートレベル保持字にオフとなる。以上の出力は、ＡＮＤ論理回路１５２０を介し、ゲートブロックＧＤＢ_Ｕ
がオンレベルで電力変換器３０が運転中を条件に出力する。

加算器１５２１は、各素子の損失合計値の演算回路で、スイッチング損失と順電圧降下損失を加算する。温度演算器１５２３（ＵＰＧ素子），１５２４（ＵＰＤ素子），１５２５（ＵＮＧ素子），１５２６（ＵＮＤ素子）は素子のジャンクションと素子ベース間の過渡熱抵抗と冷却フィンの過渡熱抵抗の和を模擬した位相遅れ演算回路で、冷却水入り口温度ＴＷと温度上限ＴＭを入力する加減算器１５２７の出力は温度上限ＴＭとの差になる。

比較器１５２７の出力は、１５２８はＵＰＧ素子、１５２９はＵＰＤ素子、１５３０はＵＮＧ素子、１５３１はＵＮＤ素子の温度が異常の時にオンとなる。ＯＲ論理回路１５３２を介して何れかの素子温度が異常の時にオンとなる温度異常信号ＴＨＲ_Ｕを出力する構成となっている。また、４台の加算器１５２７出力を１５３３で符号反転して温度余裕を出力し、４素子の最小値を１５３４で出力している。

本発明は実施例に示した風力発電システム等の一般的な可変速の発電電動機以外にも、可変速揚水発電電動システム等の可変速発電システムにも適用することが可能である。また、可変速で動作するシステム以外にも適用することが可能である。

１０ 系統の発電設備
２０ 巻線型誘導機
２１ 固定子側電機子巻線
２２ 回転子側励磁巻線
３０ 第１の電力変換器
５０ 第２の電力変換器
５２ コンバータ制御装置
６０ 励磁電流制御装置
１１０ 保護連動パルス制御装置
１２０ 保護連動制御装置
１３０ パルス切替装置
１４０ 保護連動制御装置

Claims (14)

1. 交流系統に固定子側電機子巻線が接続された巻線型誘導機と、この巻線型誘導機の回転子側励磁巻線に交流側端子が接続された三相ブリッジ結線の各アームには自己消弧型半導体素子としてＩＧＢＴと逆並列ダイオード、あるいは自己消弧型半導体素子としてＭＯＳＦＥＴが接続され、前記自己消弧型素子をパルス幅変調制御する第１の電力変換器と、この第１の電力変換器の直流側端子間に接続された直流コンデンサと、この直流コンデンサの両極端子に直流側端子が接続され、前記交流系統に交流側端子が接続された第２の電力変換器と、前記巻線型誘導機の励磁巻線電流を検出する励磁電流センサと、前記交流系統周波数と前記巻線型誘導機回転子周波数の差に等しいすべり周波数の励磁電流指令値を演算し、前記励磁電流センサからの励磁電流検出値が前記励磁電流指令値に一致するように第１の点弧パルス指令を出力する励磁電流制御装置と、この第１のパルス点弧指令を前記第１の電力変換器の自己消弧型半導体素子に入力する構成の二次励磁発電装置において、
   前記励磁電流検出器からの電流絶対値が最小の相を識別する機能と、この最小の相を除く２相と正極間および負極間の自己消弧型半導体素子には前記直流コンデンサを充電するようにオンオフ固定した点弧パルスを与え、前記最小の相と正極および負極間の自己消弧型半導体素子には前記最小の相の電流検出値から演算したパルス変調率の点弧パルスを与え、この点弧パルスと前記オンオフ固定した点弧パルスとを第２のパルス指令として出力するパルス指令器と、
   前記第１のパルス指令と、前記第２のパルス指令とを双方向に切り替えて前記第１の電力変換器に出力するパルス切り替え器を設け、このパルス切り替え器は、前記励磁電流センサからの検出電流値いずれかの絶対値が過電流設定レベル１を超えたことを含む条件に第１のパルス指令から第２のパルス指令に切り替え、前記励磁電流センサからの検出電流値の絶対値が３相ともに過電流電流設定レベル２以下になったことを含む条件に前記第２のパルス指令から、第１のパルス指令に切り替えることを特徴とする二次励磁発電装置。
2. 交流系統に固定子側電機子巻線が接続された巻線型誘導機と、この巻線型誘導機の回転子側励磁巻線に交流側端子が接続された三相ブリッジ結線の各アームには自己消弧型半導体素子としてＩＧＢＴと逆並列ダイオード、あるいは自己消弧型半導体素子としてＭＯＳＦＥＴが接続され、前記自己消弧型素子をパルス幅変調制御する第１の電力変換器と、この第１の電力変換器の直流側端子間に接続された直流コンデンサと、この直流コンデンサの両極端子に直流側端子が接続され、前記交流系統に交流側端子が接続された第２の電力変換器と、前記巻線型誘導機の励磁巻線電流を検出する励磁電流センサと、前記交流系統周波数と前記巻線型誘導機回転子周波数の差に等しいすべり周波数の励磁電流指令値を演算し、前記励磁電流センサからの励磁電流検出値が前記励磁電流指令値に一致するように第１の点弧パルス指令を出力する励磁電流制御装置と、この第１のパルス点弧指令を前記第１の電力変換器の自己消弧型半導体素子に入力する構成の二次励磁発電装置において、
   前記励磁電流検出器からの電流絶対値の大小順に第１相，第２相，第３相を識別する機能と、前記第１相の電流検出値の極性を判別し、前記直流コンデンサを充電する方向に前記第１相と正極間の自己消弧型半導体素子Ｐ１または負極間の自己消弧型半導体素子Ｎ１の何れかの点弧パルスをオン側に反対側をオフ側に固定し、前記第２相と正極間の自己消弧素子Ｐ２への点弧パルスは前記Ｎ１への点弧パルスと同一側に、第２相と負極間の自己消弧型半導体素子Ｎ２への点弧パルスは前記Ｐ１への点弧パルスと同一側に固定し、前記第３相と正極間の自己消弧素子Ｐ３及び負極間の自己消弧素子Ｎ３には前記第３相の電流検出値から演算したパルス変調率の点弧パルスを第２の点弧パルス指令として出力するパルス指令器と、
   前記第１のパルス指令と、前記第２のパルス指令とを双方向に切り替えて前記第１の電力変換器に出力するパルス切り替え器を設け、このパルス切り替え器は、前記励磁電流センサからの検出電流値いずれかの絶対値が過電流設定レベル１を超えたことを含む条件に第１のパルス指令から第２のパルス指令に切り替え、前記励磁電流センサからの検出電流値の絶対値が３相ともに過電流電流設定レベル２以下になったことを含む条件に前記第２のパルス指令から、第１のパルス指令に切り替えることを特徴とする二次励磁発電装置。
3. 請求項１ないし２において、
   前記励磁電流検出器からの検出電流値いずれかの絶対値が過電流設定レベル１を超えた時に電流絶対値が最小の相または第３相と正極および負極間の自己消弧型半導体電力変換素子への第２のパルス指令を構成する点弧パルスを、
   最小の相または第３相の電流絶対値が設定値以下の時はパルス変調率を５０％に固定し、前記設定値を超えた時は前記直流コンデンサを充電する方向に点弧パルスをオンオフ固定する事を特徴とする二次励磁発電装置。
4. 請求項１ないし２において、
   前記励磁電流検出器からの検出電流値いずれかの絶対値が過電流設定レベル１を超えた時に電流絶対値が最小の相または第３相と正極および負極間の自己消弧型半導体電力変換素子への第２のパルス指令を構成する点弧パルスを、
   最小の相または第３相の電流絶対値が設定値以下の時はパルス変調率を５０％に固定し、前記設定値を超えた時は前記直流コンデンサを放電する方向に点弧パルスをオンオフ固定する事を特徴とする二次励磁発電装置。
5. 請求項１において、前記交流系統に接続した整流回路と、この整流回路の負側出力端子は前記直流コンデンサの負側端子に接続し、この整流回路の正側出力端子に第２のダイオードのコレクタ端子を接続し、前記直流コンデンサの正側端子に第１のダイオードのコレクタ端子を接続し、前記第１第２のダイオードのエミッタ側端子を共通に接続した高値選択用ダイオード回路と、このダイオード回路のエミッタ端子を正側入力端子、負側入力端子を前記直流コンデンサの負側端子に接続した直流電圧調整器とを設け、この直流電圧調整器の出力を前記励磁電流制御装置などの電源として接続することを特徴とする二次励磁発電装置。
6. 請求項１乃至３において、前記直流コンデンサの直流電圧センサと、抵抗と自己消弧型半導体素子ＰＮを直流接続した能動型直流電圧抑制回路を前記直流コンデンサの端子間に並列接続し、前記直流コンデンサの端子間電圧を検出する直流電圧検出器とを設け、この直流電圧検出値が設定範囲を超えた時に前記直流電圧抑制回路の自己消弧型半導体素子ＰＮをオンオフ制御して直流電圧を抑制する構成としたことを特徴とする二次励磁発電装置。
7. 請求項１乃至３において、酸化亜鉛などの非線形抵抗からなる受動型電圧抑制回路を前記直流コンデンサの端子間に並列接続し、前記直流コンデンサの端子間電圧が許容上限値近くまで上昇した時に受動型電圧抑制回路に通流開始して直流電圧を抑制する構成としたことを特徴とする二次励磁発電装置。
8. 請求項１乃至５において、前記巻線型誘導機の回転子側励磁巻線と前記励磁電流検出器の間に電流バイパス回路を設け、過電流設定レベル３は前記過電流設定レベル１よりも大きな値であって、前記励磁電流センサからの検出電流値いずれかの電流絶対値がこの過電流設定レベル３を超えた時に前記バイパス回路を点弧し、前記第１の電力変換器の自己消弧素子への点弧指令を全てオフにすることを特徴とする二次励磁発電装置。
9. 請求項１乃至５において、前記巻線型誘導機の回転子側励磁巻線と前記励磁電流検出器の間に電流バイパス回路と、前記直流コンデンサの電圧を検出する直流電圧検出器とを設け、この直流電圧検出器からの値が設定範囲を超えた時に前記バイパス回路を点弧し、前記第１の電力変換器の自己消弧素子への点弧指令を全てオフにすることを特徴とする二次励磁発電装置。
10. 請求項１乃至６において、前記励磁電流検出器からの励磁電流と前記第１の電力変換器への点弧指令から素子発熱量を推定演算し、この素子発熱量を熱容量模擬の位相遅れ回路に入力する温度推定回路とを設け、この温度推定回路の推定温度が設定値を超えた時に前記バイパス回路を点弧し、前記第１の電力変換器の自己消弧素子への点弧指令を全てオフにすることを特徴とする二次励磁発電装置。
11. 交流系統に三相の固定子側巻線が接続された巻線型誘導機と、
    該巻線型誘導機の三相の回転子側巻線に交流側端子が接続された半導体素子を有する第１の電力変換器と、
    該第１の電力変換器の直流側端子間に接続された直流コンデンサと、
    該直流コンデンサの両極端子に直流側端子が接続され、前記交流系統に交流側端子が接続された第２の電力変換器と、
    前記第１の電力変換器からの各相毎の励磁電流を検出する励磁電流検出センサと、
    前記巻線型誘導機の運転状態に応じて前記第１の電力変換器からの励磁電流を制御する第１の点弧パルス指令を出力する励磁電流制御装置と、
    該第１のパルス点弧指令を前記第１の電力変換器の半導体素子に入力することを特徴とする二次励磁発電装置において、
    前記励磁電流検出センサからの電流絶対値の大小順に第１相，第２相，第３相を識別する機能と、
    前記第１相の電流検出値の極性を判別し、前記直流コンデンサを充電する方向に前記第１の電力変換器の各相の半導体素子の点弧パルスをオン側、又はオフ側に固定することを特徴とする二次励磁発電装置。
12. 請求項１１の二次励磁発電装置において、
    前記直流コンデンサが接続されている正側端子と負側端子間を前記励磁電流制御装置の電源として用いることを特徴とする二次励磁発電装置。
    
    
13. 請求項１２の二次励磁発電装置において、
    前記直流コンデンサが接続されている正側端子と負側端子間に直流電圧調整器とを設け、該直流電圧調整器の出力を前記励磁電流制御装置の電源として用いることを特徴とする二次励磁発電装置。
14. 請求項１から請求項１２の１つにおいて、
    可変速発電電動機能を備えたことを特徴とする二次励磁可変速発電電動装置。

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