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JP5348115B2 - Load drive device - Google Patents

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JP5348115B2 JP2010260401A JP2010260401A JP5348115B2 JP 5348115 B2 JP5348115 B2 JP 5348115B2 JP 2010260401 A JP2010260401 A JP 2010260401A JP 2010260401 A JP2010260401 A JP 2010260401A JP 5348115 B2 JP5348115 B2 JP 5348115B2
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a load drive device that can reduce variations in constant current for driving a load. <P>SOLUTION: One end of a shunt resistor 20 is connected to an inverting input terminal of an operational amplifier 34, and the other end of the shunt resistor 20 is connected to a non-inverting input terminal of the operational amplifier 34 via a reference power supply 32. A current flowing through the shunt resistor 20 flows to a gate of an IGBT as a load 10 via a first switching element 35 in a drive circuit 30. Specifically, the operational amplifier 34 exercises feedback-control of a gate of the first switching element 35 so as to satisfy Vref=Rout&times;Ic, where Vref is the value of a reference voltage of the reference power supply 32, Rout is the resistance value of the shunt resistor 20, and Ic is the value of a constant current flowing to the load 10. This controls the magnitude of the current flowing through the shunt resistor 20 at a constant level to reduce variations in the constant current flowing to the load 10. <P>COPYRIGHT: (C)2012,JPO&amp;INPIT

Description

本発明は、定電流で負荷を駆動する負荷駆動装置に関する。   The present invention relates to a load driving device that drives a load with a constant current.

従来より、負荷としてのスイッチング素子のゲートを定電流で駆動するゲート駆動回路が、例えば特許文献１で提案されている。具体的に、特許文献１では、電源に第１の抵抗と第２の抵抗とが直列に接続され、第１の抵抗と第２の抵抗との間がＰＮＰ型トランジスタのベースに接続されている。また、第２の抵抗にＭＯＳトランジスタが接続されている。さらに、ＰＮＰ型トランジスタのコレクタが第３の抵抗を介して電源に接続され、エミッタがスイッチング素子のゲートに接続されたゲート駆動回路が提案されている。   Conventionally, for example, Patent Document 1 proposes a gate driving circuit that drives a gate of a switching element as a load with a constant current. Specifically, in Patent Document 1, a first resistor and a second resistor are connected in series to a power supply, and a space between the first resistor and the second resistor is connected to a base of a PNP transistor. . A MOS transistor is connected to the second resistor. Furthermore, a gate drive circuit has been proposed in which the collector of a PNP transistor is connected to a power supply through a third resistor, and the emitter is connected to the gate of a switching element.

このような回路では、ＭＯＳトランジスタのオンによってＰＮＰ型トランジスタがオンするので、電源から第３の抵抗およびＰＮＰ型トランジスタを介して定電流がスイッチング素子のゲートに流れ込む。これにより、スイッチング素子がオンする。   In such a circuit, since the PNP transistor is turned on when the MOS transistor is turned on, a constant current flows from the power source to the gate of the switching element via the third resistor and the PNP transistor. Thereby, the switching element is turned on.

なお、上記では負荷としてスイッチング素子について説明したが、負荷はスイッチング素子に限らず、容量負荷や抵抗負荷でも同様である。   In the above description, the switching element is described as the load. However, the load is not limited to the switching element, and the same applies to a capacitive load and a resistive load.

特開２００９−１１０４９号公報JP 2009-11049 A

しかしながら、上記従来の技術では、ＰＮＰ型トランジスタの増幅率やＶｆの温度特性が原因となって負荷であるスイッチング素子に流れ込む定電流の値がばらつくため、定電流精度の確保が困難であるという問題がある。   However, in the above-described conventional technology, the constant current value flowing into the switching element as a load varies due to the amplification factor of the PNP transistor and the temperature characteristic of Vf, so that it is difficult to ensure constant current accuracy. There is.

また、定電流として大電流が必要な負荷や小電流で済む負荷等の様々な負荷に対してゲート駆動回路を共通使用する場合、各負荷の定電流値に対応する必要がある。このため、最大電流が流れる負荷の定電流値に合わせて、ＰＮＰ型トランジスタのサイズ・許容損失を満足する放熱構造を採用するゲート駆動回路を設計する必要がある。したがって、小電流で済む負荷にゲート駆動回路を接続する場合は、最大の定電流で設計されたゲート駆動回路を使用することになるため、コストが高くなってしまう問題がある。   Further, when the gate drive circuit is commonly used for various loads such as a load that requires a large current as a constant current and a load that requires a small current, it is necessary to correspond to the constant current value of each load. Therefore, it is necessary to design a gate drive circuit that adopts a heat dissipation structure that satisfies the size and allowable loss of the PNP transistor in accordance with the constant current value of the load through which the maximum current flows. Therefore, when the gate drive circuit is connected to a load that requires a small current, the gate drive circuit designed with the maximum constant current is used, which increases the cost.

このように、特許文献１では、定電流精度が低いという課題と、定電流の大小に対応するために大電流の定電流に合わせた回路設計をする必要があるという課題とがあった。   As described above, Patent Document 1 has a problem that the constant current accuracy is low and a problem that it is necessary to design a circuit in accordance with the constant current of a large current in order to cope with the magnitude of the constant current.

なお、上記特許文献１では、比較的高速なオペアンプによる定電流回路であっても、指令値に対する定電流の応答特性はそれほど高速ではないとの記載があるが、オペアンプは専用設計とすることで、十分応答可能なオペアンプを構成することは可能であると考える。   In the above-mentioned Patent Document 1, there is a description that the response characteristic of the constant current with respect to the command value is not so fast even in a constant current circuit using a relatively high speed operational amplifier. It is possible to construct an operational amplifier that can respond sufficiently.

本発明は上記点に鑑み、負荷を駆動するための定電流のばらつきを低減することができる負荷駆動装置を提供することを第１の目的とする。また、負荷に流す様々な定電流値にそれぞれ対応することができる負荷駆動装置を提供することを第２の目的とする。   In view of the above, it is a first object of the present invention to provide a load driving device that can reduce variations in constant current for driving a load. It is a second object of the present invention to provide a load driving device that can cope with various constant current values flowing through the load.

上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、負荷としてのスイッチング素子（１０）のゲートに定電流を流すことによってスイッチング素子（１０）のゲートを駆動する負荷駆動装置であって、スイッチング素子（１０）のゲートに流れる定電流に対応する電流が流れるシャント抵抗（２０）と、シャント抵抗（２０）の一端側が接続されると共に、シャント抵抗（２０）に流れる電流に対応する定電流をスイッチング素子（１０）のゲートに流すことでスイッチング素子（１０）のゲートを駆動する駆動回路（３０）と、を備えている。 In order to achieve the above object, the invention according to claim 1 is a load driving device that drives the gate of the switching element (10) by flowing a constant current through the gate of the switching element (10) as a load. A shunt resistor (20) through which a current corresponding to a constant current flowing through the gate of the switching element (10) flows and one end of the shunt resistor (20) are connected, and a constant current corresponding to a current through the shunt resistor (20) Is supplied to the gate of the switching element (10) to drive the gate of the switching element (10) .

そして、駆動回路（３０）は、基準電圧を発生させる基準電源（３２）を有し、基準電源（３２）の基準電圧に対応する第１電圧とシャント抵抗（２０）の一端側に対応する第２電圧とが等しくなるようにシャント抵抗（２０）に流れる電流の大きさをフィードバック制御することで、スイッチング素子（１０）のゲートに流す定電流の大きさを調整することを特徴とする。 The drive circuit (30) has a reference power supply (32) for generating a reference voltage, and a first voltage corresponding to the reference voltage of the reference power supply (32) and a first voltage corresponding to one end side of the shunt resistor (20). The magnitude of the constant current flowing through the gate of the switching element (10) is adjusted by feedback control of the magnitude of the current flowing through the shunt resistor (20) so that the two voltages are equal.

これによると、シャント抵抗（２０）に流れる電流の大きさが一定となるように駆動回路（３０）によってシャント抵抗（２０）に流れる電流の大きさをフィードバック制御しているので、駆動回路（３０）によってスイッチング素子（１０）のゲートに流す定電流の大きさも一定となる。したがって、スイッチング素子（１０）のゲートに流す定電流のばらつきを低減することができる。 According to this, since the magnitude of the current flowing through the shunt resistor (20) is feedback controlled by the drive circuit (30) so that the magnitude of the current flowing through the shunt resistor (20) is constant, the drive circuit (30 ) Makes the constant current flowing through the gate of the switching element (10) constant. Therefore, it is possible to reduce variations in constant current flowing through the gate of the switching element (10) .

また、請求項１に記載の発明では、駆動回路（３０）は、第１電圧と第２電圧とが印加されるオペアンプ（３４）と、オペアンプ（３４）の出力によってスイッチングされる第１スイッチング素子（３５）と、電源（４０）が接続される第１端子（３０ａ）と、前記オペアンプ（３４）を制御するための制御信号が入力される第２端子（３１ｂ）と、前記シャント抵抗（２０）の一端側に接続され前記オペアンプ（３４）に印加するための前記第２電圧が入力される第３端子（３１ｃ）と、前記第１スイッチング素子（３５）の一方の端子に接続された第４端子（３１ｄ）と、前記第１スイッチング素子（３５）の他方の端子に接続された第５端子（３１ｅ）と、を備えている。 According to the first aspect of the present invention, the drive circuit (30) includes the operational amplifier (34) to which the first voltage and the second voltage are applied, and the first switching element that is switched by the output of the operational amplifier (34). (35), a first terminal (30a) to which a power source (40) is connected, a second terminal (31b) to which a control signal for controlling the operational amplifier (34) is input, and the shunt resistor (20) ) And a third terminal (31c) to which the second voltage to be applied to the operational amplifier (34) is input, and a first terminal connected to one terminal of the first switching element (35). 4 terminals (31d) and a fifth terminal (31e) connected to the other terminal of the first switching element (35) .

そして、オペアンプ（３４）は、第１電圧と第２電圧とが等しくなるように、第１スイッチング素子（３５）を駆動することにより、シャント抵抗（２０）に流れる電流の大きさを一定に制御することを特徴とする。   The operational amplifier (34) drives the first switching element (35) so that the first voltage and the second voltage are equal to each other, thereby controlling the magnitude of the current flowing through the shunt resistor (20) to be constant. It is characterized by doing.

請求項２に記載の発明では、スイッチング素子（１０）のゲートに接続される第２スイッチング素子（５０）を備えている。また、シャント抵抗（２０）は、駆動回路（３０）および第２スイッチング素子（５０）に接続され、シャント抵抗（２０）に流れる電流が第２スイッチング素子（５０）を介してスイッチング素子（１０）のゲートに定電流として流れるようになっている。 According to a second aspect of the present invention, the second switching element (50) connected to the gate of the switching element (10) is provided. The shunt resistor (20) is connected to the drive circuit (30) and the second switching element (50), and the current flowing through the shunt resistor (20) is switched via the second switching element (50). It is designed to flow as a constant current through the gate.

そして、駆動回路（３０）は、第１電圧と第２電圧とが等しくなるように第２スイッチング素子（５０）を駆動することにより、シャント抵抗（２０）に流れる電流の大きさをフィードバック制御することで、スイッチング素子（１０）のゲートに流す定電流の大きさを調整することを特徴とする。 The drive circuit (30) feedback-controls the magnitude of the current flowing through the shunt resistor (20) by driving the second switching element (50) so that the first voltage and the second voltage are equal. Thus, the magnitude of the constant current flowing through the gate of the switching element (10) is adjusted.

これによると、スイッチング素子（１０）のゲートに流す定電流を第２スイッチング素子（５０）の電流能力によって決めることができるので、スイッチング素子（１０）のゲートに流す定電流値に対応した電流能力を有する第１スイッチング素子（３５）を予め駆動回路（３０）に備える必要がない。したがって、スイッチング素子（１０）のゲートに流す様々な定電流値に対しても第２スイッチング素子（５０）を追加することにより駆動回路（３０）を対応させることができる。 According to this, since the constant current flowing through the gate of the switching element (10) can be determined by the current capability of the second switching element (50), the current capability corresponding to the constant current value flowing through the gate of the switching element (10). It is not necessary to previously provide the drive circuit (30) with the first switching element (35) having Therefore, the drive circuit (30) can be made to correspond to the various constant current values flowing through the gate of the switching element (10) by adding the second switching element (50).

特に、第１スイッチング素子（３５）に対して第２スイッチング素子（５０）をダーリントン接続した場合、既に負荷駆動装置に備えられた駆動回路（３０）に対して第２スイッチング素子（５０）を追加するだけで良いので、駆動回路（３０）を大電流の定電流を流すスイッチング素子（１０）のゲートに合わせた設計を行う必要が無く、コストを低減することができる。 In particular, when the second switching element (50) is Darlington connected to the first switching element (35), the second switching element (50) is added to the drive circuit (30) already provided in the load driving device. Therefore, it is not necessary to design the drive circuit (30) in accordance with the gate of the switching element (10) through which a large constant current flows, and the cost can be reduced.

請求項３に記載の発明では、スイッチング素子（１０）のゲートに接続されると共に、第１スイッチング素子（３５）よりも電流能力が高い第２スイッチング素子（５０）を備えている。シャント抵抗（２０）の一端側は、駆動回路（３０）および第２スイッチング素子（５０）に接続され、シャント抵抗（２０）に流れる電流が第２スイッチング素子（５０）を介してスイッチング素子（１０）のゲートに定電流として流れるようになっている。
According to a third aspect of the present invention, the second switching element (50) connected to the gate of the switching element (10) and having a higher current capability than the first switching element (35) is provided. One end side of the shunt resistor (20) is connected to the drive circuit (30) and the second switching element (50), and the current flowing through the shunt resistor (20) is switched through the second switching element (50). ) To flow as a constant current.

また、第２スイッチング素子（５０）は、第１スイッチング素子（３５）によって駆動され、第１スイッチング素子（３５）に流れる電流が当該第２スイッチング素子（５０）に流れる電流に足し合わされるように第１スイッチング素子（３５）にダーリントン接続されている。   The second switching element (50) is driven by the first switching element (35) so that the current flowing through the first switching element (35) is added to the current flowing through the second switching element (50). Darlington connection is made to the first switching element (35).

そして、駆動回路（３０）は、第１電圧と第２電圧とが等しくなるように第１スイッチング素子（３５）を駆動することで第２スイッチング素子（５０）を駆動することにより、シャント抵抗（２０）に流れる電流の大きさをフィードバック制御し、スイッチング素子（１０）のゲートに流す定電流の大きさを調整することを特徴とする。 Then, the drive circuit (30) drives the second switching element (50) by driving the first switching element (35) so that the first voltage and the second voltage are equal to each other. 20) feedback-controlling the magnitude | size of the electric current which flows into 20), and adjusting the magnitude | size of the constant current sent through the gate of a switching element (10) .

これによると、駆動回路（３０）の第１スイッチング素子（３５）に対して当該第１スイッチング素子（３５）よりも電流能力が高い第２スイッチング素子（５０）をダーリントン接続しているので、スイッチング素子（１０）のゲートに流す定電流値に対応した電流能力を有する第１スイッチング素子（３５）を予め駆動回路（３０）に備える必要がない。すなわち、既に負荷駆動装置に備えられた駆動回路（３０）を元に、第２スイッチング素子（５０）を追加するだけでスイッチング素子（１０）のゲートに対して大きな定電流を流すことができる。このように、スイッチング素子（１０）のゲートに流す様々な定電流値、特に第１スイッチング素子（３５）では対応できない定電流値に対しても対応することができる。 According to this, since the second switching element (50) having higher current capability than the first switching element (35) is connected to the first switching element (35) of the drive circuit (30), switching is performed. It is not necessary to previously provide the drive circuit (30) with the first switching element (35) having a current capability corresponding to the constant current value flowing through the gate of the element (10) . That is, a large constant current can be passed to the gate of the switching element (10) simply by adding the second switching element (50) based on the driving circuit (30) already provided in the load driving device. As described above, various constant current values flowing through the gate of the switching element (10) , in particular, constant current values that cannot be handled by the first switching element (35) can be dealt with.

また、第１スイッチング素子（３５）に流れる電流を第２スイッチング素子（５０）に足し合わせているので、スイッチング素子（１０）のゲートに流れる定電流において第１スイッチング素子（３５）に流れる電流分の誤差をキャンセルすることができる。したがって、スイッチング素子（１０）のゲートに流す定電流の精度を向上させることができる。 Further, since the current flowing through the first switching element (35) is added to the second switching element (50), the amount of current flowing through the first switching element (35) in the constant current flowing through the gate of the switching element (10). The error can be canceled. Therefore, it is possible to improve the accuracy of the constant current flowing through the gate of the switching element (10) .

なお、この欄および特許請求の範囲で記載した各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。   In addition, the code | symbol in the bracket | parenthesis of each means described in this column and the claim shows the correspondence with the specific means as described in embodiment mentioned later.

本発明の第１実施形態に係る負荷駆動装置を示した回路図である。1 is a circuit diagram illustrating a load driving device according to a first embodiment of the present invention. 負荷をオフからオンにする際の負荷のゲート電圧およびゲートに流れる定電流Ｉｃの各動作波形を示した図である。It is the figure which showed each operation | movement waveform of the gate voltage of the load at the time of turning a load on from OFF, and the constant current Ic which flows into a gate. 第１実施形態において、負荷に流す定電流を大きくした場合の負荷駆動装置を示した回路図である。In 1st Embodiment, it is the circuit diagram which showed the load drive device at the time of enlarging the constant current sent through load. 本発明の第２実施形態に係る負荷駆動装置を示した回路図である。It is the circuit diagram which showed the load drive device which concerns on 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態に係る負荷駆動装置を示した回路図である。It is the circuit diagram which showed the load drive device which concerns on 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４実施形態に係る負荷駆動装置を示した回路図である。It is the circuit diagram which showed the load drive device which concerns on 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５実施形態に係る負荷駆動装置を示した回路図である。It is the circuit diagram which showed the load drive device which concerns on 5th Embodiment of this invention. 本発明の第６実施形態に係る負荷駆動装置を示した回路図である。It is the circuit diagram which showed the load drive device which concerns on 6th Embodiment of this invention. 第６実施形態において、負荷に流す定電流を大きくした場合の負荷駆動装置を示した回路図である。In 6th Embodiment, it is the circuit diagram which showed the load drive device at the time of enlarging the constant current sent through load. 本発明の第７実施形態に係る負荷駆動装置を示した回路図である。It is the circuit diagram which showed the load drive device which concerns on 7th Embodiment of this invention.

以下、本発明の実施形態について図に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付してある。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following embodiments, the same or equivalent parts are denoted by the same reference numerals in the drawings.

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について図を参照して説明する。本実施形態で示される負荷駆動装置は、例えばＩＧＢＴ、パワーＭＯＳＦＥＴ、容量負荷、抵抗負荷等の負荷を定電流で駆動するために用いられる装置である。 (First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. The load driving device shown in the present embodiment is a device used for driving a load such as an IGBT, a power MOSFET, a capacitive load, and a resistance load with a constant current.

図１は、本実施形態に係る負荷駆動装置を負荷に接続した回路図である。本実施形態では、負荷１０としてＩＧＢＴが採用されている。このＩＧＢＴにモータ等のさらなる負荷が接続されており、この負荷はＩＧＢＴによって駆動される。   FIG. 1 is a circuit diagram in which the load driving device according to the present embodiment is connected to a load. In the present embodiment, an IGBT is employed as the load 10. A further load such as a motor is connected to the IGBT, and this load is driven by the IGBT.

負荷駆動装置は、負荷１０に定電流（図１のＩｃ）を流すことによって負荷１０を駆動するものであり、シャント抵抗２０（図１のＲｏｕｔ）と駆動回路３０とを備えて構成されている。   The load driving device drives the load 10 by causing a constant current (Ic in FIG. 1) to flow through the load 10, and includes a shunt resistor 20 (Rout in FIG. 1) and a drive circuit 30. .

シャント抵抗２０は、負荷１０に流れる定電流に対応する電流が流れるセンシング用の抵抗である。シャント抵抗２０の一端側は駆動回路３０に接続され、他端側は電源４０に接続されている。   The shunt resistor 20 is a sensing resistor through which a current corresponding to a constant current flowing through the load 10 flows. One end side of the shunt resistor 20 is connected to the drive circuit 30, and the other end side is connected to the power supply 40.

駆動回路３０は、シャント抵抗２０に流れる電流に対応する定電流を負荷１０に流すことで負荷１０を駆動する回路である。駆動回路３０は、例えばＩＣチップとして構成されている。なお、これは駆動回路３０の全体が一つの半導体チップであることを限定するものではない。駆動回路３０は負荷１０を駆動する回路の機能を有するものであり、駆動回路３０を半導体チップの組み合わせで実現しても構わない。   The drive circuit 30 is a circuit that drives the load 10 by causing a constant current corresponding to the current flowing through the shunt resistor 20 to flow through the load 10. The drive circuit 30 is configured as an IC chip, for example. This does not limit that the entire drive circuit 30 is a single semiconductor chip. The drive circuit 30 has a function of a circuit for driving the load 10, and the drive circuit 30 may be realized by a combination of semiconductor chips.

そして、駆動回路３０は、第１〜第５端子３１ａ〜３１ｅと、基準電源３２（図１のＶｒｅｆ）と、第１抵抗３３（図１のＲ１）と、オペアンプ３４（図１のＯＰ）と、第１スイッチング素子３５（図１のＱ１）と、を備えている。なお、第１〜第５端子３１ａ〜３１ｅは、ＩＣチップの各端子である。   The drive circuit 30 includes a first to fifth terminals 31a to 31e, a reference power supply 32 (Vref in FIG. 1), a first resistor 33 (R1 in FIG. 1), an operational amplifier 34 (OP in FIG. 1), And a first switching element 35 (Q1 in FIG. 1). The first to fifth terminals 31a to 31e are terminals of the IC chip.

基準電源３２は基準電圧を発生させるものである。基準電源３２の正極側は駆動回路３０の第１端子３１ａに接続されている。この第１端子３１ａには電源４０およびシャント抵抗２０の他端側も接続されている。一方、基準電源３２の負極側はオペアンプ３４の非反転入力端子に接続されている。   The reference power source 32 generates a reference voltage. The positive side of the reference power supply 32 is connected to the first terminal 31 a of the drive circuit 30. The first terminal 31a is also connected to the power supply 40 and the other end of the shunt resistor 20. On the other hand, the negative side of the reference power supply 32 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 34.

第１抵抗３３は第１スイッチング素子３５をオフさせるためのゲートプルアップ抵抗である。この第１抵抗３３の一端側は基準電源３２の正極側に接続され、他端側はオペアンプ３４の出力端子に接続されている。なお、第１抵抗３３はオペアンプ３４に含められていても良い。   The first resistor 33 is a gate pull-up resistor for turning off the first switching element 35. One end side of the first resistor 33 is connected to the positive electrode side of the reference power supply 32, and the other end side is connected to the output terminal of the operational amplifier 34. Note that the first resistor 33 may be included in the operational amplifier 34.

オペアンプ３４は、基準電圧に基づいてシャント抵抗２０に流れる電流をフィードバック制御することで、負荷１０に流す定電流の大きさを調整する役割を果たすものである。オペアンプ３４は、外部から第２端子３１ｂを介して駆動回路３０に入力される制御信号に基づいて制御されるようになっている。この制御信号によって負荷１０の動作が制御される。   The operational amplifier 34 plays a role of adjusting the magnitude of the constant current flowing through the load 10 by performing feedback control of the current flowing through the shunt resistor 20 based on the reference voltage. The operational amplifier 34 is controlled based on a control signal input from the outside to the drive circuit 30 via the second terminal 31b. The operation of the load 10 is controlled by this control signal.

また、オペアンプ３４の非反転入力端子（＋）は基準電源３２の負極側に接続されている。これにより、オペアンプ３４の非反転入力端子には基準電圧に対応する第１電圧が印加される。この第１電圧は、電源４０の電源電圧から基準電圧が差し引かれた電圧に相当する。一方、オペアンプ３４の反転入力端子（−）は第３端子３１ｃに接続されている。この第３端子３１ｃにはシャント抵抗２０の一端側も接続されている。これにより、オペアンプ３４の反転入力端子にはシャント抵抗２０の一端側の第２電圧が印加される。この第２電圧は、電源４０の電源電圧からシャント抵抗２０の電圧降下分が差し引かれた電圧に相当する。   The non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier 34 is connected to the negative side of the reference power supply 32. As a result, the first voltage corresponding to the reference voltage is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 34. This first voltage corresponds to a voltage obtained by subtracting the reference voltage from the power supply voltage of the power supply 40. On the other hand, the inverting input terminal (−) of the operational amplifier 34 is connected to the third terminal 31c. One end side of the shunt resistor 20 is also connected to the third terminal 31c. As a result, the second voltage on one end side of the shunt resistor 20 is applied to the inverting input terminal of the operational amplifier 34. This second voltage corresponds to a voltage obtained by subtracting the voltage drop of the shunt resistor 20 from the power supply voltage of the power supply 40.

第１スイッチング素子３５は、オペアンプ３４の出力によってスイッチングされる素子である。本実施形態では、第１スイッチング素子３５としてＰｃｈ型のパワーＭＯＳＦＥＴが用いられている。そして、第１スイッチング素子３５のゲートはオペアンプ３４の出力端子に接続され、ソースは駆動回路３０の第４端子３１ｄに接続されている。この第４端子３１ｄにはシャント抵抗２０の一端側も接続されている。さらに、第１スイッチング素子３５のドレインは駆動回路３０の第５端子３１ｅに接続されている。この第５端子３１ｅには負荷１０であるＩＧＢＴのゲートも接続されている。   The first switching element 35 is an element that is switched by the output of the operational amplifier 34. In the present embodiment, a Pch type power MOSFET is used as the first switching element 35. The gate of the first switching element 35 is connected to the output terminal of the operational amplifier 34, and the source is connected to the fourth terminal 31 d of the drive circuit 30. One end side of the shunt resistor 20 is also connected to the fourth terminal 31d. Further, the drain of the first switching element 35 is connected to the fifth terminal 31 e of the drive circuit 30. The fifth terminal 31e is also connected to the gate of an IGBT which is a load 10.

以上が、本実施形態に係る負荷駆動装置の回路構成である。次に、図１に示される負荷駆動装置の作動について、図２を参照して説明する。図２は、負荷１０をオフからオンにする際の負荷１０のゲート電圧およびゲートに流れる定電流（Ｉｃ）の各動作波形を示した図である。   The above is the circuit configuration of the load driving device according to the present embodiment. Next, the operation of the load driving device shown in FIG. 1 will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a diagram illustrating operation waveforms of the gate voltage of the load 10 and the constant current (Ic) flowing through the gate when the load 10 is turned on from off.

まず、時点Ｔ１で外部から制御信号が駆動回路３０に入力されると、オペアンプ３４が第１スイッチング素子３５をオンする。これにより、電源４０、シャント抵抗２０、第１スイッチング素子３５、負荷１０という経路が形成される。そして、負荷１０のゲートに定電流Ｉｃが流れる。   First, when a control signal is input from the outside to the drive circuit 30 at time T1, the operational amplifier 34 turns on the first switching element 35. Thereby, the path | route of the power supply 40, the shunt resistance 20, the 1st switching element 35, and the load 10 is formed. A constant current Ic flows through the gate of the load 10.

負荷１０に定電流Ｉｃが流れると、このＩｃの大きさに応じた傾きで負荷１０のゲート電圧が上昇する。そして、時点Ｔ２でゲート電圧が負荷１０の閾値電圧（Ｖｔ）に達すると、負荷１０がオンし、ゲート電圧は時点Ｔ３でミラー電圧（図２のＶｍｉｒｏｒ）に達する。ミラー電圧は、負荷１０であるＩＧＢＴの増幅率等の特性によって決まる電圧であり、時点Ｔ３から時点Ｔ４までのミラー期間で一定になる。   When the constant current Ic flows through the load 10, the gate voltage of the load 10 increases with a slope corresponding to the magnitude of Ic. When the gate voltage reaches the threshold voltage (Vt) of the load 10 at time T2, the load 10 is turned on, and the gate voltage reaches the mirror voltage (Vmirror in FIG. 2) at time T3. The mirror voltage is a voltage determined by characteristics such as the amplification factor of the IGBT that is the load 10, and is constant in the mirror period from time T3 to time T4.

ミラー期間が終わると、ゲート電圧は再び上昇する。そして、時点Ｔ５になると、駆動トランジスタである第１スイッチング素子３５のフルオンによって第１スイッチング素子３５のドレイン−ソース間の電圧が小さくなるため、定電流Ｉｃが減少する。この後、時点Ｔ６でゲート電圧は電源４０の電源電圧に達し、ＩＧＢＴはフルオン状態となる。一方、定電流Ｉｃはほとんど流れなくなる。このようにして、負荷１０がオンされる。   When the mirror period ends, the gate voltage rises again. At time T5, the voltage between the drain and the source of the first switching element 35 decreases due to the full-on state of the first switching element 35 that is the driving transistor, and the constant current Ic decreases. Thereafter, at time T6, the gate voltage reaches the power supply voltage of the power supply 40, and the IGBT is in a full-on state. On the other hand, the constant current Ic hardly flows. In this way, the load 10 is turned on.

上記の時点Ｔ１から時点Ｔ６までの期間では、駆動回路３０が負荷１０に対して定電流Ｉｃを流す動作を行っている。すなわち、駆動回路３０は、基準電源３２の基準電圧に対応する第１電圧とシャント抵抗２０の一端側に対応する第２電圧とが等しくなるようにシャント抵抗２０に流れる電流の大きさをフィードバック制御している。   In the period from the time point T1 to the time point T6, the drive circuit 30 performs an operation of flowing the constant current Ic to the load 10. That is, the drive circuit 30 feedback-controls the magnitude of the current flowing through the shunt resistor 20 so that the first voltage corresponding to the reference voltage of the reference power supply 32 and the second voltage corresponding to one end side of the shunt resistor 20 are equal. doing.

具体的には、駆動回路３０のオペアンプ３４が第１電圧と第２電圧とが等しくなるように第１スイッチング素子３５を駆動することにより、シャント抵抗２０に流れる電流の大きさを一定に制御している。これは、基準電源３２の基準電圧の値をＶｒｅｆとし、シャント抵抗２０の抵抗値をＲｏｕｔとし、定電流の値をＩｃとすると、Ｉｃ＝Ｖｒｅｆ／Ｒｏｕｔとして表されるので、Ｖｒｅｆ＝Ｒｏｕｔ×Ｉｃとなるようにオペアンプ３４が第１スイッチング素子３５のゲートを制御することと同じである。   Specifically, the operational amplifier 34 of the drive circuit 30 drives the first switching element 35 so that the first voltage and the second voltage are equal, thereby controlling the magnitude of the current flowing through the shunt resistor 20 to be constant. ing. This is expressed as Ic = Vref / Rout when the reference voltage value of the reference power supply 32 is Vref, the resistance value of the shunt resistor 20 is Rout, and the constant current value is Ic. Therefore, Vref = Rout × Ic The operational amplifier 34 controls the gate of the first switching element 35 so that

定電流Ｉｃが不安定になるとゲート電圧の傾きが変化してしまうため、負荷１０のオンに遅れが生じる場合や、ゲート電圧が何度も閾値電圧を超える場合等、負荷１０の制御が不安定となる。しかしながら、上記のように、シャント抵抗２０に流れる電流の大きさをフィードバック制御して、時点Ｔ１から時点Ｔ６までの期間において定電流Ｉｃの大きさを一定にしているので、時点Ｔ１から時点Ｔ３までの期間や時点Ｔ４から時点Ｔ５までの期間におけるゲート電圧の傾きを一定にすることができる。このため、ゲート電圧の傾きを一定に維持することができ、負荷１０を安定して制御することができる。   Since the slope of the gate voltage changes when the constant current Ic becomes unstable, the control of the load 10 is unstable, such as when there is a delay in turning on the load 10 or when the gate voltage exceeds the threshold voltage many times. It becomes. However, as described above, the magnitude of the current flowing through the shunt resistor 20 is feedback-controlled, and the magnitude of the constant current Ic is constant during the period from the time point T1 to the time point T6. Therefore, from the time point T1 to the time point T3. And the slope of the gate voltage during the period from time T4 to time T5 can be made constant. For this reason, the slope of the gate voltage can be maintained constant, and the load 10 can be controlled stably.

以上説明したように、本実施形態では、シャント抵抗２０に流れる電流の大きさが一定となるように駆動回路３０によってシャント抵抗２０に流れる電流の大きさをフィードバック制御していることが特徴となっている。これにより、駆動回路３０によって負荷１０に流す定電流の大きさを一定にすることができるので、負荷１０に流す定電流のばらつきを低減することができる。   As described above, the present embodiment is characterized in that the magnitude of the current flowing through the shunt resistor 20 is feedback-controlled by the drive circuit 30 so that the magnitude of the current flowing through the shunt resistor 20 is constant. ing. Thereby, the magnitude of the constant current passed through the load 10 by the drive circuit 30 can be made constant, so that variations in the constant current passed through the load 10 can be reduced.

また、駆動回路３０にオペアンプ３４を備え、このオペアンプ３４を用いてフィードバック制御を行っている。このように、オペアンプ３４をフィードバック制御のための専用設計として用いているので、実際には十分応答可能なオペアンプ３４を構成することができる。   Further, the drive circuit 30 includes an operational amplifier 34, and feedback control is performed using the operational amplifier 34. Thus, since the operational amplifier 34 is used as a dedicated design for feedback control, an operational amplifier 34 that can respond sufficiently can be configured.

上記の構成において、第１スイッチング素子３５の電流能力は、負荷駆動装置に接続される負荷１０の最大電流を考慮した回路設計にする必要はない。   In the above configuration, the current capability of the first switching element 35 need not be a circuit design considering the maximum current of the load 10 connected to the load driving device.

ここで、「電流能力」とは、第１スイッチング素子３５等のトランジスタに流すことのできる電流の大きさである。したがって、「電流能力が高い」とは、トランジスタに流すことができる電流量が大きいことを意味している。   Here, the “current capability” is the magnitude of a current that can be passed through a transistor such as the first switching element 35. Therefore, “high current capability” means that the amount of current that can flow through the transistor is large.

そして、本実施形態のように、負荷１０としてＩＧＢＴを採用した場合はＩＧＢＴのサイズによってゲート容量が大きく変わる。したがって、サージとＳＷ損失の関係を保つためには、負荷駆動装置の定電流値をＩＧＢＴのサイズに合わせる必要がある。このように、負荷駆動装置にはＩＧＢＴのサイズの変更に耐えうる定電流の自由度が求められる。   And when IGBT is employ | adopted as the load 10 like this embodiment, gate capacity changes greatly with the size of IGBT. Therefore, in order to maintain the relationship between surge and SW loss, it is necessary to match the constant current value of the load driving device to the size of the IGBT. In this way, the load driving device is required to have a constant current degree of freedom that can withstand a change in the size of the IGBT.

しかしながら、図１に示される負荷駆動装置は、負荷駆動装置に接続される負荷１０の最大電流を考慮した回路設計になっていなくても、負荷１０の定電流値の変更に対応することができる。すなわち、図１に示されるシャント抵抗２０および駆動回路３０をベースとし、ＩＣチップである駆動回路３０に別のスイッチング素子を追加することにより対応する。   However, the load driving device shown in FIG. 1 can cope with a change in the constant current value of the load 10 even if the circuit design does not take into account the maximum current of the load 10 connected to the load driving device. . That is, this is dealt with by adding another switching element to the drive circuit 30 which is an IC chip, based on the shunt resistor 20 and the drive circuit 30 shown in FIG.

具体的に、図３を参照して説明する。図３は、負荷１０に流す定電流を図１に示される負荷１０よりも大きくした場合の負荷駆動装置に負荷１０を接続した回路図である。この図に示されるように、負荷駆動装置は図１に示される回路に対してさらに第２スイッチング素子５０（図３のＱ２）と第２抵抗６０（図３のＲ２）とを備えている。   Specifically, this will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a circuit diagram in which the load 10 is connected to the load driving device when the constant current flowing through the load 10 is larger than that of the load 10 shown in FIG. As shown in this figure, the load driving device further includes a second switching element 50 (Q2 in FIG. 3) and a second resistor 60 (R2 in FIG. 3) with respect to the circuit shown in FIG.

シャント抵抗２０の一端側は、駆動回路３０および第２スイッチング素子５０に接続される。この第２スイッチング素子５０は、駆動回路３０によってスイッチングされる素子である。本実施形態では、第２スイッチング素子５０としてＰｃｈ型のパワーＭＯＳＦＥＴが用いられている。   One end side of the shunt resistor 20 is connected to the drive circuit 30 and the second switching element 50. The second switching element 50 is an element that is switched by the drive circuit 30. In the present embodiment, a Pch type power MOSFET is used as the second switching element 50.

第２スイッチング素子５０のゲートは第４端子３１ｄに接続されている。つまり、第２スイッチング素子５０のゲートは第１スイッチング素子３５のソースに接続されている。また、第２スイッチング素子５０のソースはシャント抵抗２０の一端側に接続されている。さらに、第２スイッチング素子５０のドレインは負荷１０に接続されている。このように、第２スイッチング素子５０は第１スイッチング素子３５に対してダーリントン接続されている。また、第２スイッチング素子５０は負荷１０に接続されるため、駆動回路３０の第５端子３１ｅはグランド等の基準電位に接続される。なお、図３や図３以降の各図では基準電位の一例としてグランドを示している。もちろん、基準電位はグランドに限らず、グランド以外の電位を基準とした構成になっていても良い。   The gate of the second switching element 50 is connected to the fourth terminal 31d. That is, the gate of the second switching element 50 is connected to the source of the first switching element 35. The source of the second switching element 50 is connected to one end side of the shunt resistor 20. Further, the drain of the second switching element 50 is connected to the load 10. Thus, the second switching element 50 is Darlington connected to the first switching element 35. Since the second switching element 50 is connected to the load 10, the fifth terminal 31e of the drive circuit 30 is connected to a reference potential such as ground. In FIG. 3 and each figure after FIG. 3, ground is shown as an example of the reference potential. Of course, the reference potential is not limited to the ground, but may be configured based on a potential other than the ground.

上記の第２スイッチング素子５０は、駆動回路３０よりも電流能力が高い素子である。言い換えると、第２スイッチング素子５０は第１スイッチング素子３５よりも電流能力が高い素子である。また、第２スイッチング素子５０はＩＣチップである駆動回路３０とは異なる半導体チップに形成されている。   The second switching element 50 is an element having a higher current capability than the drive circuit 30. In other words, the second switching element 50 is an element having a higher current capability than the first switching element 35. The second switching element 50 is formed on a semiconductor chip different from the drive circuit 30 that is an IC chip.

第１スイッチング素子３５の電流能力や放熱性はＩＣチップである駆動回路３０のＩＣチップサイズによって決まるため、ＩＣチップを製造してしまうと第１スイッチング素子３５の電流能力を高くすることはできないが、第１スイッチング素子３５よりもチップサイズが大きい第２スイッチング素子５０を駆動回路３０に接続することで負荷１０に流す定電流の値を大きくすることができる。   Since the current capability and heat dissipation of the first switching element 35 are determined by the IC chip size of the drive circuit 30 that is an IC chip, if the IC chip is manufactured, the current capability of the first switching element 35 cannot be increased. By connecting the second switching element 50 having a chip size larger than that of the first switching element 35 to the drive circuit 30, the value of the constant current flowing through the load 10 can be increased.

第２抵抗６０は、一端側が第２スイッチング素子５０のゲートに接続され、他端側が第２スイッチング素子５０のソースに接続されている。   The second resistor 60 has one end connected to the gate of the second switching element 50 and the other end connected to the source of the second switching element 50.

一方、駆動回路３０の作動は、第２スイッチング素子５０が接続されていない場合と同じである。すなわち、制御信号に従ってオペアンプ３４が第１スイッチング素子３５をオンすると、第２抵抗６０に電流が流れるので、第２スイッチング素子５０のゲート−ソース間電圧が下がり、第２スイッチング素子５０がオンする。これにより、電源４０、シャント抵抗２０、第２スイッチング素子５０、負荷１０という経路が形成されるので、シャント抵抗２０に流れる電流が第２スイッチング素子５０を介して負荷１０に定電流として流れる。   On the other hand, the operation of the drive circuit 30 is the same as when the second switching element 50 is not connected. That is, when the operational amplifier 34 turns on the first switching element 35 according to the control signal, a current flows through the second resistor 60, so that the gate-source voltage of the second switching element 50 decreases and the second switching element 50 turns on. As a result, a path of the power supply 40, the shunt resistor 20, the second switching element 50, and the load 10 is formed, so that a current flowing through the shunt resistor 20 flows as a constant current through the second switching element 50 to the load 10.

このように、負荷１０に定電流Ｉｃを流す際、駆動回路３０は、第１電圧と第２電圧とが等しくなるように第２スイッチング素子５０を駆動する。すなわち、駆動回路３０は、第１電圧と第２電圧とが等しくなるように第１スイッチング素子３５を駆動することで第２スイッチング素子５０を駆動することにより、シャント抵抗２０に流れる電流の大きさをフィードバック制御することで、負荷１０に流す定電流の大きさを調整する。   As described above, when the constant current Ic is supplied to the load 10, the drive circuit 30 drives the second switching element 50 so that the first voltage and the second voltage are equal. In other words, the drive circuit 30 drives the second switching element 50 by driving the first switching element 35 so that the first voltage and the second voltage are equal, whereby the magnitude of the current flowing through the shunt resistor 20 is increased. Is controlled in feedback to adjust the magnitude of the constant current flowing through the load 10.

このようにして駆動回路３０により調整された定電流は図２に示される波形と同じ波形となり、負荷１０のゲート電圧の波形も図２に示される波形と同じになる。ここで、図１に示される負荷駆動装置における定電流と図３に示される負荷駆動装置における定電流との違いはその大きさである。   The constant current adjusted by the drive circuit 30 in this way has the same waveform as that shown in FIG. 2, and the waveform of the gate voltage of the load 10 is also the same as that shown in FIG. Here, the difference between the constant current in the load driving device shown in FIG. 1 and the constant current in the load driving device shown in FIG. 3 is the magnitude thereof.

そして、負荷１０であるＩＧＢＴのサイズによってゲート容量が大きく変わっているが、負荷駆動装置への第２スイッチング素子５０の追加によって定電流値をＩＧＢＴのサイズに合わせているのでサージとＳＷ損失の関係も保たれている。   The gate capacitance is greatly changed depending on the size of the IGBT which is the load 10, but since the constant current value is adjusted to the size of the IGBT by adding the second switching element 50 to the load driving device, the relationship between the surge and the SW loss. Is also preserved.

以上説明したように、本実施形態では、駆動回路３０に備えられた第１スイッチング素子３５では負荷１０の定電流値に対応できないような大きな定電流を流す場合、駆動回路３０に第２スイッチング素子５０を新たに接続することが特徴となっている。   As described above, in the present embodiment, when a large constant current that does not correspond to the constant current value of the load 10 is passed through the first switching element 35 provided in the drive circuit 30, the second switching element is supplied to the drive circuit 30. 50 is newly connected.

このように、第２スイッチング素子５０の追加により、第２スイッチング素子５０の電流能力によって負荷１０に大きな定電流を流すことができる。このため、想定される最大の定電流値に対応できる第１スイッチング素子３５を予め駆動回路３０に備える必要がない。したがって、負荷１０に流す様々な定電流値に対して、第２スイッチング素子５０の追加または削除により駆動回路３０を様々な負荷１０に対応させることができる。   Thus, by adding the second switching element 50, a large constant current can flow through the load 10 by the current capability of the second switching element 50. For this reason, it is not necessary to previously provide the drive circuit 30 with the first switching element 35 that can cope with the assumed maximum constant current value. Therefore, the drive circuit 30 can be made to correspond to various loads 10 by adding or deleting the second switching element 50 with respect to various constant current values flowing through the load 10.

すなわち、図１に示されるベースとなる負荷駆動装置において、第２スイッチング素子５０の追加で負荷１０の定電流値に対応できるので、ベースとなる負荷駆動装置の能力を予め最大に設計する必要が無い。言い換えれば、図３に示される負荷駆動装置から第２スイッチング素子５０および第２抵抗６０を削除すれば、小さい定電流に対応した負荷駆動装置としてそのまま使用することができる。このため、低コストの負荷駆動装置を実現することができる。   That is, in the load driving device serving as the base shown in FIG. 1, it is possible to cope with the constant current value of the load 10 by adding the second switching element 50. No. In other words, if the second switching element 50 and the second resistor 60 are deleted from the load driving device shown in FIG. 3, the load driving device corresponding to a small constant current can be used as it is. For this reason, a low-cost load driving device can be realized.

（第２実施形態）
本実施形態では、第１実施形態と異なる部分について説明する。上記第１実施形態では、負荷駆動装置に第２スイッチング素子５０を追加した場合、電源４０、シャント抵抗２０、第２抵抗６０、第１スイッチング素子３５、基準電位という経路が形成される。このため、第１スイッチング素子３５に流れる電流は基準電位に捨てられるので、負荷１０に供給される定電流値に誤差が生じるという問題がある。これは、第１スイッチング素子３５に流れる電流をＩＱ１とし、第２スイッチング素子５０に流れる電流をＩＱ２とすると、定電流ＩｃはＩｃ＝ＩＱ２＝（Ｖｒｅｆ／Ｒｏｕｔ）−ＩＱ１として表される。そこで、本実施形態では、第１スイッチング素子３５に流れる電流の誤差を解消したことが特徴となっている。 (Second Embodiment)
In the present embodiment, parts different from the first embodiment will be described. In the first embodiment, when the second switching element 50 is added to the load driving device, a path of the power source 40, the shunt resistor 20, the second resistor 60, the first switching element 35, and the reference potential is formed. For this reason, since the current flowing through the first switching element 35 is discarded to the reference potential, there is a problem that an error occurs in the constant current value supplied to the load 10. The constant current Ic is expressed as Ic = IQ2 = (Vref / Rout) −IQ1 where IQ1 is a current flowing through the first switching element 35 and IQ2 is a current flowing through the second switching element 50. Therefore, the present embodiment is characterized in that the error of the current flowing through the first switching element 35 is eliminated.

図４は、本実施形態に係る負荷駆動装置を負荷１０に接続した回路図である。この図に示されるように、第２スイッチング素子５０は、第１スイッチング素子３５に流れる電流が当該第２スイッチング素子５０に流れる電流に足し合わされるように第１スイッチング素子３５にダーリントン接続されている。   FIG. 4 is a circuit diagram in which the load driving device according to the present embodiment is connected to the load 10. As shown in this figure, the second switching element 50 is Darlington-connected to the first switching element 35 so that the current flowing through the first switching element 35 is added to the current flowing through the second switching element 50. .

具体的には、第５端子３１ｅが第２スイッチング素子５０のドレインおよび負荷１０に接続されている。第１スイッチング素子３５のドレインが第２スイッチング素子５０のドレインに接続されているので、第１スイッチング素子３５に流れる電流は第２スイッチング素子５０に流れる電流に足し合わされて定電流として負荷１０に供給される。定電流ＩｃはＩｃ＝ＩＱ１＋ＩＱ２＝Ｖｒｅｆ／Ｒｏｕｔとして表される。   Specifically, the fifth terminal 31 e is connected to the drain of the second switching element 50 and the load 10. Since the drain of the first switching element 35 is connected to the drain of the second switching element 50, the current flowing through the first switching element 35 is added to the current flowing through the second switching element 50 and supplied to the load 10 as a constant current. Is done. The constant current Ic is expressed as Ic = IQ1 + IQ2 = Vref / Rout.

これにより、シャント抵抗２０を流れる電流が第２抵抗６０側に誤差分として流れるが、第２スイッチング素子５０に流れる電流と再び合流するので、負荷１０に流れる定電流において第２抵抗６０を介して第１スイッチング素子３５に流れる電流分の誤差をキャンセルすることができる。したがって、負荷１０に流す定電流の精度を向上させることができる。   As a result, the current flowing through the shunt resistor 20 flows as an error to the second resistor 60 side, but recombines with the current flowing through the second switching element 50, so that the constant current flowing through the load 10 passes through the second resistor 60. An error corresponding to the current flowing through the first switching element 35 can be canceled. Therefore, the accuracy of the constant current flowing through the load 10 can be improved.

（第３実施形態）
本実施形態では、第１、第２実施形態と異なる部分について説明する。上記第１、第２実施形態では、ゲートプルアップ抵抗として第１スイッチング素子３５のゲートに第１抵抗３３を接続していたが、本実施形態では定電流源を用いていることが特徴となっている。 (Third embodiment)
In the present embodiment, parts different from the first and second embodiments will be described. In the first and second embodiments, the first resistor 33 is connected to the gate of the first switching element 35 as a gate pull-up resistor. However, the present embodiment is characterized in that a constant current source is used. ing.

図５は、本実施形態に係る負荷駆動装置を負荷１０に接続した回路図である。図５（ａ）に示されるように、基準電源３２の正極側とオペアンプ３４の出力端子および第１スイッチング素子３５のゲートとの間に定電流源３６が接続されている。定電流源３６に流れる電流は基準電源３２の正極側からオペアンプ３４の出力端子および第１スイッチング素子３５のゲート側に流れるように設定されている。なお、第１抵抗３３と同様に、定電流源３６はオペアンプ３４に内蔵されていても良い。   FIG. 5 is a circuit diagram in which the load driving device according to the present embodiment is connected to the load 10. As shown in FIG. 5A, a constant current source 36 is connected between the positive side of the reference power supply 32 and the output terminal of the operational amplifier 34 and the gate of the first switching element 35. The current flowing through the constant current source 36 is set so as to flow from the positive side of the reference power source 32 to the output terminal of the operational amplifier 34 and the gate side of the first switching element 35. As with the first resistor 33, the constant current source 36 may be built in the operational amplifier 34.

第１スイッチング素子３５のゲートに第１抵抗３３が接続されていた場合、第１スイッチング素子３５のゲート電圧の上昇はＣＲの時定数で決まる。このため、ゲート電圧のオーバーシュートの発生やノイズの増大の問題が生じる。しかしながら、本実施形態のように定電流源３６を用いることで、第１スイッチング素子３５のゲートに一定の電流を流すことができるので、ゲート電圧を一定の傾きで上昇させることができる。したがって、ゲート電圧のオーバーシュートの発生やノイズの増大を抑制することができる。   When the first resistor 33 is connected to the gate of the first switching element 35, the rise in the gate voltage of the first switching element 35 is determined by the time constant of CR. For this reason, problems such as an overshoot of the gate voltage and an increase in noise occur. However, by using the constant current source 36 as in the present embodiment, a constant current can flow through the gate of the first switching element 35, so that the gate voltage can be increased with a constant slope. Therefore, occurrence of overshoot of the gate voltage and increase in noise can be suppressed.

第１抵抗３３を定電流源３６とする回路形態は、図５（ｂ）に示されるように、駆動回路３０に第２スイッチング素子５０を増設した負荷駆動装置に採用することができる。もちろん、図５（ｂ）に示されるように、第２スイッチング素子５０に流れる電流に第１スイッチング素子３５に流れる電流を足し合わせる負荷駆動装置にも採用することができる。   A circuit configuration in which the first resistor 33 is the constant current source 36 can be employed in a load driving device in which a second switching element 50 is added to the driving circuit 30 as shown in FIG. Of course, as shown in FIG. 5B, the present invention can also be applied to a load driving device that adds the current flowing through the first switching element 35 to the current flowing through the second switching element 50.

（第４実施形態）
本実施形態では、第１〜第３実施形態と異なる部分について説明する。上記第１、第２実施形態では、第１スイッチング素子３５および第２スイッチング素子５０としてＰｃｈ型のパワーＭＯＳＦＥＴが用いられていたが、本実施形態ではＰＮＰ型のバイポーラトランジスタを使用することが特徴となっている。 (Fourth embodiment)
In the present embodiment, parts different from the first to third embodiments will be described. In the first and second embodiments, Pch type power MOSFETs are used as the first switching element 35 and the second switching element 50. However, in this embodiment, a PNP type bipolar transistor is used. It has become.

図６は、本実施形態に係る負荷駆動装置を負荷１０に接続した回路図である。図６（ａ）に示されるように、駆動回路３０には第１スイッチング素子３５としてＰＮＰ型のバイポーラトランジスタが採用されている。そして、第１スイッチング素子３５のベースがオペアンプ３４の出力端子に接続され、エミッタが第４端子３１ｄに接続され、コレクタが第５端子３１ｅに接続されている。   FIG. 6 is a circuit diagram in which the load driving device according to the present embodiment is connected to the load 10. As shown in FIG. 6A, the drive circuit 30 employs a PNP bipolar transistor as the first switching element 35. The base of the first switching element 35 is connected to the output terminal of the operational amplifier 34, the emitter is connected to the fourth terminal 31d, and the collector is connected to the fifth terminal 31e.

そして、駆動回路３０に第２スイッチング素子５０を増設した負荷駆動装置においては、図６（ｂ）に示されるように、第２スイッチング素子５０としてＰＮＰ型のバイポーラトランジスタを採用することができる。第２スイッチング素子５０のベースが第４端子３１ｄに接続され、エミッタがシャント抵抗２０の一端側に接続され、コレクタが負荷１０に接続されている。この場合、第１スイッチング素子３５もＰＮＰ型のバイポーラトランジスタである。   In the load driving device in which the second switching element 50 is added to the driving circuit 30, as shown in FIG. 6B, a PNP-type bipolar transistor can be adopted as the second switching element 50. The base of the second switching element 50 is connected to the fourth terminal 31 d, the emitter is connected to one end side of the shunt resistor 20, and the collector is connected to the load 10. In this case, the first switching element 35 is also a PNP-type bipolar transistor.

さらに、第２スイッチング素子５０に流れる電流に第１スイッチング素子３５に流れる電流を足し合わせる負荷駆動装置においても、図６（ｃ）に示されるように、第１スイッチング素子３５および第２スイッチング素子５０としてそれぞれＰＮＰ型のバイポーラトランジスタを採用することができる。   Further, in the load driving device that adds the current flowing through the first switching element 35 to the current flowing through the second switching element 50, as shown in FIG. 6C, the first switching element 35 and the second switching element 50 are also included. Each of them can employ a PNP type bipolar transistor.

以上のように、負荷駆動装置において第１スイッチング素子３５および第２スイッチング素子５０としてそれぞれＰＮＰ型のバイポーラトランジスタを採用することで、第１スイッチング素子３５および第２スイッチング素子５０のコストを削減することができる。   As described above, by adopting PNP-type bipolar transistors as the first switching element 35 and the second switching element 50 in the load driving device, the cost of the first switching element 35 and the second switching element 50 can be reduced. Can do.

（第５実施形態）
本実施形態では、第１〜第４実施形態と異なる部分について説明する。本実施形態では、第３実施形態で示された定電流源３６と第４実施形態で示されたＰＮＰ型のバイポーラトランジスタを採用したことが特徴となっている。 (Fifth embodiment)
In the present embodiment, parts different from the first to fourth embodiments will be described. The present embodiment is characterized in that the constant current source 36 shown in the third embodiment and the PNP bipolar transistor shown in the fourth embodiment are employed.

図７は、本実施形態に係る負荷駆動装置を負荷１０に接続した回路図である。図７（ａ）に示されるように、図６（ａ）の負荷駆動装置においてベースプルアップ抵抗を定電流源３６に置き換えることができる。同様に、図７（ｂ）および図７（ｃ）に示されるように、図６（ｂ）および図６（ｃ）の負荷駆動装置のベースプルアップ抵抗をそれぞれ定電流源３６に置き換えることができる。   FIG. 7 is a circuit diagram in which the load driving device according to the present embodiment is connected to the load 10. As shown in FIG. 7A, the base pull-up resistor can be replaced with a constant current source 36 in the load driving device of FIG. Similarly, as shown in FIGS. 7 (b) and 7 (c), the base pull-up resistor of the load driving device in FIGS. 6 (b) and 6 (c) may be replaced with a constant current source 36, respectively. it can.

（第６実施形態）
本実施形態では、第１〜第５実施形態と異なる部分について説明する。上記各実施形態では、負荷１０であるＩＧＢＴのゲートに向かって定電流を流していたが、本実施形態では逆方向に定電流を流すことが特徴となっている。 (Sixth embodiment)
In the present embodiment, parts different from the first to fifth embodiments will be described. In each of the above embodiments, a constant current is applied toward the gate of the IGBT that is the load 10, but this embodiment is characterized in that a constant current is applied in the reverse direction.

上述のように、負荷１０としてＩＧＢＴを採用した場合、負荷駆動装置が定電流をＩＧＢＴのゲートに流すという動作はＩＧＢＴをオンする動作であり、本実施形態のように逆方向に定電流を流すという動作はＩＧＢＴをオフする動作である。すなわち、本実施形態に係る負荷駆動装置は、負荷１０であるＩＧＢＴをオフする装置である。   As described above, when an IGBT is employed as the load 10, the operation in which the load driving device causes a constant current to flow to the gate of the IGBT is an operation to turn on the IGBT, and a constant current is caused to flow in the reverse direction as in the present embodiment. The operation is to turn off the IGBT. That is, the load driving device according to the present embodiment is a device that turns off the IGBT that is the load 10.

図８は、本実施形態に係る負荷駆動装置を負荷１０に接続した回路図である。図８に示される負荷駆動装置の構成は、第１実施形態で示された構成と同じであるが、極性が逆になっている。   FIG. 8 is a circuit diagram in which the load driving device according to the present embodiment is connected to the load 10. The configuration of the load driving device shown in FIG. 8 is the same as the configuration shown in the first embodiment, but the polarity is reversed.

まず、駆動回路３０は電源４０によって動作するように、電源４０が第１端子３１ａに接続されている。オペアンプ３４の非反転入力端子は基準電源３２の正極側に接続され、基準電源３２の負極側は基準電位に接続されている。また、オペアンプ３４の非反転入力端子は第３端子３１ｃを介してシャント抵抗２０の一端側に接続されている。シャント抵抗２０の他端側は基準電位に接続されている。   First, the power supply 40 is connected to the first terminal 31 a so that the drive circuit 30 is operated by the power supply 40. The non-inverting input terminal of the operational amplifier 34 is connected to the positive side of the reference power source 32, and the negative side of the reference power source 32 is connected to the reference potential. The non-inverting input terminal of the operational amplifier 34 is connected to one end side of the shunt resistor 20 through the third terminal 31c. The other end side of the shunt resistor 20 is connected to a reference potential.

第１抵抗３３の一端側は基準電位に接続され、他端側はオペアンプ３４の出力端子に接続されている。   One end of the first resistor 33 is connected to the reference potential, and the other end is connected to the output terminal of the operational amplifier 34.

本実施形態では、第１スイッチング素子３５としてＮｃｈ型のパワーＭＯＳＦＥＴが用いられている。このため、第１スイッチング素子３５のゲートはオペアンプ３４の出力端子に接続され、ソースは駆動回路３０の第４端子３１ｄを介してシャント抵抗２０の一端側に接続されている。さらに、第１スイッチング素子３５のドレインは駆動回路３０の第５端子３１ｅを介して負荷１０に接続されている。   In the present embodiment, an Nch type power MOSFET is used as the first switching element 35. Therefore, the gate of the first switching element 35 is connected to the output terminal of the operational amplifier 34, and the source is connected to one end side of the shunt resistor 20 via the fourth terminal 31 d of the drive circuit 30. Further, the drain of the first switching element 35 is connected to the load 10 via the fifth terminal 31 e of the drive circuit 30.

なお、外部から第１端子３１ａを介してオペアンプ３４に制御信号が入力される点は第１実施形態と同じである。   Note that the control signal is input to the operational amplifier 34 from the outside via the first terminal 31a as in the first embodiment.

以上のような構成において、負荷１０がフルオン状態の場合に負荷１０をオフさせるとする。このため、外部から制御信号が駆動回路３０に入力されると、オペアンプ３４が第１スイッチング素子３５をオンする。これにより、負荷１０、第１スイッチング素子３５、シャント抵抗２０、基準電位という経路が形成される。そして、負荷１０のゲートから定電流Ｉｃが流れ出る。   In the above configuration, assume that the load 10 is turned off when the load 10 is in a full-on state. For this reason, when a control signal is input to the drive circuit 30 from the outside, the operational amplifier 34 turns on the first switching element 35. As a result, a path of the load 10, the first switching element 35, the shunt resistor 20, and the reference potential is formed. A constant current Ic flows out from the gate of the load 10.

負荷１０から定電流Ｉｃが流れ出ると、このＩｃの大きさに応じた傾きで負荷１０のゲート電圧が下降する。図２で示されたＩｃの波形は正方向の電流であるとすると、負荷１０から流れ出る定電流は負方向の電流となる。そして、ゲート電圧はミラー期間で一定のミラー電圧となり、その後にゲート電圧が負荷１０の閾値電圧（Ｖｔ）に達すると負荷１０がオフする。   When the constant current Ic flows out from the load 10, the gate voltage of the load 10 decreases with a slope corresponding to the magnitude of this Ic. If the waveform of Ic shown in FIG. 2 is a current in the positive direction, the constant current flowing out of the load 10 is a current in the negative direction. The gate voltage becomes a constant mirror voltage during the mirror period, and then the load 10 is turned off when the gate voltage reaches the threshold voltage (Vt) of the load 10.

このように、負荷１０から定電流が流れ出る場合においても、駆動回路３０は、基準電源３２の基準電圧に対応する第１電圧とシャント抵抗２０の一端側に対応する第２電圧とが等しくなるようにシャント抵抗２０に流れる電流の大きさをフィードバック制御している。本実施形態では、第１電圧は基準電圧に相当し、第２電圧はシャント抵抗２０の一端側の電圧に相当する。したがって、定電流の値をＩｃとすると、Ｉｃ＝Ｖｒｅｆ／Ｒｏｕｔとして表されるので、Ｖｒｅｆ＝Ｒｏｕｔ×Ｉｃとなるようにオペアンプ３４が第１スイッチング素子３５のゲートを制御することは第１実施形態と同じである。   In this way, even when a constant current flows out from the load 10, the drive circuit 30 causes the first voltage corresponding to the reference voltage of the reference power supply 32 and the second voltage corresponding to one end side of the shunt resistor 20 to be equal. The magnitude of the current flowing through the shunt resistor 20 is feedback controlled. In the present embodiment, the first voltage corresponds to a reference voltage, and the second voltage corresponds to a voltage on one end side of the shunt resistor 20. Therefore, when the constant current value is Ic, it is expressed as Ic = Vref / Rout. Therefore, the operational amplifier 34 controls the gate of the first switching element 35 so that Vref = Rout × Ic. Is the same.

以上説明したように、ＩＧＢＴである負荷１０をオフさせるように負荷駆動装置を構成することもできる。負荷１０がＩＧＢＴの場合、図１で示された負荷駆動装置と図８で示された負荷駆動装置をそれぞれ負荷１０に接続して負荷１０をオン／オフ制御することとなる。もちろん、負荷１０の種類によっては、本実施形態で示された図８の負荷駆動装置を単独で使用しても良い。   As described above, the load driving device can be configured to turn off the load 10 that is an IGBT. When the load 10 is an IGBT, the load driving device shown in FIG. 1 and the load driving device shown in FIG. 8 are connected to the load 10 to control the load 10 on / off. Of course, depending on the type of the load 10, the load driving device of FIG. 8 shown in the present embodiment may be used alone.

また、図８で示される負荷駆動装置において負荷１０の定電流値に対応するために、第１実施形態と同様にＩＣチップである駆動回路３０に第２スイッチング素子５０が形成されたチップを接続することもできる。この回路図を図９に示す。   Further, in the load driving device shown in FIG. 8, in order to correspond to the constant current value of the load 10, a chip in which the second switching element 50 is formed is connected to the driving circuit 30 which is an IC chip, as in the first embodiment. You can also This circuit diagram is shown in FIG.

図９に示されるように、負荷駆動装置は図８に示される回路に対してさらに第２スイッチング素子５０と第２抵抗６０とを備えている。そして、シャント抵抗２０の一端側は、駆動回路３０（第３端子３１ｃ）および第２スイッチング素子５０に接続される。本実施形態では、第２スイッチング素子５０としてＮｃｈ型のパワーＭＯＳＦＥＴが用いられている。   As shown in FIG. 9, the load driving device further includes a second switching element 50 and a second resistor 60 with respect to the circuit shown in FIG. 8. One end side of the shunt resistor 20 is connected to the drive circuit 30 (third terminal 31 c) and the second switching element 50. In the present embodiment, an Nch type power MOSFET is used as the second switching element 50.

第２スイッチング素子５０のゲートは第４端子３１ｄに接続され、この第４端子３１ｄを介して第１スイッチング素子３５のソースに電気的に接続されている。また、第２スイッチング素子５０のソースはシャント抵抗２０の一端側に接続されている。さらに、第２スイッチング素子５０のドレインは負荷１０に接続されている。すなわち、第２スイッチング素子５０は第１スイッチング素子３５に対してダーリントン接続されている。   The gate of the second switching element 50 is connected to the fourth terminal 31d, and is electrically connected to the source of the first switching element 35 via the fourth terminal 31d. The source of the second switching element 50 is connected to one end side of the shunt resistor 20. Further, the drain of the second switching element 50 is connected to the load 10. That is, the second switching element 50 is Darlington connected to the first switching element 35.

第２抵抗６０は、一端側が第２スイッチング素子５０のゲートに接続され、他端側が第２スイッチング素子５０のソースに接続されている。   The second resistor 60 has one end connected to the gate of the second switching element 50 and the other end connected to the source of the second switching element 50.

これにより、負荷駆動装置の電流能力は第２スイッチング素子５０によって向上する。そして、図９に示される駆動回路３０の作動は、第２スイッチング素子５０が接続されていない図８の場合と同じである。   Thereby, the current capability of the load driving device is improved by the second switching element 50. The operation of the drive circuit 30 shown in FIG. 9 is the same as that in FIG. 8 where the second switching element 50 is not connected.

具体的には、制御信号に従ってオペアンプ３４が第１スイッチング素子３５をオンすると、電源４０から第１スイッチング素子３５を介して第２スイッチング素子５０のゲートに電流が流れるので、第２スイッチング素子５０のゲート電圧が上がり、第２スイッチング素子５０がオンする。これにより、負荷１０、第２スイッチング素子５０、シャント抵抗２０、基準電位という経路が形成されるので、シャント抵抗２０に流れる電流がフィードバック制御されて負荷１０のゲートから定電流が流れ出る。   Specifically, when the operational amplifier 34 turns on the first switching element 35 in accordance with the control signal, a current flows from the power supply 40 to the gate of the second switching element 50 via the first switching element 35, so that the second switching element 50 The gate voltage increases and the second switching element 50 is turned on. As a result, a path of the load 10, the second switching element 50, the shunt resistor 20, and the reference potential is formed, so that the current flowing through the shunt resistor 20 is feedback-controlled and a constant current flows out from the gate of the load 10.

すなわち、駆動回路３０は、第１電圧と第２電圧とが等しくなるように第１スイッチング素子３５を駆動することで第２スイッチング素子５０を駆動することにより、シャント抵抗２０に流れる電流の大きさをフィードバック制御することで、負荷１０に流す定電流の大きさを調整する。   In other words, the drive circuit 30 drives the second switching element 50 by driving the first switching element 35 so that the first voltage and the second voltage are equal, whereby the magnitude of the current flowing through the shunt resistor 20 is increased. Is controlled in feedback to adjust the magnitude of the constant current flowing through the load 10.

以上のように、第２スイッチング素子５０の追加により、第２スイッチング素子５０の電流能力によって負荷１０に大きな定電流を流すことができる。   As described above, the addition of the second switching element 50 allows a large constant current to flow through the load 10 due to the current capability of the second switching element 50.

（第７実施形態）
本実施形態では、第６実施形態と異なる部分について説明する。本実施形態では、第２実施形態と同様に、第１スイッチング素子３５に流れる電流の誤差を解消したことが特徴となっている。 (Seventh embodiment)
In the present embodiment, parts different from the sixth embodiment will be described. As in the second embodiment, this embodiment is characterized in that the error of the current flowing through the first switching element 35 is eliminated.

図１０は、本実施形態に係る負荷駆動装置を負荷１０に接続した回路図である。この図に示されるように、第５端子３１ｅが第２スイッチング素子５０のドレインおよび負荷１０に接続されている。これにより、シャント抵抗２０を流れる電流には負荷１０から第１スイッチング素子３５を介して流れた電流と第２スイッチング素子５０を介して流れた電流とが合流するので、負荷１０に流れる定電流において第１スイッチング素子３５に流れる電流分の誤差をキャンセルすることができる。したがって、負荷１０に流す定電流の精度を向上させることができる。   FIG. 10 is a circuit diagram in which the load driving device according to the present embodiment is connected to the load 10. As shown in this figure, the fifth terminal 31 e is connected to the drain of the second switching element 50 and the load 10. As a result, the current flowing through the shunt resistor 20 is combined with the current flowing from the load 10 via the first switching element 35 and the current flowing via the second switching element 50. An error corresponding to the current flowing through the first switching element 35 can be canceled. Therefore, the accuracy of the constant current flowing through the load 10 can be improved.

（他の実施形態）
上記各実施形態で示された負荷駆動装置の構成は一例であり、上記で示した構成に限定されることなく、本発明の特徴を含んだ他の構成とすることもできる。例えば、第６および第７実施形態で示された負荷駆動装置において、各スイッチング素子３５、５０や第１抵抗３３等を第３〜第５実施形態で示された各素子に置き換えても良い。なお、図８〜図１０に示される構成において第１抵抗３３を定電流源３６に置き換える場合は基準電位に電流が流れるように定電流源３６をオペアンプ３４および第１スイッチング素子３５に接続する。 (Other embodiments)
The configuration of the load driving device shown in each of the above embodiments is an example, and the configuration is not limited to the configuration shown above, and other configurations including the features of the present invention may be adopted. For example, in the load driving devices shown in the sixth and seventh embodiments, the switching elements 35 and 50, the first resistor 33, and the like may be replaced with the elements shown in the third to fifth embodiments. 8 to 10, when the first resistor 33 is replaced with the constant current source 36, the constant current source 36 is connected to the operational amplifier 34 and the first switching element 35 so that the current flows to the reference potential.

特に、第２スイッチング素子５０を追加した場合では上記各実施形態で採用された各素子の様々な組み合わせを採用することができる。   In particular, when the second switching element 50 is added, various combinations of the elements employed in the above embodiments can be employed.

例えば、第１スイッチング素子３５をパワーＭＯＳＦＥＴとし、第２スイッチング素子５０をバイポーラトランジスタとしても良い。この場合、第１抵抗３３を定電流源３６に置き換えても良い。もちろん、図４や図１０等に示されるように第１スイッチング素子３５に流れる電流と第２スイッチング素子５０に流れる電流が合流するように各スイッチング素子３５、５０を接続しても良い。   For example, the first switching element 35 may be a power MOSFET and the second switching element 50 may be a bipolar transistor. In this case, the first resistor 33 may be replaced with a constant current source 36. Of course, the switching elements 35 and 50 may be connected such that the current flowing through the first switching element 35 and the current flowing through the second switching element 50 merge as shown in FIGS.

一方、第１スイッチング素子３５をバイポーラトランジスタとし、第２スイッチング素子５０をパワーＭＯＳＦＥＴとしても良い。この場合についても、第１抵抗３３を定電流源３６に置き換えても良い。もちろん、第１スイッチング素子３５に流れる電流と第２スイッチング素子５０に流れる電流が合流するように各スイッチング素子３５、５０を接続しても良い。   On the other hand, the first switching element 35 may be a bipolar transistor, and the second switching element 50 may be a power MOSFET. Also in this case, the first resistor 33 may be replaced with the constant current source 36. Of course, the switching elements 35 and 50 may be connected so that the current flowing through the first switching element 35 and the current flowing through the second switching element 50 merge.

第１スイッチング素子３５や第２スイッチング素子５０としてＭＯＳＦＥＴを採用した場合には高速駆動が可能であり、バイポーラトランジスタを採用した場合は低コストを実現できる。   When MOSFETs are employed as the first switching element 35 and the second switching element 50, high-speed driving is possible, and when bipolar transistors are employed, low cost can be realized.

そして、図１〜図７に示されるオン駆動用の負荷駆動装置と図８〜図１０に示されるオフ駆動用の負荷駆動装置との組み合わせでＩＧＢＴ等の負荷１０を駆動しても良いが、いずれか一方と他のスイッチング素子とでＩＧＢＴを駆動させても良い。例えば、オン駆動用の負荷駆動装置とオフ駆動用のＭＯＳＦＥＴとで負荷１０であるＩＧＢＴをオン／オフ駆動することができる。逆に、オン駆動用のＭＯＳＦＥＴとオフ駆動用の負荷駆動装置とで負荷１０であるＩＧＢＴをオン／オフ駆動しても良い。このように、負荷駆動装置の用途は負荷１０の種類によって適宜決定すれば良い。   The load 10 such as an IGBT may be driven by a combination of the on-load load driving device shown in FIGS. 1 to 7 and the off-drive load driving device shown in FIGS. The IGBT may be driven by any one of the switching elements. For example, the IGBT which is the load 10 can be driven on / off by a load driving device for on driving and a MOSFET for off driving. Conversely, the IGBT as the load 10 may be driven on / off with the MOSFET for driving on and the load driving device for driving off. As described above, the use of the load driving device may be appropriately determined depending on the type of the load 10.

１０ 負荷
２０ シャント抵抗
３０ 駆動回路
３２ 基準電源
３４ オペアンプ
３５ 第１スイッチング素子
５０ 第２スイッチング素子 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Load 20 Shunt resistor 30 Drive circuit 32 Reference power supply 34 Operational amplifier 35 1st switching element 50 2nd switching element

Claims (3)

負荷としてのスイッチング素子（１０）のゲートに定電流を流すことによって前記スイッチング素子（１０）のゲートを駆動する負荷駆動装置であって、
前記スイッチング素子（１０）のゲートに流れる定電流に対応する電流が流れるシャント抵抗（２０）と、
前記シャント抵抗（２０）の一端側が接続されると共に、前記シャント抵抗（２０）に流れる電流に対応する定電流を前記スイッチング素子（１０）のゲートに流すことで前記スイッチング素子（１０）のゲートを駆動する駆動回路（３０）と、を備え、
前記駆動回路（３０）は、基準電圧を発生させる基準電源（３２）を有し、前記基準電源（３２）の基準電圧に対応する第１電圧と前記シャント抵抗（２０）の一端側に対応する第２電圧とが等しくなるように前記シャント抵抗（２０）に流れる電流の大きさをフィードバック制御することで、前記スイッチング素子（１０）のゲートに流す定電流の大きさを調整するようになっており、
さらに、前記駆動回路（３０）は、前記第１電圧と前記第２電圧とが印加されるオペアンプ（３４）と、前記オペアンプ（３４）の出力によってスイッチングされる第１スイッチング素子（３５）と、電源（４０）が接続される第１端子（３０ａ）と、前記オペアンプ（３４）を制御するための制御信号が入力される第２端子（３１ｂ）と、前記シャント抵抗（２０）の一端側に接続され前記オペアンプ（３４）に印加するための前記第２電圧が入力される第３端子（３１ｃ）と、前記第１スイッチング素子（３５）の一方の端子に接続された第４端子（３１ｄ）と、前記第１スイッチング素子（３５）の他方の端子に接続された第５端子（３１ｅ）と、を備え、
前記オペアンプ（３４）は、前記第１電圧と前記第２電圧とが等しくなるように、前記第１スイッチング素子（３５）を駆動することにより、前記シャント抵抗（２０）に流れる電流の大きさを一定に制御することを特徴とする負荷駆動装置。 A load driving device for driving the gate of the switching element (10) by passing a constant current through the gate of the switching element (10) as a load,
A shunt resistor (20) through which a current corresponding to a constant current flowing through the gate of the switching element (10) flows;
One end side of the shunt resistor (20) is connected, and a constant current corresponding to a current flowing through the shunt resistor (20) is caused to flow through the gate of the switching element (10), thereby causing the gate of the switching element (10) to flow. A drive circuit (30) for driving,
The drive circuit (30) has a reference power supply (32) for generating a reference voltage, and corresponds to a first voltage corresponding to the reference voltage of the reference power supply (32) and one end side of the shunt resistor (20). by feedback controlling the amount of current flowing through the shunt resistor so that the second voltage equals (20), so as to adjust the magnitude of the constant current to be supplied to the gate of the switching element (10) And
Further, the drive circuit (30) includes an operational amplifier (34) to which the first voltage and the second voltage are applied, a first switching element (35) switched by an output of the operational amplifier (34), A first terminal (30a) to which a power supply (40) is connected, a second terminal (31b) to which a control signal for controlling the operational amplifier (34) is input, and one end of the shunt resistor (20) A third terminal (31c) to which the second voltage to be applied and applied to the operational amplifier (34) is input, and a fourth terminal (31d) connected to one terminal of the first switching element (35). And a fifth terminal (31e) connected to the other terminal of the first switching element (35),
The operational amplifier (34) drives the first switching element (35) so that the first voltage and the second voltage are equal, thereby reducing the magnitude of the current flowing through the shunt resistor (20). A load driving device that is controlled to be constant . 前記スイッチング素子（１０）のゲートに接続される第２スイッチング素子（５０）を備えており、
前記シャント抵抗（２０）は、前記駆動回路（３０）および前記第２スイッチング素子（５０）に接続され、前記シャント抵抗（２０）に流れる電流が前記第２スイッチング素子（５０）を介して前記スイッチング素子（１０）のゲートに定電流として流れるようになっており、
前記駆動回路（３０）は、前記第１電圧と前記第２電圧とが等しくなるように前記第２スイッチング素子（５０）を駆動することにより、前記シャント抵抗（２０）に流れる電流の大きさをフィードバック制御することで、前記スイッチング素子（１０）のゲートに流す定電流の大きさを調整することを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。 A second switching element (50) connected to the gate of the switching element (10);
The shunt resistor (20) is connected to the drive circuit (30) and the second switching element (50), and a current flowing through the shunt resistor (20) is switched via the second switching element (50). It flows as a constant current to the gate of the element (10),
The drive circuit (30) drives the second switching element (50) so that the first voltage and the second voltage are equal, thereby reducing the magnitude of the current flowing through the shunt resistor (20). by feedback control, the load driving device according to claim 1, characterized in that for adjusting the magnitude of the constant current to be supplied to the gate of the switching element (10). 前記スイッチング素子（１０）のゲートに接続されると共に、前記第１スイッチング素子（３５）よりも電流能力が高い第２スイッチング素子（５０）を備え、
前記シャント抵抗（２０）の一端側は、前記駆動回路（３０）および前記第２スイッチング素子（５０）に接続され、前記シャント抵抗（２０）に流れる電流が前記第２スイッチング素子（５０）を介して前記スイッチング素子（１０）のゲートに定電流として流れるようになっており、
前記第２スイッチング素子（５０）は、前記第１スイッチング素子（３５）によって駆動され、前記第１スイッチング素子（３５）に流れる電流が当該第２スイッチング素子（５０）に流れる電流に足し合わされるように前記第１スイッチング素子（３５）にダーリントン接続されており、
前記駆動回路（３０）は、前記第１電圧と前記第２電圧とが等しくなるように前記第１スイッチング素子（３５）を駆動することで前記第２スイッチング素子（５０）を駆動することにより、前記シャント抵抗（２０）に流れる電流の大きさをフィードバック制御し、前記スイッチング素子（１０）のゲートに流す定電流の大きさを調整することを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。 A second switching element (50) connected to the gate of the switching element (10) and having a higher current capability than the first switching element (35);
One end side of the shunt resistor (20) is connected to the drive circuit (30) and the second switching element (50), and a current flowing through the shunt resistor (20) passes through the second switching element (50). So that it flows as a constant current to the gate of the switching element (10),
The second switching element (50) is driven by the first switching element (35) so that the current flowing through the first switching element (35) is added to the current flowing through the second switching element (50). Connected to the first switching element (35) by Darlington,
The drive circuit (30) drives the second switching element (50) by driving the first switching element (35) so that the first voltage and the second voltage are equal, wherein the magnitude of feedback control of the current flowing to the shunt resistor (20), the load driving device according to claim 1, characterized in that for adjusting the magnitude of the constant current to be supplied to the gate of the switching element (10).
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