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JP5043213B2 - Ｌｅｄ駆動回路及びこれを用いたｌｅｄ照明灯具 - Google Patents

Ｌｅｄ駆動回路及びこれを用いたｌｅｄ照明灯具 Download PDF

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Description

本発明は、ＬＥＤ駆動回路及びこれを用いたＬＥＤ照明灯具に関する。
ＬＥＤ（Light Emitting Diode）は低消費電流で長寿命などの特徴を有し、表示装置だけでなく照明器具等にもその用途が広がりつつある。なお、ＬＥＤ照明器具では、所望の照度を得るために、複数個のＬＥＤを使用する場合が多い（例えば、特許文献１〜３を参照）。
一般的な照明器具は商用ＡＣ１００Ｖ電源を使用することが多く、白熱電球などの一般的な照明灯具に代えてＬＥＤ照明灯具を使用する場合などを考慮すると、ＬＥＤ照明灯具も一般的な照明灯具と同様に商用ＡＣ１００Ｖ電源を使用する構成であることが望ましい。
また、白熱電球を調光制御しようとした場合、スイッチング素子（一般的にはサイリスタ素子やトライアック素子）を交流電源電圧のある位相角でオンすることにより白熱電球への電源供給をボリューム素子一つで簡単に調光制御できる位相制御式調光器（一般に白熱ライコンと呼ばれている）が用いられている（例えば、特許文献４参照）。白熱電球を位相制御式調光器で調光する場合においても、ワット数の小さな白熱電球と調光器を接続するとチラツキや点滅が生じ正常に調光できないことが知られている。
特開２００４−３２７１５２号公報 特開２００６−２１０８３６号公報 特開２０１０−９３８７４号公報 特開２００５−２６１４２号公報
交流電源使用のＬＥＤ照明灯具を調光制御しようとした場合、白熱電球を調光制御しようとした場合と同様に位相制御式調光器が用いられることが望まれる。ここで、交流電源使用のＬＥＤ照明灯具を調光制御することができるＬＥＤ照明システムの従来例を図２０に示す。
図２０に示すＬＥＤ照明システムは、位相制御式調光器２００と、ＬＥＤ駆動回路３００と、複数のＬＥＤからなるＬＥＤ負荷４００と、を有している。商用電源１００に接続される位相制御式調光器２００は、半固定抵抗Ｒｖａｒのツマミ（不図示）が或る位置に設定されると、その設定された位置に対応する電源位相角でトライアックＴｒｉをオンとする。さらに、位相制御式調光器２００は、コンデンサＣ１とコイルＬ１による雑音防止回路を備えており、位相制御式調光器２００から電源ラインに帰還する端子雑音を当該雑音防止回路によって低減している。
また、ＬＥＤ駆動回路３００は、全波整流器１と、スイッチング制御回路２と、スイッチング電源部３と、を有する。スイッチング電源部３は、スイッチング素子ＳＷ１と、コイルＬ２と、ダイオードＤ１と、コンデンサＣ４と、電流検出用抵抗Ｒ２とを、有する。スイッチング制御回路２は、スイッチング素子ＳＷ１のソースに接続された電流検出用抵抗Ｒ２に流れる電流値を検出し、スイッチング素子ＳＷ１のオン／オフを制御し、スイッチング素子ＳＷ１に流れる電流を一定電流に制御する。
この時、スイッチング素子ＳＷ１に流れる電流の最大値をipとすると、ＬＥＤ負荷４００、コイルＬ２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ４に供給される電力は0.5×L×ip2×foとなる（Lはコイルのインダクタンス値、foはスイッチング周波数（例えば60kHzなど））。ＬＥＤ駆動回路３００としてはＬＥＤ負荷４００の電流が一定になる事が望ましいが、コイルＬ２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ４、ip、foの制御の製造バラツキ／温度変動によりＬＥＤ負荷４００に供給される電流は一定とはならず、ＬＥＤ負荷４００の明るさ自体が上述の製造バラツキ／温度変動に影響されることとなる。輝度が高く明るい状態ではＬＥＤ負荷４００の明るさが変動しても人間の目には大きな変化とならないが、輝度が低く暗い状態では無視できない状態となる。
そこで、従来、ＬＥＤ電流を一定に制御する方式のＬＥＤ駆動回路が存在し（特許文献１及び特許文献３等）、このようなＬＥＤ駆動回路であれば、ＬＥＤの輝度を広い調光範囲で安定化できる。しかし、ＬＥＤ電流を一定に制御する方式では、調光器により位相制御された交流電圧が入力される全波整流器の出力電圧が変化する全領域に渡り出力電力が一定となるので、図２１に示すように、全波整流器の出力電圧の瞬時値が高くなるタイミングｔ１では入力電流が小さくなり、調光器内部の電流保持手段（例えばトライアック等）の保持電流の下限を下回り電流保持手段がオフされてしまい、調光器が誤動作するおそれが高いという問題があった。
上記問題点を鑑み、本発明は、広い調光範囲で輝度状態を良好としつつ、保持電流低下による調光器の誤動作を抑えることが可能となるＬＥＤ駆動回路及びＬＥＤ照明灯具を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために本発明は、位相制御式調光器を介して交流電源と接続されＬＥＤ負荷を駆動するＬＥＤ駆動回路において、
スイッチング素子とスイッチング電流検出部とを有するスイッチング電源部と、
ＬＥＤ電流検出部と、
前記スイッチング電流検出部の検出信号に基づきスイッチング電流を所望の電流値にすべく前記スイッチング素子をスイッチング制御する第１制御部と、
前記ＬＥＤ電流検出部の検出信号に基づきＬＥＤ電流を所望の電流値にすべく前記スイッチング素子をスイッチング制御する第２制御部と、
前記位相制御式調光器が高輝度調光設定の場合は前記第１制御部による制御を行い、前記位相制御式調光器が低輝度調光設定の場合は前記第２制御部による制御を行うよう制御を切替える切替部と、を備えた構成とする（第１の構成）。
このような構成によれば、輝度変化が目立ち易くＬＥＤ電流の精度が求められる低輝度調光設定の場合は、第２制御部によりＬＥＤ電流を所望の電流値にする制御を行い、輝度変化が目立ちにくくＬＥＤ電流の精度がそれほど必要ではない高輝度調光設定の場合は、第１制御部によりスイッチング電流を所望の電流値にする制御を行い、保持電流低下を抑えることを優先させる。これにより、広い調光範囲で輝度状態が良好となり、保持電流低下による調光器の誤動作を抑えることができる。
また、上記第１の構成において、前記切替部は、前記第１制御部及び前記第２制御部から入力される各制御信号のうちパルス幅が短い方の制御信号を前記スイッチング素子に出力することで制御を切替える構成としてもよい（第２の構成）。
また、上記第１の構成または上記第２の構成において、前記第１制御部は、第１基準電圧と前記スイッチング電流検出部の検出信号とを比較する比較部と、発振器と、前記比較部による比較結果と前記発振器の出力とに基づきパルス状の制御信号を出力するラッチ回路と、を有する構成としてもよい（第３の構成）。
また、上記第３の構成において、前記第１制御部は、前記第１基準電圧をクランプする電圧クランプ部を有する構成としてもよい（第４の構成）。
また、上記第３の構成または第４の構成において、前記第１基準電圧は、入力電源電圧の抵抗による分圧である構成としてもよい（第５の構成）。
また、上記第１〜第５のいずれかの構成において、前記第２制御部は、第２基準電圧と前記ＬＥＤ電流検出部の検出信号とを比較する比較部と、発振器と、前記比較部による比較結果と前記発振器の出力とを比較してパルス状の制御信号を出力する比較部と、を有する構成としてもよい（第６の構成）。
また、上記第１〜第５のいずれかの構成において、前記第２制御部は、第２基準電圧と前記ＬＥＤ電流検出部の検出信号とを比較する比較部と、当該比較部による比較結果とスイッチング電流検出信号とを比較する比較部と、発振器と、当該比較部による比較結果と前記発振器の出力とに基づきパルス状の制御信号を出力するラッチ回路と、を有する構成としてもよい（第７の構成）。
また、上記第７の構成において、前記スイッチング電流検出信号は、前記スイッチング電流検出部による検出信号である構成としてもよい（第８の構成）。
また、上記第６〜第８のいずれかの構成において、前記第２基準電圧は、入力電源電圧の位相角を検出する位相角検出部の検出信号である構成としてもよい（第９の構成）。
また、上記第９の構成において、前記位相角検出部は、入力電源電圧が０Ｖから立ち上がるまでの時間に応じた放電量でコンデンサを放電させ、放電された前記コンデンサの端部電圧を検出信号として出力する構成としてもよい（第１０の構成）。
また、上記第９の構成において、前記位相角検出部は、ローパスフィルタで構成され、入力電源電圧を平均化した検出信号を出力する構成としてもよい（第１１の構成）。
また、上記第９〜第１１のいずれかの構成において、前記ＬＥＤ電流検出部の出力にオフセットが加えられる構成としてもよい（第１２の構成）。
また、上記第９〜第１１のいずれかの構成において、前記位相角検出部の出力にオフセットが加えられる構成としてもよい（第１３の構成）。
また、上記第１〜第１３のいずれかの構成において、前記スイッチング電源部は、昇圧コンバータまたは降圧コンバータで構成されるようにしてもよい（第１４の構成）。
また、上記第１〜第１４のいずれかの構成において、前記スイッチング電源部は、トランスを有する絶縁コンバータで構成されるようにしてもよい（第１５の構成）。
また、本発明のＬＥＤ照明灯具は、上記第１〜第１５のいずれかの構成のＬＥＤ駆動回路と、前記ＬＥＤ駆動回路により駆動されるＬＥＤ負荷と、を備える。
本発明によると、広い調光範囲で輝度状態を良好としつつ、保持電流低下による調光器の誤動作を抑えることが可能となる。
本発明の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の一構成例を示す図である。 位相制御調光に関するタイミングチャートである。 調光器に白熱電球を接続した場合の相対輝度と位相角の関係の一例を示す図である。 第１制御部と第２制御部による電流一定制御の比較に関するタイミングチャートである。 第１制御部と第２制御部による電流可変制御の比較に関するタイミングチャートである。 本発明の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路に入力フィルタを設けた例を示す図である。 本発明の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路に電流引抜部を設けた例を示す図である。 制御信号のパルス幅に応じた制御切替えに関するタイミングチャートである。 第１制御部の第１構成例を示す図である。 第１制御部の第２構成例を示す図である。 第１制御部の第１構成例の具体例を示す図である。 第２制御部の第１構成例を示す図である。 第２制御部の第２構成例を示す図である。 第２制御部の第１構成例の具体例を示す図である。 位相角検出器の第１構成例を示す図である。 位相角検出器の第２構成例を示す図である。 図１３で示す第２制御部の変形例を示す図である。 図１３で示す第２制御部の別の変形例を示す図である。 スイッチング電源部を降圧コンバータで構成した例を示す図である。 スイッチング電源部を絶縁コンバータで構成した例を示す図である。 ＬＥＤ照明システムの従来例を示す図である。 ＬＥＤ電流を一定制御した場合のタイミングチャートである。
以下に本発明の実施形態を図面を参照して説明する。本発明の実施形態に係るＬＥＤ駆動回路の一構成を図１に示す。
図１に示すよう、ＬＥＤ駆動回路５００は、ＬＥＤ負荷４００を駆動する回路であり、全波整流器１と、スイッチング電源部４と、第１制御部５と、第２制御部６と、切替器７と、ＬＥＤ電流検出器８と、を備えている。第１制御部５は、スイッチング電源部４が有するスイッチング電流検出器（不図示）の出力に基づき、入力電源（全波整流器１の出力）に応じた制御信号をスイッチング電源部４が有するスイッチング素子（不図示）に出力して、スイッチング素子をオン／オフ制御し、スイッチング電流を所望の電流値にする制御を行う。また、第２制御部６は、ＬＥＤ電流検出器８の出力に基づき、入力電源に応じた制御信号をスイッチング電源部４が有するスイッチング素子に出力し、スイッチング素子をオン／オフ制御し、ＬＥＤ電流を所望の電流値にする制御を行う。そして、切替器７は、位相制御式調光器２００が高輝度設定の場合に第１制御部５の制御信号をスイッチング電源部４に出力し、低輝度設定の場合に第２制御部６の制御信号をスイッチング電源部４に出力する。
ここで、位相制御調光に関するタイミングチャートを図２に示す。図２の上段が交流電圧Ｖ１（図１）の波形であり、下段が位相制御式調光器２００の出力電圧Ｖ２（図１）の波形である。位相制御式調光器２００の出力電圧Ｖ２において０Ｖのタイミングから電圧が立ち上がるタイミングまでの期間が位相角θと定義され、位相角が調光の度合いを示す。ある調光器に白熱電球を接続した場合の相対輝度と位相角の関係を図３に示す。調光器により位相角が４７°から１６４°まで変化し、それに応じて相対輝度が変化していることが分かる。
本発明の実施形態において、高輝度とは例えば位相角１２０°未満の調光状態を示し、低輝度とは位相角１２０°以上の調光状態を示す。なお、高輝度、低輝度の境界の位相角は９０°以上とするとよい。切替器７は、例えば図１で不図示の位相角検出器の出力に応じて第１制御部５の制御信号と第２制御部６の制御信号を切替えて出力するスイッチとすればよい（位相角検出器については後述）。例えば境界の位相角を１２０°とする場合は、位相角検出器の出力が１２０°未満であれば、第１制御部５の制御信号を出力し、位相角検出器の出力が１２０°以上であれば、第２制御部６の制御信号を出力するようにする。
第１制御部５と第２制御部６による制御の比較に関するタイミングチャートを図４Ａに示す。図４Ａの例では、第１制御部５によりスイッチング電流を一定に制御し、第２制御部６によりＬＥＤ電流を一定に制御している。この構成は、構成が簡易にできる利点がある。図４Ａ（ａ）は、第１制御部５による制御時の入力電流（平均値）を全波整流器１の出力である入力電源電圧Ｖ３と対比させて示し、図４Ａ（ｂ）は、第２制御部６による制御時の入力電流（平均値）を全波整流器１の出力電圧Ｖ３と対比させて示す。第２制御部６による制御時は、ＬＥＤ電流が一定となるため、電圧Ｖ３が変化する全領域に渡り出力電力が一定となる。従って、電圧Ｖ３の瞬時値が高いタイミングでは入力電流が小さくなり（図４Ａ（ｂ））、調光器内部の電流保持手段の保持電流の下限を下回り、電流保持手段がオフとなり、調光器が誤動作するおそれがある。一方、第１制御部５による制御時は、入力電源電圧Ｖ３の瞬時値が極大となっても入力電流が小さくなることはなく（図４Ａ（ａ））、保持電流を維持することができる。
従って、調光器が高輝度設定の場合は第１制御部５による制御を行うことで、保持電流を維持し調光器の誤動作を抑えることができ、高輝度であるのでＬＥＤ電流が変化して輝度が変化した場合でも人間の見た目には問題がない。さらに、調光器が低輝度設定の場合は第２制御部６による制御を行うことで、ＬＥＤ電流を一定電流とするよう高精度に制御でき、輝度の変化が目立ち易い低輝度状態において輝度を安定化させることができる。
別の実施例として、第１制御部５によりスイッチング電流に入力電源電圧Ｖ３と逆の相関を持たせる例を図４Ｂ（ａ）に示す（図４Ｂ（ａ）における破線は図４Ａ（ａ）の入力電流波形と同一）。入力電源電圧Ｖ３が下がるとスイッチング電流を上昇させる構成とする事で、入力電源電圧Ｖ３が低いときの入力電流の低下を防ぐことができるため、特に、入力電流が少ない低出力電力ＬＥＤ照明に最適である。
さらに別の実施例として、第２制御部６によりＬＥＤ電流に入力電源電圧Ｖ３と逆の相関を持たせる例を図４Ｂ（ｂ）に示す（図４Ｂ（ｂ）における破線は図４Ａ（ｂ）の入力電流波形と同一）。入力電源電圧Ｖ３が下がるとＬＥＤ電流を上昇させる構成とする事で、入力電源電圧Ｖ３が低いときの入力電流の低下を防ぐことができるため、特に、入力電流が少ない低出力電力ＬＥＤ照明に最適である。
なお、保持電流は概ね１０ｍＡ〜３０ｍＡ程度のものが一般的であるが、調光器内部の電流保持手段は応答が遅く、５０μｓ程度保持電流を下回っても電流保持手段がオフにならないことがある。しかし、電流保持を確実にするために、図５に示すように、スイッチング電源部４の入力にフィルタ９を設け、入力電流を平均化することも有効となる。
また、図６に示すように、位相制御式調光器２００を正常に動作させるため、スイッチング電源部４の入力に電流引抜部１０を設けてもよい。これにより、調光器の保持電流を強制的に流して電流保持手段がオフになることを防げる。
また、切替器７による制御信号の切替えについては、上述のような位相角検出器を用いることなく、次のように行うこともできる。位相制御式調光器２００が高輝度設定の場合は、第２制御部６よりも第１制御部５の制御信号のパルス幅が短くなるよう（図７（ａ））、かつ、位相制御式調光器２００が低輝度設定の場合は、第１制御部５よりも第２制御部６の制御信号のパルス幅が短くなるよう（図７（ｂ））、第１制御部５、第２制御部６、スイッチング電源部４、ＬＥＤ電流検出器８の各パラメータを設定する。そして、切替器７は、入力される制御信号のうちパルス幅が短い方の制御信号を出力するようにする（図７（ａ）（ｂ）参照）。これにより、輝度に応じて制御を切替えることが可能となる。また、切替りの点で切替器７が出力する制御信号のパルス幅が連続的に変化するので、切替りの点で急に輝度が変化するという異常を回避できる。
次に、第１制御部５の具体的構成例について説明する。
図８に、第１制御部５の第１構成例を示す。スイッチング電源部４は昇圧コンバータに構成されており、スイッチング素子ＳＷ２と基準電圧ラインとの間にスイッチング電流検出器としての抵抗Ｒ３が接続される。第１制御部５は、コンパレータ１１と、発振器１２と、ラッチ回路であるＲＳフリップフロップ１３と、を有している。そして、抵抗Ｒ３でスイッチング電流を電圧変換された電圧がコンパレータ１１の非反転端子に入力され、反転端子に第１基準電圧が入力され、コンパレータ１１の出力がＲＳフリップフロップ１３のセット端子に入力される。また、パルスを発生する発振器１２の出力がＲＳフリップフロップ１３のリセット端子に入力され、Ｑバー出力端子からの出力が切替器７に入力される。このような構成により、発振器１２の出力によりスイッチング素子ＳＷ２をオンとする信号を出力し、コンパレータ１１の出力によりスイッチング素子ＳＷ２をオフとする信号を出力する。ＲＳフリップフロップ１３のようなラッチ回路を用いることで、電流検出→スイッチング素子オフ→電流非検出→スイッチング素子オン→電流検出→・・・といった誤動作のループを回避できる。
図９に、第１制御部５の第２構成例を示す。本構成は、上記第１構成例（図８）において電圧クランプ手段としてのツェナーダイオード１４を第１基準電圧源に並列に追加している。第１基準電圧が異常に高くなった場合においても、ツェナーダイオード１４に電流が流れることで、第１基準電圧は所定値にクランプされる。このように、第１基準電圧の異常による素子の破壊防止を簡易な構成で実現でき、チップサイズを小さくできるのでコストメリットが有る。
図１０に、第１制御部５の上記第１構成例の具体例を示す。本構成例は、上記第１構成例（図８）において、入力電源ラインと基準電圧ラインとの間に直列接続された抵抗Ｒ４、Ｒ５による分圧を第１基準電圧としてコンパレータ１１の反転端子に入力するものである。入力電圧と正の相関を持つ第１基準電圧を生成することで、力率を向上させることができる。
次に、第２制御部６の具体的構成例について説明する。
図１１に、第２制御部６の第１構成例を示す。第２制御部６は、エラーアンプ１５と、発振器１６と、コンパレータ１７と、を有する。ＬＥＤ電流検出器８としての抵抗Ｒ６でＬＥＤ電流が電圧変換された電圧がエラーアンプ１５の反転端子に入力され、第２基準電圧が非反転端子に入力される。そして、エラーアンプ１５の出力がコンパレータ１７の非反転端子に入力され、三角波を発生する発振器１６の出力が反転端子に入力され、コンパレータ１７の出力が切替器７に入力される。ＬＥＤ電流が少ない場合、エラーアンプ１５の出力は大きくなり、コンパレータ１７から出力されるパルスのパルス幅は長くなる。この方式であれば制御信号のパルス幅を小さくすることができ、小さなパルス幅が必要となる入力２００Ｖ系、出力４Ｗなどの高い入力電圧かつ低い出力時に有効な方式である。
図１２に、第２制御部６の第２構成例を示す。第２制御部６は、エラーアンプ１８と、コンパレータ１９と、発振器２０と、ＲＳフリップフロップ２１と、を有する。ＬＥＤ電流検出器８としての抵抗Ｒ６でＬＥＤ電流が電圧変換された電圧がエラーアンプ１８の反転端子に入力され、第２基準電圧が非反転端子に入力される。エラーアンプ１８の出力がコンパレータ１９の反転端子に入力され、スイッチング電流検出器としての抵抗Ｒ３でスイッチング電流が電圧変換された電圧が非反転端子に入力される。また、コンパレータ１９の出力がＲＳフリップフロップ２１のセット端子に入力され、発振器２０（三角波などではなく短いパルス幅のパルスを出力するものが好ましい）の出力がリセット端子に入力される。そして、ＲＳフリップフロップ２１のＱバー出力端子からの出力が切替器７に入力される。抵抗Ｒ６に発生する電圧と第２基準電圧とエラーアンプ１８によりスイッチング素子ＳＷ２に流れるスイッチング電流の上限を設定し、スイッチング素子ＳＷ２に流れる電流がその上限に達したときにコンパレータ１９の出力によりスイッチング素子ＳＷ２をオフにする制御信号を出力し、発振器２０の出力によりスイッチング素子ＳＷ２をオンにする制御信号を出力する。一般的に電流制御方式と呼ばれる制御方式を構成している。このような方式によれば、スイッチング素子をオンにするタイミングが発振器により決定されるため、ノイズによる誤動作が少なく、２０Ｗなどの大電力出力などのノイズの多い条件で有効な方式となる。また、スイッチング電流検出器として抵抗Ｒ３を第１制御部５と第２制御部６で共用することで、必要な回路の追加を抑え、低コストを実現できる。
また、図１３は、上述した第１構成例の第２制御部６における第２基準電圧源として、位相角検出器２２を用いた場合を示す。位相角検出器２２は、入力電源電圧Ｖ３より位相角を検出し、検出信号を第２基準電圧として出力する。
位相角検出器２２の第１構成例を図１４に示す。位相角検出器２２は、抵抗Ｒ７、Ｒ８と、コンパレータＣＬ、ＣＨと、スイッチＳＷＬ、ＳＷＨと、定電流源Ｉ１と、コンデンサＣ６と、を有する。入力電源ラインと基準電圧ラインとの間に抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８が直列接続される。抵抗Ｒ７、Ｒ８による分圧がコンパレータＣＬの反転端子に入力され、基準電圧ＶＬがコンパレータＣＬの非反転端子に入力される。コンパレータＣＬの出力がスイッチＳＷＬを駆動する。また、抵抗Ｒ７、Ｒ８による分圧がコンパレータＣＨの反転端子に入力され、基準電圧ＶＨ（＞ＶＬ）が非反転端子に入力される。コンパレータＣＨの出力がスイッチＳＷＨを駆動する。また、コンデンサＣ６の一端にはスイッチＳＷＬを介して基準電圧ＶＢが印加されると共に、スイッチＳＷＨを介して定電流源Ｉ１が接続され、その一端から第２基準電圧が取り出される。
上記構成において、抵抗Ｒ７、Ｒ８による分圧が基準電圧ＶＬ以下の時、入力電源電圧Ｖ３は０Ｖであるとみなし、スイッチＳＷＬ、ＳＷＨはオンとされ、第２基準電圧は基準電圧ＶＢとなり、コンデンサＣ６が充電される。そして、抵抗Ｒ７、Ｒ８による分圧が基準電圧ＶＬを超えるが基準電圧ＶＨ以下のとき、入力電源電圧Ｖ３は未だ立ち上がっていないとみなし、スイッチＳＷＬはオフとなり、スイッチＳＷＨはオンであるので、定電流源Ｉ１によりコンデンサＣ６が放電される。そして、抵抗Ｒ７、Ｒ８による分圧が基準電圧ＶＨを超えると、入力電源電圧Ｖ３が立ち上がったとみなし、スイッチＳＷＬ、ＳＷＨがオフにされ、コンデンサＣ６の放電を停止する。このような動作により、入力電源電圧Ｖ３が０Ｖから立ち上がるまでの時間、即ち位相角に応じた第２基準電圧を生成することができる。
位相角検出器２２の第２構成例を図１５に示す。位相角検出器２２は、抵抗Ｒ９、Ｒ１０と、コンデンサＣ７を有する。入力電源ラインと基準電圧ラインの間に抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０が直列接続され、抵抗Ｒ９、Ｒ１０の接続点にコンデンサＣ７の一端が接続され、他端が基準電圧ラインに接続され、コンデンサＣ７の抵抗Ｒ９、Ｒ１０の接続点側から第２基準電圧が取り出される。抵抗とコンデンサによりローパスフィルタが構成されており、入力電源電圧Ｖ３がローパスフィルタにより平均化され第２基準電圧として出力される。ローパスフィルタの遮断周波数は商用周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）よりも十分低い数Ｈｚ以下が望ましい。
また、図１６は、図１３で示した第２制御部６の構成の変形例を示す。本構成では、ＬＥＤ電流検出器（抵抗Ｒ６）の出力にオフセット電圧を加える構成としている。調光器によっては最大位相角に設定しても位相角検出器２２の出力が０とならないので、図１３の構成ではＬＥＤ電流を０に制御することができない。そこで、本構成により、最大位相角設定時の位相角検出器２２の出力よりも大きいオフセット電圧を加えることで、ＬＥＤ電流を０に制御、即ちＬＥＤ負荷４００を消灯することができる。
また、図１７では、オフセット電圧を位相角検出器２２の出力に加える構成としている。調光器によっては最大位相角設定時に位相角検出器２２の出力が０になってしまうので、ＬＥＤ電流が０に制御され、ＬＥＤ負荷４００が消灯する。そこで、オフセット電圧を位相角検出器２２の出力に加えることで、ＬＥＤ電流が０となることを防ぎ、最大位相角設定時にＬＥＤ負荷４００を微灯とすることができる。
最低輝度調光時にＬＥＤ電流を０（消灯状態）とするか、０としない（微灯状態）かは設計者が任意に決定する項目であるが、調光器によって設定できる最大位相角が異なるため、オフセット電圧を設けない構成では調光器によって消灯したり微灯となるということが起こり、設計者の意図しない動作を行う可能性が有る。そこで、上述のようにオフセット電圧を設けることで、設計者の意図通りの最低輝度調光状態を実現できる。
なお、例えば、上述した図８で示す構成では、スイッチング電源部４を昇圧コンバータで構成しているので、ＬＥＤ電流検出器の出力を低耐圧系（例えば５Ｖ系）で構成することができ、ＬＥＤ電流検出器の出力が入力されるエラーアンプの高速化、サイズ低減を実現できる。
これに対し、図１８で示す構成では、スイッチング電源部４を降圧コンバータで構成しているので、接続するＬＥＤ負荷４００の電圧を低く設定することができる。例えば、交流１００Ｖで駆動する場合、ＬＥＤ負荷４００の電圧は２４Ｖ〜６０Ｖが一般的となる。
また、図１９で示す構成では、スイッチング電源部４をトランスＴｒを用いる絶縁型コンバータで構成しており、ＡＣ側とＬＥＤ側を絶縁することで、ＬＥＤ側の電位を人間が触れる可能性がある場合に有効な構成となる。なお、ＬＥＤ電流検出器８の出力は、発光ダイオードＬとフォトトランジスタＰを介して第２制御部６に入力されるように構成している。
以上、本発明に係るＬＥＤ駆動回路の実施形態について説明したが、本発明に係るＬＥＤ駆動回路とＬＥＤ負荷とを有するＬＥＤ照明灯具としては、例えば、ＬＥＤ電球などが挙げられる。
１００ 商用電源
２００ 位相制御式調光器
３００ ＬＥＤ駆動回路
４００ ＬＥＤ負荷
５００ ＬＥＤ駆動回路
１ 全波整流器
２ スイッチング制御回路
３ スイッチング電源部
４ スイッチング電源部
５ 第１制御部
６ 第２制御部
７ 切替器
８ ＬＥＤ電流検出器
９ フィルタ
１０ 電流引抜部
１１ コンパレータ
１２ 発振器
１３ ＲＳフリップフロップ
１４ ツェナーダイオード
１５ エラーアンプ
１６ 発振器
１７ コンパレータ
１８ エラーアンプ
１９ コンパレータ
２０ 発振器
２１ ＲＳフリップフロップ
２２ 位相角検出器

Claims (16)

  1. 位相制御式調光器を介して交流電源と接続されＬＥＤ負荷を駆動するＬＥＤ駆動回路において、
    スイッチング素子とスイッチング電流検出部とを有するスイッチング電源部と、
    ＬＥＤ電流検出部と、
    前記スイッチング電流検出部の検出信号に基づきスイッチング電流を所望の電流値にすべく前記スイッチング素子をスイッチング制御する第１制御部と、
    前記ＬＥＤ電流検出部の検出信号に基づきＬＥＤ電流を所望の電流値にすべく前記スイッチング素子をスイッチング制御する第２制御部と、
    前記位相制御式調光器が高輝度調光設定の場合は前記第１制御部による制御を行い、前記位相制御式調光器が低輝度調光設定の場合は前記第２制御部による制御を行うよう制御を切替える切替部と、を備えたことを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
  2. 前記切替部は、前記第１制御部及び前記第２制御部から入力される各制御信号のうちパルス幅が短い方の制御信号を前記スイッチング素子に出力することで制御を切替えることを特徴とする請求項１に記載のＬＥＤ駆動回路。
  3. 前記第１制御部は、第１基準電圧と前記スイッチング電流検出部の検出信号とを比較する比較部と、発振器と、前記比較部による比較結果と前記発振器の出力とに基づきパルス状の制御信号を出力するラッチ回路と、を有することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＬＥＤ駆動回路。
  4. 前記第１制御部は、前記第１基準電圧をクランプする電圧クランプ部を有することを特徴とする請求項３に記載のＬＥＤ駆動回路。
  5. 前記第１基準電圧は、入力電源電圧の抵抗による分圧であることを特徴とする請求項３または請求項４に記載のＬＥＤ駆動回路。
  6. 前記第２制御部は、第２基準電圧と前記ＬＥＤ電流検出部の検出信号とを比較する比較部と、発振器と、前記比較部による比較結果と前記発振器の出力とを比較してパルス状の制御信号を出力する比較部と、を有することを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載のＬＥＤ駆動回路。
  7. 前記第２制御部は、第２基準電圧と前記ＬＥＤ電流検出部の検出信号とを比較する比較部と、当該比較部による比較結果とスイッチング電流検出信号とを比較する比較部と、発振器と、当該比較部による比較結果と前記発振器の出力とに基づきパルス状の制御信号を出力するラッチ回路と、を有することを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載のＬＥＤ駆動回路。
  8. 前記スイッチング電流検出信号は、前記スイッチング電流検出部による検出信号であることを特徴とする請求項７に記載のＬＥＤ駆動回路。
  9. 前記第２基準電圧は、入力電源電圧の位相角を検出する位相角検出部の検出信号であることを特徴とする請求項６〜請求項８のいずれかに記載のＬＥＤ駆動回路。
  10. 前記位相角検出部は、入力電源電圧が０Ｖから立ち上がるまでの時間に応じた放電量でコンデンサを放電させ、放電された前記コンデンサの端部電圧を検出信号として出力することを特徴とする請求項９に記載のＬＥＤ駆動回路。
  11. 前記位相角検出部は、ローパスフィルタで構成され、入力電源電圧を平均化した検出信号を出力することを特徴とする請求項９に記載のＬＥＤ駆動回路。
  12. 前記ＬＥＤ電流検出部の出力にオフセットが加えられることを特徴とする請求項９〜請求項１１のいずれかに記載のＬＥＤ駆動回路。
  13. 前記位相角検出部の出力にオフセットが加えられることを特徴とする請求項９〜請求項１１のいずれかに記載のＬＥＤ駆動回路。
  14. 前記スイッチング電源部は、昇圧コンバータまたは降圧コンバータで構成されることを特徴とする請求項１〜請求項１３のいずれかに記載のＬＥＤ駆動回路。
  15. 前記スイッチング電源部は、トランスを有する絶縁コンバータで構成されることを特徴とする請求項１〜請求項１４のいずれかに記載のＬＥＤ駆動回路。
  16. 請求項１〜請求項１５のいずれかに記載のＬＥＤ駆動回路と、前記ＬＥＤ駆動回路により駆動されるＬＥＤ負荷と、を備えたことを特徴とするＬＥＤ照明灯具。
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