JP5019938B2 - バンドパスフィルタおよびそれを用いた高周波モジュールならびにそれを用いた無線通信機器 - Google Patents

Description

本発明は、特にＵＷＢ（Ultra Wide Band）に好適に使用可能な非常に広い通過帯域を有するバンドパスフィルタおよびそれを用いた高周波モジュールならびにそれを用いた無線通信機器に関するものである。

近年、新しい通信手段としてＵＷＢが着目されている。ＵＷＢは１０ｍ程度の短い距離において広い周波数帯域を使用して大容量のデータ転送を実現するものであり、例えば米国ＦＣＣ（Federal Communication Commission）の規定によると３．１〜１０．６ＧＨｚの周波数帯域を使用する計画となっている。このようにＵＷＢの特徴は非常に広い周波数帯域を用いることである。

このようなＵＷＢに使用可能な超広帯域のフィルタに関する研究は近年盛んに行なわれており、例えば、方向性結合器の原理を応用したバンドパスフィルタによって、通過帯域幅が比帯域（帯域幅／中心周波数）で１００％を超える広帯域な特性が得られたとの報告がある（例えば、非特許文献１を参照。）。

一方、従来よく使用されるフィルタとして、複数の１／４波長ストリップライン共振器を併設して相互に結合させて構成したバンドパスフィルタが知られている（例えば、特許文献１を参照。）。
「マイクロストリップ−ＣＰＷブロードサイド結合構造を用いた超広帯域バンドパスフィルタ」２００５年３月電子情報通信学会総合大会講演論文集 Ｃ−２−１１４ ｐ．１４７ 特開２００４−１８００３２号公報

しかしながら、上述したバンドパスフィルタはそれぞれ問題点を有しており、ＵＷＢ用のバンドパスフィルタには適さないものであった。

例えば、非特許文献１にて提案されたバンドパスフィルタは通過帯域幅が広すぎるという問題があった。すなわち、ＵＷＢは最終的に３．１ＧＨｚ〜１０．６ＧＨｚの周波数帯域を使用するが、当初は３．１ＧＨｚ〜４．９ＧＨｚの周波数帯域を使用する計画となっており、比帯域で４５％となる。よって、これに使用されるフィルタには比帯域で４０％程度の通過帯域幅が要求される。また、Ｗ−ＬＡＮ（８０２．１１．ａ）との間の影響を考慮する必要があり、５．１５ＧＨｚにおける減衰が要求されている。よって、通過帯域幅が比帯域で１００％を超えるような特性を有する非特許文献１にて提案されたバンドパスフィルタは通過帯域幅が広すぎて使えないものであった。

また、従来の１／４波長共振器を使用したバンドパスフィルタの通過帯域幅は狭すぎ、広帯域化を図った特許文献１に記載のバンドパスフィルタの通過帯域幅であっても比帯域で１０％にも満たないものであった。よって、比帯域で４０％に相当する広い通過帯域幅を要求されるＵＷＢ用のバンドパスフィルタとして使えるものではなかった。

本発明はこのような従来の技術における問題点に鑑みて案出されたものであり、その目的は、超広帯域であり、且つＵＷＢ用のバンドパスフィルタとして適度な通過帯域幅を有するバンドパスフィルタおよびそれを用いた高周波モジュールならびにそれを用いた無線通信機器を提供することにある。

本発明のバンドパスフィルタは、複数の誘電体層が積層されてなる積層体と、該積層体の下面に配置された、アース電位に接続される第１のアース電極と、前記積層体の上面に配置された、アース電位に接続される第２のアース電極と、前記積層体の一つの層間に平行に配置された、１／２波長共振器として機能する帯状の入力段共振電極および出力段共振電極と、前記積層体の一つの層間の前記入力段共振電極と前記出力段共振電極との間に配置され、１／４波長共振器として機能し前記入力段共振電極の長さ方向の中央より一方端側の一方端側領域および前記出力段共振電極の長さ方向の中央より一方端側の一方端側領域と相互に電磁界結合する帯状の第１の中段共振電極ならびに１／４波長共振器として機能し前記入力段共振電極の長さ方向の中央より他方端側の他方端側領域および前記出力段共振電極の長さ方向の中央より他方端側の他方端側領域と相互に電磁界結合する帯状の第２の中段共振電極と、前記積層体の前記一つの層間とは異なる層間に、前記入力段共振電極の前記一方端側領域に対向して電磁界結合するように配置された帯状の第１の入力側結合電極と、前記入力段共振電極の前記他方端側領域に対向して電磁界結合するように配置された帯状の第２の入力側結合電極と、前記出力段共振電極の前記一方端側領域に対向して電磁界結合するように配置された帯状の第１の出力側結合電極と、前記出力段共振電極の前記他方端側領域に対向して電磁界結合するように配置された帯状の第２の出力側結合電極とを備えるバンドパスフィルタであって、前記第１の入力側結合電極の少なくとも前記入力段共振電極の一方端から当該入力段共振電極の長さ方向の１／４までと対向する部位に平衡型電気信号が供給されるとともに、前記第２の入力側結合電極の少なくとも前記入力段共振電極の他方端から当該入力段共振電極の長さ方向の１／４までと対向する部位に平衡型電気信号が供給され、前記出力段共振電極の一方端または他方端から不平衡型電気信号が取り出されることを特徴とするものである。

また、本発明のバンドパスフィルタは、上記構成において、前記積層体の前記一つの層間に、前記入力段共振電極、前記出力段共振電極、前記第１の中段共振電極および前記第２の中段共振電極を取り囲むように環状アース電極が形成され、前記第１の中段共振電極および前記第２の中段共振電極のそれぞれの一方端が前記環状アース電極に接続されていることを特徴とするものである。

また、本発明のバンドパスフィルタは、上記構成において、前記積層体の前記異なる層間に、前記環状アース電極と対向するように配置され、前記入力段共振電極の前記一方端に貫通導体によって接続された第１の入力段補助共振電極と、前記出力段共振電極の前記一方端に貫通導体によって接続された第１の出力段補助共振電極とを備えているとともに、前記第１の中段共振電極の他方端と対向するように配置された、アース電位に接続される第３のアース電極とを備えていることを特徴とするものである。

さらに、本発明のバンドパスフィルタは、上記構成において、前記積層体の前記異なる層間に、前記環状アース電極と対向するように配置された、前記入力段共振電極の前記他方端に貫通導体によって接続された第２の入力段補助共振電極と、前記出力段共振電極の前記他方端に貫通導体によって接続された第２の出力段補助共振電極とを備え、前記第３のアース電極が前記第２の中段共振電極の他方端とも対向するように配置されていることを特徴とするものである。

またさらに、本発明のバンドパスフィルタは、上記構成において、前記積層体の前記一つの層間および前記異なる層間とはさらに異なる層間に、前記第１の入力段補助共振電極に対向するように配置された第１の補助入力側結合電極と、前記第２の入力段補助共振電極に対向するように配置された第２の補助入力側結合電極と、前記第１の出力段補助共振電極に対向するように配置された第１の補助出力側結合電極と、前記第２の出力段補助共振電極に対向するように配置された第２の補助出力側結合電極とを備え、前記平衡型電気信号が前記第１の補助入力側結合電極および前記第２の補助入力側結合電極を介して前記第１の入力側結合電極および前記第２の入力側結合電極に供給されることを特徴とするものである。

本発明の高周波モジュールは、上記各構成のいずれかのバンドパスフィルタを備えていることを特徴とするものである。

本発明の無線通信機器は、上記各構成のいずれかのバンドパスフィルタを含むＲＦ部と、該ＲＦ部に接続されたベースバンド部と、前記ＲＦ部に接続されたアンテナとを備えていることを特徴とするものである。

本発明のバンドパスフィルタによれば、第１の入力側結合電極は入力段共振電極の一方端側領域に対向して電磁界結合するように配置され、第２の入力側結合電極は入力段共振電極の他方端側領域に対向して電磁界結合するように配置され、第１の出力側結合電極は出力段共振電極の一方端側領域に対向して電磁界結合するように配置され、第２の出力側結合電極は出力段共振電極の他方端側領域に対向して電磁界結合するように配置され、第１の入力側結合電極の少なくとも入力段共振電極の一方端から当該入力段共振電極の長さ方向の１／４までと対向する部位に平衡型電気信号が供給されるとともに、第２の入力側結合電極の少なくとも入力段共振電極の他方端から当該入力段共振電極の長さ方向の１／４までと対向する部位に平衡型電気信号が供給され、出力段共振電極の一方端または他方端から不平衡型電気信号が取り出されるようになっている。この構成により、第１および第２の入力側結合電極と入力段共振電極とがインターデジタル型に結合するため、磁界による結合と電界による結合とが加算されて強い結合が生じる。これにより、従来の１／４波長共振器を利用したフィルタで実現可能だった領域を遙かに超えた広い通過帯域であっても、それぞれの共振モードの共振周波数の間に位置する周波数における挿入損失が大きく増加することのない、広い通過帯域の全域に渡って平坦で低損失な通過特性を有するバンドパスフィルタを得ることができる。

また、本発明のバンドパスフィルタによれば、入力段共振電極、出力段共振電極、第１の中段共振電極および第２の中段共振電極を取り囲むように環状アース電極が形成され、第１の中段共振電極および第２の中段共振電極の一方端が環状アース電極に接続されているときには、一対の中段共振電極のそれぞれの一方端を容易にアース電位に接続することができる。

さらに、本発明のバンドパスフィルタによれば、環状アース電極と対向するように配置され、入力段共振電極の一方端に貫通導体によって接続された第１の入力段補助共振電極と、出力段共振電極の一方端に貫通導体によって接続された第１の出力段補助共振電極とを備えているとともに、第１の中段共振電極の他方端と対向するように配置された、アース電位に接続される第３のアース電極とを備えているときには、それぞれの対向部において両者の間に静電容量が生じるので、各々の共振電極の長さを短縮することができ、小型のバンドパスフィルタを得ることができる。

さらに、本発明のバンドパスフィルタは、上記構成において、前記積層体の前記異なる層間に、前記環状アース電極と対向するように配置された、前記入力段共振電極の前記他方端に貫通導体によって接続された第２の入力段補助共振電極と、前記出力段共振電極の前記他方端に貫通導体によって接続された第２の出力段補助共振電極とを備え、前記第３のアース電極が前記第２の中段共振電極の他方端とも対向するように配置されているときには、各々の共振電極の長さを短縮することができ、より小型のバンドパスフィルタを得ることができる。

またさらに、本発明のバンドパスフィルタによれば、第１の入力段補助共振電極に対向するように配置された第１の補助入力側結合電極と、第２の入力段補助共振電極に対向するように配置された第２の補助入力側結合電極と、第１の出力段補助共振電極に対向するように配置された第１の補助出力側結合電極と、第２の出力段補助共振電極に対向するように配置された第２の補助出力側結合電極とを備え、平衡型電気信号が記第１の補助入力側結合電極および第２の補助入力側結合電極を介して第１の入力側結合電極および第２の入力側結合電極に供給されるときには、入力段補助共振電極と補助入力側結合電極との間に電磁界結合が生じて、入力段共振電極と入力側結合電極との間の電磁界結合に加算され、同様に、出力段補助共振電極と補助出力側結合電極との間に電磁界結合が生じ、出力段共振電極と出力側結合電極との間の電磁界結合に加算される。これらによって、第１および第２の入力側結合電極と入力段共振電極との間の電磁界結合、および第１および第２の出力側結合電極と出力段共振電極との間の電磁界結合がさらに強まるので、非常に広い通過帯域幅であっても、それぞれの共振モードの共振周波数の間に位置する周波数における挿入損失の増加がさらに低減された、広い通過帯域の全域に渡ってより平坦でより低損失な通過特性を有するバンドパスフィルタを得ることができる。

また、本発明の高周波モジュールおよび本発明の無線通信機器によれば、通信帯域の全域に渡って通過する信号の損失が小さい本発明のバンドパスフィルタを送信信号および受信信号の濾波に用いることにより、バンドパスフィルタを通過する送信信号および受信信号の減衰が少なくなるため、受信感度が向上し、また、送信信号および受信信号の増幅度を小さくできるため増幅回路における消費電力が少なくなる。よって受信感度が高く消費電力が少ない高性能な高周波モジュールおよび無線通信機器を得ることができる。

以下、本発明のバンドパスフィルタおよびそれを用いた高周波モジュールならびにそれを用いた無線通信機器を添付の図面を参照しつつ詳細に説明する。

図１は本発明のバンドパスフィルタの実施の形態の一例を模式的に示す外観斜視図である。図２は図１に示すバンドパスフィルタの模式的な分解斜視図である。図３は図１に示すバンドパスフィルタの上下面および層間を模式的に示す平面図である。図４（ａ）は図１に示すバンドパスフィルタのＡ−Ａ線断面図、図４（ｂ）は図１に示すバンドパスフィルタのＢ−Ｂ線断面図である。

図１乃至図４に示すバンドパスフィルタは、複数の誘電体層１１が積層されてなる積層体１０と、積層体１０の下面に配置された第１のアース電極２１と、積層体１０の上面に配置された第２のアース電極２２と、積層体１０の一つの層間に配置された１／２波長共振器として機能する帯状の入力段共振電極３０ａおよび出力段共振電極３０ｂと、入力段共振電極３０ａと出力段共振電極３０ｂとの間に配置された、１／４波長共振器として機能し入力段共振電極３０ａの長さ方向の中央より一方端側の一方端側領域および出力段共振電極３０ｂの長さ方向の中央より一方端側の一方端側領域と相互に電磁界結合する帯状の第１の中段共振電極３０ｃと、１／４波長共振器として機能し入力段共振電極３０ａの長さ方向の中央より他方端側の他方端側領域および出力段共振電極３０ｂの長さ方向の中央より他方端側の他方端側領域と相互に電磁界結合して１／４波長共振器として機能する帯状の第２の中段共振電極３０ｄと、これらの共振電極をまとめて取り囲むように形成された環状アース電極２３と、入力段共振電極３０ａに対向するように配置された帯状の第１の入力側結合電極４０ａおよび第２の入力側結合電極４０ｃと、出力段共振電極３０ｂに対向するように配置された帯状の第１の出力側結合電極４０ｂおよび第２の出力側結合電極４０ｄとで構成されている。

第１のアース電極２１は積層体１０の下面の全面に、第２のアース電極２２は積層体１０の上面の入力端子電極６０ａ、入力端子電極６０ｃ、出力端子電極６０ｂのそれぞれの周囲を除いたほぼ全面に配置されており、どちらもアース電位に接続されて、入力段共振電極３０ａ、出力段共振電極３０ｂ、第１の中段共振電極３０ｃ、第２の中段共振電極３０ｄと共にストリップライン共振器を構成している。

入力段共振電極３０ａおよび出力段共振電極３０ｂは、第１のアース電極２１および第２のアース電極２２と共にストリップライン共振器を構成しており、１／２波長共振器として機能する。

また、第１の中段共振電極３０ｃおよび第２の中段共振電極３０ｄは、それぞれ一方端が環状アース電極２３に接続されてアース電位に接続されることによって１／４波長共振器として機能する。それぞれの長さは、例えば、中心周波数を４ＧＨｚとして誘電体層１１の比誘電率を１０程度とすると２〜６ｍｍ程度の長さに設定される。

ここで、１／２波長共振器として機能する入力段共振電極３０ａおよび出力段共振電極３０ｂは、それぞれが１／４波長共振器として機能する共振電極を長さ方向に二つ並べたものに相当する。そこで、入力段共振電極３０ａの長さ方向の中央より一方端側の一方端側領域（１／４波長分）と、出力段共振電極３０ｂの長さ方向の中央より一方端側の一方端側領域（１／４波長分）と、これらの間に配置された第１の中段共振電極３０ｃとが相互に電磁界結合（エッジ結合）していることになる。また、入力段共振電極３０ａの長さ方向の中央より他方端側の他方端側領域（１／４波長分）と、出力段共振電極３０ｂの長さ方向の中央より他方端側の他方端側領域（１／４波長分）と、これらの間に配置された第２の中段共振電極３０ｄとが相互に電磁界結合（エッジ結合）していることになる。

そして、第１の中段共振電極３０ｃおよび第２の中段共振電極３０ｄは、それぞれの一方端がアース電位（環状アース電極２３）に接続され、それぞれの他方端が相互に対向するように配置されている。このような配置であるから、入力段共振電極３０ａの長さ方向の中央より一方端側の一方端側領域（１／４波長分）と、出力段共振電極３０ｂの長さ方向の中央より一方端側の一方端側領域（１／４波長分）と、これらの間に配置された第１の中段共振電極３０ｃとは、インターデジタル型に結合している。同様に、入力段共振電極３０ａの長さ方向の中央より他方端側の他方端側領域（１／４波長分）と、出力段共振電極３０ｂの長さ方向の中央より他方端側の他方端側領域（１／４波長分）と、これらの間に配置された第２の中段共振電極３０ｄとは、インターデジタル型に結合している。したがって、磁界による結合と電界による結合とが加算された強い結合が生じることになる。ここで、第１および第２の中段共振電極３０ｃ、３０ｄと入力段共振電極３０ａまたは出力段共振電極３０ｂとの間隔は小さくなる程より強い結合が得られるが、間隔を小さくし過ぎると製造が困難になるので、例えば、０．０５〜０．５ｍｍ程度に設定される。

このように、相互にエッジ結合し、且つインターデジタル型に結合することによって、それぞれの共振モードにおける共振周波数の間の周波数間隔を、従来の１／４波長共振器を利用したフィルタで実現可能だった領域を遙かに超えた、ＵＷＢ用のバンドパスフィルタとして好適な比帯域で４０％程度という広い通過帯域幅を得ることができる。

なお、これらの共振電極（入力段共振電極３０ａ、出力段共振電極３０ｂ、第１の中段共振電極３０ｃおよび第２の中段共振電極３０ｄ）をインターデジタル型に結合させ、且つ相互にブロードサイド結合させると、今度は結合が強くなりすぎて、比帯域で４０％程度の通過帯域幅を実現するためには好ましくないことが検討によって分かった。

第１の入力側結合電極４０ａおよび第２の入力側結合電極４０ｃは、入力段共振電極３０ａの配置された層間よりも上側の層間に、それぞれの全体が入力段共振電極３０ａに対向して電磁界結合するように配置されている。具体的には、第１の入力側結合電極４０ａは入力段共振電極３０ａの一方端側領域に対向して電磁界結合するように配置され、第２の入力側結合電極４０ｃは入力段共振電極３０ａの他方端側領域に対向して電磁界結合するように配置されている。したがって、第１の入力側結合電極４０ａと入力段共振電極３０ａの一方端側領域および第２の入力側結合電極４０ｃと入力段共振電極３０ａの他方端側領域は、いずれもブロードサイド結合しており、エッジ結合する場合と比較して強く結合している。

さらに、第１の入力側結合電極４０ａは、貫通導体５２ａ、５３ａ（図２では点線で示している）によって積層体１０の上面に設けられた入力端子電極６０ａと電気的に接続されており、第２の入力側結合電極４０ｃは貫通導体５２ｃ、５３ｃ（図２では点線で示している）によって積層体１０の上面に設けられた入力端子電極６０ｃと電気的に接続されている。なお、図中の４１ａおよび４１ｃはランドである。ここで、第１の入力側結合電極４０ａと貫通導体５２ａとの接続点７１ａは、第１の入力側結合電極４０ａの少なくとも入力段共振電極３０ａの一方端から当該入力段共振電極３０ａの長さ方向の１／４までと対向する部位であって、本例では入力段共振電極３０ａの一方端と対向する部位に設けてある。また、第２の入力側結合電極４０ｃと貫通導体５２ｃとの接続点７１ｃは、第２の入力側結合電極４０ｃの少なくとも入力段共振電極３０ａの他方端から当該入力段共振電極３０ａの長さ方向の１／４までと対向する部位であって、本例では入力段共振電極３０ａの他方端と対向する部位に設けてある。なお、第１の入力側結合電極４０ａおよび第２の入力側結合電極４０ｃの反対側の端部（他方端）は開放端とされている。そして、外部回路から入力端子電極６０ａ、６０ｃにそれぞれ入力された平衡型電気信号は、接続点７１ａから第１の入力側結合電極４０ａに供給されるとともに、接続点７１ｃから第２の入力側結合電極４０ｃに供給される。

これによって、第１の入力側結合電極４０ａと入力段共振電極３０ａの一方端側領域とはインターデジタル型に結合し、第２の入力側結合電極４０ｃと入力段共振電極３０ａの他方端側領域とはインターデジタル型に結合しており、磁界による結合と電界による結合とが加算されて、コムライン型に結合する場合や単に容量結合する場合と比較してより強く結合している。このように、第１の入力側結合電極４０ａは、その全体に渡って入力段共振電極３０ａの一方端側領域とブロードサイド結合およびインターデジタル型結合していて、入力段共振電極３０ａの一方端側領域と非常に強く結合している。同様に、第２の入力側結合電極４０ｃも入力段共振電極３０ａの他方端側領域と非常に強く結合している。

一方、第１の出力側結合電極４０ｂおよび第２の出力側結合電極４０ｄは、出力段共振電極３０ｂの配置された層間よりも上側の層間に、それぞれの全体が出力段共振電極３０ｂに対向して電磁界結合するように配置されている。具体的には、第１の出力側結合電極４０ｂは出力段共振電極３０ｂの一方端側領域に対向して電磁界結合するように配置され、第２の出力側結合電極４０ｄは出力段共振電極３０ｂの他方端側領域に対向して電磁界結合するように配置されている。したがって、第１の出力側結合電極４０ｂと出力段共振電極３０ｂの一方端側領域および第２の出力側結合電極４０ｄと出力段共振電極３０ｂの他方端側領域は、いずれもブロードサイド結合しており、エッジ結合する場合と比較して強く結合している。

さらに、出力段共振電極３０ｂは貫通導体５１ｂ、５２ｂ、５３ｂ（図２では点線で示している）によって積層体１０の上面に設けられた出力端子電極６０ｂと接続されており、第１の出力側結合電極４０ｂおよび第２の出力側結合電極４０ｄは貫通導体５１には接続されておらず、独立に形成されている。なお、図中の４１ｂおよび７２ｂはランドである。ここで、貫通導体５１ｂは出力段共振電極３０ｂの一方端（接続点７３ｂ）に接続されている。そして、外部回路へ出力される不平衡型電気信号は、この出力段共振電極の一方端（接続点７３ｂ）から取り出される。

ここで、外部回路から入力される平衡型電気信号は第１の入力側結合電極４０ａおよび第２の入力側結合電極４０ｃの上記所望の位置に供給されるが、外部回路へ出力される不平衡型電気信号は第１の出力側結合電極４０ｂおよび第２の出力共振結合電極４０ｄからは取り出されずに出力段共振電極３０ｂの一方端または他方端から取り出されるようになっている。入力端子電極６０ａから第１の入力側結合電極４０ａに供給される平衡型電気信号および入力端子電極６０ｃから第２の入力側結合電極４０ｃに供給される平衡型電気信号のそれぞれの電力の合計が出力端子電極６０ｂへ取り出される不平衡型電気信号の電力となるように、すなわち不平衡型電気信号を平衡型電気信号の２倍の電力に近づけるために、本例では出力段共振電極３０ｂの一方端（接続点７３ｂ）を貫通導体５１ｂ、５２ｂ、５３ｂで出力端子電極６０ｂに接続した構造が採用されている。これにより、逆相の電気信号、すなわち外部回路から入力され入力段共振電極３０ａから第１の中段共振電極３０ｃと電磁結合して出力段共振電極３０ｂへと伝わってきた平衡型電気信号と、第２の中段共振電極３０ｄと電磁結合して出力段共振電極３０ｂへと伝わってきた平衡型電気信号とが、出力段共振電極３０ｂで同相で合成され、不平衡型電気信号として取り出される。

このように第１の入力側結合電極４０ａおよび第２の入力側結合電極４０ｃと入力段共振電極３０ａとが非常に強く結合し、第１の出力側結合電極４０ｂおよび第２の出力側結合電極４０ｄと出力段共振電極３０ｂとが非常に強く結合しているので、従来の１／４波長共振器を利用したフィルタで実現可能だった領域を遙かに超えた広い通過帯域であっても、それぞれの共振モードの共振周波数の間に位置する周波数における挿入損失が大きく増加することのない、広い通過帯域の全域に渡って平坦で低損失な通過特性を有するバンドパスフィルタを得ることができる。

なお、第１の入力側結合電極４０ａおよび第２の入力側結合電極４０ｃの形状寸法は、これら二つを合わせて入力段共振電極３０ａと同程度に設定されるのが好ましく、第１の出力側結合電極４０ｂおよび第２の出力側結合電極４０ｄの形状寸法は、これら二つを合わせて出力段共振電極３０ｂと同程度に設定されるのが好ましい。ここで、図２および図３においては、出力段共振電極３０ｂの一方端に貫通導体５１ｂを接続するとともにランド７１ｂを形成する関係上、第１の入力側結合電極４０ａの長さと第１の出力側結合電極４０ｂの長さとは異なって表されているが、実際はほぼ同様の長さに形成されている。

また、第１の入力側結合電極４０ａおよび第２の入力側結合電極４０ｃと入力段共振電極３０ａとの間隔、第１の出力側結合電極４０ｂおよび第２の出力側結合電極４０ｄと出力段の共振電極３０ｂとの間隔については、小さくすると結合は強くなるが製造することが難しくなるので、例えば、０．０１〜０．５ｍｍ程度に設定される。

環状アース電極２３は、積層体１０の共振電極（入力段共振電極３０ａ、出力段共振電極３０ｂ、第１の中段共振電極３０ｃおよび第２の中段共振電極３０ｄ）が設けられた層間と同一の層間にこれらの共振電極（入力段共振電極３０ａ、出力段共振電極３０ｂ、第１の中段共振電極３０ｃおよび第２の中段共振電極３０ｄ）を取り囲むように形成されており、第１の中段共振電極３０ｃおよび第２の中段共振電極３０ｄの一方端が環状アース電極２３に接続されている。そして、環状アース電極２３自身がアース電位に接続されることにより、第１の中段共振電極３０ｃおよび第２の中段共振電極３０ｄの一方端をアース電位に接続する機能を有する。環状アース電極２３の存在によって、モジュール基板の中の一部の領域にバンドパスフィルタが形成されるような場合においても、それぞれの他方端が相互に対向するように配置された第１の中段共振電極３０ｃおよび第２の中段共振電極３０ｄの一方端を容易にアース電極に接続することができる。また、環状アース電極２３が入力段共振電極３０ａ、出力段共振電極３０ｂ、第１の中段共振電極３０ｃおよび第２の中段共振電極３０ｄを環状に取り囲むことによって、入力段共振電極３０ａ、出力段共振電極３０ｂ、第１の中段共振電極３０ｃおよび第２の中段共振電極３０ｄから発生する電磁波の周囲への漏洩を低減することができる。この効果はモジュール基板の中の一部の領域にバンドパスフィルタが形成される場合に、モジュール基板の他の領域への悪影響を防止する上で特に有用である。

図５は本発明のバンドパスフィルタの実施の形態の他の例を模式的に示す外観斜視図である。図６は図５に示すバンドパスフィルタの模式的な分解斜視図である。図７は図５に示すバンドパスフィルタの上下面および層間を模式的に示す平面図である。図８（ａ）は図５に示すバンドパスフィルタのＡ−Ａ線断面図、図８（ｂ）は図５に示すバンドパスフィルタのＢ−Ｂ線断面図である。

図５乃至図８に示すバンドパスフィルタは、図１乃至図４に示すバンドパスフィルタの構成に加えて、まず補助共振電極を備えることを特徴とするものである。

具体的には、積層体１０の共振電極（入力段共振電極３０ａ、出力段共振電極３０ｂ、第１の中段共振電極３０ｃおよび第２の中段共振電極３０ｄ）が設けられた層間より上側の層間であって、第１の入力側結合電極４０ａおよび第２の入力側結合電極４０ｃ、第１の出力側結合電極４０ｂおよび第２の出力側結合電極４０ｄの設けられた層間と同一の層間に、第１の入力段補助共振電極３１ａ、第２の入力段補助共振電極３１ｃ、第１の出力段補助共振電極３１ｂ、第２の出力段補助共振電極３１ｄ、第３のアース電極３１ｅを備えている。

第１の入力段補助共振電極３１ａおよび第２の入力段補助共振電極３１ｃは、環状アース電極２３と対向するように配置されている。換言すれば、環状アース電極２３と対向する領域を有している。また、第１の入力段補助共振電極３１ａは貫通導体５１ａによって入力段共振電極３０ａの一方端に接続され、第２の入力段補助共振電極３１ｃは貫通導体５１ｃによって入力段共振電極３０ａの他方端に接続されている。

第１の出力段補助共振電極３１ｂおよび第２の入力段補助共振電極３１ｄは、環状アース電極２３と対向するように配置されている。換言すれば、環状アース電極２３と対向する領域を有している。また、第１の出力段補助共振電極３１ｂは貫通導体５１ｂによって出力段共振電極３０ｂの一方端に接続され、第２の出力段補助共振電極３１ｄは貫通導体５１ｄによって出力段共振電極３０ｂの他方端に接続されている。

また、第３のアース電極３１ｅは、第１の中段共振電極３０ｃおよび第２の中段共振電極３０ｄのそれぞれの他方端に近い側に対向する領域を有している。すなわち、第１の中段共振電極３０ｃの他方端および第２の中段共振電極３０ｄの他方端に対向するように配置されている。なお、第１の中段共振電極３０ｃの他方端および第２の中段共振電極３０ｄの他方端に均等に電磁界結合するように配置されている場合、第３のアース電極３１ｅは、いわゆるヌル点に位置し、アース電位となっているものである。したがって、このとき第３のアース電極３１ｅはアース電位に接続（接地）されていなくても、第１の中段共振電極３０ｃおよび第２の中段共振電極３０ｄのそれぞれの他方端をこの第３のアース電極３１ｅに対向させることで、第１の入力段補助共振電極３１ａ、第２の入力段補助共振電極３１ｃおよび第１の出力段補助共振電極３１ｂ、第２の出力段補助共振電極３１ｄを環状アース電極２３に対向させるのと同様の効果が得られる。なお、第３のアース電極３１ｅがヌル点に位置するように配置されていない場合、すなわち、第１の中段共振電極３０ｃの他方端および第２の中段共振電極３０ｄの他方端に均等に電磁界結合するように配置されていない場合は、アース電位に接続（接地）される必要がある。

この構造によれば、環状アース電極２３に対向する領域において環状アース電極２３との間に静電容量が発生し、第３のアース電極３１ｅに対向する領域において第３のアース電極３１ｅとの間に静電容量が発生し、これによって共振電極（入力段共振電極３０ａ、出力段共振電極３０ｂ、第１の中段共振電極３０ｃおよび第２の中段共振電極３０ｄ）の長さを短縮することができるため、これによって小型のバンドパスフィルタを得ることができる。

なお、第１の入力段補助共振電極３１ａ、第２の入力段補助共振電極３１ｃ、第１の出力段補助共振電極３１ｂ、第２の出力段補助共振電極３１ｄの環状アース電極２３との対向部の面積は、必要な大きさと得られる静電容量との兼ね合いから、例えば、０．０１〜３ｍｍ^２程度に設定される。また、対向部の間隔は小さい方が大きな静電容量を生じさせることができるが製造上は難しくなるので、例えば、０．０１〜０．５ｍｍ程度に設定される。

本例では、第１の入力段補助共振電極３１ａ、第２の入力段補助共振電極３１ｃ、第１の出力段補助共振電極３１ｂ、第２の出力段補助共振電極３１ｄがそれぞれ環状アース電極２３と対向するように配置され、入力段共振電極３０ａの一方端に第１の入力段補助共振電極３１ａ、入力段共振電極３０ａの他方端に第２の入力段補助共振電極３１ｃ、出力段共振電極３０ｂの一方端に第１の出力段補助共振電極３１ｂ、出力段共振電極３０ｂの他方端に第２の出力段補助共振電極３１ｄがそれぞれ貫通導体５１ａ、５１ｃ、５１ｂ、５１ｄを介して接続されているが、第１の入力段補助共振電極３１ａと第１の出力段補助共振電極３１ｂと第１の中段共振電極３０ｃの他方端のみに対向するように配置された第３のアース電極３１ｅとの組み合わせであってもよい。この場合、第３のアース電極３１ｅはヌル点から外れてしまうため、貫通導体を介してアース電位に接続されている必要がある。

さらに、本例のバンドパスフィルタは上述の構成に加えて、補助入力側結合電極および補助出力側結合電極を備えることを特徴とするものである。

具体的には、第１の入力側結合電極４０ａおよび第２の入力側結合電極４０ｃ、第１の出力側結合電極４０ｂおよび第２の出力側結合電極４０ｄの設けられた層間よりも上側の層間に、帯状の第１の補助入力側結合電極４１ａ、帯状の第２の補助入力側結合電極４１ｃ、帯状の第１の補助出力側結合電極４１ｂ、第２の補助出力側結合電極４１ｄを備えている。

第１の補助入力側結合電極４１ａは第１の入力段補助共振電極３１ａに対向するように配置され、換言すれば、第１の入力段補助共振電極３１ａと対向する領域を有している。そして、平衡型電気信号が第１の補助入力側結合電極４１ａを介して第１の入力側結合電極４０ａ（接続点７１ａ）に供給されるようになっている。なお、第１の補助入力側結合電極４１ａは、ちょうど第１の入力段補助共振電極３１ａに対向する部位において貫通導体５３ａを介して入力端子電極６０ａに接続されていて、外部回路から入力される平衡型電気信号が第１の補助入力側結合電極４１ａを介して第１の入力側結合電極４０ａに供給される。

これによって、第１の入力側結合電極４０ａに接続された第１の補助入力側結合電極４１ａと、入力段共振電極３０ａに接続された第１の入力段補助共振電極３１ａとがブロードサイド結合し、この結合が第１の入力側結合電極４０ａと入力段共振電極３０ａとの間の結合に加算されるため、全体としてより強い結合となる。さらに、入力段共振電極３０ａの一方端側領域およびこれに接続された第１の入力段補助共振電極３１ａの接合体と、第１の入力側結合電極４０ａおよびこれに接続された第１の補助入力側結合電極４１ａの接合体とが、全体的にインターデジタル型に結合することになるので、磁界による結合と電界による結合とが加算された強い結合となる。よって、第１の補助入力側結合電極４１ａの長さ方向において、第１の入力側結合電極４０ａに接続される側と同じ側で入力端子電極６０ａに接続される場合と比較して、より強い結合を実現することができる。

第２の補助入力側結合電極４１ｃは第２の入力段補助共振電極３１ｃに対向するように配置され、換言すれば、第２の入力段補助共振電極３１ａと対向する領域を有している。そして、平衡型電気信号が第２の補助入力側結合電極４１ｃを介して第２の入力側結合電極４０ｃ（接続点７１ｃ）に供給されるようになっている。なお、第２の補助入力側結合電極４１ｃは、ちょうど第２の入力段補助共振電極３１ｃに対向する部位において貫通導体５３ｃを介して入力端子電極６０ｃに接続されていて、外部回路から入力される平衡型電気信号が第２の補助入力側結合電極４１ｃを介して第２の入力側結合電極４０ｃに供給される。

これによって、第２の入力側結合電極４０ｃに接続された第２の補助入力側結合電極４１ｃと、入力段共振電極３０ａに接続された第２の入力段補助共振電極３１ｃとがブロードサイド結合し、この結合が第２の入力側結合電極４０ｃと入力段共振電極３０ａとの間の結合に加算されるため、全体としてより強い結合となる。さらに、入力段共振電極３０ｃの他方端側領域およびこれに接続された第２の入力段補助共振電極３１ｃの接合体と、第２の入力側結合電極４０ｃおよびこれに接続された第２の補助入力側結合電極４１ｃの接合体とが、全体的にインターデジタル型に結合することになるので、磁界による結合と電界による結合とが加算された強い結合となる。よって、第２の補助入力側結合電極４１ｃの長さ方向において、第２の入力側結合電極４０ｃに接続される側と同じ側で入力端子電極６０ａに接続される場合と比較して、より強い結合を実現することができる。

一方、第１の補助出力側結合電極４１ｂは第１の出力段補助共振電極３１ｂに対向するように配置され、換言すれば、第１の出力段補助共振電極３１ｂと対向する領域を有している。これによって、第１の出力側結合電極４０ｂに接続された第１の補助出力側結合電極４１ｂと、出力段共振電極３０ｂに接続された第１の出力段補助共振電極３１ｂとがブロードサイド結合し、この結合が第１の出力側結合電極４０ｂと出力段共振電極３０ｂとの間の結合に加算されるため、全体としてより強い結合となる。さらに、出力段共振電極３０ｂの一方端側領域およびこれに接続された第１の出力段補助共振電極３１ｂの接合体と、第１の出力側結合電極４０ｂおよびこれに接続された第１の補助出力側結合電極４１ｂの接合体とが、全体的にインターデジタル型に結合することになるので、磁界による結合と電界による結合とが加算された強い結合となる。よって、第１の補助出力側結合電極４１ｂの長さ方向において、第１の出力側結合電極４０ｂに接続される側と同じ側で出力端子電極６０ｂに接続される場合と比較して、より強い結合を実現することができる。

また、第２の補助出力側結合電極４１ｄは第２の出力段補助共振電極３１ｄに対向するように配置され、換言すれば、第２の出力段補助共振電極３１ｄと対向する領域を有している。これによって、第２の出力側結合電極４０ｄに接続された第２の補助出力側結合電極４１ｄと、出力段共振電極３０ｄに接続された第２の出力段補助共振電極３１ｄとがブロードサイド結合し、この結合が第２の出力側結合電極４０ｄと出力段共振電極３０ｄとの間の結合に加算されるため、全体としてより強い結合となる。さらに、出力段共振電極３０ｂの他方端側領域およびこれに接続された第２の出力段補助共振電極３１ｄの接合体と、第２の出力側結合電極４０ｄおよびこれに接続された第２の補助出力側結合電極４１ｄの接合体とが、全体的にインターデジタル型に結合することになるので、磁界による結合と電界による結合とが加算された強い結合となる。よって、第２の補助出力側結合電極４１ｄの長さ方向において、第２の出力側結合電極４０ｄに接続される側と同じ側で出力端子電極６０ｄに接続される場合と比較して、より強い結合を実現することができる。

そして、出力段共振電極３０ｂの一方端から、貫通導体５１ｂ、第１の出力段補助共振電極３１ｂ、貫通導体５１ｅ、貫通導体５３ｂ、出力端子電極６０ｂを介して不平衡型電気信号が取り出されるようになっている。

このような構造によれば、非常に広い通過帯域であっても、それぞれの共振モードの共振周波数の間に位置する周波数における挿入損失の増加がさらに小さくなり、広い通過帯域の全域に渡ってより平坦でより低損失な通過特性を有するバンドパスフィルタを得ることができる。

なお、第１の補助入力側結合電極４１ａ、第２の補助入力側結合電極４１ｃおよび第１の補助出力側結合電極４１ｂ、第２の補助出力側結合電極４１ｄの幅は、例えば、第１の入力側結合電極４０ａ、第２の入力側結合電極４０ｃ、第１の出力側結合電極４０ｂ、第２の出力側結合電極４０ｄと同程度に設定される。また、第１の補助入力側結合電極４１ａ、第２の補助入力側結合電極４１ｃおよび第１の補助出力側結合電極４１ｂ、第２の補助出力側結合電極４１ｄの長さは、例えば、第１の入力段補助共振電極３１ａ、第１の出力段補助共振電極３１ｂ、第２の入力段補助共振電極３１ｃ、第２の出力段補助共振電極３１ｄの長さよりも若干長めに設定される。第１の補助入力側結合電極４１ａ、第２の補助入力側結合電極４１ｃおよび第１の補助出力側結合電極４１ｂ、第２の補助出力側結合電極４１ｄと第１の入力段補助共振電極３１ａ、第１の出力段補助共振電極３１ｂ、第２の入力段補助共振電極３１ｃ、第２の出力段補助共振電極３１ｄとの間の間隔は、小さい方が強い結合を生じさせる点で望ましいが製造上は難しくなるので、例えば、０．０１〜０．５ｍｍ程度に設定される。

このようにして、本例のバンドパスフィルタによれば、従来の１／４波長共振器を利用したフィルタで実現可能だった領域を遙かに超えた比帯域で４０％という非常に広い通過帯域の全域に渡って平坦で低損失な通過特性を有する、高性能でＵＷＢ用フィルタとして好適に使用可能なバンドパスフィルタを得ることができる。

なお、図示しないが、共振電極（入力段共振電極３０ａ、出力段共振電極３０ｂ、第１の中段共振電極３０ｃおよび第２の中段共振電極３０ｄ）の設けられた層間よりも上側の層間に第１の入力段補助共振電極３１ａ、第１の出力段補助共振電極３１ｂ、第２の入力段補助共振電極３１ｃ、第２の出力段補助共振電極３１ｄ、第３のアース電極３１ｅを設けたうえで、共振電極（入力段共振電極３０ａ、出力段共振電極３０ｂ、第１の中段共振電極３０ｃおよび第２の中段共振電極３０ｄ）の設けられた層間よりも下側の層間にも入力段補助共振電極および出力段補助共振電極を設けてもよい。また、このとき上側の層間の補助共振電極および下側の層間の補助共振電極は貫通導体を介して第１の中段共振電極３０ｃおよび第２の中段共振電極３０ｄにそれぞれ接続されてもよい。これによって、静電容量を増加させた場合は共振電極（入力段共振電極３０ａ、出力段共振電極３０ｂ、第１の中段共振電極３０ｃおよび第２の中段共振電極３０ｄ）をさらに短縮することができ、静電容量を増加させなかった場合は補助共振電極の面積を小さくすることができ、いずれにしてもより小型のバンドパスフィルタを得ることができる。

また、第１の補助入力側結合電極４１ａ、第２の補助入力側結合電極４１ｃの設けられた層間とは異なる層間に設けられ第１の補助入力側結合電極４１ａ、第２の補助入力側結合電極４１ｃに貫通導体を介して接続された電極と、第１の入力段補助共振電極３１ａ、第２の入力段補助共振電極３１ｃの設けられた層間とは異なる層間に設けられ第１の入力段補助共振電極３１ａ、第２の入力段補助共振電極３１ｃに貫通導体を介して接続された電極とを、異なる層間に対向するように配置することで、第１の入力側結合電極４０ａ（第２の入力側結合電極４０ｃ）および第１の補助入力側結合電極４１ａ（第２の補助入力側結合電極４１ｃ）と入力段共振電極３０ａおよび第１の入力段補助共振電極３１ａ（第２の入力段補助共振電極３１ｃ）との結合に加算し、より強い結合を持たせるようにしてもよい。同様に、第１の補助出力側結合電極４１ｂ、第２の補助出力側結合電極４１ｄの設けられた層間とは異なる層間に設けられ第１の補助出力側結合電極４１ｂ、第２の補助出力側結合電極４１ｄに貫通導体を介して接続された電極と、第１の出力段補助共振電極３１ｂ、第２の出力段補助共振電極３１ｄの設けられた層間とは異なる層間に設けられ第１の出力段補助共振電極３１ｂ、第２の出力段補助共振電極３１ｄに貫通導体を介して接続された電極とを、異なる層間に対向するように配置することで、第１の出力側結合電極４０ｂ（第２の出力側結合電極４０ｄ）および第１の補助出力側結合電極４１ｂ（第２の補助出力側結合電極４１ｄ）と出力段共振電極３０ｂおよび第１の出力段補助共振電極３１ｂ（第２の出力段補助共振電極３１ｄ）との結合に加算し、より強い結合を持たせるようにしてもよい。これによって、非常に広い通過帯域幅であっても、それぞれの共振モードの共振周波数の間に位置する周波数における挿入損失の増加がさらに小さくなり、非常に広い通過帯域の全域に渡ってより平坦でより低損失な通過特性を有するバンドパスフィルタを得ることができる。

また、上述した実施の形態の例においては、入力端子電極６０ａ、６０ｃおよび出力端子電極６０ｂ、６０ｄを備えた例を示したが、モジュール基板の中の一領域にバンドパスフィルタが形成される場合は入力端子電極６０ａ、６０ｃおよび出力端子電極６０ｂ、６０ｄは必ずしも必要ない。

図９は本発明のバンドパスフィルタを用いた高周波モジュール８０およびそれを用いた無線通信機器８５の構成例を示すブロック図である。

本発明の高周波モジュール８０は、例えば、ベースバンド信号が処理されるベースバンド部８１と、ベースバンド部８１に接続されベースバンド信号の変調後および復調前のＲＦ信号が処理されるＲＦ部８２とを備えている。

ＲＦ部８２には上述の本発明のバンドパスフィルタ８２１が含まれており、ベースバンド信号が変調されてなるＲＦ信号または受信したＲＦ信号が帯域制限（通信帯域以外の周波数の信号が減衰）されてバンドパスフィルタ８２１を通過するようになっている。なお、バンドパスフィルタ８２１の入力側（ベースバンド部８１側）は平衡型、出力側（アンテナ端側）は不平衡型の回路構成になっている。

具体的な構成としては、ベースバンド部８１にはベースバンドＩＣ ８１１が配置され、ＲＦ部８２にはバンドパスフィルタ８２１とベースバンド部８１との間にＲＦ ＩＣ ８２２が配置されている。なお、これらの回路間には別の回路が介在していてもよい。

そして、バンドパスフィルタ８２１の出力側（高周波モジュール８０の出力側）に不平衡型アンテナ８４を接続することによってＲＦ信号の送受信がなされる本発明の無線通信機器８５が構成される。

このような構成によれば、バンドパスフィルタ８２１とＲＦ ＩＣ ８２２との間に、バランを設けなくても平衡型から不平衡型への変換ができ、小型化に寄与することができる。また、通信帯域の全域に渡って通過する信号の損失が小さい本発明のバンドパスフィルタ８２１を用いることにより、バンドパスフィルタ８２１を通過する送信信号および受信信号の減衰が少なくなるため、受信感度が向上する。さらに、送信信号および受信信号の増幅度を小さくすることができるため、増幅回路における消費電力が少なくなる。よって、受信感度が高く消費電力が少ない高性能な高周波モジュール８０および無線通信機器８５を得ることができる。

なお、高周波モジュール８０の構成としては、上記構成に限定されるものではない。また、無線通信機器としては、携帯電話、無線カード、ルーターなどが挙げられるが、特に限定はされない。

本発明のバンドパスフィルタにおいて、誘電体層１１の材質としては、例えばエポキシ樹脂等の樹脂や例えば誘電体セラミックス等のセラミックスを用いることができる。例えば、ＢａＴｉＯ_３，Ｐｂ_４Ｆｅ_２Ｎｂ_２Ｏ_１２，ＴｉＯ_２などの誘電体セラミック材料と、Ｂ_２Ｏ_３，ＳｉＯ_２，Ａｌ_２Ｏ_３，ＺｎＯなどのガラス材料とからなり、８００〜１２００℃程度の比較的低い温度で焼成が可能なガラス−セラミック材料が好適に用いられる。また、誘電体層１１の厚みとしては、例えば０．０１〜０．１ｍｍ程度に設定される。

上述した各種の電極および貫通導体の材質としては、例えば、Ａｇ，Ａｇ−Ｐｄ，Ａｇ−Ｐｔ等のＡｇ合金を主成分とする導電材料やＣｕ系，Ｗ系，Ｍｏ系，Ｐｄ系導電材料等が好適に用いられる。各種の電極の厚みは、例えば０．００１〜０．２ｍｍに設定される。

本発明のバンドパスフィルタは、例えば、次のようにして作製できる。まず、セラミック原料粉末に適当な有機溶剤等を添加・混合して泥漿状にするとともに、ドクターブレード法によってセラミックグリーンシートを形成する。次に、得られたセラミックグリーンシートにパンチングマシーン等を用いて貫通導体となる貫通孔を形成し、Ａｇ，Ａｇ−Ｐｄ，Ａｕ，Ｃｕ等の導体ペーストを充填することで貫通導体を形成する。次に、セラミックグリーンシートに印刷法を用いて上述した各種の電極を形成する。次に、これらを積層し、ホットプレス装置を用いて圧着し、８００〜１０５０℃で焼成することにより作製される。

次に、本発明の電子部品の具体例について説明する。

図５〜図８に示す構造を有するバンドパスフィルタの電気特性を有限要素法を用いたシミュレーションによって算出した。算出条件は、物性値としては、誘電体層１１の比誘電率＝９．４、誘電体層１１の誘電正接＝０．０００５、各種電極の導電率＝３．０×１０^７Ｓ／ｍとした。形状寸法としては、入力段共振電極３０ａ、出力段共振電極３０ｂは幅０．４ｍｍ、長さ５．８ｍｍとし、中段共振電極３０ｃ、３０ｄは幅０．４ｍｍ、長さ２．９ｍｍとし、隣り合う共振電極同士の間隔は０．１３ｍｍとした。第１および第２の入力側結合電極４０ａ、４０ｃ、第１および第２の出力側結合電極４０ｂ、４０ｄは幅０．３ｍｍ，長さ２．５ｍｍとし、補助入力側結合電極４１ａ、４１ｃおよび補助出力側結合電極４１ｂ、４１ｄは幅０．３ｍｍ、長さ１．４５ｍｍとした。補助共振電極３１ａ、３１ｂ、３１ｃ、３１ｄは、入力段共振電極３０ａ、出力段共振電極３０ｂ、中段共振電極３０ｃ、３０ｄの端部から０．３ｍｍ離れた場所に配置した幅０．４５ｍｍ，長さ０．８ｍｍの矩形と、それから入力段共振電極３０ａ、出力段共振電極３０ｂ、中段共振電極３０ｃ、３０ｄに向かう幅０．２ｍｍ，長さ０．４ｍｍの矩形とを接合した形状とした。第３のアース電極は幅０．４ｍｍ、長さ０．８ｍｍの矩形とした。入力端子電極６０ａおよび出力端子電極６０ｂは一辺が０．３ｍｍの正方形とし、第２のアース電極２２との間隔は０．２ｍｍとした。第１のアース電極２１、第２のアース電極２２、環状アース電極２３の外形は幅３ｍｍ，長さ８ｍｍとし、環状アース電極２３の開口部は幅２．４ｍｍ，長さ６ｍｍとした。バンドパスフィルタ全体の形状は幅３ｍｍ，長さ８ｍｍ，厚み０．９１ｍｍとし、厚み方向の中央に入力段共振電極３０ａ、出力段共振電極３０ｂ、中段共振電極３０ｃ、３０ｄが設けられた層間が位置するようにした。層間と層間との間隔はそれぞれ０．０６５ｍｍとした。各種電極の厚みは０．０１ｍｍとし、各種貫通導体の直径は０．１ｍｍとした。

図１０はそのシミュレーション結果を示すグラフであり、横軸は周波数，縦軸は損失を表しており、通過特性（Ｓ２１）と反射特性（Ｓ１１）を示している。図１０に示すグラフによれば、通過特性（Ｓ２１）において、従来の１／４波長共振器を用いたフィルタで実現されていた領域よりも遙かに広い、比帯域で４０％に相当する３．２ＧＨｚ〜４．７ＧＨｚの周波数範囲で１．５ｄＢ未満の損失となっている。このように、広い通過帯域の全域に渡って平坦で低損失である優れた通過特性が得られており、本発明の有効性が確認できた。

本発明のバンドパスフィルタの実施の形態の一例を模式的に示す外観斜視図である。 図１に示すバンドパスフィルタの模式的な分解斜視図である。 図１に示すバンドパスフィルタの上下面および層間を模式的に示す平面図である。 （ａ）は図１に示すバンドパスフィルタのＡ−Ａ線断面図、（ｂ）は図１に示すバンドパスフィルタのＢ−Ｂ線断面図である。 本発明のバンドパスフィルタの実施の形態の他の例を模式的に示す外観斜視図である。 図５に示すバンドパスフィルタの模式的な分解斜視図である。 図５に示すバンドパスフィルタの上下面および層間を模式的に示す平面図である。 （ａ）は図５に示すバンドパスフィルタのＡ−Ａ線断面図、（ｂ）は図５に示すバンドパスフィルタのＢ−Ｂ線断面図である。 本発明のバンドパスフィルタを用いた高周波モジュールおよびそれを用いた無線通信機器の構成例を示すブロック図である。 本発明のバンドパスフィルタの電気特性のシミュレーション結果を示す図である。

符号の説明

１０：積層体
１１：誘電体層
２１：第１のアース電極
２２：第２のアース電極
２３：環状アース電極
３０ａ：入力段共振電極
３０ｂ：出力段共振電極
３０ｃ：第１の中段共振電極
３０ｄ：第２の中段共振電極
３１ａ：第１の入力段補助共振電極
３１ｂ：第１の出力段補助共振電極
３１ｃ：第２の入力段補助共振電極
３１ｄ：第２の出力段補助共振電極
３１ｅ：第３のアース電極
４０ａ：第１の入力側結合電極
４０ｂ：第１の出力側結合電極
４０ｃ：第２の入力側結合電極
４０ｄ：第２の出力側結合電極
４１ａ：第１の補助入力側結合電極
４１ｃ：第２の補助入力側結合電極
４１ｂ：第１の補助出力側結合電極
４１ｄ：第２の補助出力側結合電極
５１ａ、５１ｂ、５１ｃ、５１ｄ：貫通導体
５２ａ、５２ｂ、５２ｃ、５２ｄ：貫通導体
５３ａ、５３ｂ、５３ｃ、５３ｄ：貫通導体
６０ａ、６０ｃ：入力端子電極
６０ｂ：出力端子電極
７１ａ、７１ｂ、７１ｃ、７１ｄ、７２ｂ、７３ｂ：接続点
８０：高周波モジュール
８５：無線通信機器

Claims (7)

1. 複数の誘電体層が積層されてなる積層体と、
   該積層体の下面に配置された、アース電位に接続される第１のアース電極と、
   前記積層体の上面に配置された、アース電位に接続される第２のアース電極と、
   前記積層体の一つの層間に平行に配置された、１／２波長共振器として機能する帯状の入力段共振電極および出力段共振電極と、
   前記積層体の一つの層間の前記入力段共振電極と前記出力段共振電極との間に配置され、１／４波長共振器として機能し前記入力段共振電極の長さ方向の中央より一方端側の一方端側領域および前記出力段共振電極の長さ方向の中央より一方端側の一方端側領域と相互に電磁界結合する帯状の第１の中段共振電極ならびに１／４波長共振器として機能し前記入力段共振電極の長さ方向の中央より他方端側の他方端側領域および前記出力段共振電極の長さ方向の中央より他方端側の他方端側領域と相互に電磁界結合する帯状の第２の中段共振電極と、
   前記積層体の前記一つの層間とは異なる層間に、前記入力段共振電極の前記一方端側領域に対向して電磁界結合するように配置された帯状の第１の入力側結合電極と、前記入力段共振電極の前記他方端側領域に対向して電磁界結合するように配置された帯状の第２の入力側結合電極と、前記出力段共振電極の前記一方端側領域に対向して電磁界結合するように配置された帯状の第１の出力側結合電極と、前記出力段共振電極の前記他方端側領域に対向して電磁界結合するように配置された帯状の第２の出力側結合電極と
   を備えるバンドパスフィルタであって、
   前記第１の入力側結合電極の少なくとも前記入力段共振電極の一方端から当該入力段共振電極の長さ方向の１／４までと対向する部位に平衡型電気信号が供給されるとともに、前記第２の入力側結合電極の少なくとも前記入力段共振電極の他方端から当該入力段共振電極の長さ方向の１／４までと対向する部位に平衡型電気信号が供給され、
   前記出力段共振電極の一方端または他方端から不平衡型電気信号が取り出されることを特徴とするバンドパスフィルタ。
2. 前記積層体の前記一つの層間に、前記入力段共振電極、前記出力段共振電極、前記第１の中段共振電極および前記第２の中段共振電極を取り囲むように環状アース電極が形成され、前記第１の中段共振電極および前記第２の中段共振電極のそれぞれの一方端が前記環状アース電極に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のバンドパスフィルタ。
3. 前記積層体の前記異なる層間に、
   前記環状アース電極と対向するように配置され、前記入力段共振電極の前記一方端に貫通導体によって接続された第１の入力段補助共振電極と、前記出力段共振電極の前記一方端に貫通導体によって接続された第１の出力段補助共振電極とを備えているとともに、
   前記第１の中段共振電極の他方端と対向するように配置された、アース電位に接続される第３のアース電極とを備えていることを特徴とする請求項２に記載のバンドパスフィルタ。
4. 前記積層体の前記異なる層間に、
   前記環状アース電極と対向するように配置され、前記入力段共振電極の前記他方端に貫通導体によって接続された第２の入力段補助共振電極と、前記出力段共振電極の前記他方端に貫通導体によって接続された第２の出力段補助共振電極とを備え、
   前記第３のアース電極が前記第２の中段共振電極の他方端とも対向するように配置されていることを特徴とする請求項３に記載のバンドパスフィルタ。
5. 前記積層体の前記一つの層間および前記異なる層間とはさらに異なる層間に、
   前記第１の入力段補助共振電極に対向するように配置された第１の補助入力側結合電極と、前記第２の入力段補助共振電極に対向するように配置された第２の補助入力側結合電極と、前記第１の出力段補助共振電極に対向するように配置された第１の補助出力側結合電極と、前記第２の出力段補助共振電極に対向するように配置された第２の補助出力側結合電極とを備え、
   前記平衡型電気信号が前記第１の補助入力側結合電極および前記第２の補助入力側結合電極を介して前記第１の入力側結合電極および前記第２の入力側結合電極に供給されることを特徴とする請求項４に記載のバンドパスフィルタ。
6. 請求項１乃至請求項５のいずれかに記載のバンドパスフィルタを備えていることを特徴とする高周波モジュール。
7. 請求項１乃至請求項５のいずれかに記載のバンドパスフィルタを含むＲＦ部と、該ＲＦ部に接続されたベースバンド部と、前記ＲＦ部に接続されたアンテナとを備えていることを特徴とする無線通信機器。

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