JP5029654B2 - Electronic control device - Google Patents
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Description
本発明は、燃料を噴射するインジェクタに用いられるピエゾ素子を制御する電子制御装置に関するものである。 The present invention relates to an electronic control device that controls a piezo element used in an injector that injects fuel.
従来、電子制御装置では、インジェクタにおけるピエゾ素子の電荷の充放電を行うことによりピエゾ素子を伸縮させて、この伸縮により開弁または閉弁を行うものである(例えば、特許文献1参照)。この電子制御装置は、第1、第2のトランジスタ、第1、第2のダイオード、電磁コイル、電源回路、および充放電制御回路を備えた構成になっている。 2. Description of the Related Art Conventionally, an electronic control device expands and contracts a piezo element by charging and discharging charges of the piezo element in an injector, and opens or closes the valve by this expansion and contraction (see, for example, Patent Document 1). The electronic control device includes a first transistor, a second transistor, a first diode, a second diode, an electromagnetic coil, a power supply circuit, and a charge / discharge control circuit.
第1、第2のトランジスタは、電源回路の出力端子とグランドとの間に直列接続されている。電磁コイルは、第1、第2のトランジスタの共通接続端子とグランドとの間に接続されている。ピエゾ素子は、電磁コイルとグランドとの間に接続されている。 The first and second transistors are connected in series between the output terminal of the power supply circuit and the ground. The electromagnetic coil is connected between the common connection terminal of the first and second transistors and the ground. The piezo element is connected between the electromagnetic coil and the ground.
第1のダイオードは、電源回路の出力端子と第1、第2のトランジスタの共通接続端子との間に接続されている。これにより、第1のダイオードは、第1のトランジスタに対して並列接続されることになる。 The first diode is connected between the output terminal of the power supply circuit and the common connection terminal of the first and second transistors. As a result, the first diode is connected in parallel to the first transistor.
第2のダイオードは、第1、第2のトランジスタの共通接続端子とグランドとの間に接続されている。これにより、第2のダイオードは、第2のトランジスタに対して並列接続されることになる。 The second diode is connected between the common connection terminal of the first and second transistors and the ground. As a result, the second diode is connected in parallel to the second transistor.
充放電制御回路が第1のトランジスタをスイッチングすることにより、電磁コイルからピエゾ素子に流れる電流によりピエゾ素子に電荷を蓄える。
具体的には、第1のトランジスタがオンすると、電源回路から第1のトランジスタおよび電磁コイルを通してピエゾ素子に流れる電流により、ピエゾ素子に電荷を蓄える。第1のトランジスタをオフすると、グランド側から第2のダイオードおよび電磁コイルを通してピエゾ素子に流れる電流により、ピエゾ素子に電荷を蓄える。
When the charge / discharge control circuit switches the first transistor, electric charge is stored in the piezo element by the current flowing from the electromagnetic coil to the piezo element.
Specifically, when the first transistor is turned on, electric charge is stored in the piezo element by a current flowing from the power supply circuit to the piezo element through the first transistor and the electromagnetic coil. When the first transistor is turned off, electric charge is accumulated in the piezo element by the current flowing from the ground side to the piezo element through the second diode and the electromagnetic coil.
充放電制御回路が第2のトランジスタをスイッチングすることにより、ピエゾ素子から電荷を放電させる。具体的には、第2のトランジスタがオンすると、ピエゾ素子から電磁コイルおよび第2のトランジスタを通して電流を流すことにより、ピエゾ素子から電荷を放電させる。一方、第2のトランジスタがオフすると、ピエゾ素子から電磁コイルおよび第1のダイオードを通して電源回路に電流を流すことにより、ピエゾ素子から電荷を放電させる。 The charge / discharge control circuit switches the second transistor to discharge the charge from the piezo element. Specifically, when the second transistor is turned on, the electric current is discharged from the piezoelectric element through the electromagnetic coil and the second transistor, thereby discharging the electric charge from the piezoelectric element. On the other hand, when the second transistor is turned off, a current is allowed to flow from the piezo element to the power supply circuit through the electromagnetic coil and the first diode, whereby electric charge is discharged from the piezo element.
このように第1、第2のトランジスタのうち一方をスイッチングすることによりピエゾ素子の充電または放電を行うことになる。 In this way, the piezoelectric element is charged or discharged by switching one of the first and second transistors.
上述の電子制御装置では、インジェクタの開弁を高精度に行う為にはピエゾ素子への充電を高精度に制御することが求められている。 In the above-described electronic control device, it is required to control charging of the piezo element with high accuracy in order to open the injector with high accuracy.
そこで、本発明者は、図8に示す電子回路を参照して、ピエゾ素子の充電を行う際に、電源回路からピエゾ素子に放出される電荷量Qを制御してピエゾ素子に蓄えるエネルギーを目標値に近づけることを検討した。 Therefore, the present inventor refers to the electronic circuit shown in FIG. 8 and controls the amount of energy Q stored in the piezo element by controlling the amount of charge Q discharged from the power supply circuit to the piezo element when charging the piezo element. We considered approaching the value.
まず、ピエゾ素子に蓄えられるエネルギーは、電源回路からピエゾ素子に放出される電荷量Qと、電源回路からピエゾ素子に印加される電源電圧Vdcとの積(=Q×Vdc)によって決まる。電源回路からピエゾ素子に放出される電荷量Qは、ピエゾ素子に流れる電流によって求めることができる。 First, the energy stored in the piezo element is determined by the product (= Q × Vdc) of the amount of charge Q released from the power supply circuit to the piezo element and the power supply voltage Vdc applied from the power supply circuit to the piezo element. The amount of charge Q released from the power supply circuit to the piezo element can be obtained from the current flowing through the piezo element.
しかし、一般的に、電源回路からピエゾ素子に出力される電源電圧Vdcは、図9に示すように、一定の範囲内に収まるように制御されるものの、一定電圧ではない。このため、充放電制御回路によりピエゾ素子に蓄えられるエネルギーを目標値に近づけるために、電源回路からピエゾ素子に放出される電荷量Qを制御するには、ピエゾ素子に流れる電流と、電源回路から出力される電源電圧とをそれぞれ取得することが必要になる。 However, in general, the power supply voltage Vdc output from the power supply circuit to the piezo element is controlled to be within a certain range as shown in FIG. 9, but is not a constant voltage. Therefore, in order to control the amount of charge Q discharged from the power supply circuit to the piezo element in order to bring the energy stored in the piezo element close to the target value by the charge / discharge control circuit, the current flowing through the piezo element and the power supply circuit It is necessary to acquire each output power supply voltage.
そこで、本発明者は、図8に示すように、ピエゾ素子2に流れる電流を検出する電流センサ2aに加えて、電源回路の出力電圧Vdcを第1、第2の抵抗素子R1、R2と第3の抵抗素子R3とにより分圧して第2、第3の抵抗素子R2、R3の間の電圧を分圧電圧として出力する分圧回路70と、分圧回路70から出力される分圧電圧をアナログ/デジタル変換するA/Dコンバータとを用いることを検討した。
Therefore, as shown in FIG. 8, the present inventor, in addition to the
例えば、分圧回路70の分圧比の理論値をメモリに予め記憶しておけば、マイクロコンピュータが分圧比の理論値とA/Dコンバータの出力信号とに基づいて電源電圧を求めることができる。
For example, if the theoretical value of the voltage dividing ratio of the voltage dividing
ここで、第1〜第3の抵抗素子R1、R2、R3のそれぞれ抵抗値r1、r2、r3をとすると、分圧回路の分圧比の理論値は、(r3/(r1+r2+r3))で表すことができるものの、初期公差が原因で、抵抗値r1〜r3における実際の値と抵抗値r1〜r3の理論値(設計値)との間には誤差が生じる。これに加えて、経年劣化により、第1〜第3の抵抗素子R1、R2、R3のそれぞれ抵抗値r1〜r3が変化する。したがって、分圧回路70における分圧比の理論値と分圧比の実際の値との間には、誤差が生じてしまう。
Here, when the resistance values r1, r2, and r3 of the first to third resistance elements R1, R2, and R3 are respectively taken, the theoretical value of the voltage dividing ratio of the voltage dividing circuit is represented by (r3 / (r1 + r2 + r3)). However, due to the initial tolerance, an error occurs between the actual values of the resistance values r1 to r3 and the theoretical values (design values) of the resistance values r1 to r3. In addition, the resistance values r1 to r3 of the first to third resistance elements R1, R2, and R3 change due to deterioration over time. Therefore, an error occurs between the theoretical value of the voltage dividing ratio in the voltage dividing
近年、エンジンの排出ガスに含まれる固体微粒子の低減のために燃料の噴射圧力を高くすることが求められている。噴射圧力を高くするには、コモンレールからインジェクタに供給される燃料の圧力を高くすることが必要になる。 In recent years, it has been required to increase the fuel injection pressure in order to reduce solid particulates contained in engine exhaust gas. In order to increase the injection pressure, it is necessary to increase the pressure of the fuel supplied from the common rail to the injector.
ここで、インジェクタとして、ピエゾ素子には燃料の高い圧力が加わり、かつピエゾ素子が高い燃料の圧力に抗して伸びることにより開弁して燃料を噴射するものを用いると、ピエゾ素子を伸ばすためには大きなエネルギーが必要になる。これにより、ピエゾ素子に蓄積するエネルギーを大きくすることが必要になる。よって、電源回路から出力させる電源電圧Vdcとしても、非常に高い値(例えば、200V以上の電圧)にすることが必要になる。 Here, if an injector is used in which a high pressure of fuel is applied to the piezo element and the piezo element is opened by injecting the fuel against the high fuel pressure to inject the fuel, the piezo element is extended. Requires a lot of energy. Accordingly, it is necessary to increase the energy stored in the piezo element. Therefore, it is necessary to set the power supply voltage Vdc output from the power supply circuit to a very high value (for example, a voltage of 200 V or more).
したがって、このように電源電圧自体が非常に高い大きな値であるため、分圧比の理論値と分圧比の実際の値との間に誤差が生じると、マイクロコンピュータにより算出される電源電圧と電源電圧の実際の値との間に生じる誤差の値が大きくなる。 Therefore, since the power supply voltage itself is a very high and large value in this way, if an error occurs between the theoretical value of the voltage division ratio and the actual value of the voltage division ratio, the power supply voltage calculated by the microcomputer and the power supply voltage The value of the error that occurs between the actual value and the actual value becomes large.
すなわち、分圧比の理論値と分圧比の実際の値との間に誤差が生じると、マイクロコンピュータにより算出される電源電圧の値の精度が悪くなる。したがって、ピエゾ素子を精度良く制御することが困難になる。 That is, if an error occurs between the theoretical value of the voltage division ratio and the actual value of the voltage division ratio, the accuracy of the power supply voltage value calculated by the microcomputer is deteriorated. Therefore, it becomes difficult to control the piezo element with high accuracy.
本発明は上記点に鑑みて、分圧回路の分圧比の実際の値を求めるようにした電子制御装置を提供することを第1の目的とし、電源回路からピエゾ素子に放出される電荷量を制御してピエゾ素子に蓄えられるエネルギーを精度良く目標値に近づけるようにした電子制御装置を提供することを第2の目的とする。 In view of the above-mentioned points, the present invention has as its first object to provide an electronic control device that obtains an actual value of a voltage dividing ratio of a voltage dividing circuit, and to reduce the amount of charge released from a power supply circuit to a piezo element. It is a second object of the present invention to provide an electronic control device that controls the energy stored in the piezo element so as to be close to the target value with high accuracy.
上記目的を達成するため、請求項1に記載の発明では、一定範囲のうちの最大値(Vset)に電源電圧が到達したか否かを判定する判定手段(S301)と、
最大値(Vset)に電源電圧(Vdc)が到達したと判定手段(S301)が判定したときに、分圧電圧(Va)を取得し、この取得された分圧電圧を最大値により割算した値(Va/Vset)を第1の分圧回路の分圧比の実際の値(kb’)として算出する分圧比算出手段(S302)と、を備えることを特徴とする。
In order to achieve the above object, in the first aspect of the present invention, determination means (S301) for determining whether or not the power supply voltage has reached a maximum value (Vset) in a certain range;
When the determination unit (S301) determines that the power supply voltage (Vdc) has reached the maximum value (Vset), the divided voltage (Va) is acquired, and the acquired divided voltage is divided by the maximum value. Voltage dividing ratio calculating means (S302) for calculating the value (Va / Vset) as an actual value (kb ′) of the voltage dividing ratio of the first voltage dividing circuit.
これにより、第1の分圧回路の分圧比の実際の値(kb’)として算出することができる。 As a result, it can be calculated as the actual value (kb ′) of the voltage dividing ratio of the first voltage dividing circuit.
請求項2に記載の発明では、分圧電圧(Va)を取得し、この取得された分圧電圧(Va)と、複数の抵抗素子(R1、R2、R3)の各抵抗値に基づいて設定されている第1の分圧回路(70)の分圧比の理論値(kb)と、分圧比算出手段(S302)により算出された分圧比の実際の値(kb’)とに基づいて電源電圧の実際の値(Vdet’)を算出する電源電圧算出手段(S303、S306、S100、S102)を備えることを特徴とする。 According to the second aspect of the present invention, the divided voltage (Va) is acquired and set based on the acquired divided voltage (Va) and each resistance value of the plurality of resistance elements (R1, R2, R3). Based on the theoretical value (kb) of the divided voltage ratio of the first divided voltage circuit (70) and the actual value (kb ′) of the divided voltage ratio calculated by the divided voltage ratio calculating means (S302) Power supply voltage calculation means (S303, S306, S100, S102) for calculating the actual value (Vdet ′) of the power supply.
このように、電源電圧の実際の値(Vdet’)を算出することができる。 Thus, the actual value (Vdet ') of the power supply voltage can be calculated.
具体的には、請求項3に記載の発明では、分圧比算出手段(S302)は、最大値(Vset)に電源電圧(Vdc)が到達したと判定手段(S301)が判定する毎に、共通接続端子(70a)から出力される分圧電圧(Va)を取得し、この取得毎に分圧比の実際の値(kb’)を繰り返し算出し、
電源電圧算出手段(S303、S306、S100、S102)は、
分圧比の理論値(kb)を分圧比の実際の値(kb’)で割算した値(k(n)、k(n+1))を取得毎に繰り返し算出する第1の算出手段(S303)と、
第1の算出手段により取得毎に算出された値(k(n)、k(n+1))の平均値を算出する平均算出手段(S306)と、
共通接続端子(70a)から出力される分圧電圧(Va)を取得し、この取得された分圧電圧を分圧比の理論値(kb)で割算して電源電圧の理論値(Vdet)を算出する第2の算出手段(S100)と、
第2の算出手段により算出された電源電圧の理論値(Vdet)に平均算出手段により算出された平均値(k)を掛算して電源電圧の実際の値(Vdet’)を算出する第3の算出手段(S102)と、を備えることを特徴とする。
Specifically, in the invention described in
The power supply voltage calculation means (S303, S306, S100, S102)
First calculation means (S303) for repeatedly calculating a value (k (n), k (n + 1)) obtained by dividing the theoretical value (kb) of the partial pressure ratio by the actual value (kb ′) of the partial pressure ratio (S303) When,
Average calculating means (S306) for calculating an average value of values (k (n), k (n + 1)) calculated for each acquisition by the first calculating means;
The divided voltage (Va) output from the common connection terminal (70a) is acquired, and the acquired divided voltage is divided by the theoretical value (kb) of the voltage dividing ratio to obtain the theoretical value (Vdet) of the power supply voltage. Second calculating means (S100) for calculating;
A third value for calculating an actual value (Vdet ′) of the power supply voltage by multiplying the theoretical value (Vdet) of the power supply voltage calculated by the second calculation means by the average value (k) calculated by the average calculation means. And calculating means (S102).
請求項4に記載の発明では、ピエゾ素子(2)に流れる電流を検出する電流検出手段(80、82)を備え、
充電制御回路(90)は、電流検出手段(80、82)により検出された電流と電源電圧の実際の値(Vdet’)とに基づき、ピエゾ素子(2)に蓄えられるエネルギーを目標値に近づけるようにスイッチング素子(SW1)を制御することを特徴とする。
The invention according to
The charge control circuit (90) brings the energy stored in the piezo element (2) close to the target value based on the current detected by the current detection means (80, 82) and the actual value (Vdet ′) of the power supply voltage. Thus, the switching element (SW1) is controlled.
このように、電流検出手段(80、82)により検出された電流と電源電圧の実際の値(Vdet’)とに基づき、ピエゾ素子(2)に蓄えられるエネルギーを目標値に近づけるようにスイッチング素子(SW1)する。このため、電源回路からピエゾ素子に放出される電荷量を制御してピエゾ素子に蓄えられるエネルギーを精度良く目標値に近づけることができる。 In this way, based on the current detected by the current detection means (80, 82) and the actual value (Vdet ') of the power supply voltage, the switching element so that the energy stored in the piezo element (2) approaches the target value. (SW1). For this reason, the amount of electric charge discharged from the power supply circuit to the piezo element can be controlled, and the energy stored in the piezo element can be brought close to the target value with high accuracy.
具体的には、請求項5に記載の発明では、ピエゾ素子(2)に目標値のエネルギーを蓄積させるためにピエゾ素子(2)に蓄えることが必要である目標電荷量(Qt)を電源電圧の実際の値(Vdet’)に基づいて算出する目標電荷量算出手段(S113)を備え、
充電制御回路(90)は、電流検出手段(80、82)により検出された電流に基づいてスイッチング素子(SW1)のスイッチング開始後にピエゾ素子(2)に蓄えられる電荷量を算出し、この算出された電荷量が目標電荷量算出手段により算出された目標電荷量(Qt)に到達するまでスイッチング素子(SW1)のスイッチングを継続すること特徴とする。
Specifically, in the invention described in
The charge control circuit (90) calculates the amount of charge stored in the piezo element (2) after the switching of the switching element (SW1) is started based on the current detected by the current detection means (80, 82). The switching of the switching element (SW1) is continued until the charged amount reaches the target charge amount (Qt) calculated by the target charge amount calculation means.
請求項6に記載の発明では、コモンレール(15)からインジェクタ(10)に供給される高圧燃料の圧力を検出する圧力センサ(97)を備え、
目標電荷量算出手段(S113)は、圧力センサ(97)の検出圧力が大きくなるほど、目標電荷量(Qt)を大きい値に設定することを特徴とする。
The invention according to
The target charge amount calculation means (S113) sets the target charge amount (Qt) to a larger value as the detected pressure of the pressure sensor (97) increases.
これにより、ピエゾ素子に与えられる燃料圧力に対応した目標電荷量(Qt)を求めることができる。 Thereby, the target charge amount (Qt) corresponding to the fuel pressure applied to the piezo element can be obtained.
請求項7に記載の発明では、出力端子(50a)とグランドとの間に直列接続されている複数の抵抗素子(R4、R5)を有し、複数の抵抗素子(R4、R5)のうちいずれか2つの抵抗素子の間の電圧を分圧電圧として出力する第2の分圧回路(75)と、
電源電圧が最大値に到達したか否かを判定するために第2の分圧回路からの分圧電圧を比較するための基準電圧を出力する電圧出力回路(87a)と、
第2の分圧回路からの分圧電圧が電圧出力回路から出力される基準電圧より高くなったときに、電源電圧が最大値に到達したとして、電源電圧が最大値に到達した旨を示す信号を出力する比較回路(85a)と、を備え、
判定手段(S301)は、第2の分圧回路からの分圧電圧が基準電圧より高くなったときに比較回路(85a)から出力される出力信号に基づいて、最大値(Vset)に電源電圧が到達したと判定することを特徴とする。
According to the seventh aspect of the present invention, there are a plurality of resistance elements (R4, R5) connected in series between the output terminal (50a) and the ground, and any of the plurality of resistance elements (R4, R5). A second voltage dividing circuit (75) for outputting a voltage between the two resistance elements as a divided voltage;
A voltage output circuit (87a) for outputting a reference voltage for comparing the divided voltage from the second voltage dividing circuit in order to determine whether or not the power supply voltage has reached the maximum value;
A signal indicating that the power supply voltage has reached the maximum value, assuming that the power supply voltage has reached the maximum value when the divided voltage from the second voltage dividing circuit becomes higher than the reference voltage output from the voltage output circuit. A comparison circuit (85a) for outputting
The determination means (S301) determines the power supply voltage to the maximum value (Vset) based on the output signal output from the comparison circuit (85a) when the divided voltage from the second voltage dividing circuit becomes higher than the reference voltage. Is determined to have reached.
請求項8に記載の発明では、第2の分圧回路(75)を構成する複数の抵抗素子(R4、R5)は、第1の分圧回路(70)を構成する複数の抵抗素子(R1、R2、R3)に比べて、抵抗値の実際の値と抵抗値の理論値との間の誤差が小さく、かつ経年劣化による抵抗値の変化が小さいものであることを特徴とする。 In the invention according to claim 8, the plurality of resistance elements (R4, R5) constituting the second voltage dividing circuit (75) are the plurality of resistance elements (R1) constituting the first voltage dividing circuit (70). , R2, R3), the difference between the actual resistance value and the theoretical resistance value is small, and the change in resistance value due to aging is small.
請求項9に記載の発明では、電磁コイル(60)のうちスイッチング素子側端子にカソード端子が接続され、アノード端子がグランド側に接続されているダイオード(D2)を備え、
充電制御回路(90)がスイッチング素子(SW1)をスイッチングさせる際に、スイッチング素子(SW1)がオンしているときには、出力端子(50a)からスイッチング素子(SW1)および電磁コイル(60)を通してピエゾ素子(2)に流れる電流により電磁コイル(60)にエネルギーを蓄え、かつピエゾ素子(2)に電荷を充電し、スイッチング素子(SW1)がオフしているときには、電磁コイル(60)に蓄えられたエネルギーに基づいてグランド側からダイオード(D2)および電磁コイル(60)を通してピエゾ素子(2)に流れる電流によりピエゾ素子に電荷を充電することを特徴とする。
The invention according to claim 9 includes a diode (D2) in which the cathode terminal is connected to the switching element side terminal and the anode terminal is connected to the ground side of the electromagnetic coil (60),
When the charge control circuit (90) switches the switching element (SW1) and the switching element (SW1) is on, the piezoelectric element passes from the output terminal (50a) through the switching element (SW1) and the electromagnetic coil (60). When the current flowing in (2) stores energy in the electromagnetic coil (60), charges the piezo element (2), and the switching element (SW1) is off, the energy is stored in the electromagnetic coil (60). The piezoelectric element is charged with a current that flows from the ground side to the piezoelectric element (2) through the diode (D2) and the electromagnetic coil (60) based on energy.
なお、この欄および特許請求の範囲で記載した各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。 In addition, the code | symbol in the bracket | parenthesis of each means described in this column and the claim shows the correspondence with the specific means as described in embodiment mentioned later.
(第1実施形態)
本発明の第1実施形態について説明する。図1は本発明の第1実施形態に係る燃料噴射装置用インジェクタの部分断面図を示す図である。
(First embodiment)
A first embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is a diagram showing a partial cross-sectional view of an injector for a fuel injection device according to a first embodiment of the present invention.
まず、インジェクタ10の構成および作動について説明する。インジェクタ10は、コモンレール15内に蓄えられた燃料をディーゼルエンジン(図示せず)の気筒内に噴射するものである。コモンレール15は、燃料を貯えるタンクである。コモンレール15内には、高圧力がサプライポンプ25の作動により加えられている。これにより、コモンレール15内の燃料の圧力は、高圧力になっている。
First, the configuration and operation of the
インジェクタ10は、開弁時に燃料を噴射するノズル1、電荷の充放電により伸縮するピエゾ素子2、ピエゾ素子2により駆動されてノズル1の背圧を制御する背圧制御機構3を備えている。
The
ノズル1は、噴孔11が形成されたノズルボデー12、ノズルボデー12の弁座に接離して噴孔11を開閉するニードル13、ニードル13を閉弁向き(図中下側)に付勢するスプリング14を備えている。ピエゾ素子2とエンジンECU40との間は、リード線21、22とによって接続されている。ピエゾ素子2は、その電荷の充放電がエンジンECU40(電子制御装置)によって制御される。なお、エンジンECU40によるピエゾ素子2の制御の詳細については後述する。
The
背圧制御機構3のバルブボデー31内には、ピエゾ素子2の伸縮に追従して移動するピストン32、ピストン32をピエゾ素子2側に向かって付勢する皿ばね33、ピストン32により駆動される球状の弁体34が収納されている。
The
略円筒状のインジェクタボデー4は、その径方向中心部に、インジェクタ軸線方向に延びる段付き円柱状の収納孔41が形成されており、この収納孔41にピエゾ素子2および背圧制御機構3が収納されている。また、略円筒状のリテーナ5をインジェクタボデー4に螺合させることにより、インジェクタボデー4の端部にノズル1が保持されている。
The substantially
ノズルボデー12、インジェクタボデー4、およびバルブボデー31には、コモンレールから常に高圧燃料が供給される高圧通路6が形成され、インジェクタボデー4およびバルブボデー31には、図示しない燃料タンクに接続される低圧通路7が形成されている。
The
ニードル13における噴孔11側の外周面とノズルボデー12の内周面との間には、高圧室15が形成されている。この高圧室15は、ニードル13が開弁方向(図中上側)に変位した際に噴孔11と連通する。また、高圧室15には、高圧通路6を介して常に高圧燃料が供給されている。ニードル13における反噴孔側には背圧室16が形成されている。この背圧室16には前述したスプリング14が配置されている。
A
バルブボデー31には、バルブボデー31内の高圧通路6とノズル1の背圧室16とを連通させる経路中に高圧シート面35が形成され、バルブボデー31内の低圧通路7とノズル1の背圧室16とを連通させる経路中に低圧シート面36が形成されている。そして、高圧シート面35と低圧シート面36との間に前述した弁体34が配置されている。
The
上記構成において、ピエゾ素子2が縮んだ状態では、弁体34が低圧シート面36に接して背圧室16は高圧通路6と接続され、背圧室16には高圧の燃料圧が導入される。そして、この背圧室16内の燃料圧とスプリング14とによってニードル13が閉弁向き(図中下側)に付勢されて噴孔11が閉じられている。
In the above configuration, when the
このとき、弁体34には高圧の燃料圧が加えられる。これにより、ピエゾ素子2には、弁体34およびピストン32を介して高圧の燃料圧が加えられることになる。
At this time, a high fuel pressure is applied to the
一方、ピエゾ素子2の電荷が充電されると、ピエゾ素子2に加えられる燃料圧の向きと逆向き(図中下側)にピエゾ素子2が伸びる。これに伴い、ピエゾ素子2がピストン32を介して弁体34を図示下側に押し出す。
On the other hand, when the electric charge of the
すなわち、ピエゾ素子2の電荷が充電されると、弁体34およびピストン32を介してピエゾ素子2に加えられる燃料圧に抗して、ピエゾ素子2が伸びることになる。
That is, when the electric charge of the
その後、弁体34がピストン32を介してピエゾ素子2により押されて高圧シート面35に接することになる。これにより、背圧室16と高圧通路6との間が遮られ、かつ背圧室16と低圧通路7との間が接続され、背圧室16内は低圧になる。そして、高圧室15内の燃料圧によってニードル13が開弁向き(図1中上側)に付勢されて噴孔11が開かれ、この噴孔11からエンジンの気筒内へ燃料が噴射されることになる。
Thereafter, the
このようにピエゾ素子2への電荷の充電によりピエゾ素子2が伸びることにより、インジェクタ10が開弁して噴孔11からエンジンの気筒内に燃料が噴射されることになる。
Thus, when the
次に、ピエゾ素子2から電荷が放電されると、ピエゾ素子2が図示上側に縮むことになる。このとき、弁体34が高圧通路6内の燃料圧により図示上側に押され、ピストン32は、弁体34から加わる力と皿ばね33の弾性力とにより図示上側に移動する。
Next, when the electric charge is discharged from the
その後、弁体34が低圧シート面36に接して背圧室16が高圧通路6と接続され、背圧室16には、高圧通路6内の高圧の燃料圧が導入される。そして、この背圧室16内の燃料圧とスプリング14とによってニードル13が閉弁向き(図示下側)に付勢されて噴孔11が閉じられる。
Thereafter, the
このようにピエゾ素子2から電荷が放電されるとピエゾ素子2が縮むことにより、インジェクタ10が閉弁して噴孔11からエンジンの気筒内への燃料の噴射が停止されることになる。
When the electric charge is discharged from the
次に、本実施形態のピエゾ素子2の充放電を制御するためのエンジンECU40について説明する。図2にエンジンECU40の電子回路構成を示す。
Next, the
エンジンECU40は、DC/DC電源回路50、トランジスタSW1、SW2、電磁コイル60、分圧回路70、75、ダイオードD1、D2、抵抗素子80、81、電圧センサ82、電源制御回路83、コンパレータ85a、85b、定電圧回路87a、87b、充放電制御回路90、A/Dコンバータ91、マイクロコンピュータ93、メモリ95、レール圧センサ97、およびアクセルセンサ98を備える。
The
DC/DC電源回路50は、その出力端子50aから電源電圧を出力する回路である。
The DC / DC
具体的には、DC/DC電源回路50は、電磁コイル51、トランジスタ52、ダイオード55、コンデンサ56、および抵抗素子53、57を備える。
Specifically, the DC / DC
トランジスタ52は、電源とグランドとの間に接続されている。電磁コイル51は、トランジスタ52と電源との間に接続されている。抵抗素子53は、トランジスタ52とグランドとの間に接続されている。
The
コンデンサ56は、電磁コイル51とトランジスタ52との共通接続端子50bとグランドとの間に接続されている。なお、コンデンサ56は、アルミ電解コンデンサから構成されている。
ダイオード55は、そのアノード端子が共通接続端子50bに接続されており、ダイオード55のカソード端子がコンデンサ56の正極端子に接続されている。ダイオード55は、コンデンサ56側から共通接続端子50b側に電流が流れることを阻止する。
The
The
出力端子50aは、ダイオード55とコンデンサ56との間に構成されている。抵抗素子57は、コンデンサ56とグランドとの間に接続されている。
The
分圧回路75は、第2の分圧回路を構成するもので、抵抗素子R4、R5を備える。抵抗素子R4、R5は、出力端子50aとグランドとの間に直列接続されている。分圧回路75は、抵抗素子R4、R5の共通接続端子75aからの分圧電圧Vbを出力する。分圧電圧Vbは、抵抗素子R4、R5のうち出力端子50a側の抵抗素子R4とグランド側の抵抗素子R5とにより電源電圧を分圧した電圧である。
The
ここで、分圧回路75を構成する抵抗素子R4、R5は、分圧回路70を構成する抵抗素子R1、R2、R3に比べて、抵抗値における実際の値と抵抗値の理論値との間の誤差が小さく、かつ経年劣化および温度変化による抵抗値の変化が小さいものである。当該誤差は、初期公差が原因で抵抗値における実際の値と抵抗値の理論値との間に生じるものである。
Here, the resistance elements R4 and R5 constituting the
コンパレータ85aの正極入力端子(+)には、共通接続端子75aからの分圧電圧Vbが入力される。コンパレータ85aの負極入力端子(−)には、定電圧回路87aの出力電圧が入力される。
The divided voltage Vb from the
定電圧回路87aは、電源電圧が一定電圧Vset(最大値)に到達したか否かを判定するために、分圧回路75からの分圧電圧Vbを比較するための基準電圧を出力する。なお、定電圧回路87aは、特許請求の範囲に記載の電圧出力回路を構成している。
The
コンパレータ85aは、共通接続端子75aからの分圧電圧Vbと定電圧回路87aの出力電圧との比較に応じて、ハイレベル信号およびローレベル信号のうち一方を出力する比較回路である。なお、コンパレータ85aは、特許請求の範囲に記載の比較回路を構成している。
The
定電圧回路87aの出力電圧(基準電圧)は、予め決められた一定電圧Vset(図9参照)から所定値dvを引いた電圧(=Vset−dv)に分圧回路75の分圧比を掛けた電圧値である。
The output voltage (reference voltage) of the
ここで、抵抗素子R4の抵抗値r4とし、抵抗素子R5の抵抗値r5とすると、定電圧回路87aの出力電圧は、{(Vset−dv)×r5}/(r4+r5)で表される。
Here, assuming that the resistance value r4 of the resistance element R4 is the resistance value r5 of the resistance element R5, the output voltage of the
コンパレータ85bの負極入力端子(−)には、共通接続端子75aからの分圧電圧Vbが入力される。コンパレータ85bの正極入力端子(+)には、定電圧回路87bの出力電圧が入力される。
The divided voltage Vb from the
コンパレータ85bは、共通接続端子75aからの分圧電圧Vbと定電圧回路87bの出力電圧との比較に応じて、ハイレベル信号およびローレベル信号のうち一方の信号を出力する比較回路である。
The
定電圧回路87bは、電源電圧が一定電圧Von(最小値)に到達したか否かを判定するために、分圧回路75からの分圧電圧Vbを比較するための基準電圧を出力する。
The
定電圧回路87bの出力電圧は、予め決められた一定電圧Von(図9参照)に所定値dvを足した電圧(=Von+dv)に分圧回路75の分圧比を掛けた電圧値である。
The output voltage of the
したがって、上述と同様に、抵抗素子R4、R5のそれぞれの抵抗値をr4、r5とすると、定電圧回路87bの出力電圧は、{(Von+dv)×r5}/(r4+r5)で表されることになる。
Therefore, similarly to the above, when the resistance values of the resistance elements R4 and R5 are r4 and r5, the output voltage of the
電源制御回路83は、集積回路等から構成され、コンパレータ85a、85bの出力信号に応じて、トランジスタ52を制御するとともに、電源電圧を示す信号(以下、電源電圧信号SFLGという)をマイクロコンピュータ93に出力する。
The power
本実施形態の電源電圧信号SFLGとしては、電源電圧が一定電圧Vset未満であるときにはローレベル信号となり、電源電圧が一定電圧Vsetに到達するとハイレベル信号になる信号が用いられている。なお、電源制御回路83の具体的な作動については後述する。
As the power supply voltage signal SFLG of the present embodiment, a signal that becomes a low level signal when the power supply voltage is lower than the constant voltage Vset and becomes a high level signal when the power supply voltage reaches the constant voltage Vset is used. A specific operation of the power
トランジスタSW1、SW2は、出力端子50aとグランドとの間に直列接続されている。
The transistors SW1 and SW2 are connected in series between the
トランジスタSW1は、トランジスタSW1、SW2のうち出力端子50a側に配置されている。トランジスタSW1は、後述するように、スイッチングにより、出力端子50aから出力される電源電圧に応じて、ピエゾ素子2に電荷を充電する。
The transistor SW1 is disposed on the
トランジスタSW2は、トランジスタSW1、SW2のうちグランド側に配置されている。トランジスタSW2は、後述するように、スイッチングにより、ピエゾ素子2に蓄えられた電荷をDC/DC電源回路50のコンデンサ56に回収する。
The transistor SW2 is disposed on the ground side of the transistors SW1 and SW2. As will be described later, the transistor SW2 collects the charge stored in the
なお、トランジスタSW1、SW2、52は、電界効果型トランジスタなどのスイッチング素子から構成されている。 Note that the transistors SW1, SW2, and 52 are composed of switching elements such as field effect transistors.
ダイオードD1は、アノード端子がトランジスタSW1、SW2の共通接続端子50cに接続されており、ダイオードD1のカソード端子が出力端子50aに接続されている。これにより、ダイオードD1は、トランジスタSW1に対して並列に接続されていることになる。ダイオードD1は、後述するように、トランジスタSW1をバイパスして共通接続端子50c側から出力端子50a側に電流を流す。
The diode D1 has an anode terminal connected to the
ダイオードD2は、そのカソード端子が共通接続端子50cに接続されており、ダイオードD2のアノード端子がグランドに接続されている。これにより、ダイオードD2は、トランジスタSW2に対して並列に接続されていることになる。ダイオードD2は、後述するように、トランジスタSW2をバイパスしてグランド側から共通接続端子50c側に電流を流す。
The cathode terminal of the diode D2 is connected to the
抵抗素子81は、トランジスタSW2とグランドとの間に接続されている。抵抗素子81は、トランジスタSW2などに流れる電流を制限する。電磁コイル60は、トランジスタSW1、SW2の共通接続端子50cとグランドとの間に接続されている。
The
抵抗素子80は、電磁コイル60とグランドとの間に接続されている。電圧センサ82は、抵抗素子80の一方の端子と他方の端子との間の電圧を検出する。ピエゾ素子2は、電磁コイル60と抵抗素子80との間に接続されている。
The
なお、抵抗素子80および電圧センサ82は、ピエゾ素子2に流れる電流を検出する電流検出手段を構成している。
The
充放電制御回路90は、後述するように、マイクロコンピュータ93から指令されて、トランジスタSW1、SW2を制御して、ピエゾ素子2への電荷の充電およびピエゾ素子2からの電荷の放電を行う。
As will be described later, the charge /
なお、充放電制御回路90は、集積回路等から構成されている。充放電制御回路90は、特許請求の範囲に記載の充電制御回路を構成するものである。
The charge /
分圧回路70は、第1の分圧回路を構成するもので、抵抗素子R1、R2、R3を備える。抵抗素子R1、R2、R3は、出力端子50aとグランドとの間に直列接続されている。分圧回路70は、抵抗素子R2、R3の共通接続端子70aから分圧電圧Vaを発生する。分圧電圧Vaは、抵抗素子R1、R2、R3のうち出力端子50a側の抵抗素子R1、R2とグランド側の抵抗素子R3とによって電源電圧が分圧された電圧である。
The
なお、電源電圧をVdcとし、抵抗素子R1、R2、R3のそれぞれの抵抗値をr1、r2、r3とすると、分圧電圧Vaは、(Vdc×r3)/(r1+r2+r3)で表すことができる。 If the power supply voltage is Vdc and the resistance values of the resistance elements R1, R2, and R3 are r1, r2, and r3, the divided voltage Va can be expressed as (Vdc × r3) / (r1 + r2 + r3).
A/Dコンバータ91は、分圧電圧Vaをアナログ/デジタル変換してデジタル信号を出力する。
The A /
レール圧センサ97は、コモンレール15内の圧力を検出する圧力センサである。すなわち、レール圧センサ97は、コモンレール15からインジェクタ10に供給される燃料の圧力(すなわち、燃料圧)を検出することになる。アクセルセンサ98は、運転者の足により踏み込み操作されるアクセルペダルの踏み込み角度を検出する。
The
マイクロコンピュータ93は、コンピュータプログラムを実行して、コンピュータプログラムの実行に伴って、A/Dコンバータ91の出力信号、上記ディーゼルエンジンの回転数を検出するエンジン回転数センサ(図示省略)の出力信号、およびセンサ97、98の出力信号に基づき、充放電制御回路90を介してインジェクタ10を制御する。
The
メモリ95は、DRAM、フラッシュメモリなどから構成され、コンピュータプログラムを記憶するとともに、マイクロコンピュータ93によるコンピュータプログラムの実行に伴ってデータを記憶する。
The
次に、本実施形態の作動について説明する。 Next, the operation of this embodiment will be described.
まず、マイクロコンピュータ93により実行される制御処理の説明に先立って、DC/DC電源回路50および電源制御回路83の作動について説明する。
First, prior to the description of the control processing executed by the
まず、DC/DC電源回路50の出力端子50aから出力される電源電圧は、コンデンサ56の自然放電、およびトランジスタSW1のスイッチングに伴うコンデンサ56からの放電が原因で、低下する。
First, the power supply voltage output from the
そして、電源電圧が低下して電圧Von(最小値)に到達すると、共通接続端子75aからの分圧電圧Vbが定電圧回路87bの出力電圧より低くなる。
When the power supply voltage decreases and reaches the voltage Von (minimum value), the divided voltage Vb from the
これに伴い、コンパレータ85bの出力信号がハイレベル信号からローレベル信号に変わる。このようにコンパレータ85bから出力されるローレベル信号が電源制御回路83に入力されると、電源制御回路83がトランジスタ52のスイッチングを開始させる。
Along with this, the output signal of the
ここで、トランジスタ52がオンしているときには、電源から電磁コイル51およびトランジスタ52を経て抵抗素子53を通してグランドに電流が流れる。これに伴い、電磁コイル51には、電源から電磁コイル51に流れ込む電流によりエネルギーが貯えられる。
Here, when the
一方、トランジスタ52がオフすると、エネルギーに基づいて電磁コイル51側からダイオード55を通してコンデンサ56に電流が流れる。これにより、コンデンサ56にエネルギーが貯えられることになる。
On the other hand, when the
その後、トランジスタ52がオンすると、電源から電磁コイル51およびトランジスタ52を経て抵抗素子53を通してグランドに電流が流れ、この電流により電磁コイル51にはエネルギーが貯えられる。
Thereafter, when the
このようにトランジスタ52のオン、オフを繰り返すと、コンデンサ56に貯えられるエネルギーが増える。これに伴い、出力端子50aから出力される電源電圧が上昇して電圧Vset(最大値)に到達する。
Thus, when the
このとき、共通接続端子75aからの分圧電圧Vbが定電圧回路87aの出力電圧より高くなる。これに伴い、コンパレータ85aの出力信号がローレベル信号からハイレベル信号に変わる。このようにコンパレータ85aから出力されるハイレベル信号が電源制御回路83に入力されると、電源制御回路83がトランジスタ52のスイッチングを停止させる。
At this time, the divided voltage Vb from the
その後、出力端子50aから出力される電源電圧が低下して電圧Vonに到達すると、上述と同様に、電源制御回路83がトランジスタ52のスイッチングを開始させる。このため、コンデンサ56に対するエネルギーの蓄積が開始され、出力端子50aから出力される電源電圧が上昇する。
Thereafter, when the power supply voltage output from the
このように、出力端子50aから出力される電源電圧に応じて、トランジスタ52のスイッチングの開始、及び停止が行われる。この結果、出力端子50aから出力される電源電圧が、電圧Von(最小値)以上で、かつ電圧Vset(最大値)以下の電圧値に維持されることになる。
Thus, the switching of the
次に、本実施形態のマイクロコンピュータ93により実行される制御処理について説明する。
Next, control processing executed by the
マイクロコンピュータ93は、エンジン回転数センサの出力信号、およびセンサ97、98の出力信号に応じてインジェクタ10を開弁する開弁タイミング、およびインジェクタ10を閉弁する閉弁タイミングをそれぞれ決定する。これに加えて、インジェクタ10を開弁タイミングに開弁させるように充放電制御回路90を指令するとともに、インジェクタ10を閉弁タイミングに閉弁させるように充放電制御回路90を指令する。
The
以下、(1)マイクロコンピュータ93がインジェクタ10を開弁させるように充放電制御回路90に指令する場合、(2)インジェクタ10を閉弁させるように充放電制御回路90を指令する場合について別々に説明する。
Hereinafter, (1) when the
(1)マイクロコンピュータ93がインジェクタ10を開弁させるように充放電制御回路90に指令する場合について説明する。
(1) The case where the
まず、マイクロコンピュータ93は、DC/DC電源回路50の出力端子50aから出力される電源電圧の実際の値Vdet’を演算する電源電圧演算処理と、電源電圧の実際の値Vdet’に応じて充放電制御回路90を制御する充電制御処理とをそれぞれ実行する。以下、電源電圧演算処理と充電制御処理とについて別々に説明する。
First, the
(電源電圧演算処理)
マイクロコンピュータ93は、図3のフローチャートにしたがって、電源電圧演算処理を実行する。
(Power supply voltage calculation processing)
The
まず、ステップS100において、DC/DC電源回路50の出力端子50aから出力される電源電圧の理論値Vdetを算出する。
First, in step S100, the theoretical value Vdet of the power supply voltage output from the
具体的には、A/Dコンバータ91の出力されるデジタル信号(以下、デジタル信号Vodという)を取得し、この取得されたデジタル信号Vodを分圧比の理論値kbで除算して電源電圧の理論値Vdet(=Vod/kb)を算出する。 Specifically, a digital signal output from the A / D converter 91 (hereinafter referred to as a digital signal Vod) is acquired, and the acquired digital signal Vod is divided by the theoretical value kb of the voltage division ratio to obtain a theoretical power supply voltage. The value Vdet (= Vod / kb) is calculated.
ここで、分圧比の理論値kbは、抵抗素子R1、R2、R3の抵抗値に基づいて設定されたデータであって、予めメモリ95に記憶されている。分圧比の理論値kbは、抵抗素子R1、R2、R3の抵抗値をそれぞれr1、r2、r3としたときに、分圧比の理論値kbとしては、{r3/(r1+r2+r3)}で表される値である。
Here, the theoretical value kb of the voltage division ratio is data set based on the resistance values of the resistance elements R1, R2, and R3, and is stored in the
なお、ステップS100は、特許請求の範囲に記載の第2の算出手段を構成している。 Note that step S100 constitutes the second calculating means described in the claims.
次のステップS101において、メモリ95から平均補正係数kを呼び出す。平均補正係数kは、電源電圧の理論値Vdetに基づいて電源電圧の実際の値Vdet’を演算するための係数であって、後述するように、エンジンECU40の製造時にメモリ95に記憶される。
In the next step S101, the average correction coefficient k is called from the
次のステップS102において、電源電圧の理論値Vdetに平均補正係数kを掛けて電源電圧の実際の値Vdet’(=Vdet×k)を算出する。これにより、電源電圧の理論値Vdetを補正して電源電圧の実際の値Vdet’を求めることになる。 In the next step S102, the actual value Vdet '(= Vdet × k) of the power supply voltage is calculated by multiplying the theoretical value Vdet of the power supply voltage by the average correction coefficient k. Accordingly, the actual value Vdet 'of the power supply voltage is obtained by correcting the theoretical value Vdet of the power supply voltage.
なお、ステップS102は、特許請求の範囲に記載の第3の算出手段を構成している。 Step S102 constitutes a third calculation means described in the claims.
次に、ステップS103において、電源電圧の実際の値Vdet’に基づいて放出電荷量補正係数Pを算出する。電荷量補正係数Pは、後述するように、ピエゾ素子2に目標値のエネルギーを蓄えるために、DC/DC電源回路50から放出してピエゾ素子2に貯えることが必要である目標電荷量を求める際に用いられる。
Next, in step S103, an emission charge amount correction coefficient P is calculated based on the actual value Vdet 'of the power supply voltage. As will be described later, the charge amount correction coefficient P obtains a target charge amount that needs to be discharged from the DC / DC
ここで、放出電荷量補正係数Pと電源電圧の実際の値Vdet’とは、1対1で特定される関係になっている。放出電荷量補正係数Pは、電源電圧の実際の値Vdet’が大きくなるほど、小さな値が用いられる。 Here, the emission charge amount correction coefficient P and the actual value Vdet 'of the power supply voltage are in a one-to-one relationship. As the emission charge amount correction coefficient P, a smaller value is used as the actual value Vdet 'of the power supply voltage increases.
(充電制御処理)
マイクロコンピュータ93は、図4のフローチャートにしたがって、充電制御処理を実行する。
(Charge control process)
The
まず、ステップS110において、レール圧センサ97の検出値(すなわち、レール圧)を取得する。次に、ステップS111において、インジェクタ10を開弁する際にピエゾ素子2に貯えることが必要であるエネルギーの目標値を、レール圧センサ97の検出値と図5のグラフGaとに基づいて、算出する。
First, in step S110, a detection value (that is, rail pressure) of the
図5のグラフGaは、予めメモリ95に記憶されたもので、縦軸をエネルギーの目標値(図中目標Enと記す)とし、横軸をレール圧として、レール圧とエネルギーの目標値との関係を示すデータである。
The graph Ga in FIG. 5 is stored in the
エネルギーの目標値とレール圧とは、1対1で特定されるように設定されている。エネルギーの目標値としては、レール圧が大きくなるほど、大きな値が設定され、レール圧が小さくなるほど、エネルギーの目標値として小さな値が設定される。 The target value of energy and the rail pressure are set so as to be specified on a one-to-one basis. As the target value of energy, a larger value is set as the rail pressure increases, and a smaller value is set as the target value of energy as the rail pressure decreases.
ここで、エネルギーの目標値とレール圧との関係が図5のグラフGaに示すようになっている理由は以下の通りである。 Here, the reason why the relationship between the target value of energy and the rail pressure is as shown in the graph Ga of FIG. 5 is as follows.
すなわち、インジェクタ10が閉弁している状態では、上述の如く、ピエゾ素子2には、燃料圧が加えられている。そして、インジェクタ10が開弁する際に、ピエゾ素子2に加えられる燃料圧に抗してピエゾ素子2を伸ばすことが必要である。このため、レール圧が大きくなるほど、ピエゾ素子2を伸ばすのに必要なエネルギーとして大きな値が必要となるからである。
That is, in the state where the
ここで、ピエゾ素子2に蓄えられるエネルギーは、ピエゾ素子2に貯える電荷量Qと、電源電圧Vdcとの積(=Q×Vdc)によって決まる。
Here, the energy stored in the
そこで、本実施形態では、目標値のエネルギーをピエゾ素子2に貯えるために、DC/DC電源回路50から放出してピエゾ素子2に貯えることが必要である目標電荷量(以下、目標放出電荷量Qtという)を次のステップS112、S113において求める。
Therefore, in the present embodiment, in order to store the energy of the target value in the
まず、目標放出電荷量Qtは、エネルギーの目標値が一定値であるとしても、電源電圧によって変わる。 First, the target emission charge amount Qt varies depending on the power supply voltage even if the target value of energy is a constant value.
例えば、エネルギーの目標値が一定であるときに、電源電圧が小さくなるほど、目標放出電荷量Qtは大きくなり、電源電圧が大きくなるほど、目標放出電荷量Qtは小さくなる。 For example, when the target value of energy is constant, the target emission charge amount Qt increases as the power supply voltage decreases, and the target emission charge amount Qt decreases as the power supply voltage increases.
そして、ステップS112において、電源電圧が予め決められた一定値Vsであると仮定して、ピエゾ素子2に目標値のエネルギーを貯えるために、DC/DC電源回路50から放出してピエゾ素子2に貯えることが必要である電荷量(以下、基準放出電荷量をQbaseという)を決定する。
Then, in step S112, assuming that the power supply voltage is a predetermined constant value Vs, in order to store the energy of the target value in the
ここで、基準放出電荷量Qbaseは、予めメモリ95に記憶されたデータにより決められる。当該データでは、エネルギーの目標値が大きくなるほど、基準放出電荷量Qbaseが大きくなるもので、基準放出電荷量Qbaseとエネルギーの目標値とが1対1で特定されるように設定されている。
Here, the reference emission charge amount Qbase is determined by data stored in the
次に、ステップS113において、基準放出電荷量Qbaseに、放出電荷量補正係数Pを掛けて目標放出電荷量Qt(=Qbase×P)を算出する。なお、ステップS113は、特許請求の範囲に記載の目標電荷量算出手段を構成している。 Next, in step S113, the target emission charge amount Qt (= Qbase × P) is calculated by multiplying the reference emission charge amount Qbase by the emission charge amount correction coefficient P. Note that step S113 constitutes the target charge amount calculation means described in the claims.
放出電荷量補正係数Pは、基準放出電荷量Qbaseを電源電圧の実際の値Vdet’に対応させるように基準放出電荷量Qbaseを補正するための係数である。放出電荷量補正係数Pとして、上述の如く、電源電圧の実際の値Vdet’が大きくなるほど、小さな値が用いられる。 The emission charge amount correction coefficient P is a coefficient for correcting the reference emission charge amount Qbase so that the reference emission charge amount Qbase corresponds to the actual value Vdet 'of the power supply voltage. As described above, a smaller value is used as the emission charge amount correction coefficient P as the actual value Vdet 'of the power supply voltage increases.
このように求められる目標放出電荷量Qtは、電源電圧の実際の値Vdet’に対応した目標電荷量であって、レール圧が大きくなるほど、大きな値が設定される。 The target emission charge amount Qt obtained in this way is a target charge amount corresponding to the actual value Vdet 'of the power supply voltage, and a larger value is set as the rail pressure increases.
次のステップS114において、目標放出電荷量Qtを充放電制御回路90に送信する。
In the next step S114, the target discharge amount Qt is transmitted to the charge /
その後、ステップS115において、ピエゾ素子2に目標放出電荷量Qtの電荷を充電させるように充放電制御回路90に指令する。すなわち、目標放出電荷量Qtに基づいてインジェクタ10の開弁させるように指令することになる。
Thereafter, in step S115, the charge /
すると、充放電制御回路90は、図2のトランジスタSW2をオフした状態で、トランジスタSW1のスイッチングを開始させる。
Then, the charge /
これに加えて、充放電制御回路90は、トランジスタSW1のスイッチング開始後にDC/DC電源回路50からピエゾ素子2に放出される電荷量Qpを求めるとともに、この電荷量Qpに応じて、トランジスタSW1のスイッチングの継続および停止を決める。
In addition to this, the charge /
具体的には、充放電制御回路90は、トランジスタSW1のスイッチング開始後において、トランジスタSW1のオン時に抵抗素子80(すなわち、ピエゾ素子2)に流れる電流iを時間tで積分してその積分値(∫idt)を電荷量Qpとして求める。電流iは、電圧センサ82の検出値Vを抵抗素子80の抵抗値rで割った値(=V/r)である。
Specifically, the charge /
以上により、トランジスタSW1のスイッチング開始後にピエゾ素子2に蓄えられる電荷量のうち、トランジスタSW1のオフ時にピエゾ素子2に蓄えられる電荷量を除いた電荷量を、電荷量Qpとして求めることになる。
As described above, the amount of charge excluding the amount of charge stored in the
そして、充放電制御回路90は、このように求められた電荷量Qpが目標放出電荷量Qtに到達するまで、トランジスタSW1のスイッチングを継続する。
Then, the charge /
ここで、トランジスタSW2をオフした状態で、トランジスタSW1のスイッチングするときには、次のように、ピエゾ素子2にエネルギーが貯えられる。
Here, when the transistor SW1 is switched with the transistor SW2 turned off, energy is stored in the
まず、トランジスタSW1がオンしているときには、DC/DC電源回路50の出力端子50aからの電流がトランジスタSW1、電磁コイル60、ピエゾ素子2、および抵抗素子80を通してグランドに流れる。これにより、出力端子50aから流れる電流により電磁コイル60にエネルギーが貯えられるとともに、ピエゾ素子2にエネルギーが貯えられる。
First, when the transistor SW1 is on, the current from the
一方、トランジスタSW1がオフすると、電磁コイル60に貯えられたエネルギーに基づいて、抵抗素子81側から電流がダイオードD2、電磁コイル60、ピエゾ素子2、および抵抗素子80を通してグランドに流れる。これにより、電磁コイル60に貯えられたエネルギーに基づいて、ピエゾ素子2にエネルギーが貯えられる。
On the other hand, when the transistor SW1 is turned off, a current flows from the
そして、充放電制御回路90は、電荷量Qpが目標放出電荷量Qt未満であると判定すると、トランジスタSW1のスイッチングを継続する。これにより、ピエゾ素子2への電荷の充電が継続され、ピエゾ素子2に貯えられるエネルギーが増える。
When the charge /
その後、ピエゾ素子2に貯えられる電荷が目標放出電荷量Qtに到達する。すると、弁体34およびピストン32を介してピエゾ素子2に加えられる燃料圧に抗して、ピエゾ素子2が伸びる。このため、上述の如く、弁体34がピストン32を介してピエゾ素子2により押されて高圧シート面35に接する。
Thereafter, the charge stored in the
これにより、背圧室16と低圧通路7との間が接続され、背圧室16内は低圧になる。そして、高圧室15内の燃料圧によってニードル13が開弁向き(図1中上側)に付勢されて噴孔11が開かれる。すなわち、インジェクタ10が開弁し、噴孔11からエンジンの気筒内へ燃料が噴射される。
As a result, the
一方、充放電制御回路90は、電荷量Qpが目標放出電荷量Qtに到達すると、DC/DC電源回路50からピエゾ素子2に放出されるエネルギーが目標値に到達したと判定して、トランジスタSW1のスイッチングの継続を停止する。すると、インジェクタ10が開弁した状態が維持される。
On the other hand, when the charge amount Qp reaches the target discharge amount Qt, the charge /
(2)マイクロコンピュータ93がインジェクタ10を閉弁させるように充放電制御回路90を指令する場合について説明する。
(2) A case where the
まず、マイクロコンピュータ93がインジェクタ10を閉弁させるように充放電制御回路90を指令する。
First, the
すると、充放電制御回路90は、ピエゾ素子2から電荷を放出させるために、トランジスタSW1をオフした状態で、トランジスタSW2のスイッチングを開始させる。
Then, the charge /
まず、トランジスタSW2がオンすると、ピエゾ素子2に蓄えられた電荷(すなわち、エネルギー)に基づいて、抵抗素子80側からピエゾ素子2、電磁コイル60、およびトランジスタSW2を通して抵抗素子81側に電流が流れる。したがって、ピエゾ素子2側から電磁コイル60側に流れる電流により、電磁コイル60にエネルギーが蓄えられる。
First, when the transistor SW2 is turned on, a current flows from the
次に、トランジスタSW2がオフすると、電磁コイル60に蓄えられたエネルギーに基づいて、抵抗素子80側からピエゾ素子2、電磁コイル60、およびダイオードD1を通してコンデンサ56に電流が流れる。したがって、抵抗素子80側からおよびダイオードD1を通してコンデンサ56に流れる電流により、コンデンサ56に電荷(エネルギー)が蓄えられる。
Next, when the transistor SW2 is turned off, a current flows from the
このようにトランジスタSW2のオン、オフを繰り返すと、ピエゾ素子2に蓄えられたエネルギーが放出され、この放出されたエネルギーの一部がコンデンサ56に回収されることになる。
When the transistor SW2 is repeatedly turned on and off in this way, the energy stored in the
その後、トランジスタSW2のスイッチングによりピエゾ素子2から電荷が放電されると、抵抗素子80を通してピエゾ素子2側に流れる電流が小さくなり、当該電流が予め定められた所定値未満になる。すると、充放電制御回路90は、上述の目標放出電荷量Qtの電荷がピエゾ素子2から放出されたと判定して、トランジスタSW2のスイッチングを停止する。
Thereafter, when the electric charge is discharged from the
一方、ピエゾ素子2から目標放出電荷量Qtの電荷が放出されると、ピエゾ素子2は縮んで図1に示す状態になる。
On the other hand, when the charge of the target emission charge amount Qt is released from the
このとき、ピストン32は、弁体34とともに、弁体34を介して加わる燃料圧と皿ばね33の弾性力とにより図示上側に移動する。これに伴い、弁体34が低圧シート面36に接することになる。
At this time, the
すると、背圧室16は高圧通路6と接続され、背圧室16には高圧の燃料圧が導入される。そして、この背圧室16内の燃料圧とスプリング14とによってニードル13が閉弁向き(図1中下側)に付勢されて噴孔11が閉じられる。すなわち、インジェクタ10が閉弁することになる。
Then, the
次に、上述した平均補正係数kを算出する補正係数算出処理について図6を参照して説明する。図6は、補正係数算出処理を示すフローチャートである。 Next, a correction coefficient calculation process for calculating the above-described average correction coefficient k will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a flowchart showing the correction coefficient calculation process.
補正係数算出処理は、エンジンECU40の製造時において、マイクロコンピュータ93により実行される。すなわち、エンジンECU40の製造時において、エンジンECU40にバッテリが接続されてエンジンECU40に対する電力供給が開始されると、マイクロコンピュータ93は、図6に示すフローチャートにしたがって、補正係数算出処理の実行を開始する。
The correction coefficient calculation process is executed by the
ここで、DC/DC電源回路50から出力される電源電圧Vdcは、コンデンサ50aの自然放電により低下する。そこで、補正係数算出処理の実行中には、上述の如く、電源制御回路83によりDC/DC電源回路50のトランジスタ52が制御されて、電源電圧Vdcが、図7(b)に示すように、電圧Vsetと電圧Vonとの間の値になる。図7(b)は、縦軸を電圧とし、横軸を時間とする電源電圧Vdcのタイミングチャートである。
Here, the power supply voltage Vdc output from the DC / DC
以下、補正係数算出処理について説明する。 Hereinafter, the correction coefficient calculation process will be described.
まず、図6のステップS300において、カウント値nを1とする(n=1)。カウント値nは、後述する補正係数k(n)の算出回数である。 First, in step S300 of FIG. 6, the count value n is set to 1 (n = 1). The count value n is the number of times of calculating a correction coefficient k (n) described later.
次に、ステップS301において、電源制御回路83からマイクロコンピュータ93に入力される電源電圧信号SFLGの信号レベルがローレベルからハイレベル(図6中SFLG=1と記す)に変わったか否かを判定する。
Next, in step S301, it is determined whether or not the signal level of the power supply voltage signal SFLG input from the power
ここで、電源制御回路83は、図7(a)、(b)に示すように、コンパレータ85aからハイレベル信号が入力される毎に、電源電圧信号SFLGの信号レベルをローレベル(図7中Loと記す)からハイレベル(図7中Hiと記す)に変える。図7(a)は、縦軸を信号レベルとし、横軸を時間とする電源電圧信号SFLGのタイミングチャートである。コンパレータ85aは、上述の如く、電源電圧Vdcが一定電圧Vsetに到達する毎に、出力信号の信号レベルをローレベルからハイレベルに変える。
Here, as shown in FIGS. 7A and 7B, the power
ステップS301において、電源制御回路83から電源電圧信号SFLGとしてのローレベル信号が入力されると、電源電圧Vdcが一定電圧Vset未満であるとして、NOと判定する。なお、ステップS301は、特許請求の範囲に記載の判定手段を構成している。
In step S301, when a low level signal as the power supply voltage signal SFLG is input from the power
その後、電源制御回路83から電源電圧信号SFLGとしてのハイレベル信号が入力される迄、ステップS301の判定を繰り返す。そして、電源電圧Vdcが一定電圧Vsetに到達して電源制御回路83から電源電圧信号SFLGとしてのハイレベル信号が入力されると、ステップS301においてYESと判定する。
Thereafter, the determination in step S301 is repeated until a high level signal as the power supply voltage signal SFLG is input from the power
すなわち、ステップS301では、電源電圧Vdcが一定電圧Vsetに到達したときにコンパレータ85aから出力されるハイレベル信号に基づいて電源電圧Vdcが一定電圧Vsetに到達したと判定することになる。
That is, in step S301, it is determined that the power supply voltage Vdc has reached the constant voltage Vset based on the high level signal output from the
次のステップS302において、分圧回路70の分圧比の実際の値kb’を求める。具体的には、A/Dコンバータ91から出力されるデジタル信号を取得する。デジタル信号は、分圧回路70の共通接続端子70aから出力される分圧電圧Vaを示す信号である。そして、分圧電圧Vaを一定電圧Vsetで割算して、割算値(=Va/Vset)を分圧比の実際の値kb’とする。なお、ステップS302は、特許請求の範囲に記載の分圧比算出手段を構成している。
In the next step S302, an actual value kb 'of the voltage dividing ratio of the
次のステップS303において、分圧比の実際の値kb’を用いて補正係数k(n)を算出する。 In the next step S303, the correction coefficient k (n) is calculated using the actual value kb 'of the voltage division ratio.
具体的には、分圧比の実際の値kb’の逆数(=1/kb’)を求め、この逆数に分圧回路70の分圧比の理論値kbを乗算してその乗算値(=kb/kb’)を補正係数k(n)とする。分圧回路70の分圧比の理論値kbは、上述の如く、{r3/(r1+r2+r3)}で表される値である。
Specifically, the reciprocal number (= 1 / kb ′) of the actual value kb ′ of the voltage dividing ratio is obtained, and this reciprocal number is multiplied by the theoretical value kb of the voltage dividing ratio of the
なお、ステップS303は、特許請求の範囲に記載の第1の算出手段を構成し、ステップS303、S306、S100、S102は、特許請求の範囲に記載の電源電圧算出手段を構成している。 Step S303 constitutes the first calculation means described in the claims, and Steps S303, S306, S100, and S102 constitute the power supply voltage calculation means recited in the claims.
次のステップS304において、カウント値nをインクリメントしてカウント値nを2とする(n=n+1)。 In the next step S304, the count value n is incremented to set the count value n to 2 (n = n + 1).
次のステップS305において、カウント値nが2であるか否かを判定する。カウント値nが2であるときには、YESと判定して、ステップS301に戻る。 In the next step S305, it is determined whether or not the count value n is 2. When the count value n is 2, it determines with YES and returns to step S301.
このため、電源制御回路83から電源電圧信号SFLGとしてのハイレベル信号が入力される迄、ステップS301の判定を繰り返す。
Therefore, the determination in step S301 is repeated until a high level signal as the power supply voltage signal SFLG is input from the power
その後、電源電圧が電圧Vset(最大値)に到達し、電源制御回路83から電源電圧信号SFLGとしてのハイレベル信号がマイクロコンピュータ93に入力されると、ステップS301においてYESと判定する。
Thereafter, when the power supply voltage reaches the voltage Vset (maximum value) and a high level signal as the power supply voltage signal SFLG is input from the power
次のステップS302において、再び、分圧回路70の分圧比の実際の値kb’(以下、今回の実際の値kb’という)を求める。次に、ステップS303において、今回の実際の値kb’を用いて補正係数k(n+1)を算出する。
In the next step S302, the actual value kb 'of the voltage dividing ratio of the
次のステップS304において、カウント値nをインクリメントしてカウント値nを3とする(n=n+1)。 In the next step S304, the count value n is incremented to set the count value n to 3 (n = n + 1).
次のステップS305において、カウント値nが2であるか否かを判定する。このとき、カウント値nが3であるため、NOと判定する。 In the next step S305, it is determined whether or not the count value n is 2. At this time, since the count value n is 3, it is determined as NO.
すると、次のステップS306に進んで、上述のステップS303で算出された補正係数k(n)と補正係数k(n+1)との平均値(={(k(n)+k(n+1)}/2)を算出し、この平均値({(k(n)+k(n+1)}/2)を平均補正係数kとする。なお、ステップS306は、特許請求の範囲に記載の平均算出手段を構成している。 Then, the process proceeds to the next step S306, where the average value (= {(k (n) + k (n + 1)} / 2) of the correction coefficient k (n) and the correction coefficient k (n + 1) calculated in step S303 described above. ) And the average value ({(k (n) + k (n + 1)} / 2) is used as the average correction coefficient k. Note that step S306 constitutes the average calculation means described in the claims. ing.
その後、ステップS307において、平均補正係数kをメモリ95に記憶させる。平均補正係数kは、上述の如く、電源電圧の実際の値Vdet’を算出するために用いられる。
Thereafter, the average correction coefficient k is stored in the
以上説明した本実施形態によれば、エンジンECU40において、DC/DC電源回路50の出力範囲の最大値Vsetに電源電圧Vdcが到達する毎に、電源制御回路83は、電源電圧信号SFLGとしてのハイレベル信号を出力する。 マイクロコンピュータ93は、電源制御回路83から電源電圧信号SFLGとしてのハイレベル信号が入力される毎に、A/Dコンバータ91から出力されるデジタル信号を取得するとともに、この取得毎に分圧比の実際の値kb’(=Va/Vset)をデジタル信号に基づいて算出する。これに加えて、デジタル信号の取得毎に補正係数k(n)、k(n+1)を分圧比の実際の値kb’に基づき算出するとともに、補正係数k(n)、k(n+1)の平均値を平均補正係数kとして算出し、平均補正係数kをメモリ95に記憶させる。
According to the present embodiment described above, every time the power supply voltage Vdc reaches the maximum value Vset of the output range of the DC / DC
一方、マイクロコンピュータ93がインジェクタ10を開弁させるように充放電制御回路90に指令する際には、メモリ95から平均補正係数kを呼出し、この呼出した平均補正係数kに電源電圧の理論値Vdetを掛けて電源電圧の実際の値Vdet’を算出する。これに加えて、マイクロコンピュータ93は、ピエゾ素子2に目標値のエネルギーを蓄えるためにピエゾ素子2に蓄えることが必要である目標放出電荷量Qtを電源電圧の実際の値Vdet’に基づいて算出する。 充放電制御回路90は、インジェクタ10を開弁させるようにマイクロコンピュータ93から指令されると、トランジスタSW2をオフした状態で、トランジスタSW1のスイッチングを開始させる。これに伴い、抵抗素子57に流れる電流iを時間tで積分してその積分値(∫idt)を、DC/DC電源回路50からピエゾ素子2に放出された電荷量Qpとして求め、この電荷量Qpが目標放出電荷量Qtに到達するまで、トランジスタSW1のスイッチングを継続する。このことにより、ピエゾ素子2に蓄積されるエネルギーを目標値に近づけることができる。
On the other hand, when the
本実施形態では、ピエゾ素子2に蓄積されるエネルギーの目標値は、レール圧が大きくなるほど、大きな値が設定されている。
In the present embodiment, the target value of energy stored in the
例えば、目標値をレール圧に関係なく一定値に設定することも考えられるが、
レール圧が最大値になったときでも、燃料圧に抗してピエゾ素子2が伸びることが必要であるため、目標値として大きな値を設定することが必要なる。したがって、レール圧が小さな値であっても、ピエゾ素子2に大きなエネルギー(電荷量)を蓄積することが必要になる。このため、DC/DC電源回路50には大きな電力消費が生じることになる。
For example, it may be possible to set the target value to a constant value regardless of the rail pressure.
Even when the rail pressure reaches the maximum value, the
これに対して、本実施形態では、上述の如く、ピエゾ素子2に蓄積されるエネルギーの目標値は、レール圧によって、変わるため、DC/DC電源回路50で生じる電力消費を抑えることができる。
On the other hand, in the present embodiment, as described above, the target value of the energy stored in the
本実施形態では、補正係数k(n)、k(n+1)の平均値である平均補正係数kに、電源電圧の理論値Vdetを掛算して電源電圧の実際の値Vdet’を算出する。 In the present embodiment, the actual value Vdet ′ of the power supply voltage is calculated by multiplying the average correction coefficient k, which is the average value of the correction coefficients k (n) and k (n + 1), by the theoretical value Vdet of the power supply voltage.
ここで、平均補正係数kに代わる補正係数k(n)に電源電圧の理論値Vdetを掛算して電源電圧の実際の値Vdet’(=k(n)×Vdet)を算出することも考えられる。 Here, it is also conceivable to calculate an actual value Vdet ′ (= k (n) × Vdet) of the power supply voltage by multiplying the correction value k (n) instead of the average correction coefficient k by the theoretical value Vdet of the power supply voltage. .
しかし、トランジスタ52のスイッチングにより電磁波ノイズが生じる。このため、電磁波ノイズが原因で、A/Dコンバータ91から出力されるデジタル信号に大きな誤差が含まれる場合がある。
However, electromagnetic noise is generated by switching of the
一方、補正係数k(n)は、上述の如く、A/Dコンバータ91から出力されるデジタル信号に基づいて算出される値である。このため、電磁波ノイズが原因で、補正係数k(n)の算出の精度が低くなり、電源電圧の実際の値Vdet’の算出の精度の劣化を招く場合がある。
On the other hand, the correction coefficient k (n) is a value calculated based on the digital signal output from the A /
これに対して、本実施形態では、上述の如く、補正係数k(n)、k(n+1)の平均値である平均補正係数kを用いるので、電源電圧の実際の値Vdet’の精度の劣化を抑えることができる。 On the other hand, in the present embodiment, as described above, since the average correction coefficient k which is the average value of the correction coefficients k (n) and k (n + 1) is used, the accuracy of the actual value Vdet ′ of the power supply voltage is deteriorated. Can be suppressed.
本実施形態では、上述の如く、分圧回路75を構成する抵抗素子R4、R5は、分圧回路70を構成する抵抗素子R1、R2、R3に比べて、抵抗値における実際の値と抵抗値の理論値との間の誤差が小さく、かつ経年劣化による抵抗値の変化が小さいものである。
In the present embodiment, as described above, the resistance elements R4 and R5 that constitute the
したがって、コンパレータ85aは、電源電圧が電圧Vset(最大値)に到達したときに、電源電圧が電圧Vsetに到達した旨を示すハイレベル信号を精度良く出力することができる。そして、電源制御回路83は、上述の如く、コンパレータ85aからハイレベル信号が入力される毎に、電源電圧信号SFLGの信号レベルをローレベルからハイレベルに変える。
Therefore, the
以上により、マイクロコンピュータ93は、分圧回路75から出力される分圧電圧に応じて、電源電圧が電圧Vsetに到達したか否かを高精度に判定することができる。
As described above, the
(他の実施形態)
上述の実施形態では、エンジンECU40の製造時にマイクロコンピュータ93が図6の補正係数算出処理を実行する例を示したが、これに代えて、エンジンECU40を車両に搭載後にマイクロコンピュータ93が図6の補正係数算出処理を実行するようにしてもよい。
(Other embodiments)
In the above-described embodiment, an example in which the
ここで、分圧回路70を構成する抵抗素子R1、R2、R3の抵抗値は、温度変化や経年劣化(すなわち、時間経過)によっても変わる。このため、分圧回路70の分圧比は、温度変化や経年劣化によっても変わる。
Here, the resistance values of the resistance elements R1, R2, and R3 constituting the
これに対し、上述の如く、エンジンECU40を車両に搭載後にマイクロコンピュータ93が図6の補正係数算出処理を実行すれば、温度変化や経年劣化に対応した分圧比の実際の値kb’を精度良く求めることができる。これに伴い、温度変化や経年劣化に対応した電源電圧の実際の値Vdet’を精度良く算出することができる。
On the other hand, as described above, if the
上述の実施形態では、電源電圧の理論値Vdetに、補正係数k(n)、k(n+1)の平均値である平均補正係数kを掛けて電源電圧の実際の値Vdet’を算出した例を示したが、これに限らず、電源電圧の理論値Vdetに補正係数k(n)を掛けて電源電圧の実際の値Vdet’を算出してもよい。 In the above-described embodiment, the actual value Vdet ′ of the power supply voltage is calculated by multiplying the theoretical value Vdet of the power supply voltage by the average correction coefficient k that is an average value of the correction coefficients k (n) and k (n + 1). However, the present invention is not limited to this, and the actual value Vdet ′ of the power supply voltage may be calculated by multiplying the theoretical value Vdet of the power supply voltage by the correction coefficient k (n).
上述の実施形態では、2つの補正係数k(n)、k(n+1)を用いて平均補正係数kを算出する例を示したが、これに限らず、3つ以上の補正係数を用いて平均補正係数kを算出してもよい。 In the above-described embodiment, the example in which the average correction coefficient k is calculated using the two correction coefficients k (n) and k (n + 1) is shown, but the present invention is not limited to this, and the average is calculated using three or more correction coefficients. The correction coefficient k may be calculated.
1 ノズル
2 ピエゾ素子
10 インジェクタ
15 コモンレール
40 エンジンECU
50 DC/DC電源回路
SW1 トランジスタ
SW2 トランジスタ
60 電磁コイル
70 分圧回路
75 分圧回路
D1 ダイオード
D2 ダイオード
80 抵抗素子
81 抵抗素子
82 電圧センサ
83 電源制御回路
85a コンパレータ
85b コンパレータ
87a 定電圧回路
87b 定電圧回路
90 充放電制御回路
91 A/Dコンバータ
93 マイクロコンピュータ
95 メモリ
97 レール圧センサ
98 アクセルセンサ
1
50 DC / DC power supply circuit SW1
Claims (9)
電源電圧を出力する出力端子(50a)を有する電源回路(50)と、
前記電源電圧が一定範囲内に入るように前記電源回路を制御する電源制御回路(83)と、
前記出力端子(50a)とグランドとの間に直列接続されている複数の抵抗素子(R1、R2、R3)を有し、前記複数の抵抗素子のうちいずれか2つの抵抗素子の間の電圧を分圧電圧(Va)として出力する第1の分圧回路(70)と、
前記出力端子(50a)と前記ピエゾ素子(2)との間に配置されたスイッチング素子(SW1)と、
前記スイッチング素子(SW1)と前記ピエゾ素子(2)との間に配置された電磁コイル(60)と、
前記分圧電圧(Va)に応じて前記スイッチング素子(SW1)をスイッチングさせるように制御して、前記スイッチング素子のスイッチングに伴い前記電源電圧に基づいて前記電磁コイル(60)側から前記ピエゾ素子(2)に流れる電流により前記ピエゾ素子(2)に電荷を充電させる充電制御回路(90)と、
前記一定範囲のうちの最大値(Vset)に前記電源電圧が到達したか否かを判定する判定手段(S301)と、
前記最大値(Vset)に前記電源電圧(Vdc)が到達したと前記判定手段(S301)が判定したときに、前記分圧電圧(Va)を取得し、この取得された分圧電圧を前記最大値により割算した値(Va/Vset)を前記第1の分圧回路の分圧比の実際の値(kb’)として算出する分圧比算出手段(S302)と、を備えることを特徴とする電子制御装置。 It has a piezo element (2) that extends due to charge charging, and the pressure of the high-pressure fuel supplied from the common rail (15) is applied to the piezo element (2), and the piezo element ( 2) an electronic control device for controlling an injector (10) that opens when the valve extends to eject the high-pressure fuel;
A power supply circuit (50) having an output terminal (50a) for outputting a power supply voltage;
A power supply control circuit (83) for controlling the power supply circuit so that the power supply voltage falls within a certain range;
A plurality of resistance elements (R1, R2, R3) connected in series between the output terminal (50a) and the ground, and a voltage between any two resistance elements among the plurality of resistance elements; A first voltage dividing circuit (70) that outputs a divided voltage (Va);
A switching element (SW1) disposed between the output terminal (50a) and the piezo element (2);
An electromagnetic coil (60) disposed between the switching element (SW1) and the piezoelectric element (2);
The switching element (SW1) is controlled to be switched according to the divided voltage (Va), and the piezoelectric element (60) is switched from the electromagnetic coil (60) side based on the power supply voltage when the switching element is switched. 2) a charge control circuit (90) for charging the piezo element (2) with current flowing in the current;
Determining means (S301) for determining whether or not the power supply voltage has reached a maximum value (Vset) in the certain range;
When the determination means (S301) determines that the power supply voltage (Vdc) has reached the maximum value (Vset), the divided voltage (Va) is acquired, and the acquired divided voltage is set to the maximum value (Vset). A voltage dividing ratio calculating means (S302) for calculating a value (Va / Vset) divided by the value as an actual value (kb ') of the voltage dividing ratio of the first voltage dividing circuit; Control device.
前記電源電圧算出手段(S303、S306、S100、S102)は、
前記分圧比の理論値(kb)を前記分圧比の実際の値(kb’)で割算した値(k(n)、k(n+1))を前記取得毎に繰り返し算出する第1の算出手段(S303)と、
前記第1の算出手段により前記取得毎に算出された値(k(n)、k(n+1))の平均値を算出する平均算出手段(S306)と、
前記共通接続端子(70a)から出力される分圧電圧(Va)を取得し、この取得された分圧電圧を前記分圧比の理論値(kb)で割算して前記電源電圧の理論値(Vdet)を算出する第2の算出手段(S100)と、
前記第2の算出手段により算出された前記電源電圧の理論値(Vdet)に平均算出手段により算出された平均値(k)を掛算して前記電源電圧の実際の値(Vdet’)を算出する第3の算出手段(S102)と、を備えることを特徴とする請求項2に記載の電子制御装置。 The voltage dividing ratio calculation means (S302) is output from the common connection terminal (70a) every time the determination means (S301) determines that the power supply voltage (Vdc) has reached the maximum value (Vset). The divided voltage (Va) is acquired, and the actual value (kb ′) of the voltage dividing ratio is repeatedly calculated for each acquisition,
The power supply voltage calculation means (S303, S306, S100, S102)
First calculation means for repeatedly calculating a value (k (n), k (n + 1)) obtained by dividing the theoretical value (kb) of the voltage division ratio by the actual value (kb ′) of the voltage division ratio for each acquisition. (S303),
Average calculating means (S306) for calculating an average value of the values (k (n), k (n + 1)) calculated for each acquisition by the first calculating means;
The divided voltage (Va) output from the common connection terminal (70a) is acquired, and the acquired divided voltage is divided by the theoretical value (kb) of the voltage dividing ratio to obtain a theoretical value ( Second calculating means (S100) for calculating Vdet);
The actual value (Vdet ′) of the power supply voltage is calculated by multiplying the theoretical value (Vdet) of the power supply voltage calculated by the second calculation means by the average value (k) calculated by the average calculation means. The electronic control device according to claim 2, further comprising third calculation means (S102).
前記充電制御回路(90)は、前記電流検出手段(80、82)により検出された電流と前記電源電圧の実際の値(Vdet’)とに基づき、前記ピエゾ素子(2)に蓄えられるエネルギーを目標値に近づけるように前記スイッチング素子(SW1)を制御することを特徴とする請求項2または3に記載の電子制御装置。 Current detection means (80, 82) for detecting a current flowing through the piezo element (2);
Based on the current detected by the current detection means (80, 82) and the actual value (Vdet ′) of the power supply voltage, the charge control circuit (90) calculates energy stored in the piezo element (2). The electronic control device according to claim 2 or 3, wherein the switching element (SW1) is controlled so as to approach a target value.
前記充電制御回路(90)は、前記電流検出手段(80、82)により検出された電流に基づいて前記スイッチング素子(SW1)のスイッチング開始後に前記電源回路から前記ピエゾ素子(2)に放出される電荷量を算出し、この算出された電荷量が前記目標電荷量算出手段により算出された前記目標電荷量(Qt)に到達するまで前記スイッチング素子(SW1)のスイッチングを継続すること特徴とする請求項4に記載の電子制御装置。 Based on the actual value (Vdet ′) of the power supply voltage, the target charge amount (Qt) that needs to be stored in the piezoelectric element (2) in order to store the energy of the target value in the piezoelectric element (2). A target charge amount calculating means (S113) for calculating,
The charge control circuit (90) is discharged from the power supply circuit to the piezo element (2) after the switching of the switching element (SW1) is started based on the current detected by the current detection means (80, 82). The charge amount is calculated, and the switching of the switching element (SW1) is continued until the calculated charge amount reaches the target charge amount (Qt) calculated by the target charge amount calculation means. Item 5. The electronic control device according to Item 4.
前記目標電荷量算出手段(S113)は、前記圧力センサ(97)の検出圧力が大きくなるほど、前記目標電荷量(Qt)を大きい値に設定することを特徴とする請求項5に記載の電子制御装置。 A pressure sensor (97) for detecting the pressure of the high-pressure fuel supplied from the common rail (15) to the injector (10);
6. The electronic control according to claim 5, wherein the target charge amount calculation means (S113) sets the target charge amount (Qt) to a larger value as the detected pressure of the pressure sensor (97) increases. apparatus.
前記電源電圧が前記最大値に到達したか否かを判定するために前記第2の分圧回路からの分圧電圧を比較するための基準電圧を出力する電圧出力回路(87a)と、
前記第2の分圧回路からの分圧電圧が前記電圧出力回路から出力される基準電圧より高くなったときに、前記電源電圧が前記最大値に到達したとして、前記電源電圧が前記最大値に到達した旨を示す信号を出力する比較回路(85a)と、を備え、
前記判定手段(S301)は、前記第2の分圧回路からの分圧電圧が前記基準電圧より高くなったときに前記比較回路(85a)から出力される出力信号に基づいて、前記最大値(Vset)に前記電源電圧が到達したと判定することを特徴とする請求項1ないし6のいずれか1つに記載の電子制御装置。 A plurality of resistance elements (R4, R5) connected in series between the output terminal (50a) and the ground, and between any two resistance elements among the plurality of resistance elements (R4, R5). A second voltage dividing circuit (75) that outputs the voltage of
A voltage output circuit (87a) for outputting a reference voltage for comparing the divided voltage from the second voltage dividing circuit in order to determine whether or not the power supply voltage has reached the maximum value;
When the divided voltage from the second voltage dividing circuit becomes higher than the reference voltage output from the voltage output circuit, the power supply voltage reaches the maximum value, assuming that the power supply voltage reaches the maximum value. A comparison circuit (85a) for outputting a signal indicating that the object has been reached,
The determination means (S301) determines the maximum value (based on an output signal output from the comparison circuit (85a) when the divided voltage from the second voltage dividing circuit becomes higher than the reference voltage. The electronic control device according to claim 1, wherein it is determined that the power supply voltage has reached Vset).
前記充電制御回路(90)が前記スイッチング素子(SW1)をスイッチングさせる際に、前記スイッチング素子(SW1)がオンしているときには、前記出力端子(50a)から前記スイッチング素子(SW1)および前記電磁コイル(60)を通して前記ピエゾ素子(2)に流れる電流により前記電磁コイル(60)にエネルギーを蓄え、かつ前記ピエゾ素子(2)に電荷を充電し、前記スイッチング素子(SW1)がオフしているときには、前記電磁コイル(60)に蓄えられたエネルギーに基づいて前記グランド側から前記ダイオード(D2)および前記電磁コイル(60)を通して前記ピエゾ素子(2)に流れる電流により前記ピエゾ素子に電荷を充電することを特徴とする請求項1ないし8のいずれか1つに記載の電子制御装置。 A cathode (D2) having a cathode terminal connected to the switching element side terminal and an anode terminal connected to the ground side of the electromagnetic coil (60);
When the charging control circuit (90) switches the switching element (SW1), when the switching element (SW1) is on, the switching element (SW1) and the electromagnetic coil from the output terminal (50a) When energy is stored in the electromagnetic coil (60) by the current flowing through the piezo element (2) through (60) and the piezo element (2) is charged, and the switching element (SW1) is off. Based on the energy stored in the electromagnetic coil (60), the piezoelectric element is charged with a current flowing from the ground side through the diode (D2) and the electromagnetic coil (60) to the piezoelectric element (2). 9. The electronic control device according to claim 1, wherein
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