JP5150087B2 - 可変同調型アンテナ及び携帯無線機 - Google Patents

Description

本発明は、携帯電話機などの携帯無線機並びにこのような携帯無線機用のアンテナに関し、特に、ＦＭ、ＶＨＦ、ＵＨＦ、地上波デジタル放送などの放送帯で使用される小型で広帯域のアンテナの構造に関する。

ＦＭ、ＶＨＦ、ＵＨＦ帯などの放送帯で使用される小型の携帯無線機用のアンテナには、無線機筐体に内蔵可能なサイズのもの、例えば２０［ｍｍ］×１０［ｍｍ］程度のスペースに内蔵できるものが求められている。また、近年放送が開始された地上波デジタル放送（テレビジョン放送）では、動作比帯域が５０％（４７０［ＭＨｚ］〜７７０［ＭＨｚ］）にも及び、さらなる広帯域特性が要求されている。このような小型で内蔵型のアンテナは、原理的に狭帯域特性となる傾向がある。そのため、所望の同調周波数をカバーする周波数帯域の全体で良好な特性を実現するためには、放射素子の動作周波数を切り替えたり、同調範囲を広い範囲で可変にする技術の出現が望まれている。

同調周波数の波長をλとすると、一般に、線状放射素子の物理サイズがλ／４（＝０．２５λ）程度であれば、比帯域５０％を実現することはさほど困難ではない。しかし、物理サイズが０．１λを下回ると、比帯域の減少が顕著になる。ＦＭ、ＶＨＦ、ＵＨＦ帯の波長は略０．４〜４［ｍ］の範囲にあるので、内蔵型アンテナの目標サイズである２０［ｍｍ］は０．０５λ〜０．００５λとなって、０．１λを大幅に下回る。そのために、放射素子自体の比帯域は５%以下にならざるを得ない。

このような放射素子を用いて、例えばＵＨＦ帯全体で良好な動作を実現するために、特許文献１、２に開示するような技術がある。これらの先行技術では、可変リアクタンス回路を放射素子に接続して同調をとっている。
特開２００２−２３２３１３号公報 特開平１０−２０９８９７号公報

特許文献１には、モノポール、ヘリカルなどの放射素子の基端部と給電点との間に可変容量性素子を接続したアンテナが開示されている。このアンテナでは、放射素子を予め所望の周波数帯域より低い周波数で共振させ、可変容量性素子の容量性リアクタンスで放射素子の誘導性リアクタンスを打ち消して同調をとるとともに、可変容量性素子のキャパシタンスを変化させることにより、同調周波数を可変にしている。

特許文献２には、放射素子の基端部と給電点との間に固定誘導性素子と可変容量性素子とを直列に接続したアンテナが開示されている。このアンテナでは、放射素子を、予め所望の周波数帯域の中心周波数で共振させる。固定誘導性素子と可変容量性素子との直列共振回路は、可変範囲の略中心で、所望の周波数帯域の中心周波数に共振する。直列共振回路は、当該中心周波数より低い周波数では誘導性リアクタンスとして、当該中心周波数より高い周波数では容量性リアクタンスとして動作することで、放射素子のリアクタンスを打ち消して同調をとっている。また、可変容量性素子のキャパシタンスを変化させることにより直列共振回路の共振周波数を変えて、同調周波数を可変にしている。

しかしながら、例えば線径０．３［ｍｍ］、巻き径５［ｍｍ］、長さ２０［ｍｍ］のヘリカルアンテナや、長さ２０［ｍｍ］、幅５［ｍｍ］、厚さ１．５［ｍｍ］のセラミックチップアンテナなどの０．０５λ以下に小型化した放射素子に、印加電圧が０〜３［Ｖ］で容量変化比が「５」程度の可変容量ダイオードを組み合わせて同調しようとすると、例えば地上波デジタル放送（テレビジョン放送）における周波数帯域（６２０［ＭＨｚ］±１５０［ＭＨｚ］）のうち、±５０［ＭＨｚ］程度の同調幅（同調可能な帯域幅）しか確保できない。

この場合、可変容量ダイオードの容量変化比をさらに大きくすることが対応策として考えられる。しかし、そのような可変容量ダイオードは、コスト面及び技術面から、実現が困難である。また、放射素子の共振周波数を切り替える切替回路の使用、可変リアクタンス回路のリアクタンス幅を増大するための共振回路の多段化などの他の技術を用いることも考えられるが、回路の複雑化、コストの増加、回路損失の増加が避けられない。

本発明は、上記問題に鑑み、携帯無線機に搭載可能な大きさで、広帯域で同調可能な、小型の可変同調型アンテナを提供することを主たる課題とする。

本発明の第１構成に係る可変同調型アンテナは、共振点と反共振点とが交互に周期的に出現し、最初の共振点の周波数である基本共振周波数が所定の同調周波数よりも高い放射素子と、前記放射素子に直列に接続され、前記基本共振周波数を前記同調周波数よりも低い周波数に変位させる誘導性素子と、前記誘導性素子と直列に接続され、前記放射素子と前記誘導性素子との合成リアクタンスを変動させることにより前記基本共振周波数を前記同調周波数に近づける可変容量性素子と、を有する可変同調型アンテナである。

誘導性素子は正のリアクタンス成分を、可変容量性素子は負のリアクタンス成分を、それぞれ放射素子のリアクタンスに与える。放射素子と誘導性素子の合成リアクタンスは増加するので基本共振周波数は同調周波数よりも低くなる。他方、放射素子、誘導性素子、及び可変容量性素子の合成リアクタンスは、可変容量性素子の負のリアクタンス成分によって低減する。可変同調型アンテナは、基本周波数が同調周波数と合致すると、同調してその周波数の信号を受信する。
このような構成の可変同調型アンテナは、放射素子が小型で、分布定数伝送線路として振る舞う場合、つまり共振特性が周期関数的に変化する場合であっても、反共振点が同調周波数から離れた位置に出現するために、同調がとりやすくなる。また、反共振点が同調周波数から離れるために、可変容量性素子によって調整可能な同調周波数の幅が広くなり、より広帯域での受信が可能となる。

前記放射素子の基本共振周波数は、同調可能な周波数帯域よりも更に高い周波数とすることができる。この場合、前記誘導性素子は、前記基本共振周波数を前記周波数帯域よりも低くするためのリアクタンス値を有し、前記可変容量性素子は、前記基本共振周波数を前記周波数帯域に近づけるとともに、当該周波数帯域内で変動させるためのリアクタンス値の変動幅を有するものとする。

本発明の第２構成に係る可変同調型アンテナは、共振点と反共振点とが交互に周期的に出現し、最初の共振点の周波数である基本共振周波数が所定の同調周波数よりも高い放射素子と、前記放射素子に直列に接続され、前記基本共振周波数を前記同調周波数よりも低い周波数に変位させる誘導性素子と、前記誘導性素子と直列に接続された並列共振回路とを有し、前記並列共振回路は、少なくともその一方のリアクタンスが可変となる第２の誘導性素子と容量性素子との並列接続回路であり、前記第２誘導性素子と前記容量性素子との合成リアクタンスを変動させることにより前記基本共振周波数を前記同調周波数に近づけることを特徴とする。
このような構成の可変同調型アンテナにおいて、前記放射素子の基本共振周波数を、同調可能な周波数帯域よりも更に高い周波数とする場合、前記誘導性素子は、前記基本共振周波数を前記周波数帯域よりも低くするためのリアクタンス値を有し、前記並列共振回路は、前記基本共振周波数を前記周波数帯域に近づけるとともに、当該周波数帯域内で変動させるためのリアクタンス値の変動幅を有するものとする。

本発明の第３構成に係る可変同調型アンテナは、共振点と反共振点とが交互に周期的に出現し、最初の共振点の周波数である基本共振周波数が所定の同調周波数よりも高い放射素子と、前記放射素子に直列に接続された並列共振回路とを有し、前記並列共振回路は、少なくともその一方のリアクタンスが可変となる誘導性素子と容量性素子との並列接続回路であり、前記誘導性素子と容量性素子との合成リアクタンスを変動させることにより前記基本共振周波数を前記同調周波数に近づけることを特徴とする。
このような構成の可変同調型アンテナにおいて、前記放射素子の基本共振周波数を、同調可能な周波数帯域よりも更に高い周波数とする場合、前記並列共振回路は、前記基本共振周波数を前記周波数帯域に近づけるとともに、当該周波数帯域内で変動させるためのリアクタンス値の変動幅を有するものとする。

上記の各構成に係る可変同調型アンテナにおいて、前記放射素子は、例えば、その物理長が、前記同調周波数の波長（λ）の略０．１以下のものである。このような小型の放射素子であっても、良好に所望の周波数に同調させることができる。
本発明の各可変同調型アンテナは、携帯電話機、携帯端末などの携帯無線機に搭載されて用いることができる。

本発明によれば、放射素子が小型のもので、分布定数伝送線路として振る舞う場合であっても、反共振点が所定の周波数から離れた位置に出現するため、広帯域にわたって同調がとりやすくなるという特有の効果が得られる。

以下、本発明の実施形態を図面を参照して詳細に説明する。
まず、この実施形態で用いる放射素子について説明する。
本実施形態では、例えば主基板のサイズが略４０［ｍｍ］×９０［ｍｍ］の携帯電話などの携帯無線機で、４７０［ＭＨｚ］〜７７０［ＭＨｚ］の地上波デジタル放送（テレビジョン放送）を受信するためのアンテナを、主基板のグランドと、これに隣接して設けた放射素子とで構成する。

放射素子を、その物理長が短縮されず、電気長と等しい「λ／４ホイップアンテナ」などで構成した場合、基本反共振点における波長が、基本共振点における波長の半分に相当する基本共振周波数の略２倍になることは、よく知られている。ここで基本反共振点における波長とは、放射素子のリアクタンスが最大となる一番長い波長であり、基本共振点における波長とは、リアクタンスがゼロとなる最初の波長、すなわち一番長い波長である。

「λ／４ホイップアンテナ」を放射素子として用いた場合の共振周波数とリアクタンスの関係は、以下のようになる。
ホイップアンテナは、グランドとの間で先端開放の分布定数伝送線路として振る舞うので、給電点から放射素子側を見たインピーダンスのリアクタンス成分ｊＸが、観測周波数に対して共振点と反共振点が交互に現れる周期関数として振舞う。この状態を、リアクタンス成分にのみ着目して、近似的に式（１）で表すことができる。
〔数１〕
ｊＸ＝−ｊＺｃcot（π／２×ω／ω0）
＝−ｊＺｃcot（π／２×ｆ／ｆ0） …（１）
但し、ωは観測角周波数、ω0はアンテナの第１共振角周波数（最初の共振角周波数）、ｆは観測周波数、ｆ0はアンテナの基本共振周波数、Ｚｃはアンテナ帯域幅を決める放射素子の特性インピーダンスである。

基本共振周波数すなわち最初の共振点の周波数を１０００［ＭＨｚ］に設定した場合の放射素子のリアクタンス（Ω）−周波数の特性例を図１に示す。
図１からわかるように、リアクタンスが最大となる反共振点の周波数である反共振周波数は、基本共振周波数の略偶数倍の周波数となり、リアクタンスゼロとなる共振点の周波数である共振周波数は、基本共振周波数の略奇数倍の周波数となる。

このように電気長と物理長が略等しい放射素子を用いた場合、基本共振周波数で、リアクタンス勾配が最小で、リアクタンスの変化が共振周波数に対して略対称となる。このような放射素子を用いたアンテナでは、共振周波数を所望の周波数帯域の中心周波数に一致させることにより当該周波数帯域内のリアクタンス変化幅を最小とすることができ、周波数同調を行う際に外部から加えなければならないリアクタンスの変化量を最小にすることができる。

しかしながら、内蔵化等のために放射素子をより小型化し、その物理長を短くするに従って、反共振周波数や高次共振点周波数（基本共振周波数の奇数倍の周波数）が、線輪間結合による自己共振効果によって徐々に基本共振周波数に接近する。この様子を図２に示す。図２の例では、線径０．３［ｍｍ］、巻き径５［ｍｍ］、巻き数１５ターン、基本共振周波数６２０［ＭＨｚ］のヘリカルアンテナを用いた放射素子について、物理長（０．２５λ〜０．０５λ）に対する高次共振周波数の関係を、基本共振周波数で規格化して表している。図２の例では、放射素子の物理長の短縮に伴い、例えばＮ＝２の反共振点が、周波数比「２」から周波数比「１」に向かって低下している。
なお、放射素子の基本共振周波数は、地上波デジタル放送（テレビジョン放送）の中心周波数に選んであり、参考として、地上波デジタル放送の周波数帯域の上限（７７０［ＭＨｚ］）及び下限（４７０［ＭＨｚ］）が規格化して図示されている。

これらの高次共振周波数の低下率は、放射素子の物理的な短縮率だけで単純に決定されるものではなく、放射素子を構成するアンテナ線状の線間結合の状態に依存して複雑に変化する。例えば、誘電体を基体として内部に電極を形成することにより構成した放射素子では、空芯のヘリカルアンテナに比べて自己共振周波数（Ｎ＝２の反共振点）の周波数比がずっと小さく、「１．２」程度まで低下することも珍しくない。

図３は、放射素子のリアクタンス−周波数特性を例示した図である。ここでは、図２と同じ基本共振周波数が６２０［ＭＨｚ］の放射素子の例が示されている。この放射素子は、物理長が０．０５λであり、基本共振周波数の１．３倍にあたる８０６［ＭＨｚ］が反共振周波数になる。このために、所望の周波数帯域内の中心周波数よりも高域側で誘導性リアクタンスが増大し、可変容量性素子で実現可能なリアクタンス変化幅で同調可能な周波数幅（同調幅）が減少する。
以上のことを考慮した本発明の可変同調型アンテナの具体的な実施の形態例を、以下に説明する。

［第１実施形態］
図４は、第１実施形態における可変同調型アンテナの構成例を示した図である。この可変同調型アンテナ１は、主基板サイズが略４０［ｍｍ］×９０［ｍｍ］の携帯電話機に搭載可能なもので、周波数帯域は、４７０〜７７０［ＭＨｚ］の地上波デジタル放送（テレビジョン放送）を受信することが可能なものである。

図４を参照すると、第１実施形態の可変同調型アンテナは、放射素子１と同調回路１０とを備えている。同調回路１０は、放射素子１と給電点２との間に設けられており、第１誘導性素子１１と可変リアクタンス回路１２とが直列接続された構成である。可変リアクタンス回路１２は、第２誘導性素子１３と可変容量性素子１４との並列回路である。放射素子１と同調回路１０とは、一体に構成されてもよく、主基板上の伝送線路で接続するように、別体として構成されてもよい。

放射素子１は、この実施形態では、線径０．３［ｍｍ］、巻き径５［ｍｍ］、巻き数１０ターンで物理長が０．０５λのヘリカル放射素子である。このような放射素子１は、図３で説明したヘリカル放射素子よりも巻き数が減少しており、これにより基本共振周波数が所望の周波数帯域の上限よりも高い周波数になるようになっている。

なお、放射素子１の物理長は、略０．１λ以下の大きさであればよい。放射素子１は、ヘリカルの他にミアンダなどの電気長を保ちながら物理長を短縮した構成の先端開放型のモノポール素子、あるいはセラミックを基体としてその表面及び／又は内部に放射電極が形成されたものとすることができる。また、ループアンテナのような先端短絡型構造、逆Ｆ型構造の放射素子を用いてもよい。いずれにしても、放射素子１の基本共振周波数が、所望の周波数帯域の上限よりも高い周波数になるようにする。

第１誘導性素子１１及び第２誘導性素子１３は、通常のコイルで構成されている。可変容量性素子１４は、キャパシタンスを可変にするものであれば、どのような素子単体又は回路を用いて構成してもよいが、小型で、容易に同調周波数を変えることができるようにする観点からは、両端に印加される電圧に応じてそのキャパシタンスが変化する電子可変容量性素子を用いることが好ましい。例えば可変容量ダイオードや可変コンデンサなどを可変容量性素子とすることができる。
なお、第１実施形態では、可変リアクタンス回路１２を、第２誘導性素子１３及び可変容量性素子１４の並列接続回路で構成しているが、これに限らず、可変容量性素子１４のみの構成であってもよい。
いずれにしても、可変リアクタンス回路１２は、リアクタンスを変化させることができれば、どのような構成であってもよい。

第１誘導性素子１１は、放射素子１との合成リアクタンスが、所望の周波数帯域の下限よりも低い周波数で共振するように設定される。また、可変リアクタンス回路１２の合成リアクタンスは、放射素子１及び第１誘導性素子１１の合成リアクタンスを打ち消すように設定される。可変リアクタンス回路１２の合成リアクタンスは、可変容量性素子１４のキャパシタンスの変化に応じて変化する。可変同調型アンテナ全体の合成リアクタンス、つまり放射素子１、第１誘導性素子１１及び可変リア記タンス回路１２の合成リアクタンスがゼロになる周波数が、同調周波数になる。

なお、可変リアクタンス回路１２と給電点２との間と直列に、低雑音増幅器を接続してもよい。低雑音増幅器としては、例えば三端子半導体素子の入力端子（バイポーラトランジスタのベースもしくはＦＥＴのゲート）を用いることができる。該低雑音増幅器の入力インピーダンスは、実部（抵抗成分）が可変同調型アンテナ１のインピーダンスの実部と直接一致するように構成され、かつ虚部絶対値は実部より充分小さくなるように構成されることが望ましい。これにより、受信した同調周波数の信号を、良好な状態で携帯無線機の主基板に提供することができる。

このような可変同調型アンテナ１では、放射素子１及び第１誘導性素子１１による合成リアクタンスと可変リアクタンス回路１２のリアクタンスとが打ち消し合い、さらに可変リアクタンス回路１２が所定の周波数帯域内で共振しないように、放射素子１のインダクタンスＬａ、第１誘導性素子１１のインダクタンスＬ１、第２誘導性素子１３のインダクタンスＬ２、及び可変容量性素子１４のキャパシタンスＣが決められている。
この関係は、以下の式（２）で表すことができる。これは、例えば特開２００４−３２０６１１に開示される。
〔数２〕
｛（Ｌａ＋Ｌ１＋Ｌ２）／Ｌ２（Ｌａ＋Ｌ１）｝^1/2／（１／Ｌａ）^1/2＞１ …（２）

図５は、第１実施形態における放射素子１のリアクタンス−周波数特性を例示した図である。破線が図３に示した従来の特性曲線であり、実線が本実施形態による特性曲線である。図５に示されるように、基本共振周波数及び基本反共振周波数が従来よりも高い周波数に移動するため、所望の周波数帯域内におけるリアクタンス変化幅が減少して、リアクタンス勾配の最小の点（図中の「○」）が、所望の帯域内の略中央に変位する。
この場合の基本共振周波数は約８００［ＭＨｚ］であり、地上波デジタル放送（テレビジョン放送）の周波数帯域よりも高い。図３と図５とを比較すると、周波数帯域（ｆL〜ｆH）内におけるリアクタンスの変化幅が、従来は約６００Ωであるの対し、本実施形態の放射素子１では約２００Ωと、大幅に小さくなることがわかる。

所望の周波数帯域内で同調させる場合は、まず、正のリアクタンスを持つ要素を放射素子１に接続することにより、可変同調型アンテナ全体の合成インピーダンスを増加させる。図４の例では、第１誘導性素子１１が正のリアクタンスを持つ要素に相当する。この第１誘導性素子１１により、放射素子１及び第１誘導性素子１１の合成リアクタンスがゼロとなる周波数を、所望の周波数帯域の下限（ｆL）よりも低い周波数になるようにする。
このときの放射素子１及び第１誘導性素子１１の合成リアクタンスの周波数特性を図６に示す。図６を参照すると、破線で表される放射素子１の特性曲線が、第１誘導性素子１１によりリアクタンスが正の方向へ変位し、実線で表される放射素子１及び第１誘導性素子１１の合成リアクタンスの特性曲線に変わる。これにより共振周波数が約８００［ＭＨｚ］から約４００［ＭＨｚ］に変位する。第１誘導性素子１１は、波長に対して十分小型（０．００５λ以下）である限り純リアクタンスとして作用し、リアクタンス方向に変化を与えるだけで、共振周期には影響を与えない。

さらに、負のリアクタンスを持つ要素を放射素子１に接続することで、可変同調型アンテナ全体の合成インピーダンスを減少させる。図４では、可変リアクタンス回路１２が負のリアクタンスを持つ要素に相当する。この可変リアクタンス回路１２は、可変容量性素子１４のキャパシタンスが変化することでリアクタンスが変化する。そのためにリアクタンスゼロとなる周波数、すなわち可変同調型アンテナ全体の共振周波数を可変リアクタンス回路１２のリアクタンス変化により変動させて、所望の動作帯域全体にわたって良好な同調特性を実現することが可能となる。

図７は、放射素子１、第１誘導性素子１１、及び可変リアクタンス回路１２内の可変容量性素子１４の合成リアクタンス−周波数特性図である。
実線が可変容量性素子１４に逆バイアス０Ｖが印加されたときの周波数特性、太い破線が可変容量性素子１４に逆バイアス３Ｖが印加されたときの周波数特性である。細い破線は、図６に示す放射素子１及び第１誘導性素子１１の合成リアクタンスの特性曲線である。可変容量性素子１４に印可される電圧の変化に従って、合成リアクタンスが変化して同調周波数が所望の周波数帯域内で変化する。
図７は、可変容量性素子１４として一般に入手可能な０〜３［Ｖ］における容量変化比が略５：１の可変容量ダイオードを用いた場合の例を示した図である。なお、ここでは第２誘導性素子１３を考慮していない。

可変リアクタンス回路１２が図４に示すように第２誘導性素子１３と可変容量性素子１４との並列回路になると、この可変リアクタンス回路１２の合成リアクタンスの周波数特性が図８に示すようになる。
可変容量性素子１４のキャパシタンスの変化に応じて可変リアクタンス回路１２の共振周波数が移動し、共振周波数よりも高い周波数では共振周波数に近づくほど大きな容量性を示す。図８中、実線は可変容量性素子１４に逆バイアス０［Ｖ］が印加されたときの周波数特性、破線は可変容量性素子１４に逆バイアス３Ｖが印加されたときの周波数特性である。

図９は、可変リアクタンス回路１２と第１誘導性素子１１との合成リアクタンス−周波数特性を表す図である。可変リアクタンス回路１２の共振周波数を所望の同調周波数よりも低域側に設定することで、直列に第１誘導性素子１１が接続された放射素子１の誘導性リアクタンス変化に対して可変リアクタンス回路１２のリアクタンス極性を容量性に作用させることが可能になり、所望の周波数帯域全体で同調を可能にする。
図９中、太い実線が可変リアクタンス回路１２と第１誘導性素子１１との合成リアクタンスの周波数特性を表す。細い実線及び破線は、可変リアクタンス回路１２のみの特性曲線である。

図１０は、第１誘導性素子１１及び放射素子１の合成リアクタンスと、可変リアクタンス回路１２のリアクタンスとの、合成リアクタンスの同調範囲を表す図である。
図１０中、太い実線は可変容量性素子１４に逆バイアス０Ｖが印加されたときの周波数特性、破線は可変容量性素子１４に逆バイアス３Ｖが印加されたときの周波数特性を表す。太い実線のリアクタンスゼロになる点から、破線のリアクタンスゼロになる間を、この合成リアクタンスの周波数特性は変位する。そのために、この間が同調可能範囲になる。

［第２実施形態］
図１１は、第２実施形態による可変同調型アンテナの構成例を示す図である。この可変同調型アンテナは、図４の可変同調型アンテナから第１誘導性素子１１を除いた構成になっている。放射素子１は、所望の周波数帯域よりも共振周波数が高いために、当該周波数帯域内で容量性を示す。

可変リアクタンス回路１２は、共振周波数が所望の同調周波数よりも高域側に設定されている。図１２は、このような可変リアクタンス回路１２のリアクタンス−周波数特性図である。可変リアクタンス回路１２は、放射素子１の容量性リアクタンスの変化に対してリアクタンス極性を誘導性に作用させることが可能である。そのために、所望の周波数帯域全体での同調を実現できる。
図１２中、太い実線は可変容量性素子１４に逆バイアス０Ｖが印加されたときの周波数特性、破線は可変容量性素子１４に逆バイアス３Ｖが印加されたときの可変リアクタンス回路１２の周波数特性を表す。細い実線は、放射素子１の周波数特性を表す。

図１３は、このような可変同調型アンテナの合成リアクタンスの周波数特性を表す図である。図１３中、実線は可変容量性素子１４に逆バイアス０Ｖが印加されたときの、破線は可変容量性素子１４に逆バイアス３Ｖが印加されたときの、合成リアクタンスの周波数特性を表す。可変容量性素子１４に印加される電圧により合成リアクタンスが変化して、基本共振周波数が所望の周波数帯域内で変動する。

図１４（ａ）、（ｂ）は、それぞれ、第１実施形態又は第２実施形態による可変同調型アンテナ１を携帯電話機に搭載する場合の実装レイアウトの例示図である。主基板上に、放射素子１、同調回路１０、及びグランド６が設けられている。主基板は、汎用の電子部品が実装可能な実装基板であり、携帯電話機に内蔵される。

放射素子１は先端開放型のモノポールアンテナであり、セラミックなどの誘電体基板上に設けられる。放射素子１は、主基板の縁部に搭載される。放射素子１は、図１４（ａ）では、主基板の長手方向に対して放射素子１の長手方向が直角になるように配置される。他方、図１４（ｂ）では、主基板の長手方向に対して放射素子１の長手方向が平行になるように配置される。なお、ここでは、放射素子１に先端開放型の素子を用いるために、放射素子１とグランド６とは接続されない。しかし、放射素子１に逆Ｆ型などのグランド６と接続する必要がある素子を用いる場合には、当然に放射素子１をグランドに接続する。

同調回路１０は、放射素子１と同様にセラミックなどからなる誘電体基板上に設けられる。同調回路１０は、放射素子１に隣接して主基板上に配置される。同調回路１０は、例えば５０［Ω］線路４により受信器３に接続される。なお、同調回路１０に低雑音増幅器を設けて、同調回路１０を低雑音増幅器を介して受信器３に直接接続してもよい。低雑音増幅器を用いると、放射素子１と５０［Ω］線路４間、低雑音増幅器と５０［Ω］線路４間の、二重の整合と５０［Ω］線路４が不要になる。そのために接続に伴う損失を最小化できる。また、整合のためのリアクタンス回路も不要になり、周波数特性の向上につながる。

受信器３は、ＦＭ、ＶＨＦ、ＵＨＦ、地上波デジタル放送などの放送帯を少なくとも一つ受信するための汎用の受信器である。受信器３により、放射素子１及び同調回路１０により受信された同調周波数の信号が電気信号に変換されて、内部の他の装置に送られる。

以上のような実装形態では、放射素子１が主基板の一方の縁部に搭載されるために、グランド６を長くとることができる。放射素子１がホイップアンテナの場合は、放射素子１が主基板から突出して搭載されることが許容されるために、主基板のグランド６のすべてをアンテナのためのグランドとして使用できる。放射素子１が内蔵アンテナの場合は、主基板の放射素子１の搭載スペースの長手方向の分だけ、実質的なグランド長が減少する。放射素子１の最初の共振点は、所望の同調周波数よりも高いので、従来よりも放射素子１を小型に構成することができる。これにより、主基板上の放射素子１の搭載部分を除いたグランド６を従来よりも長くとることができ、アンテナの性能を向上させることができる。なお、図１４（ａ）と図１４（ｂ）との比較では、図１４（ａ）の方がグランド６を長くとることができる。そのために図１４（ａ）の構成のアンテナの周波数特性が、図１４（ｂ）の構成のアンテナの周波数特性よりも優れている。

さらに、上記の実装形態では、携帯電話用のアンテナを、主基板の放射素子１が設けられている縁部とは異なる他方の縁部に搭載することができる。このように搭載すると、携帯電話用のアンテナと放射素子１とを主基板上で最も隔離することができ、これらの間の相互干渉を低減することができる。

基本共振周波数を１０００［ＭＨｚ］に設定した場合の放射素子のリアクタンス−周波数特性の例示図である。 高次共振周波数が基本共振周波数に接近する様子を示す図である。 基本共振周波数が６２０［ＭＨｚ］の放射素子のリアクタンス−周波数特性図である。 第１実施形態による可変同調型アンテナの構成例を示す図である。 図４の放射素子のリアクタンス−周波数特性図である。 図４の放射素子及び第１誘導性素子の合成リアクタンス−周波数特性図である。 図４の放射素子、第１誘導性素子及び可変リアクタンス回路内の可変容量性素子の合成リアクタンス−周波数特性を表す図である。 図４の可変リアクタンス回路の合成リアクタンス−周波数特性を表す図である。 図４の可変リアクタンス回路と第１誘導性素子との合成リアクタンス−周波数特性を表す図である。 図４の第１誘導性素子及び放射素子の合成リアクタンスと可変リアクタンス回路のリアクタンスとの合成リアクタンスの同調範囲を表す図である。 第２実施形態による可変同調型アンテナの構成例を示す図である。 図１１の可変リアクタンス回路のリアクタンス−周波数特性図である。 図１１の可変同調型アンテナの合成リアクタンス−周波数特性図である。 図１４（ａ）、（ｂ）は、それぞれ可変同調型アンテナを携帯電話機に搭載する場合のレイアウトの例示図である。

符号の説明

１ 放射素子
２ 給電点
１０ 同調回路
１１ 第１誘導性素子
１２ 可変リアクタンス回路
１３ 第２誘導性素子
１４ 可変容量性素子
３ 受信器
４ ５０［Ω］線路
６ グランド

Claims (4)

1. 共振点と反共振点とが交互に周期的に出現し、最初の共振点の周波数である基本共振周波数が所定の同調周波数よりも高く、物理長が前記同調周波数の波長の略０．１以下である放射素子と、
   前記放射素子に直列に接続され、前記基本共振周波数を同調可能な周波数帯域の下限よりも低い周波数に変位させるリアクタンス値を有する誘導性素子と、
   前記誘導性素子と直列に接続され、前記放射素子と前記誘導性素子との合成リアクタンスを変動させることにより前記基本共振周波数を前記同調周波数に近づける可変容量性素子と、
   を有する可変同調型アンテナ。
2. 共振点と反共振点とが交互に周期的に出現し、最初の共振点の周波数である基本共振周波数が所定の同調周波数よりも高く、物理長が前記同調周波数の波長の略０．１以下である放射素子と、
   前記放射素子に直列に接続され、前記基本共振周波数を同調可能な周波数帯域の下限よりも低い周波数に変位させるリアクタンス値を有する誘導性素子と、
   前記誘導性素子と直列に接続された並列共振回路とを有し、
   前記並列共振回路は、少なくともその一方のリアクタンスが可変となる第２の誘導性素子と容量性素子との並列接続回路であり、前記第２誘導性素子と前記容量性素子との合成リアクタンス値を前記周波数帯域内で変動させることにより前記基本共振周波数を前記同調周波数に近づける、
   可変同調型アンテナ。
3. 共振点と反共振点とが交互に周期的に出現し、最初の共振点の周波数である基本共振周波数が所定の同調周波数よりも高く、物理長が前記同調周波数の波長の略０．１以下である放射素子と、
   前記放射素子に直列に接続された並列共振回路とを有し、
   前記並列共振回路は、少なくともその一方のリアクタンスが可変となる誘導性素子と容量性素子との並列接続回路であり、その共振周波数が同調可能な周波数帯域よりも高域側に設定され、前記誘導性素子と容量性素子との合成リアクタンス値を該前記周波数帯域内で変動させることにより前記基本共振周波数を前記同調周波数に近づける、
   可変同調型アンテナ。
4. 請求項１乃至３のいずれかの項に記載の可変同調型アンテナを搭載して成る携帯無線機。

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