JP5056052B2 - Inverter control device for motor drive and equipment using the device - Google Patents
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Description
本発明は、インバータ回路を備えた誘導モータ、直流モータのベクトル制御インバータ装置に関するものである。 The present invention relates to a vector control inverter device for an induction motor and a DC motor provided with an inverter circuit.
可変電圧可変周波数の交流電圧によりモータを駆動するPWMインバータは、スイッチング素子が直列に接続されたアームが基本単位となっており、上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子が交互にオン/オフされる。通常、上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子とが同時にオンして短絡することを防止するために、オン/オフの切替の際には、上側と下側のスイッチング素子が同時にオフとなる期間が設けられる。この同時にオフとなる短絡防止時間はデッドタイムと呼ばれるが、このデッドタイム期間中において、スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイールダイオードの不完全ターンオンに起因して相電流のゼロクロス点及びその近傍(以下、単にゼロクロス点近傍という)で出力電圧が不連続になり、これによって相電流も不連続になって波形に歪みを生じる場合がある。その結果、相電流のゼロクロス点近傍において、負荷であるモータのトルクが脈動したり、回転速度が変動したりするなどの問題を生じていた。この問題を解決するために、特許文献1では、モータ電流の極性に応じてデッドタイムに起因する電圧歪みを補償している。
しかしながら、従来の補償方法では、補償タイミングのずれが大きい場合には、補償の効果が小さくなったり、電圧歪みの補償が逆効果となったりしてしまうという問題がある。 However, in the conventional compensation method, when the compensation timing shift is large, there is a problem that the compensation effect is reduced or the voltage distortion compensation is adversely affected.
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、波形歪みと補償値とのずれの影響を軽減す波形改善を行うモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to solve such a conventional problem, and to provide an inverter control device for driving a motor that improves the waveform to reduce the influence of the deviation between the waveform distortion and the compensation value.
上記課題を解決するために本発明は、交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータとインバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、制御演算部には、モータの回転を維持するために必要なインバータが出力すべき電圧を算出する基本出力電圧演算部と、モータの相電流波形歪みを改善する電圧を基本出力電圧演算部での演算周期よりも短い周期で算出する波形改善電圧演算部と、基本出力電圧演算部により算出された電圧と波形改善電圧演算部により算出された電圧とに基づいてインバータを制御するPWM信号を波形改善電圧演算部での演算周期で更新するPWM信号生成部とを設け、基本出力電圧に対して5次の高調波成分となる波形改善電圧の演算を、PWMタイマのダウンカウント中とアップカウント中、それぞれ1回ずつ行い、前記PWM信号生成部において、キャリア1周期毎に求まる基本出力電圧波形に重畳させ、前記PWM信号を生成し、PWMタイマのアップカウントからダウンカウントへ移行のタイミングで前記PWM信号への反映が行われるようにしたものである。 In order to solve the above problems, the present invention includes a rectifier circuit that receives an AC power supply, an inverter that converts DC power into AC power, a motor and a control calculation unit that controls the operation of the inverter, The basic output voltage calculation unit for calculating the voltage to be output by the inverter necessary for maintaining the rotation of the motor, and the voltage for improving the phase current waveform distortion of the motor are shorter than the calculation cycle in the basic output voltage calculation unit The waveform improvement voltage calculation unit calculates the PWM signal for controlling the inverter based on the voltage calculated by the period, the voltage calculated by the basic output voltage calculation unit, and the voltage calculated by the waveform improvement voltage calculation unit. a PWM signal generation unit to be updated in the calculation cycle is provided, the operation of the waveform improvement voltage as a fifth-order harmonic component to the fundamental output voltage, the PWM timer Daunkau During the counting and up-counting, each is performed once, and the PWM signal generation unit superimposes it on the basic output voltage waveform obtained for each carrier cycle to generate the PWM signal, and from the PWM timer up-count to the down-count The reflection to the PWM signal is performed at the timing of transition .
これによって、駆動中におけるモータ相電流の波形歪みを改善することが可能となり、トルク脈動や回転数変動を低減した良質のモータ駆動用インバータ制御装置を実現できる。 As a result, it is possible to improve the waveform distortion of the motor phase current during driving, and it is possible to realize a high-quality motor driving inverter control device with reduced torque pulsation and rotational speed fluctuation.
本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、相電流のゼロクロス点近傍で波形に歪みを生じるような場合でも、モータの回転を維持するために必要なインバータが出力すべき
電圧を演算する周期よりも短い周期でモータの相電流波形歪みを改善する電圧を算出し、インバータを制御するPWM信号に反映させることにより、歪みと補償値とのずれの影響を軽減することが可能となり、その結果、良好なモータ駆動の維持が図れるという効果を奏する。
The inverter control device for driving a motor according to the present invention has a longer cycle than the cycle for calculating the voltage to be output by the inverter necessary for maintaining the rotation of the motor even when the waveform is distorted near the zero cross point of the phase current. By calculating the voltage that improves the phase current waveform distortion of the motor in a short cycle and reflecting it in the PWM signal that controls the inverter, it is possible to reduce the influence of the deviation between the distortion and the compensation value, and as a result, good The effect of maintaining a stable motor drive is achieved.
第1の発明は、交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータと前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記制御演算部には、前記モータの回転を維持するために必要な前記インバータが出力すべき電圧を算出する基本出力電圧演算部と、前記モータの相電流波形歪みを改善する電圧を前記基本出力電圧演算部での演算周期よりも短い周期で算出する波形改善電圧演算部と、前記基本出力電圧演算部により算出された電圧と前記波形改善電圧演算部により算出された電圧とに基づいて前記インバータを制御するPWM信号を前記波形改善電圧演算部での演算周期で更新するPWM信号生成部とを設け、基本出力電圧に対して5次の高調波成分となる波形改善電圧の演算を、PWMタイマのダウンカウント中とアップカウント中、それぞれ1回ずつ行い、前記PWM信号生成部において、キャリア1周期毎に求まる基本出力電圧波形に重畳させ、前記PWM信号を生成し、PWMタイマのアップカウントからダウンカウントへ移行のタイミングで前記PWM信号への反映が行われるようにしたものである。 1st invention is provided with the rectifier circuit which inputs alternating current power supply, the inverter which converts direct-current power into alternating current power, a motor, and the control calculating part which controls the operation | movement of the said inverter, The said control calculating part contains the said motor A basic output voltage calculation unit that calculates a voltage to be output by the inverter necessary to maintain the rotation of the motor, and a voltage that improves phase current waveform distortion of the motor is greater than a calculation cycle in the basic output voltage calculation unit A waveform improvement voltage calculation unit that calculates with a short period, a PWM signal that controls the inverter based on the voltage calculated by the basic output voltage calculation unit and the voltage calculated by the waveform improvement voltage calculation unit, the waveform improvement a PWM signal generating section for updating the computation cycle of the voltage computing unit is provided, the operation of the waveform improvement voltage as a fifth-order harmonic component to the fundamental output voltage, PW During the downcounting and upcounting of the timer, each is performed once, and the PWM signal generation unit superimposes it on the basic output voltage waveform obtained for each carrier period, generates the PWM signal, and from the PWM timer upcounting The reflection to the PWM signal is performed at the timing of shifting to the down count .
これにより、相電流のゼロクロス点近傍で波形に歪みを生じるような場合でも、モータの回転を維持するために必要なインバータが出力すべき電圧を演算する周期よりも短い周期でモータの相電流波形歪みを改善する電圧を算出し、インバータを制御するPWM信号に反映させることにより、波形歪みと補償値とのずれの影響を軽減でき、その結果、良好なモータ駆動を維持が可能となる。 As a result, even if the waveform is distorted near the zero-cross point of the phase current, the phase current waveform of the motor is shorter than the cycle for calculating the voltage that the inverter needs to maintain to rotate the motor. By calculating a voltage for improving the distortion and reflecting it in the PWM signal for controlling the inverter, it is possible to reduce the influence of the deviation between the waveform distortion and the compensation value, and as a result, it is possible to maintain good motor drive.
第2の発明は、特に、第1の発明において、前記基本出力電圧演算部における前記モータの回転を維持するために必要な前記インバータが出力すべき電圧の算出周期が前記インバータを制御するPWM信号のキャリア周期に一致し、前記波形改善電圧演算部における前記モータの相電流波形歪みを改善する電圧の算出周期が前記インバータを制御するPWM信号のキャリア周期の1/2に一致するものである。 According to a second aspect of the present invention, in particular, in the first aspect of the invention, a PWM signal that controls the inverter based on a calculation cycle of a voltage that should be output by the inverter necessary for maintaining the rotation of the motor in the basic output voltage calculation unit The calculation cycle of the voltage for improving the phase current waveform distortion of the motor in the waveform improvement voltage calculation unit is equal to ½ of the carrier cycle of the PWM signal for controlling the inverter.
これにより、一般的なモータ駆動用マイクロコンピュータで制御する場合において、最小限の処理時間で波形歪みと補償値とのずれの影響を軽減することが可能となる。 As a result, when the control is performed by a general motor drive microcomputer, it is possible to reduce the influence of the difference between the waveform distortion and the compensation value with a minimum processing time.
第3の発明は、特に、第1または第2の発明において、前記整流回路はダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続されるリアクタで構成され、前記インバータの母線間にはコンデンサとを設け、前記リアクタと前記コンデンサとの共振周波数を交流電源周波数の40倍よりも大きくなるように前記リアクタおよび前記コンデンサの組み合わせを決定するものである。 In a third aspect of the invention, in particular, in the first or second aspect of the invention, the rectifier circuit includes a diode bridge and a reactor connected to an AC input side or a DC output side of the diode bridge, and between the buses of the inverter Is provided with a capacitor, and the combination of the reactor and the capacitor is determined so that the resonance frequency of the reactor and the capacitor is larger than 40 times the AC power supply frequency.
これにより、電源電流の高調波成分を抑制し、IEC規格をクリアすることが可能となる。 Thereby, the harmonic component of the power supply current can be suppressed and the IEC standard can be cleared.
第4の発明は、モータを有し、第1から第3の発明のいずれかのモータ駆動用インバータ制御装置を用いて前記モータを駆動するものである。これにより、良好なモータ駆動を行う空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器などの機器を実現することができる。 4th invention has a motor and drives the said motor using the motor drive inverter control apparatus in any one of 1st to 3rd invention. Thereby, apparatuses, such as an air conditioner which performs favorable motor drive, a refrigerator, an electric washing machine, an electric dryer, a vacuum cleaner, a blower, and a heat pump water heater, are realizable.
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.
(実施の形態1)
本発明の第1の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図を図1に示す。
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows a system configuration diagram of a motor drive inverter control apparatus showing a first embodiment of the present invention.
モータ駆動用インバータ制御装置は、交流電源1、交流電力を直流電力に変換するダイオードブリッジ7、ダイオードブリッジ7の直流出力側に接続されるリアクタ11、直流母線間にはコンデンサ12、ブラシレスモータ3に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ2及びインバータ2を制御する制御部6を有する。
The motor drive inverter control device includes an
ブラシレスモータ3は、中性点を中心にY結線された3相巻線4u,4v,4wが取付けられた固定子4と、磁石が装着された回転子5とからなる。U相巻線4uの非結線端にU相端子8uが、V相巻線4vの非結線端にV相端子8vが、W相巻線4wの非結線端にW相端子8wが接続されている。
The
インバータ2は一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をU相用,V相用,W相用として3相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、コンデンサ12の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電圧が印加される。
The
U相用のハーフブリッジ回路は、高圧側(上アーム)のスイッチング素子13u及び低圧側(下アーム)のスイッチング素子13xよりなる。V相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子13v及び低圧側スイッチング素子13yよりなる。W相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子13w及び低圧側スイッチング素子13zよりなる。
The U-phase half-bridge circuit includes a switching element 13u on the high voltage side (upper arm) and a
また、各スイッチング素子と並列にフリーホイールダイオード14u,14v,14w,14x,14y,14zが接続されている。
In addition,
インバータ2におけるスイッチング素子13uとスイッチング素子13xの相互接続点、スイッチング素子13vとスイッチング素子13yの相互接続点、スイッチング素子13wとスイッチング素子13zの相互接続点にブラシレスモータ3の端子8u,8v,8wがそれぞれ接続される。
The
インバータ2に印加されている直流電圧は、上述したインバータ2内のスイッチング素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスモータ3が駆動される。
The DC voltage applied to the
また、インバータ2の母線には母線電流検出器15が配されている。
A bus
制御部6は、PWM信号生成部9と、ベースドライバ10と、相電流変換部20と、モータ位相推定部17と、回転子速度検出部18と、電流指令演算部19と、基本出力電圧演算部21と、波形改善電圧演算部22からなる。
The
相電流変換部20は母線電流検出器15に流れるインバータ母線電流を観察し、そのインバータ母線電流をブラシレスモータ3の相電流に変換する。相電流変換部20は実際にはインバータ母線電流が変化した時から所定期間の間だけ電流を検出する。
The
モータ位相推定部17は、相電流変換部20により変換されたブラシレスモータ3の相電流と、基本出力電圧演算部21で演算される出力電圧と、インバータ入力電圧検出部16により検出されるインバータ2への印加電圧の情報により、ブラシレスモータ3の位相を推定する。
The motor
さらに、回転子速度検出部18では、推定された位相からブラシレスモータ3の速度を
推定する。
Further, the rotor
電流指令演算部19では、推定された回転子5の速度と目標速度との偏差情報に基づいて回転子速度が目標速度となるように通電すべき電流指令値をPI演算などを用いて導出される。
The current
基本出力電圧演算部21では、電流指令値と相電流変換部20により変換されたブラシレスモータ3の相電流との偏差情報に基づいて、ブラシレスモータ3の回転を維持するために必要なインバータが出力すべき正弦波状の基本出力電圧を演算する。
The basic
波形改善電圧演算部22では、モータ位相推定部17により推定されたブラシレスモータ3の位相情報を基に、相電流波形歪み改善電圧を演算する。
The waveform improvement
基本出力電圧演算部21で求まる基本出力電圧と、波形改善電圧演算部22で求まる相電流波形歪み改善電圧によって、相電流波形が歪みのない正弦波となるような出力電圧をPWM信号生成部9で求め、ブラシレスモータ3を駆動するためのPWM信号が生成される。
The PWM signal generation unit 9 generates an output voltage such that the phase current waveform becomes a sine wave without distortion by the basic output voltage obtained by the basic output
最終的にPWM信号はベースドライバ10に出力され、各スイッチング素子13u,13v,13w,13x,13y,13zはPWM信号に従い駆動し、正弦波状の相電流が流れる正弦波駆動を実現している。
Finally, the PWM signal is output to the
図2に各々の演算部で求まる電圧波形や相電流波形を示す。図2(a)は、基本出力電圧演算部21で求まる基本出力電圧波形を示したもので、モータ位相推定部17により推定されたブラシレスモータ3の位相情報によって正弦波状の出力電圧を生成し、その振幅は電流指令演算部19からの電流指令値と相電流変換部20からの実際の電流値との比較演算によって決定される。
FIG. 2 shows voltage waveforms and phase current waveforms obtained by the respective arithmetic units. FIG. 2A shows a basic output voltage waveform obtained by the basic output
図2(a)に示す基本出力電圧波形のみを用いてPWM信号生成部9からPWM信号を出力した場合、ブラシレスモータ3の相電流波形は、図2(b)に示すような歪んだものとなってしまう。
When a PWM signal is output from the PWM signal generator 9 using only the basic output voltage waveform shown in FIG. 2A, the phase current waveform of the
これは、インバータ2の上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子とが同時にオンして短絡することを防止するためのデッドタイム期間中において、スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイールダイオードの不完全ターンオンに起因してゼロクロス点近傍で出力電圧が不連続になるためである。
This is because the freewheel diode connected in reverse parallel to the switching element is incomplete during the dead time period for preventing the upper switching element and the lower switching element of the
その結果、相電流のゼロクロス点近傍において、負荷であるモータのトルクが脈動したり、回転速度が変動したりするなどの問題を生じていた。 As a result, problems have arisen such that the torque of the motor as a load pulsates or the rotational speed fluctuates near the zero cross point of the phase current.
図2(c)は、この問題を解決するための波形改善電圧演算部22で求めた波形改善電圧である。
FIG. 2C shows the waveform improvement voltage obtained by the waveform improvement
これは、図2(b)に示す歪んだ相電流波形において、正弦波形に対して電流値が不足している位相においては波形改善電圧をプラス値に、逆に、正弦波形に対して電流値が過大となっている位相においては波形改善電圧をマイナス値となるようなものであり、基本出力電圧に対して5次の高調波成分を演算することによって求めた。 This is because, in the distorted phase current waveform shown in FIG. 2B, the waveform improvement voltage is a positive value in the phase where the current value is insufficient with respect to the sine waveform, and conversely the current value for the sine waveform. In the phase in which is excessive, the waveform improvement voltage becomes a negative value, and is obtained by calculating the fifth-order harmonic component with respect to the basic output voltage.
図2(d)は、PWM信号生成部9において、図2(a)に示す基本出力電圧波形に図2(c)に示す波形改善電圧を重畳させた波形である。 FIG. 2D shows a waveform obtained by superimposing the waveform improvement voltage shown in FIG. 2C on the basic output voltage waveform shown in FIG.
図2(d)に示す合成波形を用いてPWM信号生成部9からPWM信号を出力することによって、ブラシレスモータ3の相電流波形を、図2(e)に示すような歪みのない正弦波電流にすることを実現している。
By outputting a PWM signal from the PWM signal generation unit 9 using the composite waveform shown in FIG. 2D, the phase current waveform of the
制御部6における制御タイミングについて図3を用いて説明する。
The control timing in the
PWMタイマはモータ駆動用の一般的なマイコンに搭載されており、アップカウントとダウンカウントを繰り返す(図3(a))。なお、図3の横軸は時間を意味する。 The PWM timer is mounted on a general microcomputer for driving a motor, and repeats up-counting and down-counting (FIG. 3A). The horizontal axis in FIG. 3 means time.
PWM信号は、ダウンカウントからアップカウントへ移行するタイミング(以下、PWMタイマの谷という)毎の周期を1キャリア周期としてオンオフを繰り返す(図3(b)〜図3(d))。 The PWM signal is repeatedly turned on and off with a period for each timing (hereinafter referred to as a valley of the PWM timer) for shifting from down-counting to up-counting as one carrier period (FIGS. 3B to 3D).
PWM信号の1キャリア周期の設定に関しては、制御性向上の面からより短く(高周波で)設定が可能であることが望ましいが、一方で、ブラシレスモータ3の相電流を相電流変換部20で取得されてからPWM信号生成部9での信号出力までの処理時間よりも長く設定されなければならないという制約もある。
Regarding the setting of one carrier cycle of the PWM signal, it is desirable that the setting can be made shorter (high frequency) from the viewpoint of improving controllability. On the other hand, the phase
中でも、モータ位相推定部17では、ブラシレスモータ3の抵抗値やインダクタンス値、各相の電流値や印加電圧値などを用いた電圧方程式を解くことにより位相を推定するが、この推定演算に関しては、比較的多量の演算処理が必要となってくる。
Among them, the motor
よって、図3に示すようにインバータ印加電圧と相電流取得(図3(1))からモータ位相推定と回転子速度検出と電流指令演算と基本出力電圧演算(図3(2))、波形改善電圧演算(図3(3))、PWM信号生成(図3(4))までの一連の演算処理が1キャリア周期内に収まり、次のPWMタイマの谷のタイミングでPWM信号への反映(図3(5))がなされるようなシーケンスがこれまで一般的に用いられてきた。 Therefore, as shown in FIG. 3, motor phase estimation, rotor speed detection, current command calculation, basic output voltage calculation (FIG. 3 (2)), waveform improvement from inverter applied voltage and phase current acquisition (FIG. 3 (1)) A series of arithmetic processing up to voltage calculation (FIG. 3 (3)) and PWM signal generation (FIG. 3 (4)) is within one carrier cycle, and reflected to the PWM signal at the timing of the valley of the next PWM timer (FIG. A sequence in which 3 (5)) is performed has been generally used.
なお、図3(1)’〜図3(5)’および図3(1)”〜図3(5)”は、図3(1)〜図3(5)の繰り返しを意味する。 3 (1) ′ to FIG. 3 (5) ′ and FIG. 3 (1) ″ to FIG. 3 (5) ″ mean the repetition of FIG. 3 (1) to FIG. 3 (5).
ここで一例として、ブラシレスモータ3に4極モータを用い、インバータ2のキャリア周波数を10kHzとしたシステムにおいて、ブラシレスモータ3が100rpsで回転している場合について考える。
As an example, consider a case where the
ブラシレスモータ3が4極モータであることから、電気角2周期で機械角1回転となり、100rpsで回転しているときの基本出力電圧の電気周波数は200Hzとなっている。
Since the
波形改善電圧演算部22では、モータ位相推定部17により推定されたブラシレスモータ3の位相情報を基に、基本出力電圧に対して5次の高調波成分を演算することによって相電流波形歪み改善電圧(図4)を求めており、この波形の周波数は200Hzの5倍で、1kHzとなる。
In the waveform improvement
キャリア周波数の10kHz毎に、基本出力電圧に対して5次の高調波成分である波形改善電圧(電気周波数1kHz)の演算が行われるため、図4に示すようにこの波形の電気角分解能は36°となり、正弦波形を生成するには十分な分解能であるとは言えない。
Since the waveform improvement voltage (
そこで、本発明の第1の実施の形態においては、図5に示すようなシーケンスで制御が
行われるようにした。なお、図5においては図3と同様に、PWMタイマ(a)はアップカウントとダウンカウントを繰り返す(図5(a))。各相のPWM信号は1キャリア周期ごとにオンオフを繰り返す(図5(b)〜図5(d))。また、図5(1)’…および図5(1)”…は、図5(1)…の繰り返しを意味する。
Therefore, in the first embodiment of the present invention, the control is performed in the sequence as shown in FIG. In FIG. 5, as in FIG. 3, the PWM timer (a) repeats up-counting and down-counting (FIG. 5 (a)). The PWM signal of each phase is repeatedly turned on / off every one carrier cycle (FIGS. 5B to 5D). 5 (1) 'and FIG. 5 (1) "... mean repetition of FIG. 5 (1).
比較的処理時間を要しない、基本出力電圧に対して5次の高調波成分となる波形改善電圧の演算を、PWMタイマ(図5(a))のダウンカウント中とアップカウント中、それぞれ1回ずつ行い(図5(3)と図5(6))、PWM信号生成部9において、キャリア1周期毎に求まる基本出力電圧波形に重畳させ、PWM信号を生成(図5(4)と図5(7))し、PWMタイマの谷と山(アップカウントからダウンカウントへ移行)のタイミングでPWM信号への反映(図5(5)と図5(8))が行われるようにすることによって、相電流波形歪み改善電圧の波形の電気角分解能は図3に示すものと比較し、2倍となった(図6)。 Computation of the waveform improvement voltage that is a fifth-order harmonic component with respect to the basic output voltage, which requires relatively little processing time, is performed once during the down-counting and up-counting of the PWM timer (FIG. 5A). (FIG. 5 (3) and FIG. 5 (6)), the PWM signal generator 9 generates a PWM signal by superimposing it on the basic output voltage waveform obtained for each carrier cycle (FIG. 5 (4) and FIG. 5). (7)) and the reflection to the PWM signal (FIG. 5 (5) and FIG. 5 (8)) is performed at the timing of the valley and peak of the PWM timer (shift from up-count to down-count). The electrical angle resolution of the waveform of the phase current waveform distortion improving voltage was doubled compared to that shown in FIG. 3 (FIG. 6).
上述した例、ブラシレスモータ3に4極モータを用い、インバータ2のキャリア周波数を10kHzとしたシステムにおいて、ブラシレスモータ3が100rpsで回転している場合においては、図6に示すように波形改善電圧の電気角分解能は18°となり、正弦波形への改善精度が向上した。
In the above example, a system in which a 4-pole motor is used as the
なお、図5におけるPWMタイマがアップカウント中の波形改善電圧演算(図5(6))に用いるブラシレスモータ3の位相情報は、モータ位相推定部17により1キャリア周期毎に推定された位相の変化量の1/2を前回の推定結果に加算したものとしている。
Note that the phase information of the
これによって、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置において、駆動中におけるモータ相電流のゼロクロス点近傍での波形歪みを、補償値とのずれの影響を最大限軽減した状態で改善することが可能となり、トルク脈動や回転数変動を低減した良好なモータ駆動の維持が可能である。 As a result, in the inverter control apparatus for driving a motor of the present invention, it is possible to improve the waveform distortion in the vicinity of the zero cross point of the motor phase current during driving in a state where the influence of the deviation from the compensation value is reduced to the maximum. It is possible to maintain good motor drive with reduced torque pulsation and rotational speed fluctuation.
(実施の形態2)
本発明に係るコンデンサ12およびリアクタ11の仕様決定に関する具体的な方法について以下に説明する。
(Embodiment 2)
A specific method for determining the specifications of the
本発明のモータ駆動用インバータ制御装置では、電源電流の高調波成分を抑制してIEC規格をクリアするために、コンデンサ12とリアクタ11との共振周波数fLC(LC共振周波数)を電源周波数fsの40倍よりも大きくなるようにコンデンサ12とリアクタの11組み合わせを決定する。
In the motor drive inverter control device of the present invention, the resonance frequency f LC (LC resonance frequency) of the
ここで、コンデンサ12の容量をC[F]、リアクタ11のインダクタンス値をL[H]とすると、LC共振周波数fLCは次式のように表される。
Here, when the capacitance of the
即ち、fLC>40fsを満たすようにコンデンサ12とリアクタ11の組み合わせを
決定するものである(IEC規格では電源電流の高調波成分において第40次高調波まで規定されているため)。
That is, the combination of the
以上により、コンデンサ12およびリアクタ11の組み合わせを決定することで、小型、軽量、低コストを実現したモータ駆動用インバータ制御装置において、電源電流の高調波成分を抑制し、IEC規格をクリアすることが可能となる。
As described above, by determining the combination of the
なお、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器など、インバータ回路を使用してモータを駆動するモータ駆動用インバータ制御装置に適用でき、いずれの場合においても、信頼性の高い製品の実現に貢献するものである。 In addition, the inverter control apparatus for motor drive of this invention is a motor drive which drives a motor using an inverter circuit, such as an air conditioner, a refrigerator, an electric washing machine, an electric dryer, a vacuum cleaner, a blower, and a heat pump water heater. In any case, it can contribute to the realization of a highly reliable product.
以上のように、本発明にかかるモータ駆動用インバータ制御装置は、モータ相電流の歪みを位相のズレを抑制した補償によって高精度に改善でき、高効率を維持しつつ安定した電流供給が可能となるもので、小型のモータ起動装置を必要とするAV機器(特に小型機器)などにも広く用いることができる。 As described above, the motor drive inverter control device according to the present invention can improve the distortion of the motor phase current with high accuracy by compensating the phase shift, and can supply a stable current while maintaining high efficiency. Therefore, it can be widely used for AV equipment (particularly small equipment) that requires a small motor starting device.
1 交流電源
2 インバータ
3 ブラシレスモータ
4 固定子
4u〜4w 巻線
5 回転子
6 制御部
7 ダイオードブリッジ
8u〜8w 端子
9 PWM信号生成部
10 ベースドライバ
11 リアクタ
12 コンデンサ
13u〜13w 上アームスイッチング素子
13x〜13z 下アームスイッチング素子
14u〜14w、14x〜14z フリーホイールダイオード
15 母線電流検出器
16 インバータ入力電圧検出部
17 モータ位相推定部
18 回転子速度検出部
19 電流指令演算部
20 相電流変換部
21 基本出力電圧演算部
22 波形改善電圧演算部
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記制御演算部には、前記モータの回転を維持するために必要な前記インバータが出力すべき電圧を算出する基本出力電圧演算部と、
前記モータの相電流波形歪みを改善する電圧を前記基本出力電圧演算部での演算周期よりも短い周期で算出する波形改善電圧演算部と、
前記基本出力電圧演算部により算出された電圧と前記波形改善電圧演算部により算出された電圧とに基づいて前記インバータを制御するPWM信号を前記波形改善電圧演算部での演算周期で更新するPWM信号生成部とを設け、基本出力電圧に対して5次の高調波成分となる波形改善電圧の演算を、PWMタイマのダウンカウント中とアップカウント中、それぞれ1回ずつ行い、前記PWM信号生成部において、キャリア1周期毎に求まる基本出力電圧波形に重畳させ、前記PWM信号を生成し、PWMタイマのアップカウントからダウンカウントへ移行のタイミングで前記PWM信号への反映が行われるようにしたモータ駆動用インバータ制御装置。 A rectifier circuit that receives an AC power supply, an inverter that converts DC power into AC power, a motor, and a control calculation unit that controls the operation of the inverter,
In the control calculation unit, a basic output voltage calculation unit that calculates a voltage to be output by the inverter necessary for maintaining the rotation of the motor;
A waveform improvement voltage calculation unit that calculates a voltage that improves the phase current waveform distortion of the motor in a cycle shorter than a calculation cycle in the basic output voltage calculation unit;
A PWM signal for updating the PWM signal for controlling the inverter based on the voltage calculated by the basic output voltage calculation unit and the voltage calculated by the waveform improvement voltage calculation unit at a calculation cycle in the waveform improvement voltage calculation unit. And generating a waveform improvement voltage, which is a fifth-order harmonic component with respect to the basic output voltage, once each during the down-counting and up-counting of the PWM timer, and the PWM signal generating unit , Superimposed on the basic output voltage waveform obtained every carrier cycle, generates the PWM signal, and is reflected in the PWM signal at the timing of shifting from the up-count to the down-count of the PWM timer Inverter control device.
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