JP5214694B2 - Ｌｅｄ駆動回路、ｌｅｄ照明灯具、ｌｅｄ照明機器並びにｌｅｄ照明システム - Google Patents

Description

本発明は、ＬＥＤ（Light Emitting Diode）を交流電源を整流した電圧により直接駆動するＬＥＤ駆動回路、そのＬＥＤ駆動回路を用いたＬＥＤ照明灯具、ＬＥＤ照明機器並びにＬＥＤ照明システムに関する。

ＬＥＤは低消費電流で長寿命などの特徴を有し、表示装置だけでなく照明器具等にもその用途が広がりつつある。なお、ＬＥＤ照明器具では、所望の照度を得るために、複数個のＬＥＤを使用する場合が多い。

一般的な照明器具は商用ＡＣ１００Ｖ電源を使用することが多く、白熱電球などの一般的な照明灯具に代えてＬＥＤ照明灯具を使用する場合などを考慮すると、ＬＥＤ照明灯具も一般的な照明灯具と同様に商用ＡＣ１００Ｖ電源を使用する構成であることが望ましい。

また、白熱電球を調光制御しようとした場合、スイッチング素子（一般的にはサイリスタ素子やトライアック素子）を交流電源電圧のある位相角でオンすることにより白熱電球への電源供給をボリューム素子一つで簡単に調光制御できる位相制御式調光器（一般に白熱ライコンと呼ばれている）が用いられている（例えば、特許文献１参照）。

ＡＣ電源使用のＬＥＤ照明灯具を調光制御しようとした場合、既存の白熱灯用の位相制御式調光器をそのまま接続できることが望ましい。調光用の設備は既存のままで、灯具のみを白熱灯からＬＥＤ照明灯具に変更することにより、白熱灯を使用していた場合に比べて大幅な低消費電力化が可能になる（例えば、特許文献２参照）。また、調光用の設備をＬＥＤ照明灯具専用のものに変更することなく互換性を確保でき、設備コストの低減につながる。また、ＬＥＤ照明器具には主照明から電球、ダウンライト、棚下灯、間接照明など様々な形態が多く存在し、各々の形態に合った電源形態がとられている。

例えば電源形態として、ＡＣ電源を平滑しＤＣ電圧でＬＥＤを駆動するＡＣ／ＤＣ方式とＡＣ電源を整流した電圧により直接駆動するＡＣダイレクト駆動方式などが存在する。電源形態の方式には各々特徴があり、ＡＣ／ＤＣ方式は昇圧、降圧の２種類が存在する。いずれも高効率でＬＥＤを駆動する事ができるが、交流電圧を平滑化手段により平滑しＬＥＤをＤＣ駆動することから回路が複雑でトランスやコイル、コンデンサについては大きな時定数を選択する必要があり比較的体積が大きい部品が必要となる。

一方ＡＣダイレクト駆動方式はＡＣ／ＤＣ方式と比較して効率面でやや劣るものの、整流された入力電圧がＬＥＤの光始めの順方向電圧より小さい電圧の時には消灯する。消灯の周期は一般電源の周波数である５０から６０Ｈｚの整流された周期の１００から１２０Ｈｚで繰り返される。カメラなどでは同期した場合明るさが大きく変動して見えるが、人間の目には点滅周期が短すぎてほとんど見えない。一方、整流した電圧で直接ＬＥＤを駆動することから比較的簡易で部品点数が少なくコイルやコンデンサといった高背部品の必要が無く薄型の電源モジュールに適している。例えば、棚下灯などの照明器具では限られたスペースの電源モジュールが必要となり、ＡＣダイレクト駆動方式が最適である。

特開２００５−２６１４２号公報 特開２００６−３１９１７２号公報

ここで、従来の白熱電球照明システムの構成を図１４に示す。図１４に示す白熱電球照明システムは、位相制御式調光器２と、ダイオードブリッジＤＢ１と、白熱電球４１とを備えている。位相制御式調光器２の構成例を図２０に示すが、半固定抵抗Ｒｖａｒ１の抵抗値を可変させることにより、抵抗値に依存した電源位相角でトライアックＴｒｉ１をオンさせる。通常、半固定抵抗Ｒｖａｒ１は回転つまみやスライド式になっており、つまみの回転角を変えたり、スライド位置を変えることにより、照明灯具の調光制御ができるようになっている。さらに、位相制御式調光器２では、コンデンサＣ１とインダクタＬ１による雑音抑制回路が構成され、位相制御式調光器２から交流電源ラインに帰還する雑音を低減している。

白熱電球４１を位相制御式調光器２により調光駆動させたときの各部電圧、電流波形の一例を図１６に示す。図１６では、位相制御式調光器２の出力電圧Ｖ１の波形、白熱電球４１の両端電圧Ｖ４１の波形、白熱電球４１に流れる電流Ｉ４１の波形が図示されている。位相制御式調光器２が有するトライアックＴｒｉ１がオフからオンに切り替わると、白熱電球４１の両端電圧Ｖ４１が急峻に上昇し、白熱電球４１に流れる電流Ｉ４１も急峻に上昇して白熱電球４１が点灯する。その後、トライアックＴｒｉ１がオンしている間は白熱電球４１に電流が流れ続けるため、位相制御式調光器２の出力電圧Ｖ１が０Ｖ付近になるまで白熱電球４１の点灯が維持される。

しかしながら、図１４に示すように白熱電球４１を位相制御式調光器２で調光する場合においても、白熱電球４１をワット数の小さな白熱電球にすると、チラツキや点滅が生じ正常に調光できないことが知られている。位相制御式調光器２が有するトライアックＴｒｉ１のスレッシュ電圧で調光器の出力電圧が立ち上がる。この立ち上がりタイミングは交流電源１のゆれに対して相当に変動するため、調光位相角が変動する。この変動量の比率が低光量時には大きくなりちらつく要因となる。

交流電源使用のＬＥＤ照明灯具を調光制御しようとした場合、白熱電球と同様に位相制御式調光器が用いられることが望まれる。ここで、交流電源使用のＬＥＤ照明灯具を調光制御することができるＬＥＤ照明システムの従来例を図１５に示す。図１５に示すＬＥＤ照明システムは、位相制御式調光器２と、ダイオードブリッジＤＢ１と、ＬＥＤモジュール３と、電流制限回路４と、ドライブ部５とを備えている。このシステムで、明るい調光レベルに設定された場合のダイオードブリッジＤＢ１の正極側出力端に発生する電圧Ｖ２およびＬＥＤモジュール３の電流ＩＬＥＤの各波形を図１７Ａに示し、暗い調光レベルに設定された場合を図１７Ｂに示す。

明るい調光レベルに設定された場合、小さい位相角（例えば４０°）で位相制御式調光器２が有するトライアックＴｒｉ１がオフからオンに切り替わり、ダイオードブリッジＤＢ１の正極側出力端に発生する電圧Ｖ２が急峻に立ち上がり（図１７Ａ参照）、ドライブ部５がこれを検出しＬＥＤモジュール３に電流を流すことを開始し、ＬＥＤモジュール３が点灯する。その後、電流制限回路４によりＬＥＤモジュール３に流れる電流が定電流制御され、ＬＥＤモジュール３の両端電圧がＬＥＤモジュール３の光り始めの順方向電圧を上回っている間ＬＥＤモジュール３の点灯が維持される。また、暗い調光レベルに設定された場合、大きい位相角（例えば１３０°）でトライアックＴｒｉ１がオフからオンに切り替わり、ダイオードブリッジＤＢ１の正極側出力端に発生する電圧Ｖ２が急峻に立ち上がり（図１７Ｂ参照）、ＬＥＤモジュール３が点灯する。

白熱電球４１およびＬＥＤモジュール３のＶＦ−ＩＦカーブ（順方向電圧と順方向電流の関係）を図１８に示す。白熱電球４１とＬＥＤモジュール３を定電流（Ｉ４ａ,Ｉａ）で駆動して比較した場合、印加される順方向電圧が高い（Ｖｆ＞Ｖ４ａ,Ｖａ）となる期間では白熱電球４１およびＬＥＤモジュール３に流れる電流は所定の電流(Ｉ４ａ,Ｉａ)が流れる一方、印加される順方向電圧が低い(Ｖｆ＜Ｖ４ａ,Ｖａ)となる期間では図１８に示した関係より定電流（Ｉ４ａ,Ｉａ）を流せなくなり白熱電球４１、ＬＥＤモジュール３に流れる電流は低下する。例えば、或る順方向電圧(Ｖ４ｂ,Ｖｂ)になると電流は(Ｉ４ｂ,Ｉｂ)になる。ここで、ＬＥＤモジュール３に印加される順方向電圧およびＬＥＤモジュール３の電流の時間変化を図１９に示す。暗い調光レベルに設定され位相角が大きい場合、例えば、図１９のタイミングｔ１で順方向電圧が立ち上がり、その際のＬＥＤモジュール３の電流はＩ１となる。そして、タイミングｔ１から位相角の変動Δｔ
ｊが生じタイミングｔ２で順方向電圧が立ち上がると、ＬＥＤモジュール３の電流はＩ２となる。図１８で示すＬＥＤモジュール３のＶＦ−ＩＦカーブにより順方向電圧がＶａ以下でＬＥＤモジュール３の電流は急激に減少するので、位相角の変動Δｔｊに対するＬＥ
Ｄモジュール３の電流の変動ΔＩｊは大きいものとなる。

交流電源１の周波数は５０から６０Ｈｚであり、ダイオードブリッジＤＢ１で整流した電圧で発光素子を直接駆動する場合、１００〜１２０Ｈｚで点滅を繰り返しているが人間の目はその速さについていけずあたかも光り続けているように見える。一定の明るさを保つためには、ＬＥＤモジュール３の電流を毎周期ごとに一定値にすることが求められる。しかしながら、一般的に交流電源１には様々な機器が接続されているため、交流電源１の出力電圧は様々な周期で揺らいでおり、これにより位相制御式調光器２が有するトライアックＴｒｉ１のスイッチタイミングが変動し、位相角が微小に変動してしまう。これにより、暗い調光レベルに設定された場合、ＬＥＤモジュール３の電流が大きく変動してしまい、低周波（例えば１０数Ｈｚ以下）で交流電源が揺らぐ場合、この変動が人間の目で追従することができるためちらついて見える。

また、上記変動量はＬＥＤモジュール３の発光期間が長いときは相対的に小さく、ＬＥＤモジュール３の発光期間が短いときは相対的に大きくなる。例えば、トライアックＴｒｉ１のスイッチタイミングが４０μｓ変動したとき、位相角が３０°ではほぼ１％の変動量となり、目に見えるような光（輝度）の変化にはならないのに対して、位相角が１３０°以上では、目に見える光（輝度）の変化が発生してしまう。

上記問題点を鑑み、本発明は、交流電源の揺れを起因とするＬＥＤ負荷の低輝度調光時のちらつきを低減することができるＬＥＤ駆動回路、ＬＥＤ照明灯具、ＬＥＤ照明機器並びにＬＥＤ照明システムを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明のＬＥＤ駆動回路は、位相制御式調光器に接続可能であって前記位相制御式調光器から位相制御された交流電圧を入力され、入力された交流電圧を整流した電圧によりＬＥＤ負荷を駆動するＬＥＤ駆動回路において、
現周期の位相角を検出する第１位相角検出部と、
現周期より少なくとも１周期前の位相角を検出する第２位相角検出部と、
前記第１位相角検出部が検出した位相角と前記第２位相角検出部が検出した位相角とを平均化した位相角に所定の遅延時間を加算した検出信号を生成するバイアス部と、
前記バイアス部が生成した検出信号に基づくタイミングで前記ＬＥＤ負荷に電流供給を開始させるドライブ部と、を備えた構成とする。

このような構成によれば、交流電源の揺れにより周期ごとに位相制御式調光器の出力電圧の位相角が微小変動しても、平均化した位相角に所定の遅延時間を加算した検出信号を生成し、その検出信号に基づくタイミングでＬＥＤ負荷に電流供給を開始させるので、低輝度調光時にＬＥＤ負荷のちらつきを低減することができる。

また、位相角制御式調光器内部のスイッチング素子のスレッシュ電圧は正極と負極で異なる場合があり、例えば１周期ごとに平均化を行うことで正極と負極の位相角を平均化することができる。また、例えば２周期ごとに平均化を行うことで正極、負極各々の位相角を平均化することが可能となる。

また、上記構成において、コンデンサと、前記第２位相角検出部が検出した現周期より１周期前の位相角の期間所定の電圧に充電された前記コンデンサを第１定電流で放電し、前記第１位相角検出部が検出した現周期の位相角の期間前記コンデンサに前記第１定電流で充電後、さらに第２定電流で前記コンデンサを充電する充放電回路と、前記第２定電流で前記コンデンサが充電され前記コンデンサの電圧が所定電圧に達したことを検出する検出回路と、を有した遅延回路を前記バイアス部は備える構成としてもよい。

また、上記構成において、コンデンサと、前記第２位相角検出部が検出した現周期より２周期前の位相角の期間所定の電圧に充電された前記コンデンサを第１定電流で放電し、前記第１位相角検出部が検出した現周期の位相角の期間前記コンデンサに前記第１定電流で充電後、さらに第２定電流で前記コンデンサを充電する充放電回路と、前記第２定電流で前記コンデンサが充電され前記コンデンサの電圧が所定の電圧に達したことを検出する検出回路と、を有した遅延回路を前記バイアス部は備える構成としてもよい。

また、上記いずれかの構成において、前記第１定電流および前記第２定電流の絶対値あるいは比率を外部から調整可能である構成としてもよい。

このような構成によれば、交流電源の揺れ程度に合わせて遅延時間と平均化の割合を外部から調整することが可能となる。

また、上記いずれかの構成において、前記ドライブ部は、前記バイアス部が生成した検出信号が所定の電圧以下では前記ＬＥＤ負荷の電流供給を停止し、前記バイアス部が生成した検出信号が前記所定の電圧を超えると所定の時定数で前記ＬＥＤ負荷に電流供給を開始する構成としてもよい。

このような構成によれば、バイアス部が生成した検出信号が所定の電圧を超えるとＬＥＤ負荷に緩やかに電流供給を開始するので、位相角の変動による電流の変動を低減できＬＥＤ負荷のちらつきをより低減することができる。

また、上記いずれかの構成において、前記ＬＥＤ負荷の電源供給ラインに前記位相制御式調光器内部のスイッチング素子がオンした際に生じるスイッチングノイズを低減するフィルタを設けた構成としてもよい。

このような構成によれば、位相制御式調光器内部のスイッチング素子がオンした際に生じるスイッチングノイズによるＬＥＤ負荷のちらつきを低減することができる。

また、本発明のＬＥＤ照明灯具は、上記いずれかの構成のＬＥＤ駆動回路と、前記ＬＥＤ駆動回路の出力側に接続されたＬＥＤ負荷と、を備えた構成とする。

また、本発明のＬＥＤ照明機器は、上記いずれかの構成のＬＥＤ駆動回路、または上記構成のＬＥＤ照明灯具を備えた構成とする。

また、本発明のＬＥＤ照明システムは、上記構成のＬＥＤ照明灯具、または上記構成のＬＥＤ照明機器と、当該ＬＥＤ照明灯具またはＬＥＤ照明機器の入力側に接続された位相制御式調光器と、を備えた構成とする。

本発明によると、交流電源の揺れを起因とするＬＥＤ負荷の低輝度調光時のちらつきを低減することができる。

本発明に係るＬＥＤ照明システムの構成例を示す図である。 本発明に係るＬＥＤ駆動回路の各部出力波形を示す図である。 本発明に係るＬＥＤ駆動回路のバイアス部の具体的構成例を示す図である。 遅延回路の具体的構成例を示す図である。 図３で示すバイアス部が有する各遅延回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。 図３で示すバイアス部の変形例を示す図である。 図６で示すバイアス部が有する各遅延回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。 ドライブ部および電流制限回路の具体的構成例を示す図である。 ＬＥＤモジュールに印加される順方向電圧とＬＥＤモジュールに流れる電流の関係を示す図である。 電源ラインにフィルタを挿入した例を示す図である。 入力電源にリンギングが発生した例を示す図である。 本発明に係るＬＥＤ照明灯具、ＬＥＤ照明機器並びにＬＥＤ照明システムの概略構造例を示す図である。 本発明に係るＬＥＤ照明灯具の変形例を示す図である。 白熱電球照明システムの従来例を示す図である。 ＬＥＤ照明システムの従来例を示す図である。 図１４で示す白熱電球照明システムの各部波形を示す図である。 明るい調光時の図１５で示すＬＥＤ照明システムの各部波形を示す図である。 暗い調光時の図１５で示すＬＥＤ照明システムの各部波形を示す図である。 白熱電球およびＬＥＤモジュールのＶＦ−ＩＦカーブを示す図である。 ＬＥＤモジュールに印加される順方向電圧とＬＥＤモジュールに流れる電流の関係を示す図である。 位相制御式調光器の構成例を示す図である。

以下に本発明の実施形態を図面を参照して説明する。本発明に係るＬＥＤ照明システムの構成例を図１に示す。図１に示すＬＥＤ照明システムにおいては、ＬＥＤ駆動回路がダイオードブリッジＤＢ１と、電流制限回路４と、ドライブ部５と、第１位相角検出部６と、第２位相角検出部７と、バイアス部８とを備えており、バイアス部８は遅延部９を有している。調光器２により位相制御された交流電圧はダイオードブリッジＤＢ１により全波整流され、図２に示すような脈動波形の電圧がダイオードブリッジＤＢ１から出力される。この脈動波形の電圧は第１位相角検出部６および第２位相角検出部７に出力されると共にＬＥＤモジュール３にも出力される。

第１位相角検出部６は、ダイオードブリッジＤＢ１の出力電圧の現周期でのゼロクロスポイントから立ち上がりエッジまでの時間、即ち現周期での位相角を検出する（図２のＴ１）。第２位相角検出部７は、ダイオードブリッジＤＢ１の出力電圧の前周期でのゼロクロスポイントから立ち上がりエッジまでの時間、即ち前周期での位相角を検出する（図２のＴ２）。バイアス部８は、第１位相角検出部６により検出された現周期での位相角と第２位相角検出部７により検出された前周期での位相角とを平均化した位相角に所定の遅延時間（図２のＴｄｅｌａｙ）を加算した平均位相角検出信号を生成してドライブ部５に出力する（図２のバイアス部出力）。そして、ドライブ部５は、平均位相角検出信号の立ち上がりタイミングでＬＥＤモジュール３への電流供給を開始させる。ＬＥＤモジュール３への電流供給が開始すると、ＬＥＤモジュール３に直列に接続された電流制限回路４によりＬＥＤモジュール３に流れる電流が所定値以下となるよう制御され、過大な電圧が印加されることによる過大な電流の発生を防ぐことができる。

これにより、位相角が周期ごとに変動しても平均化した位相角のタイミングでＬＥＤモジュール３を駆動することができるので、特に低輝度調光時のＬＥＤモジュール３のちらつきを低減することができる。

特に、前周期でのゼロクロスタイミングから立ち上がりエッジ検出タイミングまでの時間（図２のＴ２）が現周期でのゼロクロスタイミングから立ち上がりエッジ検出タイミングまでの時間（図２のＴ１）に対して短い場合、平均化した位相角は現周期でのゼロクロスタイミングから立ち上がりエッジ検出タイミングまでの時間より短くなってしまう。このとき、仮に平均化した位相角のタイミングでＬＥＤモジュール３を駆動しても、ＬＥＤモジュール３に電圧が供給されていないのでＬＥＤモジュール３に電流を流すことができない。

そこで、本実施形態では、バイアス部８に遅延部９を設けることで平均化した位相角に所定の遅延時間（図２のＴｄｅｌａｙ）を加算した平均位相角検出信号をバイアス部８で生成しドライブ部５に出力するようにしている。この平均位相角検出信号の立ち上がりタイミングでドライブ部５がＬＥＤモジュール３を駆動すると、ＬＥＤモジュール３には電圧が印加されているのでＬＥＤモジュール３に電流を流すことができる。これにより、ＬＥＤモジュール３の駆動タイミングの平均化範囲を広げることができる。

ここで、本実施形態におけるバイアス部の具体的構成例を図３に示す。バイアス部８は、遅延部９としての第１遅延回路９ａおよび第２遅延回路９ｂと、スイッチＳＷ１〜ＳＷ３と、ラッチ部１０とを有している。スイッチＳＷ１は、第２位相角検出部７の出力を第１遅延回路９ａまたは第２遅延回路９ｂに切替えるスイッチであり、スイッチＳＷ２は、第１位相角検出部６の出力を第１遅延回路９ａまたは第２遅延回路９ｂに切替えるスイッチであり、スイッチＳＷ３は、第１遅延回路９ａまたは第２遅延回路９ｂの出力を切替えてラッチ部１０に出力する。

第１遅延回路９ａおよび第２遅延回路９ｂの具体的構成例を図４に示す。遅延回路は、定電流源ＩａＴ１、ＩａＴ２並びにＩｂＴｄｅｌａｙと、コンデンサＣａと、コンパレータＣｏｍｐ１と、スイッチＳＷを備えている。定電流源ＩａＴ１と定電流源ＩａＴ２はグランドに対して直列に接続され、定電流源ＩｂＴｄｅｌａｙとコンデンサＣａもグランドに対して直列に接続される。そして、基準電圧ＶａがスイッチＳＷを介して定電流源ＩａＴ１と定電流源ＩａＴ２の接続点、定電流源ＩｂＴｄｅｌａｙとコンデンサＣａの接続点並びにコンパレータＣｏｍｐ１の非反転入力端子に印加される。また、基準電圧ＶｂがコンパレータＣｏｍｐ１の反転入力端子に印加され、コンパレータＣｏｍｐ１の出力はスイッチＳＷ３（図３）に出力される。

ここで、遅延回路の動作について図５で示すタイミングチャートを用いて説明する。まず、スイッチＳＷ１〜ＳＷ３がＨに切替えられると、第１遅延回路９ａでは第２位相角検出部７が検出する位相角の期間（図５のＴ２）定電流源ＩａＴ２が定電流Ｉａを流しコンデンサＣａを放電する（コンデンサＣａの端部電圧Ｖｃａが基準電圧Ｖａより低下）。そして、ダイオードブリッジＤＢ１の出力電圧のゼロクロスポイントでスイッチＳＷ１〜ＳＷ３がＬに切替えられると、第１遅延回路９ａでは第１位相角検出部６が検出する位相角の期間（図５のＴ１）定電流源ＩａＴ１が定電流Ｉａを流しコンデンサＣａを充電し、その直後定電流源ＩｂＴｄｅｌａｙが定電流Ｉｂを流す。そして、コンデンサＣａの端部電圧Ｖｃａが基準電圧Ｖｂに達するとコンパレータＣｏｍｐ１の出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルとなり、バイアス部８の出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルとなる。そして、ラッチ部１０によりバイアス部８の出力はＨｉｇｈレベルに保持され、第１遅延回路９ａでは定電流Ｉｂは停止させ、スイッチＳＷのオンによりコンデンサＣａの端部電圧Ｖｃａを基準電圧Ｖａに保持する。

ここで、コンデンサＣａの端部電圧Ｖｃａは、
Ｖｃａ＝Ｖａ＋（−Ｉａ×Ｔ２＋Ｉａ×Ｔ１＋Ｉｂ×Ｔｄ）／Ｃａとなる（ＣａはコンデンサＣａの容量）。
Ｖｃａ＝Ｖｂとし、Ｉｂ＝２Ｉａであるとすると、
バイアス部８が検出する位相角であるＴ１＋Ｔｄは、
Ｔ１＋Ｔｄ＝（Ｔ１＋Ｔ２）／２＋Ｔｄｅｌａｙとなる。
但し、Ｔｄｅｌａｙ＝（Ｖｂ−Ｖａ）×Ｃａ／Ｉｂ
つまり、バイアス部８が検出する位相角は、Ｔ１とＴ２を平均化した位相角に遅延時間Ｔｄｅｌａｙを加算したものとなる。

またこのとき、第２遅延回路９ｂではスイッチＳＷをオフにし、第２位相角検出部７が検出する位相角の期間（図５のＴ２’）定電流源ＩａＴ２が定電流Ｉａを流しコンデンサＣａを放電する（コンデンサＣａの端部電圧Ｖｃａが基準電圧Ｖａより低下）。

そして、ダイオードブリッジＤＢ１の出力電圧のゼロクロスポイントでスイッチＳＷ１〜ＳＷ３がＨに切替えられると、Ｌｏｗレベルである第２遅延回路９ｂの出力をラッチ部１０がドライブ部５に出力し、バイアス部８の出力はＬｏｗレベルとなる。第２遅延回路９ｂでは第１位相角検出部６が検出する位相角の期間（図５のＴ１’）定電流源ＩａＴ１が定電流Ｉａを流しコンデンサＣａを充電し、その直後定電流源ＩｂＴｄｅｌａｙが定電流Ｉｂを流す。そして、コンデンサＣａの端部電圧Ｖｃａが基準電圧Ｖｂに達するとコンパレータＣｏｍｐ１の出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルとなり、バイアス部８の出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルとなる。そして、ラッチ部１０によりバイアス部８の出力はＨｉｇｈレベルに保持され、第２遅延回路９ｂでは定電流Ｉｂは停止させ、スイッチＳＷのオンによりコンデンサＣａの端部電圧Ｖｃａを基準電圧Ｖａに保持する。またこのとき、第１遅延回路９ａではスイッチＳＷをオフにし、第２位相角検出部７が検出する位相角の期間（図５のＴ２’’）定電流源ＩａＴ２が定電流Ｉａを流しコンデンサＣａを放電する（コンデンサＣａの端部電圧Ｖｃａが基準電圧Ｖａより低下）。以降、同様の動作が繰り返される。

また、バイアス部の具体的構成の変形例を図６に示す。図６に示すバイアス部８は、第１遅延回路９ａと、第２遅延回路９ｂと、第３遅延回路９ｃと、第４遅延回路９ｄと、スイッチＳＷ１〜ＳＷ９と、ラッチ部１０とを有している。なお、いずれの遅延回路も図４で示す構成とする。図６に示すバイアス部８を用いた場合の各部タイミングチャートを図７に示す。

まず、スイッチＳＷ１、ＳＷ５、ＳＷ６、ＳＷ８がＨに、スイッチＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ７、ＳＷ９がＬに切替えられると、第１遅延回路９ａでは第２位相角検出部７が検出する位相角の期間（図７のＴ２）定電流源ＩａＴ２が定電流Ｉａを流しコンデンサＣａを放電する（コンデンサＣａの端部電圧Ｖｃａが基準電圧Ｖａより低下）。そして、ダイオードブリッジＤＢ１の出力電圧のゼロクロスポイントでスイッチＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ６、ＳＷ７、ＳＷ８、ＳＷ９がＨに、スイッチＳＷ１、ＳＷ４、ＳＷ５がＬに切替えられると、第２遅延回路９ｂでは第２位相角検出部７が検出する位相角の期間（図７のＴ２’）定電流源ＩａＴ２が定電流Ｉａを流しコンデンサＣａを放電する（コンデンサＣａの端部電圧Ｖｃａが基準電圧Ｖａより低下）。

そして、ダイオードブリッジＤＢ１の出力電圧のゼロクロスポイントでスイッチＳＷ１、ＳＷ４、ＳＷ７、ＳＷ９がＨに、スイッチＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ５、ＳＷ６、ＳＷ８がＬに切替えられると、第１遅延回路９ａでは第１位相角検出部６が検出する位相角の期間（図７のＴ１）定電流源ＩａＴ１が定電流Ｉａを流しコンデンサＣａを充電し、その直後定電流源ＩｂＴｄｅｌａｙが定電流Ｉｂを流す。そして、コンデンサＣａの端部電圧Ｖｃａが基準電圧Ｖｂに達するとコンパレータＣｏｍｐ１の出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルとなり、バイアス部８の出力がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルとなる。そして、ラッチ部１０によりバイアス部８の出力はＨｉｇｈレベルに保持され、第１遅延回路９ａでは定電流Ｉｂは停止させ、スイッチＳＷのオンによりコンデンサＣａの端部電圧Ｖｃａを基準電圧Ｖａに保持する。バイアス部８が検出する位相角は、現周期の検出位相角Ｔ１と２周期前の検出位相角Ｔ２を平均化した位相角に遅延時間Ｔｄｅｌａｙを加算したものとなる（図７のバイアス部出力）。同様に第２遅延回路９ｂ、第３遅延回路９ｃ並びに第４遅延回路９ｄでのコンデンサＣａの放電・充電によりバイアス部８は、現周期の検出位相角と２周期前の検出位相角を平均化した位相角に遅延時間を加算した位相角を順次検出する。

なお、上記コンデンサＣａの充放電を行う定電流Ｉａおよび定電流Ｉｂの絶対値あるいは比率を外部より調整可能とすることで、位相角の平均化の割合と遅延時間を調整できるようにしてもよい。既設調光器が電源の変動に対する位相角の変動を低減する機能を有する場合でも、設置場所の電源状態により十分に対策できないことがあるが、このような場合でも位相角の平均化の割合と平均化範囲を外部より調整することができる。また、コンデンサＣａを外部より付け替えることにより遅延時間を調整してもよい。

次に、ドライブ部５および電流制限回路４の具体的構成例について図８を用いて説明する。図８においては、ドライブ部５としては、コンパレータＣＯＭＰ１０と、トランジスタＴｒ１０２と、コンデンサＣ１０とを有している。また、電流制限回路４としては、トランジスタＴｒ１０１と、抵抗Ｒ１０と、エラーアンプＥＡＭＰ１０とを有している。

エラーアンプＥＡＭＰ１０は、抵抗Ｒ１０で電流から変換された電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ１０１とを比較し両者が等しくなるようトランジスタＴＲ１０１のゲート電圧を制御し、ＬＥＤモジュール３に流す電流を一定に制御する。また、コンパレータＣＯＭＰ１０は、バイアス部８の出力と基準電圧Ｖｒｅｆ１０２とを比較してトランジスタＴｒ１０２のゲート電圧を制御する。バイアス部８の出力がＬｏｗレベルの場合はトランジスタＴｒ１０２がオンとされるのでトランジスタＴｒ１０１はオフとなり、ＬＥＤモジュール３に電流は流れない。そして、バイアス部８の出力がＨｉｇｈレベルとなった場合、トランジスタＴｒ１０２はオフとされ、コンデンサＣ１０の充電によりトランジスタＴｒ１０１のゲート電圧が所定の時定数で立ち上がり、ＬＥＤモジュール３に電流を緩やかに流す。

暗い調光時、バイアス部８の出力が立ち上がるときにＬＥＤモジュール３に印加される電圧としては、図９に示すように電流制限される電流Ｉａに対応する電圧Ｖａより低い電圧が印加される。バイアス部８の出力が立ち上がるとすぐにトランジスタＴｒ１０１をオンとする構成とした場合は、図９の鎖線のようにＬＥＤモジュール３に電流が流れる。ここで位相角の変動ΔＴｊが発生した場合、ＬＥＤモジュール３に流れる電流の変動はΔＩｊ１となり大きくなる。そこで、図８のコンデンサＣ１０を設けることで、バイアス部８の出力が立ち上がるときにＬＥＤモジュール３に緩やかに電流を流すように制御すると、ＬＥＤモジュール３に流れる電流は図９の実線のようになり、位相角の変動ΔＴｊに対するＬＥＤモジュール３の電流変動はΔＩｊ２となり変動量が低減される。このように、位相角平均化により位相角変動を低減することとの組み合わせにより、暗い調光時のＬＥＤモジュール３の電流変動を低減している。

なお、図８のコンパレータＣＯＭＰ１０の非反転入力端子にはダイオードブリッジＤＢ１の出力を入力するようにしてもよい。このとき、基準電圧Ｖｒｅｆ１０２は外部より調整可能としてもよい。さらに基準電圧Ｖｒｅｆ１０２は駆動するＬＥＤモジュール３の光始めの順方向電圧に対応して調整してもよい。

また、図１０に、ＬＥＤモジュール３に電源を供給する電源ラインにフィルタ１１を挿入した場合の構成例を示す。位相制御式調光を行う場合、光量を絞ると（即ち位相角を大きくすると）入力電源（ダイオードブリッジＤＢ１の出力電圧）の立ち上がりの電圧が所定の制限電流に対応する順方向電圧に満たない場合がある。例えば、図１９に示す電圧Ｖａ以下の場合、ＬＥＤモジュール３に印加される電圧により電流が変動する領域となる。ここで、位相制御式調光器２が有するトライアックがオンする際に入力電源にリンギング波形（図１１）が発生すると、ＬＥＤモジュール３に流れる電流が揺れることなる。リンギングは数１０ｋＨｚ程度であるため、人間の目には反応しないが周期ごとにリンギングの量が変化すると人間の目で感じ取れる周波数でちらついて見える。この変動の要因となるリンギングは図１０のようにＬＥＤモジュール３に電源を供給する電源ラインにローパスフィルタであるフィルタ１１を挿入することで低減することができる。例えば、ローパスフィルタの立ち上がり時間Ｔｒと遮断周波数Ｆｃの関係がＦｃ＝０．３５／Ｔｒであれば、立ち上がり時間は０．１〜１ｍｓ程度とすればよい。

なお、電源ラインにＬＥＤモジュール３と直列にインダクタを挿入してもよい。また、ＬＥＤモジュール３と並列にコンデンサを接続してもよい。

＜変形例等について＞
以上、本発明の実施形態の一例について説明したが、さらに以下のようにしてもよい。例えば、本発明に係るＬＥＤ駆動回路の入力電圧は日本国内の商用電源電圧１００Ｖに限定されない。本発明に係るＬＥＤ駆動回路の回路定数を適切な値にすれば、海外での商用電源電圧又は降圧した交流電圧を本発明に係るＬＥＤ駆動回路の入力電圧として用いることができる。

また、本発明に係るＬＥＤ駆動回路に電流ヒューズなどの保護素子を付加することで、より安全なＬＥＤ駆動回路を提供することができる。

また、上述したＬＥＤ駆動回路では、電流制限回路４がＬＥＤモジュール３のアノード側に接続されているが、各回路定数を適切に設定することにより電流制限回路４をＬＥＤモジュール３のカソード側に接続しても問題ない。

また、電流制限回路４はＬＥＤモジュール３に定格電流以上の電流が流れることがないようにするための回路部であり、抵抗等受動素子のみで制限をかける場合や、抵抗とトランジスタ等の能動素子とを組み合わせて制限をかける場合が考えられる。

また、ＬＥＤモジュール３に流す電流が定格電流に対して十分なマージンがある場合は、電流制限回路４を設置しなくても調光動作等に影響はない。

また、本発明に係るＬＥＤ駆動回路とともに用いられる位相制御式調光器は、位相制御式調光器２の構成（図２０参照）に限定されない。

また、本発明に係るＬＥＤ駆動回路に入力される電圧は、正弦波形の交流電圧に基づく電圧に限定されず、他の交流電圧であってもよい。

また、上述した各実施形態及び上記の各変形例の内容は、矛盾がない限り、任意に組み合わせて実施することが可能である。

＜本発明に係るＬＥＤ照明灯具について＞
最後に、本発明に係るＬＥＤ照明灯具の概略構造について説明する。本発明に係るＬＥＤ照明灯具、本発明に係るＬＥＤ照明機器、及び本発明に係るＬＥＤ照明システムの概略構造例を図１２に示す。図１２では、電球形の本発明に係るＬＥＤ照明灯具２００を部分切り欠き図で示している。電球形の本発明に係るＬＥＤ照明灯具２００は、筐体または基板２０２と、筐体または基板２０２の正面（電球形の頭部側）に設置される１個以上のＬＥＤからなるＬＥＤモジュール２０１と、筐体または基板２０２の背面（電球形の下部側）に設置される回路２０３とを内部に備えている。回路２０３には、例えば上述した本発明に係るＬＥＤ駆動回路の各例を用いることができる。

電球形の本発明に係るＬＥＤ照明灯具２００がねじ込まれて装着されるＬＥＤ照明灯具装着部３００と、ライトコントロール器（位相制御式調光器）４００とが、交流電源１に直列に接続される。電球形の本発明に係るＬＥＤ照明灯具２００とＬＥＤ照明灯具装着部３００によって、ＬＥＤ照明機器（シーリングライト、ペンダントライト、キッチンライト、ダウンライト、スタンドライト、スポットライト、フットライト等）が構成される。そして、電球形の本発明に係るＬＥＤ照明灯具２００と、ＬＥＤ照明灯具装着部３００と、ライトコントロール器４００とによって、本発明に係るＬＥＤ照明システム５００が構成される。ＬＥＤ照明灯具装着部３００は例えば室内の天井壁面に配設され、ライトコントロール器４００は例えば室内の側方壁面に配設される。

電球形の本発明に係るＬＥＤ照明灯具２００がＬＥＤ照明灯具装着部３００に対して着脱自在であるため、例えば、従来は白熱灯、蛍光灯等の照明灯具を用いていた既存の照明機器及び照明システムにおいて、白熱灯、蛍光灯等の照明灯具を電球形の本発明に係るＬＥＤ照明灯具２００に交換するだけで、既設のライトコントロール器４００による調光が可能となる。

図１２では、ライトコントロール器４００が図２０中の位相制御式調光器２である場合のライトコントロール器４００の外観を図示しており、つまみ式ボリュームにより調光の度合いを変更できるようにしている。なお、つまみ式に代えてスライド式ボリュームにより調光の度合いを変更できるようにしてもよいことはいうまでもない。

上記では前記ライトコントロール器４００としてつまみ式ボリュームやスライド式ボリュームにより人が直接操作するものを挙げたが、これに限らず、リモコン等の無線信号により人が遠隔操作するものであってもよい。即ち、受信側であるライトコントロール器本体に無線信号受信部を設け、送信側である送信機本体（例えば、リモコン送信機、携帯端末等）に上記無線信号受信部へライトコントロール信号（例えば、調光信号、ライトＯＮ／ＯＦＦ信号等）を送信する無線信号送信部を設けることで遠隔操作できる。

また、本発明に係るＬＥＤ照明灯具は、電球形のＬＥＤ照明灯具に限らず、例えば、図１３に示す電灯形のＬＥＤ照明灯具６００、環形のＬＥＤ照明灯具７００、又は直管形のＬＥＤ照明灯具８００であってもよい。いずれの形状にしても、本発明に係るＬＥＤ照明灯具は、ＬＥＤと、位相制御式調光器に接続可能であり、交番電圧を入力してＬＥＤを駆動するＬＥＤ駆動回路であって、入力電源の変動に応じて駆動タイミングを可変するＬＥＤ駆動回路を少なくとも内部に備える。

１ 交流電源
２ 位相制御式調光器
３ ＬＥＤモジュール
４ 電流制限回路
５ ドライブ部
６ 第１位相角検出部
７ 第２位相角検出部
８ バイアス部
９ 遅延部
９ａ 第１遅延回路
９ｂ 第２遅延回路
９ｃ 第３遅延回路
９ｄ 第４遅延回路
１０ ラッチ部
１１ フィルタ
ＤＢ１ ダイオードブリッジ
ＩａＴ１、ＩａＴ２、ＩｂＴｄｅｌａｙ 定電流源
Ｃａ コンデンサ
Ｃｏｍｐ１ コンパレータ
ＣＯＭＰ１０ コンパレータ
ＥＡＭＰ１０ エラーアンプ
Ｔｒ１０１、Ｔｒ１０２ トランジスタ
Ｒ１０ 抵抗
Ｃ１０ コンデンサ
２００ ＬＥＤ照明灯具
２０１ ＬＥＤモジュール
２０２ 筐体または基板
２０３ 回路
３００ ＬＥＤ照明灯具装着部
４００ ライトコントロール器
５００ ＬＥＤ照明システム
６００、７００、８００ ＬＥＤ照明灯具

Claims (9)

1. 位相制御式調光器に接続可能であって前記位相制御式調光器から位相制御された交流電圧を入力され、入力された交流電圧を整流した電圧により直接ＬＥＤ負荷を駆動するＬＥＤ駆動回路において、
   現周期の位相角を検出する第１位相角検出部と、
   現周期より少なくとも１周期前の位相角を検出する第２位相角検出部と、
   前記第１位相角検出部が検出した位相角と前記第２位相角検出部が検出した位相角とを平均化した位相角に所定の遅延時間を加算した検出信号を生成するバイアス部と、
   前記バイアス部が生成した検出信号に基づくタイミングで前記ＬＥＤ負荷に電流供給を開始させるドライブ部と、を備えたことを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
2. コンデンサと、前記第２位相角検出部が検出した現周期より１周期前の位相角の期間所定の電圧に充電された前記コンデンサを第１定電流で放電し、前記第１位相角検出部が検出した現周期の位相角の期間前記コンデンサに前記第１定電流で充電後、さらに第２定電流で前記コンデンサを充電する充放電回路と、前記第２定電流で前記コンデンサが充電され前記コンデンサの電圧が所定電圧に達したことを検出する検出回路と、を有した遅延回路を前記バイアス部は備えることを特徴とする請求項１に記載のＬＥＤ駆動回路。
3. コンデンサと、前記第２位相角検出部が検出した現周期より２周期前の位相角の期間所定の電圧に充電された前記コンデンサを第１定電流で放電し、前記第１位相角検出部が検出した現周期の位相角の期間前記コンデンサに前記第１定電流で充電後、さらに第２定電流で前記コンデンサを充電する充放電回路と、前記第２定電流で前記コンデンサが充電され前記コンデンサの電圧が所定の電圧に達したことを検出する検出回路と、を有した遅延回路を前記バイアス部は備えることを特徴とする請求項１に記載のＬＥＤ駆動回路。
4. 前記第１定電流および前記第２定電流の絶対値あるいは比率を外部から調整可能であることを特徴とする請求項２または請求項３に記載のＬＥＤ駆動回路。
5. 前記ドライブ部は、前記バイアス部が生成した検出信号が所定の電圧以下では前記ＬＥＤ負荷の電流供給を停止し、前記バイアス部が生成した検出信号が前記所定の電圧を超えると所定の時定数で前記ＬＥＤ負荷に電流供給を開始することを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載のＬＥＤ駆動回路。
6. 前記ＬＥＤ負荷の電源供給ラインに前記位相制御式調光器内部のスイッチング素子がオンした際に生じるスイッチングノイズを低減するフィルタを設けたことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載のＬＥＤ駆動回路。
7. 請求項１〜請求項６のいずれかに記載のＬＥＤ駆動回路と、前記ＬＥＤ駆動回路の出力側に接続されたＬＥＤ負荷と、を備えたことを特徴とするＬＥＤ照明灯具。
8. 請求項１〜請求項６のいずれかに記載のＬＥＤ駆動回路、または請求項７に記載のＬＥＤ照明灯具を備えたことを特徴とするＬＥＤ照明機器。
9. 請求項７に記載のＬＥＤ照明灯具、または請求項８に記載のＬＥＤ照明機器と、当該ＬＥＤ照明灯具またはＬＥＤ照明機器の入力側に接続された位相制御式調光器と、を備えたことを特徴とするＬＥＤ照明システム。

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