JP5270828B2

JP5270828B2 - 電源装置

Info

Publication number: JP5270828B2
Application number: JP2006330712A
Authority: JP
Inventors: 均三上
Original assignee: Fuji Xerox Co Ltd; Fujifilm Business Innovation Corp
Current assignee: Fujifilm Business Innovation Corp
Priority date: 2006-12-07
Filing date: 2006-12-07
Publication date: 2013-08-21
Anticipated expiration: 2026-12-07
Also published as: JP2008148411A

Description

この発明は、電源装置に係り、特に、出力電力の定電圧制御を行う電源装置に関する。

従来、電源装置では、回路の構成が簡単で且つ安価に定電圧制御を行う方式としてＲＣＣ（Ringing Choke Converter）方式が知られている（例えば、特許文献１、特許文献２、非特許文献１参照。）。

図３には、ＲＣＣ方式を採用した電源装置１０’の構成例が示されている。

同図に示される電源装置１０’では、電力入力端子２２’に入力電圧Ｖｉｎが印加されると、起動抵抗Ｒｇ’を介してトランジスタＴｒ１’のベースに電流が流れてトランジスタＴｒ１’がオンとなり、１次巻線Ｎｐ’に電流が流れ始める。このとき、１次巻線Ｎｐ’に電流が流れた際に発生する電圧と逆極性にダイオードＤ４’が接続されているため、２次巻線Ｎｓ’には電流が流れない。よって、トランジスタＴｒ１’が導通すると、１次巻線Ｎｐ’に電圧が発生してベース抵抗Ｒｂ及びコンデンサＣ１を経由してトランジスタＴｒ１’を導通させ（１）式が成立する。すなわち、１次巻線Ｎｐ’を介してトランジスタＴｒ１’のコレクタへ流れる電流ｉｃは、１次巻線Ｎｐ’単独のコイルを流れる場合と同様に、トランジスタＴｒ１’がオン状態となっている期間であるオン時間ｔに応じて一次関数的に増加する。ここでは、Ｌｐは１次巻線Ｎｐ’のインダクタンスである。
ｉｃ＝（Ｖｉｎ／Ｌｐ）×ｔ・・・（１）
トランジスタＴｒ１’がオンになり１次巻線Ｎｐ’に電流が流れると、ベース巻線Ｎｂ’の両端子間には、次の（２）式で示される電圧ｅｂが発生する。ここでは、ｎｐは１次巻線Ｎｐ’の巻線の巻数であり、ｎｂはベース巻線Ｎｂ’の巻線の巻数である。
ｅｂ＝（ｎｂ／ｎｐ）×Ｖｉｎ・・・（２）
そして、この電圧ｅｂによって、トランジスタＴｒ１’のベースには、次の（３）式に示される電流ｉｂが流れ、トランジスタＴｒ１’のオン状態が維持される。ここでは、Ｖｄ２はダイオードＤ２’の降下電圧であり、ｒｂは抵抗Ｒｂの抵抗値であり、ＶｂｅはトランジスタＴｒ１’のベース−エミッタ間の降下電圧である。
ｉｂ＝{（ｎｂ／ｎｐ）×Ｖｉｎ−（Ｖｄ２＋Ｖｂｅ）}／ｒｂ・・・（３）
トランジスタＴｒ１’がオン状態となって１次巻線Ｎｐ’を介してトランジスタＴｒ１’のコレクタへ流れる電流ｉｃが上記（１）式で示されるように増加すると、１次巻線Ｎｐ’には、電流ｉｃによってエネルギーが蓄積される。

そして、トランジスタＴｒ１’は、電流ｉｃが増加してトランジスタＴｒ１’による電流の増幅率βとの間で次の（４）式で示される条件が満たされると、コレクタに流れ込む電流ｉｃが増加できなくなる。これにより、１次巻線Ｎｐ’に流れる電流が増加しなくなるためにベース巻線Ｎｂ’に電圧ｅｂが発生しなくなり、トランジスタＴｒ１’のベースに流れる電流ｉｂが低下してトランジスタＴｒ１’がオフ状態に移行する。
ｉｂ≦ｉｃ／β・・・（４）
トランジスタＴｒ１’がオフ状態になると、トランス２０’の各巻線Ｎｐ’，Ｎｓ’，Ｎｂ’には、蓄えられていたエネルギーに応じて逆起電力が発生する。電源装置１０’の電力出力端子３２’には、２次巻線Ｎｓ’に発生する逆起電力によって出力電圧Ｖｏｕｔが発生する。１次巻線Ｎｐ’には、トランジスタＴｒ１’がオフ状態になる直前までに次の（５）式より得られるエネルギーＰが蓄積されている。
Ｐ＝１／２×Ｌｐ×ｉｃ^２＝１／２×Ｌｐ×（Ｖｉｎ／Ｌｐ×ｔ）^２・・・（５）
このため、電力出力端子３２’から出力される出力電流Ｉｏｕｔ’及び出力電圧Ｖｏｕｔ、との間には、次の（６）式に示す関係が成り立つ。
Ｐ＝１／２×Ｌｐ×（Ｖｉｎ／Ｌｐ×ｔ）^２＝Ｉｏｕｔ×Ｖｏｕｔ・・・（６）
また、１次巻線Ｎｐ’に電流ｉｃが流れなくなったことによりベース巻線Ｎｂ’に発生する逆起電力によって電荷が蓄積されて、コンデンサＣ２’の両端子間の電圧は電圧Ｖｃになる。トランジスタＴｒ１’がオフ状態とされているときにベース巻線Ｎｂ’と２次巻線Ｎｓ’にそれぞれ発生する逆起電力には、ベース巻線Ｎｂ’と２次巻線Ｎｓ’の巻線比に応じた比例関係が成立している。このため、出力電圧ＶｏｕｔとコンデンサＣ２’の両端子間の電圧Ｖｃには、次の（７）式の関係が成り立つ。ここでは、ｎｂはベース巻線Ｎｂ’の巻数であり、ｎｓは２次巻線Ｎｓ’の巻数であり、Ｖｄ３はダイオードＤ３’の降下電圧であり、Ｖｄ４はダイオードＤ４’の降下電圧である。
Ｖｃ＝（ｎｂ／ｎｓ）×（Ｖｏｕｔ＋Ｖｄ４）−Ｖｄ３・・・（７）
そして、電源装置１０’では、トランス２０’の各巻線に蓄えられたエネルギーが放出されると、電力入力端子２２’に印加される入力電圧Ｖｉｎによって起動抵抗Ｒｇ’を介してトランジスタＴｒ１’のベースに再度電流が流れてトランジスタＴｒ１’がオン状態となり、１次巻線Ｎｐ’に再度電流が流れ始める。

ところで、上記（６）式に示されるように、出力電圧ＶｏｕｔはエネルギーＰに応じて変化し、このエネルギーＰはトランジスタＴｒ１’がオン状態となっている期間であるオン時間ｔに応じて変化する。このため、出力電圧Ｖｏｕｔを目標とする電圧で一定となるように制御するには、オン時間ｔを制御すればよい。電源装置１０’は、上記（４）式で示される条件が満たされると、トランジスタＴｒ１’がオン状態からオフ状態に切り替わる。このため、電源装置１０’では、ツェナーダイオードＤｚ’を用いて電流ｉｂをツェナーダイオードＤｚ’側へバイパスさせ、トランジスタＴｒ１’のコレクタに流れる電流ｉｃに対してベースに流れる電流ｉｂを不足させることにより、トランジスタＴｒ１’をオン状態からオフ状態に移行させる。

図３に示す電源装置１０’では、次の（８）式で示される条件が満たされると、２次巻線Ｎｓ’からベースに流れる電流ｉｂがツェナーダイオードＤｚ’に流れてバイパスされる。ここでは、ＶｂｅはトランジスタＴｒ１’のベース−エミッタ間の電圧であり、ＶｚはツェナーダイオードＤｚ’の降伏電圧であり、ＶｃはコンデンサＣ２’の両端子間の電圧である。
Ｖｃ＝Ｖｚ＋Ｖｂｅ・・・（８）
（８）式の電圧Ｖｃに、上記（７）式を代入すると、次の（９）式が得られる。
ｎｂ／ｎｓ×（Ｖｏｕｔ＋Ｖｄ４）−Ｖｄ３＝Ｖｚ＋Ｖｂｅ・・・（９）
よって、電源装置１０’では、（９）式に示されるように、降伏電圧Ｖｚを変えることにより出力電圧Ｖｏｕｔを制御することができる。図３に示す電源装置１０’では、ツェナーダイオードＤｚ’を交換すること等により降伏電圧Ｖｚを変えることができる。

また、電源装置１０’は、一例として、図４に示すように、コンデンサＣ２’の一方の端子とトランジスタＴｒ１’のベースを接続する配線４０’にトランジスタＴｒ２’が設けられているものとする。また、配線４０’が分岐し、分岐した配線４２’が、抵抗Ｒ１’と抵抗Ｒ２’を介して、コンデンサＣ２’の他方の端子とトランジスタＴｒ１’のエミッタを接続する配線４４’に接続されいるものする。さらに、ツェナーダイオードＤｚ’のカソードがトランジスタＴｒ２’のベースに接続され、ツェナーダイオードＤｚ’のアノードが抵抗Ｒ１’と抵抗Ｒ２’により分圧した中間点に接続されているものとした場合、抵抗Ｒ１’と抵抗Ｒ２’の抵抗値の比率を変えることにより、出力電圧Ｖｏｕｔを調整することができる。
特開平６−１３３５４３号公報特開平６−１１３５４４号公報トランジスタ技術、１９８７年３月号、ＣＱ出版、３８４頁〜３９３頁

ところで、トランス２０’は、コアの形状に応じて漏洩磁束が発生するため、一次側の巻線に蓄積されたエネルギーの全てを二次側の巻線に伝達することはできない。トランス２０’の一次側の巻線と二次側の巻線との間でエネルギーが伝達される効率は結合率εとして表される。この結合率εは、高いほど好ましいが１００％になることはなく、一般的に変圧する際のトランス２０’の一次側と二次側の電位差が大きいほど絶縁のために一次側と二次側の巻線の間隔（ギャップ）が広くなるため低下し、また、各巻線のインダクタンスのばらつきによっても変動する。

表１、表２には、一例として、１次巻線Ｎｐ’のインダクタンスＬｐが１９０μＨ±２０％（１５２μＨ〜２２８μＨ）のばらつきがあるトランス２０’の１次巻線Ｎｐ’に、１ｋＨｚの周波数で電圧を印加した場合と、１次巻線Ｎｐ’に１００ｋＨｚの周波数で電圧を印加した場合の、１次巻線Ｎｐ’の励磁インダクタンスＬｐａと漏洩磁束による漏洩インダクタンスＬｐｌと結合率ε＝（（Ｌｐａ−Ｌｐｌ）／Ｌｐ）との一例が示されている。

表１、表２に示されるように、漏洩インダクタンスＬｐｌは、コアの形状及び巻線の形状や配置に依存して決まるため、いずれのインダクタンスＬｐの場合あってもほぼ一定値である。

また、トランス２０’では、変圧を行う際に漏洩インダクタンスＬｐｌによってエネルギーが一次側から二次側に伝達されずに一次側に戻り、一次側の巻線の電圧を上昇させてしまう。このため、励磁インダクタンスＬｐａは、漏洩インダクタンスＬｐｌによる電圧の上昇の影響によって値が増加しており、この増加量は周波数が高いほど大きくなる。

これにより、トランス２０’では、結合率εが、周波数が１ｋＨｚの場合、５４．２９％〜７３．８０％の間でばらつき、周波数が１００ｋＨｚの場合、７６．２０％〜８６．０１％の間でばらつくことになる。

次に、一例として、上述した図４に示した電源装置１０’に対して表１、表２に示されるような結合率εにばらつきがあるトランス２０’を用いた際の出力電圧Ｖｏｕｔを導出する。

図４に示す電源装置１０’は、ツェナーダイオードＤｚ’の降伏電圧をＶｚとし、トランジスタＴｒ１’のベース−エミッタ間の電圧をＶｂｅ１とし、トランジスタＴｒ２’のベース−エミッタ間の電圧をＶｂｅ２とした場合、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２により分圧した中間点の電圧が次の（１０）式により示される基準電圧Ｖｒｅｆになると、２次巻線Ｎｓ’からベースに流れる電流がツェナーダイオードＤｚ’にバイパスされてトランジスタＴｒ１’がオフ状態に移行される。
Ｖｒｅｆ＝Ｖｚ−Ｖｂｅ１−Ｖｂｅ２・・・（１０）
例えば、降伏電圧Ｖｚ、電圧Ｖｂｅ１、電圧Ｖｂｅ２が表３に示される値の場合、基準電圧Ｖｒｅｆが３．５Ｖ〜３．７Ｖになると、２次巻線Ｎｓ’からベースに流れる電流がツェナーダイオードＤｚ’にバイパスされてトランジスタＴｒ１’がオフ状態に移行される。

そして、例えば、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２が表４に示される抵抗値の場合、コンデンサＣ２’の両端子間の電圧Ｖｃは、次の（１１）式から表５に示すように求められる。
Ｖｃ＝{（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１}×Ｖｒｅｆ・・・（１１）

そして、出力電圧Ｖｏｕｔは、次の（１２）式から得られる。
Ｖｏｕｔ＝｛Ｖｃ×（ｎｓ／ｎｂ）｝×ε−Ｖｄ３・・・（１２）
例えば、ｎｓ／ｎｂ＝７２とし、Ｖｄ３＝１０Ｖとした場合、（１２）式から基準電圧Ｖｒｅｆ、電圧Ｖｃ、結合率εに応じて出力電圧Ｖｏｕｔが表６に示すように求められる。

表６に示すように、例えば、基準電圧Ｖｒｅｆ＝３．５Ｖ、電圧Ｖｃ＝５．４６である際に、結合率εが８０％〜９０％に変化した場合、出力電圧Ｖｏｕｔが３０４．５Ｖ〜３４３．８Ｖに変化し、結合率εが大きいほど出力電圧Ｖｏｕｔが大きくなる。

すなわち、電源装置１０’では、トランス２０’の一次側の巻線と二次側の巻線の結合率εにばらつきがあると、２次巻線Ｎｓ’から出力される出力電圧Ｖｏｕｔにばらつきが発生する、という問題点があった。

本発明は上記問題点を解決するためになされたものであり、トランスの一次側の巻線と二次側の巻線の結合率にばらつきがある場合でも、出力電圧にばらつきが発生することを抑制することができる電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明は、オフ状態で入力電圧が印加された際にオン状態となるスイッチング素子と、一次側に設けられると共に前記スイッチング素子に接続され、当該スイッチング素子がオン状態とされているときに前記入力電圧の印加により時間経過と共に電流値が増加する状態で電流が流れて、当該電流値に応じたエネルギーが蓄積される第１巻線、二次側に設けられ、前記スイッチング素子がオン状態では前記第１巻線に流れる電流によって電圧が誘起されず、前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行して当該オフ状態とされているときに前記第１巻線に蓄積されたエネルギーにより発生する逆起電力に応じた電圧が誘起され、当該電圧を電源電力として出力すると共に一方の端子が一端が接地された配線の他端に接続された第２巻線、及び二次側に設けられ、前記スイッチング素子がオン状態とされているときに前記第１巻線を流れる電流の電流値の変化に応じて一次側と二次側との結合率に応じた電圧が誘起されると共に一方の端子が前記第２巻線の前記一方の端子に接続された第３巻線を有するトランスと、前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行すると共にオン状態からオフ状態に移行したときに前記第３巻線に誘起される電圧のレベルに応じて前記第２巻線から所定の電圧とされた前記電源電力が出力されるように前記スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替える切替手段と、を備え、前記スイッチング素子は、前記第１巻線に流れる電流の電流値を制御する制御端子に前記第３巻線が接続され、オン状態とされたときに前記第３巻線に誘起される電圧によって発生する電流が前記制御端子に供給され、前記第１巻線を流れる電流の電流値が前記制御端子に供給される電流の電流値の所定倍となるように増加し、前記切替手段は、前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行したときに前記第３巻線に誘起される電圧に応じた電荷を蓄積するコンデンサと、前記スイッチング素子がオフ状態からオン状態に移行したときに前記第３巻線に誘起される電圧と前記コンデンサに蓄積された電荷に応じた電圧との電位差が所定値以上の場合に、前記第３巻線から前記スイッチング素子に供給される電流をバイパスさせることにより前記スイッチング素子をオフ状態へ移行させる定電圧制御素子と、を有する。

本発明は、トランスが、一次側に設けられると共にスイッチング素子に接続され、当該スイッチング素子がオン状態とされているときに入力電圧の印加により時間経過と共に電流値が増加する状態で電流が流れて、当該電流値に応じたエネルギーが蓄積される第１巻線、二次側に設けられ、スイッチング素子がオン状態では第１巻線に流れる電流によって電圧が誘起されず、スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行して当該オフ状態とされているときに第１巻線に蓄積されたエネルギーにより発生する逆起電力に応じた電圧が誘起され、当該電圧を電源電力として出力すると共に一方の端子が一端が接地された配線の他端に接続された第２巻線、及び二次側に設けられ、前記スイッチング素子がオン状態とされているときに前記第１巻線を流れる電流の電流値の変化に応じて一次側と二次側との結合率に応じた電圧が誘起されると共に一方の端子が前記第２巻線の前記一方の端子に接続された第３巻線を有しており、切替手段により、スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行すると共にオン状態からオフ状態に移行したときに第３巻線に誘起される電圧のレベルに応じて第２巻線から所定の電圧とされた電源電力が出力されるようにスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替えられる。

このように本発明によれば、第３巻線をトランスの二次側に設けているので、トランスの一次側と二次側の結合率に応じて第３巻線に誘起される電圧が第２巻線に誘起される電圧と同じ様に変動するため、第３巻線に誘起される電圧のレベルに応じて第２巻線から一定の電圧の電源電力が出力されるようにスイッチング素子のオン・オフ状態を切り替えることにより、トランスの一次側の巻線と二次側の巻線の結合率にばらつきがある場合でも、出力電圧にばらつきが発生することを抑制することができる。

なお、本発明の前記スイッチング素子は、前記第１巻線に流れる電流の電流値を制御する制御端子に前記第３巻線が接続され、オン状態とされたときに前記第３巻線に誘起される電圧によって発生する電流が前記制御端子に供給され、前記第１巻線を流れる電流の電流値が前記制御端子に供給される電流の電流値の所定倍となるように増加し、前記切替手段は、前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行したときに前記第３巻線に誘起される電圧に応じた電荷を蓄積するコンデンサと、前記スイッチング素子がオフ状態からオン状態に移行したときに前記第３巻線に誘起される電圧と前記コンデンサに蓄積された電荷に応じた電圧との電位差が所定値以上の場合に、前記第３巻線から前記スイッチング素子に供給される電流をバイパスさせることにより前記スイッチング素子をオフ状態へ移行させる定電圧制御素子と、を有する。

また、参考例のトランスは、前記トランスの一次側に設けられ、前記第１巻線を流れる電流の電流値の変化に応じて電圧が誘起される第４巻線をさらに有し、前記スイッチング素子は、制御端子に前記第３巻線に代えて前記第４巻線に接続され、オン状態とされたときに前記第４巻線に誘起される電圧によって発生する電流が前記制御端子に供給されるものとし、前記定電圧制御素子は、前記第３巻線に代えて前記第４巻線に誘起される電圧と前記コンデンサに蓄積された電荷に応じた電圧との電位差が所定値以上の場合に、前記第３巻線から前記スイッチング素子に供給される電流をバイパスさせることにより前記スイッチング素子をオフ状態へ移行させるものとしてもよい。

以上説明したように、本発明によれば、第３巻線をトランスの二次側に設けているので、トランスの一次側の巻線と二次側の巻線の結合率にばらつきがある場合でも、出力電圧にばらつきが発生することを抑制することができる、という優れた効果を有する。

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について詳細に説明する。

図１には、実施の形態に係る電源装置１０の概略構成が示されている。

同図に示すように、電源装置１０は、一次側に１次巻線Ｎｐが設けられ、二次側に２次巻線Ｎｓとベース巻線Ｎｂが設けられたトランス２０を備えている。

トランス２０の１次巻線Ｎｐの一方の端子は電力入力端子２２に接続されており、１次巻線Ｎｐの他方の端子はトランジスタＴｒ１のコレクタに接続されている。また、トランス２０の１次巻線Ｎｐの一方の端子と電力入力端子２２を接続する配線は、分岐しており、分岐した配線が起動抵抗Ｒｇを介してトランジスタＴｒ１のベースに接続されている。このトランジスタＴｒ１のエミッタは、一端が接地された配線２８に接続されており、配線２８の他端は配線３０に接続されている。

また、トランス２０の２次巻線Ｎｓの一方の端子はダイオードＤ４のアノードに接続されており、２次巻線Ｎｓの他方の端子は一端が接地された配線３０に接続されている。ダイオードＤ４のカソードは電力出力端子３２、及びコンデンサＣ３の一方の端子に接続されており、このコンデンサＣ３の他方の端子は配線３０に接続されている。

さらに、トランス２０のベース巻線Ｎｂの一方の端子はコンデンサＣ１の一方の端子に接続されている。このコンデンサＣ１の他方の端子は抵抗Ｒｂを介してトランジスタＴｒ１のベースに接続されている。また、コンデンサＣ１には、並列にダイオードＤ２が設けられており、当該ダイオードＤ２のアノードがコンデンサＣ１の一方の端子に接続され、当該ダイオードＤ２のカソードがコンデンサＣ１の他方の端子に接続されている。さらに、ベース巻線Ｎｂの一方の端子とコンデンサＣ１の一方の端子を接続する配線は分岐しており、分岐した配線がダイオードＤ３のカソードに接続されている。このダイオードＤ３のアノードは、コンデンサＣ２の一方の端子、及び、ツェナーダイオードＤｚのアノードに接続されている。このツェナーダイオードＤｚのカソードはトランジスタＴｒ１のベースに接続されている。

ベース巻線Ｎｂの他方の端子は、配線３０に接続されている。この配線３０にはコンデンサＣ２の他方の端子が接続されている。

次に、本実施の形態の係る電源装置１０の作用を説明する。

電源装置１０は、電力入力端子２２に入力電圧Ｖｉｎが印加されると、起動抵抗Ｒｇを介してトランジスタＴｒ１のベースに電流が流れてトランジスタＴｒ１がオン状態に移行する。そして、１次巻線Ｎｐには、上記（１）式に示すようにオン時間ｔに応じた電流ｉｃが流れる。

トランジスタＴｒ１がオン状態になり１次巻線Ｎｐに電流ｉｃが流れると、ベース巻線Ｎｂには、１次巻線Ｎｐとベース巻線Ｎｂの巻線の巻数、及びトランス２０の結合率εに応じて上記（２）式で示される電圧ｅｂが発生する。これにより、トランジスタＴｒ１のベースに電流ｉｂが流れる。

そして、１次巻線Ｎｐを介してトランジスタＴｒ１のコレクタへ流れる電流ｉｃが上記（１）式で示されるように増加し、トランジスタＴｒ１の増幅率βとの間に（４）式で示される条件が満たされると、トランジスタＴｒ１’がオフ状態に移行する。

トランジスタＴｒ１がオフ状態になると、２次巻線Ｎｓには、１次巻線Ｎｐに蓄積されたエネルギーＰに応じて逆起電力が発生し、発生した逆起電力によってダイオードＤ４が導通して電力出力端子３２から出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。

また、コンデンサＣ２は、ベース巻線Ｎｂに発生する逆起電力によって電荷が蓄積されて、両端子間の電圧が電圧Ｖｃになる。なお、本実施の形態に係る電源装置１０では、ベース巻線Ｎｂをトランス２０の二次側に設けているため、ベース巻線Ｎｂに発生する電圧が結合率εに応じて変化し、結合率εが大きければ高く、結合率εが小さければ低くなる。よって、コンデンサＣ２の両端子間に電圧Ｖｃは結合率εに応じて変化し、コンデンサＣ２の一方の端子（ツェナーダイオードＤｚ側の端子）の電位は、結合率εが大きいほど低くなる。

このように結合率εが大きくなるほどコンデンサＣ２の一方の端子の電位が低くなるため、トランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間の電圧Ｖｂｅが低い電圧でツェナーダイオードＤｚにバイパスが発生するようになる。

よって、本実施の形態じ係る電源装置１０では、トランジスタＴｒ１がオン状態になった際に、結合率εが大きいほどトランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間の電圧Ｖｂｅが低い電圧でツェナーダイオードＤｚへのバイパスが発生するため、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなることを抑制することができる。

以上のように、本実施の形態に係る電源装置１０によれば、ベース巻線Ｎｂをトランス２０の二次側に設けているので、トランス２０の一次側と二次側の結合率εに応じてベース巻線Ｎｂに誘起される電圧が２次巻線Ｎｓに誘起される電圧と同じ様に変動するため、ベース巻線Ｎｂに誘起される電圧のレベルに応じて２次巻線Ｎｓから一定の電圧の電源電力が出力されるようにスイッチング素子のオン・オフ状態を切り替えることにより、トランス２０の一次側の巻線と二次側の巻線の結合率εにばらつきがある場合でも、出力電圧にばらつきが発生することを抑制することができる。

なお、本実施の形態に係る電源装置１０では、コンデンサＣ２とツェナーダイオードＤｚによりトランジスタＴｒ１をオンからオフへ切り替えるタイミングを制御する場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、トランス２０の二次側に設けられたベース巻線Ｎｂに発生する電圧ｅｂを検出し、ＣＰＵ（中央処理装置）等の制御手段により、２次巻線Ｎｓから一定の電圧の電源電力が出力されるようにトランジスタＴｒ１のオン・オフを切り替えるものとしてもよい。この場合も、本実施の形態と同様の効果を奏することができる。

また、本実施の形態に係る電源装置１０では、ツェナーダイオードＤｚ’を交換することにより降伏電圧Ｖｚを変える場合について場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、図４に示すように抵抗Ｒ１’と抵抗Ｒ２’の抵抗値の比率を変えることにより、出力電圧Ｖｏｕｔを調整するようにしてもよい。この場合も、本実施の形態と同様の効果を奏することができる。

また、本実施の形態に係る電源装置１０では、トランジスタＴｒ１に供給される電流をバイパスさせることによりトランジスタＴｒ１をオフ状態へ移行させる素子としてツェナーダイオードＤｚを用いた場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、放電管及びバリスタなどを含む定電圧制御素子及び放電管、ツェナーダイオード及びバリスタなどを含む定電圧回路によりトランジスタＴｒ１に供給される電流をバイパスさせてもよい。この場合も、本実施の形態と同様の効果を奏することができる。

また、本実施の形態に係る電源装置１０では、ベース巻線Ｎｂをトランス２０の二次側に設けた場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、図２に示すように、トランス２０の一次側にベース巻線Ｎｂを一次側に設ける共に、電圧検出巻線Ｎｔを二次側に設け、ベース巻線Ｎｂの他方の端子をトランジスタＴｒ１のエミッタに接続し、電圧検出巻線Ｎｔの一方の端子をダイオードＤ３のカソードに接続し、電圧検出巻線Ｎｔの他方の端子を配線３０に接続するものとしてもよい。この場合、コンデンサＣ２は、トランジスタＴｒ１がオフ状態になった際に電圧検出巻線Ｎｔに発生する逆起電力によって電荷が蓄積されて、両端子間の電圧がＶｃになる。この電圧Ｖｃは、電圧検出巻線Ｎｔがトランス２０の二次側に設けられているため、結合率εに応じて変化し、結合率εが大きければ高く、結合率εが小さければ低くなる。このため、トランジスタＴｒ１がオンになった際に、結合率εが大きいほどトランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間の電圧Ｖｂｅが低い電圧でバイパスが発生するため、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなることを抑制することができる。

さらに、例えば、図４に示す従来の電源装置のベース巻線Ｎｂを、図５に示すように、二次側に設ける構成としてもよい。

その他、本実施の形態で説明した電源装置１０の回路構成（図１、及び図２参照。）は一例であり、本発明の主旨を逸脱しない範囲内において適宜変更可能であることは言うまでもない。

実施の形態に係る電源装置の構成を示す回路図である。実施の形態に係る電源装置の第１変形例の構成を示す回路図である。従来の電源装置の構成例を示す回路図である。従来の電源装置の他の構成例を示す回路図である。実施の形態に係る電源装置の第２変形例の構成を示す回路図である。

符号の説明

１０電源装置
２０トランス
Ｃ２コンデンサ
Ｄｚツェナーダイオード
Ｎｂベース巻線
Ｎｐ１次巻線
Ｎｓ２次巻線
Ｎｔ電圧検出巻線
Ｔｒ１トランジスタ

Claims

オフ状態で入力電圧が印加された際にオン状態となるスイッチング素子と、
一次側に設けられると共に前記スイッチング素子に接続され、当該スイッチング素子がオン状態とされているときに前記入力電圧の印加により時間経過と共に電流値が増加する状態で電流が流れて、当該電流値に応じたエネルギーが蓄積される第１巻線、二次側に設けられ、前記スイッチング素子がオン状態では前記第１巻線に流れる電流によって電圧が誘起されず、前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行して当該オフ状態とされているときに前記第１巻線に蓄積されたエネルギーにより発生する逆起電力に応じた電圧が誘起され、当該電圧を電源電力として出力すると共に一方の端子が一端が接地された配線の他端に接続された第２巻線、及び二次側に設けられ、前記スイッチング素子がオン状態とされているときに前記第１巻線を流れる電流の電流値の変化に応じて一次側と二次側との結合率に応じた電圧が誘起されると共に一方の端子が前記第２巻線の前記一方の端子に接続された第３巻線を有するトランスと、
前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行すると共にオン状態からオフ状態に移行したときに前記第３巻線に誘起される電圧のレベルに応じて前記第２巻線から所定の電圧とされた前記電源電力が出力されるように前記スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替える切替手段と、
を備え、
前記スイッチング素子は、前記第１巻線に流れる電流の電流値を制御する制御端子に前記第３巻線が接続され、オン状態とされたときに前記第３巻線に誘起される電圧によって発生する電流が前記制御端子に供給され、前記第１巻線を流れる電流の電流値が前記制御端子に供給される電流の電流値の所定倍となるように増加し、
前記切替手段は、
前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行したときに前記第３巻線に誘起される電圧に応じた電荷を蓄積するコンデンサと、
前記スイッチング素子がオフ状態からオン状態に移行したときに前記第３巻線に誘起される電圧と前記コンデンサに蓄積された電荷に応じた電圧との電位差が所定値以上の場合に、前記第３巻線から前記スイッチング素子に供給される電流をバイパスさせることにより前記スイッチング素子をオフ状態へ移行させる定電圧制御素子と、
を有する電源装置。