JP5392291B2

JP5392291B2 - Semiconductor switching element driving device

Info

Publication number: JP5392291B2
Application number: JP2011088017A
Authority: JP
Inventors: 憲司山本; 康隆千田; 亮太郎三浦; 義行濱中
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2011-04-12
Filing date: 2011-04-12
Publication date: 2014-01-22
Anticipated expiration: 2031-04-12
Also published as: JP2012222681A

Description

本発明は、半導体スイッチング素子の制御端子に駆動電流を印加することにより半導体スイッチング素子を駆動する半導体スイッチング素子駆動装置に関する。 The present invention relates to a semiconductor switching element driving device that drives a semiconductor switching element by applying a driving current to a control terminal of the semiconductor switching element.

従来より、ＩＧＢＴを駆動する駆動回路が、例えば特許文献１で提案されている。具体的に、特許文献１では、ＩＧＢＴの制御端子（ゲート）に、第１の電流を供給する第１の駆動回路と、第２の電流を供給する第２の駆動回路と、制御端子の電圧値を検知する電圧モニターと、が接続された駆動回路が提案されている
このような駆動回路は、ＩＧＢＴの制御端子の電圧が閾値電圧よりも低い場合、第１の駆動回路のみが制御端子に第１の電流を供給し、制御端子の電圧が閾値電圧に達すると第１の電流に加えて第２の電流を制御端子に供給する。これにより、ＩＧＢＴのターンオン時のコレクタ−エミッタ間の電流の電流変化が小さく抑えられ、かつ、制御端子の電圧が一定となるミラー領域の期間が短くなる。 Conventionally, a drive circuit for driving an IGBT has been proposed in, for example, Patent Document 1. Specifically, in Patent Document 1, a first drive circuit that supplies a first current to a control terminal (gate) of an IGBT, a second drive circuit that supplies a second current, and a voltage of the control terminal A drive circuit in which a voltage monitor for detecting a value is connected is proposed. In such a drive circuit, when the voltage at the control terminal of the IGBT is lower than the threshold voltage, only the first drive circuit is used as the control terminal. When the first current is supplied and the voltage of the control terminal reaches the threshold voltage, the second current is supplied to the control terminal in addition to the first current. Thereby, the current change of the current between the collector and the emitter when the IGBT is turned on is suppressed to be small, and the period of the mirror region where the voltage of the control terminal is constant is shortened.

また、特許文献１では、温度モニターおよびその周辺回路部品が同一の半導体モジュール内に設けられる構成が提案されている。このように温度をモニターする構成とすることで、高温使用時のスイッチング損失を小さく抑えている。 Patent Document 1 proposes a configuration in which a temperature monitor and its peripheral circuit components are provided in the same semiconductor module. By adopting such a configuration for monitoring the temperature, the switching loss at the time of high temperature use is kept small.

特開２００８−２９０５９号公報JP 2008-29059 A

しかしながら、上記従来の技術では、温度モニターで温度を検出しているものの、ＩＧＢＴの温度変化により、スイッチング時に発生するサージ電圧が変動するため、温度変化時に過電圧となり、ＩＧＢＴが破壊する可能性がある。 However, in the above conventional technique, although the temperature is detected by the temperature monitor, the surge voltage generated at the time of switching fluctuates due to the temperature change of the IGBT, so that the overvoltage occurs at the time of the temperature change and the IGBT may be destroyed. .

ここで、ＩＧＢＴの制御端子に印加する駆動電流を増加させることにより、制御端子電圧の立ち上がりスルーレートは増加し、スイッチング速度は速くなることが一般的に知られている。そして、特開２００１−１６９４０７号公報では、ＩＧＢＴ温度と許容サージ耐圧との関係は、比較的低温領域では比較的高温領域よりも許容サージ耐圧が小さいことが示されている。 Here, it is generally known that increasing the drive current applied to the control terminal of the IGBT increases the rising slew rate of the control terminal voltage and increases the switching speed. Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-169407 shows that the allowable surge withstand voltage is smaller in the relatively low temperature region than in the relatively high temperature region.

これに従い、ＩＧＢＴの温度変化時のサージ電圧を見込んで立ち上がりスルーレートを小さくするために、駆動電流を予め小さく設定することが考えられる。しかし、制御端子に流す駆動電流を小さくするとスイッチング速度が低下し、スイッチング損失が増加してしまうという問題がある。 Accordingly, it is conceivable that the drive current is set to be small in advance in order to reduce the rising slew rate in anticipation of the surge voltage when the IGBT temperature changes. However, there is a problem that if the drive current passed through the control terminal is reduced, the switching speed is lowered and the switching loss is increased.

なお、上記では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを駆動する駆動回路について述べたが、もちろんＩＧＢＴは素子の一例であり、他の半導体スイッチング素子についても上記と同様の問題が生じる。 In the above description, the drive circuit for driving the IGBT as the semiconductor switching element has been described. Of course, the IGBT is an example of the element, and the same problems as described above also occur for the other semiconductor switching elements.

本発明は上記点に鑑み、半導体スイッチング素子の温度変化によるサージ電圧の発生および変動を抑制すると共にスイッチング損失を低下させることができる半導体スイッチング素子駆動装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a semiconductor switching element driving device capable of suppressing generation and fluctuation of a surge voltage due to temperature change of a semiconductor switching element and reducing switching loss.

上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、制御端子（１１）を有する半導体スイッチング素子（１０）と、半導体スイッチング素子（１０）の制御端子（１１）に駆動電流を供給するものであり、半導体スイッチング素子（１０）がオンするまでのオン時間は駆動電流の大きさが大きくなるほど短くなるように設定された駆動手段（４０）と、を備えている。 In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, a semiconductor switching element (10) having a control terminal (11) and a drive current supplied to the control terminal (11) of the semiconductor switching element (10) are provided. Drive means (40) set so that the on-time until the semiconductor switching element (10) is turned on becomes shorter as the magnitude of the drive current increases.

また、駆動信号に従って、駆動手段（４０）による制御端子（１１）への駆動電流の印加を許可するまたは許可しないことにより、半導体スイッチング素子（１０）のオン／オフを制御する制御手段（４２ａ、４２ｂ、４２ｃ）と、半導体スイッチング素子（１０）の素子温度または半導体スイッチング素子（１０）の動作環境温度を検出する温度検出手段（２０、２１）と、を備えている。 The control means (42a, 42), which controls on / off of the semiconductor switching element (10) by permitting or not permitting application of the drive current to the control terminal (11) by the drive means (40) according to the drive signal. 42b, 42c) and temperature detecting means (20, 21) for detecting the element temperature of the semiconductor switching element (10) or the operating environment temperature of the semiconductor switching element (10).

そして、駆動手段（４０）は、温度検出手段（２０、２１）によって検出された素子温度または動作環境温度に従って制御端子（１１）に印加する駆動電流の大きさを変更することを特徴とする。 The drive means (40) changes the magnitude of the drive current applied to the control terminal (11) according to the element temperature or the operating environment temperature detected by the temperature detection means (20, 21).

これによると、サージが発生しやすい低温時では駆動電流を小さくしてスルーレートを低くすることができるので、半導体スイッチング素子（１０）の温度変化によるサージ電圧の発生および変動を抑制することができる。一方、サージが発生しにくい高温時では駆動電流を大きくしてスルーレートを高くすることができるので、半導体スイッチング素子（１０）のスイッチング速度が速くなり、ひいてはスイッチング損失を低下させることができる。 According to this, since the drive current can be reduced and the slew rate can be lowered at a low temperature at which surge is likely to occur, the generation and fluctuation of the surge voltage due to the temperature change of the semiconductor switching element (10) can be suppressed. . On the other hand, since the drive current can be increased and the slew rate can be increased at a high temperature at which surge is unlikely to occur, the switching speed of the semiconductor switching element (10) can be increased, and the switching loss can be reduced.

以上のように、温度検出手段（２０、２１）から検出結果を入力すると、温度の変化に従って駆動電流の大きさを変更できるので、半導体スイッチング素子（１０）の温度変化によるサージ電圧の発生および変動を抑制すると共にスイッチング損失を低下させることができる。 As described above, when the detection result is input from the temperature detection means (20, 21), the magnitude of the drive current can be changed according to the temperature change, so that the generation and fluctuation of the surge voltage due to the temperature change of the semiconductor switching element (10). And switching loss can be reduced.

また、請求項１に記載の発明では、温度検出手段（２０、２１）から検出結果を入力すると、この検出結果に応じて半導体スイッチング素子（１０）の制御端子（１１）に印加する駆動電流を変更するための電流制御信号を出力する信号生成手段（３０）を備えている。そして、駆動手段（４０）は、可変の参照電流を流す電流源（４７）と、制御端子（１１）に印加する駆動電流と参照電流とを比較する電流比較手段（４５）と、を有し、電流制御信号に従って参照電流を変化させて電流比較手段（４５）の出力を変化させることで制御端子（１１）に印加する駆動電流を変化させる。さらに、信号生成手段（３０）は、駆動信号が駆動手段（４０）による制御端子（１１）への駆動電流の印加を許可するものであるときに、電流制御信号による参照電流の変化を許容し、駆動信号が駆動手段（４０）による制御端子（１１）への駆動電流の印加を許可しないものであるときには、電流制御信号による参照電流の変化を禁止する手段（３１ｃ）を備えていることを特徴とする。 Further, in the invention described in 請 Motomeko 1, if you enter a detection result from the temperature detecting means (20, 21), the drive current applied to the control terminal of the semiconductor switching element (10) in response to the detection result (11) There is provided signal generating means (30) for outputting a current control signal for changing. The drive means (40) includes a current source (47) for supplying a variable reference current, and a current comparison means (45) for comparing the drive current applied to the control terminal (11) with the reference current. Then, the drive current applied to the control terminal (11) is changed by changing the reference current in accordance with the current control signal and changing the output of the current comparison means (45) . Further, the signal generation means (30) allows the change of the reference current by the current control signal when the drive signal permits the application of the drive current to the control terminal (11) by the drive means (40). When the drive signal does not permit the application of the drive current to the control terminal (11) by the drive means (40), a means (31c) for prohibiting a change in the reference current by the current control signal is provided. Features.

請求項２に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、信号生成手段（３０）は、温度検出手段（２０、２１）の検出結果と、少なくとも１つ設定された温度閾値と、を比較してこの比較結果を出力する温度比較手段（３１ａ）を有している。そして、駆動手段（４０）は、温度比較手段（３１ａ）の比較結果に基づいて制御端子（１１）に印加する駆動電流を変化させることを特徴とする。これにより、温度閾値の数に応じて駆動電流を階段状に段階的に変更することができる。 In the invention according to claim 2 , in the invention according to claim 1 , the signal generation means (30) includes the detection result of the temperature detection means (20, 21) and at least one set temperature threshold. A temperature comparison means (31a) for comparing and outputting the comparison result is provided. And a drive means (40) changes the drive current applied to a control terminal (11) based on the comparison result of a temperature comparison means (31a), It is characterized by the above-mentioned. As a result, the drive current can be changed stepwise in a stepwise manner according to the number of temperature thresholds.

なお、この欄および特許請求の範囲で記載した各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。 In addition, the code | symbol in the bracket | parenthesis of each means described in this column and the claim shows the correspondence with the specific means as described in embodiment mentioned later.

本発明の第１実施形態に係る半導体スイッチング素子駆動装置の概念図である。1 is a conceptual diagram of a semiconductor switching element driving device according to a first embodiment of the present invention. 図１に示される温度検出手段として感温素子を用いた場合の概念図である。It is a conceptual diagram at the time of using a temperature sensitive element as a temperature detection means shown by FIG. 図１に示される半導体スイッチング素子駆動装置の具体的な回路構成図である。It is a specific circuit block diagram of the semiconductor switching element drive device shown by FIG. 半導体スイッチング素子の温度と駆動電流との関係を示した図である。It is the figure which showed the relationship between the temperature of a semiconductor switching element, and a drive current. 半導体スイッチング素子駆動装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。It is a timing chart for demonstrating operation | movement of a semiconductor switching element drive device. 本発明の第２実施形態に係る半導体スイッチング素子駆動装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the semiconductor switching element drive device which concerns on 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態に係る半導体スイッチング素子駆動装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the semiconductor switching element drive device which concerns on 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４実施形態に係る半導体スイッチング素子駆動装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the semiconductor switching element drive device which concerns on 4th Embodiment of this invention. 第４実施形態において、半導体スイッチング素子の温度と駆動電流との関係を示した図である。In 4th Embodiment, it is the figure which showed the relationship between the temperature of a semiconductor switching element, and a drive current. 本発明の第５実施形態に係る半導体スイッチング素子駆動装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the semiconductor switching element drive device which concerns on 5th Embodiment of this invention. 第５実施形態において、半導体スイッチング素子の温度と駆動電流との関係を示した図である。In 5th Embodiment, it is the figure which showed the relationship between the temperature of a semiconductor switching element, and a drive current. 本発明の第６実施形態に係る半導体スイッチング素子駆動装置の概念図である。It is a conceptual diagram of the semiconductor switching element drive device which concerns on 6th Embodiment of this invention.

以下、本発明の実施形態について図に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付してある。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following embodiments, the same or equivalent parts are denoted by the same reference numerals in the drawings.

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について図を参照して説明する。本実施形態で示される半導体スイッチング素子駆動装置は、例えばＩＧＢＴやパワーＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子を定電流で駆動する装置である。 (First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. The semiconductor switching element driving device shown in the present embodiment is a device that drives a semiconductor switching element such as an IGBT or a power MOSFET with a constant current.

図１は、本実施形態に係る半導体スイッチング素子駆動装置の概念図である。この図に示されるように、半導体スイッチング素子駆動装置は、半導体スイッチング素子１０と、温度検出手段２０と、信号生成手段３０と、駆動手段４０と、を備えている。 FIG. 1 is a conceptual diagram of a semiconductor switching element driving apparatus according to the present embodiment. As shown in this figure, the semiconductor switching element driving device includes a semiconductor switching element 10, a temperature detecting means 20, a signal generating means 30, and a driving means 40.

半導体スイッチング素子１０は、図示しない負荷を駆動するためのスイッチング素子である。本実施形態では、半導体スイッチング素子１０としてＮｃｈ型のＩＧＢＴが採用されている。半導体スイッチング素子１０はゲートである制御端子１１を有し、この制御端子１１は駆動手段４０に接続されている。なお、図示しない負荷は半導体スイッチング素子１０のソース側もしくはドレイン側のいずれかに接続されている。このような半導体スイッチング素子１０は、制御端子１１に印加される駆動電流（ｉ）に従って駆動される。 The semiconductor switching element 10 is a switching element for driving a load (not shown). In the present embodiment, an Nch type IGBT is employed as the semiconductor switching element 10. The semiconductor switching element 10 has a control terminal 11 which is a gate, and this control terminal 11 is connected to the driving means 40. A load (not shown) is connected to either the source side or the drain side of the semiconductor switching element 10. Such a semiconductor switching element 10 is driven according to the drive current (i) applied to the control terminal 11.

温度検出手段２０は、半導体スイッチング素子１０の素子温度または半導体スイッチング素子１０の動作環境温度を検出するものである。本実施形態では、図２に示されるように、温度検出手段２０として、半導体スイッチング素子１０に内蔵された感温素子（図２の「感温Ｄｉ」）が採用されている。ＩＧＢＴ等のパワー素子はその作動温度を検出する感温素子を備えることができ、感温素子は例えばＩＧＢＴの絶縁膜上に形成されたダイオードから成る。温度検出手段２０が感温素子の場合、ＩＧＢＴの作動温度が上がるとダイオードの出力（順方向電圧）が下がる。 The temperature detection means 20 detects the element temperature of the semiconductor switching element 10 or the operating environment temperature of the semiconductor switching element 10. In the present embodiment, as shown in FIG. 2, a temperature sensing element (“temperature sensing Di” in FIG. 2) incorporated in the semiconductor switching element 10 is employed as the temperature detection means 20. A power element such as an IGBT can be provided with a temperature-sensitive element that detects its operating temperature, and the temperature-sensitive element comprises, for example, a diode formed on an insulating film of the IGBT. When the temperature detecting means 20 is a temperature sensing element, the output (forward voltage) of the diode decreases as the IGBT operating temperature increases.

そして、温度検出手段２０は温度に応じた電圧を検出結果（温度情報Ｖａ）として信号生成手段３０に出力する。本実施形態では、半導体スイッチング素子１０の温度が上がれば温度情報Ｖａの値も上がるとする。 And the temperature detection means 20 outputs the voltage according to temperature to the signal generation means 30 as a detection result (temperature information Va). In the present embodiment, it is assumed that the value of the temperature information Va increases as the temperature of the semiconductor switching element 10 increases.

信号生成手段３０は、温度検出手段２０から検出結果を入力し、この検出結果に応じて半導体スイッチング素子１０の制御端子１１に印加する駆動電流を変更するための電流制御信号を生成および出力するものである。 The signal generation unit 30 receives the detection result from the temperature detection unit 20, and generates and outputs a current control signal for changing the drive current applied to the control terminal 11 of the semiconductor switching element 10 according to the detection result. It is.

駆動手段４０は、半導体スイッチング素子１０の制御端子１１に印加するための駆動電流ｉを生成し、この駆動電流ｉを制御端子１１に印加することにより半導体スイッチング素子１０を駆動するものである。この駆動電流ｉは、駆動手段４０の能力すなわちスイッチング速度を決定する電流である。半導体スイッチング素子１０がオンするまでのオン時間は駆動電流の大きさが大きくなるほど短くなるように設定されている。このオン時間が短いほど、スイッチング速度が速い。 The driving means 40 generates a driving current i to be applied to the control terminal 11 of the semiconductor switching element 10, and drives the semiconductor switching element 10 by applying this driving current i to the control terminal 11. This drive current i is a current that determines the capability of the drive means 40, that is, the switching speed. The on-time until the semiconductor switching element 10 is turned on is set to be shorter as the drive current increases. The shorter the on-time, the faster the switching speed.

以上が半導体スイッチング素子駆動装置の概略である。続いて、半導体スイッチング素子駆動装置の具体的な回路構成について、図３を参照して説明する。 The above is the outline of the semiconductor switching element driving device. Next, a specific circuit configuration of the semiconductor switching element driving device will be described with reference to FIG.

まず、図２に示されるように、温度検出手段２０は感温素子として構成され、半導体スイッチング素子１０に内蔵されている。 First, as shown in FIG. 2, the temperature detection means 20 is configured as a temperature sensitive element and is built in the semiconductor switching element 10.

また、信号生成手段３０は、コンパレータ３１ａと、基準電圧源３１ｂと、ＡＮＤ回路３１ｃと、を備えている。コンパレータ３１ａは、温度検出手段２０の検出結果（温度情報Ｖａ）と、この検出結果に対して設定された温度閾値と、を比較してこの比較結果を比較信号（Ｓ）として出力する。基準電圧源３１ｂは、温度閾値となる基準電圧を発生させる。コンパレータ３１ａの非反転入力端子（＋）には温度検出手段２０から温度に応じた電圧が印加されると共に、反転入力端子（−）には温度閾値としての基準電圧が印加される。そして、Ｖａが温度閾値を超えるとコンパレータ３１ａはハイレベルの比較信号を出力し、Ｖａが温度閾値を下回るとコンパレータ３１ａはローレベルの比較信号を出力する。 The signal generation unit 30 includes a comparator 31a, a reference voltage source 31b, and an AND circuit 31c. The comparator 31a compares the detection result (temperature information Va) of the temperature detection means 20 with the temperature threshold set for the detection result, and outputs the comparison result as a comparison signal (S). The reference voltage source 31b generates a reference voltage serving as a temperature threshold value. A voltage corresponding to the temperature is applied from the temperature detecting means 20 to the non-inverting input terminal (+) of the comparator 31a, and a reference voltage as a temperature threshold is applied to the inverting input terminal (−). When Va exceeds the temperature threshold, the comparator 31a outputs a high level comparison signal. When Va falls below the temperature threshold, the comparator 31a outputs a low level comparison signal.

ＡＮＤ回路３１ｃは、駆動信号と比較信号とが共にハイレベルの場合にハイレベルの電流制御信号を出力し、駆動信号と比較信号とのいずれか一方がローレベルの場合にローレベルの電流制御信号を出力する。 The AND circuit 31c outputs a high-level current control signal when both the drive signal and the comparison signal are high level, and the low-level current control signal when either the drive signal or the comparison signal is low level. Is output.

駆動手段４０は、可変定電流回路４１、第１切替スイッチ４２ａ、および第２切替スイッチ４２ｂを備えている。このうちの可変定電流回路４１は、第１抵抗４３（図３のＲ１）と、第２抵抗４４（図３のＲ２）と、オペアンプ４５と、スイッチング素子４６と、定電流源４７と、を備えている。 The driving means 40 includes a variable constant current circuit 41, a first changeover switch 42a, and a second changeover switch 42b. Among these, the variable constant current circuit 41 includes a first resistor 43 (R1 in FIG. 3), a second resistor 44 (R2 in FIG. 3), an operational amplifier 45, a switching element 46, and a constant current source 47. I have.

第１抵抗４３は、半導体スイッチング素子１０の制御端子１１に流れる駆動電流ｉに対応する電流が流れるセンシング用の抵抗である。第１抵抗４３の一端側は電源６０（図３のＶＢ）に接続され、他端側はスイッチング素子４６に接続されている。また、第２抵抗４４は一端側が電源６０に接続され、他端側が定電流源４７に接続されている。 The first resistor 43 is a sensing resistor through which a current corresponding to the drive current i flowing through the control terminal 11 of the semiconductor switching element 10 flows. One end side of the first resistor 43 is connected to the power source 60 (VB in FIG. 3), and the other end side is connected to the switching element 46. The second resistor 44 has one end connected to the power source 60 and the other end connected to the constant current source 47.

オペアンプ４５は、第２抵抗４４の他端側の電圧に基づいて第１抵抗４３に流れる電流をフィードバック制御することで、半導体スイッチング素子１０の制御端子１１に流す駆動電流ｉの大きさを調整する役割を果たすものである。 The operational amplifier 45 adjusts the magnitude of the drive current i flowing to the control terminal 11 of the semiconductor switching element 10 by performing feedback control of the current flowing to the first resistor 43 based on the voltage on the other end side of the second resistor 44. It plays a role.

また、オペアンプ４５の非反転入力端子（＋）は第２抵抗４４の他端側と定電流源４７との接続点に接続されている。これにより、オペアンプ４５の非反転入力端子には第２抵抗４４の他端側に対応する第１電圧が印加される。すなわち、電源６０の電圧をＶＢとし、第２抵抗４４に流れる電流をＩａとし、第２抵抗４４の抵抗値をＲ２とすると、第１電圧は電源６０の電源電圧から基準電圧が差し引かれた電圧（ＶＢ−Ｉａ×Ｒ２）に相当する。 The non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 45 is connected to the connection point between the other end side of the second resistor 44 and the constant current source 47. As a result, the first voltage corresponding to the other end of the second resistor 44 is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 45. That is, when the voltage of the power source 60 is VB, the current flowing through the second resistor 44 is Ia, and the resistance value of the second resistor 44 is R2, the first voltage is a voltage obtained by subtracting the reference voltage from the power source voltage of the power source 60. It corresponds to (VB-Ia × R2).

一方、オペアンプ４５の反転入力端子（−）は第１抵抗４３の他端側に接続されている。これにより、オペアンプ４５の反転入力端子には第１抵抗４３の他端側に対応する第２電圧が印加される。すなわち、第１抵抗４３に流れる電流をｉとし、第１抵抗４３の抵抗値をＲ１とすると、第２電圧は電源６０の電源電圧から第１抵抗４３の電圧降下分が差し引かれた電圧（ＶＢ−ｉ×Ｒ１）に相当する。 On the other hand, the inverting input terminal (−) of the operational amplifier 45 is connected to the other end side of the first resistor 43. As a result, the second voltage corresponding to the other end of the first resistor 43 is applied to the inverting input terminal of the operational amplifier 45. That is, if the current flowing through the first resistor 43 is i and the resistance value of the first resistor 43 is R1, the second voltage is a voltage obtained by subtracting the voltage drop of the first resistor 43 from the power supply voltage of the power supply 60 (VB -I * R1).

スイッチング素子４６は、オペアンプ４５の出力によって駆動される半導体素子である。本実施形態では、スイッチング素子４６としてＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴが用いられている。そして、スイッチング素子４６のゲートはオペアンプ４５の出力端子に接続され、ソースは第１抵抗４３の他端側に接続されている。さらに、スイッチング素子４６のドレインは半導体スイッチング素子１０の制御端子１１に接続されている。 The switching element 46 is a semiconductor element that is driven by the output of the operational amplifier 45. In the present embodiment, a Pch type MOSFET is used as the switching element 46. The gate of the switching element 46 is connected to the output terminal of the operational amplifier 45, and the source is connected to the other end side of the first resistor 43. Further, the drain of the switching element 46 is connected to the control terminal 11 of the semiconductor switching element 10.

定電流源４７は第２抵抗４４に流れる参照電流（Ｉａ）の電流量を可変できる電流源であり、第２抵抗４４の他端側とグランドとの間に接続されている。この定電流源４７は、第１定電流源４８と、第２定電流源４９ａと、スイッチ４９ｂと、を備えている。 The constant current source 47 is a current source capable of varying the amount of reference current (Ia) flowing through the second resistor 44, and is connected between the other end of the second resistor 44 and the ground. The constant current source 47 includes a first constant current source 48, a second constant current source 49a, and a switch 49b.

第２定電流源４９ａはスイッチ４９ｂを介して第２抵抗４４の他端側に接続されている。また、第１定電流源４８は第２抵抗４４の他端側に直接接続されている。スイッチ４９ｂは、信号生成手段３０から入力される電流制御信号に従ってオン／オフされる。本実施形態では、ハイレベルの電流制御信号でスイッチ４９ｂがオンし、ローレベルの電流制御信号でスイッチ４９ｂがオフする。 The second constant current source 49a is connected to the other end side of the second resistor 44 through the switch 49b. The first constant current source 48 is directly connected to the other end side of the second resistor 44. The switch 49b is turned on / off in accordance with a current control signal input from the signal generation unit 30. In this embodiment, the switch 49b is turned on by a high level current control signal, and the switch 49b is turned off by a low level current control signal.

なお、第１定電流源４８と第２定電流源４９ａの電流能力とは同じでも良いし、異なっていても良い。スイッチ４９ｂのオン／オフによって第２抵抗４４に流す電流の大きさをどのように設計するかによって各定電流源４８、４９ａの電流能力を設定すれば良い。 The current capabilities of the first constant current source 48 and the second constant current source 49a may be the same or different. The current capability of each constant current source 48, 49a may be set depending on how the magnitude of the current flowing through the second resistor 44 is designed by turning on / off the switch 49b.

このような構成により、電流制御信号によってスイッチ４９ｂがオンされると第２抵抗４４には第２定電流源４９ａに流れる電流と第１定電流源４８に流れる電流とが足し合わされた第１電流値の電流が流れる。一方、電流制御信号によってスイッチ４９ｂがオフされると第２定電流源４９ａに流れる電流は電源６０とグランドとの間の経路から切り離されるので、第２抵抗４４には第１定電流源４８に流れる電流のみが流れる。すなわち、第１定電流源４８に流れる電流の電流値を第２電流値とすると、スイッチ４９ｂがオフの場合、第２抵抗４４には第１電流値よりも小さい第２電流値の電流が流れる。言い換えると、温度検出手段２０による検出結果が温度閾値を超える高温になると定電流源４７は第１電流値の電流を流す。一方、温度検出手段２０による検出結果が温度閾値を下回る温度になると定電流源４７は第１電流値よりも小さい第２電流値の電流を流す。以上が、可変定電流回路４１の構成である。 With such a configuration, when the switch 49b is turned on by the current control signal, the first current obtained by adding the current flowing through the second constant current source 49a and the current flowing through the first constant current source 48 to the second resistor 44 is added. Value current flows. On the other hand, when the switch 49b is turned off by the current control signal, the current flowing through the second constant current source 49a is disconnected from the path between the power source 60 and the ground, so that the second resistor 44 has the first constant current source 48 connected thereto. Only the flowing current flows. That is, assuming that the current value of the current flowing through the first constant current source 48 is the second current value, a current having a second current value smaller than the first current value flows through the second resistor 44 when the switch 49b is off. . In other words, when the detection result by the temperature detection means 20 reaches a high temperature exceeding the temperature threshold, the constant current source 47 passes the current having the first current value. On the other hand, when the detection result by the temperature detection means 20 becomes a temperature lower than the temperature threshold, the constant current source 47 passes a current having a second current value smaller than the first current value. The above is the configuration of the variable constant current circuit 41.

また、第１切替スイッチ４２ａおよび第２切替スイッチ４２ｂは、駆動信号に従って、駆動手段４０による制御端子１１への駆動電流ｉの印加を「許可する」または「許可しない」ことにより、半導体スイッチング素子１０のオン／オフを制御するスイッチである。本実施形態では、「許可する」が第１切替スイッチ４２ａおよび第２切替スイッチ４２ｂのオフに対応し、「許可しない」が第１切替スイッチ４２ａおよび第２切替スイッチ４２ｂのオンに対応している。 Further, the first changeover switch 42a and the second changeover switch 42b “allow” or “not allow” application of the drive current i to the control terminal 11 by the drive means 40 in accordance with the drive signal, whereby the semiconductor switching element 10 This is a switch for controlling on / off of the. In the present embodiment, “permit” corresponds to turning off the first changeover switch 42a and the second changeover switch 42b, and “not allowed” corresponds to turning on of the first changeover switch 42a and the second changeover switch 42b. .

第１切替スイッチ４２ａは電源６０とオペアンプ４５の出力端子との間に接続されている。本実施形態では、第１切替スイッチ４２ａとしてＰｃｈ型のＭＯＳＦＥＴが採用される。したがって、第１切替スイッチ４２ａのソースが電源６０に接続され、ドレインがオペアンプ４５の出力端子に接続されている。 The first changeover switch 42 a is connected between the power supply 60 and the output terminal of the operational amplifier 45. In the present embodiment, a Pch type MOSFET is employed as the first changeover switch 42a. Therefore, the source of the first changeover switch 42 a is connected to the power supply 60, and the drain is connected to the output terminal of the operational amplifier 45.

一方、第２切替スイッチ４２ｂは制御端子１１とグランドとの間に接続されている。本実施形態では、第２切替スイッチ４２ｂとしてＮｃｈ型のＭＯＳＦＥＴが採用される。したがって、第２切替スイッチ４２ｂのソースが半導体スイッチング素子１０の制御端子１１に接続され、ドレインがグランドに接続されている。 On the other hand, the second changeover switch 42b is connected between the control terminal 11 and the ground. In the present embodiment, an Nch type MOSFET is employed as the second changeover switch 42b. Therefore, the source of the second changeover switch 42b is connected to the control terminal 11 of the semiconductor switching element 10, and the drain is connected to the ground.

さらに、第２切替スイッチ４２ｂのゲートにはインバータ４２ｃが接続されている。したがって、第２切替スイッチ４２ｂにはインバータ４２ｃを介して駆動信号が入力され、第１切替スイッチ４２ａには駆動信号が直接入力される。すなわち、各切替スイッチ４２ａ、４２ｂには一方に入力される信号に対して他方に入力される信号が反転する。なお、図１および図２では第２切替スイッチ４２ｂのみ示してある。 Further, an inverter 42c is connected to the gate of the second changeover switch 42b. Therefore, a drive signal is input to the second changeover switch 42b via the inverter 42c, and a drive signal is directly input to the first changeover switch 42a. That is, the signal input to the other is inverted with respect to the signal input to one of the changeover switches 42a and 42b. In FIGS. 1 and 2, only the second changeover switch 42b is shown.

以上が、本実施形態に係る半導体スイッチング素子駆動装置の全体構成である。本実施形態では、駆動信号は外部のＥＣＵ等から入力される。本実施形態ではハイレベルの駆動信号で半導体スイッチング素子１０をオンする。 The above is the overall configuration of the semiconductor switching element driving device according to the present embodiment. In the present embodiment, the drive signal is input from an external ECU or the like. In the present embodiment, the semiconductor switching element 10 is turned on with a high level drive signal.

次に、図１〜図３に示される半導体スイッチング素子駆動装置の作動について、図４および図５を参照して説明する。なお、以下では「温度検出手段２０によって検出された素子温度または動作環境温度」を単に半導体スイッチング素子１０の温度という。 Next, the operation of the semiconductor switching element driving device shown in FIGS. 1 to 3 will be described with reference to FIGS. 4 and 5. Hereinafter, the “element temperature or operating environment temperature detected by the temperature detecting means 20” is simply referred to as the temperature of the semiconductor switching element 10.

まず、上記各構成によると、駆動手段４０は、温度検出手段２０によって検出された半導体スイッチング素子１０の温度に従って制御端子１１に印加する駆動電流ｉの大きさを変更する。具体的には、半導体スイッチング素子１０の温度が高いほど駆動電流ｉは大きくなる。これは、低温時ではサージが発生しやすいので、サージの発生および変動を抑制するために駆動電流ｉを小さくするためである。一方、高温時ではサージが発生しにくいので、スイッチング速度を速くするために駆動電流ｉを大きくするためである。 First, according to each configuration described above, the driving unit 40 changes the magnitude of the driving current i applied to the control terminal 11 in accordance with the temperature of the semiconductor switching element 10 detected by the temperature detecting unit 20. Specifically, the drive current i increases as the temperature of the semiconductor switching element 10 increases. This is because a surge is likely to occur at a low temperature, so that the drive current i is reduced in order to suppress the occurrence and fluctuation of the surge. On the other hand, since it is difficult for a surge to occur at a high temperature, the drive current i is increased in order to increase the switching speed.

図４は、半導体スイッチング素子１０の温度と駆動電流ｉとの関係を示した図である。この図に示される「Ｔ１」は上述の温度閾値である。そして、半導体スイッチング素子１０の温度が温度閾値Ｔ１を超えると、駆動電流ｉは一段階大きくなる。温度閾値Ｔ１以下では駆動電流ｉは定電流源４７の第２電流値に対応した大きさであり、温度閾値Ｔ１以上では駆動電流ｉは定電流源４７の第１電流値に対応した大きさである。 FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the temperature of the semiconductor switching element 10 and the drive current i. “T1” shown in this figure is the above-described temperature threshold. When the temperature of the semiconductor switching element 10 exceeds the temperature threshold T1, the drive current i increases by one step. Below the temperature threshold T1, the drive current i has a magnitude corresponding to the second current value of the constant current source 47, and above the temperature threshold T1, the drive current i has a magnitude corresponding to the first current value of the constant current source 47. is there.

続いて、図５のタイミングチャートを参照して説明する。図５に示される時点Ｘ１０において、駆動手段４０に入力される駆動信号がローレベルからハイレベルに切り替わることにより、第１切替スイッチ４２ａおよび第２切替スイッチ４２ｂがオフし、スイッチング素子４６がオペアンプ４５によって駆動される。そして、半導体スイッチング素子１０の制御端子１１に駆動電流ｉが流れる。 Next, description will be made with reference to the timing chart of FIG. At time X10 shown in FIG. 5, when the drive signal input to the drive means 40 is switched from low level to high level, the first changeover switch 42a and the second changeover switch 42b are turned off, and the switching element 46 is replaced with the operational amplifier 45. Driven by. Then, the drive current i flows through the control terminal 11 of the semiconductor switching element 10.

ここで、可変定電流回路４１は、第１抵抗４３の他端側に対応する第１電圧と第２抵抗４４の他端側に対応する第２電圧とが等しくなるように第１抵抗４３に流れる電流の大きさをフィードバック制御している。 Here, the variable constant current circuit 41 is connected to the first resistor 43 so that the first voltage corresponding to the other end of the first resistor 43 is equal to the second voltage corresponding to the other end of the second resistor 44. The magnitude of the flowing current is feedback controlled.

具体的には、可変定電流回路４１のオペアンプ４５の各入力端子の電位は同電位となるため、第１抵抗４３の他端側に対応する第１電圧（ＶＢ−ｉ×Ｒ１）と第２抵抗４４の他端側に対応する第２電圧（ＶＢ−Ｉａ×Ｒ２）とが等しくなるようにオペアンプ４５がスイッチング素子４６を制御する。したがって、第１抵抗４３に流れる駆動電流ｉはｉ＝（Ｉａ×Ｒ２）／Ｒ１となり、第１抵抗４３に流れる参照電流Ｉａが一定の駆動電流ｉとして半導体スイッチング素子１０の制御端子１１に印加される。すなわち、ｉ＝（Ｉａ×Ｒ２）／Ｒ１に表されるように、第１抵抗４３には第２抵抗４４に流れる参照電流Ｉａの大きさに比例した電流が制御端子１１に流れるようになっている。 Specifically, since the potential of each input terminal of the operational amplifier 45 of the variable constant current circuit 41 becomes the same potential, the first voltage (VB−i × R1) corresponding to the other end side of the first resistor 43 and the second voltage. The operational amplifier 45 controls the switching element 46 so that the second voltage (VB−Ia × R2) corresponding to the other end side of the resistor 44 becomes equal. Therefore, the drive current i flowing through the first resistor 43 is i = (Ia × R2) / R1, and the reference current Ia flowing through the first resistor 43 is applied to the control terminal 11 of the semiconductor switching element 10 as a constant drive current i. The That is, as represented by i = (Ia × R2) / R1, a current proportional to the magnitude of the reference current Ia flowing through the second resistor 44 flows through the control terminal 11 through the first resistor 43. Yes.

言い換えると、オペアンプ４５は制御端子１１に印加する駆動電流ｉと参照電流Ｉａとを比較し、電流制御信号に従って変化する参照電流Ｉａに応じて出力を変化させることで制御端子１１に印加する駆動電流ｉを変化させている。 In other words, the operational amplifier 45 compares the drive current i applied to the control terminal 11 with the reference current Ia, and changes the output according to the reference current Ia that changes according to the current control signal, thereby applying the drive current applied to the control terminal 11. i is changed.

そして、時点Ｘ１０後では、温度情報Ｖａは温度閾値Ｔ１よりも低いため、信号生成手段３０のコンパレータ３１ａから出力される比較信号Ｓはローレベルとなり、ＡＮＤ回路３１ｃから出力される電流制御信号もローレベルとなり、定電流源４７のスイッチ４９ｂがオフされる。したがって、第２抵抗４４には第１電流値よりも小さい第２電流値の電流すなわち第１定電流源４８に流れる電流のみが参照電流Ｉａとして流れる。 After the time point X10, the temperature information Va is lower than the temperature threshold value T1, so the comparison signal S output from the comparator 31a of the signal generation unit 30 becomes low level, and the current control signal output from the AND circuit 31c is also low. The switch 49b of the constant current source 47 is turned off. Therefore, only the current having the second current value smaller than the first current value, that is, the current flowing through the first constant current source 48 flows as the reference current Ia through the second resistor 44.

続いて、時点Ｘ１１で温度情報Ｖａが温度閾値Ｔ１を超える。これにより、信号生成手段３０のコンパレータ３１ａから出力される比較信号Ｓはハイレベルとなり、ＡＮＤ回路３１ｃから出力される電流制御信号もハイレベルとなり、定電流源４７のスイッチ４９ｂがオンされる。したがって、第２抵抗４４には、第２定電流源４９ａに流れる電流と第１定電流源４８に流れる電流とが足し合わされた第１電流値の電流が参照電流Ｉａとして流れるので、第１抵抗４３には当該第１電流値に比例した電流が流れる。このため、図５に示されるように、時点Ｘ１１で駆動電流ｉが大きくなる。このように、駆動手段４０は、コンパレータ３１ａの比較結果に基づいて制御端子１１に印加する駆動電流を変化させている。すなわち、サージが発生しにくい高温時では駆動電流ｉを大きくして半導体スイッチング素子１０のスルーレートを高くすることができるので、半導体スイッチング素子１０のスイッチング速度を速くすることができる。 Subsequently, the temperature information Va exceeds the temperature threshold T1 at time X11. As a result, the comparison signal S output from the comparator 31a of the signal generating means 30 becomes high level, the current control signal output from the AND circuit 31c also becomes high level, and the switch 49b of the constant current source 47 is turned on. Accordingly, since the current having the first current value obtained by adding the current flowing through the second constant current source 49a and the current flowing through the first constant current source 48 flows as the reference current Ia through the second resistor 44, the first resistor A current proportional to the first current value flows through 43. For this reason, as shown in FIG. 5, the drive current i increases at the time point X11. Thus, the drive means 40 changes the drive current applied to the control terminal 11 based on the comparison result of the comparator 31a. That is, since the drive current i can be increased and the slew rate of the semiconductor switching element 10 can be increased at a high temperature at which surge is unlikely to occur, the switching speed of the semiconductor switching element 10 can be increased.

この後、時点Ｘ１２で駆動手段４０に入力される駆動信号がハイレベルからローレベルに切り替わる。つまり、半導体スイッチング素子１０をオフする指令により、第１切替スイッチ４２ａおよび第２切替スイッチ４２ｂがオンし、スイッチング素子４６がオフされる。これにより、制御端子１１に蓄積された電荷が第２切替スイッチ４２ｂを介してグランドに放出されるため、制御端子１１のゲート電圧が閾値電圧を下回り、半導体スイッチング素子１０はオフされる。 Thereafter, the driving signal input to the driving means 40 at time X12 is switched from the high level to the low level. That is, according to the command to turn off the semiconductor switching element 10, the first changeover switch 42a and the second changeover switch 42b are turned on, and the switching element 46 is turned off. As a result, the charge accumulated in the control terminal 11 is released to the ground via the second changeover switch 42b, so that the gate voltage of the control terminal 11 falls below the threshold voltage, and the semiconductor switching element 10 is turned off.

このように、半導体スイッチング素子１０がオンしている期間において半導体スイッチング素子１０の温度が高くなると駆動電流ｉを大きくする。上記のタイミングチャートには示されていないが、温度情報Ｖａが温度閾値Ｔ１を下回ることがあればそのタイミングで参照電流Ｉａの値は小さくなり、駆動電流ｉも一段階小さくなる。 Thus, the drive current i is increased when the temperature of the semiconductor switching element 10 increases during the period in which the semiconductor switching element 10 is on. Although not shown in the above timing chart, if the temperature information Va is lower than the temperature threshold value T1, the value of the reference current Ia decreases at that timing, and the drive current i also decreases by one step.

以上説明したように、本実施形態では、半導体スイッチング素子１０の温度に応じて制御端子１１に印加する駆動電流ｉを変化させることが特徴となっている。これにより、サージが発生しやすい低温時では駆動電流を小さくしてスルーレートを低くすることができる。このため、半導体スイッチング素子１０の温度変化によるサージ電圧の発生および変動を抑制することができる。一方、サージが発生しにくい高温時では駆動電流を大きくしてスルーレートを高くすることができる。このため、半導体スイッチング素子１０のスイッチング速度が速くなり、ひいてはスイッチング損失を低下させることができる。したがって、半導体スイッチング素子１０の温度変化によるサージ電圧の発生および変動を抑制すると共にスイッチング損失を低下させることができる
なお、本実施形態の記載と特許請求の範囲の記載との対応関係については、コンパレータ３１ａが特許請求の範囲の「温度比較手段」に対応し、定電流源４７が特許請求の範囲の「電流源」に対応する。また、オペアンプ４５が特許請求の範囲の「電流比較手段」に対応し、第１切替スイッチ４２ａ、第２切替スイッチ４２ｂ、およびインバータ４２ｃが特許請求の範囲の「制御手段」に対応する。 As described above, the present embodiment is characterized in that the drive current i applied to the control terminal 11 is changed according to the temperature of the semiconductor switching element 10. As a result, the drive current can be reduced and the slew rate can be lowered at low temperatures where surges are likely to occur. For this reason, generation | occurrence | production and fluctuation | variation of the surge voltage by the temperature change of the semiconductor switching element 10 can be suppressed. On the other hand, the drive current can be increased and the slew rate can be increased at a high temperature at which surge is unlikely to occur. For this reason, the switching speed of the semiconductor switching element 10 is increased, and as a result, the switching loss can be reduced. Therefore, it is possible to suppress the generation and fluctuation of the surge voltage due to the temperature change of the semiconductor switching element 10 and to reduce the switching loss. Note that the correspondence between the description of the present embodiment and the description of the claims is a comparator. Reference numeral 31a corresponds to “temperature comparison means” in the claims, and constant current source 47 corresponds to “current source” in the claims. The operational amplifier 45 corresponds to “current comparison means” in the claims, and the first changeover switch 42a, the second changeover switch 42b, and the inverter 42c correspond to “control means” in the claims.

（第２実施形態）
本実施形態では、第１実施形態と異なる部分について説明する。上記第１実施形態では、駆動手段４０の定電流源４７の電流能力を調整することで半導体スイッチング素子１０の制御端子１１に流す駆動電流ｉの電流量を調整していたが、本実施形態では、第２抵抗４４の抵抗値を調整することで半導体スイッチング素子１０の制御端子１１に流す駆動電流ｉの電流量を調整することが特徴となっている。 (Second Embodiment)
In the present embodiment, parts different from the first embodiment will be described. In the first embodiment, the amount of the drive current i that flows to the control terminal 11 of the semiconductor switching element 10 is adjusted by adjusting the current capability of the constant current source 47 of the drive means 40. In the present embodiment, The characteristic feature is that the amount of drive current i flowing to the control terminal 11 of the semiconductor switching element 10 is adjusted by adjusting the resistance value of the second resistor 44.

図６は、本実施形態に係る半導体スイッチング素子駆動装置の具体的な回路図である。この図に示されるように、可変定電流回路４１に設けられた第２抵抗４４は、抵抗４４ａ（図６のＲ２１）および抵抗４４ｂ（図６のＲ２２）が直列に接続されて構成されている。抵抗４４ｂの一端側は電源６０に接続され、他端側は抵抗４４ａの一端側に接続されている。抵抗４４ａの他端側はオペアンプ４５の非反転入力端子（＋）に接続されている。 FIG. 6 is a specific circuit diagram of the semiconductor switching element driving device according to the present embodiment. As shown in this figure, the second resistor 44 provided in the variable constant current circuit 41 is configured by connecting a resistor 44a (R21 in FIG. 6) and a resistor 44b (R22 in FIG. 6) in series. . One end of the resistor 44b is connected to the power supply 60, and the other end is connected to one end of the resistor 44a. The other end of the resistor 44 a is connected to the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 45.

このような第２抵抗４４では、抵抗４４ｂには信号生成手段３０から出力された電流制御信号によってオン／オフされるスイッチ４９ｂが並列に接続されている。これにより、スイッチ４９ｂがオンされると第２抵抗４４の抵抗値は抵抗４４ａのみの抵抗値となる。一方、スイッチ４９ｂがオフされると第２抵抗４４の抵抗値は抵抗４４ａと抵抗４４ｂの合成抵抗値となる。 In such a second resistor 44, a switch 49b that is turned on / off by a current control signal output from the signal generating means 30 is connected in parallel to the resistor 44b. Thereby, when the switch 49b is turned on, the resistance value of the second resistor 44 becomes the resistance value of only the resistor 44a. On the other hand, when the switch 49b is turned off, the resistance value of the second resistor 44 becomes the combined resistance value of the resistors 44a and 44b.

なお、信号生成手段３０の構成は第１実施形態で示された構成と同じである。但し、本実施形態では、ローレベルの電流制御信号でスイッチ４９ｂがオンし、ハイレベルの電流制御信号でスイッチ４９ｂがオフする。 Note that the configuration of the signal generating means 30 is the same as that shown in the first embodiment. However, in this embodiment, the switch 49b is turned on by a low-level current control signal, and the switch 49b is turned off by a high-level current control signal.

また、駆動手段４０は、一定の参照電流Ｉａを流す定電流源４７を有している。本実施形態では、オペアンプ４５は制御端子１１に印加される駆動電流ｉと参照電流Ｉａとの比較または差分を出力し、電流制御信号に従って第２抵抗４４の抵抗値を変化させてオペアンプ４５の出力を変化させることで制御端子１１に印加する駆動電流を変化させる。すなわち、第１抵抗４３の他端側に対応する第１電圧と第２抵抗４４の他端側つまり抵抗４４ａの他端側に対応する第２電圧とがオペアンプ４５に印加されると共に、第１電圧と第２電圧とが等しくなるようにオペアンプ４５がスイッチング素子４６を駆動する。 In addition, the driving unit 40 includes a constant current source 47 that supplies a constant reference current Ia. In the present embodiment, the operational amplifier 45 outputs a comparison or difference between the drive current i applied to the control terminal 11 and the reference current Ia, and changes the resistance value of the second resistor 44 according to the current control signal to output the operational amplifier 45. Is changed to change the drive current applied to the control terminal 11. That is, a first voltage corresponding to the other end of the first resistor 43 and a second voltage corresponding to the other end of the second resistor 44, that is, the other end of the resistor 44a are applied to the operational amplifier 45, and the first The operational amplifier 45 drives the switching element 46 so that the voltage and the second voltage are equal.

具体的に、信号生成手段３０において温度情報Ｖａが温度閾値Ｔ１を下回ると判定されると、ローレベルの電流制御信号によってスイッチ４９ｂがオンされる。これにより、抵抗４４ａのみに参照電流Ｉａが流れる。抵抗４４ａの抵抗をＲ２１とすると、第１抵抗４３に流れる駆動電流ｉは上述のようにｉ＝（Ｉａ×Ｒ２１）／Ｒ１として表され、第１抵抗４３には抵抗４４ａの抵抗値Ｒ２１に比例した電流が流れる。 Specifically, when the signal generation unit 30 determines that the temperature information Va is lower than the temperature threshold T1, the switch 49b is turned on by a low-level current control signal. Thereby, the reference current Ia flows only through the resistor 44a. Assuming that the resistance of the resistor 44a is R21, the drive current i flowing through the first resistor 43 is expressed as i = (Ia × R21) / R1 as described above, and the first resistor 43 is proportional to the resistance value R21 of the resistor 44a. Current flows.

一方、信号生成手段３０において温度情報Ｖａが温度閾値Ｔ１を超えたと判定されると、ハイレベルの電流制御信号によってスイッチ４９ｂがオフされる。これにより、抵抗４４ａおよび抵抗４４ｂの両方に参照電流Ｉａが流れる。抵抗４４ｂの抵抗値をＲ２２とすると、第１抵抗４３に流れる駆動電流ｉはｉ＝（Ｉａ×（Ｒ２１＋Ｒ２２））／Ｒ１として表され、第１抵抗４３には抵抗４４ａの抵抗値Ｒ２１および抵抗４４ｂの抵抗値Ｒ２２の和に比例した電流が流れる。 On the other hand, when the signal generating means 30 determines that the temperature information Va exceeds the temperature threshold value T1, the switch 49b is turned off by the high-level current control signal. Thereby, the reference current Ia flows through both the resistor 44a and the resistor 44b. When the resistance value of the resistor 44b is R22, the drive current i flowing through the first resistor 43 is expressed as i = (Ia × (R21 + R22)) / R1, and the first resistor 43 includes the resistance value R21 of the resistor 44a and the resistor 44b. A current proportional to the sum of the resistance values R22 flows.

したがって、駆動手段４０は電流制御信号に従って（つまりスイッチ４９ｂがオフされて）参照電流Ｉａが流れる第２抵抗４４の抵抗値が大きくなったことによりオペアンプ４５の出力を変化させることで制御端子１１に印加する駆動電流ｉを増加させることができる。 Accordingly, the driving means 40 changes the output of the operational amplifier 45 to the control terminal 11 by changing the output value of the operational amplifier 45 due to the increase in the resistance value of the second resistor 44 through which the reference current Ia flows according to the current control signal (that is, the switch 49b is turned off). The drive current i to be applied can be increased.

以上説明したように、第２抵抗４４の抵抗値を調整することにより半導体スイッチング素子１０の制御端子１１に印加する駆動電流ｉを増減させることができる。 As described above, the drive current i applied to the control terminal 11 of the semiconductor switching element 10 can be increased or decreased by adjusting the resistance value of the second resistor 44.

なお、本実施形態の記載と特許請求の範囲の記載との対応関係については、第２抵抗４４が特許請求の範囲の「可変抵抗」に対応し、オペアンプ４５が特許請求の範囲の「出力手段」に対応する。 As for the correspondence between the description of the present embodiment and the description of the claims, the second resistor 44 corresponds to the “variable resistor” in the claims, and the operational amplifier 45 corresponds to the “output means” in the claims. ".

（第３実施形態）
本実施形態では、第２実施形態と異なる部分について説明する。上記各実施形態では、信号生成手段３０の電流値や第２抵抗４４の抵抗値を変化させることで制御端子１１に印加する駆動電流ｉを変化させていたが、本実施形態では第１抵抗４３の抵抗値を変化させることにより駆動電流ｉを変化させることが特徴となっている。 (Third embodiment)
In the present embodiment, parts different from the second embodiment will be described. In each of the above embodiments, the drive current i applied to the control terminal 11 is changed by changing the current value of the signal generating unit 30 and the resistance value of the second resistor 44. However, in the present embodiment, the first resistor 43 is changed. It is characterized in that the drive current i is changed by changing the resistance value.

図７は、本実施形態に係る半導体スイッチング素子駆動装置の具体的な回路図である。この図に示されるように、可変定電流回路４１に設けられた第１抵抗４３は、抵抗４３ａ（図７のＲ１１）および抵抗４３ｂ（図７のＲ１２）が直列に接続されて構成されている。抵抗４３ｂの一端側は電源６０に接続され、他端側は抵抗４３ａの一端側に接続されている。抵抗４３ａの他端側はスイッチング素子４６に接続されている。 FIG. 7 is a specific circuit diagram of the semiconductor switching element driving device according to the present embodiment. As shown in this figure, the first resistor 43 provided in the variable constant current circuit 41 is configured by connecting a resistor 43a (R11 in FIG. 7) and a resistor 43b (R12 in FIG. 7) in series. . One end of the resistor 43b is connected to the power source 60, and the other end is connected to one end of the resistor 43a. The other end side of the resistor 43 a is connected to the switching element 46.

このような第１抵抗４３では、抵抗４３ｂには信号生成手段３０から出力された電流制御信号によってオン／オフされるスイッチ４９ｂが並列に接続されている。これにより、スイッチ４９ｂがオンされると第１抵抗４３の抵抗値は抵抗４３ａのみの抵抗値となる。一方、スイッチ４９ｂがオフされると第１抵抗４３の抵抗値は抵抗４３ａと抵抗４３ｂの合成抵抗値となる。本実施形態では、ローレベルの電流制御信号でスイッチ４９ｂがオフし、ハイレベルの電流制御信号でスイッチ４９ｂがオンする。 In such a first resistor 43, a switch 49b that is turned on / off by a current control signal output from the signal generating means 30 is connected in parallel to the resistor 43b. Thus, when the switch 49b is turned on, the resistance value of the first resistor 43 becomes the resistance value of only the resistor 43a. On the other hand, when the switch 49b is turned off, the resistance value of the first resistor 43 becomes the combined resistance value of the resistors 43a and 43b. In this embodiment, the switch 49b is turned off by a low level current control signal, and the switch 49b is turned on by a high level current control signal.

なお、信号生成手段３０の構成は第１実施形態で示された構成と同じである。また、第２実施形態と同様に、駆動手段４０は、一定の参照電流Ｉａを流す定電流源４７を有している。 Note that the configuration of the signal generating means 30 is the same as that shown in the first embodiment. Similarly to the second embodiment, the driving unit 40 includes a constant current source 47 that supplies a constant reference current Ia.

本実施形態では、信号生成手段３０において温度情報Ｖａが温度閾値Ｔ１を下回ると判定されると、ローレベルの電流制御信号によってスイッチ４９ｂがオフされる。これにより、第１抵抗４３は抵抗４３ａおよび抵抗４３ｂの両方で構成される。抵抗４３ａの抵抗をＲ１１とすると共に抵抗４３ｂの抵抗値をＲ１２とすると、第１抵抗４３に流れる駆動電流ｉはｉ＝（Ｉａ×（Ｒ２））／（Ｒ１１＋Ｒ１２）として表され、第１抵抗４３には抵抗４３ａの抵抗値Ｒ１１および抵抗４４ｂの抵抗値Ｒ１２の和に反比例した駆動電流ｉが流れる。分母が大きくなるため、駆動電流ｉは小さくなる。 In the present embodiment, when the signal generation unit 30 determines that the temperature information Va is lower than the temperature threshold T1, the switch 49b is turned off by the low-level current control signal. As a result, the first resistor 43 includes both the resistor 43a and the resistor 43b. When the resistance of the resistor 43a is R11 and the resistance value of the resistor 43b is R12, the drive current i flowing through the first resistor 43 is expressed as i = (Ia × (R2)) / (R11 + R12). The drive current i is inversely proportional to the sum of the resistance value R11 of the resistor 43a and the resistance value R12 of the resistor 44b. Since the denominator increases, the drive current i decreases.

一方、信号生成手段３０において温度情報Ｖａが温度閾値Ｔ１を超えたと判定されると、ハイレベルの電流制御信号によってスイッチ４９ｂがオンされる。これにより、第１抵抗４３は抵抗４３ａのみで構成される。このため、第１抵抗４３に流れる駆動電流ｉはｉ＝（Ｉａ×Ｒ２）／Ｒ１１として表され、第１抵抗４３には抵抗４３ａの抵抗値Ｒ１１に比例した電流が流れる。このように、分母が小さくなるため、駆動電流ｉは大きくなる。 On the other hand, when the signal generating means 30 determines that the temperature information Va exceeds the temperature threshold value T1, the switch 49b is turned on by a high-level current control signal. As a result, the first resistor 43 is composed of only the resistor 43a. Therefore, the drive current i flowing through the first resistor 43 is expressed as i = (Ia × R2) / R11, and a current proportional to the resistance value R11 of the resistor 43a flows through the first resistor 43. Thus, since the denominator is small, the drive current i is large.

以上説明したように、駆動手段４０は、電流制御信号に従って第１抵抗４３の抵抗値を変化させることにより制御端子１１に印加する駆動電流ｉの大きさを変更することができる。 As described above, the drive unit 40 can change the magnitude of the drive current i applied to the control terminal 11 by changing the resistance value of the first resistor 43 according to the current control signal.

なお、本実施形態の記載と特許請求の範囲の記載との対応関係については、第１抵抗が特許請求の範囲の「可変抵抗」に対応する。 As for the correspondence between the description of the present embodiment and the description of the claims, the first resistor corresponds to the “variable resistor” of the claims.

（第４実施形態）
本実施形態では、第１実施形態と異なる部分について説明する。上記各実施形態では、信号生成手段３０に設定された１つの温度閾値に基づいて駆動電流ｉを変化させていたが、本実施形態では複数の温度閾値に基づいて駆動電流ｉを段階的に変化させることが特徴となっている。 (Fourth embodiment)
In the present embodiment, parts different from the first embodiment will be described. In each of the above embodiments, the drive current i is changed based on one temperature threshold set in the signal generating means 30, but in this embodiment, the drive current i is changed stepwise based on a plurality of temperature thresholds. It is characterized by

図８は、本実施形態に係る半導体スイッチング素子駆動装置の具体的な回路図である。この図に示されるように、信号生成手段３０は、３つのコンパレータ３１ａ〜３３ａと、各コンパレータ３１ａ〜３３ａに対応する基準電圧源３１ｂ〜３３ｂおよびＡＮＤ回路３１ｃ〜３３ｃを備えている。基準電圧源３１ｂには温度閾値Ｔ１となる基準電圧が設定され、基準電圧源３２ｂには温度閾値Ｔ２となる基準電圧が設定され、基準電圧源３３ｂには温度閾値Ｔ３となる基準電圧が設定されている。本実施形態では、Ｔ１＜Ｔ２＜Ｔ３となるようにそれぞれ閾値が設定されている。各ＡＮＤ回路３１ｃ〜３３ｃからそれぞれ電流制御信号が出力される。 FIG. 8 is a specific circuit diagram of the semiconductor switching element driving device according to the present embodiment. As shown in this figure, the signal generating means 30 includes three comparators 31a to 33a, reference voltage sources 31b to 33b and AND circuits 31c to 33c corresponding to the comparators 31a to 33a. The reference voltage source 31b is set with a reference voltage that is a temperature threshold T1, the reference voltage source 32b is set with a reference voltage that is a temperature threshold T2, and the reference voltage source 33b is set with a reference voltage that is a temperature threshold T3. ing. In the present embodiment, the threshold values are set so that T1 <T2 <T3. Current control signals are output from the AND circuits 31c to 33c, respectively.

また、駆動手段４０の定電流源４７は、上記の各ＡＮＤ回路３１ｃ〜３３ｃに対応した第２〜第４定電流源４９ａ〜５１ａを備えており、各定電流源４９ａ〜５１ａにそれぞれスイッチ４９ｂ〜５１ｂが接続されている。なお、各定電流源４９ａ〜５１ａの電流能力とは同じでも良いし、異なっていても良い。 The constant current source 47 of the driving means 40 includes second to fourth constant current sources 49a to 51a corresponding to the AND circuits 31c to 33c, and a switch 49b is provided for each of the constant current sources 49a to 51a. To 51b are connected. The constant current sources 49a to 51a may have the same or different current capability.

図９は、半導体スイッチング素子１０の温度と駆動電流ｉとの関係を示した図である。まず、温度情報Ｖａが温度閾値Ｔ１を下回る場合にはすべてのスイッチ４９ｂ〜５１ｂはオフされているので、第２定電流源４９ａの電流のみが参照電流Ｉａとなる。したがって、駆動電流ｉはｉ＝（Ｉａ×Ｒ２）／Ｒ１に従って流れる。 FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the temperature of the semiconductor switching element 10 and the drive current i. First, when the temperature information Va is lower than the temperature threshold T1, all the switches 49b to 51b are turned off, so that only the current of the second constant current source 49a becomes the reference current Ia. Therefore, the drive current i flows according to i = (Ia × R2) / R1.

続いて、温度情報Ｖａが温度閾値Ｔ１を超えると、コンパレータ３１ａおよびＡＮＤ回路３１ｃの出力がハイレベルとなるので、このハイレベルの電流制御信号によってスイッチ４９ｂがオンされる。これにより、第２定電流源４９ａの電流と第１定電流源４８の電流との和が参照電流Ｉａとなる。このように、参照電流Ｉａが第１定電流源４８の電流分だけ増加するので、駆動電流ｉも参照電流Ｉａに比例して増加する。 Subsequently, when the temperature information Va exceeds the temperature threshold value T1, the outputs of the comparator 31a and the AND circuit 31c become high level, so that the switch 49b is turned on by this high level current control signal. Thereby, the sum of the current of the second constant current source 49a and the current of the first constant current source 48 becomes the reference current Ia. Thus, since the reference current Ia increases by the current of the first constant current source 48, the drive current i also increases in proportion to the reference current Ia.

この後、温度情報Ｖａが温度閾値Ｔ２を超えると、コンパレータ３１ａ、３２ａおよびＡＮＤ回路３１ｃ、３２ｃの出力がハイレベルとなり、このハイレベルの電流制御信号によってスイッチ４９ｂ、５０ｂがオンされる。これにより、第１定電流源４８の電流と第２定電流源４９ａの電流と第３定電流源５０ａの電流の和が参照電流Ｉａとなる。このように、参照電流Ｉａが第１定電流源４８および第３定電流源５０ａの電流分だけ増加し、駆動電流ｉも参照電流Ｉａに比例して増加する。 Thereafter, when the temperature information Va exceeds the temperature threshold T2, the outputs of the comparators 31a and 32a and the AND circuits 31c and 32c become high level, and the switches 49b and 50b are turned on by this high level current control signal. As a result, the sum of the current of the first constant current source 48, the current of the second constant current source 49a, and the current of the third constant current source 50a becomes the reference current Ia. In this way, the reference current Ia increases by the current of the first constant current source 48 and the third constant current source 50a, and the drive current i also increases in proportion to the reference current Ia.

さらに、温度情報Ｖａが温度閾値Ｔ３を超えると、コンパレータ３１ａ〜３３ａおよびＡＮＤ回路３１ｃ〜３３ｃの出力が全てハイレベルとなり、このハイレベルの電流制御信号によってスイッチ４９ｂ〜５１ｂがオンされる。これにより、全ての定電流源４８、４９ａ〜５１ａの電流の和が参照電流Ｉａとなり、駆動電流ｉはこの参照電流Ｉａに比例して増加する。 Further, when the temperature information Va exceeds the temperature threshold T3, the outputs of the comparators 31a to 33a and the AND circuits 31c to 33c all become high level, and the switches 49b to 51b are turned on by this high level current control signal. As a result, the sum of the currents of all constant current sources 48, 49a to 51a becomes the reference current Ia, and the drive current i increases in proportion to the reference current Ia.

このように、半導体スイッチング素子１０の温度すなわち温度情報Ｖａが温度閾値を順に超えていくと、参照電流Ｉａは各定電流源４９ａ〜５１ａの電流分が順に増加するため、図９に示されるように駆動電流ｉは階段状に段階的に増加していく。もちろん、半導体スイッチング素子１０の温度が下がってくれば、温度情報ＶａがＴ３→Ｔ２→Ｔ１という順に下回り、駆動電流ｉも階段状に減少する。 As described above, when the temperature of the semiconductor switching element 10, that is, the temperature information Va sequentially exceeds the temperature threshold value, the reference current Ia increases in order for the currents of the constant current sources 49 a to 51 a, and as shown in FIG. 9. On the other hand, the drive current i increases step by step. Of course, if the temperature of the semiconductor switching element 10 decreases, the temperature information Va decreases in the order of T3 → T2 → T1, and the drive current i also decreases stepwise.

以上説明したように、温度情報Ｖａに対する温度閾値を複数設定し、駆動電流ｉを階段状に段階的に変更することもできる。なお、上記では定電流源４７の電流量を変更する構成について説明したが、第２実施形態や第３実施形態のように、抵抗値を変更する構成に対しても温度情報Ｖａに対する温度閾値を複数設定しても良い。この場合は第１抵抗４３や第２抵抗４４を複数の抵抗で直列接続すると共に各抵抗に並列接続したスイッチを順にオン／オフすることで抵抗値を段階的に変化させることで駆動電流ｉを段階的に変化させることとなる。 As described above, a plurality of temperature thresholds for the temperature information Va can be set, and the drive current i can be changed stepwise in a stepwise manner. In addition, although the structure which changes the electric current amount of the constant current source 47 was demonstrated above, the temperature threshold value with respect to the temperature information Va is set also to the structure which changes resistance value like 2nd Embodiment or 3rd Embodiment. A plurality may be set. In this case, the first resistor 43 and the second resistor 44 are connected in series with a plurality of resistors, and the drive current i is changed by changing the resistance stepwise by sequentially turning on / off the switches connected in parallel to the resistors. It will be changed in stages.

（第５実施形態）
本実施形態では、第１〜第４実施形態と異なる部分について説明する。上記各実施形態では、電流量や抵抗値をスイッチの切り替えにより増減させることで駆動電流ｉを段階的に変化させていたが、本実施形態では駆動電流ｉを連続的に変化させることが特徴となっている。 (Fifth embodiment)
In the present embodiment, parts different from the first to fourth embodiments will be described. In each of the above embodiments, the drive current i is changed stepwise by increasing / decreasing the current amount and the resistance value by switching the switch. However, the present embodiment is characterized in that the drive current i is continuously changed. It has become.

図１０は、本実施形態に係る半導体スイッチング素子駆動装置の具体的な回路図である。この図に示されるように、信号生成手段３０は、トランジスタ３４と、抵抗３５と、差動増幅器３６と、を備えて構成されている。 FIG. 10 is a specific circuit diagram of the semiconductor switching element driving device according to the present embodiment. As shown in this figure, the signal generating means 30 includes a transistor 34, a resistor 35, and a differential amplifier 36.

トランジスタ３４は、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタであり、エミッタが駆動手段４０の第２抵抗４４の他端側に接続され、コレクタが抵抗３５に接続されている。トランジスタ３４のベースは差動増幅器３６の出力端子に接続されている。抵抗３５はトランジスタ３４とグランドとの間に接続されている。 The transistor 34 is a PNP-type bipolar transistor, and has an emitter connected to the other end of the second resistor 44 of the driving unit 40 and a collector connected to the resistor 35. The base of the transistor 34 is connected to the output terminal of the differential amplifier 36. The resistor 35 is connected between the transistor 34 and the ground.

差動増幅器３６は、温度検出手段２０から出力された温度情報Ｖａを参照電圧として非反転入力端子（＋）に入力し、トランジスタ３４のエミッタ側の電圧を反転入力端子（−）に入力し、これらの差動増幅を出力することでトランジスタ３４を駆動するものである。 The differential amplifier 36 inputs the temperature information Va output from the temperature detection means 20 as a reference voltage to the non-inverting input terminal (+), inputs the voltage on the emitter side of the transistor 34 to the inverting input terminal (−), The transistor 34 is driven by outputting these differential amplifications.

このような信号生成手段３０の構成によると、トランジスタ３４のエミッタ側の電圧が電流制御信号に対応する。言い換えると、信号生成手段３０は、温度検出手段２０から検出結果を入力し、この検出結果に基づいて大きさが連続的に変化する電流制御信号を出力するように構成されている。 According to such a configuration of the signal generating means 30, the voltage on the emitter side of the transistor 34 corresponds to the current control signal. In other words, the signal generation unit 30 is configured to receive the detection result from the temperature detection unit 20 and output a current control signal whose magnitude continuously changes based on the detection result.

また、駆動手段４０の構成は、例えば第１実施形態で示された図３の構成に対して定電流源４７が無く、第２抵抗４４およびオペアンプ４５に上記の信号生成手段３０が接続された構成になっている。 In addition, the configuration of the driving unit 40 is, for example, that the constant current source 47 is not provided in the configuration of FIG. 3 shown in the first embodiment, and the signal generating unit 30 is connected to the second resistor 44 and the operational amplifier 45. It is configured.

上記のような半導体スイッチング素子駆動装置の構成では、温度情報Ｖａが連続的に変化することで差動増幅器３６の出力も連続的に変化する。これにより、温度情報Ｖａに対して連続的に参照電圧Ｉａが変化する。このため、駆動電流ｉのｉ＝（Ｉａ×Ｒ２）／Ｒ１のＩａの値が連続的に変化するので、駆動電流ｉも連続的に変化する。具体的には、温度情報Ｖａが上昇すると、差動増幅器３６の出力も増加する。これにより、参照電流Ｉａが増加する。 In the configuration of the semiconductor switching element driving apparatus as described above, the output of the differential amplifier 36 also changes continuously as the temperature information Va changes continuously. Thereby, the reference voltage Ia changes continuously with respect to the temperature information Va. For this reason, since the value of Ia of i = (Ia × R2) / R1 of the drive current i changes continuously, the drive current i also changes continuously. Specifically, when the temperature information Va increases, the output of the differential amplifier 36 also increases. Thereby, the reference current Ia increases.

図１１は、半導体スイッチング素子１０の温度と駆動電流ｉとの関係を示した図である。この図に示されるように、半導体スイッチング素子１０の温度と駆動電流ｉとは比例の関係になっており、半導体スイッチング素子１０の温度の上昇に伴って駆動電流ｉが所定の傾きで上昇する。 FIG. 11 is a diagram showing the relationship between the temperature of the semiconductor switching element 10 and the drive current i. As shown in this figure, the temperature of the semiconductor switching element 10 and the drive current i are in a proportional relationship, and the drive current i rises with a predetermined slope as the temperature of the semiconductor switching element 10 rises.

以上説明したように、本実施形態では、温度検出手段２０によって得られた温度情報Ｖａを参照電圧とし、差動増幅器３６の出力をトランジスタ３４のゲートで受けて、そのソース側を差動増幅器３６の入力に帰還させる。これにより、参照電流Ｉａが連続的に変化するので、駆動手段４０は大きさが連続的に変化する電流制御信号に基づいて制御端子１１に印加する駆動電流ｉを連続的に変化させることができる。これにより、きめ細かく駆動電流ｉを制御することができる。 As described above, in this embodiment, the temperature information Va obtained by the temperature detecting means 20 is used as a reference voltage, the output of the differential amplifier 36 is received by the gate of the transistor 34, and the source side thereof is the differential amplifier 36. Return to the input. Thereby, since the reference current Ia changes continuously, the drive means 40 can change the drive current i applied to the control terminal 11 continuously based on the current control signal whose magnitude changes continuously. . Thereby, the drive current i can be finely controlled.

なお、本実施形態の記載と特許請求の範囲の記載との対応関係については、差動増幅器３６が特許請求の範囲の「出力手段」に対応する。 Regarding the correspondence between the description of the present embodiment and the description of the claims, the differential amplifier 36 corresponds to “output means” of the claims.

（第６実施形態）
本実施形態では、第１〜第５実施形態と異なる部分について説明する。上記各実施形態では、温度検出手段２０として感温素子を用いていたが、本実施形態では冷却構造を用いることが特徴となっている。 (Sixth embodiment)
In the present embodiment, parts different from the first to fifth embodiments will be described. In each of the above embodiments, a temperature sensitive element is used as the temperature detecting means 20, but this embodiment is characterized by using a cooling structure.

半導体スイッチング素子１０のような発熱するスイッチングデバイスでは、冷却構造を備えることで半導体スイッチング素子１０の放熱を行い、半導体スイッチング素子１０が過熱状態になることを抑制する構造が採用される。 In a switching device that generates heat, such as the semiconductor switching element 10, a structure is employed in which the semiconductor switching element 10 is dissipated by providing a cooling structure, and the semiconductor switching element 10 is prevented from being overheated.

図１２は、本実施形態に係る半導体スイッチング素子駆動装置の概念図である。この図に示されるように、半導体スイッチング素子駆動装置は冷却構造２１を備えている。この冷却構造２１には図示しない温度センサが備えられており、この温度センサから出力される検出信号を温度情報Ｖａとして用いることができる。すなわち、半導体スイッチング素子１０の温度を直接検出するのではなく、冷却構造２１の温度を検出することにより、間接的に半導体スイッチング素子１０の温度を検出する。 FIG. 12 is a conceptual diagram of the semiconductor switching element driving device according to the present embodiment. As shown in this figure, the semiconductor switching element driving device includes a cooling structure 21. The cooling structure 21 includes a temperature sensor (not shown), and a detection signal output from the temperature sensor can be used as the temperature information Va. That is, the temperature of the semiconductor switching element 10 is indirectly detected by detecting the temperature of the cooling structure 21 instead of directly detecting the temperature of the semiconductor switching element 10.

冷却構造２１としては、水冷による冷却を行うものであれば温度センサによって水温を検出すれば良く、空冷による冷却を行うものであれば温度センサによって気温を検出すれば良い。つまり、冷却に用いられる冷媒の温度を温度センサで検出すれば良い。 As the cooling structure 21, if the cooling is performed by water cooling, the water temperature may be detected by a temperature sensor, and if the cooling is performed by air cooling, the air temperature may be detected by a temperature sensor. That is, the temperature of the refrigerant used for cooling may be detected by the temperature sensor.

以上のように、半導体スイッチング素子１０の温度検出は感温素子に限らず、冷却構造２１を利用することもできる。 As described above, the temperature detection of the semiconductor switching element 10 is not limited to the temperature sensitive element, and the cooling structure 21 can also be used.

なお、本実施形態の記載と特許請求の範囲の記載との対応関係については、冷却構造２１が特許請求の範囲の「温度検出手段」に対応する。 As for the correspondence between the description of the present embodiment and the description of the claims, the cooling structure 21 corresponds to “temperature detection means” of the claims.

（他の実施形態）
上記各実施形態で示された半導体スイッチング素子駆動装置の構成は一例であり、上記で示した構成に限定されることなく、本発明を実現できる他の構成とすることもできる。例えば、上記各実施形態では、半導体スイッチング素子１０の温度を検出するものとして感温素子や冷却構造２１を一例として説明したが、サーミスタのように抵抗を用いても良い。 (Other embodiments)
The configuration of the semiconductor switching element driving device shown in each of the above embodiments is merely an example, and the present invention is not limited to the configuration described above, and other configurations that can realize the present invention can be employed. For example, in each of the above-described embodiments, the temperature-sensitive element and the cooling structure 21 are described as examples for detecting the temperature of the semiconductor switching element 10, but a resistor may be used like a thermistor.

また、上記各実施形態では、第１切替スイッチ４２ａおよび第２切替スイッチ４２ｂは駆動手段４０に含まれた構成になっているが、これは駆動手段４０をどのように構成するかの一例であり、駆動手段４０と各切替スイッチ４２ａ、４２ｂはそれぞれ異なる構成とされていても良い。 Moreover, in each said embodiment, although the 1st changeover switch 42a and the 2nd changeover switch 42b are the structures contained in the drive means 40, this is an example of how the drive means 40 is comprised. The driving means 40 and the changeover switches 42a and 42b may have different configurations.

そして、上記各実施形態で示された各スイッチが信号のどのようなレベル（例えばローレベルやハイレベル）でオン／オフするかについても適宜設定することができる。もちろん、各信号においてどのようなレベルに意味を持たせるかについても同様に適宜設定すれば良い。 Then, it is possible to appropriately set at what level (for example, low level or high level) of the signal each switch shown in each of the above embodiments is turned on / off. Of course, what level should be given meaning in each signal may be set as appropriate.

１０半導体スイッチング素子
１１制御端子
２０温度検出手段
２１冷却構造
３０信号生成手段
３１ａコンパレータ
３６差動増幅器
４０駆動手段
４２ａ第１切替スイッチ
４２ｂ第２切替スイッチ
４２ｃインバータ
４３第１抵抗
４４第２抵抗
４５オペアンプ
４７定電流源
６０電源 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Semiconductor switching element 11 Control terminal 20 Temperature detection means 21 Cooling structure 30 Signal generation means 31a Comparator 36 Differential amplifier 40 Drive means 42a 1st changeover switch 42b 2nd changeover switch 42c Inverter 43 1st resistance 44 2nd resistance 45 Operational amplifier 47 Constant current source 60 Power supply

Claims

A semiconductor switching element (10) having a control terminal (11);
The driving current is supplied to the control terminal (11) of the semiconductor switching element (10), and the on-time until the semiconductor switching element (10) is turned on becomes shorter as the magnitude of the driving current increases. Driving means (40) set as follows:
Control means for controlling on / off of the semiconductor switching element (10) by permitting or not allowing application of the drive current to the control terminal (11) by the drive means (40) according to a drive signal. 42a, 42b, 42c),
Temperature detection means (20, 21) for detecting an element temperature of the semiconductor switching element (10) or an operating environment temperature of the semiconductor switching element (10),
The drive means (40) changes the magnitude of the drive current applied to the control terminal (11) according to the element temperature or the operating environment temperature detected by the temperature detection means (20, 21) ,
When a detection result is input from the temperature detection means (20, 21), a current control signal for changing a drive current applied to the control terminal (11) of the semiconductor switching element (10) according to the detection result. Signal generating means (30) for outputting,
The drive means (40) has a current source (47) for supplying a variable reference current, and a current comparison means (45) for comparing the drive current applied to the control terminal (11) with the reference current. The drive current applied to the control terminal (11) is changed by changing the output of the current comparison means (45) by changing the reference current according to the current control signal.
The signal generating means (30) is configured such that when the drive signal permits the drive current to be applied to the control terminal (11) by the drive means (40), the reference current generated by the current control signal is used. Change of the reference current by the current control signal is prohibited when the drive signal does not allow the drive means (40) to apply the drive current to the control terminal (11). A semiconductor switching element driving device comprising means (31c) for performing the above operation.

The signal generation means (30) includes a temperature comparison means (31a) that compares the detection result of the temperature detection means (20, 21) with at least one set temperature threshold value and outputs the comparison result. Have
2. The semiconductor switching element drive according to claim 1 , wherein the drive unit changes a drive current applied to the control terminal based on a comparison result of the temperature comparison unit. apparatus.