JP5493850B2 - 信号処理装置、マイクロホン・アレイ装置、信号処理方法、および信号処理プログラム - Google Patents

Description

本発明は、音信号の雑音抑圧処理に関し、特に、周波数領域における音信号の雑音抑圧処理に関する。

マイクロホン・アレイは、少なくとも２つのマイクロホンを含むアレイを用い、受音して変換された音信号を処理することによって、所望の目的音の音源方向に受音範囲を設定しまたは指向性を制御し、雑音抑圧または目的音強調を行うことができる。

既知のマイクロホン・アレイ装置においてＳ／Ｎ（信号対ノイズ）比を向上させるために、複数のマイクロホンからの受音信号の間の時間差に基づいて、指向性を制御し、減算処理または加算処理を行う。それによって、目的音の受音方向と異なる方向または抑圧方向から到来する音波中の不要な雑音が抑圧され、目的音の受音方向と同じ方向または強調方向から到来する音波中の目的音を強調できる。

例えば、自動車に搭載されるカーナビゲーション・システムにおいて使用される音声認識装置に設けられるマイクロホンの指向特性を制御する既知の或る装置において、平面音波を入力する複数のマイクロホンが直線的に等間隔に配置される。また、話者の音声がマイクロホンに到達する時には、球面波である音声がほぼ平面波になる位置にマイクロホンを設置し、音声が平面波であると仮定する。マイクロホン回路が、複数のマイクロホンの出力信号を処理して各マイクロホンに入力する平面音波の位相の相違に基づいて話者の方向に対して感度がピークとなり且つ騒音の到来する方向に対して感度が低くなるようにマイクロホンの指向特性を制御する。

既知の或る複数物体位置検出装置は、所定間隔に配置された２つのマイクロホンとプリアンプにより得られた２チャンネルの音響信号による位相差スペクトルを求める音響計測装置を含んでいる。その検出装置は、さらに、音響計測装置で求めた位相差スペクトルから推定可能な全ての音源方向の計算を行い、音源推定方向の周波数特性を求め、その求めた音源推定方向の周波数特性から周波数軸に平行な直線成分を抽出する演算処理装置を含んでいる。それによって、複数の音源の方向は、予め空間内の伝達特性を計測する必要がなく、反響のある実環境で音源とマイクとの距離に依存せずに確実に特定できる。

既知の或る音響信号処理装置において、音響信号入力部に入力されたマイクロホンの２つの振幅データは周波数分解部により解析され、２次元データ化部により両者の位相差が周波数毎に求められる。周波数毎の位相差は２次元の座標値を与えられて２次元データ化される。図形検出部は、生成されたＸＹ平面上の２次元データを解析して図形を検出する。音源情報生成部は、検出された図形の情報を処理し、音響信号の発生源たる音源の数、各音源の空間的な存在範囲、各音源が発した音の時間的な存在期間、各音源音の成分構成、各音源の分離音声、各音源音声の記号的内容を含む音源情報を生成する。それによって、音源への制約を緩和しつつ、マイクロホン数以上の音源を扱うことができる。

特開平１１−２９８９８８号公報 特開２００３−３３７１６４号公報 特開２００６−２５４２２６号公報

複数の音入力部を有する音信号処理では、目的音の受音方向とは逆の方向に抑圧方向が形成できるように、各音信号を時間領域で処理して、各音信号のサンプルの遅延および減算を行う。この処理では、その抑圧方向からの雑音は充分に抑圧することができる。しかし、例えば車内の走行雑音および雑踏の雑音などの背景雑音の到来方向が複数ある場合には抑圧方向からの背景雑音の到来方向が複数あり、その方向も時間的に変化し、音入力部の間の特性の差によっても音源方向が変化する。そのような場合は、その雑音を充分に抑圧することができない。

本発明の実施形態の目的は、背景雑音の到来方向が複数あってもまたは音源方向が変化しても、目的音が存在する限定された受音範囲の、雑音が抑圧された音信号を生成することである。

本発明の実施形態の一観点によれば、信号処理装置は、少なくとも２つの音入力部と、その少なくとも２つの音入力部から入力された時間領域の音信号のうちの２つの音信号を用いて、それぞれ、周波数領域のスペクトル信号に変換する直交変換部と、その変換された周波数領域の２つのスペクトル信号間の位相差を求める計算部と、係数を有する周波数の関数として表されるその求められた位相差の前記係数に応じて、周波数毎の位相差に対して雑音抑圧範囲を決定する抑圧範囲決定部と、各周波数におけるその求められた位相差がその抑圧範囲にある場合に、周波数毎にその２つのスペクトル信号のうちの第１のスペクトル信号の各成分を移相して、移相されたスペクトル信号を生成し、その移相されたスペクトル信号とその２つのスペクトル信号のうちの第２のスペクトル信号とを合成して、濾波済みのスペクトル信号を生成するフィルタ部と、を含んでいる。

本発明の実施形態によれば、目的音が存在する限定された受音範囲の、雑音が抑圧された音信号を生成することができる。

図１は、実施形態において用いられる、それぞれ音入力部または音信号入力部としての少なくとも２つのマイクロホンのアレイの配置の例を示している。 図２は、実施形態による、図１の実際のマイクロホンを含むマイクロホン・アレイ装置の概略的構成の例を示している。 図３Ａは、図１のマイクロホンのアレイの配置を用いた雑音の抑圧によって雑音を低減することができるマイクロホン・アレイ装置の概略的構成の例の第１の部分を示している。 図３Ｂは、図１のマイクロホンのアレイの配置を用いた雑音の抑圧によって雑音を低減することができるマイクロホン・アレイ装置の概略的構成の例の第２の部分を示している。 図３Ｃは、目的音源の音信号区間の電力スペクトルと雑音区間の電力スペクトルの例を示している。 図４は、図１のマイクロホン・アレイの配置による、位相差計算部によって計算された周波数毎の位相スペクトル成分の位相差と、初期設定状態における受音範囲、抑圧範囲および移行範囲との関係の例を示している。 図５Ａは、受音範囲限定状態における、位相差の統計的な平均の傾きＤ（ｆ）に対する、限定された受音範囲、移行範囲および抑圧範囲の設定状態の例を示している。 図５Ｂは、受音範囲限定状態における、別の傾きに対する、限定された受音範囲、移行範囲および抑圧範囲の設定状態の例を示している。 図５Ｃは、受音範囲限定状態における、さらに別の傾きに対する、限定された受音範囲、移行範囲および抑圧範囲の設定状態の例を示している。 図５Ｄは、受音範囲限定状態における、さらに別の傾きに対する、受音範囲、抑圧範囲および移行範囲の設定状態の例を示している。 図５Ｅは、受音範囲限定状態における、さらに別の傾きに対する、限定された受音範囲、移行範囲および抑圧範囲の設定状態の例が示を示している。 図６Ａは、受音範囲限定状態における、位相差の或る傾きにおける、周波数に対する位相スペクトル成分の位相差と、受音範囲、抑圧範囲および移行範囲との関係の例を示している。 図６Ｂは、受音範囲限定状態における、位相差の別の傾きにおける、周波数に対する位相スペクトル成分の位相差と、受音範囲、抑圧範囲および移行範囲との関係の例を示している。 図６Ｃは、受音範囲限定状態における、位相差のさらに別の傾きにおける、周波数に対する位相スペクトル成分の位相差と、受音範囲、抑圧範囲および移行範囲との関係の例を示している。 図６Ｄは、受音範囲限定状態における、位相差のさらに別の傾きにおける、周波数に対する位相スペクトル成分の位相差と、受音範囲、抑圧範囲および移行範囲との関係の例を示している。 図６Ｅは、受音範囲限定状態における、位相差のさらに別の傾きにおける、周波数に対する位相スペクトル成分の位相差と、受音範囲、抑圧範囲および移行範囲との関係の例を示している。 図７は、メモリに格納されたプログラムに従って図３Ａおよび３Ｂのディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）によって実行される複素スペクトルの生成のためのフローチャートの例を示している。 図８Ａは、図１のマイクロホンのアレイの配置を用いた雑音の抑圧によって雑音を低減することができるマイクロホン・アレイ装置の別の概略的構成の例の第１の部分を示している。 図８Ｂは、図１のマイクロホンのアレイの配置を用いた雑音の抑圧によって雑音を低減することができるマイクロホン・アレイ装置の別の概略的構成の例の第２の部分を示している。 図９は、メモリに格納されたプログラムに従って図８Ａおよび８Ｂのディジタル信号プロセッサによって実行される複素スペクトルの生成のための別のフローチャートの例を示している。 図１０Ａおよび１０Ｂは、センサのデータまたはキー入力データに基づいて設定された最大受音範囲の設定状態の例を示している。

発明の目的および利点は、請求の範囲に具体的に記載された構成要素および組み合わせによって実現され達成される。

前述の一般的な説明および以下の詳細な説明は、典型例および説明のためのものであって、本発明を限定するためのものではない。

本発明の非限定的な実施形態を、図面を参照して説明する。図面において、同様の構成要素には同じ参照番号が付されている。

図１は、実施形態において用いられる、それぞれ音入力部または音信号入力部としての少なくとも２つのマイクロホンＭＩＣ１、ＭＩＣ２、．．．のアレイの配置の例を示している。

一般的には、複数のマイクロホンＭＩＣ１、ＭＩＣ２、．．．のアレイが、直線上に互いに既知の距離ｄだけ離して配置される。ここでは、例として、隣接する少なくとも２つのマイクロホンＭＩＣ１およびＭＩＣ２が直線上に互いに距離ｄだけ離して配置されているものとする。複数のマイクロホンの隣接間の距離は、等しい必要はなく、以下で説明するようにサンプリング定理を満たせば、既知の異なる距離であってもよい。

実施形態では、複数のマイクロホンの内のマイクロホンＭＩＣ１およびＭＩＣ２の２つのマイクロホンを用いた例について説明する。

図１において、角度方向の中心は２つのマイクロホンを結ぶ線分の中点に位置すると仮定する。図１において、主要な目的音源ＳＳは、マイクロホンＭＩＣ１とＭＩＣ２を結ぶ直線上にあり、マイクロホンＭＩＣ１の左側にあり、目的音源ＳＳの方向（−π／２）をマイクロホン・アレイＭＩＣ１およびＭＩＣ２の主要な受音方向または目的方向とする。例えば、その受音目的の音源ＳＳは話者の口であり、受音方向は話者の口の方向である。受音角度方向付近の角度範囲を受音角度範囲Ｒｓ＝Ｒｓｍａｘとしてもよい。ここで、Ｒｓｍａｘは、初期設定状態における最大の受音角度範囲Ｒｓを表す。

また、受音方向とは逆の方向（＋π／２）を雑音の主要な抑圧方向とし、主要抑圧角度方向付近の角度範囲を雑音の抑圧角度範囲Ｒｎ＝Ｒｎｍｉｎとしてもよい。ここで、Ｒｎｍｉｎは、初期設定状態における最小の抑圧角度範囲Ｒｎを表す。

初期設定状態における受音角度範囲Ｒｓ＝Ｒｓｍａｘの隣接部分には、雑音抑圧量を抑圧角度範囲Ｒｎに近づくに従って徐々に増強するための移行（切換）角度範囲Ｒｔ＝Ｒｉが設けられる。ここで、Ｒｔｉは、初期設定状態における移行角度範囲Ｒｔを表す。移行角度範囲Ｒｔｉに隣接して残りの角度範囲に最小の抑圧角度範囲Ｒｎ＝Ｒｎｍｉｎが設けられる。移行角度範囲Ｒｔと抑圧角度範囲Ｒｎの間の角度境界はθａで表され、受音角度範囲Ｒｓと移行角度範囲Ｒｔの間の角度境界はθｂで表されている。受音角度範囲Ｒｓ（以下、単に受音範囲という）、移行角度範囲Ｒｔ（以下、単に移行範囲という）および雑音の抑圧角度範囲Ｒｎ（以下、単に抑圧範囲という）は周波数ｆ毎に決定することもできる。

マイクロホンＭＩＣ１とＭＩＣ２の間の距離ｄは、サンプリング定理またはナイキスト定理を満たすように、距離ｄ＜音速ｃ／サンプリング周波数ｆｓの条件を満たすように設定されることが好ましい。図１において、マイクロホン・アレイＭＩＣ１およびＭＩＣ２の指向特性または指向性パターン（例えば、カーディオイド形である単一指向性）が閉じた破線の曲線で示されている。マイクロホン・アレイＭＩＣ１、ＭＩＣ２によって受音され変換された入力音信号は、マイクロホン・アレイＭＩＣ１、ＭＩＣ２を通る直線に対する音波の入射角度θ（＝−π／２〜＋π／２）に依存し、その直線に垂直な平面上の半径方向の入射方向（０〜２π）には依存しない。即ち、図１において、受音範囲Ｒｓ、移行範囲Ｒｔおよび抑圧範囲Ｒｎを含む単位球体は、マイクロホンＭＩＣ１およびＭＩＣ２を通る直線について、回転対称である。

目的音源ＳＳの音または音声は、右側のマイクロホンＭＩＣ２において、その左側のマイクロホンＭＩＣ１よりも遅延時間τ＝ｄ／ｃだけ遅延して検出される。一方、主要抑圧方向の雑音Ｎ１は、左側のマイクロホンＭＩＣ１において、その右側のマイクロホンＭＩＣ２よりも遅延時間τ＝ｄ／ｃだけ遅延して検出される。その主要抑圧方向の抑圧角度範囲Ｒｎ内のずれた抑圧方向の雑音Ｎ２は、左側のマイクロホンＭＩＣ１において、その右側のマイクロホンＭＩＣ２よりも遅延時間τ＝ｄ・sinθ／ｃだけ遅延して検出される。角度θは、想定される抑圧方向の雑音Ｎ２の到来方向である。図１において、一点鎖線は雑音Ｎ２の波面を示している。θ＝＋π／２の場合の雑音Ｎ１の到来方向が入力信号の主要な抑圧方向である。

或るマイクロホン・アレイでは、主要抑圧方向の雑音Ｎ１（θ＝＋π／２）は、左側のマイクロホンＭＩＣ１の入力信号ＩＮ１（ｔ）から、時間τ＝ｄ／ｃだけ遅延した右側のマイクロホンＭＩＣ２の入力信号ＩＮ２（ｔ）を減算することによって、抑圧することができる。しかし、そのようなマイクロホン・アレイでは、主要抑圧方向からずれた角度方向（０＜θ＜＋π／２）から到来する雑音Ｎ２を充分に抑圧することはできない。

発明者は、２つのマイクロホンの入力音信号のスペクトルの一方を周波数毎にその２つの入力音信号の位相差に応じてその他方のスペクトルに位相を同期化し、双方のスペクトルの差をとることによって、音信号における抑圧範囲Ｒｎの方向の雑音Ｎ２を充分抑圧できる、と認識した。

一方、目的音源ＳＳとは異なる所望の目的音源ＳＳ’が、異なる角度方向の位置、例えばマイクロホンＭＩＣ１とＭＩＣ２を通る直線と垂直な方向（θ＝０）の位置に出現することがある。これは、例えば、話者の口がその位置に出現または移動したことを表す。この場合、限定された受音角度範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐを、目的音源ＳＳ’の方向を中心とする角度範囲に設定または変更することが望ましい。ここで、Ｒｓｐは、限定された受音範囲を表す。

一般的に、受音範囲と雑音抑圧の度合いはトレードオフの関係にある。従って、雑音が低減された音信号を得るためには、適切な角度範囲の限定された受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐを決定することが望ましい。発明者は、音源が特定の方向に出現したとき、その特定の方向の限定された受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐを決定すれば、対応する抑圧範囲Ｒｎにおける雑音が充分に抑圧できる、と認識した。

図２は、実施形態による、図１のマイクロホンＭＩＣ１およびＭＩＣ２を含むマイクロホン・アレイ装置１００の概略的構成（configuration）の例を示している。

マイクロホン・アレイ装置１００は、マイクロホンＭＩＣ１およびＭＩＣ２、増幅器（ＡＭＰ）１２２、１２４、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１４２および１４４、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２００、および、例えばＲＡＭ等を含むメモリ２０２を具えている。マイクロホン・アレイ装置１００は、例えば音声認識機能を有する車載装置またはカー・ナビゲーション装置、ハンズフリー電話機、または携帯電話機のような情報機器であってもよい。

さらに、マイクロホン・アレイ装置１００は、話者方向検出用センサ１９２および方向決定部１９４に結合されていても、またはそれらの要素を含んでいてもよい。プロセッサ１０およびメモリ１２は、利用アプリケーション４００を含む１つの装置に含まれていても、または別の情報処理装置に含まれていてもよい。

話者方向検出用センサ１９２は、例えば、ディジタル・カメラ、超音波センサまたは赤外線センサであってもよい。代替形態として、方向決定部１９４は、メモリ１２に格納された方向決定用のプログラムに従って動作するプロセッサ１０上で実装されてもよい。

マイクロホンＭＩＣ１およびＭＩＣ２によって音波から変換されたアナログ入力信号ｉｎａ１およびｉｎａ２は、増幅器１２２および１２４にそれぞれ供給されて、増幅器１２２および１２４によって増幅される。増幅器１２２および１２４の出力の増幅されたアナログ音信号ＩＮａ１およびＩＮａ２は、例えば遮断周波数ｆｃ（例えば、３．９ｋＨｚ）の低域通過フィルタ１４２および１４４の入力にそれぞれ結合されて、後段のサンプリングのために低域通過濾波される。ここでは、低域通過フィルタのみを用いているが、その代わりに帯域通過フィルタを用いても、またはそれに高域通過フィルタを併用してもよい。

低域通過フィルタ１４２、１４４の出力の濾波済みのアナログ信号ＩＮｐ１およびＩＮｐ２は、サンプリング周波数ｆｓ（例えば、８ｋＨｚ）（ｆｓ＞２ｆｃ）のアナログ−ディジタル変換器１６２、１６４の入力にそれぞれ結合されて、ディジタル入力信号に変換される。アナログ−ディジタル変換器１６２および１６４からの時間領域のディジタル入力信号ＩＮ１（ｔ）およびＩＮ２（ｔ）は、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２００の音信号入力端子または音信号入力部ｉｔ１およびｉｔ２にそれぞれ結合される。

ディジタル信号プロセッサ２００は、メモリ２０２を用いて、時間領域のディジタル入力信号ＩＮ１（ｔ）およびＩＮ２（ｔ）を、例えばフーリエ変換などによって周波数領域のディジタル入力信号または複素スペクトルＩＮ１（ｆ）およびＩＮ２（ｆ）に変換する。ディジタル信号プロセッサ２００は、さらに、雑音の抑圧角度範囲（以下、単に抑圧範囲という）Ｒｎの方向の雑音Ｎ１、Ｎ２を抑圧するようディジタル入力信号ＩＮ１（ｆ）、ＩＮ２（ｆ）を処理する。ディジタル信号プロセッサ２００は、さらに、処理済みの周波数領域のディジタル入力信号ＩＮｄ（ｆ）を、例えば逆フーリエ変換などによって時間領域のディジタル音信号ＩＮｄ（ｔ）に逆変換して、雑音抑圧済みのディジタル音信号ＩＮｄ（ｔ）を生成する。

ディジタル信号プロセッサ２００は、初期設定状態において、最大受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｍａｘ、移行範囲Ｒｔ＝Ｒｉおよび最小抑圧範囲Ｒｎ＝Ｒｎｍｉｎを設定する。次いで、ディジタル信号プロセッサ２００は、全てのまたは特定帯域の周波数ｆについて複素スペクトルＩＮ１（ｆ）およびＩＮ２（ｆ）を処理して、受音範囲Ｒｓｍａｘにおける目的音源ＳＳまたはＳＳ’の方向θｓｓまたはその方向を表す位相差ＤＩＦＦ（ｆ）を求める。次いで、ディジタル信号プロセッサ２００は、周波数の一次関数としての位相差ＤＩＦＦ（ｆ）（＝Ｄ（ｆ）×ｆ）における周波数ｆの係数Ｄ（ｆ）を判定または推定する。特定帯域の周波数ｆは、一般的に最大電力の周波数またはＳ／Ｎ比が相対的に高い周波数を含む周波数帯域、例えばｆ＝１ｋＨｚ付近のｆ＝０．５乃至１．５ｋＨｚの範囲であってもよい。

次いで、ディジタル信号プロセッサ２００は、その判定された方向θｓｓまたは係数Ｄ（ｆ）に基づいて、限定された受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐを決定し、その隣接の移行範囲Ｒｔ、および残りの抑圧範囲Ｒｎを設定する。次いで、ディジタル信号プロセッサ２００は、各周波数ｆ毎に複素スペクトルＩＮ１（ｆ）およびＩＮ２（ｆ）を処理して、その抑圧範囲Ｒｎおよび移行範囲Ｒｔにおける雑音Ｎ１、Ｎ２を抑圧して、処理済みのディジタル入力信号ＩＮｄ（ｆ）を生成する。それによって、目的音源に対するマイクロホン装置１０の指向性が相対的に高くなる。

マイクロホン・アレイ装置１００は、例えば音声認識機能を有するカー・ナビゲーション装置のような情報機器へ適用することも可能である。従って、マイクロホン・アレイ装置１００に対する、主要な目的音源ＳＳの到来方向θｓｓおよび角度範囲Ｒｓとして、ドライバの音声の到来方向およびその最大受音範囲Ｒｓｍａｘを予め設定することもできる。

前述のように、ディジタル信号プロセッサ２００は、方向決定部１９４またはプロセッサ１０に結合されていてもよい。この場合、ディジタル信号プロセッサ２００は、方向決定部１９４またはプロセッサ１０から話者の方向θｄまたは最大の受音範囲Ｒｓｍａｘを表す情報を受け取る。ディジタル信号プロセッサ２００は、その話者の方向θｄまたは最大の受音範囲Ｒｓｍａｘを表す情報に基づいて、初期設定状態における最大受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｍａｘ、移行範囲Ｒｔ＝Ｒｔｉおよび最小抑圧範囲Ｒｎ＝Ｒｎｍｉｎを設定する。

方向決定部１９４またはプロセッサ１０は、ユーザによるキー入力によって入力された設定信号を処理して最大受音範囲Ｒｓｍａｘを表す情報を生成してもよい。また、方向決定部１９４またはプロセッサ１０は、センサ１９２によって捕捉された検出データまたは画像データに基づいて、話者の存在を検出しまたは認識して、話者の存在する方向θｄを決定し、最大受音範囲Ｒｓｍａｘを表す情報を生成してもよい。

ディジタル信号プロセッサ２００からのディジタル音信号ＩＮｄ（ｔ）の出力は、例えば、音声認識または携帯電話機の通話に用いられる。ディジタル音信号ＩＮｄ（ｔ）は、例えば、後続の利用アプリケーション４００に供給され、そこで、例えばディジタル−アナログ変換器４０４でアナログ信号に変換され低域通過フィルタ４０６で濾波されて濾波済みのアナログ信号が生成されてもよい。或いは、その利用アプリケーション４００において、ディジタル音信号ＩＮｄ（ｔ）は、メモリ４１４に格納されて音声認識部４１６で音声認識に使用されてもよい。音声認識部４１６は、ハードウェアとして実装されたプロセッサであっても、またはソフトウェアとして実装された例えばＲＯＭおよびＲＡＭを含むメモリ４１４に格納されたプログラムに従って動作するプロセッサであってもよい。

ディジタル信号プロセッサ２００は、ハードウェアとして実装された信号処理回路であっても、またはソフトウェアとして実装された例えばＲＯＭおよびＲＡＭを含むメモリ２０２に格納されたプログラムに従って動作する信号処理回路であってもよい。

図１において、マイクロホン・アレイ装置１００は、目的音源ＳＳの方向θｓｓ（＝−π／２）を中心とする限定された角度範囲を受音範囲または非抑圧範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐとしてもよい。また、マイクロホン・アレイ装置１００は、主要抑圧方向θ＝＋π／２を中心とする角度範囲を抑圧範囲Ｒｎとすることができる。代替形態として、図１における目的音源ＳＳの方向θｓｓと主要抑圧方向θは、左右が逆の位置にあってもよい。この場合、マイクロホンＭＩＣ１とＭＩＣ２の識別を左右逆に設定すればよい。

同期化係数生成部２２０は、初期設定状態において、最大の受音範囲Ｒｓとして例えば−π／２≦θ≦±０の最大角度範囲（Ｒｓｍａｘ）、移行範囲Ｒｔとして例えば±０＜θ≦＋π／６の角度範囲（Ｒｔｉ）、最小の抑圧範囲Ｒｎとして例えば＋π／６＜θ≦＋π／２の最小角度範囲（Ｒｎｍｉｎ）を設定する。

一方、目的音源ＳＳの角度方向θｓｓが周波数ｆに関する統計的平均でまたは平滑値で角度θ＝−π／２の付近に出現した場合、受音範囲Ｒｓを、例えば−π／２≦θ≦−π／４のような限定された角度範囲Ｒｓｐに決定すれば、雑音Ｎ１、Ｎ２を充分に抑圧することができる。また、目的音源ＳＳ’の角度方向θｓｓが周波数ｆに関する統計的平均でθ＝±０の付近に出現した場合、受音範囲Ｒｓを、例えば−π／９≦θ≦＋π／９のような限定された角度範囲Ｒｓｐに決定すれば、雑音Ｎ１、Ｎ２を充分に抑圧することができる。

図３Ａおよび３Ｂは、図１のマイクロホンＭＩＣ１およびＭＩＣ２のアレイの配置を用いた雑音の抑圧によって雑音を低減することができるマイクロホン・アレイ装置１００の概略的構成（configuration）の例を示している。

ディジタル信号プロセッサ２００は、アナログ−ディジタル変換器１６２、１６４の出力に入力が結合された高速フーリエ変換器２１２および２１４、目的音源方向判定部または周波数係数決定部２１８、同期化係数生成部２２０、およびフィルタ部３００を含んでいる。目的音源方向判定部２１８は、別の観点では、受音範囲決定部または抑圧範囲決定部として機能する。この実施形態では、周波数変換または直交変換に、高速フーリエ変換を用いるが、他の周波数変換可能な関数（例えば、離散コサイン変換またはウェーブレット変換、等）を用いてもよい。

同期化係数生成部２２０は、例えば可聴周波数帯域のような或る周波数帯域の各周波数ｆ（０＜ｆ＜ｆｓ／２）の複素スペクトル間の位相差ＤＩＦＦ（ｆ）を計算する位相差計算部２２２を含んでいる。同期化係数生成部２２０は、さらに、同期化係数計算部２２４を含んでいる。フィルタ部３００は、同期化部３３２および減算部３３４を含み、任意要素として増幅器３３６を含んでいてもよい。減算器３３４の代わりに、等価回路として、入力値を反転する符号反転器とその符号反転器に結合された加算器とを用いてもよい。代替形態として、目的音源方向判定部２１８は、同期化係数生成部２２０または同期化係数計算部２２４に含まれていてもよい。

目的音源方向判定部２１８は、２つの高速フーリエ変換器２１２および２１４の出力および位相差計算部２２２の出力に結合された入力を有する。位相差ＤＩＦＦ（ｆ）は、周波数ｆの一次関数ＤＩＦＦ（ｆ）＝Ｄ（ｆ）×ｆで表すことができる。ここで、Ｄ（ｆ）は、周波数の一次関数の周波数変数ｆの係数であり、傾きまたは比例定数を表す。位相差計算部２２０は、初期設定状態の受音範囲Ｒｓｍａｘ（図４）の位相差ＤＩＦＦ（ｆ）を生成して目的音源方向判定部２１８に供給する。目的音源方向判定部２１８は、入力の複素スペクトルＩＮ１（ｆ）およびＩＮ２（ｆ）に対して、位相差計算部２２０からの位相差ＤＩＦＦ（ｆ）における、例えば次の式で表される周波数ｆに関する統計的な平均または平滑化された傾きＤ（ｆ）を生成する。
Ｄ（ｆ）＝Σｆ×ＤＩＦＦ（ｆ）／Σｆ^２
周波数ｆの帯域は、例えば、０．３〜３．９ｋＨｚであってもよい。目的音源方向判定部２１８は、その傾きＤ（ｆ）に対応する受音範囲Ｒｓ、抑圧範囲Ｒｎおよび移行範囲Ｒｔを決定してもよい。

目的音源方向判定部２１８は、各周波数ｆにおいて、推定雑音Ｎの電力（パワー）スペクトル成分Ｎより大きい電力スペクトル成分を有する複素スペクトルＩＮ１（ｆ）およびＩＮ２（ｆ）の部分についてだけ、その周波数におけるその位相差ＤＩＦＦ（ｆ）とその傾きＤ（ｆ）を求めてもよい。ここで、電力スペクトルとは、異なる周波数に対する複素スペクトルの振幅の絶対値の２乗または電力を表す。そのために、目的音源方向判定部２１８は、入力の複素スペクトルＩＮ１（ｆ）およびＩＮ２（ｆ）における、非音声時のパターンを示す電力スペクトルにおいて各周波数ｆ毎の雑音電力を求めて、それを定常雑音電力Ｎとして推定してもよい。

図３Ｃは、目的音源の音信号区間の電力スペクトルと雑音区間の電力スペクトルの例を示している。目的音源の音信号または音声信号の電力スペクトルは、分布が不均一であり、相対的に規則性が高い。一方、定常的な雑音区間の電力スペクトルは、周波数全体に対して分布が概ね均一であり、相対的に規則性が低い。このような分布差を利用して目的音源ＳＳ、ＳＳ’の音信号と定常雑音Ｎを識別してもよい。さらに、例えば、音声特有のピッチ（ハーモニクス）特性またはフォルマンの分布特性を求めて識別してもよい。

また、最大の受音範囲Ｒｓｍａｘにある位相差ＤＩＦＦ（ｆ）について、複素スペクトルＩＮ１（ｆ）の電力Ｐ１と複素スペクトルＩＮ２（ｆ）の電力Ｐ２とは、一般的にＰ１≧Ｐ２+ΔＰ（ここで、ΔＰは設計者によって決定される許容誤差を表す）の関係を満たす。それは、目的音源ＳＳまたはＳＳ’は、マイクロホンＭＩＣ２よりもマイクロホンＭＩＣ１に近いかまたはマイクロホンＭＩＣ１とＭＩＣ２と実質的に同じ距離にあるからである。従って、上述の推定雑音電力Ｎによる判定に加えてまたはそれと代替的に、Ｐ１≧Ｐ２+ΔＰを満たさない位相差ＤＩＦＦ（ｆ）を判定して除外してもよい。

上述の推定雑音電力Ｎによる判定および／または複素スペクトルＩＮ１（ｆ）およびＩＮ２（ｆ）の電力の比較によって、受音範囲Ｒｓｍａｘ内の目的音源ＳＳ、ＳＳ’の音信号の適切な位相差ＤＩＦＦ（ｆ）とその傾きＤ（ｆ）を求めることができ、雑音Ｎ１、Ｎ２に由来する位相差をできるだけ除外することができる。

位相差計算部２２２は、後で詳しく説明するように、高速フーリエ変換器２１２および２１４からの全周波数ｆまたは特定帯域の周波数ｆについて複素スペクトルＩＮ１（ｆ）とＩＮ２（ｆ）の間の位相差ＤＩＦＦ（ｆ）を求める。代替形態として、目的音源方向判定部２１８は、位相差計算部２２０と同様に動作して、高速フーリエ変換器２１２および２１４からの複素スペクトルＩＮ１（ｆ）とＩＮ２（ｆ）の間の位相差ＤＩＦＦ（ｆ）を全周波数ｆまたは特定帯域の周波数ｆについて求めてもよい。

傾きＤ（ｆ）は、例えば目的音源ＳＳまたはＳＳ’のような支配的なまたは重心的な音源の角度方向θ（＝θｓｓ）に対応する。傾きＤ（ｆ）と角度方向θの関係は、Ｄ（ｆ）＝（４／ｆｓ）×θまたはθ＝（ｆｓ／４）×Ｄ（ｆ）で表すことができる。

目的音源方向判定部２１８は、その傾きＤ（ｆ）を表すデータ、またはその傾きＤ（ｆ）に対応する限定された受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐを表す位相差データ（図６Ａ〜６Ｅ、境界の係数ａ、ａ’、ｂ、ｂ’）を、同期化係数計算部２２４に供給する。同期化係数計算部２２４は、その傾きＤ（ｆ）に従って、対応する受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐ、抑圧範囲Ｒｎおよび移行範囲Ｒｔを決定してもよい。

図４は、図１のマイクロホン・アレイＭＩＣ１、ＭＩＣ２の配置による、位相差計算部２２２によって計算された周波数ｆ毎の位相スペクトル成分の位相差ＤＩＦＦ（ｆ）と、初期設定状態における最大受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｍａｘ、移行範囲Ｒｔ＝Ｒｔｉ、および抑圧範囲Ｒｎ＝Ｒｎｍｉｎとの関係の例を示している。

位相差ＤＩＦＦ（ｆ）は、例えば、−２π／ｆｓ＜ＤＩＦＦ（ｆ）＜＋２π／ｆｓの範囲の値であり、周波数ｆに関して−（２π／ｆｓ）ｆ≦ＤＩＦＦ（ｆ）≦＋（２π／ｆｓ）ｆの範囲の関数である。初期設定状態の最大受音範囲Ｒｓｍａｘが例えば−π／２≦θ≦±０である場合、傾きＤ（ｆ）は、−（２π／ｆｓ）≦Ｄ（ｆ）≦±０の範囲の値である。目的音源ＳＳの角度方向θｓｓが全ての周波数ｆについて例えばθｓｓ＝−π／２の場合、傾きはＤ（ｆ）＝−π／（ｆｓ／２）＝−２π／ｆｓである。また、目的音源ＳＳ’の角度方向が全ての周波数ｆについて例えばθｓｓ＝０の場合、傾きはＤ（ｆ）＝０である。

図５Ａは、受音範囲限定状態における、位相差ＤＩＦＦ（ｆ）の統計的な平均のまたは平滑化された傾きＤ（ｆ）＝−２π／ｆｓに対する、限定された受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐ、移行範囲Ｒｔおよび抑圧範囲Ｒｎの設定状態の例を示している。

図５Ｂは、受音範囲限定状態における、別の傾きＤ（ｆ）＝０に対する、限定された受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐ、移行範囲Ｒｔおよび抑圧範囲Ｒｎの設定状態の例を示している。

図５Ｃは、受音範囲限定状態における、（４θｔ＋２θｓ−２π）／ｆｓ＜Ｄ（ｆ）＜０の範囲のようなさらに別の傾きＤ（ｆ）に対する、限定された受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐ、移行範囲Ｒｔおよび抑圧範囲Ｒｎの設定状態の例を示している。

図５Ｄは、受音範囲限定状態における、２（θｓ−π）／ｆｓ＜Ｄ（ｆ）＜（４θｔ＋２θｓ−２π）／ｆｓの範囲のようなさらに別の傾きＤ（ｆ）に対する、限定された受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐ、抑圧範囲Ｒｎおよび移行範囲Ｒｔの設定状態の例を示している。

図５Ｅは、受音範囲限定状態における、−２π／ｆｓ＜Ｄ（ｆ）＜２（θｓ−π）／ｆｓの範囲のようなさらに別の傾きＤ（ｆ）に対する、限定された受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐ、移行範囲Ｒｔおよび抑圧範囲Ｒｎの設定状態の例が示を示している。図５Ａ〜５Ｅにおいて、θｓ、θｓ’は受音範囲の角度範囲を表し、θｔ、θｔ’は移行範囲の角度範囲を表し、θｎ、θｎ’は抑圧範囲の角度範囲を表している。

図５Ａに示されているように、初期設定状態で傾きＤ（ｆ）＝−２π／ｆｓの場合、同期化係数計算部２２４は、限定された受音範囲Ｒｓ（θ）＝Ｒｓｐを最小の−π／２≦θ≦θｂ＝θｓ／２−π／２と設定する。次いで、同期化係数計算部２２４は、移行範囲Ｒｔ（θ）をθｂ＝θｓ／２−π／２＜θ≦θａ＝θｓ／２＋θｔ−π／２と設定する。同期化係数計算部２２４は、さらに抑圧範囲Ｒｎ（θ）（＝Ｒｎｍａｘ）を、残りのθａ＝θｓ／２＋θｔ−π／２＜θ≦＋π／２に設定する。受音範囲Ｒｓの角度θｓは、例えばθｓ＝π／３〜π／６の範囲の或る値であってもよい。移行範囲Ｒｔの角度θｔは、例えばθｔ＝π／６〜π／１２の範囲の或る値であってもよい。

図５Ｂに示されているように、初期設定状態で傾きＤ（ｆ）＝０の場合、同期化係数計算部２２４は、限定された受音範囲Ｒｓ（θ）＝Ｒｓｐをθｂ’＝−θｓ／２≦θ≦θｂ＝＋θｓ／２と設定する。次いで、同期化係数計算部２２４は、移行範囲Ｒｔ（θ）をθｂ＝θｓ／２＜θ≦θａ＝θｓ／２＋θｔおよびθａ’＝−θｓ／２−θｔ＜θ≦θｂ’＝−θｓ／２と設定する。同期化係数計算部２２４は、さらに抑圧範囲Ｒｎ（θ）を、残りのθａ＝θｓ／２＋θｔ＜θ≦＋π／２および−π／２≦θ＜θａ’＝−θｓ／２−θｔと設定する。

図５Ｃに示されているように、初期設定状態で（４θｔ＋２θｓ−２π）／ｆｓ≦Ｄ（ｆ）＜０の範囲の傾きＤ（ｆ）の場合、同期化係数計算部２２４は、限定された受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐをθｂ’≦θ≦θｂに設定し、移行範囲Ｒｔをθｂ＜θ≦θａおよびθａ’＜θ≦θｂ’に設定する。同期化係数計算部２２４は、さらに抑圧範囲Ｒｎを、残りのθａ＜θ≦＋π／２および−π／２≦θ＜θａ’に設定する。

図５Ｄに示されているように、初期設定状態で２（θｓ−π）／ｆｓ≦Ｄ（ｆ）＜（４θｔ＋２θｓ−２π）／ｆｓの範囲の傾きＤ（ｆ）の場合、同期化係数計算部２２４は、限定された受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐをθｂ’≦θ≦θｂに設定し、移行範囲Ｒｔをθｂ＜θ≦θａおよび−π／２≦θ＜θｂ’に設定する。同期化係数計算部２２４は、さらに抑圧範囲Ｒｎを、残りのθａ＜θ≦＋π／２および−π／２≦θ＜θａ’に設定する。

図５Ｅに示されているように、初期設定状態で−２π／ｆｓ＜Ｄ（ｆ）＜２（θｓ−π）／ｆｓの範囲の傾きＤ（ｆ）の場合、同期化係数計算部２２４は、限定された受音範囲Ｒｓを−π／２≦θ≦θｂに設定し、移行範囲Ｒｔをθｂ＜θ≦θａに設定する。同期化係数計算部２２４は、さらに抑圧範囲Ｒｎを、残りのθａ＜θ≦＋π／２に設定する。

図５Ａ〜５Ｅにおいて、目的音源の音量に対する雑音抑圧量が、目的音源の角度方向θｓｓに関係なく、概ねまたは実質的に一定になるように、受音範囲Ｒｓ、抑圧範囲Ｒｎおよび移行範囲Ｒｔを制御することが好ましい。

そのために、限定された受音範囲Ｒｓの角度θｓは、図５Ａ〜５Ｅにおける、任意の中心角度方向θｓｓに対して、限定された受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐの立体角（単位球における占有表面積）の総和が概ねまたは実質的に一定になるように可変に決定してもよい。同様に、抑圧範囲Ｒｎの角度θｎは、任意の境界角度方向θａ、θａ’に対して、抑圧範囲Ｒｎの立体角の総和が概ねまたは実質的に一定になるように可変に決定してもよい。同様に、移行範囲Ｒｔの角度θｔは、任意の境界角度方向θａ、θａ’、θｂ、θｂ’に対して、その雑音電力成分の総和がそれぞれ概ねまたは実質的に一定になるように可変に決定してもよい。概略的には、移行範囲Ｒｔの角度θｔは、任意の境界角度方向θａ、θａ’θｂ、θｂ’に対して、移行範囲Ｒｔの立体角の総和が実質的に概ねまたは実質的に一定になるように可変に決定してもよい。即ち、角度方向θｓｓが−π／２から０に増大するに従って受音範囲Ｒｓの角度θｓの大きさ（幅）が徐々に小さくなるように、角度θｓを可変に決定してもよい。また、角度方向θｓｓが−π／２から０に増大するに従って抑圧範囲Ｒｎの角度θｎの大きさ（幅）が徐々に小さくなるように、角度θｎを可変に決定してもよい。また、角度θｓ、θｎおよびθｔは、各角度方向θｓｓに対して、雑音量の実測値に基づいて決定してもよい。

上述のように、限定された受音範囲Ｒｓの角度θｓは、任意の中心角度方向θｓｓに対して、限定された受音範囲Ｒｓの立体角の総和が一定になるように可変に決定する場合、図５Ｅは、図５Ａに含まれる。従って、図５Ａは、目的音源ＳＳの角度方向θｓｓは、−π／２≦θｓｓ≦（θｓ−π）／２の範囲に対して適用される。

同期化係数計算部２２４の代わりに、目的音源方向判定部２１８が、図５Ａ〜５Ｅの受音範囲Ｒｓ、移行範囲Ｒｔおよび抑圧範囲Ｒｎを同期化係数計算部２２４に設定してもよい。

次に、ディジタル信号プロセッサ２００の動作をより具体的に説明する。
アナログ−ディジタル変換器１６２、１６４からの時間領域のディジタル入力信号ＩＮ１（ｔ）およびＩＮ２（ｔ）は、それぞれ高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）２１２および２１４の入力に供給される。高速フーリエ変換器２１２、２１４は、既知の形態で、ディジタル入力信号ＩＮ１（ｔ）、ＩＮ２（ｔ）の各信号区間に、オーバラップ窓関数を乗算してその積をフーリエ変換または直交変換して、周波数領域の複素スペクトルＩＮ１（ｆ）、ＩＮ２（ｆ）を生成する。ここで、ＩＮ１（ｆ）＝Ａ_１ｅ^{ｊ（２πｆｔ＋φ１（ｆ））}、ＩＮ２（ｆ）＝Ａ_２ｅ^{ｊ（２πｆｔ＋φ２（ｆ））}、ｆは周波数、Ａ_１およびＡ_２は振幅、ｊは単位虚数、φ１（ｆ）およびφ２（ｆ）は周波数ｆの関数である遅延位相である。オーバラップ窓関数として、例えば、ハミング窓関数、ハニング窓関数、ブラックマン窓関数、３シグマガウス窓関数、または三角窓関数を用いることができる。

位相差計算部２２２は、距離ｄだけ離れた隣接の２つのマイクロホンＭＩＣ１とＭＩＣ２の間での周波数ｆ（０＜ｆ＜ｆｓ／２）毎の音源方向を示す位相スペクトル成分の位相差ＤＩＦＦ（ｆ）（ラジアン、ｒａｄ）を次の式で求める。
ＤＩＦＦ（ｆ）
＝ｔａｎ^−１（Ｊ｛ＩＮ２（ｆ）／ＩＮ１（ｆ）｝／Ｒ｛ＩＮ２（ｆ）／ＩＮ１（ｆ）｝）
ここで、各１つの周波数ｆに対応する音源は１つの音源しかないものと近似する。Ｊ｛ｘ｝は複素数ｘの虚数成分を表し、Ｒ｛ｘ｝は複素数ｘの実数成分を表す。
この位相差ＤＩＦＦ（ｆ）をディジタル入力信号ＩＮ１（ｔ）、ＩＮ２（ｔ）の遅延位相（φ１（ｆ）、φ２（ｆ））で表現すると、次のようになる。
ＤＩＦＦ（ｆ）＝ｔａｎ^−１（Ｊ｛（Ａ_２ｅ^{ｊ（２πｆｔ＋φ２（ｆ））}／Ａ_１ｅ^{ｊ（２πｆｔ＋φ１（ｆ））}｝／Ｒ｛（Ａ_２ｅ^{ｊ（２πｆｔ＋φ２（ｆ））}／Ａ_１ｅ^{ｊ（２πｆｔ＋φ１（ｆ））}｝）
＝ｔａｎ^−１（Ｊ｛（Ａ_２／Ａ_１）ｅ^{ｊ（φ２（ｆ）−φ１（ｆ））}｝／Ｒ｛（Ａ_２／Ａ_１）ｅ^{ｊ（φ２（ｆ）−φ１（ｆ））}｝）
＝ｔａｎ^−１（Ｊ｛ｅ^{ｊ（φ２（ｆ）−φ１（ｆ））}｝／Ｒ｛ｅ^{ｊ（φ２（ｆ）−φ１（ｆ））}｝）
＝ｔａｎ^−１（ｓｉｎ（φ２（ｆ）−φ１（ｆ））／ｃｏｓ（φ２（ｆ）−φ１（ｆ）））
＝ｔａｎ^−１（ｔａｎ（φ２（ｆ）−φ１（ｆ））
＝φ２（ｆ）−φ１（ｆ）
ここで、入力信号ＩＮ１（ｔ）およびＩＮ２（ｔ）のうち、マイクロホンＭＩＣ１に由来する入力信号ＩＮ１（ｔ）が比較の基準となっている。マイクロホンＭＩＣ２に由来する入力信号ＩＮ２（ｔ）が比較の基準である場合は、入力信号ＩＮ１（ｔ）とＩＮ２（ｔ）を入れ替えればよい。

位相差計算部２２２は、隣接する２つの入力信号ＩＮ１（ｆ）、ＩＮ２（ｆ）の間の周波数ｆ毎の位相スペクトル成分の位相差ＤＩＦＦ（ｆ）の値を同期化係数計算部２２４に供給し、さらに位相差ＤＩＦＦ（ｆ）の値を音源方向判定部２１８に供給してもよい。

図６Ａ〜６Ｅは、受音範囲限定状態における、位相差ＤＩＦＦ（ｆ）の異なる傾きＤ（ｆ）に対する、周波数ｆに対する位相スペクトル成分の位相差ＤＩＦＦ（ｆ）と、限定された受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐ、移行範囲Ｒｔおよび抑圧範囲Ｒｎとの関係の例を示している。図６Ａ〜６Ｃの位相差ＤＩＦＦ（ｆ）は、それぞれ図５Ａ〜５Ｅの角度方向θに対応する。

図６Ａ〜６Ｅにおいて、一次関数ａｆおよびａ’ｆは、それぞれ抑圧範囲Ｒｎと移行範囲Ｒｔの間の角度境界線θａおよびθａ’に対応する位相差ＤＩＦＦ（ｆ）の境界線を表す。ここで、周波数ｆは０＜ｆ＜ｆｓ／２の範囲の値である。ａおよびａ’は周波数ｆの係数である。一次関数ｂｆおよびｂ’ｆは、それぞれ受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐと移行範囲Ｒｔの間の角度境界線θｂおよびθｂ’に対応する位相差ＤＩＦＦ（ｆ）の境界線を表す。ここで、ｂおよびｂ’は周波数ｆの係数である。係数ａ、ａ’、ｂおよびｂ’は、ａ＞ｂ、ｂ’＜ａ’の関係を満たす。

図６Ａにおいて、Ｄ（ｆ）＝−２π／ｆｓの場合、受音範囲Ｒｓ（ＤＩＦＦ（ｆ））＝Ｒｓｐは、−２πｆ／ｆｓ≦ＤＩＦＦ（ｆ）≦ｂｆ＝２（θｓ−π）ｆ／ｆｓと設定される。移行範囲Ｒｔ（ＤＩＦＦ（ｆ））は、ｂｆ＝２（θｓ−π）ｆ／ｆｓ＜θ≦ａｆ＝（２θｓ＋４θｔ−２π）ｆ／ｆｓと設定される。抑圧範囲Ｒｎ（ＤＩＦＦ（ｆ））は、ａｆ＝（２θｓ＋４θｔ−２π）ｆ／ｆｓ＜ＤＩＦＦ（ｆ）≦＋２πｆ／ｆｓと設定される。

図６Ｂにおいて、Ｄ（ｆ）＝０場合、受音範囲Ｒｓ（ＤＩＦＦ（ｆ））＝Ｒｓｐは、ｂ’ｆ＝−２θｓｆ／ｆｓ≦ＤＩＦＦ（ｆ）≦ｂｆ＝＋２θｓｆ／ｆｓと設定される。移行範囲Ｒｔ（ＤＩＦＦ（ｆ））は、ｂｆ＝２θｓｆ／ｆｓ＜ＤＩＦＦ（ｆ）≦ａｆ＝（２θｓ＋４θｔ）ｆ／ｆｓおよびａ’ｆ＝（−２θｓ−４θｔ）ｆ／ｆｓ＜ＤＩＦＦ（ｆ）≦ｂ’ｆ＝−２θｓｆ／ｆｓと設定される。抑圧範囲Ｒｎ（ＤＩＦＦ（ｆ））は、ａｆ＝（２θｓ＋４θｔ）ｆ／ｆｓ＜ＤＩＦＦ（ｆ）≦＋２πｆ／ｆｓおよび−２πｆ／ｆｓ≦ＤＩＦＦ（ｆ）＜ａ’ｆ＝（−２θｓ−４θｔ）ｆ／ｆｓと設定される。

図６Ｃにおいて、（４θｔ＋２θｓ−２π）／ｆｓ≦Ｄ（ｆ）＜０の範囲の傾きＤ（ｆ）の場合、受音範囲Ｒｓ（ＤＩＦＦ（ｆ））＝Ｒｓｐは、ｂ’ｆ＝（Ｄ（ｆ）−２θｓ／ｆｓ）ｆ≦ＤＩＦＦ（ｆ）≦ｂｆ＝（Ｄ（ｆ）＋２θｓ／ｆｓ）ｆと設定される。移行範囲Ｒｔ（ＤＩＦＦ（ｆ））は、ｂｆ＜ＤＩＦＦ（ｆ）≦ａｆ＝（Ｄ（ｆ）＋（２θｓ＋４θｔ）／ｆｓ）ｆおよびａ’ｆ＝（Ｄ（ｆ）−（２θｓ＋４θｔ）／ｆｓ）ｆ＜ＤＩＦＦ（ｆ）≦ｂ’ｆと設定される。抑圧範囲Ｒｎ（ＤＩＦＦ（ｆ））は、ａｆ＜ＤＩＦＦ（ｆ）≦＋２πｆ／ｆｓおよび−２πｆ／ｆｓ≦ＤＩＦＦ（ｆ）＜ａ’ｆ＝（−２θｓ−４θｔ）ｆ／ｆｓと設定される。

図６Ｄにおいて、２（θｓ−π）／ｆｓ≦Ｄ（ｆ）＜（４θｔ＋２θｓ−２π）／ｆｓの範囲の傾きＤ（ｆ）の場合、受音範囲Ｒｓ（ＤＩＦＦ（ｆ））＝Ｒｓｐは、ｂ’ｆ≦ＤＩＦＦ（ｆ）≦ｂｆと設定される。移行範囲Ｒｔ（ＤＩＦＦ（ｆ））は、ｂｆ＜ＤＩＦＦ（ｆ）≦ａｆおよび−２πｆ／ｆｓ≦ＤＩＦＦ（ｆ）≦ｂ’ｆと設定される。抑圧範囲Ｒｎ（ＤＩＦＦ（ｆ））は、ａｆ＜ＤＩＦＦ（ｆ）≦＋２πｆ／ｆｓと設定される。

図６Ｅにおいて、−２π／ｆｓ＜Ｄ（ｆ）＜２（θｓ−π）／ｆｓの範囲の傾きＤ（ｆ）の場合、受音範囲Ｒｓ（ＤＩＦＦ（ｆ））＝Ｒｓｐは、−２πｆ／ｆｓ≦ＤＩＦＦ（ｆ）≦ｂｆと設定される。移行範囲Ｒｔ（ＤＩＦＦ（ｆ））は、ｂｆ＜ＤＩＦＦ（ｆ）≦ａｆと設定される。抑圧範囲Ｒｎ（ＤＩＦＦ（ｆ））は、ａｆ＜ＤＩＦＦ（ｆ）≦＋２πｆ／ｆｓと設定される。但し、上述のように、限定された受音範囲Ｒｓｐの角度θｓが任意の中心角度方向θｓｓに対して限定された受音範囲Ｒｓｐの立体角の総和が一定になるように可変に決定する場合、図６Ｅは、図６Ａに含まれる。即ち、図６Ａは、−２π／ｆｓ≦Ｄ（ｆ）＜２（θｓ−π）／ｆｓの範囲の傾きＤ（ｆ）に適用される。

図６Ａ〜６Ｅの各々において、位相差ＤＩＦＦ（ｆ）が抑圧範囲Ｒｎに対応する範囲に位置する場合には、同期化係数計算部２２４は、ディジタル入力信号ＩＮ１（ｆ）およびＩＮ２（ｆ）に対して雑音抑圧のための処理を行う。位相差ＤＩＦＦ（ｆ）が移行範囲Ｒｔに対応する範囲に位置する場合には、同期化係数計算部２２４は、ディジタル入力信号ＩＮ１（ｆ）およびＩＮ２（ｆ）に対して周波数ｆおよび位相差ＤＩＦＦ（ｆ）に応じて低減された雑音抑圧のための処理を行う。位相差ＤＩＦＦ（ｆ）が受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐに対応する範囲に位置する場合には、同期化係数計算部２２４は、ディジタル入力信号ＩＮ１（ｆ）およびＩＮ２（ｆ）に対して雑音抑圧のための処理を行わない。

同期化係数計算部２２４は、各周波数ｆについて、マイクロホンＭＩＣ１の位置における入力信号中の抑圧範囲Ｒｎ内の角度θの雑音は、マイクロホンＭＩＣ２の入力信号中の同じ雑音が位相差ＤＩＦＦ（ｆ）だけ遅れて到達したものである、と推定する。抑圧範囲Ｒｎ内の角度θは、例えば、−π／１２＜θ≦＋π／２、＋π／９＜θ≦＋π／２、または＋２π／９＜θ≦＋π／２および−π／２≦θ＜−２π／９である。但し、抑圧範囲Ｒｎ内の角度θが負の範囲、例えば−π／２≦θ＜−２π／９にある場合は、位相差ＤＩＦＦ（ｆ）は負の符号の値となり、進相を表す。また、同期化係数計算部２２４は、マイクロホンＭＩＣ１の位置における移行範囲Ｒｔ内の角度θでは、受音範囲Ｒｓにおける処理と抑圧範囲Ｒｎにおける雑音抑圧処理のレベルを徐々に変化させまたは切り換える。

同期化係数計算部２２４は、初期設定状態において、１組の位相差の範囲（Ｒｓ＝Ｒｓｍａｘ、Ｒｔ、Ｒｎ）に従って、周波数ｆ毎の位相スペクトル成分の位相差ＤＩＦＦ（ｆ）に基づいて、次の式に従って同期化係数Ｃ（ｆ）を計算する。また、同期化係数計算部２２４は、受音範囲限定状態で傾きＤ（ｆ）に応じて決定された図６Ａ〜６Ｅ中の１組の位相差範囲（Ｒｓ＝Ｒｓｐ、Ｒｔ、Ｒｎ）に従って、周波数ｆ毎の位相スペクトル成分の位相差ＤＩＦＦ（ｆ）に基づいて次の式に従って同期化係数Ｃ（ｆ）を計算する。

（ａ） 同期化係数計算部２２４は、高速フーリエ変換における時間的分析フレーム（窓）ｉ毎の同期化係数Ｃ（ｆ）を順次計算する。ｉは分析フレームの時間的順序番号（０、１、２、．．．）を表す。位相差ＤＩＦＦ（ｆ）が抑圧範囲Ｒｎ内の角度θ（例えば、−π／１２＜θ≦＋π／２、＋π／９＜θ≦＋π／２、または＋２π／９＜θ≦＋π／２）に対応する位相差の値である場合の同期化係数Ｃ（ｆ，ｉ）＝Ｃｎ（ｆ，ｉ）：
初期順序番号ｉ＝０に対して、
Ｃ（ｆ，０）＝Ｃｎ（ｆ，０）
＝ＩＮ１（ｆ，０）／ＩＮ２（ｆ，０）
順序番号ｉ＞０に対して、
Ｃ（ｆ，ｉ）＝Ｃｎ（ｆ，ｉ）
＝αＣ（ｆ，ｉ−１）＋（１−α）ＩＮ１（ｆ，ｉ）／ＩＮ２（ｆ，ｉ）

ここで、ＩＮ１（ｆ，ｉ）／ＩＮ２（ｆ，ｉ）は、マイクロホンＭＩＣ２の入力信号の複素スペクトルに対するマイクロホンＭＩＣ１の入力信号の複素スペクトルの比、即ち振幅比と位相差を表している。また、ＩＮ１（ｆ，ｉ）／ＩＮ２（ｆ，ｉ）は、マイクロホンＭＩＣ１の入力信号の複素スペクトルに対するマイクロホンＭＩＣ２の入力信号の複素スペクトルの比の逆数を表しているともいえる。αは、同期化のための前の分析フレームの遅延移相量の加算割合または合成割合を示し、０≦α＜１の範囲の定数である。１−αは、同期化のための加算される現在の分析フレームの遅延移相量の合成割合を示す。現在の同期化係数Ｃ（ｆ，ｉ）は、前の分析フレームの同期化係数と現在の分析フレームのマイクロホンＭＩＣ２に対するマイクロホンＭＩＣ１の入力信号の複素スペクトルの比を、比率α：（１−α）で加算したものである。

（ｂ） 位相差ＤＩＦＦ（ｆ）が受音範囲Ｒｓ内の角度θ（例えば、−π／２≦θ≦±０、−π／２≦θ≦−π／４、または−π／９≦θ≦＋π／９）に対応する位相差の値である場合、同期化係数Ｃ（ｆ）＝Ｃｓ（ｆ）は：
Ｃ（ｆ）＝Ｃｓ（ｆ）＝ｅｘｐ（−ｊ２πｆ／ｆｓ）または
Ｃ（ｆ）＝Ｃｓ（ｆ）＝０ （同期化減算しない場合）

（ｃ） 位相差ＤＩＦＦ（ｆ）が移行範囲Ｒｔ内の角度θ（例えば、０＜θ≦＋π／６、−π／４＜θ≦−π／１２、または−π／１８＜θ≦＋π／９および−π／２≦θ＜−π／６）に対応する位相差の値である場合、同期化係数Ｃ（ｆ）＝Ｃｔ（ｆ）は：
角度θに応じて上記（ａ）のＣｓ（ｆ）とＣｎ（ｆ）の加重平均として、
Ｃ（ｆ）＝Ｃｔ（ｆ）
＝Ｃｓ（ｆ）×（θ−θｂ）／（θａ−θｂ）
＋Ｃｎ（ｆ）×（θａ−θ）／（θａ−θｂ）
ここで、θａは移行範囲Ｒｔと抑圧範囲Ｒｎの間の境界の角度を表し、θｂは移行範囲Ｒｔと受音範囲Ｒｓの間の境界の角度を表す。

このようにして、位相差計算部２２２は、複素スペクトルＩＮ１（ｆ）およびＩＮ２（ｆ）に応じて同期化係数Ｃ（ｆ）を生成して、複素スペクトルＩＮ１（ｆ）およびＩＮ２（ｆ）、および同期化係数Ｃ（ｆ）をフィルタ部３００に供給する。

図３Ｂを参照すると、フィルタ部３００において、同期化部３３２は、次の式の乗算を行って複素スペクトルＩＮ２（ｆ）を複素スペクトルＩＮ１（ｆ）に同期化して、同期化された複素スペクトルＩＮｓ２（ｆ）を生成する。
ＩＮｓ２（ｆ）＝Ｃ（ｆ）×ＩＮ２（ｆ）

減算部３３４は、次の式に従って複素スペクトルＩＮ１（ｆ）から、係数γ（ｆ）を乗じた複素スペクトルＩＮｓ２（ｆ）を減算して、雑音が抑圧されたディジタル複素スペクトル信号または複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）を生成する。
ＩＮｄ（ｆ）＝ＩＮ１（ｆ）−γ（ｆ）×ＩＮｓ２（ｆ）
ここで、係数γ（ｆ）は０≦γ（ｆ）≦１の範囲の予め設定される値である。係数γ（ｆ）は、周波数ｆの関数であり、同期化係数に依存するスペクトルＩＮｓ２（ｆ）の減算の度合いを調整するための係数である。例えば、受音範囲Ｒｓから到来した音を表す音信号の歪みの発生を抑えつつ、抑圧範囲Ｒｎから到来した音を表す雑音を大きく抑圧するために、位相差ＤＩＦＦ（ｆ）によって表される音の到来方向が抑圧範囲Ｒｎにある場合の方が受音範囲Ｒｓにある場合よりも大きくなるように係数γ（ｆ）を設定してもよい。

ディジタル音信号ＩＮｄ（ｔ）は、減算部３３４の後段の増幅器３３６において、音声区間におけるディジタル音信号ＩＮｄ（ｔ）の電力レベルが概ねまたは実質的に一定になるように、利得制御されてもよい。

ディジタル信号プロセッサ２００は、さらに逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）３８２を含んでいる。逆高速フーリエ変換器３８２は、同期化係数計算部２２４から複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）を受け取って逆フーリエ変換して、オーバラップ加算し、マイクロホンＭＩＣ１の位置における時間領域のディジタル音信号ＩＮｄ（ｔ）を生成する。

逆高速フーリエ変換器３８２の出力は、後段に位置する利用アプリケーション４００の入力に結合される。

ディジタル音信号ＩＮｄ（ｔ）の出力は、例えば、音声認識または携帯電話機の通話に用いられる。ディジタル音信号ＩＮｄ（ｔ）は、後続の利用アプリケーション４００に供給され、そこで、例えば、ディジタル−アナログ変換器４０４でディジタル−アナログ変換され低域通過フィルタ４０６で低域通過濾波されてアナログ信号が生成され、またはメモリ４１４に格納されて音声認識部４１６で音声認識に使用される。

図３Ａおよび３Ｂの要素２１２、２１４、２１８、２２０〜２２４、３００〜３３４および３８２は、集積回路として実装されたまたはプログラムで実装されたディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２００によって実行されるフロー図と見ることもできる。

図７は、メモリ２０２に格納されたプログラムに従って図３Ａおよび３Ｂのディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２００によって実行される複素スペクトルの生成のためのフローチャートの例を示している。従って、このフローチャートは、図３Ａおよび３Ｂの要素２１２、２１４、２１８、２２０、３００および３８２によって実現される機能に対応する。

図３Ａ、３Ｂおよび７を参照すると、ステップ５０２において、ディジタル信号プロセッサ２００（高速フーリエ変換部２１２、２１４）は、アナログ−ディジタル変換器１６２、１６４から供給された時間領域の２つのディジタル入力信号ＩＮ１（ｔ）およびＩＮ２（ｔ）をそれぞれ入力し捕捉する。

ステップ５０４において、ディジタル信号プロセッサ２００（高速フーリエ変換部２１２、２１４）は、２つのディジタル入力信号ＩＮ１（ｔ）およびＩＮ２（ｔ）の各々にオーバラップ窓関数を乗算する。

ステップ５０６において、ディジタル信号プロセッサ２００（高速フーリエ変換部２１２、２１４）は、ディジタル入力信号ＩＮ１（ｔ）およびＩＮ２（ｔ）をフーリエ変換して周波数領域の複素スペクトルＩＮ１（ｆ）およびＩＮ２（ｆ）を生成する。

ステップ５０８において、ディジタル信号プロセッサ２００（同期化係数生成部２２０の位相差計算部２２２）は、スペクトルＩＮ１（ｆ）とＩＮ２（ｆ）の間の位相差：
ＤＩＦＦ（ｆ）
＝ｔａｎ^−１（Ｊ｛ＩＮ２（ｆ）／ＩＮ１（ｆ）｝／Ｒ｛ＩＮ２（ｆ）／ＩＮ１（ｆ）｝）
を計算する。

ステップ５１０において、ディジタル信号プロセッサ２００（目的音源方向判定部２１８）は、位相差ＤＩＦＦ（ｆ）に応じて、全周波数ｆまたは特定帯域の周波数ｆについて傾きＤ（ｆ）＝Σｆ×ＤＩＦＦ（ｆ）／Σｆ^２の値を生成する。ディジタル信号プロセッサ２００（同期化係数計算部２２４）は、その傾きＤ（ｆ）を表すデータまたはそれに対応する受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐの位相差データ（ａ、ａ’、ｂ、ｂ’））に従って、周波数ｆ毎に、限定された受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐ、抑圧範囲Ｒｎおよび移行範囲Ｒｔを設定する（図６Ａ〜６Ｅ）。

ステップ５１４において、ディジタル信号プロセッサ２００（同期化係数計算部２２４）は、位相差ＤＩＦＦ（ｆ）に基づいて、マイクロホンＭＩＣ２の入力信号に対するマイクロホンＭＩＣ１の入力信号の複素スペクトルの比Ｃ（ｆ）を前述のように次の式に従って計算する。

（ａ） 位相差ＤＩＦＦ（ｆ）が抑圧角度範囲Ｒｎ内の角度θに対応する値である場合、同期化係数Ｃ（ｆ，ｉ）＝Ｃｎ（ｆ，ｉ）＝αＣ（ｆ，ｉ−１）＋（１−α）ＩＮ１（ｆ，ｉ）／ＩＮ２（ｆ，ｉ）。
（ｂ） 位相差ＤＩＦＦ（ｆ）が受音角度範囲Ｒｓ内の角度θに対応する値である場合、同期化係数Ｃ（ｆ）＝Ｃｓ（ｆ）＝ｅｘｐ（−ｊ２πｆ／ｆｓ）またはＣ（ｆ）＝Ｃｓ（ｆ）＝０。
（ｃ） 位相差ＤＩＦＦ（ｆ）が移行角度範囲Ｒｔ内の角度θに対応する値である場合、同期化係数Ｃ（ｆ）＝Ｃｔ（ｆ）、Ｃｓ（ｆ）とＣｎ（ｆ）の加重平均。

ステップ５１６において、ディジタル信号プロセッサ２００（同期化部３３２）は、式：ＩＮｓ２（ｆ）＝Ｃ（ｆ）ＩＮ２（ｆ）を計算して複素スペクトルＩＮ２（ｆ）を複素スペクトルＩＮ１（ｆ）に同期化して、同期化されたスペクトルＩＮｓ２（ｆ）を生成する。

ステップ５１８において、ディジタル信号プロセッサ２００（減算部３３４）は、複素スペクトルＩＮ１（ｆ）から、係数γ（ｆ）を乗じた複素スペクトルＩＮｓ２（ｆ）を減算する（ＩＮｄ（ｆ）＝ＩＮ１（ｆ）−γ（ｆ）×ＩＮｓ２（ｆ））。それによって、雑音が抑圧された複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）が生成される。

ステップ５２２において、ディジタル信号プロセッサ２００（逆高速フーリエ変換部３８２）は、同期化係数計算部２２４から複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）を受け取って逆フーリエ変換して、オーバラップ加算し、マイクロホンＭＩＣ１の位置における時間領域の音信号ＩＮｄ（ｔ）を生成する。

その後、手順はステップ５０２に戻る。ステップ５０２〜５２２は、所要の期間の入力を処理するために所要の時間期間だけ繰り返される。

このようにして、所望の目的音源ＳＳまたはＳＳ’が特的の方向θｓｓに出現した場合に、受音範囲Ｒｓを限定された受音範囲Ｒｓｐに設定し、それによって雑音を充分抑圧することができる。上述の２つのマイクロホンからの入力信号の処理は、複数のマイクロホン（図１）の中の任意の２つマイクロホンの組み合わせに適用できる。

上述のように目的音源の角度方向応じて限定された受音範囲Ｒｓｐを設定して雑音を抑圧することによって、目的音源ＳＳ、ＳＳ’の角度方向と関係なく最大受音範囲Ｒｓｍａｘを小さくして雑音を抑圧する場合と比較して、雑音がより大きく抑圧できるであろう。例えば、最大受音範囲Ｒｓｍａｘの立体角を、任意の目的音源の方向θｓｓを中心とするその半分の立体角の限定された受音範囲Ｒｓｐに減じることによって、約２〜３ｄＢの抑圧ゲインが得られるであろう。

図８Ａおよび８Ｂは、図１のマイクロホンＭＩＣ１、ＭＩＣ２のアレイの配置を用いた雑音の抑圧によって雑音を低減することができるマイクロホン・アレイ装置１００の別の概略的構成（configuration）の例を示している。

ディジタル信号プロセッサ２００は、高速フーリエ変換器２１２、２１４、受音範囲決定部または周波数係数決定部２１９、同期化係数生成部２２０、およびフィルタ部３０２を含んでいる。受音範囲決定部２１９は、別の観点では、抑圧範囲決定部または目的音源方向決定部として機能する。図８Ａおよび８Ｂにおいて、図３Ａおよび３Ｂにおける目的音源方向判定部２１８およびフィルタ部３００は、それぞれ受音範囲決定部３１９およびフィルタ部３０２に置き換えられている。

同期化係数生成部２２０は、図３Ａおよび３Ｂのものと同様の要素を含んでいる。代替形態として、受音範囲決定部２１９は、同期化係数生成部２２０に含まれていてもよい。フィルタ部３０２は、同期化部３３２、および減算部３３４を含み、任意要素としてメモリ３３８および増幅器３３６を含んでいてもよい。メモリ３３８は、減算部３３４および逆高速フーリエ変換器３８２、および受音範囲決定部２１９に結合されていてもよい。増幅器３３６は、減算部３３４および逆高速フーリエ変換器３８２に結合され、任意にメモリ３３８に結合されていてもよい。メモリ３３８は、受音範囲決定部２１９からの要求に従って、減算部３３４からの複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）のデータを一時的に格納し、複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）を受音範囲決定部２１９および逆高速フーリエ変換器３８２に供給してもよい。

受音範囲決定部２１９は、少なくとも１つの高速フーリエ変換器２１２、２１４の出力に結合された入力を有する。受音範囲決定部２１９は、２つの高速フーリエ変換器２１２、２１４の出力および位相差計算部２２２の出力に結合された入力を有していてもよい。

受音範囲決定部２１９は、位相差計算部２２２からの位相差ＤＩＦＦ（ｆ）に関係なく、異なる複数の仮の傾きＤ（ｆ）、例えば、Ｄ（ｆ）＝−２π／ｆｓ、Ｄ（ｆ）＝０、−２π／ｆｓ＜Ｄ（ｆ）＜０の範囲のＤ（ｆ）を決定する。−２π／ｆｓ＜Ｄ（ｆ）＜０の範囲のＤ（ｆ）は、例えば、Ｄ（ｆ）＝−π／４ｆｓ、−π／２ｆｓ、−３π／４ｆｓおよび−π／ｆｓであってもよい。受音範囲決定部２１９は、その仮の傾きＤ（ｆ）を表すデータまたはその傾きＤ（ｆ）に対応する受音範囲Ｒｓを表す位相差データ（ａ、ａ’、ｂ、ｂ’）を、同期化係数計算部２２４に供給する。受音範囲決定部２１９または同期化係数計算部２２４は、その仮の傾きＤ（ｆ）またはそれに対応する仮の受音範囲Ｒｓに従って、全周波数ｆまたは特定帯域の周波数ｆについて、複数組ｑの仮の限定された受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐ、移行範囲Ｒｔおよび抑圧範囲Ｒｎを設定する。

同期化係数計算部２２４は、仮の制限された受音範囲Ｒｓｐ、各組の仮の抑圧範囲Ｒｎおよび移行範囲Ｒｔについて、全周波数ｆまたは特定帯域の周波数ｆについて位相スペクトル成分の位相差ＤＩＦＦ（ｆ）に基づいて、対応する同期化係数Ｃ（ｆ）を計算する。

フィルタ部３０２は、各同期化係数Ｃ（ｆ）に基づいて、仮の受音範囲Ｒｓｐを含むそれぞれの仮の組ｑ（Ｒｓｐ、Ｒｔ、Ｒｎ）について、全周波数ｆまたは特定帯域の周波数ｆについて雑音が抑圧された複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）ｑのデータをそれぞれ生成して、受音範囲決定部２１９に供給する。複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）ｑのデータは一時的にメモリ３３８に格納される。

受音範囲決定部２１９は、仮の限定された受音範囲Ｒｓｐを含む各組ｑ（Ｒｓ、Ｒｔ、Ｒｎ）について、全周波数ｆまたは特定帯域の周波数ｆにおける複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）ｑの電力の総和を求める。受音方向決定部２１９は、最も大きい総和電力を示す複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）ｑの識別情報を選択してフィルタ部３０２のメモリ３３８に供給する。メモリ３３８は、対応する複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）ｑを逆高速フーリエ変換部３８２に供給する。代替形態として、電力の総和の代わりにＳ／Ｎ比の総和を用いてもよい。

さらに、受音範囲決定部２１９は、各周波数ｆにおいて、推定雑音Ｎの電力スペクトル成分Ｎより大きい電力スペクトル成分を有する複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）ｑの部分についてだけ、その電力の総和を求めてもよい。そのために、受音範囲決定部２１９は、複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）ｑにおける、非音声時のパターンを示す電力スペクトルにおいて各周波数ｆ毎の雑音電力を前述のように求めて、それを定常雑音電力Ｎとして推定してもよい。

また、この推定雑音電力Ｎによる判定に加えてまたはそれと代替的に、前述の複素スペクトルＩＮ１（ｆ）の電力Ｐ１と複素スペクトルＩＮ２（ｆ）の電力Ｐ２との一般的な関係Ｐ１≧Ｐ２+ΔＰ（ここで、ΔＰは設計者によって決定される許容誤差を表す）を満たすかどうかを判定してもよい。この場合、Ｐ１≧Ｐ２+ΔＰを満たさない位相差ＤＩＦＦ（ｆ）は電力総和から除外される。

上述の推定雑音電力Ｎによる判定および／または複素スペクトルＩＮ１（ｆ）およびＩＮ２（ｆ）の電力の比較によって、主として目的音源ＳＳの音信号の電力の総和またはＳ／Ｎ比の総和を求めることができ、雑音Ｎ１、Ｎ２由来の電力をできるだけ除外することができる。

受音範囲決定部２１９は、最も大きい電力の総和を示す１つの複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）ｑに対応する位相差の限定された受音範囲Ｒｓｐｑ（図６Ａ〜６Ｅ）または傾きＤ（ｆ）ｑを選択または決定してもよい。

同期化係数生成部２２０は、その傾きＤ（ｆ）ｑまたは限定された受音範囲Ｒｓｐｑの位相差データ（ａ、ａ’、ｂ、ｂ’）に従って、全ての周波数ｆの各周波数ｆ毎に同期化係数Ｃ（ｆ）を求めまたは選択する。フィルタ部３０２は、同期化係数Ｃ（ｆ）に基づいて、限定された受音範囲Ｒｓｐｑを含む組ｑ（Ｒｓ、Ｒｔ、Ｒｎ）について、全ての周波数ｆの各周波数ｆ毎に雑音が抑圧された複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）をそれぞれ生成しまたは決定して、逆高速フーリエ変換部３８２に供給する。

代替形態として、受音範囲決定部２１９は、最も大きい電力の総和を示す複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）ｑの識別情報をフィルタ部３０２に供給し、メモリ３３８は、対応する全ての周波数ｆの複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）ｑを逆高速フーリエ変換部３８２に供給してもよい。

図９は、メモリ２０２に格納されたプログラムに従って図８Ａおよび８Ｂのディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２００によって実行される複素スペクトルの生成のための別のフローチャートの例を示している。従って、このフローチャートは、図８Ａおよび８Ｂの要素２１２、２１４、２１９、２２０、３０２および３８２によって実現される機能に対応する。

図９を参照すると、ステップ５０２〜５０８は、図７のものと同様である。但し、図３Ａおよび３Ｂの音源方向決定部２１８およびフィルタ部３００は、それぞれ図８Ａおよび８Ｂの受音範囲決定部２１９およびフィルタ部３０２に置換される。

ステップ５１２において、ディジタル信号プロセッサ２００（受音範囲決定部２１９）は、位相差ＤＩＦＦ（ｆ）に関係なく、異なる複数の仮の傾きＤ（ｆ）を決定する。ディジタル信号プロセッサ２００（同期化係数計算部２２４）は、その仮の傾きその傾きＤ（ｆ）を表すデータまたはその傾きＤ（ｆ）に対応する受音範囲Ｒｓを表す位相差データに従って、全周波数ｆまたは特定帯域の周波数ｆについて、仮の限定された受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐ、抑圧範囲Ｒｎおよび移行範囲Ｒｔを設定する（図６Ａ〜６Ｅ）。

ステップ５１４〜５１８は、図７のものと同様である。ステップ５１４〜５１８は、全周波数ｆまたは特定帯域の周波数ｆについて、仮の限定された受音範囲Ｒｓ＝Ｒｓｐを含む複数の組ｑ（Ｒｓ＝Ｒｓｐ、Ｒｔ、Ｒｎ）の全てについて実行される。

ステップ５１８において、ディジタル信号プロセッサ２００（フィルタ部３０２の減算部３３４）は、さらに、雑音が抑圧された複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）を生成してそのデータをメモリ３３８に格納する。

ステップ５２０において、ディジタル信号プロセッサ２００（受音範囲決定部２１９）は、最も大きい電力の総和を示す複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）ｑまたは対応する傾きＤ（ｆ）ｑまたは限定された受音範囲Ｒｓｐｑを表す位相差データを選択する。ディジタル信号プロセッサ２００（同期化係数計算部２２４、フィルタ部３０２）は、全ての周波数ｆについて新たにその複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）ｑを、破線矢印で示したようにステップ５１４〜５２０を再度実行することによって生成する。その新たに生成されたその複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）ｑは、逆高速フーリエ変換部３８２に供給される。代替形態として、ディジタル信号プロセッサ２００（フィルタ部３０２のメモリ３３８）は、対応する全ての周波数ｆの複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）ｑを逆高速フーリエ変換部３８２に供給してもよい。

ステップ５２２は、図７のものと同様である。

このようにして、複数の仮の限定された受音範囲Ｒｓｐについて、複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）を求めることによって、図３Ａおよび３Ｂにおける目的音源ＳＳ、ＳＳ’の方向θｓｓを表す位相差ＤＩＦＦ（ｆ）の係数Ｄ（ｆ）を求める処理が不要になる。

図８Ａおよび８Ｂにおいて傾きＤ（ｆ）ｑを選択または決定した後、受音範囲決定部２１９は、傾きＤ（ｆ）ｑを、選択された位相差の受音範囲Ｒｓｐｑに従って、複素スペクトルＩＮｄ（ｆ）ｑに対応する位相差ＤＩＦＦ（ｆ）から前述の式Ｄ（ｆ）＝Σｆ×ＤＩＦＦ（ｆ）／Σｆ^２により再度求めてもよい。この場合、受音範囲決定部２１９は、その選択された傾きＤ（ｆ）ｑのデータまたは対応する限定された受音範囲Ｒｓｐｑの位相差データを同期化係数生成部２２０またはフィルタ部３０２に供給する。

図１０Ａおよび１０Ｂは、センサ１９２のデータまたはキー入力データに基づいて設定された最大受音範囲Ｒｓｍａｘの設定状態の例を示している。センサ１９２は話者の身体の位置または角度方向θｄを検出する。方向決定部１９４はその検出位置または角度方向θｄに応じて話者の身体をカバーするように最大受音範囲Ｒｓｍａｘを決定する。その最大受音範囲Ｒｓｍａｘを表す位相差データは、同期化係数生成部２２０の同期化係数計算部２２４に供給される。同期化係数計算部２２４は、最大受音範囲Ｒｓｍａｘに基づいて、前述のように、最大受音範囲Ｒｓｍａｘ、抑圧範囲Ｒｎおよび移行範囲Ｒｔを設定する。

図１０Ａにおいて、話者の顔はセンサ１９２の左側に位置し、センサ１９２は、例えば最大受音範囲Ｒｓｍａｘにおける角度位置として角度θｄ＝θ１＝−π／４に話者の顔領域Ａの中心位置θｄを検出する。この場合、方向決定部１９４は、その検出データθｄ＝θ１に基づいて、顔領域Ａ全体を含むように最大受音範囲Ｒｓｍａｘの角度範囲を例えば角度−π／２≦θ≦±０に設定する。

図１０Ｂにおいて、話者の顔はセンサ１９２の下側または正面側に位置し、センサ１９２は、例えば最大受音範囲Ｒｓｍａｘにおける角度位置として角度θｄ＝θ２＝±０に話者の顔領域Ａの中心位置θｄを検出する。この場合、方向決定部１９４は、その検出データθｄ＝θ２に基づいて、顔領域Ａ全体を含むように最大受音範囲Ｒｓｍａｘの角度範囲を例えば角度−π／２≦θｄ≦＋π／１２に設定する。顔の位置の代わりに、話者の身体の位置が検出されてもよい。

センサ１９２がディジタル・カメラの場合、方向決定部１９４は、そのディジタル・カメラから取り込んだ画像データを画像認識して、顔領域Ａとその中心位置θｄを判定する。方向決定部１９４は、顔領域Ａとその中心位置θｄに基づいて最大受音範囲Ｒｓｍａｘを決定する。

このようにして、方向決定部１９４は、センサ１９２によって検出された話者の顔または身体の検出位置に従って最大受音範囲Ｒｓｍａｘを可変設定することができる。代替形態として、方向決定部１９４は、キー入力に従って最大受音範囲Ｒｓｍａｘを可変設定してもよい。そのように最大受音範囲Ｒｓｍａｘを可変設定することによって、最大受音範囲Ｒｓｍａｘをできるだけ狭くして、できるだけ広い抑圧範囲Ｒｎにおける各周波数の不要な雑音を抑圧することができる。

以上、主として図１のマイクロホンＭＩＣ１とＭＩＣ２の配置について説明した。一方、図１に示されたものとは逆に主要な目的音源ＳＳが右側にある場合は、図１においてマイクロホンＭＩＣ１とＭＩＣ２を左右逆に配置して、図３Ａおよび３Ｂまたは８Ａおよび８Ｂのディジタル信号プロセッサ２００によって同様に処理すればよい。或いは、マイクロホンＭＩＣ１とＭＩＣ２に由来する２つの音信号ＩＮ１（ｔ）およびＩＮ２（ｔ）の処理を、図３Ａおよび３Ｂまたは８Ａおよび８Ｂのディジタル信号プロセッサ２００において逆に設定すればよい。

代替形態として、雑音抑圧を行う同期減算の代わりに、音信号強調を行う同期加算を用いてもよい。その同期加算の処理において、受音方向が受音範囲の場合には同期加算を行い、受音方向が抑圧範囲の場合には同期加算を行わずまたは加算信号の加算比率を小さくすればよい。

ここで挙げた全ての例および条件的表現は、発明者が技術促進に貢献した発明および概念を読者が理解するのを助けるためのものであり、ここで具体的に挙げたそのような例および条件に限定することなく解釈できる。また、明細書におけるそのような例の編成は本発明の優劣を示すこととは関係ない。本発明の実施形態を詳細に説明したが、本発明の精神および範囲から逸脱することなく、それに対して種々の変更、置換および変形を施すことができる。

１００ マイクロホン・アレイ装置
ＭＩＣ１、ＭＩＣ２ マイクロホン
１２２、１２４ 増幅器
１４２、１４４ 低域通過フィルタ
１６２、１６４ アナログ−ディジタル変換器
２１２、２１４ 高速フーリエ変換器
２１８ 目的音源方向判定部
２００ ディジタル信号プロセッサ
２２０ 同期化係数生成部
２２２ 位相差計算部
２２４ 同期化係数計算部
３００ フィルタ部
３３２ 同期化部
３３４ 減算部
３８２ 逆高速フーリエ変換器

Claims (9)

1. 少なくとも２つの音入力部と、
   前記少なくとも２つの音入力部から入力された時間領域の音信号のうちの２つの音信号を用いて、それぞれ、周波数領域のスペクトル信号に変換する直交変換部と、
   前記変換された周波数領域の２つのスペクトル信号間の位相差を求める計算部と、
   係数を有する周波数の関数として表される前記求められた位相差の前記係数に応じて、周波数毎の位相差に対して雑音抑圧範囲を決定する抑圧範囲決定部と、
   各周波数における前記求められた位相差が前記雑音抑圧範囲にある場合に、周波数毎に前記２つのスペクトル信号のうちの第１のスペクトル信号の各成分を移相して、移相されたスペクトル信号を生成し、前記移相されたスペクトル信号と前記２つのスペクトル信号のうちの第２のスペクトル信号とを合成して、濾波済みのスペクトル信号を生成するフィルタ部と、
   を含む信号処理装置。
2. 前記抑圧範囲決定部は、初期の受音範囲における前記求められた位相差の前記係数に基づいて、雑音抑圧量が一定になるように前記雑音抑圧範囲を決定するものであることを特徴とする、請求項１に記載の信号処理装置。
3. 前記抑圧範囲決定部は、初期の受音範囲における前記求められた位相差の前記係数に基づいて、前記係数に対応しかつ前記初期の受音範囲よりも限定された受音範囲を決定し、その際、雑音抑圧量が一定になるように前記限定された受音範囲および前記雑音抑圧範囲を決定するものであることを特徴とする、請求項１に記載の信号処理装置。
4. 前記抑圧範囲決定部は、前記２つのスペクトル信号の雑音のスペクトルを推定し、前記推定された雑音のスペクトルの電力より大きい電力を有する前記２つのスペクトル信号の周波数について、前記求められた位相差の前記係数を求めるものであることを特徴とする、請求項１に記載の信号処理装置。
5. 前記抑圧範囲決定部は、前記求められた位相差の前記係数を、異なる周波数に対する複数の前記求められた位相差を統計的に処理することによって統計的な平均値として求めるものであることを特徴とする、請求項１に記載の信号処理装置。
6. 前記抑圧範囲決定部は、第１と第２の係数にそれぞれ対応する前記雑音抑圧範囲としての第１と第２の抑圧範囲を仮に決定し、
   前記抑圧範囲決定部は、前記第１の抑圧範囲を設定した場合に前記フィルタ部によって生成される前記濾波済みのスペクトル信号の第１の電力と、前記第２の抑圧範囲を設定した場合に前記フィルタ部によって生成される前記濾波済みのスペクトル信号の第２の電力とを求めて、前記第１と第２の電力を比較し、前記第１と第２の電力のうちの大きい一方の電力に対応する前記第１および第２の抑圧範囲の一方の抑圧範囲を選択し、
   前記フィルタ部は、前記一方の抑圧範囲を設定した場合における前記濾波済みのスペクトル信号を生成するものであることを特徴とする、請求項１に記載の信号処理装置。
7. 少なくとも２つのマイクロホンと、
   前記少なくとも２つのマイクロホンからの時間領域の音信号のうちの２つの音信号を用いて、それぞれ、周波数領域のスペクトル信号に変換する直交変換部と、
   前記変換された周波数領域の２つのスペクトル信号間の位相差を求める計算部と、
   係数を有する周波数の関数として表される前記求められた位相差の前記係数に応じて、周波数毎の位相差に対して雑音抑圧範囲を決定する抑圧範囲決定部と、
   各周波数における前記求められた位相差が前記雑音抑圧範囲にある場合に、周波数毎に前記２つのスペクトル信号のうちの第１のスペクトル信号の各成分を移相して、移相されたスペクトル信号を生成し、前記移相されたスペクトル信号と前記２つのスペクトル信号のうちの第２のスペクトル信号とを合成して、濾波済みのスペクトル信号を生成するフィルタ部と、
   周波数領域の前記濾波済みのスペクトル信号を時間領域の雑音抑圧済みの音信号に逆変換する逆直交変換部と、
   を含むマイクロホン・アレイ装置。
8. 少なくとも２つの音入力部を有する信号処理装置における信号処理方法であって、
   前記少なくとも２つの音入力部から入力された時間領域の音信号のうちの２つの音信号を用いて、それぞれ、周波数領域のスペクトル信号に変換する工程と、
   前記変換された周波数領域の２つのスペクトル信号間の位相差を求める工程と、
   係数を有する周波数の関数として表される前記求められた位相差の前記係数に応じて、周波数毎の位相差に対して雑音抑圧範囲を決定する工程と、
   各周波数における前記求められた位相差が前記雑音抑圧範囲にある場合に、周波数毎に前記２つのスペクトル信号のうちの第１のスペクトル信号の各成分を移相して、移相されたスペクトル信号を生成し、前記移相されたスペクトル信号と前記２つのスペクトル信号のうちの第２のスペクトル信号とを合成して、濾波済みのスペクトル信号を生成する工程と、
   を含む信号処理方法。
9. 少なくとも２つの音入力部を有する信号処理装置用の信号処理プログラムであって、
   前記少なくとも２つの音入力部から入力された時間領域の音信号のうちの２つの音信号を用いて、それぞれ、周波数領域のスペクトル信号に変換するステップと、
   前記変換された周波数領域の２つのスペクトル信号間の位相差を求めるステップと、
   係数を有する周波数の関数として表される前記求められた位相差の前記係数に応じて、周波数毎の位相差に対して雑音抑圧範囲を決定するステップと、
   各周波数における前記求められた位相差が前記雑音抑圧範囲にある場合に、周波数毎に前記２つのスペクトル信号のうちの第１のスペクトル信号の各成分を移相して、移相されたスペクトル信号を生成し、前記移相されたスペクトル信号と前記２つのスペクトル信号のうちの第２のスペクトル信号とを合成して、濾波済みのスペクトル信号を生成するステップと、
   を前記信号処理装置に実行させるための信号処理プログラム。

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