JP5362657B2 - Power converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に太陽電池などの分散電源を電力系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device that converts DC power into AC power, and more particularly to a power conversion device that uses a distributed power source such as a solar battery for a power conditioner or the like linked to a power system.
従来のパワーコンディショナでは、太陽光電圧をチョッパ回路で昇圧した直流電圧を直流電源とした第１のインバータと、他のフルブリッジインバータとの交流側出力端子を直列に接続して、各インバータの発生電圧の総和にて出力電圧を得るようにパワーコンディショナを構成している。第１のインバータは商用周波数のパルス電圧を出力し、電力変換装置の出力波形が正弦波交流になるように、正弦波交流と第１のインバータの出力電圧の差分電圧を他のインバータが出力している（例えば、特許文献１参照）。 In a conventional power conditioner, an AC side output terminal of a first inverter that uses a DC voltage boosted by a chopper circuit as a DC power source and an AC output terminal of another full bridge inverter is connected in series. The power conditioner is configured to obtain the output voltage by the sum of the generated voltages. The first inverter outputs a commercial frequency pulse voltage, and the other inverter outputs the differential voltage between the sine wave AC and the output voltage of the first inverter so that the output waveform of the power converter becomes a sine wave AC. (For example, refer to Patent Document 1).
また、従来の別例によるパワーコンディショナは、方形波変換器とＰＷＭ変換器とで構成され、方形波変換器にもＰＷＭ動作機能を持たせ、系統電圧の大きな変動発生時には全部をＰＷＭ変換器とする（例えば、特許文献２参照）。 In addition, the conventional power conditioner according to another example is composed of a square wave converter and a PWM converter, and the square wave converter also has a PWM operation function, and when a large fluctuation of the system voltage occurs, the whole is a PWM converter. (For example, refer to Patent Document 2).
上記特許文献１記載の電力変換装置では、第１のインバータは系統電圧の周期のパルス出力を行っており、その出力期間で第１のインバータが出す電力が電力変換装置の出力電力になるような条件をみたせば、他のインバータの出力電力はトータルで０となり、他のインバータの母線電圧は保たれる。また、他のインバータの母線電圧を第１のインバータの母線電圧値よりも小さくすることで、スイッチング損失を低減する。しかしながら、系統電圧が瞬時電圧低下など大きく変動すると、上記のように他のインバータの母線電圧を保って電力変換装置の運転を継続するのが困難になる。
また、上記特許文献２記載の電力変換装置では、系統電圧の大きな変動発生時には方形波変換器とＰＷＭ変換器との双方をＰＷＭ制御して運転するものであるが、方形波変換器とＰＷＭ変換器とは通常時から直流電源を共用してスイッチング損失の大きい構成であった。
In the power conversion device described in
Further, in the power conversion device described in
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、複数のインバータを直列接続して電力系統に連系する電力変換装置において、変換効率の向上を図り、入出力電圧が大きく変動するときも信頼性良く運転を継続することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems. In a power conversion apparatus in which a plurality of inverters are connected in series and connected to an electric power system, conversion efficiency is improved. The purpose is to continue operation with high reliability even when the output voltage fluctuates greatly.
この発明による電力変換装置は、直流電源の電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサを有し、該平滑コンデンサからの直流電力を交流電力に変換する第１のインバータと、該第１のインバータの交流出力線に直列接続され、上記平滑コンデンサの電圧より低電圧の直流電圧源からの直流電力を交流電力に変換する第２のインバータと、上記ＤＣ／ＤＣコンバータおよび上記第１、第２のインバータを出力制御する制御装置とを備え、上記第１、第２のインバータの各出力電圧和による出力を電力系統に連系する。上記制御装置は、通常時の第１の制御モードと、入出力電圧の異常時の第２の制御モードとの２種の制御モードを有し、上記第１の制御モードでは、上記第１のインバータから低周波数でパルス電圧を出力させ、上記第２のインバータを高周波ＰＷＭ制御して、各出力電圧和による出力電圧を上記系統電圧に制御すると共に、上記第１のインバータの出力発生期間を調整して上記第２のインバータが扱う電力量を１周期で概０に制御し、上記第２の制御モードでは、上記第１のインバータを高周波ＰＷＭ制御して出力電圧を上記系統電圧に制御し、上記第２のインバータは出力電圧０となるように制御するものである。 The power converter according to the present invention has a DC / DC converter that boosts the voltage of a DC power supply and a smoothing capacitor that smoothes the output voltage of the DC / DC converter, and converts DC power from the smoothing capacitor into AC power. A first inverter that is connected in series to the AC output line of the first inverter and that converts DC power from a DC voltage source having a voltage lower than the voltage of the smoothing capacitor to AC power; and And a DC / DC converter and a control device for controlling the output of the first and second inverters, and the outputs of the output voltage sums of the first and second inverters are linked to a power system. The control device has two types of control modes, a first control mode at a normal time and a second control mode at the time of abnormality of the input / output voltage. In the first control mode, the first control mode has the first control mode. The pulse voltage is output from the inverter at a low frequency, the second inverter is controlled by high frequency PWM, the output voltage based on the sum of the output voltages is controlled to the system voltage, and the output generation period of the first inverter is adjusted. Then, the amount of power handled by the second inverter is controlled to approximately zero in one cycle, and in the second control mode, the first inverter is controlled by high frequency PWM to control the output voltage to the system voltage, The second inverter controls the output voltage to be zero.
この発明による電力変換装置は、第１のインバータと第２のインバータとを組み合わせて出力するため、第１のインバータの入力直流電圧は低いもので良く、通常時はさらに低電圧を直流入力とする第２のインバータによるＰＷＭ制御を、電力収支を１周期で概０として行う。このため、装置構成が小型で低コストで、変換効率の高い電力変換装置となる。そして、入出力電圧の異常時の制御モードを有して、異常時には第２のインバータは出力電圧０として、第１のインバータを高周波ＰＷＭ制御するため、第２のインバータの直流電圧を保持して運転が継続でき、通常時の制御モードへの復帰も速やかに行える。また、異常時の制御モードでは、第１のインバータのみをＰＷＭ制御し、第２のインバータはスイッチングしないため、双方をＰＷＭ制御するよりもスイッチング損失の増大を抑制できる。 Since the power conversion device according to the present invention outputs a combination of the first inverter and the second inverter, the input DC voltage of the first inverter may be low, and in normal times, a lower voltage is used as the DC input. PWM control by the second inverter is performed with the power balance set to approximately zero in one cycle. For this reason, it becomes a power converter device with high conversion efficiency with a small device configuration and low cost. A control mode is provided when the input / output voltage is abnormal. When the abnormality occurs, the second inverter sets the output voltage to 0, and the first inverter performs high-frequency PWM control, so the DC voltage of the second inverter is held. The operation can be continued and the normal control mode can be quickly restored. Further, in the control mode at the time of abnormality, only the first inverter is PWM-controlled and the second inverter is not switched. Therefore, an increase in switching loss can be suppressed as compared with PWM control of both.
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図に基づいて説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。この電力変換装置は、直流電源としての太陽電池１からの直流電力を交流電力に変換して正弦波交流である電力系統７に接続する、即ち電力系統７との連系運転を行う。
図１に示すように、電力変換装置の主回路は、太陽電池１の電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ１１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力を直流入力とする第１のインバータ３と、第１のインバータ３の交流出力線の一方に直列接続された第２のインバータ４と、図示しないリアクトルおよびコンデンサから成り、第２のインバータ４の後段に接続された平滑フィルタ６とを備える。
Hereinafter, a power converter according to
FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion device according to
As shown in FIG. 1, the main circuit of the power converter includes a DC /
第１のインバータ３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧を平滑する平滑コンデンサとしての第１のコンデンサ２と、それぞれダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ等から成る半導体スイッチング素子１２〜１５から成る単相インバータとから構成される。第２のインバータ４は、それぞれダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ等から成る半導体スイッチング素子１６〜１９から成る単相インバータと、直流電圧源としての第２のコンデンサ５とを備える。そして、第１のインバータ３の出力電圧と第２のインバータ４の出力電圧との電圧和を、平滑フィルタ６を介して電力系統７に接続する。
なお、第２のコンデンサ５の電圧Ｖ２は、第１のコンデンサ２の電圧Ｖ１に比べて小さく設定されている。
The first inverter 3 includes a
The voltage V2 of the second capacitor 5 is set smaller than the voltage V1 of the
第１、第２のインバータ３、４内の半導体スイッチング素子１２〜１５、１６〜１９は、ＩＧＢＴに限らずＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型半導体素子を用い、逆並列接続されるダイオードは、素子の寄生ダイオードを用いても良い。各半導体スイッチング素子１２〜１５、１６〜１９はそれぞれゲート駆動回路１２ａ〜１５ａ、１６ａ〜１９ａを備えて駆動される。
また、電力変換装置は、主回路を制御する制御装置としての制御回路１０を備え、制御回路１０は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等の演算素子（図示せず）を有して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１および第１、第２のインバータ３、４を制御するゲート駆動信号２３、８、９を生成する。
The
Further, the power conversion device includes a
制御回路１０は、第１の制御モードとしての通常時の制御モードと、異常時の第２の制御モードとの２種の制御モードを有すると共に、電力変換装置の入力電圧や出力電圧、電流等の制御に必要な情報を入力して、それらの情報に基づいてゲート駆動信号２３、８、９を生成する。その際、電力系統７の瞬時電圧低下（以下、瞬低と称す）等の電圧異常を検出し、異常時には通常時の制御モードから第２の制御モードに切り替えてゲート駆動信号２３、８、９を生成する。図１に示すＶ１モード、ＰＷＭモード、スルーモードは、それぞれＤＣ／ＤＣコンバータ１１、第１のインバータ３、第２のインバータ４における第２の制御モードである。
The
このように構成される電力変換装置の動作を以下に説明する。
通常時の制御モードにおける各部の電圧波形を図２に示す。図２（ａ）に示すように、系統電圧に制御される電力変換装置の出力電圧２０は正弦波となり、第１のインバータ３の出力電圧２１は低周波数のパルス電圧である。この場合、第１のインバータ３は、系統電圧（電力変換装置の出力電圧２０）の絶対値が所定電圧ＶＴＨ以上である期間にパルス電圧を出力し、即ち、系統電圧の半周期に１パルスの電圧を出力する。また、図２（ｂ）は第２のインバータ４の出力電圧２２を示し、図に示すように、第２のインバータ４は、電力変換装置の出力電圧２０と第１のインバータ３の出力電圧２１との差分電圧を高周波ＰＷＭ制御により出力する。
第１のインバータ３と第２のインバータ４とは直列接続されて電力変換装置を構成するため、第１のインバータの出力電圧２１と第２のインバータ４の出力電圧２２との電圧和が、電力変換装置の出力電圧２０となる。
The operation of the power conversion device configured as described above will be described below.
FIG. 2 shows voltage waveforms at various parts in the normal control mode. As shown in FIG. 2A, the
Since the first inverter 3 and the
第２のインバータ４の出力電力は正極性、負極性の双方の期間が存在し、第２のコンデンサ５は、第２のインバータ４の出力電力が正極性時に放電し、負極性時に充電される。第１のインバータ３は、第２のインバータ４の半周期あるいは１周期の電力収支が０となるように、即ち、第１のインバータ３の出力電力が電力変換装置全体の出力電力と同等になるように出力発生期間を調整して出力される。この場合、第１のインバータ３の出力電力が電力変換装置全体の出力電力と同等になるように上記所定電圧ＶＴＨの値を決定して、半周期に１パルスの電圧を出力する。
なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、太陽電池１が最大電力点動作するように制御され、太陽電池１の電圧を昇圧して出力する。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧を平滑する第１のコンデンサ２の電圧Ｖ１、即ち第１のインバータ３の母線電圧Ｖ１に応じて所定電圧ＶＴＨの値は決定される。
The output power of the
The DC /
第２のインバータ４の母線電圧となる第２のコンデンサの電圧Ｖ２は、第１のコンデンサの電圧Ｖ１より低く、また、第２のインバータ４が要求される電圧を出力するためには、以下の式（１）、式（２）で示す電圧条件を満たす必要がある。
Ｖ２≧ＶＴＨ ・・・式（１）
Ｖ２≧Ｖ１−ＶＴＨ ・・・式（２）
第２のコンデンサの電圧Ｖ２を上記のように設定することで、電力変換装置は正弦波の出力電圧を信頼性良く出力できる。
The voltage V2 of the second capacitor, which is the bus voltage of the
V2 ≧ VTH Formula (1)
V2 ≧ V1-VTH Formula (2)
By setting the voltage V2 of the second capacitor as described above, the power converter can output the sine wave output voltage with high reliability.
次に、電力系統７の瞬低等による電圧異常時の動作について説明する。制御回路１０は電力系統７の電圧異常を検出して制御モードを通常モードから第２の制御モードに切り替える。なお、電力変換装置の出力電圧は系統電圧に制御されるため、瞬低等の系統電圧の異常時は、電力変換装置の出力電圧の異常時となる。
図３は、第２の制御モードにおける電力変換装置の制御および動作を説明する図である。図３に示すように、第２の制御モードでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１はＶ１モードで、第１のインバータ３はＰＷＭモードで、第２のインバータ４はスルーモードで制御される。
Next, the operation at the time of voltage abnormality due to an instantaneous drop of the power system 7 will be described. The
FIG. 3 is a diagram illustrating control and operation of the power conversion device in the second control mode. As shown in FIG. 3, in the second control mode, the DC /
ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、異常時のＶ１モードにおいて、出力電圧が規定電圧Ｖ１ａになるように制御される。第１のインバータ３の母線電圧Ｖ１となるＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧は、通常モードでは太陽電池１の最大電力点動作により決定され、系統電圧の通常時（正弦波電圧時）のピーク電圧より低くなるように設計されている。異常時のＶ１モードでは、第１のインバータ３の母線電圧Ｖ１が、系統電圧の通常時のピーク電圧以上の規定電圧Ｖ１ａになるようにＤＣ／ＤＣコンバータ１１は制御される。
The DC /
第１のインバータ３は、異常時のＰＷＭモードにおいて、高周波ＰＷＭ制御により系統電圧と同等の電圧を出力する。また、第２のインバータ４は、異常時のスルーモードにおいて、４つの半導体スイッチング素子１６〜１９のうち高電位側の２素子１６、１８もしくは低電位側の２素子１７、１９をオンして、出力電流が第２のコンデンサ５を通過しないようなスイッチング状態であるスルーモードで動作し出力電圧は０となる。
The first inverter 3 outputs a voltage equivalent to the system voltage by high-frequency PWM control in the PWM mode at the time of abnormality. The
異常時の第２の制御モードにおける各部の電圧波形を図４に示す。図４（ａ）は、瞬低時の系統電圧に制御される電力変換装置の出力電圧２０ａ、および第１のインバータ３の出力電圧２１ａを示し、図４（ｂ）は第２のインバータ４の出力電圧２２ａを示す。なお図４（ａ）において、第１のインバータ３の出力電圧２１ａの電圧波形を平滑フィルタ６で平滑すると、電力変換装置の出力電圧２０ａの電圧波形と一致する。
FIG. 4 shows voltage waveforms at various parts in the second control mode at the time of abnormality. 4A shows the
この実施の形態では、第１のインバータ３と第２のインバータ４とを組み合わせて各出力電圧の電圧和により出力するため、第１のインバータ３の入力直流電圧は低いもので良く、通常時はさらに低電圧を直流入力とする第２のインバータ４による高周波ＰＷＭ制御を、電力収支を半周期あるいは１周期で概０として行う。
このため、通常時に高周波ＰＷＭ制御される第２のインバータ４の母線電圧Ｖ２を比較的低い電圧にでき、性能の良い低耐圧な素子を選択できると共に、高周波ＰＷＭ制御によるスイッチング損失を格段と低減できる。また平滑フィルタ６内のリアクトルの小型化、低損失化も期待できる。また、第２のインバータ４は第２のコンデンサ５以外に外部の直流電源を有する必要がない。このように、小型で低コストで電力損失の低減化の促進した装置構成が実現できる。
In this embodiment, since the first inverter 3 and the
For this reason, the bus voltage V2 of the
また、瞬低等の系統電圧の異常時、即ち、電力変換装置の出力電圧の異常時に、電力変換装置の制御モードを上述したような第２の制御モードに切り替える。
系統電圧の異常時に、仮に通常モードを継続する場合について以下に説明する。上述したように、通常モードでは、第１のインバータ３は、第１のインバータ３の出力電力が電力変換装置全体の出力電力と同等になるように上記所定電圧ＶＴＨの値を決定して、半周期に１パルスの電圧を出力する。所定電圧ＶＴＨは系統電圧、即ち電力変換装置全体の出力電圧に応じて変動する。また、第２のコンデンサの電圧Ｖ２は上記式（１）、式（２）に示す電圧条件を満たす必要がある。このため、系統電圧の異常時に、通常モードを継続しようとすると、系統電圧が変動しても第２のコンデンサの電圧Ｖ２が上記式（１）、式（２）に示す電圧条件を満たすように、電圧Ｖ２を大きく設定する必要があり、高周波ＰＷＭ制御する第２のインバータ４の電力損失を増大させる。また電圧Ｖ２の大きさが充分でないと、通常モードでの電力変換装置の運転が継続できない。
Further, when the system voltage is abnormal such as a voltage drop, that is, when the output voltage of the power converter is abnormal, the control mode of the power converter is switched to the second control mode as described above.
A case where the normal mode is continued when the system voltage is abnormal will be described below. As described above, in the normal mode, the first inverter 3 determines the value of the predetermined voltage VTH so that the output power of the first inverter 3 is equal to the output power of the entire power converter, and half A voltage of 1 pulse is output in a cycle. The predetermined voltage VTH varies depending on the system voltage, that is, the output voltage of the entire power converter. The voltage V2 of the second capacitor needs to satisfy the voltage conditions shown in the above formulas (1) and (2). For this reason, if the normal mode is continued when the system voltage is abnormal, the voltage V2 of the second capacitor satisfies the voltage conditions shown in the above formulas (1) and (2) even if the system voltage fluctuates. Therefore, it is necessary to set the voltage V2 large, and the power loss of the
この実施の形態では、系統電圧の異常時に第２の制御モードを用いることで、第２のコンデンサの電圧Ｖ２を大きく設定する必要がなく、系統電圧の異常時にも電力変換装置の出力電圧を系統電圧に信頼性良く制御でき運転継続できる。
第２の制御モードでは、比較的高い電圧を母線電圧Ｖ１とする第１のインバータ３を高周波ＰＷＭ制御するが、瞬低時などの異常時のみで短期間であるため、電力損失の増大は僅かである。またその間は、第２のインバータ４のスルーモードを継続させるため電力損失の増大を抑制すると共に、第２のインバータ４の直流電圧を保持して運転が継続でき、通常時の制御モードへの復帰も速やかに行える。
In this embodiment, by using the second control mode when the system voltage is abnormal, it is not necessary to set the voltage V2 of the second capacitor large, and the output voltage of the power converter is also connected to the system even when the system voltage is abnormal. The voltage can be controlled reliably and operation can be continued.
In the second control mode, the first inverter 3 having a relatively high voltage as the bus voltage V1 is subjected to high-frequency PWM control. However, the power loss increases only slightly due to a short period only during an abnormality such as a sag. It is. In the meantime, since the through mode of the
さらに、第２の制御モードでは、第１のインバータ３の母線電圧Ｖ１が、系統電圧の通常時のピーク電圧以上の規定電圧Ｖ１ａになるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が制御される。制御回路１０は、系統電圧の電圧異常を検出すると、まずＤＣ／ＤＣコンバータ１１をＶ１モードに切り替え、第１のインバータ３の母線電圧Ｖ１を規定電圧Ｖ１ａに上昇させた後、第２のインバータ４をスルーモードに、第１のインバータ３をＰＷＭモードに切り替える。これにより系統電圧の復帰時に電力系統７から電力変換装置への潮流を防ぐことができる。
また第１のインバータ３の母線電圧Ｖ１が十分な値であれば、太陽電池１のような電流源では低出力電流となる方向へ動作点が移動するため、太陽電池１から第１のコンデンサ２への過充電を抑制できる。
Further, in the second control mode, the DC /
If the bus voltage V1 of the first inverter 3 is a sufficient value, the operating point moves from the
なお、上記実施の形態では、異常時の第２の制御モードにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１をＶ１モードに切り替えて系統電圧の復帰時の信頼性を向上させたものを示したが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、通常時、異常時とも太陽電池１の最大電力点動作を制御するものでも良い。
In the above embodiment, the DC /
また、太陽電池１以外の直流電源を用い、通常時、異常時とも出力電圧制御を行っても良い。その場合も、異常時には、第１のインバータ３の母線電圧Ｖ１が、系統電圧の通常時のピーク電圧以上の規定電圧Ｖ１ａになるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧を制御することで、系統電圧の復帰時に電力系統７から電力変換装置への潮流を防ぐことができる。
In addition, a DC power source other than the
また、通常時の制御モードにおいて、第１のインバータ３の出力電圧は、半周期に１パルスの電圧としたが、これに限るものではなく、半周期に１〜数パルス程度である低周波数のパルス電圧でも良い。 Further, in the normal control mode, the output voltage of the first inverter 3 is a voltage of one pulse in a half cycle. However, the output voltage is not limited to this, and a low frequency of about 1 to several pulses in a half cycle. A pulse voltage may be used.
実施の形態２．
上記実施の形態１による電力変換装置における第２のインバータ４のゲート駆動電源について説明する。なお、図１〜図４で示した回路構成および電圧波形は、この実施の形態２にも同様に適用できる。
図１で示したように、第２のインバータ４は、直列接続された高電位側半導体スイッチング素子１６、１８と低電位側半導体スイッチング素子１７、１９とを直列接続した２つのブリッジ回路を第２のコンデンサ５の正負端子間に接続して成り、各半導体スイッチ素子１６〜１９はゲート駆動回路１６ａ〜１９ａを備える。
The gate drive power supply of the
As shown in FIG. 1, the
このゲート駆動回路１６ａ〜１９ａの電源となる第２のインバータ４のゲート駆動電源の回路構成を図５に示す。図に示すように、第２のインバータ４のゲート駆動電源は、低電位側スイッチング素子１７（１９）を駆動するためのゲート駆動電源２４と、ゲート駆動電源２４に並列接続されてゲート駆動回路１７ａ（１９ａ）内に配置されるコンデンサ２４ａと、低電位側スイッチング素子１７（１９）がオン状態の時にゲート駆動電源２４からの電力供給により上記高電位側スイッチング素子１６（１８）の駆動電圧を生成するブートストラップ回路２５とを備える。ブートストラップ回路２５は、一端が高電位側半導体スイッチング素子１６（１８）と低電位側半導体スイッチング素子１７（１９）との接続点に接続されてゲート駆動回路１６ａ（１８ａ）内に配置されるコンデンサ２６ａと、このコンデンサ２６ａの他端とコンデンサ２４ａとの間に直列接続された充電抵抗２６ｂおよびダイオード２６ｃとを備える。
FIG. 5 shows a circuit configuration of the gate drive power source of the
この場合、系統電圧の異常時の第２の制御モードにおいて、第２のインバータ４をスルーモードで制御する際、２つの低電位側半導体スイッチング素子１７、１９をオン状態にして第２のインバータ４の出力電圧を０にする。低電位側半導体スイッチング素子１７（１９）がオン状態の時、ゲート駆動電源２４からダイオード２６ｃおよび充電抵抗２６ｂを介して、高電位側のゲート駆動回路１６ａ（１８ａ）内のコンデンサ２６ａが充電される。このように、高電位側スイッチング素子１６（１８）の駆動電圧は、ブートストラップ回路２５を用いて生成するため、別の絶縁電源が不要で安価な回路構成となる。
In this case, when the
なお、第２のインバータ４をスルーモードで制御する際に２つの低電位側半導体スイッチング素子１７、１９をオン状態にする以外は、上記実施の形態１による電力変換装置と同様の動作を行い、同様の効果が得られる。
In addition, when the
実施の形態３．
上記実施の形態１、２では、異常時の第２の制御モードを用いる場合を、電力系統７の電圧異常として説明したが、太陽電池１の電圧異常の場合も同様に制御することができる。この場合も、電力変換装置の回路構成については上記実施の形態１と同様である。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は昇圧機能のみ備えるため、太陽電池１の電圧が上昇すると第１のインバータ３の母線電圧Ｖ１も上昇する。制御回路１０は、電力変換装置の入力電圧となる太陽電池１の電圧が所定電圧以上に上昇すると入力電圧異常を検出して、第１、第２のインバータ３、４の制御モードを、通常時の制御モードから異常時の第２の制御モードに切り替える。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は通常時の制御モードを継続させる。
Embodiment 3 FIG.
In the first and second embodiments, the case where the second control mode at the time of abnormality is used has been described as the voltage abnormality of the power system 7, but the same control can be performed in the case of the voltage abnormality of the
Since the DC /
上述したように、通常モードでは、第１のインバータ３は、第１のインバータ３の出力電力が電力変換装置全体の出力電力と同等になるように上記所定電圧ＶＴＨの値を決定して、半周期に１パルスの電圧を出力する。また、第２のコンデンサの電圧Ｖ２は上記式（１）、式（２）に示す電圧条件を満たす必要がある。
所定電圧ＶＴＨは、系統電圧と第１のインバータ３の母線電圧Ｖ１とに応じて変動する。このため、太陽電池１の電圧が所定電圧以上に上昇する入力電圧異常時に、仮に通常モードを継続しようとすると、第２のコンデンサの電圧Ｖ２が上記式（１）、式（２）に示す電圧条件を満たすように、電圧Ｖ２を大きく設定する必要があり、高周波ＰＷＭ制御する第２のインバータ４の電力損失を増大させる。また電圧Ｖ２の大きさが充分でないと、通常モードでの電力変換装置の運転が継続できない。
As described above, in the normal mode, the first inverter 3 determines the value of the predetermined voltage VTH so that the output power of the first inverter 3 is equal to the output power of the entire power converter, and half A voltage of 1 pulse is output in a cycle. The voltage V2 of the second capacitor needs to satisfy the voltage conditions shown in the above formulas (1) and (2).
The predetermined voltage VTH varies in accordance with the system voltage and the bus voltage V1 of the first inverter 3. For this reason, if an attempt is made to continue the normal mode when the input voltage abnormality in which the voltage of the
この実施の形態では、電力変換装置の入力電圧異常時に、第１、第２のインバータ３、４を第２の制御モードを用いて制御するため、第２のコンデンサの電圧Ｖ２を大きく設定する必要がなく、電力変換装置の出力電圧を系統電圧に信頼性良く制御でき運転継続できる。またこの場合も、第２の制御モードでは、高い電圧を母線電圧Ｖ１とする第１のインバータ３を高周波ＰＷＭ制御するが、異常時のみの短期間であり、しかもその間は、第２のインバータ４のスルーモードを継続させるため電力損失の増大を抑制できる。また、第２のインバータ４をスルーモードで制御するため、第２のインバータ４の直流電圧を保持して運転が継続でき、通常時の制御モードへの復帰も速やかに行える。
In this embodiment, when the input voltage of the power converter is abnormal, the first and
このため、上記実施の形態１と同様に、通常時に高周波ＰＷＭ制御される第２のインバータ４の母線電圧Ｖ２を比較的低い電圧にでき、性能の良い低耐圧な素子を選択できると共に、高周波ＰＷＭ制御によるスイッチング損失を格段と低減でき高効率な電力変換装置を提供できる。また、昇圧機能のみ備えたＤＣ／ＤＣコンバータ１１であっても、高い入力電圧に適用でき、装置構成を安価にできる。
For this reason, as in the first embodiment, the bus voltage V2 of the
実施の形態４．
図６は、この発明の実施の形態４による電力変換装置の主回路の構成図である。
上記実施の形態１では、第１のインバータ３に単相インバータを用いたが、この実施の形態では、例えば中性点クランプ型の３レベルインバータ等のマルチレベルインバータから成る第１のインバータ３Ａを用いる。
図に示すように、第１のインバータ（３レベルインバータ）３Ａは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧を平滑する平滑コンデンサとしての２直列の第１のコンデンサ２ａ、２ｂと、それぞれダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ等から成る４個の半導体スイッチング素子２７ａ〜２７ｄおよび２つのダイオード２９ａ、２９ｂとから構成される。なお、２８ａ〜２８ｄは各半導体スイッチング素子２７ａ〜２７ｄのゲート駆動回路である。
この場合も、上記実施の形態１、３と同様の制御が適用でき、即ち、系統電圧異常あるいは太陽電池１の電圧異常の際に、通常時の制御を異常時の第２の制御モードに切り替えることで同様の効果が得られる。
FIG. 6 is a configuration diagram of a main circuit of a power conversion device according to
In the first embodiment, a single-phase inverter is used as the first inverter 3, but in this embodiment, for example, the
As shown in the figure, the first inverter (three-level inverter) 3A includes two series
Also in this case, the same control as in the first and third embodiments can be applied, that is, when the system voltage is abnormal or the voltage of the
また、第２のインバータ４は、図７に示すように、複数個の単相インバータ４Ａ、４Ｂの交流側を直列接続して構成してもよい。その場合、各単相インバータ４Ａ、４Ｂの直流電圧を低減でき、各単相インバータ４Ａ、４Ｂに用いる素子に低耐圧の素子を選択でき導通時のオン電圧を低減できる。また、複数個の単相インバータ４Ａ、４Ｂ間のＰＷＭ用キャリア波の位相をずらすことにより各単相インバータ４Ａ、４Ｂのスイッチング周波数を低減でき、スイッチング損失を低減できる。なお、この場合は２個の単相インバータ４Ａ、４Ｂなので、スイッチング周波数をそれぞれ半分にしてＰＷＭ用キャリア波の位相を１８０度ずらす。このように、複数個の単相インバータ４Ａ、４Ｂの交流側を直列接続して第２のインバータ４を構成することにより、さらに電力損失の低減化が可能となる。
Further, as shown in FIG. 7, the
さらにまた、電力変換装置は、三相交流システムに適用可能な三相構成であってもよく、その場合の主回路構成の例を図８に示す。
図に示すように、主回路は、太陽電池１の電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ１１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力を直流入力とする三相インバータである第１のインバータ３Ｂと、第１のインバータ３Ｂの各相交流出力線にそれぞれ直列接続された単相インバータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃから成る第２のインバータ４と、第２のインバータ４の後段に接続された平滑フィルタ６とを備える。第２のインバータ４内の各相の単相インバータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃは、上記実施の形態１の第２のインバータ４と同様であり、第１のインバータ３Ｂは、第１のコンデンサ２の正負端子間に２直列の半導体スイッチング素子３０ａと３０ｂ、３０ｃと３０ｄ、３０ｅと３０ｆを接続して構成される。なお、３１ａ〜３１ｆは各半導体スイッチング素子３１ａ〜３１ｆのゲート駆動回路である。
この場合も、上記実施の形態１、３と同様の制御が適用でき、即ち、系統電圧異常あるいは太陽電池１の電圧異常の際に、通常時の制御を異常時の第２の制御モードに切り替えることで同様の効果が得られる。
Furthermore, the power converter may have a three-phase configuration applicable to a three-phase AC system, and FIG. 8 shows an example of a main circuit configuration in that case.
As shown in the figure, the main circuit includes a DC /
Also in this case, the same control as in the first and third embodiments can be applied, that is, when the system voltage is abnormal or the voltage of the
１ 直流電源としての太陽電池、
２，２ａ，２ｂ 平滑コンデンサとしての第１のコンデンサ、
３，３Ａ，３Ｂ 第１のインバータ、４ 第２のインバータ、
４Ａ〜４Ｃ 単相インバータ、５ 直流電圧源としての第２のコンデンサ、
７ 電力系統、１０ 制御装置としての制御回路、１１ ＤＣ／ＤＣコンバータ、
１６，１８ 高電位側半導体スイッチング素子、
１７，１９ 低電位側半導体スイッチング素子、１６ａ〜１９ａ ゲート駆動回路、
２０ 電力変換装置の出力電圧（系統電圧）、
２０ａ 電力変換装置の出力電圧（瞬低時の系統電圧）、
２１，２１ａ 第１のインバータ出力電圧、２２，２２ａ 第２のインバータ出力電圧、２４ ゲート駆動電源、２５ ブートストラップ回路。
1 Solar cell as a DC power source,
2, 2a, 2b The first capacitor as a smoothing capacitor,
3, 3A, 3B first inverter, 4 second inverter,
4A-4C single-phase inverter, 5 second capacitor as DC voltage source,
7 power system, 10 control circuit as control device, 11 DC / DC converter,
16, 18 High potential side semiconductor switching element,
17, 19 Low potential side semiconductor switching element, 16a to 19a gate drive circuit,
20 Output voltage (system voltage) of the power converter,
20a Output voltage of the power converter (system voltage at the time of instantaneous drop),
21, 21a First inverter output voltage, 22, 22a Second inverter output voltage, 24 gate drive power supply, 25 bootstrap circuit.
Claims (9)
上記制御装置は、通常時の第１の制御モードと、入出力電圧の異常時の第２の制御モードとの２種の制御モードを有し、
上記第１の制御モードでは、上記第１のインバータから低周波数でパルス電圧を出力させ、上記第２のインバータを高周波ＰＷＭ制御して、各出力電圧和による出力電圧を上記系統電圧に制御すると共に、上記第１のインバータの出力発生期間を調整して上記第２のインバータが扱う電力量を１周期で概０に制御し、
上記第２の制御モードでは、上記第１のインバータを高周波ＰＷＭ制御して出力電圧を上記系統電圧に制御し、上記第２のインバータは出力電圧０となるように制御することを特徴とする電力変換装置。 A DC / DC converter that boosts the voltage of the DC power supply; a smoothing capacitor that smoothes the output voltage of the DC / DC converter; a first inverter that converts DC power from the smoothing capacitor into AC power; and A second inverter connected in series to the AC output line of the first inverter and converting DC power from a DC voltage source having a voltage lower than the voltage of the smoothing capacitor into AC power; the DC / DC converter; and the first A power converter that includes a control device that controls the output of the second inverter, and that connects the outputs of the output voltages of the first and second inverters to the power system.
The control device has two types of control modes: a first control mode during normal time and a second control mode during abnormal input / output voltage;
In the first control mode, a pulse voltage is output from the first inverter at a low frequency, the second inverter is subjected to high-frequency PWM control, and an output voltage based on each output voltage sum is controlled to the system voltage. Adjusting the output generation period of the first inverter to control the amount of power handled by the second inverter to approximately zero in one cycle;
In the second control mode, the first inverter is controlled by high-frequency PWM to control the output voltage to the system voltage, and the second inverter is controlled to have an output voltage of 0. Conversion device.
上記制御装置は、上記第１の制御モードでは、上記太陽電池が最大電力点で動作して電圧を出力するように上記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御し、上記第２の制御モードでは、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が所定の電圧になるように上記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。 The DC power source is a solar cell,
The control device controls the DC / DC converter so that the solar cell operates at a maximum power point and outputs a voltage in the first control mode, and the DC / DC converter in the second control mode. The power converter according to claim 2, wherein the DC / DC converter is controlled so that an output voltage of the DC converter becomes a predetermined voltage.
上記制御回路は、上記第２の制御モードにおいて、上記第２のインバータ内の上記低電位側半導体スイッチング素子をオン状態にして上記第２のインバータの出力電圧を０にすることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The second inverter includes a high-potential side semiconductor switching element and a low-potential side semiconductor switching element connected in series, and includes two bridge circuits connected between positive and negative terminals of the DC voltage source, and the low-potential side switching. A gate driving power source for driving the element, and a bootstrap circuit that generates a driving voltage for the high potential side switching element by supplying power from the gate driving power source when the low potential side switching element is in an ON state,
The control circuit is characterized in that, in the second control mode, the low-potential side semiconductor switching element in the second inverter is turned on to set the output voltage of the second inverter to 0. Item 7. The power conversion device according to any one of Items 1 to 6.
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