JP5168584B2 - 無線伝送システムにおける信号生成装置及び方法並びにそのプログラム - Google Patents

Description

本願は、日本の特願２００６−２８５０３０（２００６年１０月１９日に出願）に基づいたものであり、又、特願２００６−２８５０３０に基づくパリ条約の優先権を主張するものである。特願２００６−２８５０３０の開示内容は、特願２００６−２８５０３０を参照することにより本明細書に援用される。
本発明は、無線伝送システムにおける送信装置に適用して好適な信号生成装置に関する。

近年、ＳＣ(Single Carrier)−ＦＤＭＡ(Frequency Division Multiple Access)方式は、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)などのマルチキャリア伝送方式に比べ低いピーク電力を達成し消費電力の削減が可能であることから、上りリンクの無線伝送方式として注目されている。

ＳＣ−ＦＤＭＡの送信信号の生成法の一つに、単位時間スロット毎に、Ｍ（Ｍは自然数）個のデータシンボルをＤＦＴすることで周波数軸上に変換し、高周波数および低周波数の両側に合計（Ｎ−Ｍ）個の０を挿入した後に（ＮはＭより大きい２の乗数）、ＮポイントのＩＦＦＴ（Ｎ／Ｍ倍オーバーサンプルに対応）を行う方法がある。Ｎ／Ｍ倍オーバーサンプル後においてもマルチキャリア伝送方式に比べ低いPeak to Averaged Power Ratio（ＰＡＰＲ）を達成できるが、Ｎ／Ｍ倍オーバーサンプル前に比べＰＡＰＲが増大することがＳＣ−ＦＤＭＡにおける問題の一つになっている。

ＳＣ−ＦＤＭＡにおいて、ＰＡＰＲを低減する方法の一つにFFT Pre-processing法がある（例えば、非特許文献１参照）。FFT Pre-processing法では、送信信号生成時のＮ／Ｍ倍のオーバーサンプルより前に、Ｘ倍のオーバーサンプルを行う。Ｘ倍のオーバーサンプルは、Ｎ／Ｍ倍のオーバーサンプルにおいてピークを発生させる可能性があるデータシンボルを選択するために行われる。この選択の処理では、データシンボル点それぞれに異なるＸ倍オーバーサンプルにより求めた信号点を対応させて、ピークを発生させる可能性があるデータシンボルか否かを判断するため、Ｘを２以上にする必要がある（Ｘは２以上の実数）。さらに、FFT Pre-processing法の効果を最大化するためには、ＸとＮ／Ｍのオーバーサンプリングレートを近い値にするのが良い。以下、Ｍ＝３００、Ｎ＝５１２とした場合において、Ｘ＝２（Ｎ／Ｍ＝１．７）として従来例を説明する。

Ｎ／Ｍ（１．７）倍のオーバーサンプル後に大きなピークを発生させる可能性があるオーバーサンプル前の信号を、２倍のオーバーサンプルを行った結果を用いて選択する。この選択した信号の振幅を１．７倍のオーバーサンプルにおけるＤＦＴの前段で減衰させることで、１．７倍のオーバーサンプル後における高いピークの発生を防ぐことを特徴としている。従来のFFT Pre-processing法を図１および図２を参照して説明する。

図１に示す送信器１０００は、データ信号生成部１００１、ＤＦＴ部１００２、２倍ポイントＩＤＦＴ部１００３、振幅基準減衰信号選択部１００４、減衰係数乗算部１００５、Ｎ／Ｍ倍オーバーサンプル部１００６とから構成される。

図１に示す送信器１０００において、単位時間スロットあたりＭ（Ｍは自然数）個のデータ信号を有する場合、データ信号生成部１００１は、第v（vは０以上の整数）時間スロットにおいて、Ｍ個のデータ信号Din (M×v + 1)〜Din (M×v + M)（第１スロットの最初のデータからの通し番号）を生成し、ＤＦＴ部１００２は、データ信号Din (M×v + 1)〜Din(M×v + M)を入力とし、ＭポイントのＤＦＴ(Discrete Fourier Transform)を行い、ＤＦＴ出力信号Dout (M×v + 1)〜Dout (M×v + M)を出力する。

２倍ポイントＩＤＦＴ部１００３は、ＤＦＴ出力信号Dout (M×v + 1)〜Dout(M×v + M)において、高周波および低周波成分に対応するＤＦＴ出力信号の両端に合計Ｍ個の０成分の信号を外挿して得られる合計２Ｍ個の信号を入力とし、２ＭポイントのＩＤＦＴ(Inverse Discrete Fourier Transform)を行って、２倍のオーバーサンプルをした信号を生成し、２倍オーバーサンプル信号Ddbl (2M×v + 1)〜Ddbl (2M×v + 2M)として出力する。

次に図２を参照して、振幅基準減衰信号選択部１００４を説明する。振幅基準減衰信号選択部１００４は、減衰係数初期設定値生成部１１０１と振幅基準減衰係数算出部１１０２とから構成される。

減衰係数初期設定値生成部１１０１は、すべて１の減衰係数初期設定値Y(M×v + 1)〜Y(M×v + M)を生成し出力する。

振幅基準減衰係数算出部１１０２は、２倍オーバーサンプル信号Ddbl (2M×v + 1)〜Ddbl (2M×v + 2M)と、減衰係数初期設定値Y(M×v + 1)〜Y(M×v + M)とを入力とし、データ信号と同じサンプリング時間に対応する信号を除いた２倍オーバーサンプル信号の中で、２倍オーバーサンプル信号の絶対値が閾値Ｃ（Ｃは正の実数）を超える場合、２倍オーバーサンプル信号において閾値Ｃを越える信号の１サンプル前のサンプリング時間に対応する減衰係数初期設定値Y(M×v + g)を（gはM以下の自然数）、図３に示す式１の算出結果に変更し、減衰係数初期設定値Y(M×v + 1)〜Y(M×v + M)の変更結果を減衰係数Wm(M×v+ 1)〜Wm (M×v + M)として出力する。なお、式１において、γは正の実数、abs()は()の絶対値を表す。

２倍オーバーサンプル信号Ddbl (2M×v + 2g - 1)の振幅値が大きいほど、減衰係数を小さい値に設定することで、減衰係数乗算後のＮ／Ｍ倍オーバーサンプルをした結果を、一定値（Ｃ）に近い値にすることができる。Ｎ／Ｍオーバーサンプル後のピークの大きさは減衰係数に依存するため、ＰＡＰＲを低減するためには減衰係数を小さくする方が良い。しかしながら、減衰係数を乗算した後の振幅が低くなり過ぎると、受信特性が劣化するという問題がある。このため、２倍オーバーサンプル信号Ddbl (2M×v + 2g - 1)の振幅値が小さい時には減衰係数を大きくする必要がある。

減衰係数乗算部１００５は、データ信号Din (M×v + 1)〜Din (M×v + M)と減衰係数Wm(M×v + 1)〜Wm (M×v + M)を入力とし、データ信号Din (M×v + 1)〜Din (M×v + M)それぞれに、減衰係数Wm (M×v + 1)〜Wm (M×v + M)を乗算し、減衰係数乗算信号Sdin (M×v + 1)〜Sdin (M×v + M)として出力する。

Ｎ／Ｍ倍オーバーサンプル部１００６は、減衰係数乗算信号Sdin (M×v + 1)〜Sdin(M×v + M)を入力とし、ＭポイントのＤＦＴを行い、減衰乗算ＤＦＴ出力信号Sziout(M×v+ 1)〜Sziout (M×v + M)を生成し、減衰乗算ＤＦＴ出力信号Sziout (M×v + 1)〜Sziout(M×v + M)における、低周波数および高周波数成分に対応する両端に合計（Ｎ−Ｍ）個のゼロの信号点を外挿したＮ個の信号点に（ＮはＭより大きい２の乗数）、ＮポイントのＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier Transform)を行ってＮ／Ｍ倍のオーバーサンプルを行った信号を送信信号Sdout (M×v + 1)〜Sdout (M×v + M)として生成する。

２倍のオーバーサンプルを行って、Ｎ／Ｍ倍のオーバーサンプル後に高いピークを発生させる可能性がある信号を選択し、Ｎ／Ｍ倍オーバーサンプルにおけるＤＦＴの前段で減衰させることで、Ｎ／Ｍ倍オーバーサンプル後のＰＡＰＲを低減することが可能である。
PA power de-rating reduction scheme for DFT-SOFDM and TP, R1-060392, Motorola, 3GPP TSG-RAN WG1 #44, Denver, USA, Feb 13-17, 2006

しかしながら、従来法では、２倍のオーバーサンプルを行って、Ｎ／Ｍオーバーサンプル後に閾値Ｃを越えるピークを発生させる可能性があるデータ信号を選択しているため、２ＭポイントのＩＤＦＴが必要である。２ＭポイントのＩＤＦＴは、ＭポイントのＤＦＴの演算量の約４倍と等価であり、演算量が問題である。２ＭポイントのＩＤＦＴに比べ演算量を大幅に削減し、ピークを発生させるＤＦＴの入力信号を選択することが必要である。

そこで本発明は、オーバーサンプルを行う従来のFFT Pre-Processing法に比べ演算量を大幅に削減し、従来と同程度にＰＡＰＲを低減する無線伝送システムにおける信号生成装置及び方法並びにそのプログラムを提供することを目的とする。

上述の課題を解決するため、本発明は、無線伝送システムにおいて送信信号を生成する信号生成装置であって、単位時間スロットにおいて、Ｍ（Ｍは自然数）個のデータ信号を力とし、オーバーサンプル後にピークを発生させ得るデータ信号を推定し、選択した前記データ信号に対し減衰量を決定し、選択結果および決定した減衰量に関する情報を生成し、データ減衰係数として出力するデータ減衰係数生成手段と、前記Ｍ個のデータ信号と、前記データ減衰係数を入力とし、前記データ減衰係数における前記選択結果に対応するデータ信号それぞれに、前記選択結果に対応する減衰量を乗算し、Ｍ個の減衰係数乗算信号として出力する減衰係数乗算部と、前記Ｍ個の減衰係数乗算信号を入力とし、オーバーサンプルを行って送信信号を生成し出力するオーバーサンプル部とを備え、前記データ減衰係数生成手段が、前記Ｍ個のデータ信号から、各データ信号点におけるデータ信号波形の傾きを示す情報を、対応する各スロープ推定値として出力するスロープ推定部と、前記Ｍ個のデータ信号および前記Ｍ個のスロープ推定値を入力とし、前記Ｍ個のデータ信号の振幅値および前記Ｍ個のスロープ推定値を基にオーバーサンプル後にピークを発生させ得るデータ信号を推定し、選択した前記データ信号に対し減衰量を決定し、選択結果および決定した減衰量に関する情報を生成し、前記データ減衰係数として出力するスロープ基準減衰信号選択部とを備えることを特徴とする。

本発明は、データ信号波形の傾きを用いて減衰係数を乗算するデータ信号を選択することによって、従来法より少ない演算量で、従来法と同程度にピーク電力を低減した送信信号を生成することが可能である。

従来例における送信器のブロック図 従来例における振幅基準減衰信号選択部のブロック図 数式を表す図 本発明における送信器のブロック図 本発明の最良の形態におけるスロープ推定部のブロック図 本発明におけるスロープ基準減衰信号選択部のブロック図 第１の実施例におけるスロープ推定部のブロック図 オーバーサンプルスロープおよびデータ信号のサンプリング時間を示す図 第２の実施例におけるスロープ推定部のブロック図 第２の実施例におけるＺポイントＩＤＦＴ偏微分値算出部のブロック図 実施例３を用いたＰＡＰＲ特性のシミュレーション結果を示す図 実施例３を用いた受信特性のシミュレーション結果を示す図

符号の説明

１００，１０００ 送信器
１０１，１００１ データ信号生成部
１０２ スロープ推定部
１０３ スロープ基準減衰信号選択部
１０４，１００５ 減衰係数乗算部
１０５，１００６ Ｎ／Ｍオーバーサンプル部
２０１，４０１，１００２ ＤＦＴ部
２０２ ＭポイントＩＤＦＴ偏微分値算出部
３０１，１１０１ 減衰係数初期設定値生成部
３０２ 減衰係数算出部
４０２，６０３ ＺポイントＩＤＦＴ偏微分値算出部
４０３ ピーク推定スロープ近似部
６０１ サイクリックシフト信号挿入部
６０２ ＦＦＴ部
６０４ サイクリックシフト信号削除部
７０１ Ｉ／Ｑ分離部
７０２，７０３ 定数乗算部
７０４ Ｉ／Ｑ多重部
７０５ ＩＦＦＴ部
１００３ ２倍ポイントＩＤＦＴ部
１００４ 振幅基準減衰信号選択部
１１０２ 振幅基準減衰信号算出部

以下、本発明の最良の形態について図面を参照して説明する。

図４は、本発明の最良の形態による送信器を示すブロック図である。送信器１００は、データ信号生成部１０１、スロープ推定部１０２、スロープ基準減衰信号選択部１０３、減衰係数乗算部１０４、Ｎ／Ｍ倍オーバーサンプル部１０５から構成される。また、送信器１００は、プログラム制御によって、以下に説明する各機能を実行する。

図４に示す送信器１００において、データ信号生成部１０１は、第v（vは０以上の整数）時間スロットにおいて、Ｍ（Ｍは自然数）個のデータ信号Din (M×v + 1)〜Din(M×v +M)を生成する。

次に、スロープ推定部１０２について、図５を参照して説明する。スロープ推定部１０２は、ＤＦＴ部２０１、ＭポイントＩＤＦＴ偏微分値算出部２０２から構成される。ＤＦＴ部２０１は、データ信号Din (M×v + 1)〜Din (M×v + M)を入力とし、ＭポイントのＤＦＴを行い、ＤＦＴ出力信号Dout (M×v + 1)〜Dout (M×v + M)を生成し出力する。

ＭポイントＩＤＦＴ偏微分値算出部２０２は、ＩＤＦＴの計算式の実数および虚数成分それぞれを時間に関し偏微分を行って得られる図３に示す式２および式３から、データ信号Din (M×v + 1)〜Din (M×v + M)それぞれのサンプリング時間におけるデータ信号波形の傾きを算出し、スロープ推定値Usl (M×v + i) (iはM以下の自然数)として出力する。なお、式２及び３において、()real は()の実数部を表し、()imag は()の虚数部を表す。

次に、スロープ基準減衰信号選択部１０３について、図６を参照して説明する。スロープ基準減衰信号選択部１０３は、減衰係数初期設定値生成部３０１、減衰係数算出部３０２から構成される。

減衰係数初期設定値生成部３０１は、すべて１の減衰係数初期設定値Y(M×v + 1)〜Y(M×v + M)を生成し出力する。

減衰係数算出部３０２は、スロープ推定値Usl (M×v + 1)〜Usl (M×v + M)と、データ信号Din (M×v + 1)〜Din (M×v + M)と、減衰係数初期設定値Y(M×v + 1)〜Y(M×v + M)とを入力とし、データ信号Din (M×v + 1)〜Din (M×v + M)の中で、振幅閾値Ａ（Ａは正の実数）以上または−Ａ以下のいずれかの振幅値で、(p+1)点(pは自然数)連続するデータ信号Din (M×v + j)〜Din (M×v + j + p)(jは(M-1)以下の自然数)の系列において、Din(M×v + j + p)を除いたデータ信号Din (M×v + j)〜Din (M×v + j + p-1)に対応するスロープ推定値Usl (M×v + j) 〜Usl (M×v + j + p-1)の絶対値がスロープ閾値Ｂ（Ｂは正の実数）を超え、かつ、データ信号Din (M×v + k)(kはj以上(j+p-1)以下の整数)とスロープ推定値Usl (M×v + k)の符号が同一となる場合、Din (M×v + k)とDin (M×v + k+1)に対応する減衰係数初期設定値Y(M×v + h)を、図３に示す式４で算出した値に変更し、減衰係数初期設定値Y(M×v + 1)〜Y(M×v + M)の変更結果を減衰係数Wm (M×v + 1)〜Wm(M×v + M)として出力する。なお、式４において、α，βは正の実数を表す。

減衰係数Wm (M×v + 1)〜Wm (M×v + M)を、データ信号やスロープ推定値の大きさに応じて小さい値にすることで、減衰係数乗算後にＮ／Ｍオーバーサンプルを行った結果のピークを、一定値（Ａ）に近い値にすることができる。従来法と同じように、Ｎ／Ｍオーバーサンプル後のピークの大きさは減衰係数Ｗｍ に依存するため、ＰＡＰＲを低減するためには減衰係数Ｗｍ を小さくする方が良い。しかしながら、減衰係数を小さくし過ぎると受信特性が劣化するという問題がある。このため、データ信号の振幅値やスロープ推定値の大きさに応じて、減衰係数を変えることが望ましい。

減衰係数乗算部１０４は、データ信号Din (M×v + 1)〜Din (M×v + M)と減衰係数Wm(M×v + 1)〜Wm (M×v + M)を入力とし、データ信号Din (M×v + 1)〜Din (M×v + M)それぞれに、減衰係数Wm (M×v + 1)〜Wm (M×v + M)を乗算し、減衰係数乗算信号Sdin (M×v + 1)〜Sdin (M×v + M)を出力する。

Ｎ／Ｍ倍オーバーサンプル部１０５は、減衰係数乗算信号Sdin (M×v + 1)〜Sdin(M×v+ M)を入力とし、ＭポイントのＤＦＴを行い、減衰乗算ＤＦＴ出力信号Sziout(M×v + 1)〜Sziout (M×v + M)を生成し、減衰乗算ＤＦＴ出力信号Sziout (M×v + 1)〜Sziout (M×v + M)における、低周波数および高周波数成分に対応する両端に合計（Ｎ−Ｍ）個のゼロの信号点を外挿したＮ個の信号点に（ＮはＭより大きい２の乗数）、ＮポイントのＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier Transform)を行ってＮ／Ｍ倍のオーバーサンプルを行った信号を送信信号Sdout (M×v + 1)〜Sdout (M×v + M)として生成する。

以上の処理によって、データ信号波形の傾きを用いて減衰係数を乗算するデータ信号を選択することで、従来法より少ない演算量で、従来法と同程度ＰＡＰＲを低減した送信信号を生成することが可能である。

次に、第１の実施例を説明する。第１の実施例における送信器を示すブロック図は、本発明の最良の形態による送信器のブロック図と同一である。第１の実施例では、スロープ推定部１０２における処理が本発明の最良の形態と異なる。本実施例では、本発明の最良の形態との差分であるスロープ推定部を図７を参照して説明する。スロープ推定部１０２は、ＤＦＴ部４０１、Ｚ（Ｚは、Ｎより大きい２の乗数）ポイントＩＤＦＴ偏微分値算出部４０２、ピーク推定スロープ近似部４０３から構成される。

ＤＦＴ部４０１は、データ信号Din (M×v + 1)〜Din (M×v + M)を入力とし、ＭポイントのＤＦＴを行い、ＤＦＴ出力信号Dout (M×v + 1)〜Dout (M×v + M)を生成し、ＺポイントＩＤＦＴ偏微分値算出部４０２は、合計の信号点が２の乗数になるように、ＤＦＴ出力信号Dout (M×v + 1)〜Dout (M×v + M)の高周波数および低周波数成分に合計（Ｚ−Ｎ）個のゼロの信号点を外挿して得られるＺ個の信号点を、ゼロ外挿ＤＦＴ出力信号Dovin(Z×v+ x) (xはZ以下の自然数)として入力し、ＩＤＦＴの計算式の実数および虚数成分それぞれを時間に関し偏微分を行って得られる図３に示す式５および式６から、Ｚ／Ｍオーバーサンプル後におけるデータ信号波形の傾きを示す情報を算出し、オーバーサンプルスロープUov (Z×v + q) (qはZ以下の自然数)として出力する。

ピーク推定スロープ近似部４０３は、オーバーサンプルスロープUov (Z×v + 1)〜Uov(Z×v + Z)を入力とし、オーバーサンプルスロープUov (Z×v + q)の中から、データ信号Din (M×v + 1)〜Din (M×v + M)それぞれのサンプリング時間に最も近接するオーバーサンプルスロープを選択し、スロープ推定値Usl (M×v + i)として出力する。

式５および式６は、ＩＤＦＴのポイント数が２の乗数である式を時間に関して偏微分を行った式である。このため、ＩＤＦＴの演算を、ＩＦＦＴのアルゴリズムを用いて削減するのと同様に、式５および式６にＩＦＦＴのアルゴリズムを用いることで、演算量を削減することができる。

ＩＤＦＴのポイント数をＭとした場合、ＩＤＦＴの演算量はＭの２乗に比例し、ＩＦＦＴの演算量は、Mlog2 Mに比例する。本実施例において、Ｍを３００とした場合、従来例における２ＭポイントＩＤＦＴの演算量は、９００００（３００×３００）になる。一方、Ｍ（３００）以上の最小の２の乗数は５１２であるため、ＩＦＦＴのアルゴリズムを用いた場合の演算量は４６０８になる。ＩＦＦＴのアルゴリズムを用いることで、ＩＤＦＴの偏微分値の算出における演算量を、ＩＦＦＴのアルゴリズムを用いた場合に対し約２０分の１にすることができる。

しかしながら、図８に示すように、オーバーサンプルスロープのサンプリング間隔は、データ信号のサンプリング間隔と異なり、データ信号のサンプリング間隔のＭ／Ｚになる。このため、本実施例では、オーバーサンプルスロープUov (Z×v + q)の中から、データ信号Din (M×v + 1)〜Din (M×v + M)それぞれのサンプリング時間に最も近接するオーバーサンプルスロープを選択し、スロープ推定値Usl (M×v + i)として出力する処理を行っている。

本実施例では、スロープ推定値として、データ信号のサンプリング時間に最も近接するオーバーサンプルスロープを用いている。このため、データ信号のサンプリング時間におけるデータ信号の波形の傾きを正確に算出した場合に比べ、ＰＡＰＲの低減効果が若干低下するが、演算量を大きく削減する効果がある。

次に、第２の実施例を説明する。第２の実施例における送信器を示すブロック図は、本発明の最良の形態による送信器のブロック図と同一である。第２の実施例では、スロープ推定部１０２における処理が本発明の最良の形態と異なる。本実施例では、本発明の最良の形態との差分であるスロープ推定部を図９および図１０を参照して説明する。図９のスロープ推定部１０２は、サイクリックシフト信号挿入部６０１、ＦＦＴ部６０２、ＺポイントＩＤＦＴ偏微分値算出部６０３（Ｚは、Ｎより大きい２の乗数）、サイクリックシフト信号削除部６０４から構成される。

サイクリックシフト信号挿入部６０１は、データ信号Din (M×v + 1)〜Din (M×v + M)を入力とし、データ信号Din (M×v + 1)〜Din (M×v + M)における最後尾Din (M×v + M)の後に、データ信号をサイクリックシフトした（Ｚ−Ｍ）個の信号に対応するデータ信号Din(M×v + 1)〜Din (M×v + (Z-M))を挿入し、サイクリックシフト挿入信号Dcyc (Z×v + 1)〜Dcyc (Z×v + Z)として出力する。

ＦＦＴ部６０２は、サイクリックシフト挿入信号Dcyc (Z×v + 1)〜Dcyc (Z×v + Z)を入力し、ＺポイントのＦＦＴを行い、ＦＦＴ出力信号DFFT (Z×v + 1)〜DFFT (Z×v + Z)として出力する。

ＺポイントＩＤＦＴ偏微分値算出部６０３は、ＦＦＴ出力信号DFFT (Z×v + 1)〜DFFT(Z×v + Z)を入力とし、実施例１と同様にＩＤＦＴの計算式の実数および虚数成分それぞれを時間に関し偏微分を行って得られる式から、サイクリックシフト挿入信号Dcyc(Z×v +1)〜Dcyc (Z×v + Z)の波形の傾きを示す情報を算出し、ＺポイントＩＤＦＴ偏微分信号DIDFT (Z×v + 1)〜DIDFT (Z×v + Z)として出力する。

次に、ＺポイントＩＤＦＴ偏微分値算出部の処理をＩＦＦＴの回路を用いる例を、図１０を参照して説明する。図１０のＺポイントＩＤＦＴ偏微分値算出部１０２は、Ｉ／Ｑ分離部７０１、定数乗算部７０２、７０３、Ｉ／Ｑ多重部７０４、ＩＦＦＴ部７０５から構成される。

Ｉ／Ｑ分離部７０１は、ＦＦＴ出力信号DFFT (Z×v + 1)〜DFFT (Z×v + Z)を入力とし、実数成分および虚数成分を分離し、それぞれＩ／Ｑ分離実数信号DIout (Z×v + 1)〜DIout(Z×v + Z)およびＩ／Ｑ分離虚数信号DQout (Z×v + 1)〜DQout (Z×v + Z)として出力する。

定数乗算部７０２は、Ｉ／Ｑ分離実数信号DIout (Z×v + 1)〜DIout (Z×v + Z)を入力とし、DIout (Z×v + q)それぞれに(2π(q-Z/2)/Z)を乗算し(qはZ以下の自然数)、定数乗算実数信号DmulI (Z×v + 1)〜DmulI (Z×v + Z)として出力する。定数乗算部７０３はＩ／Ｑ分離虚数信号DQout (Z×v + 1)〜DQout (Z×v + Z)を入力とし、DQout (Z×v + q)それぞれに(-1×(2π(q-Z/2)/Z))を乗算し、定数乗算虚数信号DmulQ (Z×v + 1)〜DmulQ(Z×v + Z)として出力する。

Ｉ／Ｑ多重部７０４は、定数乗算実数信号DmulI (Z×v + 1)〜DmulI (Z×v + Z)および定数乗算虚数信号DmulQ (Z×v + 1)〜DmulQ (Z×v + Z)を入力とし、定数乗算実数信号および定数乗算虚数信号それぞれが、Ｉ／Ｑ多重後の虚数成分および実数成分となるように、実数および虚数成分を入れ替え、Ｉ／Ｑ多重した信号を、Ｉ／Ｑ多重信号DIQMx(Z×v + 1)〜DIQMx (Z×v + Z)として出力する。

ＩＦＦＴ部７０５は、Ｉ／Ｑ多重信号DIQMx (Z×v + 1)〜DIQMx (Z×v + Z)を入力とし、ＩＦＦＴを行って、ＺポイントＩＤＦＴ偏微分信号DIDFT (Z×v + 1)〜DIDFT (Z×v + Z)として出力する。

サイクリックシフト信号削除部６０４は、ＺポイントＩＤＦＴ偏微分信号DIDFT(Z×v +1)〜DIDFT (Z×v + Z)を入力とし、ＺポイントＩＤＦＴ偏微分信号DIDFT (Z×v + M+1)〜DIDFT (Z×v + Z)に対応する（Ｚ−Ｍ）個の信号を削除し、データ信号Din (M×v + 1)〜Din (M×v + M)それぞれのサンプリング時間に対応するスロープ推定値Usl (M×v + 1)〜Usl (M×v + M)として出力する。

サイクリックシフト信号挿入部６０１を用いて信号の数を２の乗数にすることで、最良の実施形態および実施例１におけるスロープ推定部で用いたＤＦＴにＦＦＴのアルゴリズムを用いることが可能になる。また、サイクリックシフト信号挿入部６０１において、サイクリックシフトした信号を挿入した結果をＦＦＴ部６０２においてＦＦＴしているため、不連続な信号をＦＦＴすることによるスロープ算出精度の劣化を防ぐことが可能である。ＦＦＴを用いることで、スロープ推定部のＤＦＴに対応する演算量を約２０分の１に削減することができる。

ＺポイントＩＤＦＴ偏微分値算出部において、実数成分および虚数成分に定数を乗算する処理と、実数成分と虚数成分を入れ替える処理を行うことで、ＩＤＦＴの偏微分の算出においてＩＦＦＴの回路をそのまま用いることができる。本処理により、ＩＤＦＴの偏微分の算出における演算量を、ＩＦＦＴのアルゴリズムを用いない場合に対し約２０分の１にすることができる。さらに、送信器のオーバーサンプル部におけるＩＦＦＴの回路をそのまま利用することも可能であるため、回路規模の大きな増加を防ぐことも可能である。最良の実施形態のスロープ推定部におけるＤＦＴおよびＩＤＦＴ偏微分値の算出においてＩＦＦＴのアルゴリズムを用いることで、スロープ推定部における演算量を、最良の実施形態の約４００分の１にすることが可能である。

次に、第３の実施例を説明する。第３の実施例における送信器を示すブロック図は、本発明の最良の形態による送信器のブロック図と同一である。第３の実施例では、減衰係数の設定値が本発明の最良の形態と異なる。本実施例では、本発明の最良の形態との差分のみを説明する。

本発明の最良の形態では、減衰係数初期設定値Y(M×v + h)を、式４で算出した値に変更しているが、第３の実施例では、減衰係数初期設定値Y(M×v + h)の変更値として、１未満の固定の値を用いる。データ信号の振幅値やスロープ推定値が大きいほど、減衰係数初期設定値Y(M×v + h)を小さい値に設定する方が、Ｎ／Ｍオーバーサンプル後のピーク電力の変動を小さくするという点において適しているが、データ信号の振幅値やスロープ推定値の統計的な分布が予め分かっていれば、最も使用頻度の高い固定値をすべての減衰係数初期設定値Y(M×v + h)における変更値として用いても良い。

減衰係数初期設定値の変更値を固定にした場合、Ｎ／Ｍオーバーサンプル後における振幅変動は、データ信号の振幅値やスロープ推定値が大きいほど応減衰係数を小さい値に設定する本発明の最良の形態に比べ大きくなるが、本発明の最良の形態に比べ演算量を削減する効果がある。

本実施例によるシミュレーション結果を、図１１、図１２に示す。図１１にＰＡＰＲ特性を示し、図４２に受信特性を示す。ＱＰＳＫ変調を用い、平均電力を１に正規化（実数成分，虚数成分それぞれの振幅の最大値＝±１／√２）し、振幅閾値Ａを０．７、スロープ閾値Ｂを１に設定している。減衰係数を小さくするに従いＰＡＰＲは減少する。例えば減衰係数を０．５にすると、ＰＡＰＲを低減しない場合に比べ、ＣＣＤＦ（Complementary Cumulative Distribution Function）＝１０ −３ において２．３ｄＢ程度ＰＡＰＲを低減することができる。しかしながら、受信器は減衰係数が乗算されたデータシンボルに関する情報を通知されていないため、減衰係数を大きくするに従い所要Ｅｂ／Ｎ０ （１ビットあたりの信号電力対ノイズ比）が増加する。減衰係数を０．５とした場合、ＰＡＰＲを低減しない場合に比べＢＬＥＲ(BLock Error Rate)＝１０ −２ において、０．７ｄＢ程度劣化する。ＰＡＰＲの低減量に受信特性の劣化量を考慮すると、ＰＡＰＲ低減を行うことによる利得は、１．６ｄＢ程度になる。

減衰係数初期設定値Y(M×v + h)の変更値を固定の値としても、１．６ｄＢ程度の効果を得ることができるが、本発明の最良の形態において述べたように、データ信号の振幅値やスロープ推定値が大きいほど減衰係数を小さくすることで、ＰＡＰＲ低減を行うことによる利得をさらに増大することが可能である。

次に、第４の実施例を説明する。第４の実施例における送信器を示すブロック図は、本発明の最良の形態による送信器のブロック図と同一である。第４の実施例は、本発明の最良の形態、実施例１，２，３のいずれかの送信器を使用したシステムである。

本発明の最良の形態、実施例１，２，３では、ピークを予測するために、データ信号波形の傾きの算出においてＤＦＴやＦＦＴなどの演算を行っている。データの信号帯域が広いとＤＦＴおよびＦＦＴのポイント数は増加するため演算量は大きくなるが、データの信号帯域が狭いとＤＦＴ、ＦＦＴのポイント数は減少するためＤＦＴ、ＦＦＴの演算量は小さくなる。データの信号帯域が広いほど、ピークを低減することによる端末への負荷が大きくなるため、本実施例では、データの信号帯域が狭い場合にのみ、ピークを低減して送信信号を生成する。

電波伝搬による信号電力の減衰は基地局から遠いほど大きくなるため、所要受信品質を保つためには、基地局から遠いほど送信電力を大きくする必要がある。基地局の最大送信電力には制限があるため、広帯域であると所要送信電力を満たせない場合も発生する。このような場合、基地局から遠いユーザには、伝送レートを下げて狭帯域に電力を集中させて、受信品質を改善する手法が行われる。データの信号帯域が狭い場合には基地局から遠いと判断し、ピーク電力を下げて、端末が送信可能な最大送信電力を増大させることで、セル端での受信品質をさらに改善することが可能である。このように、データの信号帯域が狭い場合にのみピークを低減することは、基地局から遠いユーザの受信品質を改善するという大きな効果がある。

次に、第５の実施例を説明する。第５の実施例における送信器を示すブロック図は、本発明の最良の形態による送信器のブロック図と同一である。第５の実施例は、本発明の最良の形態、実施例１，２，３のいずれかの送信器を使用したシステムである。端末からの受信電力の測定結果を基に、基地局での受信品質を満たすために必要な端末の送信電力を基地局が測定し、基地局が端末の送信電力を制御するシステムにおいて、ＰＡＰＲを低減する送信器を用いる例を説明する。

実施例４では、データの信号帯域と基地局からの距離を対応付けて、ＰＡＰＲを低減する送信器の利用例を述べたが、必ずしもデータの信号帯域だけで基地局からの距離が決まるとは限らず、セル中心の受信品質が良いユーザに対し伝送レートを低くし狭帯域で信号を送信する場合も考えられる。狭帯域であるということだけで、基地局から遠いと判断してしまうと、ピークを低減する処理が無駄になる。

そこで、本実施例では、送信電力制御を行うシステムにおいて、所要送信電力が、ＰＡＰＲを低減しないときに端末が送信可能な最大の送信電力を超える場合にのみ、ＰＡＰＲを低減して最大送信電力を増大させる。この手法を用いることで、所要受信品質を満たさないユーザにのみピークを低減する処理を行うことができ、本提案法を用いることによる不必要な演算量の増加を防ぐことができる。

また、実施例４と５を組合せ、送信電力制御を行うシステムにおいて、データの送信帯域が狭く、さらに、所要送信電力が、ＰＡＰＲを低減しないときに端末が送信可能な最大の送信電力を超える場合にのみ、ＰＡＰＲを低減して最大送信電力を増大させることもできる。

本発明は、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式を用いた送信器におけるピーク電力低減に利用できる。
本発明の代表的な実施形態が詳細に述べられたが、様々な変更(changes)、置き換え(substitutions)及び選択(alternatives)が請求項で定義された発明の精神と範囲から逸脱することなくなされることが理解されるべきである。また、仮にクレームが出願手続きにおいて補正されたとしても、クレームされた発明の均等の範囲は維持されるものと発明者は意図する。

Claims (17)

1. 無線伝送システムにおいて送信信号を生成する信号生成装置であって、
   単位時間スロットにおいて、Ｍ（Ｍは自然数）個のデータ信号を入力とし、オーバーサンプル後にピークを発生させ得るデータ信号を推定し、選択した前記データ信号に対し減衰量を決定し、選択結果および決定した減衰量に関する情報を生成し、データ減衰係数として出力するデータ減衰係数生成手段と、
   前記Ｍ個のデータ信号と、前記データ減衰係数を入力とし、前記データ減衰係数における前記選択結果に対応するデータ信号それぞれに、前記選択結果に対応する減衰量を乗算し、Ｍ個の減衰係数乗算信号として出力する減衰係数乗算部と、
   前記Ｍ個の減衰係数乗算信号を入力とし、オーバーサンプルを行って送信信号を生成し出力するオーバーサンプル部とを備え、
   前記データ減衰係数生成手段が、
   前記Ｍ個のデータ信号から、各データ信号点におけるデータ信号波形の傾きを示す情報を、対応する各スロープ推定値として出力するスロープ推定部と、
   前記Ｍ個のデータ信号および前記Ｍ個のスロープ推定値を入力とし、前記Ｍ個のデータ信号の振幅値および前記Ｍ個のスロープ推定値を基にオーバーサンプル後にピークを発生させ得るデータ信号を推定し、選択した前記データ信号に対し減衰量を決定し、選択結果および決定した減衰量に関する情報を生成し、前記データ減衰係数として出力するスロープ基準減衰信号選択部とを備えることを特徴とする信号生成装置。
2. 前記スロープ基準減衰信号選択部が、単位時間スロットにおいて、第１〜Ｍのデータ信号と、第１〜Ｍのスロープ推定値とを入力とし、
   前記第１〜Ｍのデータ信号の中で、振幅閾値Ａ（Ａは正の実数）以上または−Ａ以下のいずれかの振幅値で、（ｐ＋１）点（ｐは（Ｍ−１）以下の自然数）連続する第ｊ〜（ｊ＋ｐ）（ｊは（Ｍ−１）以下の自然数）のデータ信号において、第（ｊ＋ｐ）のデータ信号を除いた第ｊ〜（ｊ＋ｐ−１）のデータ信号に対応する前記第ｊ〜（ｊ＋ｐ−１）のスロープ推定値の絶対値がスロープ閾値Ｂ（Ｂは正の実数）を超え、かつ、前記第ｋの（ｋはｊ以上（ｊ＋ｐ−１）以下の整数）のデータ信号と、前記第ｋのスロープ推定値の符号が同一となる場合、前記第ｋのデータ信号または前記第（ｋ＋１）のデータ信号の少なくともいずれか一方のデータ信号を選択し、選択された前記データ信号に対し減衰量を決定し、選択結果および決定した減衰量に関する情報を生成し、前記データ減衰係数として出力することを特徴とする請求項１に記載の信号生成装置。
3. 前記スロープ基準減衰信号選択部が、単位時間スロットにおいて、第１〜Ｍのデータ信号と、第１〜Ｍのスロープ推定値とを入力とし、
   スロープ推定値の絶対値がスロープ閾値Ｂ（Ｂは正の実数）を超えるデータ信号を選択し、選択された前記データ信号に対し減衰量を決定し、選択結果および決定した減衰量に関する情報を生成し、前記データ減衰係数として出力することを特徴とする請求項１に記載の信号生成装置。
4. 前記スロープ基準減衰信号選択部が、単位時間スロットにおいて、第１〜Ｍのデータ信号と、第１〜Ｍのスロープ推定値とを入力とし、
   スロープ推定値の絶対値がスロープ閾値Ｂ（Ｂは正の実数）を超えるデータ信号を選択し、選択された前記データ信号に対し減衰量を決定し、
   さらに、既に選択されたデータ信号を除いた前記第１〜Ｍのデータ信号の中で、振幅閾値Ａ（Ａは正の実数）以上または−Ａ以下のいずれかの振幅値で、（ｐ＋１）点（ｐは（Ｍ−１）以下の自然数）連続する第ｊ〜（ｊ＋ｐ）（ｊは（Ｍ−１）以下の自然数）のデータ信号において、第（ｊ＋ｐ）のデータ信号を除いた第ｊ〜（ｊ＋ｐ−１）のデータ信号に対応する前記第ｊ〜（ｊ＋ｐ−１）のスロープ推定値の絶対値がスロープ閾値Ｃ（Ｃは正の実数）を超え、かつ、前記第ｋの（ｋはｊ以上（ｊ＋ｐ−１）以下の整数）データ信号と、前記第ｋのスロープ推定値の符号が同一となる場合、前記第ｋのデータ信号または前記第（ｋ＋１）のデータ信号の少なくともいずれか一方のデータ信号を選択し、選択された前記データ信号に対し減衰量を決定し、選択結果および決定した減衰量に関する情報を生成し、前記データ減衰係数として出力することを特徴とする請求項１に記載の信号生成装置。
5. 前記スロープ基準減衰信号選択部における前記データ減衰係数を生成する処理において、
   選択した前記データ信号に対する減衰量について、前記データ信号の振幅値と前記スロープ推定値の振幅値の双方を用い、前記データ信号の振幅値が大きいほど前記データ減衰係数が示す減衰量の値を小さい値にし、前記スロープ推定値の振幅値が大きいほど前記データ減衰係数が示す減衰量の値を小さい値にすることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の信号生成装置。
6. 前記スロープ基準減衰信号選択部における前記データ減衰係数を生成する処理において、
   前記データ減衰係数が示す減衰量の値を、固定値にすることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の信号生成装置。
7. 前記スロープ推定部が、単位時間スロットにおいて、第１〜Ｍのデータ信号を入力とし、
   前記第１〜Ｍのデータ信号の最後尾に、前記第１〜（Ｐ−Ｍ）のデータ信号を挿入したＰ個の信号を（Ｐは、Ｍより大きく２Ｍ以下の２の乗数）、Ｐ個のサイクリックシフト挿入データ信号として出力し、
   前記Ｐ個のサイクリックシフト挿入データ信号にＰポイントのＤＦＴを行った信号を、Ｐ個のＤＦＴ変換出力信号とし、
   前記Ｐ個のＤＦＴ変換出力信号から、前記データ信号の波形の傾きを示す情報を、Ｐ個のサイクリックシフト挿入スロープ信号として算出し、
   前記第１〜Ｐのサイクリックシフト挿入スロープ信号から、第（Ｍ＋１）〜Ｐのサイクリックシフト挿入スロープ信号を削除し、前記第１〜Ｍのデータ信号それぞれに対応した前記第１〜Ｍのスロープ推定値を出力することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の信号生成装置。
8. 前記スロープ推定部が、単位時間スロットにおいて、第１〜Ｍのデータ信号を入力とし、
   前記第１〜Ｍのデータ信号の最後尾に、ゼロの信号を挿入したＱ個の信号を（Ｑは、Ｍより大きい２の乗数）、Ｑ個のゼロ挿入データ信号として出力し、
   前記Ｑ個のゼロ挿入データ信号にＱポイントのＤＦＴを行った信号を、Ｑ個のＤＦＴ変換出力信号とし、
   前記Ｑ個のＤＦＴ変換出力信号から、前記データ信号の波形の傾きを示す情報を、Ｑ個のゼロ挿入スロープ信号として算出し、
   前記第１〜Ｑのゼロ挿入スロープ信号から、第（Ｍ＋１）〜Ｑのゼロ挿入スロープ信号を削除し、前記第１〜Ｍのデータ信号それぞれに対応した前記第１〜Ｍのスロープ推定値を出力することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の信号生成装置。
9. 前記スロープ推定部が、単位時間スロットにおいて、第１〜Ｍのデータ信号を入力とし、
   ＭポイントのＤＦＴを行った信号を、第１〜ＭのＤＦＴ出力信号とし、
   前記第１〜ＭのＤＦＴ出力信号の高周波数および低周波数成分に合計（Ｚ−Ｍ）個（Ｚは、Ｍより大きい２の乗数）のゼロの信号点を外挿したＺ個の信号点を、Ｚ個のゼロ外挿ＤＦＴ出力信号とし、
   前記Ｚ個のゼロ外挿ＤＦＴ出力信号から、Ｚ／Ｍ倍オーバーサンプル後のサンプリング時間に対応する前記データ信号の波形の傾きを示す情報を、Ｚ個のオーバーサンプルスロープとして算出し、
   前記Ｚ個のオーバーサンプルスロープの中から、前記第１〜Ｍのデータ信号それぞれのサンプリング時間に最も近接する前記オーバーサンプルスロープを、前記第１〜Ｍのスロープ推定値として出力することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の信号生成装置。
10. 前記データ信号の選択を、実数成分および虚数成分それぞれ独立に行い、実数成分または虚数成分のいずれか一方で選択された前記データ信号に対し減衰量を決定し、選択結果および決定した減衰量に関する情報を生成し、前記データ減衰係数として出力することを特徴とする請求項２〜４のいずれかに記載の信号生成装置。
11. 前記データ信号の選択を、実数成分および虚数成分それぞれ独立に行い、実数成分または虚数成分の両方で選択された前記データ信号に対してのみ減衰量を決定し、選択結果および決定した減衰量に関する情報を生成し、前記データ減衰係数として出力することを特徴とする請求項２〜４のいずれかに記載の信号生成装置。
12. 前記データ信号の選択を、実数成分および虚数成分それぞれ独立に行い、選択結果に対応する前記データ信号に対し減衰量を実数成分および虚数成分それぞれ独立に決定し、選択結果および決定した減衰量に関する情報を生成し、前記データ減衰係数として出力することを特徴とする請求項２〜４のいずれかに記載の信号生成装置。
13. 前記データ減衰係数生成手段の演算量が所定値以下となる帯域幅で信号を送信する場合のみ、請求項１〜１２のいずれかに記載の信号生成装置を用いてピーク電力を低減した送信信号を生成することを特徴とする無線伝送システム。
14. 所要送信電力が、ピーク電力を低減しないときに端末が送信可能な最大の送信電力を超える場合のみ、請求項１〜１２のいずれかに記載の信号生成装置を用いてピーク電力を低減した送信信号を生成することを特徴とする無線伝送システム。
15. 前記データ減衰係数生成手段の演算量が所定値以下となる帯域幅で信号を送信し、さらに、所要送信電力が、ピーク電力を低減しないときに端末が送信可能な最大の送信電力を超える場合に、請求項１〜１２のいずれかに記載の信号生成装置を用いてピーク電力を低減した送信信号を生成することを特徴とする無線伝送システム。
16. 無線伝送システムにおいて送信信号を生成する信号生成方法であって、
    単位時間スロットにおいて、Ｍ（Ｍは自然数）個のデータ信号を入力とし、オーバーサンプル後にピークを発生させ得るデータ信号を推定し、選択した前記データ信号に対し減衰量を決定し、選択結果および決定した減衰量に関する情報を生成し、データ減衰係数として出力するデータ減衰係数生成ステップと、
    前記Ｍ個のデータ信号と、前記データ減衰係数を入力とし、前記データ減衰係数における前記選択結果に対応するデータ信号に、それぞれの前記選択結果に対応する減衰量を乗算し、Ｍ個の減衰係数乗算信号として出力する減衰係数乗算ステップと、
    前記Ｍ個の減衰係数乗算信号を入力とし、オーバーサンプルを行って送信信号を生成し出力するオーバーサンプル・ステップとを含み、
    前記データ減衰係数生成ステップが、
    前記Ｍ個のデータ信号から、各データ信号点におけるデータ信号波形の傾きを示す情報を、対応する各スロープ推定値として出力するスロープ推定ステップと、
    前記Ｍ個のデータ信号および前記Ｍ個のスロープ推定値を入力とし、前記Ｍ個のデータ信号の振幅値および前記Ｍ個のスロープ推定値を基にオーバーサンプル後にピークを発生させ得るデータ信号を推定し、選択した前記データ信号に対し減衰量を決定し、選択結果および決定した減衰量に関する情報を生成し、前記データ減衰係数として出力するスロープ基準減衰信号選択ステップとを含むことを特徴とする信号生成方法。
17. 無線伝送システムの送信装置に送信信号を生成する信号生成処理を実行させるプログラムであって、
    単位時間スロットにおいて、Ｍ（Ｍは自然数）個のデータ信号を入力とし、オーバーサンプル後にピークを発生させ得るデータ信号を推定し、選択した前記データ信号に対し減衰量を決定し、選択結果および決定した減衰量に関する情報を生成し、データ減衰係数として出力するデータ減衰係数生成処理と、
    前記Ｍ個のデータ信号と、前記データ減衰係数を入力とし、前記データ減衰係数における前記選択結果に対応するデータ信号に、それぞれの前記選択結果に対応する減衰量を乗算し、Ｍ個の減衰係数乗算信号として出力する減衰係数乗算処理と、
    前記第Ｍ個の減衰係数乗算信号を入力とし、オーバーサンプルを行って送信信号を生成し出力するオーバーサンプル処理とを含み、
    前記データ減衰係数生成処理が、
    前記Ｍ個のデータ信号から、各データ信号点におけるデータ信号波形の傾きを示す情報を、対応する各スロープ推定値として出力するスロープ推定処理と、
    前記Ｍ個のデータ信号および前記Ｍ個のスロープ推定値を入力とし、前記Ｍ個のデータ信号の振幅値および前記Ｍ個のスロープ推定値を基にオーバーサンプル後にピークを発生させ得るデータ信号を推定し、選択した前記データ信号に対し減衰量を決定し、選択結果および決定した減衰量に関する情報を生成し、前記データ減衰係数として出力するスロープ基準減衰信号選択処理とを含むことを特徴とするプログラム。

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