JP5389566B2

JP5389566B2 - 系統連系インバータシステム

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Publication number: JP5389566B2
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Inventors: 徳行諸富
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Filing date: 2009-08-03
Publication date: 2014-01-15
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Description

本発明は、系統連系インバータシステムに関する。

従来、太陽電池などによって生成される直流電力を交流電力に変換して、商用電力系統に供給する系統連系インバータシステムが開発されている。

近年普及傾向にある薄膜系太陽電池は、負極を接地しないと劣化するので、薄膜系太陽電池を用いた系統連系インバータシステムＡ１００では、通常、図２１に示すように、直流電源（太陽電池）１００の出力ラインの負極がグランドに接地される。また、例えばアメリカなどの国では、太陽電池の一方の極を接地することが義務付けられている。図２１において、直流電源（太陽電池）１００の負極が接地線Ｌ_G1によって接地されている場合、当該接地線Ｌ_G1と大地と商用電力系統４００の接地線Ｌ_G2とによって電流経路が形成され、この電流経路を通じて直流電流が商用電力系統４００に流出するという不都合がある。この不都合を防ぐために、系統連系規定では、インバータ装置２００内の出力端部に変圧器２０７を設け、この変圧器２０７によってインバータ装置２００と商用電力系統４００とを電気的に絶縁することが定められている。

なお、図２１のインバータ装置２００内のインバータ回路２０２は、直流電源１００から入力される直流電圧をスイッチング素子（図示しない）のスイッチングにより交流電圧に変換する回路である。また、フィルタ回路２０３は、インバータ回路２０２から出力される交流電圧に含まれるスイッチングノイズを除去する回路であり、制御回路２０４は、インバータ回路２０２に入力される直流電流および直流電圧、インバータ回路２０２から出力される交流電流、フィルタ回路２０３から出力される交流電流、変圧器２０７から出力される交流電圧に基づいて、インバータ回路２０２内のスイッチング素子のスイッチングを制御するためのＰＷＭ信号を生成する回路である。

近年の世界情勢の変化（洞爺湖サミットでの福田ビジョンやオバマ政権のグリーンニューディール政策等）により、太陽電池等に代表される分散型電源の大容量化が必要となっている。したがって、系統連系インバータシステムをメガワットレベルにまで大容量化するために、図２２に示すように、商用電力系統４００に並列接続される複数台（図２２では３台）の系統連系インバータシステムＡ１００を一つの系統連系インバータシステムＡ２００として製作されるものがある。

なお、図２２は、図２１に示す系統連系インバータシステムＡ１００と同一構成の３台の系統連系インバータシステムを並列に接続したものであり、直流電源１００ａ，１００ｂ，１００ｃは図２１の直流電源１００に対応し、インバータ装置２００ａ，２００ｂ，２００ｃは図２１のインバータ装置２００に対応するものである。そして、直流電源１００ａ，１００ｂ，１００ｃの各出力ラインの負極はそれぞれ接地ラインＬ_G1a，Ｌ_G1b，Ｌ_G1cによって接地されている。なお、図示していないが、各インバータ装置２００ａ，２００ｂ，２００ｃには、例えば系統停電時の単独運転検出の能動的方式である無効電力変動方式の変動タイミングを同期化するための信号が入力される構成を備えている。

図２２に示す系統連系インバータシステムＡ２００では、インバータ装置２００ａ，２００ｂ，２００ｃにそれぞれ変圧器２０７が内蔵され、各変圧器２０７によってインバータ装置２００ａ，２００ｂ，２００ｃがそれぞれ商用電力系統４００に対して電気的に絶縁されるので、各インバータ装置２００ａ，２００ｂ，２００ｃから直流電流が商用電力系統４００に流出することはない。また、インバータ装置２００ａ，２００ｂ，２００ｃ同士も相互に回路的に切り離されているので、インバータ装置２００ａとインバータ装置２００ｂとの間で電流が循環することもない。インバータ装置２００ｂとインバータ装置２００ｃとの間、インバータ装置２００ｃとインバータ装置２００ａとの間についても同様である。

特開２００８−１８２８３６号公報

図２２に示す系統連系インバータシステムＡ２００では、各インバータ装置２００ａ，２００ｂ，２００ｃからの大地への直流電流の流出やインバータ装置２００ａ，２００ｂ，２００ｃ間の循環電流を防止することができる利点はあるが、各インバータ装置２００ａ，２００ｂ，２００ｃにそれぞれ変圧器２０７が設けられるので、３台の変圧器２０７が必要となる。変圧器２０７は、商用周波数（５０Ｈzまたは６０Ｈz）で使用されるものであるため、一般的に、サイズが大きく、重量が重く、単価が高い。したがって、この変圧器２０７を３台必要とする系統連系インバータシステムＡ２００は、全体のサイズが大きくなる、重量が重くなる、製造コストが高くなるなどの不都合がある。この不都合は、並列接続されるインバータ装置の数が増加するほど、さらに顕著となる。

また、変圧器２０７では、巻線抵抗や鉄芯の渦電流による電力ロスが発生する。各インバータ装置２００ａ，２００ｂ，２００ｃの変圧器２０７でそれぞれ電力ロスが発生するので、系統連系インバータシステムＡ２００全体での電力変換効率が低下するという不都合もある。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、複数のインバータ装置を並列接続した場合でも、必要な変圧器の数を抑制することができる系統連系インバータシステムを提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面よって提供される系統連系インバータシステムは、互いに並列に接続され、直流電源からの直流電力を交流電力に変換し、この交流電力を変圧器を介さずに出力する複数のインバータ装置と、前記複数のインバータ装置の出力側の接続点と電力系統との間に設けられている変圧器とを備えており、前記直流電源の一対の出力端の一方は接地されており、前記複数のインバータ装置は、それぞれ、ＰＷＭ制御インバータ回路と、前記ＰＷＭ制御インバータ回路を制御するためのＰＷＭ信号を生成する制御回路と、前記ＰＷＭ制御インバータ回路の出力電流から零相電流を検出する零相電流検出回路とを備えており、前記各インバータ装置のいずれかの制御回路は、前記零相電流検出回路によって検出された零相電流信号から直流成分を抽出する直流成分抽出手段と、前記直流成分抽出手段によって抽出された直流成分をゼロにするように制御するための指令値信号を生成する指令値信号生成手段とを備え、前記指令値信号生成手段により生成された指令値信号をキャリア信号と比較して前記ＰＷＭ信号を生成する。

この構成によると、前記各インバータ装置の制御回路が前記零相電流の直流成分をゼロにするように制御するので、前記各インバータ装置の間で電流経路が形成されても、直流成分の循環電流を抑制することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記指令値信号生成手段は、前記直流成分抽出手段によって抽出された直流成分を入力され、ＰＩ制御を行なって補正値を出力する第１のＰＩ制御手段と、予め設定された目標値に前記第１のＰＩ制御手段から出力される補正値を加算補正した補正目標値と、前記ＰＷＭ制御インバータ回路の入力電圧との偏差を入力され、ＰＩ制御を行なって補正値を出力する第２のＰＩ制御手段と、前記第２のＰＩ制御手段が出力する補正値に基づいて、前記指令値信号を生成する生成回路とを備えている。

本発明の第２の側面よって提供される系統連系インバータシステムは、互いに並列に接続され、直流電源からの直流電力を交流電力に変換し、この交流電力を変圧器を介さずに出力する複数のインバータ装置と、前記複数のインバータ装置の出力側の接続点と電力系統との間に設けられている変圧器とを備えており、前記直流電源の一対の出力端の一方は接地されており、前記複数のインバータ装置は、それぞれ、ＰＷＭ制御インバータ回路と、前記ＰＷＭ制御インバータ回路を制御するためのＰＷＭ信号を生成する制御回路と、前記ＰＷＭ制御インバータ回路の出力電流から零相電流を検出する零相電流検出回路とを備えており、前記各インバータ装置のいずれかの制御回路は、前記零相電流検出回路によって検出された零相電流信号から３次成分を抽出する３次成分抽出手段と、前記３次成分抽出手段によって抽出された３次成分をゼロにするように制御するための指令値信号を生成する指令値信号生成手段とを備え、前記指令値信号生成手段により生成された指令値信号をキャリア信号と比較して前記ＰＷＭ信号を生成する。

この構成によると、前記各インバータ装置の制御回路が前記零相電流の３次成分をゼロにするように制御するので、前記各インバータ装置の間で電流経路が形成されても、３次成分の循環電流を抑制することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記３次成分抽出手段は、前記零相電流検出回路より入力される零相電流信号に前記電力系統の電圧の周波数の３倍の周波数に対応する回転角の回転座標変換を行って、変換零相電流信号を算出する回転変換手段と、前記変換零相電流信号の直流成分を、前記零相電流信号の３次成分として、抽出するフィルタ手段と、を備え、前記指令値信号生成手段は、前記３次成分抽出手段によって抽出された３次成分を入力され、ＰＩ制御を行なって補正値を出力するＰＩ制御手段と、前記補正値に前記回転角の逆回転座標変換を行って、変換補正値を算出する逆回転変換手段と、を備え、前記逆回転変換手段により算出される変換補正値に基づいて指令値信号を生成する。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

本発明に係る系統連系インバータシステムの第１実施形態を説明するための図である。本発明に係る系統連系インバータシステムの第２実施形態を説明するための図である。形成される電流経路を説明するための図である。循環電流が発生する要因について詳細に説明するための図である。インバータ装置から出力される零相電流の波形を説明するための図である。高周波成分の循環電流の循環経路について説明するための図である。ＰＷＭ信号に位相差が発生している場合の、出力電圧の電圧波形を示す図である。図６に示す回路図を簡略化した等価回路図である。本発明に係る系統連系インバータシステムの第３実施形態を説明するための図である。クロックパルス信号の位相補正を説明するための図である。第３実施形態の第２実施例を説明するための図である。第３実施形態の第３実施例を説明するための図である。第３実施形態の第４実施例を説明するための図である。直流成分の循環電流の循環経路について説明するための図である。図１４に示す回路図を簡略化した等価回路図である。本発明に係る系統連系インバータシステムの第４実施形態を説明するための図である。第４実施形態の別の実施例を示す図である。本発明に係る系統連系インバータシステムの第５実施形態を説明するための図である。インバータ装置の制御回路に、直流成分、３次成分及び高周波成分をそれぞれ抑制する回路を追加したブロック構成図である。循環電流抑制対策後の零相電流の波形を説明するための図である。従来の変圧器を備えた系統連系インバータシステムを説明するための図である。図２１に示す系統連系インバータシステムを３台並列に接続した構成の系統連系インバータシステムを説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、本発明に係る系統連系インバータシステムの第１実施形態を説明するための図である。

同図に示すように、系統連系インバータシステムＡは、３台の直流電源１０ａ，１０ｂ，１０ｃ、３台のインバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃ、および１台の変圧器３０を備えている。直流電源１０ａ，１０ｂ，１０ｃは、それぞれインバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃに接続されている。インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの出力端は、それぞれ互いに並列に接続されている。変圧器３０は、インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの接続点と商用電力系統４０との間に接続されている。したがって、系統連系インバータシステムＡは、直流電源及びインバータ装置からなる３台の分散型電源が１台の変圧器３０を介して商用電力系統４０に並列に接続される構成を備え、直流電源１０ａ，１０ｂ，１０ｃが出力する直流電力を交流電力に変換して、商用電力系統４０に供給する。なお、商用電力系統４０は三相３線式の電力系統で、いずれか一相（例えば、Ｖ相）が接地線Ｌ_G2によって接地されている。

なお、第１実施形態では、分散型電源の台数を３台としているが、これは一例であって、並列接続する台数は２台でも、４台以上でもよく、任意に設定することができる。

直流電源１０ａ，１０ｂ，１０ｃは、系統連系インバータシステムＡに直流電力を供給するものであり、太陽電池を備えている。太陽電池は薄膜系太陽電池であり、各出力ラインの一方（図１では、負極の出力ライン）が接地線Ｌ_G1a,Ｌ_G1b,Ｌ_G1cによって接地されている。なお、太陽電池は、薄膜系太陽電池に限定されるものではない。太陽電池は薄膜系以外の他の種類の太陽電池であってもよく、太陽電池の出力端を接地していなくてもよい。太陽電池は、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換することで、直流電力を生成する。直流電源１０ａ，１０ｂ，１０ｃが出力する直流電圧は、それぞれインバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃに入力される。

インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃは、それぞれ直流電源１０ａ，１０ｂ，１０ｃから入力される直流電圧を交流電圧に変換して、変圧器３０に出力するものである。なお、図示していないが、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃには、例えば系統停電時の単独運転検出の能動的方式である無効電力変動方式の変動タイミングを同期化するための信号が入力される。

同図に示すように、インバータ装置２０ａは、ＤＣ/ＤＣコンバータ回路２１、インバータ回路２２、フィルタ回路２３、および、制御回路２４を備えている。同図において、制御回路２４はインバータ回路２２を制御するものであり、ＤＣ/ＤＣコンバータ回路２１を制御する制御回路は、本願発明に関係しないので、省略されている。

ＤＣ/ＤＣコンバータ回路２１は、昇圧形コンバータであり、直流電源１０ａから入力される直流電圧を昇圧してインバータ回路２２に出力する。ＤＣ/ＤＣコンバータ回路２１は、制御回路２４から入力されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子（図示しない）のオンとオフとを切り替えることで、直流電源１０ａから入力される直流電圧を所定の電圧レベルに昇圧して出力する。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２１の構成はこれに限定されず、周知の昇圧形コンバータであればよい。

インバータ回路２２は、ＤＣ/ＤＣコンバータ回路２１から入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力するものである。第１実施形態では、商用電力系統４０が三相３線式の電力系統であるので、インバータ回路２２は、三相フルブリッジインバータとしている。したがって、インバータ回路２２からフィルタ回路２３および変圧器３０を介して商用電力系統４０までは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電圧の３本の出力ラインによって接続されている。なお、インバータ回路２２の構成は、三相フルブリッジインバータに限られず、接続される商用電力系統４０やその他の条件に合わせて、適宜決定すればよい。すなわち、インバータ回路２２は、三相インバータでなく、単相インバータであってもよいし、フルブリッジインバータでなく、ハーフブリッジインバータであってもよい。

インバータ回路２２は、２個のスイッチング素子が直列に接続されたアームを３個含む三相ブリッジ回路（図示しない）を有しており、制御回路２４から入力されるＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで、ＤＣ/ＤＣコンバータ回路２１から入力される直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ回路２２から出力される交流電圧はフィルタ回路２３に入力される。

フィルタ回路２３は、インバータ回路２２から入力される交流電圧から、スイッチング周波数成分を除去するものである。フィルタ回路２３は、図示しないリアクトルとキャパシタからなるローパスフィルタを備えている。フィルタ回路２３でスイッチング周波数成分を除去された交流電圧は、変圧器３０に出力される。なお、フィルタ回路２３の構成はこれに限定されず、スイッチング周波数成分を除去するための周知のフィルタ回路であればよい。

制御回路２４は、指令値信号を三角波のキャリア信号と比較する三角波比較法によりＰＷＭ信号を生成してインバータ回路２２に出力する。指令値信号は、系統の周波数（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）に近い周波数を有する正弦波信号である。指令値信号は、ＤＣ/ＤＣコンバータ回路２１に入力される直流電流および直流電圧、ＤＣ/ＤＣコンバータ回路２１から出力される（インバータ回路２２に入力される）直流電圧（以下、「バス電圧」とする。）、インバータ回路２２から出力される交流電流、フィルタ回路２３から出力される交流電流および交流電圧、およびこれらの目標値を用いて生成される。なお、同図においては、上記のＤＣ/ＤＣコンバータ回路２１への入力電流及び入力電圧、バス電圧、インバータ回路２２の出力電流、フィルタ回路２３の出力電流及び出力電圧を検出するための検出回路の記載を省略している。

キャリア信号は、指令値信号に対して数倍若しくは数十倍の周波数（例えば、４ｋＨｚ）を有する三角波である。制御回路２４は、ＰＷＭ信号でインバータ回路２２の動作（各スイッチング素子のオンとオフの切り替え）を制御することにより、インバータ回路２２の出力電圧を調整する。

同図においては省略して記載されているが、インバータ装置２０ｂ，２０ｃの内部構成は、インバータ装置２０ａと同様である。

変圧器３０は、インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃから出力される交流電圧を商用電力系統４０に供給するための電圧に昇圧するものである。また、変圧器３０は、相互に接続された３台のインバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの出力側の接続点と商用電力系統４０との間に接続されており、インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃを商用電力系統４０から電気的に絶縁している。

上記のように、第１実施形態においては、変圧器３０を相互に接続された３台のインバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの出力側の接続点と商用電力系統４０との間に接続することにより、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃ内には変圧器を設けないようにしている。したがって、従来の系統連系インバータシステムＡ２００（図２２参照）のように各インバータ装置２００ａ，２００ｂ，２００ｃにそれぞれ変圧器２０７を設ける場合と比較して、系統連系インバータシステムＡは、変圧器の数を１台に抑制することができる。これにより、従来の系統連系インバータシステムＡ２００と比較して、全体のサイズを小さくし、重量を軽減し、製造コストを抑制することができる。

また、従来の系統連系インバータシステムＡ２００では、各インバータ装置２００ａ，２００ｂ，２００ｃにそれぞれ変圧器２０７が設けられるので、各インバータ装置２００ａ，２００ｂ，２００ｃで変圧器２０７による電力ロスが生じるが、系統連系インバータシステムＡでは、１台の変圧器３０による電力ロスのみとなる。したがって、変圧器３０が従来の各インバータ装置２００ａ，２００ｂ，２００ｃに設けられる変圧器２０７よりも構造的に多少大型化するとしても、変圧器３０での電力ロスを３台の変圧器２０７での電力ロスの合計よりも小さくすることができ、従来の系統連系インバータシステムＡ２００と比較して、全体での電力変換効率を向上することができる。

なお、上記第１実施形態では、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃにそれぞれ別の直流電源１０ａ，１０ｂ，１０ｃが接続されている場合について説明しているが、これに限られない。図２に示すように、１つの直流電源１０の出力を分配して、インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃに入力する構成であってもよい。

図２は、本発明に係る系統連系インバータシステムの第２実施形態を説明するための図である。なお、同図において、図１に示す系統連系インバータシステムＡと同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図２に示す系統連系インバータシステムＡ’は、１つの直流電源１０（負極が接地線Ｌ_G1によって接地されている）に３個のインバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃが並列に接続されている点で、系統連系インバータシステムＡと異なる。なお、同図において、インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの内部構成の記載は省略している（図３も同様）。

第２実施形態においては、上述した第１実施形態の作用効果に加えて、インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃのいずれかの故障時にも、直流電源１０の出力電力を他のインバータ装置で分担して電力変換することができる。また、直流電源１０の出力電力に応じて、インバータ装置の動作台数を調整することもできる。さらに、複数の直流電源をそれぞれ別のインバータ装置に接続する場合と比べて、直流電源からインバータ装置への配線数を低減することが可能である。したがって、直流電源とインバータ装置とが離れて設置される場合、特に、システム設置工数を低減することができる。

ところで、図１及び図２に示す本発明に係る系統連系インバータシステムＡ，Ａ’では、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃに変圧器が設けられておらず、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの出力端が相互に接続されている一方、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの入力端は負極が相互に接続されているので、例えば、インバータ装置２０ａとインバータ装置２０ｂの間で電流が循環する電流経路が形成される。インバータ装置２０ｂとインバータ装置２０ｃの間、インバータ装置２０ｃとインバータ装置２０ａの間についても同様に電流が循環する電流経路が形成される。

図３は、インバータ装置２０ａとインバータ装置２０ｂの間に形成される電流経路を説明するための図である。

直流電源１０ａの負極ａはグランドＧに接地されており、直流電源１０ｂの負極ｂもグランドＧに接地されているので、負極ａと負極ｂとは電気的に接続されている。インバータ装置２０ａの一方の入力端は直流電源１０ａの負極ａに接続されており、インバータ装置２０ｂの一方の入力端は直流電源１０ｂの負極ｂに接続されているので、インバータ装置２０ａとインバータ装置２０ｂとは入力側で電気的に接続されている。また、例えば、インバータ装置２０ａのＵ相の出力ラインとインバータ装置２０ｂのＵ相の出力ラインとは、接続点ｃで接続されているので、インバータ装置２０ａとインバータ装置２０ｂとは出力側でも電気的に接続されている。したがって、負極ａ、インバータ装置２０ａ、接続点ｃ、インバータ装置２０ｂ、負極ｂという電流経路（同図に示す太線の経路）が形成される。

例えば、直流電源１０ａの出力電力が直流電源１０ｂの出力電力より大きい場合、インバータ装置２０ａの出力電圧がインバータ装置２０ｂの出力電圧より高くなり、図３の太線で示す電流経路で循環電流Ｉが流れる。これによりインバータ装置２０ｂの出力電力が低下してしまう。そして、上記の現象はインバータ装置２０ｂとインバータ装置２０ｃの間やインバータ装置２０ｃとインバータ装置２０ａの間でも同様に生じる。

図４は、循環電流が発生する要因について詳細に説明するための図である。同図においては、図１におけるインバータ装置２０ａ，２０ｂのＤＣ／ＤＣコンバータ回路２１、インバータ回路２２、及びフィルタ回路２３が、それぞれ、昇圧チョッパ部、三相フルブリッジインバータ部、及びＬＣＬフィルタ部である場合のインバータ装置ａ，ｂの回路図を示している。また、説明を簡略化するため、昇圧チョッパ部の特性は同一とし、インバータ装置ａのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６、及びインバータ装置ｂのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチングパターンは同一とした上で、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の状態にのみ着目する。なお、ここでの説明は、循環電流のほんの一例であり、実際には昇圧チョッパ部、及び三相フルブリッジインバータ部のスイッチングパターンの組み合わせにより、多種多様な経路で循環電流が発生する。

インバータ装置ａ、ｂ間において、インバータ装置ａ、ｂともにスイッチング素子Ｑ１がオン、Ｑ２がオフの状態を考えると、直流電源側から昇圧チョッパ部を通じてエネルギーがフィルタＬＣＬ１に蓄積されるモードとなっている（図４（ａ）参照）。ここで、直流電源からの入力電力Ｐin1、Ｐin2に差が発生している場合、各インバータ装置ａ、ｂ内のフィルタＬＣＬ１に蓄積されるエネルギーに差が発生することになる。

次に、スイッチング素子Ｑ１がオフ、Ｑ２がオン状態に切り変わった場合を考える（図４（ｂ）参照）。この場合、同図に示す循環電流経路が形成される（同図に示す太線の経路）。直流電源からの入力電力Ｐin1、Ｐin2に電力差がない場合は、各インバータ装置ａ、ｂ内のフィルタＬＣＬ1の両端電圧に蓄積エネルギー差による電位差（＝Ｖ_L1−Ｖ_L2［Ｖ］）が発生しない。したがって、循環電流経路が形成されたとしても、循環電流は発生せず、各フィルタＬＣＬ１の蓄積エネルギーが全て系統側へ出力される。変換損失を考慮しない場合、出力電力Ｐout［Ｗ］＝Ｐin1＋Ｐin2［Ｗ］となる。しかし、直流電源からの入力電力Ｐin1、Ｐin2に電力差が発生していると、各インバータ装置ａ、ｂ内のフィルタＬＣＬ1の両端電圧に蓄積エネルギー差による電位差（＝Ｖ_L1−Ｖ_L2［Ｖ］）が発生する。この電位差により、図に示す循環電流経路を経由して、インバータ装置a、b間で循環電流が発生してしまう。よって、循環電流分の電力をＰloopとすると、Ｐout［Ｗ］＝Ｐin1＋Ｐin2−Ｐloop［Ｗ］となり、循環電流の大きさによっては変換効率を著しく低下させることになる。

図５は、インバータ装置２０ａから出力される零相電流Ｉzの波形を説明するための図である。

図５の上段に示す正弦波状の波形は、インバータ装置２０ａのＵ相の出力ラインから出力されるＵ相電流Ｉuの波形の一例を示している。Ｕ相電流Ｉuには循環電流Ｉが重畳されているので、理想的な正弦波になっていない。Ｖ相およびＷ相の出力ラインから出力されるＶ相電流およびＷ相電流の波形も同様の波形となる。一方、図５の下段に示す正弦波状の波形は、循環電流Ｉが流れているときのインバータ装置２０ａから出力される零相電流Ｉzの波形の一例を示している。零相電流Ｉzは、Ｕ相電流Ｉu、Ｖ相電流Ｉv、およびＷ相電流Ｉwを加算したものであり、直流電源１０ａ，１０ｂ、１０ｃとインバータ装置２０ａ，２０ｂ、２０ｃの対地間の静電容量等が無視できるレベルであれば、零相電流Ｉzは循環電流Ｉとみなせる。なお、循環電流Ｉが流れていないときの零相電流Ｉz'は、図５の点線で示すようにゼロになる。

循環電流として流れる電流には、直流成分、Ｕ相電流Ｉuの３次高調波成分、およびスイッチング周波数（キャリア信号の周波数であり、例えば、４ｋＨｚ）を有する高周波成分の３種類があるので、零相電流Ｉzはこれらの混合した交流電流となる。したがって、図５に示すように、循環電流Ｉが流れているときの零相電流Ｉzは、Ｕ相電流Ｉuの３次高調波成分にキャリア信号の周波数を有する高周波成分が重畳した、直流成分Ｉaveのレベルを中心に振幅が変動する交流信号となる。

本発明においては、零相電流Ｉzに重畳されているこれらの循環電流を抑制するための構成を、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃに取り入れている。具体的には、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃから出力される出力電流の零相電流Ｉzに含まれる上記の３次成分、高周波成分をそれぞれゼロに抑制するフィードバック制御系を各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの制御回路２４にそれぞれ設け、各制御回路２４が出力するＰＷＭ信号の位相を一致させて直流成分を抑制するようにしている。

次に、高周波成分を抑制するための構成が取り入れられた制御回路を備えた第３実施形態について説明する。まず、高周波成分の零相電流Ｉzが流れる原因について説明する。

図６は、高周波成分の循環電流の循環経路について説明するための図である。同図は、図４に示す回路図に、直流電源１０ａ，１０ｂを追加した回路図である。説明を簡略化するため、直流電源からの入力電圧は同一（Vin1＝Vin2）とし、昇圧チョッパ部は停止状態として、インバータ装置ａ、ｂのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の状態にのみ着目する。インバータ装置ａのスイッチング素子Ｑ１とインバータ装置ｂのスイッチング素子Ｑ１とが同じタイミングでオンとオフの切り替えを行っている場合（インバータ装置ａのスイッチング素子Ｑ２とインバータ装置ｂのスイッチング素子Ｑ２とも同じタイミングでオンとオフの切り替えを行っている）、各インバータ装置ａ，ｂのＶa，Ｖbのポイントでの電圧（以下、「出力電圧Ｖa，Ｖb」とする）は、Vin1（＝Vin2）又は接地電位に固定されるので、循環電流は発生しない。ここで、各インバータ装置ａ、ｂのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンとオフの切り替えタイミングが一致しない場合、すなわち、インバータ装置ａ、ｂに入力されるＰＷＭ信号に位相差が発生している場合を考える。

図７は、インバータ装置ａ、ｂに入力されるＰＷＭ信号に位相差が発生している場合の、出力電圧Ｖa，Ｖbの電圧波形を示している。同図に示すように、入力されるＰＷＭ信号の位相差により、期間Ｐ1および期間Ｐ3において出力電圧Ｖa,Ｖbに電圧差が生じている。

ここで、同図に示すＰ1の期間にのみ着目して説明を行う。Ｖa及びＶbがゼロ（すなわちインバータ装置ｂのスイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンの状態）継続中に、Ｖaが上昇（すなわちインバータ装置ａのスイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフ）した状態を、簡略化した等価回路図で説明する。

図８は、図６におけるＶbがゼロの状態の簡略化した等価回路図である。同図において、フィルタＬＣＬ１については、Ｌ成分のみを記載しており、インバータ装置aのフィルタＬＣＬ１のインダクタンス値をＬa、インバータ装置bのフィルタＬＣＬ１のインダクタンス値をＬbとしている。

同図（ａ）は、Ｖa、Ｖbともにゼロの状態を示している。初期条件としてＬa、Ｌbにはエネルギー蓄積はないもの（初期電流はゼロ）とする。この状態からＰ1の期間に遷移（すなわちＱ１がオン、Ｑ２がオフ）した場合、Ｖa、Ｖb間に直流電源電圧Ｖin1が印加されることにより、Ｌa、Ｌbを経由して循環電流Ｉ_loopが発生する（同図（ｂ）参照）。この時の循環電流I_loopは、インダクタの特性を示す公知の下記（１）式に基づいて、下記（２）式で算出される。

上記（２）式より明らかであるが、ｔが大きいほど（ＰＷＭ信号の位相差が大きく、同図（ｂ）の状態が長く続くほど）、高周波の循環電流のピーク値は増大する。

よって、期間Ｐ1においては、インバータ装置ａの出力電圧Ｖaの方がインバータ装置ｂの出力電圧Ｖbより高いので、インバータ装置ａからインバータ装置ｂに循環電流が流れる。一方、これとは逆に、期間Ｐ3においては、出力電圧Ｖbの方が出力電圧Ｖaより高いので、インバータ装置ｂからインバータ装置ａに循環電流が流れる。なお、期間Ｐ2およびＰ4においては、出力電圧Ｖaと出力電圧Ｖbとが同電位となるので、インバータ装置ａとインバータ装置ｂとの間で循環電流は流れない。ＰＷＭ信号の周波数（スイッチング周波数）が例えば４ｋＨｚの場合、期間Ｐ1からＰ4までの時間は（１／４０００）秒なので、インバータ装置２０ａからインバータ装置２０ｂに流れる循環電流は４ｋＨｚの高周波電流となる。したがって、ＰＷＭ信号の位相が一致しない場合には、当該ＰＷＭ信号の周波数を有する高周波の循環電流が出力電流に重畳される。これにより、零相電流Ｉzは、高周波成分の循環電流が重畳されたものとなる（図５参照）。

第３実施形態では、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの制御部２４から出力されるＰＷＭ信号の位相を一致させることにより、スイッチング周波数の高周波成分の循環電流を抑制する。第３実施形態では、インバータ装置２０ａがインバータ装置２０ｂ，２０ｃを統括的に制御しており、インバータ装置２０ａが本発明の「マスタインバータ装置」に対応し、インバータ装置２０ｂ，２０ｃが本発明の「スレーブインバータ装置」に対応する。

図９は、本発明に係る系統連系インバータシステムの第３実施形態を説明するための図である。同図においては、制御回路２４の内部構成の一部のみを記載している。なお、制御回路２４以外の構成は、図１に示す系統連系インバータシステムＡと同様であるので、記載を省略している。また、同図において、インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの制御回路２４を、それぞれ制御回路２４ａ，２４ｂ，２４ｃとしている。

制御回路２４ａは、内部発振部１ａ、キャリア信号生成部２ａ、およびＰＷＭ信号生成部３ａ、位相補正部４ａを備えている。内部発振部１ａは、所定の周波数（例えば４ｋＨｚ）のクロックパルス信号ＣＬＫを生成するものである。内部発振部１ａは、生成したクロックパルス信号ＣＬＫをキャリア信号生成部２ａおよび位相補正部４ａに出力する。キャリア信号生成部２ａは、内部発振部１ａから入力されるクロックパルス信号ＣＬＫに基づいて、キャリア信号ＣＲを生成するものである。キャリア信号生成部２ａは、生成したキャリア信号ＣＲをＰＷＭ信号生成部３ａに出力する。

ＰＷＭ信号生成部３ａは、キャリア信号生成部２ａから入力されるキャリア信号ＣＲと、図示しない指令値信号生成部から入力される指令値信号とから、三角波比較法によりＰＷＭ信号ＰＷＭ１を生成するものである。ＰＷＭ信号生成部３ａは、生成したＰＷＭ信号ＰＷＭ１をインバータ回路２２に出力する。なお、指令値信号生成部は、指令値信号を各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）ごとに生成して、ＰＷＭ信号生成部３ａに出力する。ＰＷＭ信号生成部３ａは、各相に対する指令値信号とキャリア信号ＣＲとの比較により、各相に対する３つのＰＷＭ信号を生成する。また、ＰＷＭ信号生成部３ａは、生成された３つのＰＷＭ信号をそれぞれ反転させたＰＷＭ信号も生成する。ＰＷＭ信号ＰＷＭ１は、これらの６つのＰＷＭ信号を含む信号として表している。

位相補正部４ａは、内部発振部１ａから入力されるクロックパルス信号ＣＬＫの位相を進めたクロックパルス信号ＣＬＫ’を生成するものである。位相補正部４ａは、クロックパルス信号ＣＬＫ’を、制御回路２４ｂ，２４ｃに出力する。第３実施形態においては、各制御回路２４ａ，２４ｂ，２４ｃ間の信号の入出力を、Ｉ／Ｏポートを介して行っている。この場合、フォトカプラ等の素子によって信号の位相が遅延する。位相補正部４ａは、この位相の遅延分を補正するために、クロックパルス信号ＣＬＫから位相を進めたクロックパルス信号ＣＬＫ’を生成している。

図１０は、クロックパルス信号ＣＬＫの位相補正を説明するための図である。同図（ａ）は、内部発振部１ａから出力されるクロックパルス信号ＣＬＫを示している。同図（ｂ）は、位相補正部４ａから出力されるクロックパルス信号ＣＬＫ’を示している。クロックパルス信号ＣＬＫ’は、クロックパルス信号ＣＬＫより所定値θだけ位相が進められている。所定値θは、Ｉ／Ｏポートを介する信号の位相の遅延に応じて、あらかじめ実験により適切な値に設定される。同図（ｃ）は、制御回路２４ｂ，２４ｃのキャリア信号生成部２ｂ，２ｃ（後述）にそれぞれ入力されるクロックパルス信号ＣＬＫ”を示している。制御回路２４ａから出力される信号は制御回路２４ｂ，２４ｃに入力されるまでに位相がθだけ遅延するので、クロックパルス信号ＣＬＫ”は、クロックパルス信号ＣＬＫ’より所定値θだけ位相が遅れている。これにより、キャリア信号生成部２ａに入力されるクロックパルス信号ＣＬＫと位相が一致するクロックパルス信号ＣＬＫ”が、キャリア信号生成部２ｂ，２ｃに入力される。

図９に戻って、制御回路２４ｂは、キャリア信号生成部２ｂおよびＰＷＭ信号生成部３ｂを備えている。キャリア信号生成部２ｂおよびＰＷＭ信号生成部３ｂは、制御回路２４ａのキャリア信号生成部２ａおよびＰＷＭ信号生成部３ａと同様の機能を果たす。キャリア信号生成部２ｂには、位相補正部４ａより出力されるクロックパルス信号ＣＬＫ’から位相が遅延したクロックパルス信号ＣＬＫ”が入力される。上述したように、クロックパルス信号ＣＬＫ’は、内部発振部１ａから出力されるクロックパルス信号ＣＬＫを、各制御回路２４ａ，２４ｂ，２４ｃ間での入出力時に遅延する位相θだけ予め進めた信号である。したがって、クロックパルス信号ＣＬＫ”は、クロックパルス信号ＣＬＫと位相が一致した信号となる。これにより、ＰＷＭ信号生成部３ｂで生成されるＰＷＭ信号ＰＷＭ２の位相は、ＰＷＭ信号生成部３ａで生成されるＰＷＭ信号ＰＷＭ１の位相と一致する。

制御回路２４ｃは、キャリア信号生成部２ｃおよびＰＷＭ信号生成部３ｃを備えている。キャリア信号生成部２ｃおよびＰＷＭ信号生成部３ｃは、制御回路２４ａのキャリア信号生成部２ａおよびＰＷＭ信号生成部３ａと同様の機能を果たす。キャリア信号生成部２ｃに入力されるクロックパルス信号ＣＬＫ”もクロックパルス信号ＣＬＫと位相が一致した信号となっているので、ＰＷＭ信号生成部３ｃで生成されるＰＷＭ信号ＰＷＭ３の位相は、ＰＷＭ信号生成部３ａで生成されるＰＷＭ信号ＰＷＭ１の位相と一致する。

第３実施形態においても、システムに用いる変圧器の数を抑制することができるので、上記第１および第２実施形態と同様の作用効果を奏することができる。さらに、第３実施形態においては、制御回路２４ａ，２４ｂ，２４ｃからそれぞれ出力されるＰＷＭ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，ＰＷＭ３の位相が一致している。したがって、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの間で循環電流の電流経路が形成されても、スイッチング周波数の高周波成分の循環電流を抑制することができる。その結果、零相電流Ｉzに重畳される高周波成分の循環電流が抑制される。

なお、第３実施形態では、制御回路２４ａから制御回路２４ｂに出力される信号の位相の遅延と、制御回路２４ａから制御回路２４ｃに出力される信号の位相の遅延とが同じ場合について説明しているが、両者の遅延位相が異なる場合は、それぞれの遅延位相に応じて位相を補正するようにすればよい。すなわち、制御回路２４ａから制御回路２４ｂに出力される信号の位相の遅延を補正する位相補正部と、制御回路２４ａから制御回路２４ｃに出力される信号の位相の遅延を補正する位相補正部とを設ければよい。

図１１は、第３実施形態における別の実施例（以下では、上記に説明した図９に示す実施例を第１実施例とし、本実施例を第２実施例とする。）を説明するための図である。なお、同図において、図９に示す第１実施例と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１１に示す第２実施例では、位相補正部が２個設けられている点で、第１実施例と異なる。位相補正部４１ａは、内部発振部１ａから入力されるクロックパルス信号ＣＬＫの位相を、制御回路２４ａから制御回路２４ｂに出力される信号の遅延位相θ’だけ進めたクロックパルス信号ＣＬＫ１’を生成して出力するものである。位相補正部４１ａから出力されたクロックパルス信号ＣＬＫ１’は、位相θ’だけ遅れたクロックパルス信号ＣＬＫ１”として、キャリア信号生成部２ｂに入力される。クロックパルス信号ＣＬＫ１”は、クロックパルス信号ＣＬＫと位相が一致した信号となるので、ＰＷＭ信号生成部３ｂで生成されるＰＷＭ信号ＰＷＭ２の位相は、ＰＷＭ信号生成部３ａで生成されるＰＷＭ信号ＰＷＭ１の位相と一致する。

位相補正部４２ａは、内部発振部１ａから入力されるクロックパルス信号ＣＬＫの位相を、制御回路２４ａから制御回路２４ｃに出力される信号の遅延位相θ”だけ進めたクロックパルス信号ＣＬＫ２’を生成して出力するものである。位相補正部４２ａから出力されたクロックパルス信号ＣＬＫ２’は、位相θ”だけ遅れたクロックパルス信号ＣＬＫ２”として、キャリア信号生成部２ｃに入力される。クロックパルス信号ＣＬＫ２”は、クロックパルス信号ＣＬＫと位相が一致した信号となるので、ＰＷＭ信号生成部３ｃで生成されるＰＷＭ信号ＰＷＭ３の位相は、ＰＷＭ信号生成部３ａで生成されるＰＷＭ信号ＰＷＭ１の位相と一致する。

第２実施例においては、制御回路２４ａから制御回路２４ｂに出力される信号の遅延位相θ’と、制御回路２４ａから制御回路２４ｃに出力される信号の遅延位相θ”とが異なる場合でも、制御回路２４ａ，２４ｂ，２４ｃからそれぞれ出力されるＰＷＭ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，ＰＷＭ３の位相を一致させることができ、スイッチング周波数の高周波成分の循環電流を抑制することができる。その結果、零相電流Ｉzに重畳される高周波成分の循環電流が抑制される。

なお、上記第１および第２実施例では、クロックパルス信号を出力する側の制御回路２４ａに位相補正部を設けた場合について説明しているが、クロックパルス信号を入力される側の制御回路２４ｂ，２４ｃに位相補正部を設けるようにしてもよい。

図１２は、第３実施形態における第３実施例を説明するための図である。なお、同図において、図１１に示す第２実施例と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１２に示す第３実施例では、制御回路２４ａに位相補正部４１ａ，４２ａが設けられる代わりに、制御回路２４ｂ，２４ｃにそれぞれ位相補正部４ｂ，４ｃが設けられている点で、第２実施例と異なる。

第３実施例においても、制御回路２４ａから制御回路２４ｂに出力される信号の遅延位相θ’と、制御回路２４ａから制御回路２４ｃに出力される信号の遅延位相θ”とが異なる場合でも、制御回路２４ａ，２４ｂ，２４ｃからそれぞれ出力されるＰＷＭ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，ＰＷＭ３の位相を一致させることができ、スイッチング周波数の高周波成分の循環電流を抑制することができる。その結果、零相電流Ｉzに重畳される高周波成分の循環電流が抑制される。

なお、上記第１ないし第３実施例では、制御回路２４ａから制御回路２４ｂ，２４ｃにクロックパルス信号を出力する場合について説明しているが、キャリア信号を出力するようにしてもよい。

図１３は、第３実施形態における第４実施例を説明するための図である。なお、同図において、図９に示す第１実施例と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１３に示す第４実施例では、位相補正部４ａがクロックパルス信号ＣＬＫの位相を進めて出力する代わりに、キャリア位相補正部４ａ’がキャリア信号ＣＲの位相を進めて出力する点と、制御回路２４ｂ，２４ｃにキャリア信号生成部２ｂ，２ｃを設けていない点で、第１実施例と異なる。

キャリア位相補正部４ａ’は、キャリア信号生成部２ａから入力されるキャリア信号ＣＲの位相を所定値θだけ進めたキャリア信号ＣＲ’を生成するものである。キャリア位相補正部４ａ’は、キャリア信号ＣＲ’を、制御回路２４ｂ，２４ｃに出力する。ＰＷＭ信号生成部３ｂ，３ｃには、キャリア位相補正部４ａ’より出力されるキャリア信号ＣＲ’から位相θだけ遅延したキャリア信号ＣＲ”が入力される。キャリア信号ＣＲ”は、キャリア信号ＣＲと位相が一致した信号となる。これにより、ＰＷＭ信号生成部３ｂ，３ｃで生成されるＰＷＭ信号ＰＷＭ２，ＰＷＭ３の位相は、ＰＷＭ信号生成部３ａで生成されるＰＷＭ信号ＰＷＭ１の位相と一致する。

第４実施例においても、制御回路２４ａ，２４ｂ，２４ｃからそれぞれ出力されるＰＷＭ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２，ＰＷＭ３の位相を一致させることができ、スイッチング周波数の高周波成分の循環電流を抑制することができる。その結果、零相電流Ｉzに重畳される高周波成分の循環電流が抑制される。なお、第４実施例においても、図１１と同様に、制御回路２４ａ内にキャリア位相補正部を２個設けて、キャリア信号ＣＲをそれぞれ対応する位相θ’，θ”だけ進めて制御回路２４ｂ，２４ｃに出力するようにしてもよい。また、キャリア位相補正部を制御回路２４ａに設ける代わりに、図１２と同様に、制御回路２４ｂ，２４ｃにそれぞれ設けるようにしてもよい。

なお、制御回路２４ａの内部発振部１ａからキャリア信号生成部２ａに入力されるクロックパルス信号ＣＬＫと、制御回路２４ｂ，２４ｃ内のキャリア信号生成部２ｂ，２ｃにそれぞれ入力されるクロックパルス信号との位相のずれが小さく、それに起因する、ＰＷＭ信号生成部３ａ，３ｂ，３ｃでそれぞれ生成されるＰＷＭ信号相互の位相差が特に問題とならない場合は、位相補正部を省略することができる。キャリア信号の位相のずれに起因する場合も同様に、ＰＷＭ信号生成部３ａ，３ｂ，３ｃでそれぞれ生成されるＰＷＭ信号相互の位相差が特に問題とならない場合は、キャリア位相補正部を省略することができる。

なお、第３実施形態では、インバータ装置が３台並列接続されている場合について説明しているが、接続されるインバータ装置が２台の場合や４台以上の場合でも、本発明を適用することができる。また、各インバータ装置にそれぞれ別の直流電源が接続されている場合（図１参照）でも、１つの直流電源の出力を分配して各インバータ装置に入力する場合（図２参照）でも、本発明を適用することができる。

次に、本発明に係る系統連系インバータシステムの第４実施形態について説明する。

図１４は、直流成分の循環電流の循環経路について説明するための図である。同図は、太線で示す循環電流の循環経路のみが、図６に示す回路図と異なる。説明の簡略化のため、直流電源側の特性は同一とし（出力電力が同じ）、インバータ装置ａ、ｂの三相フルブリッジインバータ部のスイッチングパターンも同一として考える。インバータ装置ａ、ｂ間の違いはバス電圧差のみとする。バス電圧は、図１４に示すインバータ装置ａ、ｂ内のコンデンサＣ１の両端電圧Ｖbus1、Ｖbus2となる。このバス電圧を一定にするため、昇圧チョッパ部、及び三相フルブリッジインバータ部のスイッチングが制御されている。

この時、バス電圧検出回路のバラツキによる制御誤差等により、インバータ装置ａ、ｂのバス電圧に差が発生すると、例えばインバータ装置ａのバス電圧Ｖbus1がインバータ装置ｂのバス電圧Ｖbus2よりも高い場合（Ｖbus1＞Ｖbus2）、同図に示す太線の循環経路を流れる循環電流I_loopが発生する。なお、図１４に示す循環経路は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の状態のみに着目した場合のものである。このように、スイッチング素子の状態を限定すると、図１４に示す回路図は図１５に示す等価回路図に変換して考えることができる。同図においては、インバータ装置ａ、ｂのコンデンサＣ１を含めた昇圧チョッパ部を理想的な直流電源と内部抵抗で置き換え、フィルタＬＣＬ１についてはＬ成分のみで置換し、インバータ装置ａのフィルタＬＣＬ１のインダクタンス値をＬa、インバータ装置ｂのフィルタＬＣＬ１のインダクタンス値をＬbとしている。

Ｖbus1＝Ｖbus2の場合を考えると、インバータ装置ａ、ｂのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチングパターンが同一であるので、インバータ装置ａ、ｂ間に循環電流は発生しない。しかし、Ｖbus1＞Ｖbus2の場合、同図（ａ）に示すように、スイッチング素子のＱ１がオン、Ｑ２がオフの状態でインバータ装置ａからｂへの循環電流が発生する。このとき、インバータ装置ａ、ｂのスイッチング素子のＱ１がオフに、Ｑ２がオンに同時に切り替わると、同図（ｂ）に示すように、Ｌa、Ｌbのインダクタンス作用により、インバータ装置ａからｂに継続して循環電流が同方向に流れる。すなわち、同図（ａ）と同図（ｂ）の状態が交互に切り替わることで、同方向に流れる直流成分の循環電流が継続して発生する。

よって、零相電流Ｉz（図５参照）に重畳される直流成分の循環電流は、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃのバス電圧の間に差が生じた場合に発生する。第４実施形態では、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃにおいて、出力電流の零相電流Ｉzから直流成分を抽出して、これをゼロにフィードバック制御するための補正値をバス電圧の目標値に加算することで、直流成分の循環電流を抑制する。

図１６は、本発明に係る系統連系インバータシステムの第４実施形態を説明するための図である。同図においては、インバータ装置２０ａの内部構成のみを記載している。なお、インバータ装置２０ｂ、２０ｃの内部構成はインバータ装置２０ａと同様であり、その他の構成は図１に示す系統連系インバータシステムＡと同様であるので、記載を省略している。また、制御回路２４の内部構成のうち第４実施形態の上記の要点に特に関係しない構成（内部発振部１ａ，キャリア信号生成部２ａなど）についても、記載を省略している。

同図に示すインバータ装置２０ａには、フィルタ回路２３の出力側に零相電流検出回路２６が設けられている。零相電流検出回路２６は、フィルタ回路２３から出力される各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の交流電流を検出し、検出された各相の交流電流信号を加算することで零相電流信号を生成して制御回路２４に出力する。バス電圧検出回路２５は、ＤＣ/ＤＣコンバータ回路２１から出力されるバス電圧を検出し、検出されたバス電圧信号を制御回路２４に出力するものであり、図１において記載を省略していた検出回路である。

制御回路２４は、直流成分抽出部５、指令値信号生成部６、およびＰＷＭ信号生成部３を備えている。直流成分抽出部５は、零相電流検出回路２６より入力される零相電流信号から交流成分を除去して直流成分を抽出するものであり、ローパスフィルタを備えている。直流成分抽出部５は、抽出された零相電流信号の直流成分を指令値信号生成部６に出力する。

指令値信号生成部６は、バス電圧検出回路２５から入力されるバス電圧信号と、その目標値であるバス電圧目標値と、直流成分抽出部５から入力される零相電流信号の直流成分とから、指令値信号を生成して、ＰＷＭ信号生成部３に出力するものである。

指令値信号生成部６は、ＰＩ制御部６１，６２、および電流制御部６３を備えている。ＰＩ制御部６１は、零相電流信号の直流成分をゼロにフィードバック制御するためのものである。ＰＩ制御部６１は、直流成分抽出部５から零相電流信号の直流成分を入力され、ＰＩ制御を行って、補正値を出力する。当該補正値は、バス電圧目標値に加算される（以下では、当該補正値が加算されたバス電圧目標値を、「補正目標値」とする。）。ＰＩ制御部６２は、インバータ装置２０ａのバス電圧を補正目標値にフィードバック制御するためのものである。ＰＩ制御部６２は、バス電圧検出回路２５より入力されるバス電圧信号と補正目標値との偏差を入力され、ＰＩ制御を行って、補正値を電流制御部６３に出力する。電流制御部６３は、フィルタ回路２３から出力される各相の交流電流を目標電流にフィードバック制御するためのものである。電流制御部６３は、ＰＩ制御部６２から入力される補正値に基づいて各相の指令値信号を生成して、ＰＷＭ信号生成部３に出力する。具体的には、フィルタ回路２３から出力される各相の交流電流を検出した各交流電流信号と、ＰＩ制御部６２から入力される補正値を加算された目標電流値との偏差をゼロにするための補正値を指令値信号として出力する。

ＰＷＭ信号生成部３は、先述したように、図示しないキャリア信号生成部から入力されるキャリア信号ＣＲと、指令値信号生成部６から入力される指令値信号とから、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１を生成するものである。ＰＷＭ信号生成部３は、生成したＰＷＭ信号ＰＷＭ１をインバータ回路２２に出力する。

第４実施形態においても、用いる変圧器の数を抑制することができるので、上記第１および第２実施形態と同様の作用効果を奏することができる。さらに、第４実施形態においては、零相電流信号の直流成分がゼロにフィードバック制御されるので、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの間で電流経路が形成されても、直流成分の循環電流を抑制することができる。

なお、第４実施形態では、零相電流検出回路２６を、フィルタ回路２３から出力される各相の交流電流を検出し、検出された各相の交流電流信号を加算することで零相電流信号を生成する構成としているが、これに限られない。例えば、零相電流検出回路２６を、零相変流器としてもよい。また、図１７に示すように、直流電源側の接地ライン上を流れる電流を検出する循環電流検出回路を設け、直流成分抽出部５へ入力することにより、同様の効果を得ることができる。また、指令値信号生成部６の内部構成は上記に限定されず、直流成分抽出部５から入力される零相電流信号の直流成分をゼロにフィードバック制御するための指令値信号を生成する構成であればよい。

なお、第４実施形態では、直流成分の循環電流の抑制制御を、すべてのインバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃで行っているが、これに限られない。インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃのうちのいずれか１つ（例えば、インバータ装置２０ａ）のみで抑制制御を行うようにしてもよい。この場合でも、１つのインバータ装置の零相電流信号の直流成分が抑制されるので、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの間で電流経路が形成されても、直流成分の循環電流を抑制することができる。

また、インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃのうちのいずれか１つ（例えば、インバータ装置２０ａ）のみで抑制制御を行わないようにしても構わない。この場合でも、残り２つのインバータ装置の零相電流信号の直流成分が抑制されるので、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの間で電流経路が形成されても、直流成分の循環電流を抑制することができる。また、全てのインバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃが同時に循環電流抑制を行うことにより制御が安定しなくなる（制御が干渉しあって制御の収束ポイントが定まらない）という不都合を回避することができる。

次に、本発明に係る系統連系インバータシステムの第５実施形態について説明する。

一般的に、太陽光発電用の系統連系インバータシステムにおいては、太陽電池の出力電力を有効に取り出すために最大電力点追従制御（以下、「Ｐmax制御」とする。）が標準装備されることが多い。Ｐmax制御は太陽電池アレイ毎に行えば高効率化が実現できるため、本発明のシステムを太陽電池に適用した場合、図１の構成により各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃがそれぞれ独立してＰmax制御を行った方がよい。よって、このような場合においては、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの制御回路２４が出力するＰＷＭ信号のパターンが異なることになる。

例えば、インバータ装置２０ａに接続された太陽電池アレイ（図１において、直流電源１０ａに対応する）の出力電力に対して、インバータ装置２０ｂに接続された太陽電池アレイ（図１において、直流電源１０ｂに対応する）の出力電力の方が大きい場合、インバータ装置２０ａと比較してインバータ装置２０ｂのＰＷＭ信号のデューティ幅（パルスのオン状態の時間の長さ）が大きくなるよう制御される。すなわち、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃ間でＰＷＭ信号のオンとオフの切替タイミングのずれが発生し、結果、循環電流が発生することになる。この点においては、第３実施形態で説明した高周波成分の循環電流の発生要因と同じである（図６〜８参照）。但し、このデューティ幅の差に起因する循環電流は、図７に示すＰＷＭ信号の位相差による場合と違って、インバータ出力電流の瞬時値の大小に連動して変化する。その結果、インバータ回路２２（図１参照）が三相フルブリッジインバータの場合においては、フィルタ回路２３等のインピーダンス成分により高周波成分が３次成分に変換されて発生する。

よって、零相電流Ｉz（図５参照）に重畳される３次成分の循環電流は、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの出力電力に差が生じてＰＷＭ信号のデューティ幅が異なってしまうために発生する。第５実施形態では、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃにおいて、出力電流の零相電流Ｉzから３次成分を抽出して、これをゼロにフィードバック制御するための補正値を指令値信号に加算することにより、３次成分の循環電流を抑制する。

出力電流の零相電流Ｉzから３次成分を抽出する方法について以下に示す。

零相電流検出回路２６から入力される零相電流信号を回転角３ωｔ（なお、ωは、系統電圧の周波数ｆの角周波数（ω＝２πｆ）である。）で回転する回転座標系に変換すると、同じ回転角３ωｔの成分である３次成分が直流成分（以下では、回転座標変換後の直流成分を「直流量」とする。）に変換される。３次成分以外の成分は交流成分（以下では、回転座標変換後の交流成分を「交流量」とする。）に変換されているので、交流量を除去して直流量を抽出することで、３次成分のみを抽出することができる。

零相電流信号をＩz(t)=Ａsin（3ωt＋θ）とし、回転行列[sin3ωt cos3ωt]^Tを左側から乗じる。そうすると、下記(３)式により、回転変換後のsin成分αとcos成分βとが算出される。なお、零相電流信号には、高周波成分および直流成分も含まれるが、sin成分αとcos成分βから直流量を抽出したときに除去されるので、説明の簡略化のために省略している。

ここで、[α β]^Tに対して、直流量を抽出すると、下記(４)式が算出される。[α β]^Tはそれぞれ定数値となり、零相電流信号Ｉz(t)=Ａsin（3ωt＋θ）の振幅Ａ、位相差θを算出することが可能となる。

また、[α β]^Tから零相電流信号Ｉz(t)を復元する場合は、逆変換行列（２・[sin3ωt cos3ωt]）を左側から乗ずることにより、下記（５）式で算出することができる。

図１８は、本発明に係る系統連系インバータシステムの第５実施形態を説明するための図である。同図においては、制御回路２４の内部構成の一部と零相電流検出回路２６を記載している。なお、制御回路２４および零相電流検出回路２６以外の構成は、図１に示す系統連系インバータシステムＡと同様であるので、記載を省略している。また、制御回路２４の内部構成のうち第５実施形態の説明において必要ない構成（内部発振部１ａ，キャリア信号生成部２ａなど）についても、記載を省略している。

制御回路２４は、ＰＷＭ信号生成部３および指令値信号生成部６を備えている。ＰＷＭ信号生成部３は、先述したように、図示しないキャリア信号生成部から入力されるキャリア信号ＣＲと、指令値信号生成部６から入力される指令値信号とから、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１を生成するものであり、生成したＰＷＭ信号ＰＷＭ１をインバータ回路２２（図１参照）に出力する。

指令値信号生成部６は、零相電流検出回路２６から入力される零相電流信号に基づいて指令値信号を生成して、ＰＷＭ信号生成部３に出力する。指令値信号生成部６は、電流制御部６３および零相３次成分制御部６４を備えている。電流制御部６３は、先述したように、フィルタ回路２３（図１参照）から出力される各相の交流電流を目標電流にフィードバック制御するための指令値信号を生成して、ＰＷＭ信号生成部３に出力する。

零相３次成分制御部６４は、零相電流検出回路２６より入力される零相電流信号から３次成分を抽出して、これをゼロにフィードバック制御するための補正値を出力するものである。電流制御部６３が出力する指令値信号は、零相３次成分制御部６４が出力する補正値を加算されて、ＰＷＭ信号生成部３に入力される。

零相３次成分制御部６４は、回転変換部６４１、フィルタ部６４２，６４３、ＰＩ制御部６４４，６４５、補正値生成部６４６を備えている。

回転変換部６４１は、零相電流検出回路２６より入力される零相電流信号Ｉz(t)を、下記（６）式および（７）式に基づいて、sin成分Ｉzs(t)とcos成分Ｉzc(t)に変換するものであり、前述の（３）式に対応する。sin成分Ｉzs(t)はフィルタ部６４２に出力され、cos成分Ｉzc(t)はフィルタ部６４２に出力される。

Ｉzs(t)＝Ｉz(t)・sin 3ωt ・・・（６）
Ｉzc(t)＝Ｉz(t)・cos 3ωt ・・・（７）
ここで、ω＝２πｆ[rad/s]であり、周波数ｆ[Hz]の値は、ＰＬＬ等によって、系統電圧の周波数に一致しているものとする。

フィルタ部６４２は、回転変換部６４１より入力されるsin成分Ｉzs(t)から交流量を除去して直流量Ｙsを抽出して出力するものである。フィルタ部６４３は、回転変換部６４１より入力されるcos成分Ｉzc(t)から交流量を除去して直流量Ｘcを抽出して出力するものであり、前述の（４）式に対応する。回転変換部６４１およびフィルタ部６４２，６４３により、零相電流信号の３次成分が直流量に変換されて抽出される。

ＰＩ制御部６４４，６４５は、零相電流信号の３次成分をゼロにフィードバック制御するためのものである。ＰＩ制御部６４４は、フィルタ部６４２から出力される直流量Ｙsとその目標値である「０」との偏差を入力され、ＰＩ制御を行って、直流量補正値Ｙspiを出力する。ＰＩ制御部６４５は、フィルタ部６４３から出力される直流量Ｘcとその目標値である「０」との偏差を入力され、ＰＩ制御を行って、直流量補正値Ｘcpiを出力する。

補正値生成部６４６は、ＰＩ制御部６４４，６４５よりそれぞれ入力される直流量補正値Ｙspiおよび直流量補正値Ｘcpiを、下記（８）式および（９）式に基づいて、それぞれsin成分補正値Ｉzsr(t)とcos成分補正値Ｉzcr(t)に変換し、これらを加算した補正値Ｉzr(t)を出力するものであり、前述の（５）式に対応する。

Ｉzsr(t)＝２・Ｙspi・sin(3ωt＋φ) ・・・（８）
Ｉzcr(t)＝２・Ｘcpi・cos(3ωt＋φ) ・・・（９）
ここで、φは、零相電流検出回路２６の遅れ要素や、インバータ回路２２の循環電流経路上の遅れ要素（インダクタンス成分）を補償するための値であり、各種インバータ装置に応じて適切な値に設定される。

第５実施形態では、３次成分の抑制制御を容易化するため、零相電流信号Ｉz(t)に回転行列を乗じてから直流量を抽出することで、零相電流信号の３次成分をsin成分とcos成分とに分けて抽出しているが、これに限られない。零相電流信号Ｉz(t)から直接３次成分を抽出するようにしてもよいし、直流量を抽出せずにそのまま制御するようにしてもよい。

第５実施形態においても、用いる変圧器の数を抑制することができるので、上記第１および第２実施形態と同様の作用効果を奏することができる。さらに、第５実施形態においては、零相電流信号の３次成分がゼロにフィードバック制御されるので、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの間で電流経路が形成されても、３次成分の循環電流を抑制することができる。

なお、指令値信号生成部６の内部構成は上記に限定されず、零相電流検出回路２６より入力される零相電流信号の３次成分をゼロにフィードバック制御するための指令値信号を生成する構成であればよい。

なお、第５実施形態では、３次成分の循環電流の抑制制御を、すべてのインバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃで行っているが、これに限られない。インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃのうちのいずれか１つ（例えば、インバータ装置２０ａ）のみで抑制制御を行うようにしてもよい。この場合でも、１つのインバータ装置の零相電流信号の３次成分が抑制されるので、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの間で電流経路が形成されても、３次成分の循環電流を抑制することができる。

また、インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃのうちのいずれか１つ（例えば、インバータ装置２０ａ）のみで抑制制御を行わないようにしても構わない。この場合でも、残り２つのインバータ装置の零相電流信号の３次成分が抑制されるので、各インバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃの間で電流経路が形成されても、３次成分の循環電流を抑制することができる。また、全てのインバータ装置２０ａ，２０ｂ，２０ｃが同時に循環電流抑制を行うことにより制御が安定しなくなる（制御が干渉しあって制御の収束ポイントが定まらない）という不都合を回避することができる。

なお、上述した第３ないし第５実施形態の３種類の循環電流抑制対策用の回路は、それぞれ抑制対象の循環電流の種類が異なるので、いずれか１つを設ければ、零相電流Ｉzを抑制する効果があるが、いずれか２つを組み合わせた構成もしくは全てを組み合わせた構成にすれば、零相電流Ｉzを可及的にゼロに抑制することができる効果を奏する。

図１９は、インバータ装置２０ａの制御回路２４ａに高周波成分、直流成分及び３次成分をそれぞれ抑制する回路を追加したブロック構成図である。なお、インバータ装置２０ｂの制御回路２４ｂおよびインバータ装置２０ｃの制御回路２４ｃにおけるブロックＡの構成は、図１９とは異なり、キャリア信号生成部２ｂ、２ｃのみとなる。

同図の一点差線で囲むブロックＡが高周波成分を抑制するための回路であり、ブロックＢが直流成分を抑制するための回路であり、ブロックＣが３次成分を抑制するための回路である。ブロックＡでは、各制御回路２４ａ，２４ｂ，２４ｃが出力するＰＷＭ信号の位相を一致させるために、内部発振部１ａが生成するクロックパルス信号ＣＬＫの位相を補正して各制御回路２４ｂ，２４ｃに出力する動作が行われる。また、ブロックＢでは、零相電流Ｉzの直流成分をゼロにフィードバック制御する動作が行われ、ブロックＣでは、零相電流Ｉzの３次成分をゼロにフィードバック制御する動作が行われる。

したがって、ＰＷＭ信号生成部３は、制御回路２４ｂ、２４ｃのキャリア信号と位相を共通にするキャリア信号と、零相電流Ｉzの直流成分および３次成分をゼロにフィードバック制御するための指令値信号とが入力されて、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１を生成し、インバータ回路２２に出力する。このＰＷＭ信号ＰＷＭ１によってスイッチング素子のオン・オフ動作が制御されることにより、インバータ回路２２から出力される三相電流と零相電流は、例えば、図２０のようになる。

図２０は、図５に対応する波形図であり、上段に示す波形はＵ相電流Ｉuの波形であり、下段に示す波形は、零相電流Ｉzの波形である。

同図と図５を比較すれば明らかなように、零相電流Ｉzは、直流成分、３次成分及び高周波成分が十分に抑制され、理想的な零相電流Ｉz'（レベル０の電流）の近傍を微小変化する波形となっている。また、Ｕ相電流Ｉuも、直流成分、３次成分及び高周波成分が十分に抑制されて、殆ど歪みのないほぼ理想的な正弦波形となっている。したがって、循環電流によるインバータ装置２０ａの出力電力低下を抑制することができる。

本発明に係る系統連系インバータシステムは、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る系統連系インバータシステムの各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ，Ａ’ 系統連系インバータシステム
１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ直流電源
２０ａ，２０ｂ，２０ｃインバータ装置
２１ＤＣ/ＤＣコンバータ回路
２２インバータ回路
２３フィルタ回路
２４、２４ａ，２４ｂ，２４ｃ制御回路
１ａ内部発振部
２ａ，２ｂ，２ｃキャリア信号生成部
３，３ａ，３ｂ，３ｃＰＷＭ信号生成部
４ａ，４１ａ，４２ａ，４ｂ，４ｃ位相補正部
４ａ’ キャリア位相補正部
５直流成分抽出部
６指令値信号生成部
６１，６２ＰＩ制御部
６３電流制御部
６４零相３次成分制御部
６４１回転変換部
６４２，６４３フィルタ部
６４４，６４５ＰＩ制御部
６４６補正値生成部
２５バス電圧検出回路
２６零相電流検出回路
３０変圧器
４０商用電力系統

Claims

互いに並列に接続され、直流電源からの直流電力を交流電力に変換し、この交流電力を変圧器を介さずに出力する複数のインバータ装置と、
前記複数のインバータ装置の出力側の接続点と、電力系統との間に設けられている変圧器と、
を備えており、
前記直流電源の一対の出力端の一方は接地されており、
前記複数のインバータ装置は、それぞれ、ＰＷＭ制御インバータ回路と、前記ＰＷＭ制御インバータ回路を制御するためのＰＷＭ信号を生成する制御回路と、前記ＰＷＭ制御インバータ回路の出力電流から零相電流を検出する零相電流検出回路とを備えており、
前記各インバータ装置のいずれかの制御回路は、
前記零相電流検出回路によって検出された零相電流信号から直流成分を抽出する直流成分抽出手段と、
前記直流成分抽出手段によって抽出された直流成分をゼロにするように制御するための指令値信号を生成する指令値信号生成手段と、を備え、
前記指令値信号生成手段により生成された指令値信号をキャリア信号と比較して前記ＰＷＭ信号を生成する、
ことを特徴とする系統連系インバータシステム。
前記指令値信号生成手段は、
前記直流成分抽出手段によって抽出された直流成分を入力され、ＰＩ制御を行なって補正値を出力する第１のＰＩ制御手段と、
予め設定された目標値に前記第１のＰＩ制御手段から出力される補正値を加算補正した補正目標値と、前記ＰＷＭ制御インバータ回路の入力電圧との偏差を入力され、ＰＩ制御を行なって補正値を出力する第２のＰＩ制御手段と、
前記第２のＰＩ制御手段が出力する補正値に基づいて、前記指令値信号を生成する生成回路と、
を備えている、請求項１に記載の系統連系インバータシステム。
互いに並列に接続され、直流電源からの直流電力を交流電力に変換し、この交流電力を変圧器を介さずに出力する複数のインバータ装置と、
前記複数のインバータ装置の出力側の接続点と、電力系統との間に設けられている変圧器と、
を備えており、
前記直流電源の一対の出力端の一方は接地されており、
前記複数のインバータ装置は、それぞれ、ＰＷＭ制御インバータ回路と、前記ＰＷＭ制御インバータ回路を制御するためのＰＷＭ信号を生成する制御回路と、前記ＰＷＭ制御インバータ回路の出力電流から零相電流を検出する零相電流検出回路とを備えており、
前記各インバータ装置のいずれかの制御回路は、
前記零相電流検出回路によって検出された零相電流信号から３次成分を抽出する３次成分抽出手段と、
前記３次成分抽出手段によって抽出された３次成分をゼロにするように制御するための指令値信号を生成する指令値信号生成手段と、を備え、
前記指令値信号生成手段により生成された指令値信号をキャリア信号と比較して前記ＰＷＭ信号を生成する、
ことを特徴とする系統連系インバータシステム。
前記３次成分抽出手段は、
前記零相電流検出回路より入力される零相電流信号に前記電力系統の電圧の周波数の３倍の周波数に対応する回転角の回転座標変換を行って、変換零相電流信号を算出する回転変換手段と、
前記変換零相電流信号の直流成分を、前記零相電流信号の３次成分として、抽出するフィルタ手段と、を備え、
前記指令値信号生成手段は、
前記３次成分抽出手段によって抽出された３次成分を入力され、ＰＩ制御を行なって補正値を出力するＰＩ制御手段と、
前記補正値に前記回転角の逆回転座標変換を行って、変換補正値を算出する逆回転変換手段と、を備え、
前記逆回転変換手段により算出される変換補正値に基づいて指令値信号を生成する、
請求項３に記載の系統連系インバータシステム。