JP5201421B2 - Ｏｆｄｍシステム用のチャネル推定器 - Google Patents

Description

本開示は一般的に通信システムに関し、詳細にはチャネル推定のための通信システム受信器および方法および装置に関し、さらに詳細には直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信器およびそのためのチャネル推定器に関する。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、ＩＥＥＥ ８０２．１１ａ、８０２．１６、ＥＴＳＩ ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２などの種々のワイヤレス規格のほか、デジタルビデオブロードキャスティング（ＤＶＢ）などに採用されている。ＯＦＤＭシステムにおけるチャネル推定は、周波数領域の副搬送波毎に変化し、時間領域のＯＦＤＭシンボル毎に変化するチャネルを伴う。さらに、パイロットチャネルおよび基準シンボルは、時間領域においても周波数領域においてにおいてもわずかに伝送される。他のすべての位置におけるチャネルは、時間および周波数領域のチャネル統計値およびパイロット位置で得られるチャネルを用いて推定されなければならない。

第三世代提携プロジェクト長期的発展（３ＧＰＰ ＬＴＥ）規格は、所与のＯＦＤＭ時間‐周波数リソースにおける基準シンボル（「ＲＳ」または「Ｒ」）の構成を例示する。さらに詳細には、種々の基準シンボルの位置は、２００７年３月に発行された「３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１，３ＧＰＰ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌｓ ａｎｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ」のＳｅｃｔｉｏｎ ５．６．１．２，「Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｍａｐｐｉｎｇ」に定義されており、本願明細書に参照によって組み込まれるものとする。

分散されたパイロットに基づくＯＦＤＭシステムにおけるチャネル推定のための技術が存在し、チャネル推定器が、ＩＥＥＥ８０２．１６／ＷｉＭＡＸ、３ＧＰＰ ＬＴＥ、３ＧＰＰ２ Ｒｅｖ−Ｃ、ＩＥＥＥ ８０２．１１、ＩＥＥＥ ８０２．２０などの種々のワイヤレス規格のために設計されている。対応する受信器の実現の大部分は、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）などの周波数領域フィルタリング手法を選択し、各副搬送波位置におけるチャネルは、複数の隣接するパイロット／基準シンボルに関してフィルタを適用した後に得られる。

ＭＭＳＥフィルタは、異なる副搬送波位置および異なる動作の信号対雑音比（ＳＮＲ）状態の場合によって異なる。ＭＭＳフィルタはまた、想定された電力遅延プロファイル（ＰＤＰ）に基づいて予め計算されることが多い。最も一般的に適用されるＰＤＰは、全体的なＯＦＤＭサイクリックプレフィックス（ＣＰ）の持続時間に等しい時間における幅を有するいわゆる「一様なＰＤＰ」である。

しかし、パイロット副搬送波が可干渉性帯域幅より小さい間隔で一様に分配される場合には、いわゆる「ＤＦＴに基づく」チャネル推定器が実現可能になり、パイロットにおけるＩＤＦＴ演算が、時間領域チャネルを生じる。ＤＦＴ演算が次に、時間領域チャネルを元のパイロット副搬送波サンプリングより細かい周波数解像度を有する周波数領域に戻るように変換するために適用される。

この種の推定器は、実際のＰＤＰの推定値に基づく時間領域チャネルの高度な処理を可能にするため、特に、制御チャネル有効範囲に関して重要である低いＳＮＲで、その優れた雑音抑制能力のおかげでＭＭＳＥのゲインより大きな性能ゲインを提供することができる。

残念なことに、高いＳＮＲで、既存の「ＤＦＴに基づく」推定器は、種々の理由からＭＭＳＥ推定器より劣る。たとえば、固有のエイリアシング問題が存在する。時間領域における限定された時間領域サンプリングおよびウィンドウイングにより周波数領域においてエイリアシングが生じるように、パイロットにおけるＩＤＦＴ演算後の時間領域チャネルは、「一時的な」エイリアシングを被り、それ自体は、真のチャネルタップからその隣接するタップへの電力の漏れとして表れる。

さらに、場合によっては、パイロット副搬送波の間の間隔は、常に維持されるとは限らない可能性がある。たとえば、「ＤＣ副搬送波」は通常、ＯＦＤＭにおけるデータまたはパイロットに関して利用可能ではないため、パイロットを割り当てるときに無視されることが多い。ＤＣ排除の結果として、ＤＣ副搬送波の前後のパイロットは、さらに離れたもう一つの副搬送波である。この問題に対処するために、特殊な処置が必要とされる。

恐らくさらに重要なことは、通常のＯＦＤＭシステムは、システムが使用できないガード副搬送波を用いる。周波数領域におけるそのような「ウィンドウイング」は、前に記載したようなエイリアシングを生じるだけでなく、両方のエッジ付近で副搬送波のためのチャネル推定品質における「エッジ効果」を形成する。ＤＦＴに基づく推定器は、実際のチャネルにはあてはまらないが、スペクトルが「ラップアラウンドされている」かのごとく、２つのエッジの間の人為的な相関を強めるため、ＭＭＳＥよりこの「エッジ効果」によるさらなる性能劣化を被る。したがって、エッジ効果をさらに削減するための技術が、必要とされる。

上記の説明を踏まえると、低いＳＮＲで、チャネル推定器は、良好な雑音抑制を有するべきであるが、高いＳＮＲで、チャネル推定器は、削減可能でない補間誤差のために実現可能なＳＮＲのキャッピングを回避するために、低い補間誤差を有するべきである。

したがって、低いＳＮＲ状態および高いＳＮＲ状態の両方の下で、最良の性能を実現することができるチャネル推定のための装置および方法が、必要とされる。さらに、チャネル推定装置および方法が必要とされ、高い性能が、ＯＦＤＭシステムにおいて生じる可能性がある干渉に支配される雑音環境または有色雑音環境において得られることができるように、種々の干渉特性が考慮される。

低い補間誤差を実現して高い信号対雑音比（ＳＮＲ）におけるフロアリングを回避しつつ、ＤＦＴに基づくスキームの高い雑音抑制特性を有するチャネル推定をもたらす方法および装置が、本願明細書において提供される。

一部の実施形態において、符号語成分であると一般的にみなされることができるチャネルデコーダ入力が、決定される。符号語は、送信側で符号化される符号化メッセージおよび雑音成分である。

本願明細書において開示された種々の実施形態において、種々の計算を、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）に基づく手法を用いて任意のチャネル推定器に関して行うことができ、他の実施形態において、周波数領域ＭＭＳＥ推定器と組み合わせて用いられてもよい。詳細には、一部の実施形態において、ＭＭＳＥフィルタは、エッジ副搬送波位置などにおける種々の副搬送波を推定するために用いられてもよく、本願明細書においてさらに詳細に開示されるようなＤＦＴに基づく推定と組み合わせて用いられてもよい。

ＤＦＴ、ＦＦＴ、ＩＤＦＴ、ＩＦＦＴ計算、チャネル推定および受信信号の他の方法による処理などが挙げられるがこれらに限定されるわけではない種々の計算は、当業者によって認識されているような専用のプロセッサを有する受信器、アナログ処理回路に連結されたプロセッサまたは受信器機能を実行するための適切なソフトウェアを有するアナログ「フロントエンド」受信器、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）または類似物またはそれらの種々の組み合わせなどの専用デバイスで行われてもよいことは、十分に認識されよう。メモリデバイスは、入力データで動作し、たとえば、雑音および干渉の削減および入力データの他の適切な処理に関連する他の処理ブロックの性能を改善するための動作変数などの出力を提供するためのルーチンおよびアルゴリズムを使えるようにさらに設定してもよい。

ワイヤレス通信ユニットが、例示の受信器ならびに復号化および／またはチャネル推定値に限定されるわけではないが、チャネル推定をはじめとする他の信号処理を行うための方法および本願明細書において説明されて記載されるようなチャネル推定雑音および／または誤差を考慮するための方法において具体化される種々の本発明の概念および原理による動作のために配置および構成されるのであれば、そのようなユニットは、セル方式の携帯無線電話または携帯電話などの加入者デバイス、送受信兼用の無線機、メッセージングデバイス、携帯情報端末、個人割り当てパッド、ワイヤレス動作を装備したパーソナルコンピュータ、セル方式のハンドセットまたはデバイスまたは類似物またはその等価物を指す可能性があることはさらに認識されよう。さらに、本願明細書において開示された種々の本発明の概念および原理を具体化する受信器は、ワイヤレス通信ユニットにおける受信器に限定されるわけではなく、基地局などの種々のトランシーバに組み込まれてもよい。

本願明細書において開示された本発明の機能性および本発明の原理は、当業者には公知であるように、ソフトウェアまたはファームウェアのプログラムまたは命令およびデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）などの集積回路（ＩＣ）または特定用途向けＩＣ（ＡＳＩＣ）を用いて、またはその中で最適に実現される。したがって、そのようなソフトウェア、ファームウェアおよびＩＣのさらなる説明は、たとえあったとしても種々の実施形態によって用いられる原理および概念に対する本質的要素に限定される。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ネットワークのブロック図である。 種々の実施形態による受信器の高度構成要素を示すブロック図である。 種々の実施形態による所与の間隔を有し、受信器に適用可能であるものとしてのＯＦＤＭ副搬送波と、パイロットとを示す図である。 一実施形態による受信器の高度動作を示すフローチャートである。 一実施形態による受信器の動作のさらに詳細を示すフローチャートである。 図５のフローチャートから続く動作のフローチャートである。 重み付け係数の決定に関して図５のブロック５１１に対応するさらなる詳細を提供する図である。 基地局における時間制限のある干渉の一実施例を示すグラフである。 実施形態のＤＦＴ手法を従来の受信器の手法と比べた一実施形態による受信器に関するシミュレーション結果のグラフである。 ＤＣ副搬送波の種々の処理（すなわち、パイロット間隔におけるさらなるギャップ）を比べた実施形態の受信器に関するシミュレーション結果のグラフである。 従来のＰＤＰ推定と比べたエイリアシングのあるＰＤＰ推定に関する一実施形態による受信器に関するシミュレーション結果のグラフである。 時間領域エイリアシングのための補償のない従来の受信器と比べた時間領域エイリアシングのための補償を有する一実施形態による受信器に関するシミュレーション結果のグラフである。

ここで、同じ数字は同じ構成要素を表す図面に目を向ける。図１は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ネットワーク１００を示している。そのようなＯＦＤＭネットワークにおいて、受信器１０１は、一つ以上のアンテナ１０９を含み、種々の時間‐周波数リソースにおけるチャネルを受信することができる。

種々の実施形態において、受信器１０１は、受信器構成要素１０７と、チャネル推定構成要素、チャネル復号化構成要素および格納構成要素を備える少なくとも構成要素１０８とを有する。

さらに、ネットワーク１００は、送信器と受信器との間のエアインターフェイスのために、種々の変調および符号方式のいずれかを用いてもよい。たとえば、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭなどが挙げられるがこれらに限定されるわけではない直交振幅変調（ＱＡＭ）が、用いられてもよい。その上、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）などが挙げられるがこれらに限定されるわけではない信号や副搬送波のチャネライゼーションに対する種々の手法を用いてもよい。さらに、そのような手法は、互いに組み合わせて用いてもよく、種々の副搬送波が種々のチャネライゼーション技術を用いるように、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）などの他の技術と組み合わせて用いてもよい。

図２は、受信器の実施形態による高度構成要素、たとえば、図１における構成要素１０７および１０８を示している。一つ以上のアンテナ、たとえば、アンテナ２０１およびアンテナ２０３は、それぞれの受信器回路２０５および２０７に入力を提供する。受信された入力は一般的に、適切な伝送法に基づいて復調され、チャネルデコーダ２１７への入力を結果として生じる。チャネルデコーダ２１７への入力は一般的に、符号語および雑音電力の組み合わせである。チャネルデコーダ２１７は次に、各送信器のためにビット推定２１９を決定する。チャネル推定値回路２０９は、各受信アンテナと各送信アンテナとの間のチャネル推定値を復調器に提供する。図２によって示された実施形態において、チャネル推定値回路２０９は、離散フーリエ変換法（ＤＦＴ）および最小平均二乗誤差法（ＭＭＳＥ）の少なくとも１方を用いてもよい。ウィンドウ調整２１３およびパイロット間隔補償器２１５は、本願明細書において以下に詳細に記載するように、種々の実施形態に特徴を与える。雑音決定および重み付け係数モジュール２１１は、これも本願明細書において以下に詳細に記載するように、チャネルの雑音特性および干渉特性に基づいて、適切な重み付け係数を決定する。

図３は、周波数領域におけるＯＦＤＭパイロット構造の実施例を提供し、種々の実施形態に基づき適切なウィンドウが決定される。図３の実施例において、パイロットは、６の間隔を有し、帯域の終わりでガード副搬送波も用いる。種々の実施形態によれば、パイロット帯域のラップアラウンドの想定または既存のＤＦＴに基づくチャネル推定器において一般的であるように、帯域全体にわたるゼロパディングではなく、ＦＦＴサイズが決定される。

実施形態による受信器の高度動作の説明が、図４のフローチャートによって示されている。受信器は、図３によって示され実施例と類似の周波数領域構造を有するＯＦＤＭ信号を受信し、４０１に進む。したがって、４０１において、時間領域における受信信号は、ベースバンドへのＡ／Ｄ変換の後、Ｎ点ＦＦＴを介して周波数領域受信信号に変換される。パイロット位置における周波数領域受信信号は、次に、４０３において周知のパイロットシンボルを分割することによって、パイロット副搬送波で「雑音の多い」チャネル推定値を得るために用いられる。「Ｎ_ｐ」パイロットは、一様に離隔されていると仮定され、パイロット間隔は、使用可能な副搬送波のウィンドウに関してＰである（パイロット副搬送波の間にＰ−１個の非パイロット副搬送波が分離されている）。パイロットはまた、ほぼまたは擬似的に一様に離隔されてもよい。たとえば、ＤＣ副搬送波が存在する場合には、ＤＣ副搬送波は、一様に離隔されるパイロットの割り当て前に除去されることが多く、ＤＣ副搬送波の周囲の二つのパイロットは、「Ｐ＋１」個の副搬送波によって実際に分離される。

４０５において、ＩＦＦＴサイズは、Ｎ１＝２^ｎとして決定され、式中、ｎは２^ｎ＞Ｎ_ｐとなるような整数である。しかし、これは実施例に過ぎず、種々の実施形態においてよりよい性能を与えることが分かっている場合には、実現の考慮事項に応じて、基数２の代わりに、基数３（３＋２^ｎ＞Ｎ_ｐ）または他の数字が用いられてもよいことを理解すべきである。サイズＮ２＝Ｎ１×ＰのＦＦＴもまた、決定され、式中、Ｎ２は、使用可能な副搬送波の数に等しいか、または大きい。使用可能な副搬送波は、サイズＮ２の「副搬送波ウィンドウ」の中央に位置している。Ｎ２副搬送波のチャネル推定値が得られ、その中では使用可能な副搬送波に対応するチャネル推定値のみが維持される。各エッジにおけるＮ２副搬送波の残りは、「未使用の」副搬送波と呼ばれる。

４０７において、ゼロが帯域の両側でＮ_ｐ個の雑音の多いチャネル推定値のベクトルに挿入される。一般的に、パディングは、Ｎ_ｐ個の雑音の多いチャネル推定値のいくつかの組に基づいて決定される値によって行われ、この組に基づくチャネル推定値またはＭＭＳＥ推定の単なるミラーリングを含む。各側に挿入されることになっているゼロの数は、両方のエッジにおける「未使用の」副搬送波および間隔Ｐに左右される。４０９において、長さＮ１の時間領域チャネルを得るために、Ｎ１点ＩＦＦＴＳが、結果として生じるゼロパディングされたベクトルに適用される。

４１１において、Ｎ１個のＩＦＦＴサンプルのそれぞれにおける電力が、再帰的に推定される。時間に関する再帰的平均が種々の実施形態において用いられるとしても、一部の実施形態は、空間チャネルに関して累積が行われてもよい。４１３において、ＩＦＦＴサンプルのそれぞれが、重み付けされる。種々の実施形態に関して、適用される重みは、Ｎ１個のサンプルのそれぞれにおける推定された電力、推定される雑音電力および干渉電力プロファイルの知識に基づいて導出される任意の適切な重みであってもよい。種々の実施形態において適用される重みは、干渉の知識に基づいてもよく、本願明細書において以下にさらに詳細に記載される。

４１５において、ゼロが、重み付けされたＮ１個のＩＦＦＴサンプルに挿入され、ゼロが挿入される位置は、最大チャネルの広がりおよびチャネルプロファイル特性に左右される。たとえば、チャネルが長さＸにとどまる場合には、Ｎ１個のＩＦＦＴサンプルの中央における挿入点は、ＸとＮ１との間のいずれであってもよい。

サイズＮ２のＦＦＴが、４１７において次に適用され、Ｎ２個の副搬送波に関するチャネル推定値を得る。このとき、Ｎ２個の推定を使用可能な副搬送波にマッピングすることが必要である。一般的に、Ｎ２個のウィンドウは、上記のように、且つ４２１において図示されているように、「副搬送波ウィンドウ」と整列されるべきである。Ｎ２サンプルのＰ番目の副搬送波ごとに、パイロットに対応し、したがって、パイロット位置と整列されるべきである。既存のＤＣ搬送波の場合、またはパイロット間隔においてギャップが生じるいずれの場合においても、パイロットは、使用可能な副搬送波へのマッピング前に、１つの副搬送波だけ右にＮ２個のサンプルの後半を本質的にずらすように依然として整列されるべきである。パイロット位置に対するサイズＮ２のＤＦＴ出力の整列は、周波数ホッピング基準信号の場合のように、時間可変周波数が存在する実施形態に関するシナリオにおいて、各時間ステップで維持されるべきであることを留意されたい。

ＤＣ副搬送波における値は、データ伝送に関して使用可能な副搬送波でないため、関係がないことを留意されたい。一様な間隔がより少数の位置に分割される場合、すなわちＤＣ副搬送波の場合には増大されるのとは対照的に削減される場合には、類似の手順（および対応する右／左シフト）が適用されてもよい。

ＤＦＴに基づく手法が、帯域エッジで固有のモデル化誤差を持ち込むため、推定精度を改善するための任意の処理は、４２３において見られるように、少数の隣接するパイロットで周波数領域フィルタリングを適用し、所定数の副搬送波に関するチャネル推定値を得ることである。これらの推定は、ＩＦＦＴ手順およびＦＦＴ手順を介して得られる元の推定と置き換えることができる。

図５および図６は、種々の実施形態による受信器の動作のさらなる詳細を示している。図５において見られるような受信器は、図３によって示される実施例に類似の周波数領域構造を有するＯＦＤＭ信号を受信し、５０１に進む。したがって、５０１において、ＦＦＴ／ＩＦＦＴサイズが、決定される。

ガード副搬送波を含むＦＦＴサイズは、実際のＦＦＴサイズ、たとえば、５１２個の搬送波を定義し、「Ｎ」として定義される。データ副搬送波の数が、図３によって図示されているように、たとえば、３００個の副搬送波に決定され、これらのデータ副搬送波の中のパイロットの数は、Ｎ_ｐによって表されることができる。（効率的なＦＦＴ／ＩＦＦＴの実現に関して）次の最大の適切なＩＦＦＴサイズとしてＩＦＦＴサイズを選択する。

次に、逆の動作に関するＦＦＴサイズが、

によって与えられる。

種々の実施形態による例示の値は、図３にも図示されているように、Ｎ_２＝３８４である場合には、Ｎ_１＝６４である。
パイロット位置において雑音の多いチャネル推定値が次に、５０３において、周知のパイロットシンボルを用いて補償することによって得られ、決定されたウィンドウサイズＮ_１をすべて満たすためにさらなるパイロットに関して、ゼロパディングが追加される。以下の式３および式４は、これらの動作のさらなる実施例を提供し、すなわち、Ｙ（１：３００）としてデータ副搬送波におけるチャネルの雑音の多い推定を示し、５０５において見られるように、これらのデータ位置およびゼロパディングから利用可能であるパイロットを得て、パイロット間隔によって分割されるＦＦＴサイズに適合するように削減されたＦＦＴサイズを増大させる。たとえば、図３に示されているように、６のパイロット間隔によって分割される３８４のＦＦＴサイズは、６４であり、したがって、

で与えられる。他の実施形態において、ベクトルＨ_ｐの中の雑音の多い推定は、ＤＦＴ補間におけるエッジ効果の深刻度を削減するために、ゼロではなくＹ値に依存する値で、囲まれてもよい。

５０７において見られるように、パディングされるパイロットシーケンスのＩＦＦＴが、行われてもよい。

５０９において、電力推定が、各ＩＦＦＴ点で行われる。既存のシステムにおいて、ＰＤＰは、チャネルの最大長さによって定義される「Ｌ」個のタップに関して推定される。しかし、実際のチャネルが、オーバサンプリングのためにＩＦＦＴ点の数より短いとしても、エイリアシングされるチャネルは、各ＩＦＦＴ点で非ゼロ電力を有し、チャネルタップに対する電力プロファイル推定を制限することは、高いＳＮＲで性能を劣化させる。したがって、種々の実施形態の電力推定は、

としてＰＤＰ推定量を得ることを推奨するこれまでの既存のシステムとは異なる。したがって、５０９において、時間ｎにおける電力推定は、

として計算することができる。αは、電力プロファイルの良好な推定量を得るほど十分に小さくなければならないが、平均化が電力遅延プロファイルにおいて長期の変化の変動を捕捉しないほど小さすぎない。したがって、車両速度／ドップラーの関数であるが、大部分の場合には、０．１の値は通常、適用可能である。エイリアシングされたＰＤＰはまた、時間に関して（すなわち、受信アンテナおよび送信アンテナのペアに関して）累積されることができることに加えて、複数の空間チャネルに関して累積されることができることを留意されたい。この電力推定ステップの他の実施形態は、この簡単な自己回帰構造以外のフィルタリングの形態を含んでもよい。

５１１において、各ＦＦＴ点における重み付け係数は、たとえば、

によって決定される。式中、σ^２およびＥ_ｉは、５１３から各ＩＦＦＴ点における雑音変動推定量および所望の信号電力であり、電力推定量における時間指数ｎは、表記上の簡単化のために削除されている。

ここで図６に続き、５１５において、重み付けされたＩＦＦＴが、チャネルに重みを乗算することによって得られ、したがって、

となる。５１７において、アンダーサンプリングされたチャネルは、エイリアシングされたチャネルにおける捕捉電力を最大化することによって、サイズＮ_２まで拡張される。従来の手法は、たとえば、

によるゼロパディングである。この従来の手法とは異なり、種々の実施形態は、エッジ効果およびウィンドウイングのために、エイリアシング電力を提供するために、負／高周波数タップでウィンドウを定義する。したがって、

となり、式中、ｄは、可変変数であり、

となり、Ｌは、最大チャネル長さとして定義される。ＬＴＥの場合には、サイクリックプレフィックスは、４０タップに制限され、チャネルの遅延における上限に対応する。したがって、一実施形態において、値ｄを、

として選択することができる。チャネルが最大の過度の広がりにおける重要な経路を有する場合には、エイリアシング効果のために４０番目のタップを少し超えるタップとして示され、その場合には、ｄはより小さいように選択してもよいことを留意されたい。極端な場合には、「エイリアシングされない」チャネル電力プロファイルがほぼ一様であり、漏れがチャネルの両側で観察される場合には、

を選択することが好ましい。

たとえそうであったとしても、「エイリアシングされない」チャネルの指数関数的または類似の単調減少する電力遅延プロファイルを仮定すると、最大の広がりにおける経路は、最初に到達する経路よりはるかに弱いことが多いため、

として選択される方がよりよい。一般的に、この手法は、エイリアシングされるチャネルに応じて、ウィンドウ分割を提供するためである（ここで指数関数的なプロファイルが仮定されると、この実施例では［０ ４０］、［４１ ６４］または一様なプロファイルの場合には［０ ５２］、［５３ ６４］である）。

５１９において、ウィンドウにおいて再構築されるチャネルを、

によって得ることができる。データ副搬送波におけるチャネル推定値は、

によって与えられる。

ＤＣ副搬送波に関して上に簡単に記載したように、ＤＣ副搬送波がパイロット割り当てでスキップされるため、パイロット間隔が、ＤＣ副搬送波の周囲で維持されない。たとえば、ＤＣ副搬送波の周囲で、規則的なパイロット間隔がＰである場合には、間隔はＰ＋１である。この影響を補償するために通常考えられる手法の一つは、一つが各々の半分である、長さを削減した２つのＦＦＴを取ることである。しかし、実施形態において、一つのみのＦＦＴが必要とされる。

したがって、５２１において、ＤＣオフセットが存在する場合には、次に、受信器は、サンプリングされたパイロットとコラプスとを得て、Ｎ／Ｋパイロットを取得し、非対称の間隔を無視し、次に、ＤＣ副搬送波の位置にゼロを挿入し、副搬送波の後半を１だけ効果的にシフトする。したがって、５２３に関して、

となる。５２５において見られるように、ゼロパディングされた位置を無視することによって、チャネルは、データ副搬送波で抽出される。逆効果が見られる場合には、パイロット間隔が、一様な値、たとえば、中心においてＤ−１の間隔より小さい場合には、修正／整列されたチャネル推定値は、生成されたさらなる推定値を消去することによって得られる。

非一様な間隔は一般的に、帯域におけるパイロットペアの大部分の間で見られる一様な間隔に対して、増大または減少するために、ゼロの挿入やさらなる推定値の消去を伴う上記の二つの整列ステップの組み合わせによって補償される。推定値が、ゼロを挿入する代わりに、スキップされた位置（パイロット間隔は、規則的な間隔より大きい）で必要される場合には、近隣の推定値の繰返しまたは近隣の推定値のＭＭＳＥフィルタリングによる近隣のパイロットのフィルタリングのいずれかの別法のいずれかが行われてもよい。

５２７において、エッジ副搬送波に関するさらなる改善は、一部の実施形態においてオプションとして適用されてもよい。実施形態の動作の上記で説明した方法は、周波数領域の最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）推定器の適用とその使用を組み合わせることによって、さらに改善される可能性がある。ＤＦＴに基づく推定の性能は、補間によって誘発されるリップルのために、帯域性能の中心に対して、帯域エッジである程度劣化される。いくつかのエッジ副搬送波に関してのみ、隣接するパイロットに適用される少数の簡単なＭＭＳＥフィルタは、それらのエッジ副搬送波位置においてチャネルを推定するために用いられてもよく、上記のＤＦＴに基づく方法から得られる推定値を置き換えるために用いられてもよい。周波数選択的スケジューリングによって、符号語は、周波数における帯域で排他的に送信されてもよく、エッジ付近のそれらの帯域に関する性能を改善するために、上記のＭＭＳＥ手法が、高いＳＮＲで有用である。

ここで、図７に目を向けると、種々の実施形態において用いられ、図５の５１１においてすでに一般的に図示されているように、干渉に関する種々の重み計算のさらなる詳細が、提供される。既存のシステムにおいて、白色雑音の場合には、重み計算が適用される。しかし、干渉の挙動は、さらに一般的であり、したがって、種々の実施形態は、干渉構造の知識を利用して、従来の手法よりさらなる性能ゲインを提供してもよい。

したがって、７０１および７０３によって図示されているように、周知の白色干渉および雑音電力の事例では、重みは、

によって与えられる。この事例では、干渉および雑音は、すべてのチャネルタップ（さらに具体的に言えば、すべてのＩＦＦＴ点）で白色であり、それらの値（またはそれらの値の和）が、推定されてもよい。

ブロック７０５および７０７は、干渉電力は各タップで変化するために、７０１および７０３における場合とわずかに異なる周知の非白色の干渉電力および雑音電力の事例を示す。７０５および７０７における重みは、以下のように与えられる。

ブロック７０９および７０７は、タップ当たりの干渉電力の推定値が利用可能でない場合の時限干渉電力および雑音電力の事例を示す。この事例では、７１１において図示されているように、閾値ＳＮＲ（所望のチャネルおよび干渉チャネルの重なりの量によって決定される）未満の干渉に対応する時限ＩＦＦＴ点が、切り捨てられる。閾値を上回るＳＮＲで、重み付けが停止される。所望のチャネルおよび干渉チャネルが完全に重ならない場合には、ＳＮＲスイッチが必要とされない。しかし、一般的に、重なりがあり、種々の実施形態に関して、ＳＮＲに応じて、最適なウィンドウ（このウィンドウでは１／０の重み付け）が選択される。

ブロック７１３、７１５、７１７および７１９は、干渉が既知の（Ｉ＋Ｎ）および未知の組み合わせであり近似的に時限干渉である場合の一般化された干渉の事例を示す。一般化された事例は、二つのステップからなり、７１５において、周知の（Ｉ＋Ｎ）構成要素に関する重み付けを決定し、この重み付けは、時間が制限されてもされなくてもよい。

第２のステップは、７１９において、干渉電力の大部分および所望のチャネル電力のごく一部が集中する場合には、ＳＮＲに応じて、第１の時間領域ベクトルにおけるウィンドウを特定し、未知の干渉に対応するこれらの近似的に時間が限定されたＩＦＦＴ点を切り捨てる。

たとえば、（干渉電力の大半を含むように選択される）干渉ウィンドウにおける所望の信号電力の一部が、０．１である場合には、たとえば、１０ｄＢのＳＮＲ閾値を設定してもよく、このＳＮＲ未満の場合には、厳しい重み付けや切り捨てが、このウィンドウに関して行われ、このＳＮＲを上回る場合には、切り捨てウィンドウのサイズが削減される（所望のチャネル電力遅延プロファイルのいくつかの知識が利用可能である場合）またはステップに対応する重みが、タップのすべてに関してゼロに設定され、したがって、

となる。式中、Ｗ_ｄ、Ｗ_Ｉは、所望の信号および干渉信号が存在する場合のウィンドウである。

図１０は、干渉がセクタ内の干渉である場合には、セクタに区分された基地局に対して生じる可能性がある時限干渉の実施例を提供する。タップの３分の２が、干渉の大部分を含むと予想される。図１０に示されているように、低いＳＮＲで、これらのタップにおける電力は、種々の実施形態において切り捨てられてもよい。この切り捨てに起因する所望の電力の切り捨てによる損失は、干渉の相殺に比べて最小である。しかし、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）の長さに対して時間が制限されているという点を除き、高いＳＮＲで、所望のチャネルが通常周知でないため、実施形態において、第２のステップに関する重み付けを停止してもよい。したがって、一般化された干渉の事例の場合の重みは、二つのステップにおいて得られた重みを組み合わせることによって与えられる。

サイト間の干渉が平坦である（加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）にみられるような）場合およびサイト内の干渉、すなわち、同一のサイト内の他のセクタの干渉がタップの３分の１に時間が限定される場合には、実施形態の一般化された干渉の事例は、３ＧＰＰ ＬＴＥなどのシステムにおける干渉の混合に対応することを留意すべきである。

類似の事例が、ＦＤＭパイロットの代わりにＣＤＭパイロットを用いた複数のアンテナ伝送において実現されることができることも留意されたい。ＣＤＭを用いて、各副搬送波位置で、各アンテナに対応するパイロットは、複素符号シーケンスによる多重化によって擬似直交化される。これは通常、所与のアンテナに関して他のアンテナから時限干渉に変換される。高いＳＮＲ領域においてさえ、これらのチャネルはまた、所望の基地局からであるため、他のアンテナからの干渉は低くはないことを留意されたい。そのような場合には、重なりに起因する最大の実現可能なＳＮＲにおける上限を回避するために、十分な分離（直交性）が、個別のアンテナに対応するチャネル間で提供されるべきである。これは、より多くのパイロット／削減されたパイロット間隔によって実現されることができ、大きな重なりを生じることなく、すべてのアンテナのチャネルを組み込むために、より大きな数のＩＦＦＴタップを結果として生じる。これが保証されると、本願明細書における実施形態は、この事例を直接的に拡張する。

図１１〜図１２は、ＴＵチャネルを有し、ＣＰの長さと同じである４０タップに相当する最大遅延４．７ｕｓの３ＧＰＰ ＬＴＥパイロット基準構造に基づくシミュレーションから得られた数値結果を示す。平坦な干渉プロファイルが、仮定された。種々の実施形態に関して実現可能な性能改善を示すために、シミュレーションは、本願明細書に開示される種々の実施形態の種々の態様のそれぞれに関して行われた。したがって、図１０は、従来のシステムを用いた実施形態のＤＦＴ手法の性能比較を提供する。

図１１は、パイロット間隔におけるギャップをＤＣ副搬送波または他の方法で処理するために、本願明細書において開示された種々の技術の比較を提供する。図１１は、従来のシステムと比べた実施形態のＰＤＰ推定を示し、図１２は、補償を適用しないシステムに関する実施形態において見られるような時間領域エイリアシングのための補償を比較する。

したがって、すべてのＳＮＲでＤＦＴスキームを用いた従来の受信器に比べて、性能劣化やフロアリングを被らない種々の受信器装置および方法が、開示されている。したがって、本願明細書において開示された種々の受信器装置および方法は、エイリアシング、エイリアシングされたＰＤＰ推定およびＤＣの欠点を補償する。

本願明細書において説明されて記載される種々の実施形態および本発明の原理および概念は、音声通信サービスまたはデータまたは従来の二方向システムおよびデバイスなどのワイドエリアネットワーク（ＷＡＮ）にわたるメッセージングサービス、アナログおよびデジタルのセルラーが挙げられるがこれらに限定されるわけではない種々のセル方式の携帯電話システム、および空間分割多重アクセス（ＳＤＭＡ）、空間分割多重（ＳＤＭ）、直交周波数分割多重アクセス（ＯＦＤＭＡ）、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）およびそれらの任意の変形を用いる任意のネットワークを提供するか、または促進する受信器および関連通信ユニット、デバイスおよびシステムに特に適用可能である可能性があることを理解すべきである。

本願明細書に記載される原理および概念は、ＩＥＥＥ ８０２．１１、Ｈｉｐｅｒ−ＬＡＮまたは８０２．１６、ＷｉＭＡＸ、デジタルビデオブロードキャスティング（ＤＶＢ）および類似物などのＷ−ＬＡＮ機能として通常呼ばれる短距離通信機能を備えたデバイスまたはシステムにおいてさらに適用されてもよい。これらのデバイスまたはシステムは、ＣＤＭＡ、周波数ホッピング、直交周波数分割多重またはＴＤＭＡ技術および１つまたは複数の種々のネットワーキングプロトコル、たとえば、ＴＣＰ／ＩＰ（伝送制御プロトコル／インターネットプロトコル、ＩＰＸ／ＳＰＸ（パケット間交換／連続パケット交換、Ｎｅｔ ＢＩＯＳ（ネットワーク基本入力出力システム）または他のプロトコル構造をさらに利用してもよい。

本発明の好ましい実施形態が図示されて記載されているが、本発明はそれらに限定されるわけではないことを理解すべきである。種々の修正、変更、変形、代用物および均等物は、添付の特許請求の範囲によって定義されるように、本発明の精神および範囲を逸脱することなく、当業者には思い当たるであろう。

Claims (11)

1. 受信器を動作させる方法であって、
   複数の副搬送波チャネル位置を有する受信信号を周波数領域信号に変換すること、
   前記受信信号のパイロット副搬送波の組から時間領域ベクトルを決定することであって、時間領域ベクトルを決定することはさらに、
   副搬送波の数に基づくスペクトルウィンドウサイズを決定すること、
   周波数領域における所与の間隔を有するパイロット副搬送波の組から第１のチャネル推定値ベクトルを計算すること、
   前記ウィンドウの両方のエッジにおける副搬送波の組に対応するパディング値の第１の組を前記第１のチャネル推定値ベクトルの中へ挿入すること、
   前記パディング値を有する前記第１のチャネル推定値ベクトルから時間領域ベクトルを決定すること、
   重み付け係数の組に基づき、前記時間領域ベクトルを重み付けして、重み付けされた時間領域ベクトルを得ること
   を含む、前記時間領域ベクトルを決定すること、
   前記時間領域ベクトルにおける時間領域エイリアシングのための補償を提供することであって、時間領域エイリアシングのための補償を提供することはさらに、
   前記重み付けされた時間領域ベクトルにパディングゼロの組を挿入すること、
   第２の時間領域ベクトルを得ること
   を含む、前記時間領域エイリアシングのための補償を提供すること、
   前記第２の時間領域ベクトルを周波数領域チャネル推定値ベクトルに変換すること、
   前記周波数領域チャネル推定値ベクトルを前記スペクトルウィンドウの前記副搬送波にマッピングすること、
   前記パイロット副搬送波の前記間隔における不規則性に対する補償を提供することであって、前記不規則性に対する補償を提供することはさらに、
   副搬送波間隔が、前記パイロット副搬送波の平均間隔より大きい場合には、さらなる副搬送波位置で前記周波数領域チャネル推定値ベクトルに値を挿入すること、または
   副搬送波間隔が、前記パイロット副搬送波の前記平均間隔より小さい場合には、前記周波数領域チャネル推定値ベクトルから値を消去すること
   を含む、前記不規則性に対する補償を提供すること、
   チャネル推定値ベクトルを得ること
   を備える方法。
2. 複数の副搬送波チャネル位置を有する受信信号を周波数領域信号に変換することはさらに、
   前記受信信号に対してｎ点高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行うこと
   を備える、請求項１に記載の方法。
3. 前記スペクトルウィンドウの両方のエッジで、所定数の副搬送波に関して最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）周波数領域チャネル推定値を計算すること、
   前記周波数領域チャネル推定値ベクトルからのチャネル推定値をＭＭＳＥチャネル推定値に置き換えること
   をさらに備える、請求項２に記載の方法。
4. 重み付け係数の組に基づき、前記時間領域ベクトルを重み付けすることはさらに、
   前記時間領域ベクトルの各要素で電力推定を行うこと、
   雑音と干渉特性と前記電力推定とに基づいて、前記重み付け係数を計算すること
   を備える、請求項１に記載の方法。
5. 雑音と干渉特性とに基づく前記重み付け係数を計算することはさらに、
   加法的白色ガウス雑音に基づく前記重み付け係数を計算することを備える、請求項４に記載の方法。
6. 雑音と干渉特性に基づく前記重み付け係数を計算することはさらに、
   周波数選択的であり、既知の雑音電力を有する前記雑音に基づき、前記重み付け係数を計算することを備える、請求項４に記載の方法。
7. 雑音と干渉特性とに基づき前記重み付け係数を計算することはさらに、
   時限干渉と雑音電力とに基づき前記重み付け係数を計算すること、
   前記干渉と雑音電力との最大部分が集中している、前記時間領域ベクトル中のウィンドウを特定すること、
   信号対干渉および雑音比（ＳＩＮＲ）を演算する閾値未満である前記ウィンドウに対応する前記時間領域ベクトルの各要素に対して、重み付け係数をゼロに設定すること
   を備える、請求項４に記載の方法。
8. 雑音と干渉特性とに基づき前記重み付け係数を計算することはさらに、
   時限要素を有する既知の雑音および干渉特性に関する構成の組み合わせに基づき、前記重み付け係数を計算することを備える、請求項４に記載の方法。
9. 時限要素を有する既知の雑音特性に関する前記要素の組み合わせに基づき、前記重み付け係数を計算することはさらに、
   前記既知の雑音および干渉特性に関する前記要素を決定すること、
   前記時限要素を決定すること、
   前記既知の雑音および干渉特性に関する要素と前記時限要素との積として、全体の重み付け係数を計算すること
   を備える、請求項８に記載の方法。
10. 所与の周波数領域間隔を有する副搬送波の数に基づくスペクトルウィンドウサイズを決定することはさらに、
    所与のパイロット間隔を有する複数の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）パイロットに基づき、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）サイズおよび逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）サイズを決定することを備え、前記ＦＦＴサイズは、前記パイロットの数と前記パイロット間隔との積に基づいて決定され、前記ＩＦＦＴサイズは、前記パイロットの数が副搬送波の数より小さいように決定される、請求項１に記載の方法。
11. 受信器ユニットであって、
    受信器要素と、
    前記受信器要素に連結されるチャネル推定要素と、
    前記チャネル推定要素に連結される雑音決定および重み付け要素と、
    前記チャネル推定要素に連結されるウィンドウ調整要素であって、前記ウィンドウ調整要素は、スペクトルウィンドウサイズを決定するように構成され、前記スペクトルウィンドウサイズは、副搬送波の数に基づき、前記副搬送波はさらに、所与の周波数領域間隔を有するパイロットの組を含む、ウィンドウ調整要素と、
    前記チャネル推定構成要素に連結されるエイリアシング補償要素であって、前記エイリアシング補償要素は、重み付けされた推定ベクトルにパディングゼロの組を挿入し、第２の時間領域ベクトルを得て、前記第２の時間領域ベクトルを周波数領域チャネル推定値ベクトルに変換し、前記周波数領域チャネル推定値ベクトルを前記スペクトルウィンドウの前記副搬送波にマッピングするように構成される、エイリアシング補償要素と、
    前記チャネル推定構成要素および前記ウィンドウ調整構成要素に連結されるパイロット間隔補償器要素であって、前記パイロット間隔補償器要素は、パイロット間隔における不規則性な組に対応する挿入及び削除の少なくとも一方の組を挿入するように構成され、該パイロット間隔補償器要素は、副搬送波間隔が、パイロット副搬送波の平均間隔より大きい場合には、さらなる副搬送波位置で前記周波数領域チャネル推定値ベクトルに値を挿入するか、または副搬送波間隔が、前記パイロット副搬送波の前記平均間隔より小さい場合には、前記周波数領域チャネル推定値ベクトルから値を消去するように構成されている、前記パイロット間隔補償器要素と、
    前記チャネル推定要素に連結されるチャネル復号化要素と
    を備える、受信器ユニット。

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