JP5089339B2 - 送信方法、送信装置及び受信方法 - Google Patents
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims description 316
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 294
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 113
- 230000008707 rearrangement Effects 0.000 claims description 90
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 78
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 101
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 61
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 56
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 54
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 34
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 32
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 26
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 21
- 230000008859 change Effects 0.000 description 18
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 18
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 14
- 230000015654 memory Effects 0.000 description 14
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 11
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 10
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 9
- 230000000994 depressogenic effect Effects 0.000 description 9
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 9
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 9
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 8
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 7
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 7
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 7
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 6
- 230000003252 repetitive effect Effects 0.000 description 6
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 6
- 238000013461 design Methods 0.000 description 5
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 4
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 4
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 4
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 3
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 3
- 230000006870 function Effects 0.000 description 3
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 2
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 2
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 2
- NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N (2s)-2-[[4-[2-(2,4-diaminoquinazolin-6-yl)ethyl]benzoyl]amino]-4-methylidenepentanedioic acid Chemical compound C1=CC2=NC(N)=NC(N)=C2C=C1CCC1=CC=C(C(=O)N[C@@H](CC(=C)C(O)=O)C(O)=O)C=C1 NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N 0.000 description 1
- 101000741965 Homo sapiens Inactive tyrosine-protein kinase PRAG1 Proteins 0.000 description 1
- 102100038659 Inactive tyrosine-protein kinase PRAG1 Human genes 0.000 description 1
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 1
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0071—Use of interleaving
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
- H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
- H03M13/13—Linear codes
- H03M13/15—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
- H04L1/0002—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate
- H04L1/0003—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate by switching between different modulation schemes
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- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
- H04L1/0009—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the channel coding
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- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/22—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using redundant apparatus to increase reliability
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0008—Modulated-carrier systems arrangements for allowing a transmitter or receiver to use more than one type of modulation
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
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- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
- H04L5/0003—Two-dimensional division
- H04L5/0005—Time-frequency
- H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A) or DMT
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
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Description
本発明は、送信データを符号化し、複数の符号化データから１シンボルを形成して送信する送信方法、送信装置及びその受信方法に関する。
無線通信においては、一般に、誤り訂正能力を高めるために送信データを符号化して送信するようになっている。その符号化の一つとして、非特許文献１に記載されているようなＬＤＰＣ符号がある。このＬＤＰＣ符号は、非常に大きなブロック単位（拘束長）で誤り訂正を行うことができるので、バースト誤りに強く、フェージング環境下での通信に適していると考えられている。
また、データ伝送速度を高めるための技術として、非特許文献２に記載されているような、複数のアンテナからＯＦＤＭ信号を送信するマルチアンテナ送信装置が知られている。この種のマルチアンテナ送信装置においては、周波数選択性フェージングによるバースト誤りを抑制する一つの方法として、データを周波数方向（サブキャリア方向）にインターリーブすることが提案されている。
図８７に、この種のマルチアンテナ送信装置による送信信号のフレーム構成例を示す。図８７において、フレームの先頭には、フェージング変動による歪み、つまりチャネル推定、及び、送受信機間の周波数オフセットを推定するためのプリアンブルが配置され、それに続いてデータシンボルが配置される。また、キャリアＹには、経時的に変動する周波数オフセットを推定するためのパイロットシンボルが配置される。なお、図中の１つの四角は１シンボルを示す。つまり、図８７の例では、各時間ｉ、ｉ＋１、………において、データシンボルとパイロットとを合わせて合計７シンボルからなる１ＯＦＤＭシンボルが送信される。このとき、データは、１ＯＦＤＭシンボル内で、インターリーブが施されており、（１）（２）（３）………（１１）（１２）の順番に配置される。
「低密度パリティ検査符号とその復号法 ＬＤＰＣ(Low Density Parity)符号／sum-product復号方法」 トリケップス ２００２年 「High Speed Physical Layer （PHY） in 5GHzband」IEEE802.11a 1999. B. Lu, G. Yue, and X. Wang, "Performance analysis and design optimization of LDPC-coded MIMO OFDM systems" IEEE Trans. Signal Processing., vol.52, no.2, pp.348-361, Feb. 2004 B. M. Hochwald, and S. ten Brink, "Achieving near-capacity on a multiple-antenna channel" IEEE Trans. Commun., vol.51, no.3, pp.389-399, March 2003 S. Baro, J. Hagenauer, and M. Witzke, "Iterative detection of MIMO transmission using a list-sequential (LISS) detector" Proc. of IEEE ICC 2003, May 2003 B. M. Hochwald, and S. ten Brink, "Achieving near-capacity on a multiple-antenna channel" IEEE Trans. Commun., vol.51, no.3, pp.389-399, March 2003 S. Baro, J. Hagenauer, and M. Witzke, "Iterative detection of MIMO transmission using a list-sequential (LISS) detector" Proc. of IEEE ICC 2003, May 2003 P. Robertson, E. Villebrun, and P. Hoher, "A comparison of optimal and sub-optimal MAP decoding algorithms in the log domain" Proc. IEEE ICC 1995, pp.1009-1013, June 1995 K. Kobayashi, Y. Murakami, M. Orihashi, and T. Matsuoka, "Varying interleave patterns with iterative decoding for improved performance in MIMO systems" Proc. of IEEE PIMRC2004, vol.2, pp.1429-1433, Sep. 2004 T. Ohgane, T. Nishimura, and Y. Ogawa, "Applications of space division multiplexing and those performance in a MIMO channel," IEICE Trans. Commun., vol.E88-B, no.5, pp.1843-1851, May 2005 「ディジタルワイヤレス伝送技術」ピアソン・エデュケーション 「畳み込み符号の最ゆう復号とその特性」電子情報通信学会Ａ Vol.J73-A No.2 pp.218-224
「低密度パリティ検査符号とその復号法 ＬＤＰＣ(Low Density Parity)符号／sum-product復号方法」 トリケップス ２００２年 「High Speed Physical Layer （PHY） in 5GHzband」IEEE802.11a 1999. B. Lu, G. Yue, and X. Wang, "Performance analysis and design optimization of LDPC-coded MIMO OFDM systems" IEEE Trans. Signal Processing., vol.52, no.2, pp.348-361, Feb. 2004 B. M. Hochwald, and S. ten Brink, "Achieving near-capacity on a multiple-antenna channel" IEEE Trans. Commun., vol.51, no.3, pp.389-399, March 2003 S. Baro, J. Hagenauer, and M. Witzke, "Iterative detection of MIMO transmission using a list-sequential (LISS) detector" Proc. of IEEE ICC 2003, May 2003 B. M. Hochwald, and S. ten Brink, "Achieving near-capacity on a multiple-antenna channel" IEEE Trans. Commun., vol.51, no.3, pp.389-399, March 2003 S. Baro, J. Hagenauer, and M. Witzke, "Iterative detection of MIMO transmission using a list-sequential (LISS) detector" Proc. of IEEE ICC 2003, May 2003 P. Robertson, E. Villebrun, and P. Hoher, "A comparison of optimal and sub-optimal MAP decoding algorithms in the log domain" Proc. IEEE ICC 1995, pp.1009-1013, June 1995 K. Kobayashi, Y. Murakami, M. Orihashi, and T. Matsuoka, "Varying interleave patterns with iterative decoding for improved performance in MIMO systems" Proc. of IEEE PIMRC2004, vol.2, pp.1429-1433, Sep. 2004 T. Ohgane, T. Nishimura, and Y. Ogawa, "Applications of space division multiplexing and those performance in a MIMO channel," IEICE Trans. Commun., vol.E88-B, no.5, pp.1843-1851, May 2005 「ディジタルワイヤレス伝送技術」ピアソン・エデュケーション 「畳み込み符号の最ゆう復号とその特性」電子情報通信学会Ａ Vol.J73-A No.2 pp.218-224
ところで、ＬＤＰＣ等のブロック符号を用いた場合、例えば変調多値数を大きくするほど、１つの符号化ブロックを送信するためのシンボル数は少なくなり、１つの符号化ブロックが、より短時間で送信されることになる。この結果、その送信期間にフェージングによるノッチがあった場合には、バースト誤りが発生し易くなる。つまり、変調多値数が大きくなるほど、バースト誤りの確率が高くなる。
ここで、ＬＤＰＣ等のブロック符号は、ブロックサイズを変えることができ、ブロックサイズを大きくするほど（すなわち拘束長を長くするほど）、フェージングのノッチ等に起因するバースト誤りの確率は小さくなる。よって、適応変調のように変調多値数を変える場合には、変調多値数を大きくするほど、符号化ブロックサイズを大きくすれば、バースト誤りを抑制できると考えられる。
しかしながら、変調多値数を変更する毎に、ブロックサイズを変えるように符号化器を設計することは、符号化器の構成が複雑化するので望ましくない。
さらに、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）方式等のマルチアンテナ送信においては、フレームの先頭に配置されたプリアンブルの直後のデータシンボルについては、高い分離精度が確保できるので受信信号として高いＳＮＲを確保できるが、プリアンブルから離れるに従って分離精度が低下するので受信信号のＳＮＲも低下する問題があった。
因みに、上述したような、フェージングによる誤り率特性の劣化は、ブロック符号化以外の符号化を用いた場合にも同様に生じるものである。
上記フェージングによる誤り率特性の劣化を抑制する方法としては、符号化データをビットインターリーブする方法がある。しかしながら、従来のビットインターリーブは、回路規模の削減と処理の高速化とを両立するのが困難であった。このため、小型で高速データ伝送が求められている近年の携帯端末等の通信機器に搭載するには不十分な問題があった。
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、比較的小さな回路規模で、フェージング等による誤り率特性の劣化を抑制でき、且つ高速伝送可能な、送信方法、送信装置及び受信方法を提供する。
本発明の送信方法の一つの態様は、複数のビットで構成される送信データに対して符号化処理を施して、複数のビットで構成される符号化データを形成し、前記符号化データに属するビットを並び換え処理し、前記並び換えられた符号化データに変調処理を施して、シンボルに対応するベースバンド信号を出力し、前記ベースバンド信号に基づく送信信号を送信する送信方法であって、前記各符号化データは、受信ユーザ毎に割り当てられたデータであり、前記変調処理は複数の変調方式を用いることができ、いずれの変調方式を用いた場合でも、前記シンボルを構成する複数ビットから任意に抽出される２つのビットは、互いに異なる前記符号化データに属するビットであり、前記シンボルを構成する各ビットは、異なる受信ユーザに割り当てられており、前記符号化データはＬＤＰＣ符号化されたデータであり、前記符号化処理において、複数の異なる符号化率を用いて前記符号化データを形成することができ、前記並び換え処理において、１つのシンボルが、複数の前記符号化データのいずれかに属するビットを集めて構成されるように、前記符号化データに属するビットを並べ換え、並び換えに用いられた前記複数の符号化データは、前記複数の符号化データから任意に選択される１つの符号化データの符号化率とは異なる符号化率で形成された符号化データを少なくとも１つ含むようにする。
本発明の送信装置の一つの態様は、複数のビットで構成される送信データに対して符号化処理を施して、複数のビットで構成される符号化データを形成する符号化部と、前記符号化データに属するビットを並び換える並べ換え部と、前記並び換えられた符号化データに変調処理を施して、前記シンボルに対応するベースバンド信号を出力する変調部と、前記ベースバンド信号に基づく変調信号を送信する送信部とを具備し、前記変調部は、複数の変調方式を用いることができ、いずれの変調方式を用いた場合でも、前記シンボルを構成する複数ビットから、任意に抽出される２つのビットは、互いに異なる前記符号化データに属するビットであり、前記符号化部において形成される前記符号化データは、受信ユーザ毎に割り当てられたデータであり、前記シンボルを構成する各ビットは、異なる受信ユーザに割り当てられており、前記符号化部において形成される前記符号化データはＬＤＰＣ符号化されたデータであり、前記符号化部は、複数の異なる符号化率を用いて前記符号化データを形成することができ、前記並び換え部は、１つのシンボルが、複数の前記符号化データのいずれかに属するビットを集めて構成されるように、前記符号化データに属するビットを並べ換え、並び換えに用いられた前記複数の符号化データは、前記複数の符号化データから任意に選択される１つの符号化データの符号化率とは異なる符号化率で形成された符号化データを少なくとも１つ含む構成を採る。
本発明の受信方法の一つの態様は、変調信号を受信する受信方法であって、前記変調信号から生成される複数のシンボルは、複数の変調方式により生成され、いずれの変調方式を用いて生成された場合でも、前記シンボルを構成する複数ビットから任意に抽出される２つのビットは、互いに異なる前記符号化データに属するビットであり、前記シンボルを構成する各ビットは、異なる受信ユーザに割り当てられており、前記符号化データはＬＤＰＣ符号化されたデータであり、前記符号化データは、受信ユーザ毎に割り当てられたデータであり、前記符号化データは、複数の異なる符号化率を用いて形成されることができ、前記複数の符号化データから任意に選択される１つの符号化データの符号化率とは異なる符号化率で形成された符号化データを少なくとも１つ含むことを特徴とする送信方法の変調信号を受信する受信方法であり、受信信号からベースバンド信号を生成し、前記ベースバンド信号に対応するシンボルにおいて、複数の前記シンボルに含まれるビットを並び換え処理することにより、複数のビットで構成される符号化データを生成し、前記符号化データを復号化することにより、複数のビットで構成される復号化データのうち、自端末に割り当てられたビットのデータを生成する。
本発明の送信装置の一つの態様は、複数系統の符号化データをパラレルに入力し、１系統のデータシンボルを出力するマッピング部と、前記データシンボルをインターリーブするシンボルインターリーバと、を具備する構成を採る。
この構成によれば、マッピング処理とシンボルインターリーブ処理との組み合わせにより、符号化処理とビットインターリーブ処理の高速動作が可能となり、且つ、回路規模を削減した構成のビットインターリーバを実現することができるようになる。
本発明の送信装置の一つの態様は、送信データを符号化する符号化部と、前記符号化部により順次形成される符号化データが連続して同一シンボルに含まれないようなマッピングを行って、データシンボルを形成するマッピング部と、前記データシンボルをインターリーブするシンボルインターリーバと、を具備する構成を採る。なお、このマッピング部の処理は、符号化データを複数シンボルに亘って割り当ててデータシンボルを形成する処理である、と言い換えてもよい。
この構成によれば、マッピング部では、符号化部により順次形成される符号化データが連続して同一シンボルに含まれないようなマッピングを行うといった単純な処理を行えばよく、シンボルインターリーバでは、１系統のシンボルに対してインターリーブ処理を施せばよい。この結果、単純な処理の組み合わせで、従来のビットインターリーバと等価の処理を行うことができるので、従来のビットインターリーバと比較して構成を簡単化できる。
本発明の送信装置の一つの態様は、前記符号化部は、複数の符号化部でなり、前記マッピング部は、１シンボル内に前記複数の符号化部から出力される複数系統の符号化データが混在するようなマッピングを行って、１系統のデータシンボルを形成し、前記シンボルインターリーバは、前記１系統のデータシンボルをインターリーブする構成を採る。
この構成によれば、複数の符号化部で符号化を行うので、符号化処理を高速化できる。加えて、マッピングによって、１シンボル内に複数の符号化部から出力される複数系統の符号化データが混在するようなマッピングを行って１系統のデータシンボルを形成し、シンボルインターリーバによって、前記１系統のデータシンボルをインターリーブするので、複数の符号化部の後段にそれぞれビットインターリーバを配置する場合と比較して、回路規模の増大を抑制できる。この結果、回路規模の増大を抑制しつつ、高速なビットインターリーブを行うことできる。
本発明の受信装置の一つの態様は、受信シンボルをデインターリーブするシンボルデインターリーバと、複数の復号部と、前記デインターリーブ後の信号を前記複数の復号部にパラレルに振り分ける振り分け部と、を具備する構成を採る。
この構成によれば、複数の復号部でパラレルに復号処理を行うことができるので、シンボルレートが高い場合でも、これに追従した復号処理を実現できるようになる。
本発明によれば、簡易な構成で、フェージング等による誤り率特性の劣化を抑制できる送信装置、受信装置及びビットインターリーブ方法を実現できる。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
（実施の形態１）
図１に、本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示す。送信装置１０は送信データＳ１を符号化部１１に入力する。符号化部１１は、送信データＳ１に対してブロック符号化処理を施し、これにより得たブロック符号化データＳ２を並べ替え部１２に送出する。本実施の形態の場合、符号化部１１は、ＬＤＰＣ符号化処理を行うようになっている。
図１に、本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示す。送信装置１０は送信データＳ１を符号化部１１に入力する。符号化部１１は、送信データＳ１に対してブロック符号化処理を施し、これにより得たブロック符号化データＳ２を並べ替え部１２に送出する。本実施の形態の場合、符号化部１１は、ＬＤＰＣ符号化処理を行うようになっている。
並べ替え部１２は、１つのデータシンボルが異なる符号化ブロックのブロック内符号化データが集まって構成されるように、ブロック符号化データＳ２を並べ替えて変調部１５に供給する。具体的には、ブロック符号化データＳ２をセレクタ１３に入力し、当該セレクタ１３によってブロック符号化データＳ２をビット単位でメモリ１４−１〜１４−３又は変調部１５に送出する。メモリ１４−１〜１４−２はバッファメモリとして機能し、一旦格納したビットを、タイミングを合わせて変調部１５に送出する。例えば、変調部１５でＱＰＳＫを行う場合には、メモリ１４−１を用い、メモリ１４−１に格納されたビットがセレクタ１３から直接変調部１５に送出されるビットとタイミングを合わせて出力される。これにより、変調部１５では、メモリ１４−１から入力されるビットと、直接セレクタ１３から入力されるビットの計２ビットを用いてＱＰＳＫの１シンボルが形成される。また変調部１５で１６ＱＡＭを行う場合には、メモリ１４−１〜１４−３を用い、メモリ１４−１〜１４−３に格納されたビットがセレクタ１３から直接変調部１５に送出されるビットとタイミングを合わせて出力される。これにより、変調部１５では、メモリ１４−１〜１４−３から入力されるビットと、直接セレクタ１３から入力されるビットの計４ビットを用いて１６ＱＡＭの１シンボルが形成される。
因みに、図１では、図を簡単化するために、３つのメモリ１４−１〜１４−３しか記載していないが、変調部１５で６４ＱＡＭを行う場合には、５つのメモリを設け、変調部１５によって、各メモリからの入力と直接セレクタ１３から入力されるビットの計６ビットを用いて６４ＱＡＭの１シンボルを形成すればよい。
なお、図１に示した並べ替え部１２の構成は一例であって、要は、１つのブロック内符号化データが複数のデータシンボルに割り当てられるように、ブロック符号化データＳ２を並べ替えて変調部１５に供給する構成であればどのような構成を採用してもよい。
変調部１５は、制御信号Ｓ１０に基づいて適応変調を行う。すなわち、変調部１５は、制御信号Ｓ１０に基づいて、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭのうちいずれの変調処理を行うかを変更する。なお、制御信号Ｓ１０は、並べ替え部１３のセレクタ１３にも入力されており、セレクタ１３は変調部１５でどの変調処理が行われるかに応じて、ビット並べ替え規則を変更する。その詳細については後述する。
変調部１５により得られた送信シンボルにより得られた送信シンボルに対応するベースバンド信号Ｓ３は、無線部１６に入力される。無線部１６は、ベースバンド信号Ｓ３に対してディジタルアナログ変換やアップコンバート等の所定の変調処理を施し、これにより得たＲＦ信号Ｓ４をアンテナ１７に供給する。
図２を用いて、本実施の形態の符号化部１１によるＬＤＰＣ符号の生成処理を説明する。符号化部（ＬＤＰＣエンコーダ）１１は、送信データＳ１（すなわちＬＤＰＣ符号化前データ）を入力とし、これをＬＤＰＣ符号化することによりブロック符号化データＳ２（すなわちＬＤＰＣ符号化後データ）を出力する。例えば、ＬＤＰＣ符号化前のデータを（ｍ1a，ｍ2a，・・・，ｍ490a）とし、パリティチェックマトリクスをＧとすると、ＬＤＰＣ符号化後データとして（Ｃ1a，Ｃ2a，・・・，Ｃ980a）が出力される。つまり、４９０ビットからなる符号化前ブロック＃１から、９８０ビットからなる符号化後ブロック＃１が形成される。
図３を用いて、変調部１５による変調処理を説明する。この変調処理は周知の技術であるため簡単に説明する。図３ＡはＢＰＳＫの信号点配置を示しており、１シンボルで１ビット、つまりｂ１が送信される。図３ＢはＱＰＳＫの信号点配置を示しており、１シンボルで２ビット、つまり（ｂ１，ｂ２）が送信される。図３Ｃは１６ＱＡＭの信号点配置を示しており、１シンボルで４ビット、つまり（ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４）が送信される。図３Ｄは６４ＱＡＭの信号点配置を示しており、１シンボルで４ビット、つまり（ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６）が送信される。
次に、図４〜図７を用いて、本実施の形態の特徴である並べ替え部１２による並べ替え処理について説明する。図４〜図７は、ＬＤＰＣ符号化された各符号化ブロック内のビットが、変調後のどのシンボルに割り当てられているかを示すものである。具体的には、９８０ビットで構成されている１つのブロック内符号化データ（ＬＤＰＣ符号化後のデータ）が、どのシンボルに配置されているかを示すものである。また、横軸はシンボルの時間的な並びを示している。縦軸は１シンボルを構成するビット番号、つまり、ＢＰＳＫの場合ｂ１、ＱＰＳＫの場合ｂ１，ｂ２、１６ＱＡＭの場合ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４、６４ＱＡＭの場合ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６を示している。
さらに、図中＃Ｘ−Ｙは、Ｘ番目の符号化ブロックのＹ番目（９８０ビットの中のＹ番目）のビットを示している。例えば＃１−１は、１番目の符号化ブロックの１番目のビットを示す。同様に、例えば＃３−９７９は、３番目の符号化ブロックの９７９番目のビットを示す。
図４（ａ）は、変調方式がＢＰＳＫのときの各シンボルへのビット割当てを示している。変調方式がＢＰＳＫのときには、１シンボルで１ビット（ｂ１）を送信することになるので、９８０シンボルによって９８０ビットの符号化ブロックを１つだけ送信する。
図４（ｂ）は、変調方式がＱＰＳＫのときの各シンボルへのビット割当てを示している。変調方式がＱＰＳＫのときには、１シンボルで２ビット（ｂ１、ｂ２）送信することになるので、９８０シンボルによって９８０ビットの符号化後ブロックを２つ送信できる。ここでの各シンボルは、図からも明らかなように、異なる符号化ブロックのブロック内符号化データが集まって構成される。具体的には、ＱＰＳＫの９８０シンボルのビットｂ１に符号化後ブロック＃１のビット＃１−１〜＃１−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ２に符号化後ブロック＃２のデータ＃２−１〜＃２−９８０を割り当てる。これにより、各符号化ブロック内のビット（データ）をＢＰＳＫと同等の数のシンボルに亘って時間的に分散して配置できるため、フェージングによるノッチによって符号化ブロック内のデータの品質が全体的に落ち込むことを回避できる。つまり、符号化ブロック内のほとんどのデータがバースト的に誤る確率が低くなるので、誤り率特性を改善できる。
図４（ｃ）は、変調方式が１６ＱＡＭのときの各シンボルへのビット割当てを示している。変調方式が１６ＱＡＭのときには、１シンボルで４ビット（ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４）送信することになるので、９８０シンボルによって９８０ビットの符号化後ブロックを４つ送信できる。ここでの各シンボルへのビット割当ての特徴は、ＱＰＳＫのときと同様に、１つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てることである。具体的には、１６ＱＡＭの９８０シンボルのビットｂ１に符号化後ブロック＃１のデータ＃１−１〜＃１−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ２に符号化後ブロック＃２のデータ＃２−１〜＃２―９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ３に符号化後ブロック＃３のデータ＃３−１〜＃３−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ４に符号化後ブロック＃４のデータ＃４−１〜＃４−９８０を割り当てる。これにより、各符号化ブロック内のビット（データ）をＢＰＳＫと同等の数のシンボルに亘って時間的に分散して配置できるため、フェージングによるノッチによって符号化ブロック内のデータの品質が全体的に落ち込むことを回避できる。つまり、符号化ブロック内のほとんどのデータがバースト的に誤る確率が低くなるので、誤り率特性を改善できる。
図４（ｄ）は、変調方式が６４ＱＡＭのときの各シンボルへのビット割当てを示している。変調方式が６４ＱＡＭのときには、１シンボルで６ビット（ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５、ｂ６）送信することになるので、９８０シンボルによって９８０ビットの符号化後ブロックを６つ送信できる。ここでの各シンボルへのビット割当ての特徴は、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭのときと同様に、１つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てることである。具体的には、６４ＱＡＭの９８０シンボルのビットｂ１に符号化後ブロック＃１のデータ＃１−１〜＃１−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ２に符号化後ブロック＃２のデータ＃２−１〜＃２―９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ３に符号化後ブロック＃３のデータ＃３−１〜＃３−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ４に符号化後ブロック＃４のデータ＃４−１〜＃４−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ５に符号化後ブロック＃５のデータ＃５−１〜＃５−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ６に符号化後ブロック＃６のデータ＃６−１〜＃６−９８０を割り当てる。
これにより、各符号化ブロック内のビット（データ）をＢＰＳＫと同等の数のシンボルに亘って時間的に分散して配置できるため、フェージングによるノッチによって符号化ブロック内のデータの品質が全体的に落ち込むことを回避できる。つまり、符号化ブロック内のほとんどのデータがバースト的に誤る確率が低くなるので、誤り率特性を改善できる。
次に、本実施の形態の並べ替え部１２の並べ替え処理の第２の例を、図５を用いて説明する。図５でも、１つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てるといった点では図４と同様であり、図４のように並べ替えたときと同様の効果を得ることができる。図５が図４と異なる点は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭにおいて、一つの符号化後ブロックを固定ビット（例えば、ｂ１のみ）に割り当てるのではなく、全てのビット（例えば、１６ＱＡＭのときにはｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４）に割り当てるようにした点である。具体的には、例えば変調方式が１６ＱＡＭのとき、符号化後ブロック＃１については、データ＃１―１をｂ１に割り当て、＃１−２をｂ２に割り当て、＃１−３をｂ３に割り当て、＃１−４をｂ４に割り当てるというように、ブロック＃１のデータをｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４を用いて送信するという特徴をもつ。
このような割り当て方を採用した理由について述べる。１６ＱＡＭのｂ１の受信品質、ｂ２の受信品質、ｂ３の受信品質、ｂ４の受信品質には差がある。ここでは、ｂ１の受信品質が最も悪いものとする。すると、例えば、ブロック＃１をｂ１のみで送信した場合、ブロック＃１は受信品質が悪いブロックとなってしまう。パケット通信を行っている場合、パケットエラーは最も受信品質の悪いブロックの受信品質に影響を受けることになる。したがって、この場合、ブロック＃１〜＃４の受信品質をなるべく均一にした方が良い。図５のような割り当てを行うとこれを実現できる。さらに、好適には、ブロック＃１〜ブロック＃４についてｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４に割り当てる回数をできる限り均一となるようにすると良い。なお、割り当てる回数の差は、高々１回であることが望ましい。因みに、１回の差は、送信シンボル数が必ず４（ビット）の倍数（１６ＱＡＭが１シンボルに送信できるビット数）であるとは限らないために、どのように割り当てたとしても発生してしまうことがある。
なお、ここでは１６ＱＡＭのときを例に説明したが、６４ＱＡＭについても同様の処理を行うことで同様の効果を得ることができる。但し、ＱＰＳＫの場合は、ｂ１、ｂ２には受信品質の差がないため、同様の効果を得ることができるとは限らない。しかし、送信装置、受信装置により発生する歪みにより、受信品質に差が発生する可能性は否定できないため、効果が得られる可能性はある。
次に、本実施の形態の並べ替え部１２の並べ替え処理の第３の例を、図６に示す。図６でも、１つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てられているといった点では図４と同様であり、図４のように並べ替えたときと同様の効果を得ることができる。図５が図４と異なる点は、同一シンボルでは、同一のブロックデータを送信するが、ＱＰＳＫでは、送信する順番として、ブロック＃１のデータ、ブロック＃２のデータブロックを交互に、１６ＱＡＭでは、ブロック＃１、ブロック＃２、ブロック＃３の順番で、６４ＱＡＭでは、ブロック＃１、ブロック＃２、ブロック＃３、ブロック＃４、ブロック＃５、ブロック＃６の順番で送信している点である。すなわち、図４のようにブロックのデータを連続したシンボルに割り当てるのではなく、間隔をおいたシンボルに割り当てるようにしてもよい。但し、図４や図５のような割り当て方の方が、ブロック内データをより多くのシンボルに分散できるので、受信品質の改善効果は高い。
次に、本実施の形態の並べ替え部１２の並べ替え処理の第４の例を、図７に示す。図７でも、１つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てられているといった点では図４と同様であり、図４のように並べ替えたときと同様の効果を得ることができる。図７は、図５と図６の考えを組み合わせた例である。図７では、２ビット単位で、割り当てるシンボルを変更している。これにより、図４や図５と同様の効果を得ることができるが、図４や図５のような割り当て方の方が、ブロック内データをより多くのシンボルに分散できるので、受信品質の改善効果は高い。
このように本実施の形態によれば、送信データに対してブロック符号化処理を施してブロック符号化データを形成する符号化部１１と、ブロック符号化データを変調してデータシンボルを形成する変調部１５と、１つのデータシンボルが異なる符号化ブロックのブロック内符号化データが集まって構成されるように、ブロック符号化データを並べ替えて変調部１５に供給する並べ替え部１２とを設けたことにより、変調多値数を大きくした場合でも符号化ブロックのブロックサイズを変えることなく比較的簡易な構成によりバースト誤りを抑制できる送信装置１０を実現できる。
因みに、並べ替え部１２の処理は、変調部１５の変調多値数が多くなるほど、１シンボルがより多くのブロックのブロック符号化データが集まって構成されるように、ブロック符号化データを並べ替えていると言うこともできる。
なお、本実施の形態では、主に、ブロック符号としてＬＤＰＣ符号を用いる場合について説明したが、ＬＤＰＣ符号以外のブロック符号にも広く適用できる。ＬＤＰＣ符号以外のブロック符号としては、ＢＣＨ符号、リード・ソロモン符号等がある。また、本実施の形態では、主に、ＬＤＰＣ符号等のブロック符号を用いる場合を例に説明しているが、本実施の形態によるシンボルへのビット割り当てはターボ符号や畳み込み符号などのトレリス符号を用いる場合でも適用できる。詳細については、実施の形態６で説明する。
また、本実施の形態は、シングルキャリアの場合を例に説明したが、ＯＦＤＭ等のマルチキャリア方式であっても、広く適用することができる。
（実施の形態２）
図８に、本発明の実施の形態２に係るマルチアンテナ送信装置の構成を示す。
図８に、本発明の実施の形態２に係るマルチアンテナ送信装置の構成を示す。
マルチアンテナ送信装置１００は、所謂ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ通信を行う送信装置であり、２つのアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信するようになっている。具体的には、アンテナ１１４Ａからは変調信号Ａを送信すると共に、アンテナ１１４Ｂからは変調信号Ｂを送信する。ここで図８では、変調信号Ａについての信号処理系統と、変調信号Ｂについての信号処理系とはほぼ同様の構成であるため、変調信号Ａの処理系統については符号の後ろに「Ａ」を付けて示し、それと対応する変調信号Ｂの処理系統については符号の後ろに「Ｂ」を付けて示した。
マルチアンテナ送信装置１００のフレーム構成信号生成部１１５は、フレーム構成に関する情報、符号化方法の情報及び変調方式の情報などの制御信号１１６を出力する。符号化部１０２Ａは、変調信号Ａのデータ１０１Ａ及び制御信号１１６を入力とし、制御信号１１６に基づいた符号化を施し、符号化後のデータ１０３Ａを出力する。
並べ替え部１０４Ａは、符号化後のデータ１０３Ａ及び制御信号１１６を入力とし、制御信号１１６に基づいて符号化後のデータ１０３Ａを並べ替え、並べ替え後のデータ１０５Ａを出力する。
変調部１０６Ａは、並べ替え後のデータ１０５Ａ及び制御信号１１６を入力とし、制御信号１１６に基づきＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭのいずれか変調を施し、ベースバンド信号１０７Ａを出力する。
シリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１０８Ａは、ベースバンド信号１０７Ａを入力とし、シリアルパラレル変換を施し、パラレル信号１０９Ａを出力する。逆フーリエ変換部（ｉｆｆｔ）１１０Ａは、パラレル信号１０９Ａを入力とし、フーリエ変換を施し、フーリエ変換後の信号１１１ＡすなわちＯＦＤＭ信号を出力する。無線部１１２Ａは、フーリエ変換後の信号１１１Ａを入力とし、周波数変換、増幅等の所定の無線処理を施すことで変調信号Ａの送信信号１１３Ａを形成する。送信信号Ａはアンテナ１１４Ａから電波として出力される。
変調信号Ｂについても、符号化部１０２Ｂ、並べ替え部１０４Ｂ、変調部１０６Ｂ、シリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１０８Ｂ、逆フーリエ変換部（ｉｆｆｔ）１１０Ｂ、無線部１１２Ｂによって同様の処理が施され、変調信号Ｂの送信信号１１３Ｂがアンテナ１１４Ｂから電波として出力される。
図９に、マルチアンテナ送信装置１００の各アンテナ１１４Ａ、１１４Ｂから送信される変調信号Ａ、変調信号Ｂのフレーム構成例を示す。図９（ａ）はアンテナ１１４Ａから送信される変調信号Ａのフレーム構成を示し、図９（ｂ）はアンテナ１１４Ｂから送信される変調信号Ｂのフレーム構成を示すものである。本実施の形態の場合、通信方式として空間多重のＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）伝送を用いるので、同一キャリア、同一時刻の変調信号Ａと変調信号Ｂのシンボルは、それぞれ異なるアンテナから同時に送信され、空間で多重される。
フレームの先頭に配置されているプリアンブルは、チャネル変動を推定するためのものであり、受信機では、プリアンブルを用いてチャネル変動を推定し、ＺＦ（Zero Forcing）、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）を施すことで、変調信号Ａと変調信号Ｂとを分離することができる。
キャリアＹの時間方向に亘って配置されたパイロットシンボルは、受信装置において、プリアンブルで除去できなかった周波数オフセットや、デバイスの特性による歪み（振幅・位相）を推定し、除去するために用いられるシンボルである。
またデータシンボルは、データを伝送するためのシンボルであり、プリアンブルに続いて送信される。
図１０に、マルチアンテナ送信装置１００から送信された信号を受信復調するマルチアンテナ受信装置の構成を示す。
マルチアンテナ受信装置３００の無線部３０３＿１は、アンテナ３０１＿１で受信した受信信号３０２＿１を入力とし、増幅、周波数変換等を施し、ベースバンド信号３０４＿１を出力する。フーリエ変換部（ｆｆｔ）３０５＿１は、ベースバンド信号３０４＿１を入力とし、フーリエ変換を施し、フーリエ変換後の信号３０６＿１を出力する。
変調信号Ａのチャネル変動推定部３０７＿１は、フーリエ変換後の信号３０６＿１を入力とし、図９（ａ）に示した変調信号Ａのプリアンブルを抽出し、このプリアンブルに基づいて変調信号Ａのチャネル変動を推定し、変調信号Ａのチャネル変動推定信号３０８＿１を出力する。
変調信号Ｂのチャネル変動推定部３０９＿１は、フーリエ変換後の信号３０６＿１を入力とし、図９（ｂ）に示した変調信号Ｂのプリアンブルを抽出し、このプリアンブルに基づいて変調信号Ａのチャネル変動を推定し、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号３１０＿１を出力する。
なお、無線部３０３＿２、フーリエ変換部３０５＿２、変調信号Ａのチャネル変動推定部３０７＿２、変調信号Ｂのチャネル変動推定部３０９＿２は、上述と同様の動作をする。
信号処理部３１１は、フーリエ変換後の信号３０６＿１、３０６＿２、変調信号Ａのチャネル変動推定信号３０８＿１、３０８＿２、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号３１０＿１、３１０＿２を入力とし、ＺＦ（Zero Forcing）、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）等の処理を行うと共にデコードを行いことで、変調信号Ａの受信データ３１２Ａ及び変調信号Ｂの受信データ３１２Ｂを得る。信号処理部３１１の詳細の動作については、図１２を用いて後述する。
図１１に、マルチアンテナ送信装置とマルチアンテナ受信装置との間での通信モデルを示す。アンテナ４０９Ａから送信される変調信号をＴｘａ（ｔ）、アンテナ４０９Ｂから送信される変調信号をＴｘｂ（ｔ）（ｔ：時間）とする。また、各送受信アンテナ間でのチャネル変動をそれぞれｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）とし、アンテナ４１０＿１で受信した受信信号をＲｘ１（ｔ）、アンテナ４１０＿２で受信した受信信号をＲｘ２（ｔ）とすると、以下の関係式が成立する。
図１２に、マルチアンテナ受信装置３００の信号処理部３１１の構成を示す。分離・周波数オフセット推定・補償部４０１は、フーリエ変換後の信号３０６＿１、３０６＿２、変調信号Ａのチャネル変動推定信号３０８＿１、３０８＿２、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号３１０＿１、３１０＿２を入力とし、（１）式についての逆行列演算（ＺＦ）を行うことで変調信号Ａと変調信号とを分離する。また分離・周波数オフセット推定・補償部４０１は、図９に示したパイロットシンボルを用いて、周波数オフセットや、デバイスの特性による歪み（振幅・位相）を推定し、推定結果に基づいて、これを補償することで、変調信号Ａの補償後のベースバンド信号４０２Ａ、変調信号Ｂの補償後のベースバンド信号４０２Ｂを得る。
軟判定計算部４０３Ａは、変調信号Ａの補償後のベースバンド信号４０２Ａを入力とし、ブランチメトリックを計算することで軟判定値４０４Ａを得る。デインターリーブ部４０５Ａは、軟判定値４０４Ａを入力とし、デインターリーブ（並べ替え部１０４Ａと逆の処理）を行うことでデインターリーブ後の軟判定値４０６Ａを得る。デコーダ４０７Ａは、デインターリーブ後の軟判定値４０６Ａを入力とし、これを復号することで変調信号Ａの受信データ４０８Ａを得る。
また、軟判定計算部４０３Ｂ、デインターリーブ部４０５Ｂ、デコーダ４０７Ｂは、上述と同様の動作をし、変調信号Ｂの受信データ４０８Ｂを得る。
図１３は、図９のフレーム構成で変調信号を送信した場合に、受信装置において得られる、時間ｉ、ｉ＋１、ｉ＋２、ｉ＋３、ｉ＋４、ｉ＋５におけるキャリア１からキャリア６の信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ）の関係の一例を示したものである。図１３のように、データシンボルのＳＮＲは、プリアンブルから時間的に離れるにつれてＳＮＲが低下する。これは、受信装置における周波数の推定誤差、デバイスの特性による歪み（振幅・位相）の推定誤差が、プリアンブルから時間的に離れるにつれて大きくなるからである。
例えば図８７のように、１ＯＦＤＭシンボル内でインターリーブを施し、受信装置においてデインターリーブを施した場合、時間ｉ＋４、ｉ＋５のようにプリアンブルから時間的に離れたＯＦＤＭシンボルに属するデータは、デインターリーブを施しても、図１３の現象を考慮すると、ＳＮＲが劣悪なデータシンボルのみで構成されることになるので、誤り訂正を行っても符号化ゲインを得るのが困難であり、誤り率特性が劣化することになる。
ここで、送受信装置がそれぞれ１本のアンテナのみ具備する従来のシステムでは、この問題を解決することは、非常に簡単であった。周波数オフセット、歪み推定のためのシンボル、例えばパイロットシンボルを挿入すればよい。このとき、パイロットシンボルの挿入頻度もそれほど多くする必要がないため、パイロットシンボルの挿入による伝送速度の低下も小さく、パイロットシンボルを挿入しても、システムとしてのデメリットはそれほど大きくなかった。
一方、空間多重を用いたＭＩＭＯシステムを例とするマルチアンテナシステムでは、伝送路上で混ざり合った各変調信号を分離するための分離用シンボル（図９のプリアンブル）は必ず必要となる。また、この分離用シンボルを用いて、チャネル変動ｈ１１〜ｈ２２が推定されている。
ここで、チャネル変動ｈ１１〜ｈ２２の推定精度を劣化させる要因として、周波数オフセット、歪みの時間的変動がある。しかしながら、パイロットシンボルを挿入し、周波数オフセット、歪み推定の時間的変動を推定するだけでは前述のＳＮＲの低下を防ぐことは困難である。
あくまでも、チャネル変動ｈ１１〜ｈ２２の推定精度を確保しない限り、前述のＳＮＲの低下を防ぐことは困難なためである。これを実現するためには、分離用シンボルの挿入頻度をあげる方法が考えられる。つまり、パイロットシンボルの挿入頻度をあげても、解決が困難である。
しかし、分離用シンボルは、全キャリアに亘って配置する必要があるので、分離用シンボルの挿入頻度をあげると伝送速度の低下が著しいという課題が発生する。したがって、分離用シンボルの挿入頻度をできる限り少なく保ったままで、ＳＮＲを改善することが重要である。
本実施の形態では、プリアンブルの挿入頻度を増やさずに、プリアンブルの離れた位置のシンボルに割り当てられたデータの誤り率特性の劣化を抑制することができるマルチアンテナ送信装置を提案するものである。
本実施の形態では、符号化部１０２Ａ、１０２Ｂと変調部１０６Ａ、１０６Ｂとの間に設けた並べ替え部１０４Ａ、１０４Ｂの並べ替え処理を工夫することで、上述した問題を解決した。以下その詳細について説明する。
ここで、並べ替え部１０４Ａ、１０４Ｂは、入力されるｍ番目のデータを、周波数軸においてキャリアｐ（ｍ）の位置のデータシンボルに、かつ時間軸において時間ｑ（ｍ）の位置のデータシンボルに、配置するように並べ替えるものとする。この並べ替え処理を、π（ｍ）＝（ｐ（ｍ），ｑ（ｍ））で表す。
図１４及び図１５は、並べ替え部１０４Ａ、１０４Ｂによる符号化後のデータの並べ替え処理例を示す。なお図１４及び図１５は、一例として６ＯＦＤＭシンボル内でデータの並べ替えを行った例を示すものである。なお、プリアンブルは省略している。図１４、図１５において、（１）、（２）、（３）………は、データの配置の順番を示しており、例えば、１番目に入力されたデータを（１）のデータシンボルに配置し、２番目に入力されたデータを（２）のデータシンボルに配置することを意味している。
図１４、図１５の並べ替えで重要なことは、１番目のデータ、２番目のデータを異なる時間のデータシンボル位置に配置することである。例えば、符号化部１０２Ａ、１０２Ｂがブロックサイズ６のブロック符号化処理を施した場合には、並べ替え部１０４Ａ、１０４Ｂは、符号化ブロック内の６個のデータを、時間的に異なる位置のシンボルに割り当てる。つまり、例えば、ｑ（１）≠ｑ（２）≠ｑ（３）≠ｑ（４）≠ｑ（５）≠ｑ（６）、ｑ（７）≠ｑ（８）≠ｑ（９）≠ｑ（１０）≠ｑ（１１）≠ｑ（１２）となるようにブロック符号化後のデータをシンボルに割り当てる。
これにより、受信装置がデインターリーブを施したデータ系列において、ＳＮＲが劣悪なデータが連続することがなくなるため、誤り訂正を行うことで符号化ゲインを得ることができるようになり、誤り率特性の劣化を抑制できる。
因みに、周波数軸方向におけるＳＮＲの相関性（近いキャリア同士ではＳＮＲの相関性が高い）を考慮した場合、上記の条件に加え、ｐ（１）≠ｐ（２）≠ｐ（３）≠ｐ（４）≠ｐ（５）≠ｐ（６）、ｐ（７）≠ｐ（８）≠ｐ（９）≠ｐ（１０）≠ｐ（１１）≠ｐ（１２）となるように符号化データを並べ替えると、誤り率特性の劣化を一段と抑制できるようになる。
このように、本実施の形態によれば、同一符号化ブロック内の符号化データが、時間方向の複数のデータシンボルに割り当てられるように符号化データを並べ替える並べ替え部１０４Ａ、１０４Ｂを設けたことにより、プリアンブルから遠く離れた位置のデータシンボルに符号化ブロック内の全てのデータが割り当てられることを回避できる。換言すれば、各符号化ブロック間の、プリアンブルからの距離を実質的に均一化できるので、プリアンブルからの距離に起因する誤り率特性の劣化を抑制し得るマルチアンテナ送信装置１００を実現できる。また、フェージングによるノッチの影響も軽減できる。
なお、本実施の形態では、図９のように、プリアンブル、データシンボル、パイロットシンボルのみで構成されたフレーム構成を例に採って説明したが、これに限ったものではなく、例えば制御情報を伝送するシンボル等を含んでいてもよい。要は、データシンボルの前にプリアンブルを配置するものに広く適用して好適である。
また、図８に示した構成例では、各変調信号Ａ、Ｂについて各々符号化部１０２Ａ、１０２Ｂを設けた構成を説明したが、１つの符号化部で変調信号Ａ、Ｂ両方の符号化処理を行う構成に適用することもできる。
図１６に、その構成例を示す。図８との対応部分に同一符号を付して示す図１６において、マルチアンテナ送信装置５００がマルチアンテナ送信装置１００と異なる点は、符号化部１０２及び並べ替え部１０４が一つしかない点である。
符号化部１０２は、データ１０１及び制御信号１１６を入力とし、制御信号１１６に基づいた符号化を施すことで、符号化後のデータ１０３を得る。並べ替え部１０４は、符号化後のデータ１０３及び制御信号１１６を入力とし、制御信号１１６に含まれるフレーム構成の情報に基づき、符号化後のデータイ１０３を並べ替え、並べ替え後のデータ１０５Ａ、１０５Ｂをそれぞれ変調部１０６Ａ、１０６Ｂに供給する。
図１７、図１８、図１９に、並べ替え部１０４による符号化後のデータの並べ替え処理例を示す。
図１７では、はじめに、符号化後の６ビットのデータを変調信号Ａの異なる時間のデータシンボルに割り当てる（図１７の（１）、（２）、（３）、（４）、（５）、（６）に相当する）。更に、符号化後の６ビットのデータを変調信号Ｂの異なる時間のデータシンボルに割り当てる（図１７の（７）、（８）、（９）、（１０）、（１１）に相当する）。次に、符号化後の６ビットのデータを変調信号Ａに割り当てる。このように、符号化後のデータを異なる時間のデータシンボルに割り当てると共に、変調信号Ａ、変調信号Ｂに交互に割り当てる。このようにすることで、図１４、図１５に示した割り当て例と同様の効果を得ることができるのに加えて、変調信号Ａ、変調信号Ｂに交互に割り当てているため、空間的なダイバーシチゲインを得ることができるというさらなる効果を得ることができる。
図１８では、変調信号Ａ、変調信号Ｂに交互にデータの割り当てを行っている。そのとき、奇数番目だけを抽出した６ビットのデータ、または、偶数番目だけを抽出した６ビットのデータを、異なる時間のシンボルに配置する。例えば、変調信号Ａの（１）（３）（５）（７）（９）（１１）のデータシンボルを見れば明らかである。このようにすることで、図１４、図１５に示した割り当て例と同様の効果を得ることができるのに加えて、変調信号Ａ、変調信号Ｂに交互に割り当てているため、空間的なダイバーシチゲインを得ることができるというさらなる効果を得ることができる。
図１９では、まず、変調信号Ａにデータを割り当て、次に変調信号Ｂに割り当てている。そして、符号化後の６ビットを単位として、これらを異なる時間のシンボルに配置する。このようにすることで、図１４、図１５に示した割り当て例と同様の効果を得ることができる。
図２０に、図１６に示すような構成のマルチアンテナ送信装置５００から送信された信号を受信復調するマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成を示す。ここでマルチアンテナ受信装置の全体構成は、図１０に示したような構成とすればよく、信号処理部３１１を、図２０に示すように構成すればよい。
図１２との対応部分に同一符号を付して示す図２０の信号処理部３１１は、デインターリーブ部４０５、デコーダ部４０７が１つだけしか設けられていない点を除いて、図１２の信号処理部３１１と同様の構成である。デインターリーブ部４０５は、変調信号Ａの軟判定値４０４Ａ、変調信号Ｂの軟判定値４０４Ｂを入力とし、フレーム構成に応じてデインターリーブを行う（図１６の並べ変え部１０４と逆の処理を行う）ことで、デインターリーブ後の軟判定値４０６を得る。デコーダ４０７は、デインターリーブ後の軟判定値４０６を入力とし、これを復号することで受信データ４０８を得る。
（実施の形態３）
本実施の形態では、マルチアンテナ送信装置でＬＤＰＣ符号化を行う場合の具体的な形態を説明する。さらには、適応変調を行う場合の具体的な形態を説明する。
本実施の形態では、マルチアンテナ送信装置でＬＤＰＣ符号化を行う場合の具体的な形態を説明する。さらには、適応変調を行う場合の具体的な形態を説明する。
図２１は、図８の符号化部１０２Ａ、１０２Ｂでそれぞれ符号化後のブロックサイズが９８０ビットでなるＬＤＰＣ符号化を行った場合の、並べ替え部１０４Ａ、１０４Ｂによるデータシンボルへの符号化後データの割り当て例を示す。変調信号ＡのＡ（１）、Ａ（２）、………、Ａ（９８０）の９８０シンボルに１つの符号化ブロック内の９８０ビットを割り当てる。ここで、（１）、（２）、………、（９８０）は、データの順番を示している。同様に、変調信号ＢのＢ（１）、Ｂ（２）、………、Ｂ（９８０）の９８０シンボルに１つの符号化ブロック内の９８０ビットを割り当てる。このように、１つの符号化ブロック内のデータ（ビット）が複数のデータシンボルに割り当てられている。これにより、１つの符号化ブロック内のデータを少ないデータシンボルに割り当てる場合と比較して、バースト誤りを抑制できる。
図２２に、図１６の符号化部１０２でブロックサイズが９８０ビットでなるＬＤＰＣ符号化を行った場合の、並べ替え部１０４によるデータシンボルへの符号化後データの割り当て例を示す。変調信号Ａ及び変調信号Ｂの９８０シンボルに１つの符号化ブロック内の９８０ビットを割り当てる。ここで、（１）、（２）、・・・、（９８０）はデータの順番を示している。このように、１つの符号化ブロック内のデータ（ビット）が複数のデータシンボルかつ複数のアンテナに割り当てることにより、１つの符号化ブロック内のデータを少ないデータシンボルに割り当てる場合と比較してバースト誤りを抑制できるのに加えて、空間的なダイバーシチゲインを得ることができるというさらなる効果を得ることができる。
次に、通信状況により適応変調を行う（すなわち変調方式を切り替える）マルチアンテナ送信装置に、本発明を適用した場合の形態について説明する。
図２３に適応変調を行うマルチアンテナ送信装置の構成を示す。図８との対応部分に同一符号を付して示す図２３のマルチアンテナ送信装置６００は、例えば基地局に設けられている。受信装置２３０３は、アンテナ２３０１で受信した受信信号２３０２を入力とし、受信処理を行うことで、通信相手の端末が送信した通信状況の情報、例えばビットエラー率、パケットエラー率、フレームエラー率、受信電界強度、マルチパスの状況など情報を得、これから変調方式を決定し、これを制御情報２３０４として出力する。フレーム構成信号生成部１１５は、制御情報２３０４を入力とし、制御情報２３０４に基づき、変調方式、フレーム構成を決定し、これらをフレーム構成信号１１６として変調部１０６Ａ、１０６Ｂに加えて符号化部１０２Ａ、１０２Ｂ及び並べ替え部１０４Ａ、１０４Ｂに送出する。
並べ替え部１０４Ａ、１０４Ｂは、実施の形態１で説明したのと同様に、変調方式に応じて並べ替えを変更する。
図２４に、マルチアンテナ送信装置６００と通信を行う通信相手の端末の構成例を示す。図１０との対応部分に同一符号を付して示す図２４のマルチアンテナ受信装置７００の送信装置２４０３は、送信データ２４０２、ベースバンド信号３０４＿１、３０４＿２、受信データ３１２Ａ、３１２Ｂを入力とし、例えばベースバンド信号３０４＿１、３０４＿２から受信電界強度を推定し、受信データ３１２Ａ、３１２Ｂからビットエラー率、パケットエラー率、フレームエラー率を求め、これらの情報と送信データを含んだ送信信号２４０４を形成し、これをアンテナ２４０５から電波として出力する。これにより、基地局（マルチアンテナ送信装置６００）の変調方式が変更される。
なお、変調方式の変更方法はこれに限ったものではなく、通信相手である端末が希望する変調方式を指定してもよく、また、基地局が、通信相手の端末が送信した変調信号を受信し、その受信状態に基づいて、送信する変調信号の変調方式を決定するようにしても同様に実施することができる。
（実施の形態４）
本実施の形態では、ＬＤＰＣ符号化後の最後のブロックデータの割り当て方の工夫を説明する。図２５において、縦軸は周波数を示し、キャリア１からｎを用いてデータを送信する。また横軸は時間を示す。
本実施の形態では、ＬＤＰＣ符号化後の最後のブロックデータの割り当て方の工夫を説明する。図２５において、縦軸は周波数を示し、キャリア１からｎを用いてデータを送信する。また横軸は時間を示す。
図２５において、１パケットのデータを、最初は１６ＱＡＭを用いて送信しているものとする。したがって、例えば実施の形態１で説明した方法のように、９８０シンボルで４つの符号化後ブロック＃１〜＃４を並列に送信することになる。１パケットのデータ量が可変であるとすると、最後に送信するデータ量が、必ずしも、１６ＱＡＭで４つの符号化ブロックを満たす量となるわけではない。ここで、重要なことは、１シンボルが異なる符号化ブロックのブロック内符号化データが集まった構成とすることであり、後述する実施の形態５の構成方法を用いてもよい。
本実施の形態では、最後に送信する符号化ブロックの数が１つの場合、図２５Ａのように、最後のブロックの変調方式としてＢＰＳＫを選択し、９８０シンボルで１つの符号化ブロック＃１のみを送信する。
また、最後に送信する符号化ブロックの数が１つより多く２つ以下の場合、図２５Ｂのように、最後のブロックの変調方式としてＱＰＳＫを選択し、９８０シンボルで２つの符号化ブロック＃１、＃２を送信する。この場合には、図４（ｂ）、図５（ｂ）、図６（ｂ）又は図７（ｂ）で説明したような並べ替えを行うとよい。
また、最後に送信する符号化ブロックの数が２つより多い場合、図２５Ｃのように、最後のブロックの変調方式として１６ＱＡＭを選択し、９８０シンボルで例えば４つの符号化ブロック＃１〜＃４を送信する。この場合には、図４（ｃ）、図５（ｃ）、図６（ｃ）又は図７（ｃ）で説明したような並べ替えを行うとよい。
このように送信することで、１つの符号化ブロックデータが常に９８０シンボルによって送信されるため、フェージングのノッチによる影響を軽減でき、受信品質が向上する。
なお、別の割り当て方としては、符号化ブロックの数に拘わらず１６ＱＡＭを選択し、不足した分のデータはすべて、例えば“０”のダミーのデータを送信するようにしてもよい。このように送信しても、１つの符号化ブロックデータが常に９８０シンボルによって送信されるため、フェージングのノッチによる影響を軽減でき、受信品質を向上させることができる。
以上の操作は、パケット通信を行っていた場合、受信品質をできる限り均一にするためには、非常に重要である。すなわち、もし、最後の符号化ブロックのデータを、９８０シンボルより少ないシンボル数で送信すると、最後の符号化ブロックの誤り率特性が劣化してしまい、パケットエラーの発生確率が大きくなってしまう。本実施の形態の方法によれば、これを有効に回避できる。
（比較例）
ここでは図２６を用いて、本発明による符号化ブロックデータの複数シンボルへの均一割り当て方法との比較例として、従来一般的に行われている割り当て方法とその欠点について説明する。
ここでは図２６を用いて、本発明による符号化ブロックデータの複数シンボルへの均一割り当て方法との比較例として、従来一般的に行われている割り当て方法とその欠点について説明する。
図２６Ａは、通信状況として時間と受信電界強度の関係の一例として、９８０シンボル区間での受信電界強度の状態を示している。
図２６Ｂは、変調方式がＢＰＳＫのときのフレーム構成例を示している。なお、図２６Ｂでは、例えばＯＦＤＭのようにキャリア１からキャリアｎを用いているマルチキャリア伝送方式の場合を例として示している。従って、縦軸は周波数軸となっており、キャリア１からキャリアｎが存在する。変調方式がＢＰＳＫのときには、図２６Ｂのように１つの符号化後ブロック（ブロック＃１）を伝送するのに９８０シンボルが必要となる。
これに対して、変調方式が１６ＱＡＭのときには、１６ＱＡＭでは１シンボルで４ビットを伝送できるため、１つの符号化後ブロックを伝送するのに２４５シンボルが必要となる。したがって、９８０シンボルを用いると、ブロック＃１、ブロック＃２、ブロック＃３、ブロック＃４の４ブロックを送信できることになる。
そして、従来は、図２６Ｃに示すように、ＢＰＳＫと同様に、時間方向に、ブロック＃１のシンボル、ブロック＃２のシンボル、ブロック＃３のシンボル、ブロック＃４のシンボルと順に割り当てることが一般的である。
ここで、図２６ＢのようにＢＰＳＫを用いている場合には、図２６Ａのような通信状況であっても、１つの符号化ブロックで受信電界強度の大きい時間と小さい時間が存在するので、符号化ブロック単位で復号を行うと、受信電界強度の大きいデータの影響により、誤りが訂正される可能性が高い。
これに対して、図２６Ｃのように１６ＱＡＭを用いている場合には、ブロック＃１及びブロック＃３は、受信電界強度が大きいので受信品質は良いが、ブロック＃２及びブロック＃４は、受信電界強度が小さいので受信品質が悪くなる。このように、変調方式の変調多値数が増加するにつれ、１つの符号化ブロックが必要とするシンボル数が減少するため、フェージングによる受信電界強度のノッチの影響を受け易い。つまり、ノッチによる受信品質の低下を受け易くなる。
本発明の送信装置は、上記実施の形態でも説明したように、このような問題を符号長（ブロックサイズ）を変えること無しに、有効に解決したものである。
（実施の形態５）
本実施の形態では、実施の形態１の簡単な変形例について説明する。つまり、本実施の形態は、“１つのデータシンボルは、異なる符号化ブロックのブロック内符号化データが集まって構成される”といった基本構成は実施の形態１と同様であり、本実施の形態はその変形例である。
本実施の形態では、実施の形態１の簡単な変形例について説明する。つまり、本実施の形態は、“１つのデータシンボルは、異なる符号化ブロックのブロック内符号化データが集まって構成される”といった基本構成は実施の形態１と同様であり、本実施の形態はその変形例である。
本実施の形態における送信装置の構成例は図１のとおりであり、その動作も実施の形態１と同様である。また、本実施の形態における符号化部１１によるＬＤＰＣ符号の生成処理に関する構成は、図２のとおりであり、その動作は、実施の形態１と同様である。
本実施の形態では、変調部１５による変調処理が、ＱＰＳＫ及び１６ＱＡＭの場合を例にとって説明する。つまり、本実施の形態の場合、変調部１５は、図３に示したような信号点配置及びビット配置を行うものとする。
図２７は、本実施の形態の送信装置が、ＬＤＰＣ符号化された各符号化ブロック内のビットを、変調後のどのシンボルに割り当てるかを示すものである。具体的には、９８０ビットで構成されている一つのブロック内符号化データ（ＬＤＰＣ符号化後のデータ）を、どのシンボルに配置するかを示すものである。また、横軸はシンボルの時間的な並びを示している。縦軸は１シンボルを構成するビット番号、つまり、ＱＰＳＫの場合ｂ１、ｂ２、１６ＱＡＭの場合ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４を示している。
さらに、図中＃Ｘ−Ｙは、Ｘ番目の符号化ブロックのＹ番目（９８０ビットの中のＹ番目）のビットを示している。例えば＃１−１は、１番目の符号化ブロックの１番目のビットを示す。同様に、例えば＃２−９７９は、２番目の符号化ブロックの９７９番目のビットを示す。
図２７Ａは、変調方式がＱＰＳＫのときの各シンボルへのビット割り当てを示している。本実施の形態では、変調方式がＱＰＳＫのときには、１シンボルで２ビット（ｂ１、ｂ２）送信し、両者のビットを用いて、１番目の符号化ブロックのデータを送信する。したがって、４９０シンボルを用いて、９８０ビットで構成された１つの符号化ブロックを送信することになる。
図２７Ｂは、変調方式が１６ＱＡＭのときの各シンボルへのビット割り当てを示している。変調式が１６ＱＡＭのときには、１シンボルで４ビット（ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４）送信することになるので、４９０シンボルによって９８０ビットで構成された符号化後ブロックを２つ送信できる。ここでの各シンボルへのビット割当ての特徴は、１つのブロック内符号化データを複数のシンボルに割り当てることである。具体的には、１６ＱＡＭの９８０シンボルのビットｂ１、ｂ２に符号化後ブロック＃１のデータ＃１−１〜＃１−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットｂ３、ｂ４に符号化後ブロック＃２のデータ＃２−１〜＃２―９８０を割り当てる。
これにより、各符号化ブロック内のビット（データ）をＱＰＳＫと同等の数のシンボルに亘って時間的（または、周波数的（特に、ＯＦＤＭなどのマルチキャリア伝送のとき））（または、空間的（特に、ＭＩＭＯ伝送のとき））に分散して配置できるため、フェージングによるノッチによって符号化ブロック内のデータの品質が全体的に落ち込むことを回避できる。つまり、符号化ブロック内のほとんどのデータがバースト的に誤る確率が低くなるので、誤り率特性を改善できる。
図２７Ｃは、シングルキャリア伝送を用いたときの本実施の形態におけるフレーム構成例を示している。プリアンブル２８０１は、例えば、受信装置で、信号検出、周波数オフセット推定及び補償、利得制御を行うためのシンボルである。制御情報シンボル２８０２は、例えば、変調方式の情報、符号化率の情報、パケットの長さの情報を伝送するためにシンボルである。データシンボル２８０３は、データを伝送するためのシンボルであり、変調方式がＱＰＳＫのときは、図２７Ａの構成でデータを伝送し、変調方式が１６ＱＡＭのときは、図２７Ｂの構成でデータを伝送する。
図２８は、本実施の形態の送信装置の構成例を示している。図２８では、図１と同様に動作するものについては同一符号を付した。送信装置２９００はセレクタ２９０１を有する。セレクタ２９０１は、送信データＳ１、制御信号Ｓ１０を入力とし、制御信号Ｓ１０に含まれる変調方式の情報に応じて、送信データＳ１を振り分ける。本実施の形態では、セレクタ２９０１は、変調方式がＱＰＳＫのとき、振り分けデータ＃１を出力信号２９０１＿１として符号化部１１＿１に出力する。このとき、セレクタ２９０１は、符号化部１１＿２には出力信号２９０１＿２を出力しない。これに対して、セレクタ２９０１は、変調方式が１６ＱＡＭのとき、振り分けデータ＃１を出力信号２９０１＿１として符号化部１１＿１に出力すると共に、振り分けデータ＃２を出力信号２９０２＿２として符号化部１１＿２に出力する。
符号化部１１＿１、１１＿２は、それぞれ、入力されたデータを符号化し、符号化後のデータ２９０２＿１、２９０２＿２を出力する。符号化部１１＿２は、変調方式がＱＰＳＫのときには符号化動作を行わない。なお、符号化部１１＿１、１１＿２は、変調方式の情報を制御信号Ｓ１０から知ることができる。
変調部１５は、符号化後のデータ２９０２＿１、２９０２＿２、制御信号Ｓ１０を入力とし、制御信号Ｓ１０の変調方式に応じた変調を行ことで送信シンボル、つまり、ベースバンド信号Ｓ３を得、これを無線部１６に出力する。このとき、変調部１５は、プリアンブルや制御情報シンボルも付加する。無線部１６以降の動作は、図１と同様である。
図２８の送信装置２９００においては、符号化部１１＿１、１１＿２を並列に配置し、変調多値数が大きな変調方式ほど、多くの符号化部を並列動作させるようになっている。これにより、図１に示したような構成と比較して、送信処理の高速化が可能となる。特に、変調多値数の大きな変調方式に切り替えた場合でも、変調多値数の小さな変調方式と同等のシンボルレートを維持できる利点がある。但し、図１に示すような構成でも、図２７に示したような送信フレームを形成することは可能である。図１の構成は、図２８の構成と比較して、送信処理速度は遅いものの、符号化部が少ないので回路規模は小さくて済む。
図２９は、本実施の形態における受信装置の構成例を示している。受信装置３０００は、無線部３００３に、アンテナ３００１で受信した受信信号３００２を入力し、受信信号３００２に周波数変換、直交復調等の処理を施すことでベースバンド信号３００４を得、これを出力する。
制御部３００５は、ベースバンド信号３００４を入力とし、図２７Ｃのプリアンブル２８０１、制御情報シンボル２８０２を検出し、これらのシンボルに基づいて、信号検出、周波数オフセット推定、チャネル推定を行と共に変調方式の情報を抽出し、これらの情報を含む制御信号３００６を各部に出力する。
軟値作成部３００７は、ベースバンド信号３００４、制御信号３００６を入力とし、制御信号３００６に含まれるチャネル推定情報とベースバンド信号３００４から、復号のための各ビットの軟値を計算することで軟値信号３００８を得、これを出力する。
振り分け部３００９は、制御信号３００６、軟値信号３００８を入力とし、制御信号３００６に含まれる変調方式の情報がＱＰＳＫを示していた場合、軟値信号３００８を軟値＃１信号３０１０＿１として復号部３０１１＿１に出力する。これに対して、振り分け部３００９は、変調方式の情報が１６ＱＡＭを示していた場合、軟値信号３００８を軟値＃１信号３０１０＿１と軟値＃２信号３０１０＿２に振り分け、これらをそれぞれ復号部３０１１＿１、３０１１＿２に出力する。ここで、軟値＃１信号３０１０＿１は、図２７Ａ、図２７Ｂのブロック＃１に関する軟値であり、軟値＃２信号３０１０＿２は、図２７Ｂのブロック＃２に関する軟値である。
復号部３０１１＿１は、軟値＃１信号３０１０＿１、制御信号３００６を入力とし、軟値＃１信号３０１０＿１に基づき復号を行うことで復号後のデータ＃１信号３０１２＿１を得、これを出力する。この復号後のデータ＃１信号３０１２＿１は、図２７Ａ、図２７Ｂの＃１のブロックのデータに相当する。
復号部３０１１＿２は、軟値＃２信号３０１０＿２、制御信号３００６を入力とし、軟値＃２信号３０１０＿２に基づき復号を行うことで復号後のデータ＃２信号３０１２＿２を得、これを出力する。この復号後のデータ＃２信号３０１２＿２は、図２７Ｂの＃２のブロックのデータに相当する。なお、復号部３０１１＿２は、変調方式がＱＰＳＫのときは復号動作を行わない。
パラレル・シリアル変換部３０１３は、復号後のデータ＃１信号３０１２＿１、復号後のデータ＃２信号３０１２＿２、制御信号３００６を入力とし、変調方式に応じて並べ替えを行うことで並べ替え後のデータ３０１４を得、これを出力する。
以上の構成により、図１又は図２８のような構成の送信装置１０、３０００から図２７のようなフレーム構成の変調信号をされた場合に、受信信号から送信データＳ１に相当する復号後のデータ３０１４を得ることができる。
特に、本実施の形態の受信装置においては、図２９のように、復号部を並列に設置し、受信信号の変調多値数が大きいほど、多くの復号部を並列動作させるようになっている。これにより、受信処理の高速化が可能となる。特に、受信信号の変調多値数が大きい場合でも、変調多値数の小さな受信信号と同等のシンボルレートで受信処理を行うことができるといった利点がある。さらに言うと、受信側での誤り率特性を向上させるために図２７に示したようなフレーム構成の変調信号を伝送した場合でも、図２９のような構成の受信装置３０００を用いれば、シンボルレートを低下させずに受信処理を行うことができるようになる。
以上のように、本実施の形態によれば、実施の形態１と同様に、１シンボルがより多くのブロックのブロック符号化データが集まって構成されるように、ブロック符号化データを並べ替えるようにしたことで、実施の形態１と同様に、受信品質を向上させることができる。
さらに、本実施の形態によれば、送信側に複数の符号化部を並列に配置し、変調多値数が大きな変調方式ほど、多くの符号化部を並列動作させるようにしたことにより、変調多値数の大きな変調方式に切り替えた場合でも、変調多値数の小さな変調方式と同等のシンボルレートを維持できるようになる。また、受信側に複数の復号部を並列に配置し、受信信号の変調多値数が大きいほど、多くの復号部を並列動作させるようにしたことにより、受信信号の変調多値数が大きい場合でも、変調多値数の小さな受信信号と同等のシンボルレートで受信処理を行うことができるようになる。つまり、シンボルレートの高速化に対し、容易に対応することができるため、より高速なデータ伝送を実現することができる。
なお、実施の形態１では、例えば図４〜図７に示したように各シンボルに１ビット単位でブロックデータを割り当てた例を説明したのに対して、本実施の形態では、例えば図２７に示したように各シンボルに２ビット単位でブロックデータを割り当てる例について説明した。すなわち、１６ＱＡＭに着目した場合、実施の形態１では、１シンボルを構成する各ビットｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４独立にブロックデータを割り当てたが、本実施の形態では、ビットｂ１，ｂ２を１つの単位として、これら２ビットにはブロックデータ＃１を割り当て、ビットｂ３，ｂ４を１つの単位として、これら２ビットにはブロックデータ＃２を割り当てた。しかし、本実施の形態で説明した送信装置及び受信装置は、実施の形態１のようなフレーム構成にも適用することができる。図３０に、その適用可能なフレーム構成例を示す。
また、本実施の形態では、ＬＤＰＣ符号等のブロック符号に対する処理を例に説明したが、ターボ符号や畳み込み符号などのトレリス符号に対しても、上述したのと同様な方法を適用することができる。詳細については、実施の形態６で説明する。
また、本実施の形態では、シングルキャリア通信を行う送信装置、受信装置の構成を例に説明したが、これに限ったものではなく、ＯＦＤＭなどのマルチキャリア通信を行う送信装置、受信装置でも同様に実施することができる。
また、ＭＩＭＯ通信等のマルチアンテナ通信を行う送信装置、受信装置でも同様に実施することができる。本実施の形態で説明した技術は、多重化方法によらず、広く適用することができる。
特に、ＯＦＤＭなどのマルチキャリア方式では、シンボルを配列する方法として、時間軸以外に周波数軸つまり（サブ）キャリア方向に並べる方法がある（例えば、図９、図１４、図２５などを参照）。
本実施の形態の技術は、シンボルを時間軸に並べる場合、周波数軸に並べる場合のいずれにも適用でき、上述したのと同様の効果を得ることができる。さらに、ＭＩＭＯ伝送方式のようにシンボルを空間軸に並べる場合でも適用でき、同様の効果を得ることができる。
（実施の形態６）
実施の形態１、実施の形態５では、本発明を、ＬＤＰＣ符号等のブロック符号に適用する場合について説明したが、本実施の形態では、本発明を、ターボ符号や畳み込み符号などのトレリス符号に適用する場合について説明する。
実施の形態１、実施の形態５では、本発明を、ＬＤＰＣ符号等のブロック符号に適用する場合について説明したが、本実施の形態では、本発明を、ターボ符号や畳み込み符号などのトレリス符号に適用する場合について説明する。
本実施の形態の特徴は、トレリス符号化により順次形成されるトレリス符号化データを、複数シンボルに亘って割り当てて送信シンボルを形成した後に、その送信シンボルをシンボル単位でインターリーブするようにした点である。
これにより、ランダムビットインターリーブ処理を行うのと同様の処理を、小さい回路規模で、高速に行うことができるようになる。つまり、本実施の形態における、順次形成されるトレリス符号化データを複数シンボルに亘って割り当てる処理は、従来のランダムビットインターリーブ処理と比較すると非常に簡単な処理で済み、かつそのシンボルに対してシンボル単位でのインターリーブを施すと言った簡単な処理を施すだけなので、従来のビットインターリーバと比較して簡易な回路で、ビットインターリーブと等価の処理を行うことができる。
図３１Ａ、図３１Ｂは、本実施の形態における、例えば、畳み込み符号化された各符号化されたデータが、変調後のどのシンボルに割り当てられるかを示すものである。また、横軸はシンボルの時間的な並びを示している。縦軸は１シンボルを構成するビット番号、つまり、ＱＰＳＫの場合ｂ１、ｂ２、１６ＱＡＭの場合ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４を示している。
さらに、図中＃Ｘ−Ｙは、Ｘ番目の符号化処理により得られたＹ番目のビットを示している。例えば＃１−１は、１番目の符号化処理により得られた１番目のビットを示す。同様に、例えば＃２−１００は、２番目の符号化処理により得られた１００番目のビットを示す。図３１の配置は、シンボルインターリーブ前の順番を示しており、シンボルインターリーブは、１００シンボルで行われる。シンボルインターリーブについては、図３２、図３３を用いて詳しく説明する。
図３１Ａは、変調方式がＱＰＳＫのときの各シンボルへのビット割り当てを示している。変調方式がＱＰＳＫのときには、１シンボルで２ビット（ｂ１、ｂ２）送信する。本実施の形態では、この両者のビットを用いて、１番目の符号化データと２番目の符号化データを送信する。ここで、１番目の符号化データ（＃１−１、＃１−２、＃１−３・・・）とは、一つのトレリス符号化が施されたデータであり、また、２番目の符号化データ（＃２−１、＃２−２、＃２−３・・・）とは、一つのトレリス符号化が施されたデータである。
ここで言う一つのトレリス符号化処理とは、１つのトレリス符号器から符号化されて順次出力される符号化データの１つのまとまりのことである。従って、１番目の符号化データと２番目の符号化データの作り方は、例えば後述するように異なる符号化部を設け、１番目の符号化部により得られる符号化データを１番目の符号化データとし、２番目の符号化部により得られる符号化データを２番目の符号化データとすればよい。
また、単一の符号化部により順次出力される符号化データのうち、例えば、１個目の符号化データから１００個目の符号化データまでを１番目の符号化データとし、１０１個目の符号化データから２００個目の符号化データまでを２番目の符号化データとしてもよい。
図３１Ｂは、変調方式が１６ＱＡＭのときの各シンボルへのビット割り当てを示している。変調式が１６ＱＡＭのときには、１シンボルで４ビット（ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４）送信する。本実施の形態では、この４つのビットを用いて、４つの符号化データを送信する。
図３１Ｂの例では、１６ＱＡＭのビットｂ１を用いて１番目の符号化データ＃１に関連するデータが送信される。同様に１６ＱＡＭのビットｂ２を用いて２番目の符号化データ＃２に関連するデータが、１６ＱＡＭのビットｂ３を用いて３番目の符号化データ＃３に関連するデータが、１６ＱＡＭのビットｂ４を用いて４番目の符号化データ＃４に関連するデータが送信される。
これにより、各符号化ビット（データ）をＱＰＳＫと同等の数のシンボルに亘って時間的（または、周波数的（特に、ＯＦＤＭなどのマルチキャリア伝送のとき））（または、空間的（特に、ＭＩＭＯ伝送のとき））に分散して配置できるため、フェージングによるノッチによって符号化データの品質が全体的に落ち込むことを回避できる。つまり、データがバースト的に誤る確率を低くできるので、誤り率特性を改善できる。当然、ＱＰＳＫについてもビット単位で同様の操作が行われているため、同様の効果を得ることができる。
図３１Ｃは、シングルキャリア伝送を用いたときの本実施の形態におけるフレーム構成例を示している。なお、図３１Ｃのフレーム構成は、既に説明した図２７Ｃと同様のため、ここでの説明は省略する。
図３２は、本実施の形態における送信装置の構成例を示している。図３２では、図１、図２８と同様に動作するものについては、図１、図２８と同一符号を付した。セレクタ２９０１は、送信データＳ１、制御信号Ｓ１０を入力とし、制御信号Ｓ１０に含まれる変調方式の情報に応じて、送信データＳ１を振り分ける。
本実施の形態では、セレクタ２９０１は、変調方式がＱＰＳＫのとき、振り分けデータ＃１を出力信号２９０１＿１として符号化部１１＿１に、振り分けデータ＃２を出力信号２９０１＿２として符号化部１１＿２に出力する。このとき、セレクタ２９０１は、符号化部１１＿３、１１＿４には出力信号２９０１＿３、２９０１＿４は出力しない。
これに対して、セレクタ２９０１は、変調方式が１６ＱＡＭのとき、振り分けデータ＃１を出力信号２９０１＿１として符号化部１１＿１に、振り分けデータ＃２を出力信号２９０２＿２として符号化部１１＿２に、振り分けデータ＃３を出力信号２９０１＿３として符号化部１１＿３に、振り分けデータ＃４を出力信号２９０２＿４として符号化部１１＿４に出力する。
符号化部１１＿１、１１＿２、１１＿３、１１＿４は、それぞれ、入力されたデータをトレリス符号化することで符号化データ２９０２＿１、２９０２＿２、２９０２＿３、２９０２＿４を得、これを出力する。符号化部１１＿３、１１＿４は、変調方式がＱＰＳＫのときには符号化動作を行わない。なお、符号化部１１＿１〜１１＿４は、変調方式の情報を制御信号Ｓ１０から知ることができる。
マッピング部３３０４は、符号化データ２９０２＿１、２９０２＿２、２９０２＿３、２９０２＿４、制御信号Ｓ１０を入力とし、ＱＰＳＫのときには図３１Ａに示したマッピング処理を行うと共に、１６ＱＡＭのときには図３１Ｂに示したマッピング処理を行うことで、送信シンボル、つまりベースバンド信号３３０５を得、これをインターリーバ３３０１に出力する。
インターリーバ３３０１は、ベースバンド信号Ｓ３を入力とし、この信号にシンボルインターリーブ処理を施し、インターリーブ後のベースバンド信号３３０２を出力する。変調部３３０３は、インターリーブ後のベースバンド信号３３０２を帯域制限し、帯域制限後のベースバンド信号Ｓ３を出力する。
本実施の形態の送信装置３３００の大きな利点は、インターリーブ処理にある。この点について詳しく説明する。
一般に、インターリーバには、ビット単位でインターリーブ処理を行うビットインターリーバと、シンボル単位でインターリーブ処理を行うシンボルインターリーバがある。ビットインターリーブ処理は、シンボルインターリーブ処理に比して、受信品質の改善効果が大きい。
本実施の形態の送信装置３３００のインターリーバ３３０１は、マッピング部３３０４により得られたシンボルをインターリーブするので、シンボルインターリーバである。しかし、本実施の形態では、各符号化部１１＿１〜１１＿４により順次形成される符号化データ２９０２＿１〜２９０２＿４が連続して同一シンボルに含まれないよう、マッピング部３３０４によってマッピングを行ってデータシンボルを形成した後に、シンボルインターリーブ処理するので、ビットインターリーブと等価な処理を行うことができる。
具体的には、本実施の形態では、インターリーバ３３０１をマッピング部３３０４の後段に配置することにより、インターリーバ３３０１によってシンボルインターリーブを行う。
ここで、本実施の形態では、図３１のようにフレーム構成を決めているため、シンボルインターリーブを施すことで、各符号化データ＃１、＃２、＃３、＃４は、ビットインターリーブを施されたこと等化となる。つまり、本実施の形態では、マッピング部３３０４によって図３１のようなシンボルを形成し、その後段にシンボルインターリーバ３３０１を配置することで、ビットインターリーブを施した場合と同様の受信品質を受信側で得ることが可能となる。
また、本実施の形態の構成は、ビットインターリーバを設ける場合と比較して、回路規模の点で優れている。何故なら、ビットインターリーブを行うためには、例えば符号化部１１＿１〜１１＿４とマッピング部３３０４の間にインターリーバを配置する方法が従来一般的である。しかしながら、このように、符号化部とマッピング部の間にインターリーバを配置する場合、インターリーバが４つ必要となる。これに対して、本実施の形態の場合には、１つのシンボルインターリーバ３３０１で済むからである。
次に、図３３を用いて、シンボルインターリーバ３３０１の動作の一例を示す。図３３（ａ）は、インターリーバ３３０１による、内蔵メモリへのシンボルデータの書き込み方向と読み出し方向の一例を示したものである。図３３のように、マッピング部３３０４から“シンボル１”“シンボル２”“シンボル３”・・・“シンボル１００”の順番にシンボルが出力されるものとする。そして、インターリーバ３３０１は、図３３（ａ）の横軸方向にメモリへの書き込みを行う。また、インターリーバ３３０１は、図３３（ａ）の縦軸方向に読み出しを行う。これにより、インターリーブ後のシンボルは、図３３（ｂ）のように並べ替えられる。
図２９との対応部分に同一符号を付して示す図３４に、本実施の形態の受信装置の構成例を示す。図３４が図２９と異なる点は、主に、送信装置３３００でインターリーブしたシンボルの順番をもとに戻すためにデインターリーバ３５０１が挿入されている点と、４つの符号化部１１＿１〜１１＿４に対応した４つの復号部３０１１＿１〜３０１１＿４を有する点である。
以上の構成により、受信装置３５００は、図３２の送信装置３３００から送信された変調信号を受信し、復号後のデータ３０１４を得ることができる。特に、受信装置３５００は、復号部３０１１＿１〜３０１１＿４が並列に設置することで、高速動作が可能となる。また、受信装置３５００は、ビットインターリーブされた信号と等価の信号を受信し、それを復号するので、誤り率特性の良い復号データ３０１４を得ることができる。
以上説明したように、本実施の形態によれば、送信データをトレリス符号化する符号化部１１＿１〜１１＿４と、トレリス符号化部１１＿１〜１１＿４により順次形成される符号化データが連続して同一シンボルに含まれないようなマッピングを行って、データシンボルを形成するマッピング部３３０４と、データシンボルをインターリーブするシンボルインターリーバ３３０１とを設けたことにより、小さい回路規模でビットインターリーブと等価のインターリーブ処理を行って、受信側での受信品質を有効に向上させることができる。
つまり、マッピング部３３０４では、トレリス符号化部１１＿１〜１１＿４により、順次形成される符号化データが、連続して同一シンボルに含まれないようなマッピングを行うといった単純な処理を行えばよく、インターリーバ３３０１では、１系統のシンボルに対してインターリーブ処理を施せばよい。本実施の形態の送信装置３３００は、このような単純な処理の組み合わせで、従来のビットインターリーバと等価の処理を、しかも高速で行うことができる。この高速化に関しては、符号化部１１＿１〜１１＿４を並列に設けたことが寄与している。但し、単純に符号化部１１＿１〜１１＿４を並列に設け、かつビットインターリーブを行おうとすると、各符号化部１１＿１〜１１＿４の後段にビットインターリーバを設けなければならず、回路規模が大きくなる。本実施の形態の構成は、ビットインターリーブを行う場合に、回路規模の増大を抑制しつつ、高速化を実現するものである。
なお、本実施の形態では、マッピング部３３０４によって行う各シンボルへのビット割り当て処理を、図３１Ａ、図３１Ｂを例にして説明したが、この例に限らず、例えば図３５Ａ、図３５Ｂのような割り当て処理を行ってもよい。要は、各符号化部１１＿１〜１１＿４により順次形成される符号化データ（例えば＃１−１、＃１−２、＃１−３、………）が連続して同一シンボルに含まれないようなマッピングを行うようにすればよく、実施の形態１、実施の形態５の変調部の処理として説明したシンボルへのビット割り当ても、適宜、本実施の形態のマッピング部３３０４の処理として適用できる。
また、本実施の形態では、データをトレリス符号化して送信する場合を説明した。特に、インターリーバ、デインターリーバの挿入位置について詳しく説明した。ここで、本実施の形態におけるトレリス符号とは、畳み込み符号や、ターボ符号を含むものとする。特にターボ符号を用いた場合、符号化、復号化において、インターリーバ、デインターリーバが必要になる。
この場合、図３２のインターリーバ３３０１と図３４のデインターリーバ３５０１は、ターボ符号の符号化、復号化の際のインターリーバ、デインターリーバとは、別のものである場合が考えられる。別の場合として、図３２のように、インターリーバ３３０１を設けず、各ターボ符号器が異なるインターリーバを有する方法も考えられる。ただし、この場合、各ターボ符号器でエンコードされたデータは、異なる復号を行う必要があるので、復号部の共通化を行うことができない。
また、本実施の形態では、シングルキャリア通信を行う送信装置、受信装置の構成を例に説明したが、これに限ったものではなく、ＯＦＤＭなどのマルチキャリア通信を行う送信装置、受信装置でも同様に実施することができる。また、ＭＩＭＯ通信等のマルチアンテナ通信を行う送信装置、受信装置でも同様に実施することができる。本実施の形態で説明した技術は、多重化方法によらず、広く適用することができる。特に、ＯＦＤＭなどのマルチキャリア方式では、シンボルを配列する方法として、時間軸以外に周波数軸つまり（サブ）キャリア方向に並べる方法がある（例えば、図９、図１４、図２５などを参照）。本実施の形態の技術は、シンボルを時間軸に並べる場合、周波数軸に並べる場合のいずれにも適用でき、上述したのと同様の効果を得ることができる。さらに、ＭＩＭＯ伝送方式のようにシンボルを空間軸に並べる場合でも適用でき、同様の効果を得ることができる。
つまり、本実施の形態の特徴の一つは、複数系統の符号化データをパラレルに入力し、１系統のデータシンボルを出力するマッピング部３３０４と、このデータシンボルをインターリーブするシンボルインターリーバ３３０１とを設けた点にある。
これにより、マッピング処理とシンボルインターリーブ処理との組み合わせにより、符号化処理とビットインターリーブ処理の高速動作が可能となり、且つ、回路規模を削減した構成のビットインターリーバを実現することができるようになる。
（実施の形態７）
本実施の形態では、上述した実施の形態１、実施の形態５、実施の形態６で提示した原理を、特に、トレリス符号とブロック符号の連接符号に適用する場合について説明する。本実施の形態では、ブロック符号化したデータを、トレリス符号化する場合について説明する。
本実施の形態では、上述した実施の形態１、実施の形態５、実施の形態６で提示した原理を、特に、トレリス符号とブロック符号の連接符号に適用する場合について説明する。本実施の形態では、ブロック符号化したデータを、トレリス符号化する場合について説明する。
図１及び図３２との対応部分に同一符号を付して示す図３６に、本実施の形態における送信装置の構成例を示す。送信装置３９００は、セレクタ３９０１に、送信データＳ１、制御信号Ｓ１０を入力する。セレクタ３９０１は、制御信号Ｓ１０に含まれる変調方式の情報に応じて、送信データＳ１を振り分ける。本実施の形態では、セレクタ３９０１は、変調方式がＱＰＳＫのとき、振り分けデータ＃１を出力信号３９０２＿１としてブロック符号化部３９０３＿１に出力する。このとき、セレクタ３９０１は、ブロック符号化部３９０３＿２には出力信号３９０２＿２を出力しない。これに対して、セレクタ３９０１は、変調方式が１６ＱＡＭのとき、振り分けデータ＃１を出力信号３９０２＿１としてブロック符号化部３９０３＿１に出力すると共に、振り分けデータ＃２を出力信号３９０２＿２としてブロック符号化部３９０３＿２に出力する。
ブロック符号化部３９０３＿１、３９０３＿２は、それぞれ振り分けデータ＃１（出力信号３９０２＿１）、振り分けデータ＃２（出力信号３９０２＿２）を入力とし、それぞれ、入力されたデータをブロック符号化し、ブロック符号化後のデータ３９０４＿１、３９０４＿２、３９０５＿１、３９０５＿２を出力する。このときの動作を、図３７を用いて説明する。
図３７は、本実施の形態におけるブロック符号化の例を示している。図３７Ａは、変調方式がＱＰＳＫのときの図３６のブロック符号化部３９０３＿１の動作を示している。なお、上述したように、このとき、図３６のブロック符号化部３９０３＿２は動作しない。
図中＃Ｘ−Ｙは、Ｘ番目の符号化ブロックのＹ番目（９８０ビットの中のＹ番目）のビットを示している。例えば＃１−１は、１番目の符号化ブロックの１番目のビットを示す。同様に、例えば＃２−９７９は、２番目の符号化ブロックの９７９番目のビットを示す。
図３７Ａのように、変調方式がＱＰＳＫのとき、ブロック符号化部３９０３＿１のみ動作し、ブロック符号化部３９０３＿１によって、９８０ビットで構成されたブロック符号化されたデータ＃１−１〜＃１−９８０、＃２―１〜＃２―９８０が生成される。
一方、変調方式が１６ＱＡＭのとき、図３７Ｂのように、ブロック符号化部３９０３＿１、３９０１＿２の両者が動作し、それぞれによって、９８０ビットで構成されたブロック符号化データが生成される。
図３６におけるトレリス符号化部３９０６＿１、３９０６＿２、３９０６＿３、３９０６＿４は、それぞれブロック符号化データ３９０４＿１、３９０４＿２、３９０５＿１、３９０５＿２を入力とし、これらをトレリス符号化し、トレリス符号化後のデータ３９０７＿１、３９０７＿２、３９０７＿３、３９０７＿４を出力する。
図３８を用いて、トレリス符号化部３９０６＿１、３９０６＿２、３９０６＿３、３９０６＿４による動作及びマッピング部３３０４によるシンボルへのビット割り当て動作について説明する。
図３８Ａは、変調方式がＱＰＳＫのときの図３７Ａのように生成されたブロック符号化データを、さらにトレリス符号化した場合のトレリス符号の状態例を示している。ブロック符号化データ＃１−１〜＃１−４９０からは、トレリス符号化部３９０６＿１によるトレリス符号化によって、トレリス符号化データ＃１’―１〜＃１’―９８０が生成される。ただし、＃１’の最後の数ビットのデータについては、次のブロック符号化データ（図３７の場合＃２のブロック符号化データ）を用いることで生成される。そして、トレリス符号化データ＃１’―１〜＃１’―９８０は、マッピング部３３０４によって、ＱＰＳＫ変調で送信される２ビットのうちのビットｂ１に割り当てられる。
同様に、ブロック符号化データ＃１−４９１〜＃１−９８０からは、トレリス符号化部３９０６＿２によるトレリス符号化によって、トレリス符号化データ＃１”―１〜＃１”―９８０が生成される。ただし、＃１”の最後の数ビットのデータについては、次のブロック符号化データ（図３７の場合＃２のブロック符号化のデータ）を用いることで生成される。そして、トレリス符号化データ＃１”―１〜＃１”―９８０は、マッピング部３３０４によって、ＱＰＳＫ変調で送信される２ビットのうちのビットｂ２に割り当てられる。
図３８Ｂは、変調方式が１６ＱＡＭのときの図３７Ｂのように生成されたブロック符号化データをさらにトレリス符号化した場合のトレリス符号の状態例を示している。ブロック符号化データ＃１−１〜＃１−４９０からは、トレリス符号化部３９０６＿１によるトレリス符号化によって、トレリス符号化データ＃１’―１〜＃１’―９８０が生成される。ただし、＃１’の最後の数ビットのデータについては、次のブロック符号化データ（図３７の場合＃３のブロック符号化のデータ）を用いることで生成される。そして、トレリス符号化データ＃１’―１〜＃１’―９８０は、マッピング部３３０４によって、１６ＱＡＭで送信される４ビットのうちのビットｂ１に割り当てられる。
同様に、ブロック符号化データ＃１−４９１〜＃１−９８０からは、トレリス符号化部３９０６＿２によるトレリス符号化によって、トレリス符号化データ＃１”―１〜＃１”―９８０が生成される。ただし、＃１”の最後の数ビットのデータについては、次のブロック符号後のデータ（図３７の場合＃３のブロック符号化のデータ）を用いることで生成される。そして、トレリス符号化データ＃１”―１〜＃１”―９８０は、マッピング部３３０４によって、１６ＱＡＭで送信される４ビットのうちのビットｂ２に割り当てられる。
同様に、ブロック符号化データ＃２−１〜＃２−４９０からは、トレリス符号化部３９０６＿３によるトレリス符号化によって、トレリス符号化データ＃２’―１〜＃２’―９８０が生成される。ただし、＃２’の最後の数ビットのデータについては、次のブロック符号化データ（図３７の場合＃４のブロック符号化のデータ）を用いることで生成される。そして、トレリス符号化データ＃２’―１〜＃２’―９８０は、マッピング部３３０４によって、１６ＱＡＭで送信される４ビットのうちのビットｂ３に割り当てられる。
同様に、ブロック符号化データ＃２−４９１〜＃２−９８０からは、トレリス符号化部３９０６＿４によるトレリス符号化によって、トレリス符号化データ＃２”―１〜＃２”―９８０が生成される。ただし、＃２”の最後の数ビットのデータについては、次のブロック符号後のデータ（図３７の場合＃４のブロック符号化のデータ）を用いることで生成される。そして、トレリス符号化データ＃２”―１〜＃２”―９８０は、マッピング部３３０４によって、１６ＱＡＭで送信される４ビットのうちのビットｂ４に割り当てられる。
これにより、各符号化ビット（データ）をＱＰＳＫと同等の数のシンボルに亘って時間的（または、周波数的（特に、ＯＦＤＭなどのマルチキャリア伝送のとき））（または、空間的（特に、ＭＩＭＯ伝送のとき））に分散して配置できるため、フェージングによるノッチによって符号化データの品質が全体的に落ち込むことを回避できる。つまり、データがバースト的に誤る確率が低くなるので、誤り率特性を改善できる。ＱＰＳＫについてもビット単位で同様の操作が行われているため、同様の効果を得ることができる。本実施の形態では、ブロック符号及びトレリス符号の両者に対し、上記効果を得ることができるという利点がある。
なお、図３６のマッピング部３３０４及びインターリーバ３３０１の動作については、実施の形態５、実施の形態６で説明と同様なので、ここでの詳しい説明は省略する。
図２９及び図３４との対応部分に同一符号を付して示す図３９に、本実施の形態の受信装置の構成例を示す。図３９が、図２９及び図３４と異なる点は、主に、送信装置３９００がブロック符号化とトレリス符号化による連接符号化を行うようになっているので、復号の最終段にブロック符号の復号部４００１＿１、４００１＿２が挿入されている点である。ブロック符号復号部４００１＿１、４００１＿２は、トレリス復号化されたデータ３０１２＿１〜３０１２＿４を入力とし、ブロック符号を復号化し、そのデータ４００２＿１、４００２＿２を出力する。
以上の構成により、受信装置４０００は、図３６の送信装置３９００から送信された変調信号を受信し、復号後のデータ３０１４を得ることができる。特に、受信装置４０００は、（トレリス符号要）復号部３０１１＿１〜３０１１＿４と、ブロック符号用復号部４００１＿１、４００１＿２を、それぞれ並列に設置することで、高速動作が可能となる。また、受信装置４０００は、ビットインターリーブされた信号と等価の信号を受信し、それを復号するので、誤り率特性の良い復号データ３０１４を得ることができる。
以上説明したように、本実施の形態によれば、連接符号を用いた場合でも、実施の形態１、実施の形態５、実施の形態６の方法を適用することで、実施の形態１、実施の形態５、実施の形態６と同様の効果を得ることができる。
なお、本実施の形態では、マッピング部３３０４によって行う各シンボルへのビット割り当て処理を、図３８を例にして説明したが、この例に限らず、適宜、実施の形態１、実施の形態５、実施の形態６で説明した割り当て例を組み合わせても同様の効果を得ることができる。
また、本実施の形態では、データをトレリス符号化して送信する場合を説明した。ここで、本実施の形態におけるトレリス符号とは、畳み込み符号や、ターボ符号を含むものとする。特にターボ符号を用いた場合、符号化、復号化において、インターリーバ、デインターリーバが必要になる。この場合、図３６のインターリーバ３３０１と図３９のデインターリーバ３５０１を、ターボ符号の符号化、復号化に用いられるインターリーバ、デインターリーバとは別に設けるようにしてもよい。別の例として、図３６のようなインターリーバ３３０１を設けず、各ターボ符号器に異なるインターリーバを設けるようにしてもよい。ただし、この場合、各ターボ符号器でエンコードされたデータは、異なる復号を行う必要があるので、復号部の共通化を行うことは困難である。
また、本実施の形態では、シングルキャリア通信を行う送信装置、受信装置の構成を例に説明したが、これに限ったものではなく、ＯＦＤＭなどのマルチキャリア通信を行う送信装置、受信装置でも同様に実施することができる。また、ＭＩＭＯ通信等のマルチアンテナ通信を行う送信装置、受信装置でも同様に実施することができる。本実施の形態で説明した技術は、多重化方法によらず、広く適用することができる。特に、ＯＦＤＭなどのマルチキャリア方式では、シンボルを配列する方法として、時間軸以外に周波数軸つまり（サブ）キャリア方向に並べる方法がある（例えば、図９、図１４、図２５などを参照）。本実施の形態の技術は、シンボルを時間軸に並べる場合、周波数軸に並べる場合のいずれにも適用でき、上述したのと同様の効果を得ることができる。さらに、ＭＩＭＯ伝送方式のようにシンボルを空間軸に並べる場合でも適用でき、同様の効果を得ることができる。
（実施の形態８）
本実施の形態では、実施の形態１〜６で説明したデータ送信方法を、ＭＩＭＯシステム、特に、図８、図９、図１０、図１１に示したような空間多重ＭＩＭＯシステムに適用した場合の、受信品質を一段と向上させる方法及び構成について説明する。
本実施の形態では、実施の形態１〜６で説明したデータ送信方法を、ＭＩＭＯシステム、特に、図８、図９、図１０、図１１に示したような空間多重ＭＩＭＯシステムに適用した場合の、受信品質を一段と向上させる方法及び構成について説明する。
（１）一般的な空間多重ＭＩＭＯシステムの概要
本実施の形態の特徴を説明する前に、一般的な空間多重ＭＩＭＯシステムの構成、送信方法及び復号方法の概要について説明する。
本実施の形態の特徴を説明する前に、一般的な空間多重ＭＩＭＯシステムの構成、送信方法及び復号方法の概要について説明する。
図４０に、Ｎｔ×Ｎｒ空間多重ＭＩＭＯシステムの構成を示す。図４０において、図４０Ａは送信装置の概略構成を示し、図４０Ｂは図４０Ａの送信装置から送信された信号を受信する受信装置の概略構成を示す。
図４０Ａの送信装置は、情報ベクトルｚを、符号化部（outer encoder）４１０１で符号化することで符号化ビットベクトルｕ’を得、インターリーブ部（Π）４１０２でインターリーブ処理することでインターリーブ後の符号化ビットベクトルｕ＝（ｕ１，…，ｕＮｔ）を得る。ただし、ｕｉ＝（ｕｉ１，…，ｕｉＭ），Ｍ：シンボル当たりの送信ビット数を表す。
送信ベクトルｓ＝（ｓ１，…，ｓＮｔ）Ｔと表し、送信アンテナ＃ｉから送信される送信信号ｓｉ＝ｍａｐ（ｕｉ）と表した場合、送信エネルギーを正規化した値Ｅ｛｜ｓｉ｜２｝＝Ｅｓ／Ｎｔと表される（Ｅｓ：チャネル当たりの総エネルギー）。
図４０Ｂに示すように、受信装置は、ディテクタ（ＭＩＭＯ ｄｅｔｅｃｔｅｒ）４１１１と、デインターリーバ（Π−１）４１１２と、デコーダ（ｏｕｔｅｒ ｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔ ｄｅｃｏｄｅｒ）４１１３と、インターリーバ（Π）４１１４とを有する。
受信装置で受信される受信ベクトルをｙ＝（ｙ１，…，ｙＮｒ）Ｔとすると、受信ベクトルｙは、次式のように表される。
なお、式（２）において、ＨＮｔＮｒはチャネル行列、ｎ＝（ｎ１，…，ｎＮｒ）Ｔはノイズベクトルであり、ｎｉは平均値０、分散σ２のｉ．ｉ．ｄ．(independent identically distributed)複素ガウス雑音である。
送信シンボルと受信シンボルは多次元ガウス分布の関係にあることから、受信ベクトルに関する確率ｐ（ｙ｜ｕ）は、次式のように表すことができる。
ここで、図４０Ｂのように、受信装置が、ＭＩＭＯ ｄｅｔｅｃｔｅｒ ４１１１と、ｏｕｔｅｒ ｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔ ｄｅｃｏｄｅｒ ４１１３とを有し、反復復号を行う場合を考える。図４０Ｂにおける対数尤度比のベクトル（Ｌ−ｖａｌｕｅ）は、次の式（４）、式（５）及び式（６）のように表される（例えば非特許文献３、非特許文献４、非特許文献５参照）。
（２）反復検波の概要
ここでは、Ｎｔ×Ｎｒ空間多重ＭＩＭＯシステムにおけるＭＩＭＯ信号の反復検波について説明する。
ここでは、Ｎｔ×Ｎｒ空間多重ＭＩＭＯシステムにおけるＭＩＭＯ信号の反復検波について説明する。
ｘｍｎの対数尤度比を、次式のように定義する。
ベイズの定理より、式（７）は、次式のように表すことができる。
ただし、Ｕｍｎ，±１＝｛ｕ｜ｕｍｎ＝±１｝とする。ここで、例えば非特許文献６、非特許文献７、非特許文献８に記載されているように、式（８）を、次式
を用いて近似すると、式（８）は、次式のように近似することができる。
式（１０）におけるＰ（ｕ｜ｕｍｎ）とｌｎ Ｐ（ｕ｜ｕｍｎ）は、次式のように表される。
ところで、式（３）で定義した式の対数確率は、次式のように表される。
したがって、式（１０）及び式（１３）から、ＭＡＰ（Maximum A posteriori Probability）又はＡＰＰ（A Posteriori Probability）では、事後のＬ−ｖａｌｕｅは、次式のように表される（非特許文献３参照）。
以降では、式（１４）を用いた反復検波を、反復ＡＰＰ復号と呼ぶ。
式（１０）及び式（１３）から、Ｍａｘ−Ｌｏｇ近似（非特許文献９参照）を利用した対数尤度比（Ｍａｘ−Ｌｏｇ ＡＰＰ）における事後のＬ−ｖａｌｕｅは、次式のように表される（非特許文献６、非特許文献７参照）。
以降では、式（１５）、式（１６）を用いた反復検波を、反復Ｍａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰ復号と呼ぶ。反復検波で必要とする外部情報は、式（１４）又は式（１５）から事前入力を減算することで、求めることができる。
（３）本実施の形態のシステムモデルと反復復号
（３−１）システムモデル
図４１に、本実施の形態のシステムモデルを示す。図４１では、説明を簡単化するために、最も簡単な２×２空間多重ＭＩＭＯシステムを例として示している。図４１において、図４１Ａは送信装置の概略構成を示し、図４１Ｂは図４１Ａの送信装置から送信された信号を受信する受信装置の概略構成を示す。
（３−１）システムモデル
図４１に、本実施の形態のシステムモデルを示す。図４１では、説明を簡単化するために、最も簡単な２×２空間多重ＭＩＭＯシステムを例として示している。図４１において、図４１Ａは送信装置の概略構成を示し、図４１Ｂは図４１Ａの送信装置から送信された信号を受信する受信装置の概略構成を示す。
図４１の送信装置は、ストリームＡを符号化部（outer encoder）４２０１＿１で符号化すると共にストリームＢを符号化部（outer encoder）４２０１＿２で符号化する。本実施の形態の場合、符号化部４２０１＿１と符号化部４２０１＿２は、互いに同一のＬＤＰＣ符号で符号化を行うＬＤＰＣ符号化器によって構成されている。
符号化部４２０１＿１で符号化されたストリームＡはインターリーバ（πａ）４２０２＿１でインターリーブされ、符号化部４２０１＿２で符号化されたストリームＢはインターリーバ（πｂ）４２０２＿２でインターリーブされる。
インターリーブ処理されたストリームＡ、ストリームＢは、それぞれ、変調部（Modulator）４２０３＿１、４２０３＿２によって変調された後、送信アンテナＴ＃１、Ｔ＃２から送信される。ここでは、変調部４２０３＿１、４２０３＿２の変調方式を２ｈ−ＱＡＭ（ｈビットで１シンボルを形成）とする。
図４１Ｂの受信装置は、上述のＭＩＭＯ信号の反復検波（反復ＡＰＰ（またはＭａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰ）復号）を行う。本実施の形態の場合、送信装置がＬＤＰＣ符号化を行うようになっているので、受信装置はＬＤＰＣ符号の復号として、例えばｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号を行う。
図４２は、送信フレーム構成を示しており、特にインターリーブ後のシンボルの順番を示している。図中、ｉａ，ｉｂはそれぞれストリームＡ、ストリームＢについてのインターリーブ後のシンボルの順番を示し、ｊａ，ｊｂは変調方式におけるビット位置（ｊａ，ｊｂ＝１，・・・，ｈ）を示し、πａ，πｂはストリームＡ、ストリームＢのインターリーバを示し、Ωｂ ｉa，ｊa，Ωｂ ｉｂ，ｊｂはストリームＡ、ストリームＢのインターリーブ前のデータの順番を示している。因みに、図４２では、ｉａ＝ｉｂのときのフレーム構成を示している。ここで、（ｉａ，ｊａ），（ｉｂ，ｊｂ）を、次式のように記述する。
（３−２）反復復号
ここでは、受信装置がＬＤＰＣ符号の復号を行う際に用いるｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号及びＭＩＭＯ信号の反復検波のアルゴリズムについて詳しく述べる。
ここでは、受信装置がＬＤＰＣ符号の復号を行う際に用いるｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号及びＭＩＭＯ信号の反復検波のアルゴリズムについて詳しく述べる。
（３−２−１）ｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号
２元（Ｍ×Ｎ）行列Ｈ＝｛Ｈｍｎ｝を、復号対象とするＬＤＰＣ符号の検査行列とする。集合［１，Ｎ］＝｛１，２，・・・，Ｎ｝の部分集合Ａ（ｍ），Ｂ（ｎ）を次式のように定義する。
２元（Ｍ×Ｎ）行列Ｈ＝｛Ｈｍｎ｝を、復号対象とするＬＤＰＣ符号の検査行列とする。集合［１，Ｎ］＝｛１，２，・・・，Ｎ｝の部分集合Ａ（ｍ），Ｂ（ｎ）を次式のように定義する。
Ａ（ｍ）は検査行列Ｈのｍ行目において、１である列インデックスの集合を意味し、Ｂ（ｎ）は検査行列Ｈのｎ行目において、１である行インデックスの集合である。ｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号のアルゴリズムは以下のとおりである。
・Ｓｔｅｐ Ａ・１（初期化） ： Ｈｍｎ＝１を満たす全ての組（ｍ，ｎ）に対して事前値対数比βｍｎ＝０とする。ループ変数（反復回数）ｌｓｕｍ＝１とし、ループ最大回数をｌｓｕｍ，ｍａｘと設定する。
・Ｓｔｅｐ Ａ・２（行処理） ： ｍ＝１，２，・・・，Ｍの順にＨｍｎ＝１を満たす全ての組（ｍ，ｎ）に対して、次の式（２１）−式（２３）の更新式を用いて外部値対数比αｍｎを更新する。
上式においてｆはＧａｌｌａｇｅｒの関数である。また、λｎの求め方については後述する。
・Ｓｔｅｐ Ａ・３（列処理） ： ｎ＝１，２，・・・，Ｎの順にＨｍｎ＝１を満たす全ての組（ｍ，ｎ）に対して、次の更新式を用いて外部値対数比βｍｎを更新する。
・Ｓｔｅｐ Ａ・４（対数尤度比の計算） ： ｎ∈［１，Ｎ］について対数尤度比Ｌｎを、次式のように求める。
・Ｓｔｅｐ Ａ・５（反復回数のカウント） ： もしｌｓｕｍ＜ｌｓｕｍ，ｍａｘならばｌｓｕｍをインクリメントして、ｓｔｅｐ Ａ・２に戻る。ｌｓｕｍ＝ｌｓｕｍ，ｍａｘの場合、この回のｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号を終了する。
以上が、１回のｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号の動作である。その後、ＭＩＭＯ信号の反復検波が行われる。上述のｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号の動作説明で用いた変数ｍ，ｎ，αｍｎ，βｍｎ，λｎ，Ｌｎにおいて、ストリームＡにおける変数をｍａ，ｎａ，αａ ｍａｎａ，βａ ｍａｎａ，λｎａ，Ｌｎａ、ストリームＢにおける変数をｍｂ，ｎｂ，αｂ ｍｂｎｂ，βｂ ｍｂｎｂ，λｎｂ，Ｌｎｂで表す。
（３−２−２）ＭＩＭＯ信号の反復検波
ここでは、ＭＩＭＯ信号の反復検波におけるλｎの求め方について詳しく説明する。
式（２）から、次式が成立する。
ここでは、ＭＩＭＯ信号の反復検波におけるλｎの求め方について詳しく説明する。
式（２）から、次式が成立する。
図４２のフレーム構成と、式（１８）、式（１９）とから、次式を定義する。
このとき、ｎａ，ｎｂ∈［１，Ｎ］となる。以降では、ＭＩＭＯ信号の反復検波の反復回数ｋのときのλｎａ，Ｌｎａ，λｎｂ，Ｌｎｂをそれぞれλｋ，ｎａ，Ｌｋ，ｎａ，λｋ，ｎｂ，Ｌｋ，ｎｂと表す。
・Ｓｔｅｐ Ｂ・１（初期検波；ｋ＝０） ： 初期検波のとき、λ０，ｎａ，λ０，ｎｂを以下のように求める。
反復ＡＰＰ復号の場合：
反復ＡＰＰ復号の場合：
反復Ｍａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰ復号の場合：
ただし、Ｘ＝ａ，ｂとする。そして、ＭＩＭＯ信号の反復検波の反復回数をｌｍｉｍｏ＝０とし、最大反復回数をｌｍｉｍｏ，ｍａｘと設定する。
・Ｓｔｅｐ Ｂ・２（反復検波；反復回数ｋ） ： 反復回数ｋのときのλｋ，ｎａ，λｋ，ｎｂは、式（１２）、式（１４）−式（１６）、式（２７）及び式（２８）から、次の式（３２）−式（３５）のように表される。ただし、（Ｘ，Ｙ）＝（ａ，ｂ）（ｂ，ａ）となる。
反復ＡＰＰ復号の場合：
反復Ｍａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰ復号の場合：
・Ｓｔｅｐ Ｂ・３（反復回数のカウント、符号語推定） ： もしｌｍｉｍｏ＜ｌｍｉｍｏ，ｍａｘならばｌｍｉｍｏをインクリメントして、ｓｔｅｐ Ｂ・２に戻る。ｌｍｉｍｏ＝ｌｍｉｍｏ，ｍａｘの場合、推定符号語を次式のように求める。ただし、Ｘ＝ａ，ｂとする。
（４）ファクターグラフによる考察
ここでは、ストリームＡ、ストリームＢのインターリーブパターンが同一（ＳＩＰ：Same Interleave Pattern）の場合、及び、インターリーブパターンが異なる（ＶＩＰ：Varying Interleave Pattern）場合のファクターグラフを記述し、本実施の形態のようにＶＩＰを用いた場合の効果について考察する。
ここでは、ストリームＡ、ストリームＢのインターリーブパターンが同一（ＳＩＰ：Same Interleave Pattern）の場合、及び、インターリーブパターンが異なる（ＶＩＰ：Varying Interleave Pattern）場合のファクターグラフを記述し、本実施の形態のようにＶＩＰを用いた場合の効果について考察する。
（４−１）インターリーブパターンが同一（ＳＩＰ）の場合
上記のシステムモデルにおいて、一例として変調方式を１６ＱＡＭとし、ストリームＡ、ストリームＢのインターリーブパターンが同一の場合のファクターグラフを、図４３に示す。このとき、次式
の関係式が成立したとき、次式
の関係式が成立する。
上記のシステムモデルにおいて、一例として変調方式を１６ＱＡＭとし、ストリームＡ、ストリームＢのインターリーブパターンが同一の場合のファクターグラフを、図４３に示す。このとき、次式
ストリームＡとストリームＢのためのＬＤＰＣ符号は同一であるため、図４３のように、ノードとエッジは対称軸を中心に対称となる。ＳＩＰを行った場合には、対称軸に対し対称関係にある、ストリームＡの変数（Variable）ノードに対応する（ｉａ，ｊａ）とストリームＢの変数（Variable）ノードに対応する（ｉｂ，ｊｂ）では、式（３８）が成立する。
（４−２）インターリーブパターンが異なる（ＶＩＰ）場合
上述のモデルにおいて、一例として変調方式を１６ＱＡＭ（すなわちｈ＝４）とし、ストリームＡ、ストリームＢのインターリーブパターンが異なる場合のファクターグラフを、図４４に示す。図４４におけるノード及びエッジは、ｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号の部分については、対称軸を中心に対称となっている。しかし、ＭＩＭＯ信号の反復検波に関するエッジは、対称軸に対して対称とならない。これにより、ＶＩＰの場合、ＳＩＰの場合より多くの時刻（または周波数）の信頼度伝播が行われるようになる。したがって、時間（場合によっては周波数）及び空間ダイバーシチゲインが向上する可能性が高くなる。
上述のモデルにおいて、一例として変調方式を１６ＱＡＭ（すなわちｈ＝４）とし、ストリームＡ、ストリームＢのインターリーブパターンが異なる場合のファクターグラフを、図４４に示す。図４４におけるノード及びエッジは、ｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号の部分については、対称軸を中心に対称となっている。しかし、ＭＩＭＯ信号の反復検波に関するエッジは、対称軸に対して対称とならない。これにより、ＶＩＰの場合、ＳＩＰの場合より多くの時刻（または周波数）の信頼度伝播が行われるようになる。したがって、時間（場合によっては周波数）及び空間ダイバーシチゲインが向上する可能性が高くなる。
上述したように、ストリームＡとストリームＢのインターリーブパターンを異なるようにすることにより、ＬＤＰＣ符号化を行った場合の受信品質を向上させることができる。なお、上述した例では、ＬＤＰＣ符号化を行った場合について説明したが、これに限らず、要は上述したような反復復号を行う場合に、ストリーム毎に異なるインターリーブパターンでインターリーブ処理を施すようにすれば、アンテナ数（送信変調信号数）や変調方式によらず、上述した例と同様に受信品質を改善することができる。
また、上述した例では、ＭＩＭＯ通信において、ストリーム毎に異なるインターリーブパターンでインターリーブ処理を施す場合について述べたが、これに限らず、図４１Ａとの対応部分に同一符号を付して示す図４５のように、シングルアンテナから複数のストリームの信号を送信する通信方式に適用しても同様の効果を得ることができる。
（５）本実施の形態のインターリーブ方法及び構成
以降では、実施の形態１〜７で説明したデータの並べ替え方法を用い、かつ、空間多重ＭＩＭＯシステムに上記特徴を利用した、本実施の形態のインターリーブ方法及び構成について詳しく説明する。
以降では、実施の形態１〜７で説明したデータの並べ替え方法を用い、かつ、空間多重ＭＩＭＯシステムに上記特徴を利用した、本実施の形態のインターリーブ方法及び構成について詳しく説明する。
（５−１）実施例１
図４６に、実施例１の形態のマルチアンテナ送信装置の構成例を示す。マルチアンテナ送信装置４６００の概略構成は、実施の形態２で説明した図８のマルチアンテナ送信装置１００とほぼ同様なので、図８との対応部分に同一符号を付して詳しい説明は省略する。以下では、本実施の形態の特徴である並べ替え部１０４Ａ、１０４Ｂでのインターリーブ処理（すなわちシンボルへのビット割り当て処理に相当する）を中心に説明する。
図４６に、実施例１の形態のマルチアンテナ送信装置の構成例を示す。マルチアンテナ送信装置４６００の概略構成は、実施の形態２で説明した図８のマルチアンテナ送信装置１００とほぼ同様なので、図８との対応部分に同一符号を付して詳しい説明は省略する。以下では、本実施の形態の特徴である並べ替え部１０４Ａ、１０４Ｂでのインターリーブ処理（すなわちシンボルへのビット割り当て処理に相当する）を中心に説明する。
また、本例では、符号化部１０２Ａ、１０２Ｂによって、図２で説明したようなＬＤＰＣ符号化を行った場合を例にとって説明する。
図４７及び図４８は、ＬＤＰＣ符号化された各符号化ブロック内のビットが、変調後のどのシンボルに割り当てられているかを示すものである。具体的には、９８０ビットで構成されている１つのブロック内符号化データ（ＬＤＰＣ符号化後のデータ）が、どのシンボルに配置されているかを示すものである。また、横軸はシンボルの時間的な並びを示している。縦軸は１シンボルを構成するビット番号、つまり、ＢＰＳＫの場合ｂ１、ＱＰＳＫの場合ｂ１，ｂ２、１６ＱＡＭの場合ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４、６４ＱＡＭの場合ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４，ｂ５，ｂ６を示している。
図４７は、図４６のアンテナ１１４Ａから送信される変調信号（ストリーム）Ａについてのインターリーブ処理（すなわちシンボルへのビット割り当て処理）例を示している。
図４７（ａ）は、変調方式がＢＰＳＫのとき各シンボルへのビット割り当てを示している。変調方式がＢＰＳＫのときには、１シンボルで１ビット（Ａ＿ｂ１）を送信することになるので、９８０シンボルによって９８０ビットの符号化ブロックを１つだけ送信する。
図４７（ｂ）は、変調方式がＱＰＳＫのときの各シンボルへのビット割り当てを示している。変調方式がＱＰＳＫのときには、１シンボルで２ビット（Ａ＿ｂ１，Ａ＿ｂ２）送信することになるので、９８０シンボルによって９８０ビットの符号化後ブロックを２つ送信できる。ここでの各シンボルは、図からも明らかなように、異なる符号化ブロックのブロック内符号化データが集まって構成される。具体的には、ＱＰＳＫの９８０シンボルのビットＡ＿ｂ１に符号化後ブロック＃１のビット＃１−１〜＃１−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットＡ＿ｂ２に符号化後ブロック＃２のデータ＃２−１〜＃２−９８０を割り当てる。これにより、各符号化ブロック内のビット（データ）をＢＰＳＫと同等の数のシンボルに亘って時間的に分散して配置できるため、フェージングによるノッチによって符号化ブロック内のデータの品質が全体的に落ち込むことを回避できる。つまり、符号化ブロック内のほとんどのデータがバースト的に誤る確率が低くなるので、誤り率特性を改善できる。
図４７（ｃ）は、変調方式が１６ＱＡＭのときの各シンボルへのビット割当てを示している。変調方式が１６ＱＡＭのときには、１シンボルで４ビット（Ａ＿ｂ１、Ａ＿ｂ２、Ａ＿ｂ３、Ａ＿ｂ４）送信することになるので、９８０シンボルによって９８０ビットの符号化後ブロックを４つ送信できる。ここでの各シンボルへのビット割当ての特徴は、ＱＰＳＫのときと同様に、１つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てることである。具体的には、１６ＱＡＭの９８０シンボルのビットＡ＿ｂ１に符号化後ブロック＃１のデータ＃１−１〜＃１−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットＡ＿ｂ２に符号化後ブロック＃２のデータ＃２−１〜＃２―９８０を割り当て、９８０シンボルのビットＡ＿ｂ３に符号化後ブロック＃３のデータ＃３−１〜＃３−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットＡ＿ｂ４に符号化後ブロック＃４のデータ＃４−１〜＃４−９８０を割り当てる。これにより、各符号化ブロック内のビット（データ）をＢＰＳＫと同等の数のシンボルに亘って時間的に分散して配置できるため、フェージングによるノッチによって符号化ブロック内のデータの品質が全体的に落ち込むことを回避できる。つまり、符号化ブロック内のほとんどのデータがバースト的に誤る確率が低くなるので、誤り率特性を改善できる。
図４７（ｄ）は、変調方式が６４ＱＡＭのときの各シンボルへのビット割当てを示している。変調方式が６４ＱＡＭのときには、１シンボルで６ビット（Ａ＿ｂ１、Ａ＿ｂ２、Ａ＿ｂ３、Ａ＿ｂ４、Ａ＿ｂ５、Ａ＿ｂ６）送信することになるので、９８０シンボルによって９８０ビットの符号化後ブロックを６つ送信できる。ここでの各シンボルへのビット割当ての特徴は、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭのときと同様に、１つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てることである。具体的には、６４ＱＡＭの９８０シンボルのビットＡ＿ｂ１に符号化後ブロック＃１のデータ＃１−１〜＃１−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットＡ＿ｂ２に符号化後ブロック＃２のデータ＃２−１〜＃２―９８０を割り当て、９８０シンボルのビットＡ＿ｂ３に符号化後ブロック＃３のデータ＃３−１〜＃３−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットＡ＿ｂ４に符号化後ブロック＃４のデータ＃４−１〜＃４−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットＡ＿ｂ５に符号化後ブロック＃５のデータ＃５−１〜＃５−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットＡ＿ｂ６に符号化後ブロック＃６のデータ＃６−１〜＃６−９８０を割り当てる。
これにより、各符号化ブロック内のビット（データ）をＢＰＳＫと同等の数のシンボルに亘って時間的に分散して配置できるため、フェージングによるノッチによって符号化ブロック内のデータの品質が全体的に落ち込むことを回避できる。つまり、符号化ブロック内のほとんどのデータがバースト的に誤る確率が低くなるので、誤り率特性を改善できる。
図４８は、図４６のアンテナ１１４Ｂから送信される変調信号（ストリーム）Ｂについてのインターリーブ処理（すなわちシンボルへのビット割り当て処理）例を示している。
図４８（ａ）は、変調方式がＢＰＳＫのとき各シンボルへのビット割り当てを示している。変調方式がＢＰＳＫのときには、１シンボルで１ビット（Ｂ＿ｂ１）を送信することになるので、９８０シンボルによって９８０ビットの符号化ブロックを１つだけ送信する。
図４８（ｂ）は、変調方式がＱＰＳＫのときの各シンボルへのビット割り当てを示している。変調方式がＱＰＳＫのときには、１シンボルで２ビット（Ｂ＿ｂ１，Ｂ＿ｂ２）送信することになるので、９８０シンボルによって９８０ビットの符号化後ブロックを２つ送信できる。ここでの各シンボルは、図からも明らかなように、異なる符号化ブロックのブロック内符号化データが集まって構成される。具体的には、ＱＰＳＫの９８０シンボルのビットＢ＿ｂ１に符号化後ブロック＃１のビット＃１−１〜＃１−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットＢ＿ｂ２に符号化後ブロック＃２のデータ＃２−１〜＃２−９８０を割り当てる。これにより、各符号化ブロック内のビット（データ）をＢＰＳＫと同等の数のシンボルに亘って時間的に分散して配置できるため、フェージングによるノッチによって符号化ブロック内のデータの品質が全体的に落ち込むことを回避できる。つまり、符号化ブロック内のほとんどのデータがバースト的に誤る確率が低くなるので、誤り率特性を改善できる。
図４８（ｃ）は、変調方式が１６ＱＡＭのときの各シンボルへのビット割当てを示している。変調方式が１６ＱＡＭのときには、１シンボルで４ビット（Ｂ＿ｂ１、Ｂ＿ｂ２、Ｂ＿ｂ３、Ｂ＿ｂ４）送信することになるので、９８０シンボルによって９８０ビットの符号化後ブロックを４つ送信できる。ここでの各シンボルへのビット割当ての特徴は、ＱＰＳＫのときと同様に、１つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てることである。具体的には、１６ＱＡＭの９８０シンボルのビットＢ＿ｂ１に符号化後ブロック＃１のデータ＃１−１〜＃１−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットＢ＿ｂ２に符号化後ブロック＃２のデータ＃２−１〜＃２―９８０を割り当て、９８０シンボルのビットＢ＿ｂ３に符号化後ブロック＃３のデータ＃３−１〜＃３−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットＢ＿ｂ４に符号化後ブロック＃４のデータ＃４−１〜＃４−９８０を割り当てる。これにより、各符号化ブロック内のビット（データ）をＢＰＳＫと同等の数のシンボルに亘って時間的に分散して配置できるため、フェージングによるノッチによって符号化ブロック内のデータの品質が全体的に落ち込むことを回避できる。つまり、符号化ブロック内のほとんどのデータがバースト的に誤る確率が低くなるので、誤り率特性を改善できる。
図４８（ｄ）は、変調方式が６４ＱＡＭのときの各シンボルへのビット割当てを示している。変調方式が６４ＱＡＭのときには、１シンボルで６ビット（Ｂ＿ｂ１、Ｂ＿ｂ２、Ｂ＿ｂ３、Ｂ＿ｂ４、Ｂ＿ｂ５、Ｂ＿ｂ６）送信することになるので、９８０シンボルによって９８０ビットの符号化後ブロックを６つ送信できる。ここでの各シンボルへのビット割当ての特徴は、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭのときと同様に、１つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てることである。具体的には、６４ＱＡＭの９８０シンボルのビットＢ＿ｂ１に符号化後ブロック＃１のデータ＃１−１〜＃１−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットＢ＿ｂ２に符号化後ブロック＃２のデータ＃２−１〜＃２―９８０を割り当て、９８０シンボルのビットＢ＿ｂ３に符号化後ブロック＃３のデータ＃３−１〜＃３−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットＢ＿ｂ４に符号化後ブロック＃４のデータ＃４−１〜＃４−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットＢ＿ｂ５に符号化後ブロック＃５のデータ＃５−１〜＃５−９８０を割り当て、９８０シンボルのビットＢ＿ｂ６に符号化後ブロック＃６のデータ＃６−１〜＃６−９８０を割り当てる。
これにより、各符号化ブロック内のビット（データ）をＢＰＳＫと同等の数のシンボルに亘って時間的に分散して配置できるため、フェージングによるノッチによって符号化ブロック内のデータの品質が全体的に落ち込むことを回避できる。つまり、符号化ブロック内のほとんどのデータがバースト的に誤る確率が低くなるので、誤り率特性を改善できる。
以上に加えて、本実施例においては、図４７及び図４８に示したように、変調信号Ａ、変調信号Ｂにおけるビットシフト量を変えることにより、シンボルへのビット割り当てパターンを変調信号Ａと変調信号Ｂとで変えるようになっている。具体的には、並べ替え部１０４Ａ、１０４Ｂを異なるビットシフタで構成すればよい。これにより、簡単な回路構成でシンボルへのビット割り当てパターンを変調信号Ａと変調信号Ｂとで変えることができる。以下、この点について詳しく説明する。
まず、一つの条件として、図４７及び図４８で用いる符号化方式は同一であるものとする。これにより、符号化部１０２Ａ、１０２Ｂを共通化できるので、その分回路を簡素化できる。
ここで、シンボルへのビット割り当てパターン（インターリーブパターン）を変調信号（ストリーム）Ａと変調信号（ストリーム）Ｂとで変えるための最も簡単な方法として、ストリームＡとストリームＢで異なるランダムインターリーバを用いることが考えられる。しかし、この方法は、演算規模が大きくなる。
そこで、本実施例では、ビットシフトのみで、シンボルへのビット割り当てパターン（インターリーブパターン）を変調信号（ストリーム）Ａと変調信号（ストリーム）Ｂとで変えるようにした。
図４７（ａ）及び図４８（ａ）に示すように、変調信号Ａ、変調信号ＢとしてＢＰＳＫの変調信号を送信する場合、変調信号Ａに対して変調信号Ｂを２ビットシフトして形成する。
また、図４７（ｂ）及び図４８（ｂ）に示すように、変調信号Ａ、変調信号ＢとしてＱＰＳＫの変調信号を送信する場合、Ａ＿ｂ１で送信する順番に対し、Ａ＿ｂ２は２ビットシフトさせ、Ｂ＿ｂ１は４ビットシフトさせ、Ｂ＿ｂ２は６ビットシフトさせる。これにより、変調信号Ａと変調信号Ｂのインターリーブパターンを異ならせることができると共に、Ａ＿ｂ１、Ａ＿ｂ２、Ｂ＿ｂ１、Ｂ＿ｂ２のインターリーブパターンを異ならせることができる。特に、Ａ＿ｂ１、Ａ＿ｂ２、Ｂ＿ｂ１、Ｂ＿ｂ２のインターリーブパターンを異ならせることにより、図４３及び図４４のファクターグラフを用いて上述したように、受信品質を改善できる。
同様に、図４７（ｃ）及び図４８（ｃ）、図４７（ｄ）及び図４８（ｄ）に示すように、変調信号Ａ、変調信号Ｂとして１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの変調信号を送信する場合にも、各ビット（Ａ＿ｂ１、Ａ＿ｂ２、・・・、Ｂ＿ｂ１、Ｂ＿ｂ２、・・・）で送信する符号ブロックにおいて、各ビットに対して異なるシフト量のビットシフトを施すことで、データを送信する順番を、各変調信号の各ビット（Ａ＿ｂ１、Ａ＿ｂ２、・・・、Ｂ＿ｂ１、Ｂ＿ｂ２、・・・）で異なるようにした。
このように、変調信号Ａ、変調信号Ｂの各ビットに対して異なるシフト量のビットシフトを施すことで、データを送信する順番を各変調信号の各ビットで異なるようにしたことにより、受信機において、反復ＡＰＰや反復Ｍａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰを行った場合の受信品質を改善することができる。
（５−２）実施例２
図４９及び図５０に、図４７及び図４８とは異なるインターリーブ処理例を示す。図４９は、図４６のアンテナ１１４Ａから送信される変調信号（ストリーム）Ａについてのインターリーブ処理（すなわちシンボルへのビット割り当て処理）例を示し、図５０は、図４６のアンテナ１１４Ｂから送信される変調信号（ストリーム）Ｂについてのインターリーブ処理（すなわちシンボルへのビット割り当て処理）例を示す。
図４９及び図５０に、図４７及び図４８とは異なるインターリーブ処理例を示す。図４９は、図４６のアンテナ１１４Ａから送信される変調信号（ストリーム）Ａについてのインターリーブ処理（すなわちシンボルへのビット割り当て処理）例を示し、図５０は、図４６のアンテナ１１４Ｂから送信される変調信号（ストリーム）Ｂについてのインターリーブ処理（すなわちシンボルへのビット割り当て処理）例を示す。
因みに、図４７と図４９の関係、および、図４８と図５０の関係は、図４と図５の関係と同様である。
図４９、図５０でも、１つのブロック内符号化データが複数のシンボルに割り当てるといった点では図４７、図４８と同様であり、図４７、図４８のように並べ替えたときと同様の効果を得ることができる。図４９、図５０が図４７、図４８と異なる点は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭにおいて、一つの符号化後ブロックを固定ビット（例えば、Ａ＿ｂ１のみ）に割り当てるのではなく、全てのビット（例えば、１６ＱＡＭのときにはＡ＿ｂ１、Ａ＿ｂ２、Ａ＿ｂ３、Ａ＿ｂ４）に割り当てるようにした点である。
このような割り当て方を採用した理由について述べる。１６ＱＡＭのＡ＿ｂ１の受信品質、Ａ＿ｂ２の受信品質、Ａ＿ｂ３の受信品質、Ａ＿ｂ４の受信品質には差がある。ここでは、Ａ＿ｂ１の受信品質が最も悪いものとする。すると、例えば、ブロック＃１をＡ＿ｂ１のみで送信した場合、ブロック＃１は受信品質が悪いブロックとなってしまう。パケット通信を行っている場合、パケットエラーは最も受信品質の悪いブロックの受信品質に影響を受けることになる。したがって、この場合、ブロック＃１〜＃４の受信品質をなるべく均一にした方が良い。図４９、図５０のような割り当てを行うとこれを実現できる。さらに、好適には、ブロック＃１〜ブロック＃４についてＡ＿ｂ１、Ａ＿ｂ２、Ａ＿ｂ３、Ａ＿ｂ４に割り当てる回数をできる限り均一となるようにすると良い。なお、割り当てる回数の差は、高々１回であることが望ましい。因みに、１回の差は、送信シンボル数が必ず４（ビット）の倍数（１６ＱＡＭが１シンボルに送信できるビット数）であるとは限らないために、どのように割り当てたとしても発生してしまうことがある。
なお、ここでは１６ＱＡＭのときを例に説明したが、６４ＱＡＭについても同様の処理を行うことで同様の効果を得ることができる。但し、ＱＰＳＫの場合は、Ａ＿ｂ１、Ａ＿ｂ２には受信品質の差がないため、同様の効果を得ることができるとは限らない。しかし、送信装置、受信装置により発生する歪みにより、受信品質に差が発生する可能性は否定できないため、効果が得られる可能性はある。また、図４９、図５０のようなインターリーブ処理を施して送信し、受信機において反復ＡＰＰや反復Ｍａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰを行えば、受信品質を改善できることは、図４７、図４８のようなインターリーブ処理を施した場合と同様である。
なお、上述の説明では、ビットシフト量を異なるようにすることで変調信号（ストリーム）毎及び変調信号（ストリーム）内でのインターリーブパターンを異ならせる場合について説明したが、変調信号（ストリーム）毎及び変調信号（ストリーム）内でのインターリーブパターンを異ならせる方法はこれに限ったものではない。例えば、前述のように、変調信号毎にランダムインターリーブを施す方法もある。この場合、演算規模が大きくなるといった欠点はあるが、データの受信品質の改善できるといった点では上述の例と同様の効果が得られる。
また、図３３のようなブロックインターリーバを複数用意し、各変調信号の各ビット（Ａ＿ｂ１、Ａ＿ｂ２、・・・、Ｂ＿ｂ１、Ｂ＿ｂ２、・・・）で異なるブロックインターリーブ処理を施すような方法も考えられる。要するに、各変調信号の各ビット（Ａ＿ｂ１、Ａ＿ｂ２、・・・、Ｂ＿ｂ１、Ｂ＿ｂ２、・・・）で異なるデータの並べ替えを行うことが重要な点である。
次に、本実施例の送信装置の構成について詳しく説明する。
図５１に、本実施例の送信装置の構成を示す。図５１の送信装置５０００は、各アンテナから、図４７と図４８のペア、または、図４９と図５０のペアの変調信号を送信するための構成例である。なお、図５１では、図２８、図３２と同様に動作する構成要素については同一符号を付している。
図５１の送信装置５０００が、図２８の送信装置２９００及び図３２の送信装置３３００と異なる点は、ストリームＡ送信信号生成部５０１０及びストリームＢ送信信号生成部５０２０によって、２つのストリームＳ１＿Ａ、Ｓ１＿Ｂから２つの送信信号Ｓ４＿Ａ、Ｓ４＿Ｂを生成し、これらを２つのアンテナ１７＿Ａ、１７＿Ｂから送信する点である。
加えて、符号化部１１とマッピング部３３０４の間に順番入替部５００１が設けられている点である。
はじめに、ストリームＡ送信信号生成部５０１０について説明する。符号化部１１＿１、１１＿２、１１＿３、１１＿４、１１＿５、１１＿６は同一の符号化器で構成されている。このようにすることで、続く順番入替部５００１＿１、５００１＿２、５００１＿３、５００１＿４、５００１＿５、５００１＿６の順番入替（インターリーブパターン）を異ならせれば、図４４のファクターグラフを用いて上述したように受信品質を向上させることができる。
各順番入替部５００１＿１、５００１＿２、５００１＿３、５００１＿４、５００１＿５、５００１＿６は、それぞれ異なる順番入れ替えを行う。実際上、順番入替部５００１＿１は、符号化データ２９０２＿１、制御信号Ｓ１０を入力とし、制御情報のフレーム構成にしたがい、例えば、図４７のようなデータの順番の入れ替えを行い、順番入れ替え後の符号化データ５００２＿１を出力する。順番入替部５００１＿２、５００１＿３、５００１＿４、５００１＿５、５００１＿６についても、順番入替部５００１＿１と同様の動作を行う。
マッピング部３３０４は、制御信号Ｓ１０に含まれるフレーム構成に関する情報に基づいて、順番入れ替え後の符号化データ５００２＿１、５００２＿２、５００２＿３、５００２＿４、５００２＿５、５００２＿６をマッピング処理することで、送信シンボル、つまりベースバンド信号Ｓ３を得る。
ここで、当然であるが、変調方式に応じて、動作させる符号化部１１の数及び順番入替部５００１の数は異なる。
ストリームＢ送信信号生成部５０２０の構成は、ストリームＡ送信信号生成部５０１０の構成と同様である。重要なのは、一つに、ストリームＡ用の符号化部１１と、ストリームＢ用の符号化部（図示せず）とを同一の符号化方式とすることである。また、一つに、ストリームＡ用の順番入替部５００１とストリームＢ用の順番入替部（図示せず）の順番入替処理を、例えば図４７及び図４８に示したように、すべて異なるようにすることである。これにより、受信装置は品質の高いデータを得ることができる。
図５０の送信装置５０００から送信された送信信号を受信する受信装置は、例えば上述した図４１Ｂに示したように構成すればよい。
（５−３）実施例３
上述した（５−１）実施例１の項及び（５−２）実施例２の項では、図４７と図４８のペアの変調信号（ストリーム）Ａ、Ｂ、または、図４９と図５０のペアの変調信号（ストリーム）Ａ、Ｂといったように、変調信号（ストリーム）間でのインターリーブ処理（すなわちシンボルへのビット割り当て処理）を異ならせる場合について説明したが、各変調信号（ストリーム）間でのインターリーブ処理（すなわちシンボルへのビット割り当て処理）を同一にし、別の手段でインターリーブを異なるようにする方法について以降で説明する。
上述した（５−１）実施例１の項及び（５−２）実施例２の項では、図４７と図４８のペアの変調信号（ストリーム）Ａ、Ｂ、または、図４９と図５０のペアの変調信号（ストリーム）Ａ、Ｂといったように、変調信号（ストリーム）間でのインターリーブ処理（すなわちシンボルへのビット割り当て処理）を異ならせる場合について説明したが、各変調信号（ストリーム）間でのインターリーブ処理（すなわちシンボルへのビット割り当て処理）を同一にし、別の手段でインターリーブを異なるようにする方法について以降で説明する。
例えば、アンテナ１１４Ａ（又は１７＿Ａ）から送信する変調信号（ストリーム）Ａのインターリーブ処理（すなわちシンボルへのビット割り当て処理）と、アンテナ１１４Ｂ（又は１７＿Ｂ）から送信する変調信号（ストリーム）Ｂのインターリーブ処理（すなわちシンボルへのビット割り当て処理）を、共に図４７に示すものとしてもよい。同様に、例えば、アンテナ１１４Ａ（又は１７＿Ａ）から送信する変調信号（ストリーム）Ａのインターリーブ処理（すなわちシンボルへのビット割り当て処理）と、アンテナ１１４Ｂ（又は１７＿Ｂ）から送信する変調信号（ストリーム）Ｂのインターリーブ処理（すなわちシンボルへのビット割り当て処理）を、共に図４９に示すものとしてもよい。
このように、変調信号（ストリーム）Ａのフレーム構成と変調信号（ストリーム）Ｂのフレーム構成を同一にすれば、変調信号（ストリーム）Ａの符号化部及び順番入替部と、変調信号（ストリーム）Ｂの符号化部及び順番入替部とを、同一構成とすることができるので、その分だけ回路の共通化を図ることができ、送信装置の構成を簡単化できる。
図５２は、本実施例の、異なるインターリーブパターンを採用した場合と同様の効果を得ることができる送信装置の構成を示す。図５２の送信装置５３００は、図５１の送信装置５０００と比較して、ＯＦＤＭ信号を送信する点で異なるが、本実施の形態の特徴であるインターリーブ処理（すなわちシンボルへのビット割り当て処理）については、図５１の送信装置５０００と同様である。以降では、（５−２）実施例２の項でした特徴以外の、本実施例の構成で独特の重要な点について説明する。
図５１との対応部分に同一符号を付して示す図５２において、送信装置５３００は、ストリームＡ送信信号生成部５３１０及びストリームＢ送信信号生成部５３２０を有する。ここで、ストリームＡ送信信号生成部５３１０と、ストリームＢ送信信号生成部５３２０の概略構成は一部を除いてほぼ同様なので、以下ストリームＡ送信信号生成部５３１０の構成を例にとって説明する。
並べ替え部５３０１は、ベースバンド信号３３０５を入力とし、並べ替えを行い、並べ替え後のベースバンド信号５３０２を出力する。シリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）５３０３は、並べ替え後のベースバンド信号５３０２を入力とし、シリアルパラレル変換を行い、パラレル信号５３０４を出力する。逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）５３０５は、パラレル信号５３０４を入力とし、逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換後の信号Ｓ３すなわちＯＦＤＭ信号を出力する。無線部１６は、逆フーリエ変換後の信号Ｓ３を入力とし、周波数変換、増幅等の処理を施すことで送信信号Ｓ４＿Ａを形成する。送信信号Ｓ４＿Ａはアンテナ１７＿Ａから電波として出力される。
送信装置５３００において、重要な点は、ストリームＡ送信信号生成部５３１０が有する並べ替え部（５３０１）と、ストリームＢ送信信号生成部５３２０が有する並べ替え部（図示せず）との並べ替え処理を異なるようにした点である。この点について、図５３を用いて詳しく説明する。
ストリームＡ送信信号生成部５３１０の並べ替え部５３０１で行う並べ替え処理と、ストリームＢ送信信号生成部５３２０の並べ替え部（図示せず）で行う並べ替え処理とを異なるようにすれば、各アンテナ１７＿Ａ、１７＿Ｂから送信されるＯＦＤＭ信号の、周波数（サブキャリア）に対するシンボルの割り当てをアンテナ間で異ならせることができる。
図５３は、異なるインターリーブパターンを採用した場合と同様の効果を得ることができるシンボルの割り当て例を示す。図５３Ａは、周波数軸方向にシンボルを規則的に配置する例を示している。図５３Ｂは、周波数軸方向にシンボルをランダムに配置する例を示している。なお、図５３における数字はシンボルの割り当ての順番を示している。図５３のように、アンテナ１７＿Ａで送信するストリームＡとアンテナ１７＿Ｂで送信するストリームの周波数方向でのシンボル割り当てを異なるようにすれば、受信機において、反復ＡＰＰ又は反復Ｍａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰを行うことで、受信品質を改善できる。
（５−４）実施例４
上述した図４７及び図４８の例では、ストリームＡの変調方式とストリームＢの変調方式とが同一の場合のインターリーブ処理（シンボルへのビット割り当て）例を説明したが、ストリームＡの変調方式とストリームＢの変調方式が異なる場合も考えられる。この場合、ビットシフト量を、固定でなく、変調方式に応じて変えればよい。そのときの例について、図５４を用いて詳しく説明する。
上述した図４７及び図４８の例では、ストリームＡの変調方式とストリームＢの変調方式とが同一の場合のインターリーブ処理（シンボルへのビット割り当て）例を説明したが、ストリームＡの変調方式とストリームＢの変調方式が異なる場合も考えられる。この場合、ビットシフト量を、固定でなく、変調方式に応じて変えればよい。そのときの例について、図５４を用いて詳しく説明する。
図５４Ａは、ストリームＡ、ストリームＢの変調方式が共にＱＰＳＫの場合における、アンテナ１１４Ａ（ストリームＡ）とアンテナ１１４Ｂ（ストリームＢ）に対する、インターリーブ処理（シンボルへのビット割り当て）例を示している。図５４Ａに示した処理は、図４７（ｂ）及び図４８（ｂ）に示した処理と同様である。
図５４Ｂは、本実施例で提示する、アンテナ１１４Ａ（ストリームＡ）とアンテナ１１４Ｂ（ストリームＢ）に対する、インターリーブ処理（シンボルへのビット割り当て）例を示す。図５４Ｂでは、ストリームＡの変調方式が１６ＱＡＭ、ストリームＢの変調方式がＱＰＳＫである場合について示されている。
図５４Ａに示したアンテナ１１４Ｂ（ストリームＢ）についてのシンボルへのビット割り当て処理と、図５４Ｂに示したアンテナ１１４Ｂ（ストリームＢ）についてのビット割り当て処理を比較すればわかるように、本実施例で提示するインターリーブ方法においては、アンテナ１１４Ａ（ストリームＡ）に施す変調方式に応じて、アンテナ１１４Ｂ（ストリームＢ）についてのビットシフト量（並べ替えパターン）を異ならせるようになっている。
このような処理は、ストリームＡの変調方式とストリームＢの変調方式とが異なることまで許可したシステムに有効である。つまり、このようなシステムの場合、図４７と図４８や、図４９と図５０のようなフレーム構成では十分でなく、図５４Ｂのようなフレーム構成（シンボルへのビット割り当て処理）も追加する必要がある。
これを実現するためには、例えば、図５１の送信装置５０００を例にとれば、制御信号Ｓ１０に含まれる変調方式の情報に応じて、順番入替部５００１＿１〜５００１＿６の入れ替えパターンを切り替えればよい。これにより、ストリームＡとストリームＢの変調方式が同一の場合だけでなく、異なる場合にも、各ストリーム間及び各ストリーム内でのシンボルへのビット割り当てパターンを異なるように設定することができる。この結果、ストリームＡとストリームＢの変調方式が異なる場合にも、受信機において、反復ＡＰＰ又は反復Ｍａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰを行うことで、受信品質を改善できる。
（５−５）効果
以上のように、本実施例１〜４によれば、各ストリーム（送信データ）に対してブロック符号化処理を施して各ストリームのブロック符号化データを形成する符号化部と、各ストリームのブロック符号化データを並べ替える複数の並べ替え部（順番入替部）と、並べ替え後のブロック符号化データを変調することで異なる符号化ブロックの符号化データが集まって構成されたデータシンボルを形成する変調部（マッピング部）とを有する送信装置において、前記複数の並べ替え部（順番入替部）の並べ替えパターンをそれぞれ異なるようにしたことにより、変調多値数を大きくした場合でも符号化ブロックのブロックサイズを変えることなく比較的簡易な構成によりバースト誤りを抑制でき、かつ、受信装置で反復復号を行った際の受信品質を改善することができる。
以上のように、本実施例１〜４によれば、各ストリーム（送信データ）に対してブロック符号化処理を施して各ストリームのブロック符号化データを形成する符号化部と、各ストリームのブロック符号化データを並べ替える複数の並べ替え部（順番入替部）と、並べ替え後のブロック符号化データを変調することで異なる符号化ブロックの符号化データが集まって構成されたデータシンボルを形成する変調部（マッピング部）とを有する送信装置において、前記複数の並べ替え部（順番入替部）の並べ替えパターンをそれぞれ異なるようにしたことにより、変調多値数を大きくした場合でも符号化ブロックのブロックサイズを変えることなく比較的簡易な構成によりバースト誤りを抑制でき、かつ、受信装置で反復復号を行った際の受信品質を改善することができる。
なお、実施例１〜４では、主に、空間多重ＭＩＭＯシステムの場合について説明したが、図４７と図４８の並べ替えパターン、又は、図４９と図５０の並べ替えパターンを、図４５に示したような、シングルアンテナから複数のストリームの信号（符号化データ）を送信する送信装置のインターリーバ（πａ）４２０２＿１とインターリーバ（πｂ）４２０２＿２のインターリーブパターンとして採用しても、受信装置側で、反復検波を行った際の受信品質を向上させることができる。このことは、ファクターグラフを考察すれば理解できる。
つまり、例えば、図４７、図４８、図４９、図５０のフレーム構成のように、複数の符号化データにおいて、符号化データごとに異なるインターリーブ（並び替え）を施すことで、受信装置側で、反復検波を行った際、データの受信品質を向上させることができる。なお、図４７、図４８、図４９、図５０のフレーム構成のように、送信装置において、変調方式を通信状況によって切り替えてもよい。このような送信装置は、例えば図５１、図５２、図５６のストリームＡの送信信号生成部５０１０、５３１０、５６１０の構成を用いることで、実現することができる。
また、例えば、図６、図７、図２７のフレーム構成においても、異なる符号化データに対して異なるインターリーブ（並び替え）を施す（例えば、符号化データ＃１と符号化データ＃２で異なるインターリーブパターンとする）ことは、上述と同様に有効である。要するに、シンボルを複数の符号化データで構成する場合に、異なる符号化データに対して異なるインターリーブパターンを用いることは、受信装置側でのデータの受信品質を向上させる上で有効である。
（５−６）実施例５
本実施例では、アンテナ毎に同一の符号化処理を施す複数の符号化部を設ける場合とは異なる構成例を示す。
本実施例では、アンテナ毎に同一の符号化処理を施す複数の符号化部を設ける場合とは異なる構成例を示す。
図５２との対応部分に同一符号を付して示す図５５において、送信装置５５００は、送信データ（ストリーム）Ｓ１を符号化部５５０１に入力する。符号化部５５０１は、送信データＳ１を符号化し、符号化データ５５０２を出力する。なお、符号化部５５０１は、実質的には、１つの符号化部で図５２のような複数の符号化部１１＿１〜１１＿６の機能を果たすように構成されている。順番入替部５５０３は、符号化部５５０１から出力された符号化データ５５０２の順番を入れ替え、順番入れ替え後のデータ５５０４を出力する。順番入替部５５０３は、例えば、図４７、図４８、図４９又は図５０いずれかに示される順番の入れ替えを行い、順番入れ替え後のデータ５５０４を振り分け部５５０５に出力する。
振り分け部５５０５は、順番入れ替え後のデータ５５０４を、マッピング部５５０７＿Ａ及びマッピング部５５０７＿Ｂに振り分けて出力する。このように、送信装置５５００においては、１系統の符号化部５５０１及び順番入替部５５０３によって得られた順番入れ替え後のデータ５５０４を、振り分け部５５０５によって複数のマッピング部５５０７＿Ａ、５５０７＿Ｂに振り分けるようにしている。これにより、送信装置５５００においては、順番入替部５５０３によって、並べ替え後のデータ５５０６＿Ａ、データ５５０６＿Ｂが異なる並び替えパターンとなるような並び替え処理を敢えて行わなくても（すなわち、順番入替部５５０３によって、例えば図４７、図４８、図４９又は図５０いずれかに１つに示される単一の並び替え処理を行うだけで）、受信側で図４４に示したようなファクターグラフが得られ、受信品質を改善することができる。このように、送信データＳ１を１つの符号化部５５０１に入力し、順番入れ替え後のデータ５５０４を各アンテナ１７＿Ａ、１７＿Ｂに割り当てる構成を採用すれば、簡易な構成で、上述した実施例１〜４と同様の効果を得ることができる。
（５−７）実施例６
上述した例では、各アンテナ間で同一の符号化を行った場合について説明したが、ファクターグラフの考察から、例えば図５１のストリームＡ送信信号生成部５０１０に設けられた符号化部と、ストリームＢ送信信号生成部５０２０に設けられた符号化部とで異なる符号化を行った場合でも、上述と同様に受信品質の向上効果は得られる。ただし、このようにした場合、ストリーム間で符号化部を共用できないので、演算規模及び回路規模が大きくなる。なお、当然、ストリーム間で異なる符号化を行う処理と、ストリーム間で異なる順番入替を行う処理とを併用して実施してもよい。
上述した例では、各アンテナ間で同一の符号化を行った場合について説明したが、ファクターグラフの考察から、例えば図５１のストリームＡ送信信号生成部５０１０に設けられた符号化部と、ストリームＢ送信信号生成部５０２０に設けられた符号化部とで異なる符号化を行った場合でも、上述と同様に受信品質の向上効果は得られる。ただし、このようにした場合、ストリーム間で符号化部を共用できないので、演算規模及び回路規模が大きくなる。なお、当然、ストリーム間で異なる符号化を行う処理と、ストリーム間で異なる順番入替を行う処理とを併用して実施してもよい。
なお、本実施の形態では、主に、ブロック符号としてＬＤＰＣ符号を用いる場合について説明したが、ＬＤＰＣ符号以外のブロック符号にも広く適用できる。ＬＤＰＣ符号以外のブロック符号としては、ＢＣＨ符号、リード・ソロモン符号等がある。また、本実施の形態では、主に、ＬＤＰＣ符号等のブロック符号を用いる場合を例に説明しているが、本実施の形態によるシンボルへのビット割り当てはターボ符号や畳み込み符号などのトレリス符号を用いる場合でも適用できる。
また、本実施の形態は、シングルキャリア、ＯＦＤＭの場合を例に説明したが、ＣＤＭＡやＯＦＤＭ以外の他のマルチキャリア方式にも、広く適用することができる。
また、本実施の形態では、送信アンテナ数２、受信アンテナ数２、送信変調信号数（ストリーム数）２の場合を例に説明したがこれに限ったものではなく、送信アンテナ数３以上、送信変調信号数３以上の場合についても同様に実施することができるとともに同様の効果を得ることができる。
因みに、本実施の形態では、主に、空間多重ＭＩＭＯシステムを前提としているので、データシンボルは、同一時刻に、同一周波数に配置されて送信される。また、式（１）に示すようなチャネル変動を推定するために、既知の信号である、パイロットシンボル、プリアンブル、通信相手に変調方式を通知するための制御信号は、データシンボルとは別に送信される。
（実施の形態９）
実施の形態８では、ブロック符号を採用した場合の実施の形態を述べたが、本実施の形態では、例えば、畳み込み符号やターボ符号等のトレリス符号を採用した場合の実施方法について詳しく説明する。
実施の形態８では、ブロック符号を採用した場合の実施の形態を述べたが、本実施の形態では、例えば、畳み込み符号やターボ符号等のトレリス符号を採用した場合の実施方法について詳しく説明する。
図５１との対応部分に同一符号を付して示す図５６において、送信装置５６００は、ストリームＡ送信信号生成部５６１０と、ストリームＢ送信信号生成部５６２０とを有し、これらによって、アンテナ１７＿Ａから送信する送信信号Ｓ４＿Ａと、アンテナ１７＿Ｂから送信する送信信号Ｓ４＿Ｂとを生成する。ストリームＡ送信信号生成部５６１０と、ストリームＢ送信信号生成部５６２０とは、同様の構成なので、代表して、ストリームＡ送信信号生成部５６１０の構成について詳しく説明する。
ストリームＡ送信信号生成部５６１０は、符号化部１１＿１〜１１＿６とマッピング部３３０４との間に、インターリーバ５６０１＿１〜５６０１＿６が設けられている。インターリーバ５６０１＿１〜５６０１＿６は、符号化データ２９０２＿１〜２９０２＿６を入力し、インターリーブ後のデータ５６０２＿１〜５６０２＿６をマッピング部３３０４出力する。
ここで、ストリームＡ送信信号生成部５６１０の各符号化部１１＿１〜１１＿６は、同一のトレリス符号化（例えば畳み込み符号化やターボ符号化）を行う。ストリームＢ送信信号生成部５６２０の各符号化部（図示せず）も、ストリームＡ送信信号生成部５６１０の各符号化部１１＿１〜１１＿６と同一のトレリス符号化を行う。これにより、例えば、高速な符号化処理、又は符号化部の共有化が可能となる。必ずしもストリームＡとストリームＢとで同一の符号化を行う必要はないが、符号化処理を共通化すれば、符号化処理の高速化及び回路規模の削減という点で有利である。
各インターリーバ５６０１＿１〜５６０１＿６のインターリーブパターンは、実施の形態８の順番入替部５００１＿１〜５００１＿６（図５１）と同様に異なるように設定されている。ストリームＡ送信信号生成部５６１０のインターリーバ５６０１＿１〜５６０１＿６のインターリーブパターンだけでなく、ストリームＢ送信信号生成部５６２０のインターリーバ（図示せず）を含めた全てのインターリーバのインターリーブパターンが異なるように設定されている。
異なるインターリーブパターンを設定する方法としては、例えば、図３３のようなブロックインターリーバを用いる場合、インターリーバ５６０１＿１〜５６０１＿６のインターリーブパターンの読み出し方向及び又は書き込み方向の段数を異なるように設定すればよい。また、すべて異なるランダムなインターリーバを用いてもよい。
因みに、実施の形態８のファクターグラフでは、ＬＤＰＣ符号を例に、ＶＩＰ（Varying Interleave Pattern）による効果を説明しているが、畳み込み符号やターボ符号をｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号した場合でも、同様のファクターグラフを描くことができるので、畳み込み符号やターボ符号にＶＩＰを採用した場合でも、実施の形態８と同様に受信品質の向上効果を得ることができる。
つまり、本実施の形態によれば、畳み込み符号やターボ符号等のトレリス符号にＶＩＰを採用したことにより、受信装置で、反復ＡＰＰ又は反復Ｍａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰを行うことで、実施の形態８と同様の理由から、受信品質を改善できる。
次に、トレリス符号として、特に、ターボ符号を用いる場合について詳しく説明する。
図５７は、ターボ符号化器の構成例を示す。要素符号化器＃１は、データ５７０１を入力とし、符号化データ５７０３を出力する。インターリーバ５７０４は、データ５７０１を入力とし、インターリーブ後のデータ５７０５を出力する。要素符号化部＃２は、インターリーブ後のデータ５７０５を入力とし、符号化データ５７０７を出力する。パンクチャ・多重部５７０８は、符号化データ５７０３、５７０７を入力とし、これらをパンクチャ及び多重化処理し、パンクチャ及び多重後の符号化データ５７０９を出力する。多重部５７１０は、データ５７０１、パンクチャ・多重後の符号化データ５７０９を入力とし、これらを多重化して多重後のデータ５７１１を出力する。
図５６の符号化部１１＿１〜１１＿６は、図５７のターボ符号化器で構成される。したがって、上述の説明におけるインターリーバ５６０１＿１〜５６０１＿６を設ける場合には、ターボ符号化器に搭載されているインターリーバ５７０４を流用する場合と、インターリーバ５７０４とは別個に設ける場合とがある。
ターボ符号化器に搭載されているインターリーバ５７０４を流用する場合、上記説明のようにインターリーブパターンを異なるように設定しようとすると、以下のような不都合が生じる。
＜１＞ターボ符号においては、符号化器におけるインターリーバの設計が、受信品質を確保する上で重要である。そして、符号として、性能が良いインターリーブパターンを複数用意するのは困難である。
＜２＞たとえ、異なるインターリーブパターンを用意できたとしても、受信装置において、それぞれに対応する復号器を設計するのは困難である。また、異なる復号器を搭載すると、受信装置の回路規模が大きくなる。因みに、同一の符号を用いる場合は、共通化等を容易に行うことができるので、受信装置の回路規模は小さくて済む。
このように、回路規模の点を考慮すると、ターボ符号化器に搭載されているインターリーブパターンを異なるようにすることは好ましくない。
本実施の形態では、係る点を考慮して、ターボ符号化器のインターリーバとは別個に、符号化部１１＿１〜１１＿６の後段にそれぞれインターリーブパターンの異なる複数のインターリーバ５６０１＿１〜５６０１＿６を設けた。これにより、受信装置で、反復ＡＰＰ又は反復Ｍａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰを行うことで、実施の形態８と同様の理由から、受信品質を改善できる。因みに、実施の形態８と同様に、ストリームＡの変調方式とストリームＢの変調方式は同一でも、異なっていても、受信品質の改善効果は得られる。
図５６の送信装置５６００から送信された送信信号を受信する受信装置は、例えば上述した図４１Ｂに示したように構成すればよい。
図５６とは異なる送信装置の構成例として、図５２のような構成も考えることができる。図５２の順番入替部５００１＿１〜５００１＿６が、図５６のインターリーバ５６０１＿１〜５６０１＿６に相当する。したがって、図５２の各順番入替部５００１＿１〜５００１＿６の入れ替えパターン（インターリーブパターン）をそれぞれ異なるものに設定する。ただし、ストリームＡ送信信号生成部５３１０とストリームＢ送信信号生成部５３２０の入れ替えパターンは同一とする。また、サブキャリアに対するシンボル割り当てを決めるための、並べ替え部５３０１の並べ替えパターンを、ストリームＡとストリームＢとで異なるように設定する。これにより、上記と同様の効果を得ることができるので、受信装置におけるデータの受信品質が向上する。
以上のように、本実施の形態によれば、各ストリーム（送信データ）に対してトレリス符号化処理を施してトレリス符号化データを形成する符号化部と、各ストリームのトレリス符号化データを並べ替える複数のインターリーバと、並べ替え後のトレリス符号化データを変調することで異なるトレリス内符号化データが集まって構成されたデータシンボルを形成する変調部（マッピング部）とを有する送信装置において、前記複数のインターリーバの並べ替えパターンをそれぞれ異なるようにしたことにより、変調多値数を大きくした場合でも符号化ブロックのブロックサイズを変えることなく比較的簡易な構成によりバースト誤りを抑制でき、かつ、受信装置で反復復号を行った際の受信品質を改善することができる。
なお、本実施の形態は、シングルキャリア、ＯＦＤＭの場合を例に説明したが、ＣＤＭＡやＯＦＤＭ以外の他のマルチキャリア方式にも、広く適用することができる。
本実施の形態では、空間多重ＭＩＭＯシステムを前提としているので、データシンボルは、同一時刻に、同一周波数に配置されて送信される。また、式（１）に示すようなチャネル変動を推定するために、既知の信号である、パイロットシンボル、プリアンブル、通信相手に変調方式を通知するための制御信号は、データシンボルとは別に送信される。
また、本実施の形態では、送信アンテナ数２、受信アンテナ数２、送信変調信号数（ストリーム数）２の場合を例に説明したがこれに限ったものではなく、送信アンテナ数３以上、送信変調信号数３以上の場合についても同様に実施することができるとともに同様の効果を得ることができる。
また、本実施の形態では、トレリス符号の場合について説明したが、実施の形態７で述べたように、トレリス符号とブロック符号を組み合わせたときも、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
また、本実施の形態では、特に、空間多重ＭＩＭＯシステムの場合について説明したが、図４５に示したような、シングルアンテナから複数のストリーム（符号化データ）の信号を送信する送信装置において、符号化部（outer encoder）４２０１＿１、４２０１＿２でトレリス符号化処理を行い、インターリーバ（πａ）４２０２＿１とインターリーバ（πｂ）４２０２＿２とのインターリーブパターンを異なるようにすれば、受信装置側で、反復検波を行った際、インターリーブパターンを同一にした場合と比較し、より多くの時刻（または周波数）の信頼度伝播が行われるようになる。したがって、時間（場合によっては周波数）及び空間ダイバーシチゲインが向上する可能性が高くなり、これにより、データの受信品質を向上させることができる。このことは、ファクターグラフを考察すれば理解できる。
つまり、例えば、図４７、図４８、図４９、図５０のフレーム構成のように、複数の符号化データにおいて、符号化データごとに異なるインターリーブ（並び替え）を施すことで、受信装置側で、反復検波を行った際、データの受信品質を向上させることができる。なお、図４７、図４８、図４９、図５０のフレーム構成のように、送信装置において、変調方式を通信状況によって切り替えてもよい。このような送信装置は、例えば図５１、図５２、図５６のストリームＡの送信信号生成部５０１０、５３１０、５６１０の構成を用いることで、実現することができる。
また、例えば、図６、図７、図２７のフレーム構成においても、異なる符号化データに対して異なるインターリーブ（並び替え）を施す（例えば、符号化データ＃１と符号化データ＃２で異なるインターリーブパターンとする）ことは、上述と同様に有効である。要するに、シンボルを複数の符号化データで構成する場合に、異なる符号化データに対して異なるインターリーブパターンを用いることは、受信装置側でのデータの受信品質を向上させる上で有効である。
（実施の形態１０）
本実施の形態では、実施の形態１、実施の形態５、実施の形態６、実施の形態７で説明したビット割り当て方法を用い、かつ、ＯＦＤＭ等のマルチキャリア方式を用いたアクセス方式を適用したときの実施方法について説明する。ここでは、一例として、ＯＦＤＭを用いたときの実施方法について詳しく説明する。
本実施の形態では、実施の形態１、実施の形態５、実施の形態６、実施の形態７で説明したビット割り当て方法を用い、かつ、ＯＦＤＭ等のマルチキャリア方式を用いたアクセス方式を適用したときの実施方法について説明する。ここでは、一例として、ＯＦＤＭを用いたときの実施方法について詳しく説明する。
図５９は、基地局と端末の通信状況の一例を示している。図５９において、基地局５９０１は、端末Ａ、端末Ｂ、端末Ｃ、端末Ｄと通信している。ここでは、端末Ａ〜端末Ｄのみ示しているが、実際には、他の端末が存在する。図５９Ａ及び図５９Ｂは、それぞれ次の各ケースで、基地局５９０１から端末Ａ〜端末Ｄに電波を送信する場合を示している。
ケース１（図５９Ａ）： 基地局と端末Ａ〜端末Ｄの距離が遠い場合
ケース２（図５９Ｂ）： 基地局と端末Ａ〜端末Ｄの距離が近い場合
ケース２（図５９Ｂ）： 基地局と端末Ａ〜端末Ｄの距離が近い場合
これらのケースを例に、本実施の形態を説明する。ただし、本実施の形態において、端末Ａ、端末Ｂ、端末Ｃ、端末Ｄという名をつけて記載しているが、これは、端末を識別するために名付けたものであって、端末Ａが常に固定の端末であるということを示すために名付けたものではない。
図６０は基地局と端末の間でのデータの流れの一例を示しており、図６０（ａ）は基地局から端末に送信される信号を示し、図６０（ｂ）は端末から基地局に送信される信号を示している。
制御情報シンボル６００１は、基地局が端末を制御するための情報を伝送するためのシンボルである。パイロットシンボル６００２は、例えば送受信機で既知のシンボルであり、端末は、パイロットシンボルを受信し、このパイロットシンボルの受信状態に基づいて、例えば、チャネル変動を推定し、チャネル状態情報（ＣＳＩ：Channel State Information）を作成する。
フィードバック情報６００３＿１は、端末Ａが基地局に送信するフィードバック情報を示しており、例えば、前述のＣＳＩをフィードバック情報６００３＿１として送信する。同様に、フィードバック情報６００３＿Ｘは、端末Ｘが基地局に送信するフィードバック情報を示している。
送信方法通知シンボル６００４は、周波数割り当て、変調方式、符号化率等の情報を含むシンボルである。基地局は、端末から送信されたフィードバック情報に基づいて、送信方法を決定し、決定した送信方法に従ってデータシンボルを形成して送信する。送信方法通知シンボル６００４は、その送信方法の情報を通知するためのシンボルである。この送信方法については、後述する。
チャネル推定シンボル６００５は、端末がチャネル変動を推定するためのシンボルである。端末は、受信したチャネル推定シンボル６００５を基にチャネル変動を推定し、推定したチャネル変動を基にデータシンボル６００６を復調する。基地局は、チャネル推定シンボル６００５に続いてデータシンボル６００６を送信する。
図６１は、変調方式がＱＰＳＫ、１６ＱＡＭのときのシンボルへのビット割り当て方法の一例を示している。図６１Ａは、ケース１（図５９Ａに示したように、基地局と端末Ａ〜端末Ｄの距離が遠い場合）のときの、シンボルへのビット割り当て方法の一例を示している。また、図６１Ｂは、ケース２（図５９Ｂに示したように、基地局と端末Ａ〜端末Ｄの距離が近い場合）のときの、シンボルへのビット割り当て方法の一例を示している。
ケース１の場合、端末Ａ〜端末Ｄにおいて基地局からのデータの受信品質を確保するために、ＱＰＳＫ変調方式を選択する。そのときのＱＰＳＫへのビットの割り当て方法の一例が、図６１Ａの（Ｘ）及び図６１Ｂの（Ｙ）に示されている。
図６１の＃Ｘ−Ｙは、実施の形態１、実施の形態５、実施の形態６、実施の形態７の説明と同様で、Ｘ番目の符号化ブロック（データ）のＹ番目（１００ビットの中のＹ番目）のビットを示している。例えば＃１−１は、１番目の符号化ブロック（データ）の１番目のビットを示す。同様に、例えば＃２−４８は、２番目の符号化ブロック（データ）の４８番目のビットを示す。
図６１Ａのフレーム構成では、ＱＰＳＫのｂ１のビットを用いて１番目の符号化ブロック（データ）＃１に関連するデータが送信され、ｂ２のビットを用いて２番目の符号化ブロック（データ）＃２に関連するデータが送信される。図６１Ａの（Ｘ）における＃１（符号化ブロック（データ）＃１）は、基地局が端末Ａに送信するデータであり、図６１Ａの（Ｘ）における＃２（符号化ブロック（データ）＃２）は、基地局が端末Ｂに送信するデータである。図６１Ａの（Ｙ）における＃１（符号化ブロック（データ）＃１）は、基地局が端末Ｃに送信するデータであり、図６１Ａの（Ｙ）における＃２（符号化ブロック（データ）＃２）は、基地局が端末Ｄに送信するデータである。
ケース２の場合、端末Ａ〜端末Ｄにおいて基地局からのデータの受信品質は確保できるため、１６ＱＡＭを選択する。そのときの１６ＱＡＭへのビットの割り当て方法の一例が、図６１Ｂである。
図６１Ｂのフレーム構成では、１６ＱＡＭのｂ１のデータを用いて１番目の符号化ブロック（データ）＃１に関連するデータが送信され、ｂ２のビットを用いて２番目の符号化ブロック（データ）＃２に関連するデータが送信され、ｂ３のビットを用いて３番目の符号化ブロック（データ）＃３に関連するデータが送信され、ｂ４のビットを用いて４番目の符号化ブロック（データ）＃４に関連するデータが送信される。図６１Ｂにおける＃１（符号化ブロック（データ）＃１）は、基地局が端末Ａに送信するデータであり、図６１Ｂにおける＃２（符号化ブロック（データ）＃２）は、基地局が端末Ｂに送信するデータあり、図６１Ｂにおける＃３（符号化ブロック（データ）＃３）は、基地局が端末Ｃに送信するデータであり、図６１Ｂにおける＃４（符号化ブロック（データ）＃４）は、基地局が端末Ｄに送信するデータである。
図６２は、基地局が送信する変調信号の時間―周波数軸におけるフレーム構成の一例を示しており、ＯＦＤＭ方式を用いているものとする。図６２では、簡略化するために、図６０のデータシンボル６００６のみのフレーム構成を示している。図６２Ａは、ケース１（図５９Ａに示すように、基地局と端末Ａ〜端末Ｄの距離が遠い場合）のときのフレーム構成、図６２Ｂは、ケース２（図５９Ｂに示すように、基地局と端末Ａ〜端末Ｄの距離が近い場合）のときのフレーム構成を示している。
ケース１の場合、基地局は、図６１で説明したように、端末Ａのデータと端末Ｂのデータにより、ＱＰＳＫの１シンボルを構成し、図６２Ａの参照符号６２０１で示したように、キャリア１、キャリア２、キャリア３を用いて、端末Ａのデータ及び端末Ｂのデータを送信する。同様に、基地局は、端末Ｃのデータと端末Ｄのデータにより、ＱＰＳＫの１シンボルを構成し、図６２Ａの参照符号６２０２で示したように、キャリア４、キャリア５、キャリア６を用いて、端末Ｃのデータ及び端末Ｄのデータを送信する。そして、他のキャリア（キャリア７、キャリア８、キャリア９、キャリア１０）は、端末Ａ〜端末Ｄ以外の端末へデータを送信する際に用いられる。
ケース２の場合、基地局は、図６１で説明したように、端末Ａのデータ、端末Ｂのデータ、端末Ｃのデータ、端末Ｄのデータにより１６ＱＡＭの１シンボルを構成し、図６２Ｂの参照符号６２０３で示したように、キャリア１、キャリア２、キャリア３を用いて、端末Ａのデータ、端末Ｂのデータ、端末Ｃのデータ、端末Ｄのデータを送信する。そして、他のキャリア（キャリア４、キャリア５、キャリア６、キャリア７、キャリア８、キャリア９、キャリア１０）は、端末Ａ〜端末Ｄ以外の端末へデータを送信する際に用いられる。
図６３は、図６２のフレーム構成の信号を送信するための基地局の構成の一例を示している。基地局６３００のセレクタ６３０１は、データＳ１を入力とし、データＳ１を各端末のデータへと振り分ける。具体的には、セレクタ６３０１は、端末Ａに送信するためのデータ６３０２＿１、端末Ｂに送信するためのデータ６３０２＿２、・・・、端末Ｘに送信するためのデータ６３０２＿Ｘを出力する。
符号化部６２０３＿１は、端末Ａに送信するためのデータ６３０２＿１を入力とし、端末Ａに送信するための符号化データ６３０４＿１を得る。符号化部６２０３＿２は端末Ｂに送信するための符号化データ６３０４＿２を得る。同様にして、端末Ｃに送信するための符号化データ６３０４＿３、端末Ｄに送信するための符号化データ６３０４＿４、・・・、端末Ｘに送信するための符号化データ６３０４＿Ｘが得られる。
マッピング部６３０５は、端末Ａに送信するための符号化データ６３０４＿１、端末Ｂに送信するための符号化データ６３０４＿２、端末Ｃに送信するための符号化データ６３０４＿３、端末Ｄに送信するための符号化データ６３０４＿４、・・・、端末Ｘに送信するための符号化データ６３０４＿Ｘ、および、フレーム構成信号６３２１を入力とし、図６０、図６１、図６２のフレーム構成となるように、マッピングを行うことで、送信シンボル、つまりベースバンド信号６３０６を得、これを出力する。
シリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）６３０７は、ベースバンド信号６３０６を入力とし、シリアルパラレル変換を行い、パラレル信号６３０８を出力する。逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）６３０９は、パラレル信号６３０８を入力とし、逆フーリエ変換を行い、逆フーリエ変換後の信号６３１０を出力する。無線部６３１１は、逆フーリエ変換後の信号６３１０を入力とし、周波数変換、増幅等の処理を施し、これにより得た送信信号６３１２を出力する。送信信号６３１２は、アンテナ６３１３から、電波として出力される。
受信部６３１６は、アンテナ６３１４で受信された受信信号６３１５を入力とし、周波数変換、復調、復号等の処理を施し、受信ディジタル信号６３１７を出力する。送信方法決定部６３１８は、受信ディジタル信号６３１７を入力とし、端末から送信されたフィードバック情報（例えば、各端末が送信したＣＳＩ）を基に、各端末宛の信号の送信方法を決定し、その情報６３１９を出力する。
フレーム構成信号生成部６３２０は、各端末宛の信号の送信方法の情報６３１９を入力とし、この送信方法の情報６３１９に基づいてフレーム構成（周波数割り当て、変調方式、符号化率等）を決定し、決定した情報をフレーム構成信号６３２１としてセレクタ６３０１、符号化部６３０３＿１〜６３０３＿Ｘ、マッピング部６３０５に出力する。
図６４は、本実施の形態における端末の構成の一例を示している。端末６４００の無線部６４０３は、受信アンテナ６４０１で受信した受信信号６４０２を入力とし、周波数変換、直交復調等の処理を施し、ベースバンド信号６４０４を出力する。チャネル変動推定部６４０５は、ベースバンド信号６４０４を入力とし、ベースバンド信号６４０４に含まれるパイロットシンボル６００２（図６０）に基づいてチャネル変動を推定し、チャネル推定信号６４０６を出力する。
対数尤度演算部６４０７は、ベースバンド信号６４０４、チャネル推定信号６４０６を入力とし、非特許文献３〜非特許文献８に示されているような方法で対数尤度比を計算し、各ビットの対数尤度比６４０８を出力する。ビット選択部６４０９は、各ビット対数尤度比６４０８、フレーム構成信号６４２０を入力とし、図６２のフレーム構成において、自局宛のビットのみ選択し、選択したビットの対数尤度比６４１０を出力する。復号部６４１１は、選択したビットの対数尤度比６４１０を入力とし、復号を行うことで受信データ６４１２を得、これを出力する。
フィードバック情報生成部６４１３は、チャネル推定信号６４０６を入力とし、このチャネル推定信号６４０６を基にフィードバック情報６４１４を作成し、これを出力する。フィードバック情報６４１４は、例えばチャネル推定信号６４０４を量子化した情報としてもよいし、基地局に送信して欲しいサブキャリアの候補に関する情報でもよい。また、フィードバック情報６４１４は、上記の例に限らず、基地局が、サブキャリアの配置を判断できる情報であれば、いかなる情報でもよい。例えば、ビットエラー率、パケットエラーの発生に関する情報（ＡＣＫ／ＮＡＣＫ）でもよい。
送信部６４１６は、フィードバック情報６４１４、送信データ６４１５を入力とし、これらから基地局宛の変調信号６４１７を得る。変調信号６４１７は、電波としてアンテナ６４１８から出力される。
以上のようにすることで、実施の形態１、実施の形態５、実施の形態６、実施の形態７で説明したビット割り当て方法を、ＯＦＤＭ等のマルチキャリア方式のアクセス方式に適用して実施することができる。このとき、実施の形態１、実施の形態５、実施の形態６、実施の形態７で説明した効果に加え、各端末宛の信号（ビット）を適切なサブキャリアに配置できるため、各端末宛の信号は、周波数ダイバーシチゲインが得られるという効果を得ることができる。
次に、図６１とは異なるビットの割り当て方法の一例を、図６５に示す。図６５が図６１と異なる点は、例えばＱＰＳＫの場合、図６５Ａに示すように、符号化ブロック＃１、符号化ブロック＃２のそれぞれのデータが固定ビット（例えば、ｂ１のみ又はｂ２のみ）に配置されるのではなく、両方のビットｂ１、ｂ２に配置されるようになっている点である。同様に、１６ＱＡＭの場合、図６５Ｂに示すように、符号化ブロック＃１、符号化ブロック＃２、符号化ブロック＃３、符号化ブロック＃４のそれぞれのデータが固定ビット（例えば、ｂ１のみ、ｂ２のみ、ｂ３のみ又はｂ４のみ）に配置されるのではなく、複数のビットｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４に配置されるようになっている点である。この点は、図５と同様である。
図６２のフレーム構成とは異なるフレーム構成の一例を、図６６に示す。図６６のフレーム構成が図６５のフレーム構成と異なる点は、時間と共に使用するサブキャリアが変化する点である。
図６６Ａは、ケース１の場合のフレーム構成であり、基地局は、端末Ａのデータ及び端末Ｂのデータにより、ＱＰＳＫの１シンボルを構成し（図６６Ａにおいて、“端末Ａ，Ｂ”に相当）、端末Ｃのデータ及び端末Ｄのデータにより、ＱＰＳＫの１シンボルを構成する（図６６Ａにおいて、“端末Ｃ，Ｄ”に相当）。
図６６Ｂは、ケース２の場合のフレーム構成であり、基地局は、端末Ａのデータ、端末Ｂのデータ、端末Ｃのデータ、端末Ｄのデータにより、１６ＱＡＭの１シンボルを構成する（図６６Ｂにおいて、“端末Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ”に相当）。
図６６のようなフレーム構成としても、図６２と同様に実施することができる。
他のフレーム構成方法について、以下で説明する。図６７は、上記とは異なるフレーム構成の一例を示している。図６７の特徴としては、時間の経過に伴って周波数割り当て（サブキャリア割り当て）を変更する点である。図６７Ａは、ケース１の場合のフレーム構成であり、基地局は、端末Ａのデータ及び端末Ｂのデータにより、ＱＰＳＫの１シンボルを構成し（図６７Ａにおいて、参照符号６７０１で示された“端末Ａ，Ｂ”に相当）、端末Ｃのデータ及び端末Ｄのデータにより、ＱＰＳＫの１シンボルを構成する（図６７Ａにおいて、参照符号６７０２で示された“端末Ｃ，Ｄ”に相当）。そして、時間の経過に伴って、サブキャリアの割り当てが図６７Ａのように変更される。
図６７Ｂは、ケース２の場合のフレーム構成であり、基地局は、端末Ａのデータ、端末Ｂのデータ、端末Ｃのデータ、端末Ｄのデータにより、１６ＱＡＭの１シンボルを構成する（図６７Ｂにおいて、参照符号６７０３で示された“端末Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ”に相当）。そして、時間の経過に伴って、サブキャリアの割り当てが図６７Ｂのように変更される。
図６８は、上記とは異なるフレーム構成の一例を示している。図６８の特徴としては、時間の経過に伴って周波数割り当て（サブキャリア割り当て）を変更すると共に、１シンボルを形成する端末のデータを時間の経過に伴って変更する点である。図６８において、図６７と同様のものについては同一符号を付した。
図６８Ａは、ケース１の場合のフレーム構成である。時刻ｉにおいて、基地局は端末Ｂ、端末Ｃとの通信を完了する。そして、新たに基地局は、端末Ｐ、端末Ｑとの通信を開始するものとする。このとき、基地局は、端末Ａのデータ及び端末Ｐのデータにより、ＱＰＳＫの１シンボルを構成し（図６８Ａにおいて、参照符号６８０１で示された“端末Ａ、Ｐ”に相当）、端末Ｑのデータ及び端末Ｄのデータにより、ＱＰＳＫの１シンボルを構成する（図６８Ａにおいて、参照符号６８０２で示された“端末Ｑ，Ｄ”に相当）。
図６８Ｂは、ケース２の場合のフレーム構成であり、時刻ｉにおいて、基地局は端末Ｂ、端末Ｄとの通信を完了する。そして、新たに基地局は、端末Ｐ、端末Ｑとの通信を開始するものとする。このとき、基地局は、端末Ａのデータ、端末Ｐのデータ、端末Ｃのデータ、端末Ｑのデータにより、１６ＱＡＭの１シンボルを構成する（図６８Ｂにおいて、参照符号６８０３で示された“端末Ａ，Ｐ，Ｃ，Ｑ”に相当）。
図６９は、上記とは異なるフレーム構成の一例を示している。図６９のフレーム構成は、図６６と図６８のフレーム構成を組み合わせたものである。図６９Ａは、ケース１の場合のフレーム構成である。時刻ｉにおいて、基地局は端末Ｂ、端末Ｃとの通信を完了する。そして、新たに基地局は、端末Ｐ、端末Ｑとの通信を開始するものとする。また、図６８Ｂは、ケース２の場合のフレーム構成であり、時刻ｉにおいて、基地局は端末Ｂ、端末Ｄとの通信を完了する。そして、新たに基地局は、端末Ｐ、端末Ｑとの通信を開始するものとする。
以降では、図６１、図６５とは異なる符号化ブロックのビットの割り当て方法について説明する。
図７０が、図６１、図６５と異なる点は、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１シンボルを符号化ブロック＃１のデータと符号化ブロック＃２のデータで構成している点である。また、変調方式が６４ＱＡＭのときも、１シンボルを符号化ブロック＃１のデータと符号化ブロック＃２のデータで構成している。ここで、符号化ブロック＃１は基地局が端末Ａに送信するデータであり、符号化ブロック＃２は基地局が端末＃Ｂに送信するデータである。
図７１は、図７０の１６ＱＡＭフレーム構成において、１６ＱＡＭの代わりに用いる変調方式の同相Ｉ―直交Ｑ平面における信号点配置の一例を示している。図７１Ａにおける、１６個の●に、ｂ１〜ｂ４のビットが割り当てられる。×はＱＰＳＫの信号点配置である。×の１個を中心として●が４点配置されており、●は回転しているがＱＰＳＫの配置となる。したがって、●の同相Ｉ―直交Ｑ平面における信号点配置（Ｉ，Ｑ）は、次式のようにあらわすことができる。
図７１Ｂは、ｂ１、ｂ２のビットの決定方法を説明するための図である。受信信号が、エリア＃１の場合（ｂ１，ｂ２）＝（０，０）、エリア＃２の場合（ｂ１，ｂ２）＝（０，１）、エリア＃３の場合（ｂ１，ｂ２）＝（１，１）、エリア＃４の場合（ｂ１，ｂ２）＝（１，０）と判定する。ｂ３、ｂ４のビットは、●と受信信号の位置関係から決定される。
図７２は、図７０の６４ＱＡＭフレーム構成において、６４ＱＡＭの代わりに用いる変調方式の同相Ｉ―直交Ｑ平面における信号点の一例を示している。図７２Ａにおける、６４個の●に、ｂ１〜ｂ６のビットが割り当てられる。×はＱＰＳＫの信号点配置である。×の１個を中心として●が１６点配置されており、●は回転しているが１６ＱＡＭの配置となる。したがって、●の同相Ｉ―直交Ｑ平面における信号点配置（Ｉ，Ｑ）は、次式のようにあらわすことができる。
図７２Ｂは、ｂ１、ｂ２のビットの決定方法を説明するための図である。受信信号が、エリア＃１の場合（ｂ１，ｂ２）＝（０，０）、エリア＃２の場合（ｂ１，ｂ２）＝（０，１）、エリア＃３の場合（ｂ１，ｂ２）＝（１，１）、エリア＃４の場合（ｂ１，ｂ２）＝（１，０）と判定する。ｂ３、ｂ４、ｂ５、ｂ６は、●と受信信号の位置関係から決定される。
図７３は、図６１、図６５、図７０と異なる符号化ブロックのビットの割り当て方法を示す図である。図７３Ａに示すように、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１シンボルを符号化ブロック＃１のデータと符号化ブロック＃２のデータで構成する。また、変調方式が６４ＱＡＭのときも、１シンボルを符号化ブロック＃１のデータと符号化ブロック＃２のデータで構成している。ここで、符号化ブロック＃１は基地局が端末Ａに送信するデータであり、符号化ブロック＃２は基地局が端末＃Ｂに送信するデータである。
図７４は、図７３Ｂの６４ＱＡＭフレーム構成において、６４ＱＡＭの代わりに用いる変調方式の同相Ｉ―直交Ｑ平面における信号点の一例を示している。図７４Ａにおける、６４個の●に、ｂ１〜ｂ６のビットが割り当てられる。×は１６ＱＡＭの信号点配置である。×の１個を中心として●が４点配置されており、●は回転しているがＱＰＳＫの配置となる。したがって、●の同相Ｉ―直交Ｑ平面における信号点配置（Ｉ，Ｑ）は、次式のようにあらわすことができる。
図７４Ｂは、ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４のビットの決定方法を説明するための図である。直線とＩ，Ｑ軸により、Ｉ−Ｑ平面が１６個のエリアに分割されている。そして、受信信号が、エリア＃１〜エリア＃１６のうちのどのエリアに存在するかに基づいて、（ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４）が（０，０，０，０）〜（１，１，１，１）のどのビットであるかを決定する。
以上のようにすることで、実施の形態１、実施の形態５、実施の形態６、実施の形態７で説明したビット割り当て方法を、ＯＦＤＭ等のマルチキャリア方式のアクセス方式に適用して実施することができる。このとき、実施の形態１、実施の形態５、実施の形態６、実施の形態７で説明した効果に加え、各端末宛の信号（ビット）を適切なサブキャリアに配置できるため、各端末宛の信号は、周波数ダイバーシチゲインが得られるという効果を得ることができる。
なお、本実施の形態、実施の形態１、実施の形態５、実施の形態６、実施の形態７で提示した送信方法は、非特許文献１０で示されているようなＭＩＭＯ伝送に適用することもできる。つまり、本実施の形態、実施の形態１、実施の形態５、実施の形態６、実施の形態７で提示した送信方法は、ＭＩＭＯ伝送を行っているか、行っていないかに関係なく実施することができる。また、各符号化ブロックの符号化率は、同一でも異なっていても、どちらであっても、実施することができる。
（実施の形態１１）
本実施の形態では、実施の形態１、実施の形態５、実施の形態６、実施の形態７、実施の形態１０で説明したビット割り当て方法を用いたときの再送方法（ＡＲＱ：Automatic Repeat reQuest）について説明する。
本実施の形態では、実施の形態１、実施の形態５、実施の形態６、実施の形態７、実施の形態１０で説明したビット割り当て方法を用いたときの再送方法（ＡＲＱ：Automatic Repeat reQuest）について説明する。
ここでは、一例として、端末＃Ａと端末＃Ｂが通信を行っており、端末＃Ａが端末＃Ｂに再送データを送信する場合を例に説明する。
図７５は、端末＃Ａが送信する信号の時間軸における１フレームのフレーム構成の一例を示している。制御情報シンボル７５０１は、例えば、送信相手先（端末＃Ｂに相当する）の情報、データ長、再送のデータであるか否かの情報、再送回数、変調方式、誤り訂正方式など、通信を成立させるために送信する、データ以外の情報を送信するためのシンボルである。チャネル推定シンボル７５０２は、通信相手の端末＃Ｂがフェージングによる伝播環境の変動を推定するためのシンボルである。データシンボル７５０３は、図７８のような構成で送信される。図７８において重要な点は、データのエラーを検出するために、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）が付加されている点である。図７８の構成については後述する。
図７６は、端末＃Ｂが送信する信号の時間軸における１フレームのフレーム構成の一例を示している。チャネル推定シンボル７６０１は、通信相手の端末＃Ａがフェージングによる伝播環境の変動を推定するためのシンボルである。チャネル変動シンボル７６０１の後にデータシンボル７６０２が送信される。再送要求情報シンボル７６０３は、端末＃Ｂが再送を要求するか否かの情報、および、再送方法を通信端末に通知するためのシンボルである。制御情報シンボル７６０４は、例えば、送信相手先（端末＃Ａに相当する）の情報、データ長、変調方式の情報、符号化率・符号化方法の情報など、通信を成立させるための、送信するデータ以外の情報を送信するためのシンボルである。
図７７は、端末＃Ａと端末＃Ｂの間のデータの流れの一例を示している。
図７７＜１＞：初めに、端末＃Ａは図７５のフレーム構成にしたがったフレーム＃１の変調信号を送信する。ここで送信するデータは、再送データではない。
図７７＜２＞：端末＃Ｂは、フレーム＃１の信号を受信し、復調し、ＣＲＣチェックを行う。その結果、誤りが発生しなかったので、端末＃Ａに対し、再送を要求しない。
図７７＜２＞：端末＃Ｂは、フレーム＃１の信号を受信し、復調し、ＣＲＣチェックを行う。その結果、誤りが発生しなかったので、端末＃Ａに対し、再送を要求しない。
図７７＜３＞：端末＃Ａは、フレーム＃２の変調信号を送信する。ここで送信するデータは再送データではない。
図７７＜４＞：端末＃Ｂは、フレーム＃２の信号を受信し、復調し、ＣＲＣチェックを行う。その結果、誤りが発生していたので、端末＃Ａに対し、再送を要求する。
図７７＜５＞：端末＃Ａは、端末＃Ｂから、再送を要求されたため、フレーム＃２で送信されたデータに相当するフレーム＃２’を送信する。ここで、フレーム＃２’の意味について説明する。
図７７＜４＞：端末＃Ｂは、フレーム＃２の信号を受信し、復調し、ＣＲＣチェックを行う。その結果、誤りが発生していたので、端末＃Ａに対し、再送を要求する。
図７７＜５＞：端末＃Ａは、端末＃Ｂから、再送を要求されたため、フレーム＃２で送信されたデータに相当するフレーム＃２’を送信する。ここで、フレーム＃２’の意味について説明する。
フレーム＃２’の生成方法、つまり、ＡＲＱの方式の代表的な方法として、非特許文献１１に示されているように、以下の方法がある。
チェイスコンバイニング方法： この方法を用いる場合、再送時に、１度目に送信したデータと同一のデータを送信する。
ハイブリッドＡＲＱ： 符号化されたデータ系列をオリジナル系列とし、誤り訂正符号化を行った際に発生した冗長なデータ（パンクチャデータ）をパリティ系列とする。そして、まず、オリジナル系列を送信し、通信相手から、再送が要求された場合、再送データとして、パリティ系列を送信する。例えば、畳み込み符号のパンクチャデータ（冗長なデータ）の生成方法については、非特許文献１１に示されている。
ハイブリッドＡＲＱ： 符号化されたデータ系列をオリジナル系列とし、誤り訂正符号化を行った際に発生した冗長なデータ（パンクチャデータ）をパリティ系列とする。そして、まず、オリジナル系列を送信し、通信相手から、再送が要求された場合、再送データとして、パリティ系列を送信する。例えば、畳み込み符号のパンクチャデータ（冗長なデータ）の生成方法については、非特許文献１１に示されている。
図７７＜６＞：端末＃Ｂは、フレーム＃２’の信号を受信し、復調し、ＣＲＣチェックを行う。その結果、誤りが発生しなかったので、端末＃Ａに対し、再送を要求しない。
図７７＜７＞：端末＃Ａは、フレーム＃３の変調信号を送信する。
図７７＜８＞：端末＃Ｂは、フレーム＃３の信号を受信し、復調し、ＣＲＣチェックを行う。その結果、誤りが発生していたので、端末＃Ａに対し、再送を要求する。
図７７＜７＞：端末＃Ａは、フレーム＃３の変調信号を送信する。
図７７＜８＞：端末＃Ｂは、フレーム＃３の信号を受信し、復調し、ＣＲＣチェックを行う。その結果、誤りが発生していたので、端末＃Ａに対し、再送を要求する。
図７７＜９＞：端末＃Ａは、端末＃Ｂから、再送を要求されたため、フレーム＃３で送信されたデータに相当するフレーム＃３’を送信する。フレーム＃３’の生成方法は、上述と同様である。
図７７＜１０＞：端末＃Ｂは、フレーム＃３’の信号を受信し、復調し、ＣＲＣチェックを行う。その結果、誤りが発生していたので、端末＃Ａに対し、再送を要求する。
図７７＜１１＞：端末＃Ａは、端末＃Ｂから、再送を要求されたため、フレーム＃３で送信されたデータに相当するフレーム＃３’’を送信する。このとき、フレーム＃３’’のデータは、１度目に送信したデータでもよいし、フレーム＃３’と同一でもよい。つまり、フレーム＃３’は、特定のＡＲＱ方式に限定されるものではない。
図７７＜１０＞：端末＃Ｂは、フレーム＃３’の信号を受信し、復調し、ＣＲＣチェックを行う。その結果、誤りが発生していたので、端末＃Ａに対し、再送を要求する。
図７７＜１１＞：端末＃Ａは、端末＃Ｂから、再送を要求されたため、フレーム＃３で送信されたデータに相当するフレーム＃３’’を送信する。このとき、フレーム＃３’’のデータは、１度目に送信したデータでもよいし、フレーム＃３’と同一でもよい。つまり、フレーム＃３’は、特定のＡＲＱ方式に限定されるものではない。
以上が、本実施の形態の第１のＡＲＱにおけるデータの流れである。次に、図７５で説明した端末＃Ａが送信するデータシンボル７５０３の構成方法、および、再送データの生成方法について詳しく説明する。
図７８、図７９は、図７５のデータシンボル７５０３の構成の一例を示している。変調方式としてＱＰＳＫ、１６ＱＡＭのいずれかを選択可能となっている。図７８と図７９とのフレーム構成の関係は、図３１と図３５とのフレーム構成の関係と同様である。
図７８、図７９のフレーム構成が、図３１、図３５のフレーム構成と違う点は、ＣＲＣが含まれている点である。図７８及び図７９において、変調方式がＱＰＳＫのとき（図７８Ａ、図７９Ａのとき）、ＣＲＣをチェックすることにより符号化ブロック＃１及び符号化ブロック＃２に誤りがあるかをチェックすることができる。ただし、符号化ブロック＃１と符号化ブロック＃２のどちらに誤りがあるかを判断することはできないものとする。したがって、再送時は、符号化ブロック＃１および符号化ブロック＃２の両者に対する再送データが送信される。
同様に、図７８及び図７９において、変調方式が１６ＱＡＭのとき（図７８Ｂ、図７９Ｂのとき）、ＣＲＣをチェックすることにより符号化ブロック＃１、符号化ブロック＃２、符号化ブロック＃３、符号化ブロック＃４に誤りがあるかをチェックすることができる。ただし、符号化ブロック＃１、＃２、＃３、＃４のどの符号化ブロックに誤りがあるかを判断することはできないものとする。したがって、再送時は、符号化ブロック＃１、＃２、＃３、＃４のすべてに対する再送データが送信される。
図８０は、本実施の形態における端末＃Ａの構成の一例を示している。図８０において、図３２と同様に動作するものについては同一符号を付している。
図８０において、ＣＲＣ付加部８００１は、符号化データ２９０２＿１、２９０２＿２、２９０２＿３、２９０２＿４及び制御信号Ｓ１０を入力とし、制御信号Ｓ１０にしたがってフレーム中の所定位置にＣＲＣを付加し、ＣＲＣ付加後の符号化データ８００２＿１、８００２＿２、８００２＿３、８００２＿４を出力する。
受信装置８００５は、受信アンテナ８００３で受信した受信信号８００４を入力とし、所定の処理を行い、受信データ８００６を出力する。再送情報抽出部８００７は、受信データ８００６を入力とし、再送に関する情報、つまり、端末＃Ｂが再送を要求しているか否かの情報、再送回数の情報等の情報を抽出し、これを再送に関する情報８００９として出力する。また、再送情報抽出部８００７は、再送に関する情報８００９以外のデータ８００８も出力する。
フレーム構成信号生成部８０１０は、再送に関する情報８００９を入力とし、この情報８００９に基づいて、再送データを送信するか否か、変調方式、符号化方法、符号化率等の送信条件を決定し、決定した送信条件に関する情報を制御信号Ｓ１０として出力する。
図８１は、本実施の形態における端末＃Ｂの構成の一例を示している。図８１において、図３４と同様に動作するものについては同一符号を付している。
図８１において、再送要求部８１０１は、復号データ３０１４を入力とし、復号データに対しＣＲＣチェックを行ことで、再送を要求するか否かを決定し、決定結果を再送要求情報８１０２として出力する。
送信装置８１０４は、再送要求情報８１０２、送信データ８１０３を入力とし、所定の処理を施すことで、図７６のフレーム構成にしたがった変調信号８１０５を生成し、これを出力する。変調信号８１０５は、アンテナ８１０６から電波として出力される。
以上のような装置構成により、上述のＡＲＱ方式を実現することができる。
次に、上述の第１のＡＲＱ方式とは異なる第２のＡＲＱ方式について説明する。
図８２、図８３に、図７８、図７９とは異なる、データシンボル７５０３の構成の一例を示す。図８２、図８３は、図７５の端末＃Ａが送信するデータシンボル７５０３（図７５）の構成の一例を示している。図８２、図８３のフレーム構成が、図７８、図７９のフレームと異なる点は、符号化ブロック単位でＣＲＣを挿入している点である。これにより、誤りが含まれているかどうかを、符号化ブロック単位でチェックすることができるようになる。
図８２、図８３において、変調方式がＱＰＳＫのとき（図８２Ａ、図８３Ａのとき）、符号化ブロック＃１の誤りチェックのためにＣＲＣ＃１が挿入されており、符号化ブロック＃２の誤りチェックのためにＣＲＣ＃２が挿入されている。同様に、変調方式が１６ＱＡＭのとき（図８２Ｂ、図８３Ｂのとき）、符号化ブロック＃１の誤りチェックのためにＣＲＣ＃１が挿入されており、符号化ブロック＃２の誤りチェックのためにＣＲＣ＃２が挿入されており、符号化ブロック＃３の誤りチェックのためにＣＲＣ＃３が挿入されており、符号化ブロック＃４の誤りチェックのためにＣＲＣ＃４が挿入されている。これにより、各変調方式において、符号化ブロック単位で（すなわちどの符号化ブロックに）誤りがあるかをチェックすることができるようになる。
そして、端末＃Ａでは、例えば誤りが存在する符号化ブロックのみの再送データを送信する。例えば、変調方式がＱＰＳＫのとき、端末＃Ｂが符号化ブロック＃１にのみ誤りがあると判断したら、端末＃Ａは符号化ブロック＃１の再送データを送信する。また、変調方式が１６ＱＡＭのとき、端末＃Ｂが符号化ブロック＃１及び符号化ブロック＃２に誤りがあると判断したら、端末＃Ａは符号化ブロック＃１及び符号化ブロック＃２の再送データを送信する。
再送時の変調方式は、前回までのデータを送信した際の変調方式と同一でもよいし、異なっていてもよい。ただし、再送データを送信する際も、実施の形態１、実施の形態５、実施の形態６、実施の形態７、実施の形態１０で説明したビット割り当て方法を用いた方が、受信品質の関点、符号化器・復号化器の動作速度の関点から好ましい。
以上の第１のＡＲＱ方式又は第２のＡＲＱ方式により、実施の形態１、実施の形態５、実施の形態６、実施の形態７、実施の形態１０で説明したビット割り当て方法を用いた再送を実現することができる。このとき、第１のＡＲＱ方式を用いればＣＲＣの情報を削減することができ、第２のＡＲＱ方式を用いれば再送データの量を削減することができる。
本実施の形態では、２種類のＡＲＱ方式（チェイスコンバイニング及びハイブリッドＡＲＱ）を例に説明したが、これに限ったものではなく、他のＡＲＱ方式を用いた場合においても、広く本実施の形態を実施することができる。また、本実施の形態で、ＣＲＣを挿入する場合を例に説明したが、例えば、ＬＤＰＣ符号を用い、Belief Propagation復号を行う場合には、誤りの有無を判断できるため、必ずしもＣＲＣを挿入する必要はない。
本実施の形態は、シングルキャリア伝送を例に説明したが、これに限ったものではなく、ＯＦＤＭ等のマルチキャリア伝送を用いたときも同様に実施することができる。また、本実施の形態の再送方法は、非特許文献１０で示されているようなＭＩＭＯ伝送に適用することもできる。つまり、本実施の形態の再送方法は、ＭＩＭＯ伝送を行っているか、行っていないかに関係なく実施することができる。また、各符号化ブロックの符号化率は、同一でも異なっていても、どちらであっても、実施することができる。
（他の実施の形態）
なお、上述した実施の形態１では、一つの符号化部１１を用いる場合を前提条件として説明したが、別の実施の形態として、システムが、符号化率Ｒ＝１／２、２／３、ブロック長が９８０ビットの符号をサポートしている場合も、符号化率Ｒ＝１／２、２／３において、別々に実施すれば、上述の実施の形態を同様に実施することができる。また、システムが、符号化率Ｒ＝１／２、２／３、ブロック長が９８０、１９６０ビットの符号をサポートしている場合も、それぞれの場合において、別々に実施すれば、上述の実施の形態と同様に実施することができる。
なお、上述した実施の形態１では、一つの符号化部１１を用いる場合を前提条件として説明したが、別の実施の形態として、システムが、符号化率Ｒ＝１／２、２／３、ブロック長が９８０ビットの符号をサポートしている場合も、符号化率Ｒ＝１／２、２／３において、別々に実施すれば、上述の実施の形態を同様に実施することができる。また、システムが、符号化率Ｒ＝１／２、２／３、ブロック長が９８０、１９６０ビットの符号をサポートしている場合も、それぞれの場合において、別々に実施すれば、上述の実施の形態と同様に実施することができる。
例えば、図４、図５，図６、図７、図３０、図３１、図３５、図４７、図４８、図４９、図５０、図５４、図６１、図６５、図７０、図７３、図７８、図７９、図８２、図８３において、符号化ブロック＃１、＃２、＃３、＃４、＃５、＃６はそれぞれ異なる符号化率であってもよい。また、１番目の符号化データ（＃１）、２番目の符号化データ（＃２）、３番目の符号化データ（＃３）、４番目の符号化データ（＃４）はそれぞれ異なる符号化率であってもよい。なお、符号化データ＃１の符号化率Ｒ１、符号化データ＃２の符号化率Ｒ２、符号化データ＃３の符号化率Ｒ３、符号化データ＃４の符号化率Ｒ４は、全てが互いに異なる値であってもよいし、Ｒ１＝Ｒ２、かつＲ３＝Ｒ４で、Ｒ１とＲ４が異なる値であってもよい。符号化率が同じとなる符号化データの組み合わせは上記に限定されない。このように符号化率を設定することにより、同時に異なる種類のデータ、例えば、音声データとパケットデータ、映像データとパケットデータ、映像データと音声データのように、複数の種類のデータを所望の誤り率耐性の誤り訂正符号を用いて並列に伝送することができる（例えば、音声データを伝送する場合符号化率３／４の誤り訂正符号、パケットデータを伝送する場合符号化率１／３の誤り訂正符号を用いる）システムを構築することができ、各データを品質よく伝送することができるという効果を有することになる。
また、図４、図５、図６、図７、図３０、図３１、図３５、図４７、図４８、図４９、図５０、図５４、図６１、図６５、図７０、図７３、図７８、図７９、図８２、図８３において、変調方式の１シンボルあたりの送信ビット数をｎとし、符号化データの種類をｍ種類（つまり、１番目の符号化データ（＃１）、２番目の符号化データ（＃２）、・・・、ｍ番目の符号化データ（＃ｍ）が存在する）とした場合に、ｍ＞ｎとしてもよい（ｍ、ｎはいずれも整数である）。ｍ＞ｎとすることで、１シンボルを構成するビットすべてで互いに異なる符号化データを送信することになり、ｍ種類の符号化データすべてが、より多くのシンボルを用いて送信されることになる。そのため、フェージングのノッチによって符号化データのほとんどがバースト的に誤る確率が低くなり、データの受信品質が向上する。
したがって、複数の変調方式を切り替えることが可能な送信装置において、切り替え可能な変調方式のうち、最大の変調多値数（最大信号点数）をもつ変調方式が１シンボルに送信することができるビット数をｎｍａｘとすると（ｎｍａｘは整数）、送信装置がｎｍａｘ以上の種類の符号化データ（つまり、１番目の符号化データ（＃１）、２番目の符号化データ（＃２）、・・・、ｎｍａｘ番目の符号化データ（＃ｍ）が存在する）を生成した場合、切り替え可能なすべての変調方式において、１シンボルを構成するビットすべてで異なる符号化データを送信することができる。これにより、送信装置で切り替え可能なすべての変調方式において、フェージングのノッチによって符号化データのほとんどがバースト的に誤る確率が低くなるので、データの受信品質が向上する。
また、上述した実施の形態２〜４では、マルチアンテナ送信装置、マルチアンテナ受信装置がそれぞれ２本のアンテナをもつ、空間多重を用いたＭＩＭＯシステムの場合について説明したが、これに限ったものではなく、アンテナ数が増大し、送信する変調信号数が増大した場合についても同様に実施することができる。また、スペクトル拡散通信方式を用いたシステムに適用した場合でも、同様の効果を得ることができる。
また、本発明のマルチアンテナ送信装置は、実施の形態２に示した構成に限らず、例えば固有モードを用いたＭＩＭＯシステムにも適用できる。図５８を用いて、固有モードの通信方法について詳しく説明する。
ＭＩＭＯシステムでは、受信局だけでなく送信局側においてもチャネル状態情報（CSI:Channel State Information）が既知である場合に、送信局が送信のチャネルシグネチャベクトル（channel signature vector）を用いてベクトル化された信号を送信アレーアンテナより受信局に対して送信し、さらに受信局で、受信アレーアンテナの受信信号から送信のチャネルシグネチャベクトルに対応付けられた受信のチャネルシグネチャベクトルを用いて送信信号を検出し復調する通信方法が実現できる。
特に、通信空間に複数のチャネルを構成し、信号を多重伝送する通信モードとして、チャネル行列の特異ベクトル（singular vector）または固有ベクトル（eigen vector）を利用した固有モード（eigenmode）がある。この固有モードは、これら特異ベクトルや固有ベクトルを前述したチャネルシグネチャベクトルとして利用する方法である。ここでチャネル行列は、送信アレーアンテナの各アンテナ素子と受信アレーアンテナの各アンテナ素子のすべて、または一部の組み合わせの複素チャネル係数を要素とする行列である。
送信局が下り回線のチャネル状態情報を得る方法としては、無線回線の上りと下りで同一の周波数キャリアを利用するＴＤＤでは、チャネルの双対性（reciprocity）により、受信局からの上り回線を用いて送信局においてチャネル状態情報の推定（estimating）または測定（measuring）をすることが可能である。一方で、上りと下りで異なる周波数キャリアを利用するＦＤＤでは、受信局において下り回線のチャネル状態情報を推定または測定し、その結果を送信局へ通知（reporting）することにより、送信局において下り回線の正確なＣＳＩを得ることできる。
固有モードは、特にＭＩＭＯシステムの無線チャネルが狭帯域のフラットフェージング過程として扱える場合には、ＭＩＭＯシステムのチャネルキャパシティを最大にできるという特徴がある。例えば、ＯＦＤＭを採用した無線通信システムでは、マルチパス遅延波によるシンボル間干渉を取り除くためガードインターバルを挿入し、ＯＦＤＭの各サブキャリアはフラットフェージング過程となるような設計を行うのが一般的である。したがって、ＭＩＭＯシステムにおいてＯＦＤＭ信号を送信する場合、固有モードを用いることによって、例えば各サブキャリアで複数の信号を空間的に多重化して伝送することが可能となる。
ＭＩＭＯシステムを利用した通信方法としては、送信局および受信局において下り回線のチャネル状態情報を既知とする固有モードに対して、受信局においてのみ無線チャネルのチャネル状態情報を既知とする方法がいくつか提案されている。固有モードと同じ目的である空間的に信号を多重化して伝送する方法としては、例えばＢＬＡＳＴが知られている。また信号の多重度を犠牲にし、つまりキャパシティを増加させるためでなくアンテナの空間ダイバーシチ効果得る方法としては、例えば時空間符号を用いた送信ダイバーシチが知られている。固有モードが送信アレーアンテナで信号をベクトル化して送信する、言い換えると信号をビーム空間（beam space）にマッピングしてから送信するビーム空間モードであるのに対して、ＢＬＡＳＴや送信ダイバーシチは信号をアンテナエレメント（antenna element）にマッピングすることからアンテナエレメントモードであると考えられる。
図５８は、固有モード通信の送受信機の構成の一例である。送信のチャネル解析部２６０７は、送信局と受信局間の伝搬チャネルの推定結果であるチャネル状態情報に基づいて、多重化チャネルを構成するために複数の送信のチャネルシグネチャベクトルを算出するとともに、チャネル状態情報によって形成されるチャネル行列をＳＶＤ（ＳＶＤ：Singular Value Decomposition）に基づき、固有値（例えば、λＡ、λＢ、λＣ、・・・、λＸ）、また、固有パス（例えば、パスＡ、パスＢ、パスＣ、・・・、パスＸ）を求め、制御情報２６０８として出力する。
送信局は、多重フレーム生成部２６０１が送信ディジタル信号、制御情報２６０８を入力とし、多重化チャネルへマッピングするために複数の送信フレームを生成し、チャネルＡの送信ディジタル信号２６０２Ａ、チャネルＢの送信ディジタル信号２６０２Ｂ、・・・、チャネルＸの送信ディジタル信号２６０２Ｘを出力する。
符号化・並べ替え・変調部２６０３Ａは、チャネルＡの送信ディジタル信号２６０２Ａ、制御情報２６０８を入力とし、制御情報２６０８に基づき、符号化率、変調方式を決定し、チャネルＡのベースバンド信号２６０４Ａを出力する。チャネルＢからチャネルＸについても同様な動作となり、チャネルＢのベースバンド信号２６０４ＢからチャネルＸのベースバンド信号２６０４Ｘが得られる。なお、図５８では、図を簡単化するために、符号化・並べ替え・変調部を１つのブロックで示したが、実際には、上述した実施の形態１〜３のような構成となっており、並べ替え部によって１つのブロック内符号化データが複数のデータシンボルに割り当てられるように、ブロック符号化データが並べ替えられて変調部に供給されるようになっている。
ベクトル多重化部２６０５は、チャネルＡからチャネルＸのベースバンド信号２６０４Ａから２６０４Ｘ、制御情報２６０８を入力とし、チャネルＡからチャネルＸのベースバンド信号２６０４Ａから２６０４Ｘに個別にチャネルシグネチャベクトルを乗算し、合成した後、送信アレーアンテナ２６０６より受信局に対して送信する。
受信局では、受信のチャネル解析部２６１５が、予め送信局と受信局間の伝搬チャネルの推定結果であるチャネル状態情報に基づいて、多重化された送信信号を分離するために、複数の受信のチャネルシグネチャベクトルを算出する。多重信号分離部２６１０は、受信アレーアンテナ２６０９で受信した受信信号を入力として、各々のチャネルシグネチャベクトルを掛け合わせ得られる複数の受信信号、つまり、チャネルＡの受信信号２６１１ＡからチャネルＸの受信２６１１Ｘを生成する。
復号化部２６１２Ａは、チャネルＡの受信信号２６１１Ａ、送信方法情報２６１８を入力とし、送信方法情報２６１８（変調方式、符号化率の情報）に基づき復号を行い、チャネルＡのディジタル信号２６１３Ａを出力する。チャネルＢからチャネルＸについても同様な動作となり、チャネルＢのディジタル信号２６１３ＢからチャネルＸのディジタル信号２６１３Ｘが得られる。
送信方法情報検出部２６１７は、チャネルＡのディジタル信号２６１３Ａを入力とし、各チャネルの変調信号の送信方法、例えば、変調方式、符号化率の情報を抽出し、送信方法情報２６１８を出力する。
受信データ合成部２６１４は、チャネルＡからチャネルＸのディジタル信号２６１３Ａから２６１３Ｘ、および、送信方法情報２６１８を入力とし、受信ディジタル信号を生成する。
なお、上述の実施の形態では、本発明の送信方法を実現するための送信装置の構成例として図３２の構成を例に挙げたが、本発明の送信方法を実現するための送信装置の構成は図３２の例に限らない。
例えば図８４に示すように、符号化部１１＿１〜１１＿４の後段にインターリーバ８４０１＿１〜８４０１＿４を設け、符号化データ２９０２＿１〜２９０２＿４をインターリーバ８４０１＿１〜８４０１＿４によってビットインターリーブした後にマッピング部３３０４に入力させてもよい。また、１つのインターリーバによって複数の符号化データ２９０２＿１〜２９０２＿４をインターリーブして、マッピング部３３０４に出力してもよい。ここでも、実施の形態８、実施の形態９でも述べたように、インターリーバ８４０１＿１〜８４０１＿４において、インターリーブのパターン（インターリーブ方法）をそれぞれ異なるようにすると、受信装置で反復検波を行った際、データの受信品質が向上するという効果を有することになる。
また、例えば簡略化して示す図８５のように、符号化部１１＿１〜１１＿４とマッピング部３３０４の間に、パンクチャ部８５０１＿１〜８５０１＿４、マルチプレクサ（ＭＵＸ）８５０２及びインターリーバ８５０３を設け、符号化データ２９０２＿１〜２９０２＿４を、インターリーバ８４０１＿１〜８４０１＿４によってビットインターリーブし、マルチプレクサ（ＭＵＸ）８５０２によってマルチプレクスし、インターリーバ８５０３によってビットインターリーブした後にマッピング部３３０４に入力させてもよい。
このように、本発明の送信方法は、インターリーバやパンクチャ部の有無や位置に関わらず、実施することができる。
図８６に、送信装置を図８４や図８５のようにした場合の、受信装置の構成例を示す。図８６では、図３４との対応部分に同一符号を付した。受信装置８６００は、軟値作成部３００７と振り分け部３００９の間に、デインターリーバ８６０１が設けられている点を除いて、図３４の受信装置３５００と同様の構成でなる。
本発明は、簡易な構成で、フェージング等による誤り率特性の劣化を抑制できるといった効果を有し、例えば小さい回路規模で高品質のデータ伝送が求められる通信機器に広く適用できる。
１０、２９００、３３００、３９００、５０００、５３００、５５００、５６００、８４００ 送信装置
１１、１０２Ａ、１０２Ｂ、１０２、４１０１、４２０１、５５０１、６３０３ 符号化部
１２、１０４Ａ、１０４Ｂ、１０４、５３０１ 並べ替え部
１５、１０６Ａ、１０６Ｂ、３３０３、４１０３、４２０３ 変調部
１００、５００、６００、４６００ マルチアンテナ送信装置
３０００、３５００、４０００、８６００ 受信装置
３００９、５５０５ 振り分け部
３０１１、６４１１ 復号部
３３０１、４１０２、４１１４、４２０２、４２１３、５６０１、８４０１、８５０３ インターリーバ
３３０４、５５０７＿Ａ、５５０７＿Ｂ、６３０５ マッピング部
３５０１、４１１２、４２１２、８６０１ デインターリーバ
３９０３ ブロック符号化部
３９０６ トレリス符号化部
４００１ ブロック符号用復号部
５００１、５５０３ 順番入替部
５０１０、５３１０、５６１０ ストリームＡ送信信号生成部
５０２０、５３２０、５６２０ ストリームＢ送信信号生成部
５９０１、６３００ 基地局
６４００、８０００、８１００ 端末
８００１ ＣＲＣ付加部
１１、１０２Ａ、１０２Ｂ、１０２、４１０１、４２０１、５５０１、６３０３ 符号化部
１２、１０４Ａ、１０４Ｂ、１０４、５３０１ 並べ替え部
１５、１０６Ａ、１０６Ｂ、３３０３、４１０３、４２０３ 変調部
１００、５００、６００、４６００ マルチアンテナ送信装置
３０００、３５００、４０００、８６００ 受信装置
３００９、５５０５ 振り分け部
３０１１、６４１１ 復号部
３３０１、４１０２、４１１４、４２０２、４２１３、５６０１、８４０１、８５０３ インターリーバ
３３０４、５５０７＿Ａ、５５０７＿Ｂ、６３０５ マッピング部
３５０１、４１１２、４２１２、８６０１ デインターリーバ
３９０３ ブロック符号化部
３９０６ トレリス符号化部
４００１ ブロック符号用復号部
５００１、５５０３ 順番入替部
５０１０、５３１０、５６１０ ストリームＡ送信信号生成部
５０２０、５３２０、５６２０ ストリームＢ送信信号生成部
５９０１、６３００ 基地局
６４００、８０００、８１００ 端末
８００１ ＣＲＣ付加部
Claims (12)
- 複数のビットで構成される送信データに対して符号化処理を施して、複数のビットで構成される符号化データを形成し、
前記符号化データに属するビットを並び換え処理し、
前記並び換えられた符号化データに変調処理を施して、シンボルに対応するベースバンド信号を出力し、
前記ベースバンド信号に基づく送信信号を送信する送信方法であって、
前記各符号化データは、受信ユーザ毎に割り当てられたデータであり、
前記変調処理は複数の変調方式を用いることができ、いずれの変調方式を用いた場合でも、前記シンボルを構成する複数ビットから任意に抽出される２つのビットは、互いに異なる前記符号化データに属するビットであり、
前記シンボルを構成する各ビットは、異なる受信ユーザに割り当てられており、
前記符号化データはＬＤＰＣ符号化されたデータであり、
前記符号化処理において、複数の異なる符号化率を用いて前記符号化データを形成することができ、
前記並び換え処理において、１つのシンボルが、複数の前記符号化データのいずれかに属するビットを集めて構成されるように、前記符号化データに属するビットを並べ換え、
並び換えに用いられた前記複数の符号化データは、前記複数の符号化データから任意に選択される１つの符号化データの符号化率とは異なる符号化率で形成された符号化データを少なくとも１つ含む
送信方法。 - 符号化率が異なる符号化データを集めて構成されたシンボルを少なくとも１つ含む
請求項１に記載の送信方法。 - 複数のビットで構成される送信データに対して符号化処理を施して、複数のビットで構成される符号化データを形成し、
前記符号化データに属するビットを並び換え処理し、
前記並び換えられた符号化データに変調処理を施して、シンボルに対応するベースバンド信号を出力し、
前記ベースバンド信号に基づく送信信号を送信する送信方法であって、
前記符号化データは、受信ユーザ毎に割り当てられたデータであり、
前記変調処理は複数の変調方式を用いることができ、いずれの変調方式を用いた場合でも、前記シンボルを構成する複数ビットから、任意に抽出される２つのビットは、互いに異なる前記符号化データに属するビットであり、
前記シンボルを構成する各ビットは、異なる受信ユーザに割り当てられており、
前記符号化データはＬＤＰＣ符号化されたデータであり、前記符号化データに属するビットを並べ換える際には、少なくとも一つの符号化データについて、当該符号化データを構成する複数のビットを、前記シンボルの信号点配置を示すビット番号のうち異なるビット番号に割り当てるように並べ換える
送信方法。 - 複数のビットで構成される送信データに対して符号化処理を施して、複数のビットで構成される符号化データを形成し、
前記符号化データに属するビットを並び換え処理し、
前記並び換えられた符号化データに変調処理を施して、シンボルに対応するベースバンド信号を出力し、
前記ベースバンド信号に基づく送信信号を送信する送信方法であって、
前記符号化データは、受信ユーザ毎に割り当てられたデータであり、
前記変調処理は複数の変調方式を用いることができ、いずれの変調方式を用いた場合でも、前記シンボルを構成する複数ビットから、任意に抽出される２つのビットは、互いに異なる前記符号化データに属するビットであり、
前記シンボルを構成する各ビットは、異なる受信ユーザに割り当てられており、
前記符号化データはＬＤＰＣ符号化されたデータであり、前記符号化データに属するビットを並べ換える際には、隣り合うシンボルにおいて、前記シンボルの信号点配置を示すビット番号のうちの同じビット番号に、互いに異なる前記符号化データに属するビットを割り当てるように並べ換える
送信方法。 - 前記並び換え処理において、１つのシンボルが、複数の前記符号化データのいずれかに属するビットを集めて構成されるように、前記符号化データに属するビットを並べ換え、
前記符号化処理において、複数の異なる符号化率を用いて前記符号化データを形成することができ、並び換えに用いられた前記複数の符号化データは、前記複数の符号化データから任意に選択される１つの符号化データの符号化率とは異なる符号化率で形成された符号化データを少なくとも１つ含む
請求項３又は請求項４に記載の送信方法。 - 前記変調処理は、第１の変調方式と第２の変調方式を用いることができる
請求項１乃至５いずれか一項に記載の送信方法。 - 前記第１変調方式はＱＰＳＫであり、前記第２変調方式は１６ＱＡＭである
請求項６に記載の送信方法。 - 前記変調信号は、ＯＦＤＭ方式を用いて形成された信号である
請求項１乃至７いずれか一項に記載の送信方法。 - 複数のビットで構成される送信データに対して符号化処理を施して、複数のビットで構成される符号化データを形成する符号化部と、
前記符号化データに属するビットを並び換える並べ換え部と、
前記並び換えられた符号化データに変調処理を施して、前記シンボルに対応するベースバンド信号を出力する変調部と、
前記ベースバンド信号に基づく変調信号を送信する送信部と
を具備し、
前記変調部は、複数の変調方式を用いることができ、いずれの変調方式を用いた場合でも、前記シンボルを構成する複数ビットから、任意に抽出される２つのビットは、互いに異なる前記符号化データに属するビットであり、
前記符号化部において形成される前記符号化データは、受信ユーザ毎に割り当てられたデータであり、
前記シンボルを構成する各ビットは、異なる受信ユーザに割り当てられており、
前記符号化部において形成される前記符号化データはＬＤＰＣ符号化されたデータであり、
前記符号化部は、複数の異なる符号化率を用いて前記符号化データを形成することができ、
前記並び換え部は、１つのシンボルが、複数の前記符号化データのいずれかに属するビットを集めて構成されるように、前記符号化データに属するビットを並べ換え、
並び換えに用いられた前記複数の符号化データは、前記複数の符号化データから任意に選択される１つの符号化データの符号化率とは異なる符号化率で形成された符号化データを少なくとも１つ含む
送信装置。 - 前記並び換え部は、符号化率が異なる符号化データを集めて構成されたシンボルを少なくとも１つ含むように、前記符号化データに属するビットを並べ換える
請求項９に記載の送信装置。 - 前記変調信号は、ＯＦＤＭ方式を用いて形成された信号である
請求項９又は請求項１０に記載の送信装置。 - 変調信号を受信する受信方法であって、
前記変調信号から生成される複数のシンボルは、複数の変調方式により生成され、いずれの変調方式を用いて生成された場合でも、前記シンボルを構成する複数ビットから任意に抽出される２つのビットは、互いに異なる前記符号化データに属するビットであり、
前記シンボルを構成する各ビットは、異なる受信ユーザに割り当てられており、
前記符号化データはＬＤＰＣ符号化されたデータであり、
前記符号化データは、受信ユーザ毎に割り当てられたデータであり、
前記符号化データは、複数の異なる符号化率を用いて形成されることができ、前記複数の符号化データから任意に選択される１つの符号化データの符号化率とは異なる符号化率で形成された符号化データを少なくとも１つ含むことを特徴とする送信方法の変調信号を受信する受信方法であり、
受信信号からベースバンド信号を生成し、
前記ベースバンド信号に対応するシンボルにおいて、複数の前記シンボルに含まれるビットを並び換え処理することにより、複数のビットで構成される符号化データを生成し、
前記符号化データを復号化することにより、複数のビットで構成される復号化データのうち、自端末に割り当てられたビットのデータを生成する
受信方法。
Priority Applications (12)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2007284582A JP5089339B2 (ja) | 2006-11-02 | 2007-10-31 | 送信方法、送信装置及び受信方法 |
| US12/447,885 US8401110B2 (en) | 2006-11-02 | 2007-11-01 | Transmission method, transmitter apparatus and reception method |
| CN2007800398799A CN101554006B (zh) | 2006-11-02 | 2007-11-01 | 发送方法、发送装置以及接收方法 |
| PCT/JP2007/071337 WO2008053968A1 (en) | 2006-11-02 | 2007-11-01 | Transmission method, transmitter apparatus and reception method |
| CN201310021568.7A CN103152127B (zh) | 2006-11-02 | 2007-11-01 | 发送方法、发送装置、接收方法和接收装置 |
| US13/766,557 US8869012B2 (en) | 2006-11-02 | 2013-02-13 | Transmitting method, receiving method, receiving apparatus and transmitting apparatus |
| US14/487,908 US9712280B2 (en) | 2006-11-02 | 2014-09-16 | Output signal generating method, decoded data generating method, output signal generating apparatus, and decoded data generating apparatus |
| US15/621,752 US10680752B2 (en) | 2006-11-02 | 2017-06-13 | Wireless communication base station apparatus, wireless communication terminal, communication method of a wireless communication base station apparatus and communication method of a wireless communication terminal |
| US16/859,731 US11277226B2 (en) | 2006-11-02 | 2020-04-27 | Wireless communication base station apparatus, wireless communication terminal, communication method of a wireless communication base station apparatus and communication method of a wireless communication terminal |
| US17/590,761 US11563522B2 (en) | 2006-11-02 | 2022-02-01 | Wireless communication base station apparatus, wireless communication terminal, communication method of a wireless communication base station apparatus and communication method of a wireless communication terminal |
| US18/068,464 US11894928B2 (en) | 2006-11-02 | 2022-12-19 | Wireless communication base station apparatus, wireless communication terminal, communication method of a wireless communication base station apparatus and communication method of a wireless communication terminal |
| US18/532,791 US12192000B2 (en) | 2006-11-02 | 2023-12-07 | Wireless communication base station apparatus, wireless communication terminal, communication method of a wireless communication base station apparatus and communication method of a wireless communication terminal |
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2006299533 | 2006-11-02 | ||
| JP2006299533 | 2006-11-02 | ||
| JP2007173156 | 2007-06-29 | ||
| JP2007173156 | 2007-06-29 | ||
| JP2007284582A JP5089339B2 (ja) | 2006-11-02 | 2007-10-31 | 送信方法、送信装置及び受信方法 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2011275903A Division JP2012090323A (ja) | 2006-11-02 | 2011-12-16 | 送信方法、送信装置、受信方法及び受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2009033696A JP2009033696A (ja) | 2009-02-12 |
| JP5089339B2 true JP5089339B2 (ja) | 2012-12-05 |
Family
ID=40403656
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2007284582A Active JP5089339B2 (ja) | 2006-11-02 | 2007-10-31 | 送信方法、送信装置及び受信方法 |
| JP2011275903A Pending JP2012090323A (ja) | 2006-11-02 | 2011-12-16 | 送信方法、送信装置、受信方法及び受信装置 |
Family Applications After (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2011275903A Pending JP2012090323A (ja) | 2006-11-02 | 2011-12-16 | 送信方法、送信装置、受信方法及び受信装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (8) | US8401110B2 (ja) |
| JP (2) | JP5089339B2 (ja) |
| CN (2) | CN103152127B (ja) |
| WO (1) | WO2008053968A1 (ja) |
Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101611553B (zh) * | 2007-01-19 | 2014-06-25 | 皇家飞利浦电子股份有限公司 | 使用并行编码和解码的单载波块传输的方法和系统 |
| JP5355033B2 (ja) * | 2008-10-24 | 2013-11-27 | 株式会社東芝 | 無線中継装置、無線受信装置及び復号方法 |
| KR101632216B1 (ko) | 2009-02-01 | 2016-06-21 | 엘지전자 주식회사 | 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 신호를 송신하기 위한 자원을 할당하는 방법 및 이를 위한 장치 |
| US8184993B2 (en) * | 2009-02-25 | 2012-05-22 | Nec Laboratories America, Inc. | Polarization mode dispersion (PMD) compensation in polarization multiplexed coded orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) systems |
| JP5276508B2 (ja) * | 2009-04-10 | 2013-08-28 | 日本放送協会 | Ｍｉｍｏ送信装置 |
| KR101757452B1 (ko) * | 2010-01-08 | 2017-07-13 | 삼성전자주식회사 | 무선 통신 시스템에서 자원 매핑 및 디매핑 방법 및 장치 |
| JP5578617B2 (ja) | 2010-10-18 | 2014-08-27 | パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ | 送信方法、送信装置、受信方法および受信装置 |
| EP2647151B1 (en) | 2010-12-03 | 2019-07-31 | Samsung Electronics Co., Ltd | Apparatus and method for transmitting and receiving data in communication system |
| JP2013098886A (ja) * | 2011-11-04 | 2013-05-20 | Mega Chips Corp | 通信装置および通信装置の動作方法 |
| US9892188B2 (en) * | 2011-11-08 | 2018-02-13 | Microsoft Technology Licensing, Llc | Category-prefixed data batching of coded media data in multiple categories |
| KR102356963B1 (ko) | 2013-01-11 | 2022-02-08 | 선 페이턴트 트러스트 | 데이터 처리방법, 프리코딩 방법, 통신장치 |
| JP6114153B2 (ja) | 2013-09-26 | 2017-04-12 | 株式会社Ｎｔｔドコモ | 基地局、移動局、参照信号送信方法及びチャネル品質測定方法 |
| US9531478B2 (en) * | 2013-11-08 | 2016-12-27 | Futurewei Technologies, Inc. | Digital optical modulator for programmable n-quadrature amplitude modulation generation |
| WO2016037050A1 (en) * | 2014-09-04 | 2016-03-10 | Hoyos Labs Ip Ltd. | Systems and methods for performing user recognition based on biometric information captured with wearable electronic devices |
| JP6411880B2 (ja) * | 2014-12-11 | 2018-10-24 | Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 | 誤り訂正符号化回路、誤り訂正復号化回路および方法 |
| KR102163056B1 (ko) * | 2015-12-30 | 2020-10-08 | 삼성전기주식회사 | 코일 전자 부품 및 그 제조방법 |
| CN107666376B (zh) * | 2016-07-27 | 2020-12-15 | 华为技术有限公司 | 信息发送方法和装置、以及无线接入设备 |
| JP7078361B2 (ja) * | 2017-06-29 | 2022-05-31 | 日本放送協会 | Ｍｉｍｏ受信装置 |
| US10447313B2 (en) * | 2017-11-28 | 2019-10-15 | X Development Llc | Communication method and system with on demand temporal diversity |
| US11025367B2 (en) * | 2017-12-07 | 2021-06-01 | Intel IP Corporation | Channel state information estimation with codeword interference cancellation |
| CN108984770A (zh) * | 2018-07-23 | 2018-12-11 | 北京百度网讯科技有限公司 | 用于处理数据的方法和装置 |
| JP6596139B2 (ja) * | 2018-09-20 | 2019-10-23 | Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 | 誤り訂正符号化回路、誤り訂正復号化回路および方法 |
| US20240333558A1 (en) * | 2022-02-14 | 2024-10-03 | David E. Newman | Selecting a Modulation Scheme Responsive to Fault Types in 5G/6G |
| US11736320B2 (en) * | 2022-02-14 | 2023-08-22 | Ultralogic 6G, Llc | Multiplexed amplitude-phase modulation for 5G/6G noise mitigation |
| CN117014099A (zh) * | 2022-04-27 | 2023-11-07 | 瑞昱半导体股份有限公司 | 用于子载波排序的信号处理电路及相关的信号处理方法 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6658381B1 (en) * | 1999-10-15 | 2003-12-02 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Methods and systems for robust frame type detection in systems employing variable bit rates |
| JP3545726B2 (ja) * | 2001-02-27 | 2004-07-21 | 松下電器産業株式会社 | 受信側装置 |
| JP3836019B2 (ja) * | 2001-11-21 | 2006-10-18 | 松下電器産業株式会社 | 受信装置、送信装置及び送信方法 |
| JP3875086B2 (ja) * | 2001-11-30 | 2007-01-31 | ソフトバンクテレコム株式会社 | 直交周波数分割多重システムおよび送受信装置 |
| JP4078105B2 (ja) | 2002-04-08 | 2008-04-23 | シャープ株式会社 | 無線通信システム |
| JP2004023691A (ja) * | 2002-06-20 | 2004-01-22 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 誤り訂正符号化／復号化方法及び送信装置及び受信装置 |
| GB2408898B (en) * | 2003-12-02 | 2006-08-16 | Toshiba Res Europ Ltd | Improved communications apparatus and methods |
| JP4012167B2 (ja) * | 2004-03-31 | 2007-11-21 | 株式会社東芝 | 無線通信システム |
| CA2593783A1 (en) | 2005-01-11 | 2006-07-20 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus for transmitting layered and non-layered data via layered modulation |
| WO2006083233A1 (en) * | 2005-02-03 | 2006-08-10 | Agency For Science, Technology And Research | Method for transmitting data, method for receiving data, transmitter, receiver, and computer program products |
| US8098773B1 (en) * | 2005-09-19 | 2012-01-17 | Piesinger Gregory H | Communication method and apparatus |
| US7602838B2 (en) * | 2005-12-22 | 2009-10-13 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Linear turbo equalization using despread values |
| GB0804616D0 (en) * | 2008-03-12 | 2008-04-16 | Cambridge Silicon Radio Ltd | Diversity reception |
-
2007
- 2007-10-31 JP JP2007284582A patent/JP5089339B2/ja active Active
- 2007-11-01 US US12/447,885 patent/US8401110B2/en active Active
- 2007-11-01 CN CN201310021568.7A patent/CN103152127B/zh active Active
- 2007-11-01 CN CN2007800398799A patent/CN101554006B/zh active Active
- 2007-11-01 WO PCT/JP2007/071337 patent/WO2008053968A1/ja active Application Filing
-
2011
- 2011-12-16 JP JP2011275903A patent/JP2012090323A/ja active Pending
-
2013
- 2013-02-13 US US13/766,557 patent/US8869012B2/en active Active
-
2014
- 2014-09-16 US US14/487,908 patent/US9712280B2/en active Active
-
2017
- 2017-06-13 US US15/621,752 patent/US10680752B2/en active Active
-
2020
- 2020-04-27 US US16/859,731 patent/US11277226B2/en active Active
-
2022
- 2022-02-01 US US17/590,761 patent/US11563522B2/en active Active
- 2022-12-19 US US18/068,464 patent/US11894928B2/en active Active
-
2023
- 2023-12-07 US US18/532,791 patent/US12192000B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20220158762A1 (en) | 2022-05-19 |
| US20180145792A1 (en) | 2018-05-24 |
| US11277226B2 (en) | 2022-03-15 |
| US8869012B2 (en) | 2014-10-21 |
| CN101554006B (zh) | 2013-02-27 |
| US20200266930A1 (en) | 2020-08-20 |
| CN101554006A (zh) | 2009-10-07 |
| JP2012090323A (ja) | 2012-05-10 |
| US12192000B2 (en) | 2025-01-07 |
| US20150003564A1 (en) | 2015-01-01 |
| US8401110B2 (en) | 2013-03-19 |
| US20130159816A1 (en) | 2013-06-20 |
| US9712280B2 (en) | 2017-07-18 |
| US10680752B2 (en) | 2020-06-09 |
| US20240113810A1 (en) | 2024-04-04 |
| CN103152127B (zh) | 2016-12-07 |
| JP2009033696A (ja) | 2009-02-12 |
| US11894928B2 (en) | 2024-02-06 |
| US11563522B2 (en) | 2023-01-24 |
| CN103152127A (zh) | 2013-06-12 |
| WO2008053968A1 (en) | 2008-05-08 |
| US20230124557A1 (en) | 2023-04-20 |
| US20100070828A1 (en) | 2010-03-18 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20100122 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20111018 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20111216 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20120605 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20120801 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20120821 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20120911 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150921 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5089339 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |