JP4915078B2

JP4915078B2 - モータ駆動用インバータ制御装置

Info

Publication number: JP4915078B2
Application number: JP2005292234A
Authority: JP
Inventors: 英夫松城; 貴史福榮
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2005-10-05
Filing date: 2005-10-05
Publication date: 2012-04-11
Anticipated expiration: 2025-10-05
Also published as: JP2007104813A

Description

本発明は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いたモータ駆動用インバータ制御装置に関するものである。

汎用インバータなどで用いられている一般的なモータ駆動用インバータ制御装置として、図１１に示すようなモータ駆動用インバータ制御装置がよく知られている。

図１１において、主回路は直流電源装置１１３と、インバータ３とモータ４とから構成されており、直流電源装置１１３については、交流電源１と、整流回路２と、インバータ３の直流電圧源のために電気エネルギーを蓄積する平滑コンデンサ１１２と、交流電源１の力率改善用リアクタ１１１から構成されている。

一方、制御演算部では、外部から与えられたモータ４の速度指令に基づいてモータ４の各相電圧指令値を作成するモータ電圧作成手段１４と、モータ電圧作成手段１４から作成された各相電圧指令値に基づいてインバータ３のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御手段１８から構成されている。

ここで、交流電源１が２２０Ｖ（交流電源周波数５０Ｈｚ）、インバータ３の入力が１．５ｋＷ、平滑コンデンサ１１２が１５００μＦのとき、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨおよび２０ｍＨの場合における交流電源電流の高調波成分と交流電源周波数に対する次数との関係を図１２に示す。図１２はＩＥＣ（国際電気標準会議）規格と併せて示したもので、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨの場合には特に第３高調波成分がＩＥＣ規格のそれを大きく上回っているが、２０ｍＨの場合には４０次までの高調波成分においてＩＥＣ規格をクリアしていることがわかる。

そのため特に高負荷時においてもＩＥＣ規格をクリアするためには力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値をさらに大きくするなどの対策を取る必要があり、インバータ装置の大型化や重量増加、さらにはコストＵＰを招くという不都合があった。

そこで、力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値の増加を抑え、電源高調波成分の低減と高力率化を達成する直流電源装置として、図１３に示すような直流電源装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図１３において、交流電源１の交流電源電圧を、ダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ接続してなる全波整流回路の交流入力端子に印加し、その出力をリアクトルＬｉｎを介して中間コンデンサＣに充電し、この中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電して、負荷抵抗ＲＬに直流電圧を供給する。この場合、リアクトルＬｉｎの負荷側と中間コンデンサＣを接続する正負の直流電流経路にトランジスタＱ１を接続し、このトランジスタＱ１をベース駆動回路Ｇ１で駆動する構成となっている。

また、ベース駆動回路Ｇ１にパルス電圧を印加するパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２と、ダミー抵抗Ｒｄｍとをさらに備えており、パルス発生回路Ｉ１、Ｉ２は、それぞれ交流電源電圧のゼロクロス点を検出する回路と、ゼロクロス点の検出から交流電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧と等しくなるまでダミー抵抗Ｒｄｍにパルス電流を流すパルス電流回路とで構成されている。

ここで、パルス発生回路Ｉ１は交流電源電圧の半サイクルの前半にてパルス電圧を発生させ、パルス発生Ｉ２は交流電源電圧の半サイクルの後半にてパルス電圧を発生させるようになっている。

なお、トランジスタＱ１をオン状態にしてリアクトルＬｉｎに強制的に電流を流す場合、中間コンデンサＣの電荷がトランジスタＱ１を通して放電することのないように逆流防止用ダイオードＤ５が接続され、さらに、中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電する経路に、逆流防止用ダイオードＤ６と、平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃが直列に接続されている。

上記の構成によって、交流電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧を超えない位相区間の一部または全部においてトランジスタＱ１をオン状態にすることによって、装置の大型化を抑えたままで、高調波成分の低減と高力率化を達成することができる。
特開平９−２６６６７４号公報

しかしながら、上記従来の構成では、容量の大きな平滑用コンデンサＣＤとリアクトルＬｉｎ（上記特許文献１では１５００μＦ、６．２ｍＨ時のシミュレーション結果について記載されている）とを依然として有したままであり、さらに中間コンデンサＣとトランジスタＱ１とベース駆動回路Ｇ１とパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２とダミー抵抗Ｒｄｍと逆流防止用ダイオードＤ５、Ｄ６と平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃとを具備することで、装置の大型化や部品点数の増加に伴なうコストＵＰを招くという課題を有していた。

本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、交流電源電流の高調波成分を抑制した小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明は、交流電源を入力とする整流回路と、直流電力から交流電力に変換するインバータと、モータと前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記整流回路は、ダイオードブリッジ、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される極めて小容量のリアクタで構成され、前記インバータの直流母線間には極めて小容量のコンデンサを設け、前記制御演算部では、前記インバータのデッドタイムに起因する歪み電圧を補償するデッドタイム補償電圧が演算され、前記モータへ最終的に印加される電圧指令値に重畳され、前記デッドタイム補償電圧を、モータの回転数から定まるインバータの電気周波数における奇数次周波数の交流成分とし、さらに、前記デッドタイム補償電圧の交流成分について、モータの出力に比例して振幅量を変更するデッドタイム補償電圧振幅変更手段、位相を変更するデッドタイム補償電圧位相変更手段のうち、少なくともどちらか一方を備えたことを特徴としたもので、小容量コンデンサおよび小容量リアクタを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現し、デッドタイム補償電圧を演算することで装置に供給される電流、すなわち、交流電源電流の高調波成分が抑制される。

本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで、小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、さらに交流電源電流の高調波成分を抑制することができ、システムの信頼性向上が図れるものである。

第１の発明は、交流電源を入力とする整流回路と、直流電力から交流電力に変換するインバータと、モータと前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記整流回路は、ダイオードブリッジ、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出
力側に接続される極めて小容量のリアクタで構成され、前記インバータの直流母線間には極めて小容量のコンデンサを設け、前記制御演算部では、前記インバータのデッドタイムに起因する歪み電圧を補償するデッドタイム補償電圧が演算され、前記モータへ最終的に印加される電圧指令値に重畳されていることを特徴としたもので、モータ電流波形の歪みが軽減され、小型・軽量・低コストでありながら交流電源電流の高調波成分を抑制したモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。

また、デッドタイム補償電圧をモータの回転数から定まるインバータの電気周波数における奇数次周波数の交流成分とすることにより、容易な演算処理によってデッドタイム補償電圧を決定することができる。

さらに、デッドタイム補償電圧の交流成分の振幅量を、モータの出力に比例して変更するデッドタイム補償電圧振幅変更手段と位相を変更するデッドタイム補償電圧位相変更手段とのうち、少なくともどちらか一方を加えることにより、モータの種類や運転状況などが変化した場合においても交流電源電流の高調波成分を抑制することができる。

第２の発明は、特に、第１の発明のモータ駆動用インバータ制御装置において、小容量リアクタと小容量コンデンサとの共振周波数を交流電源周波数の４０倍よりも大きくなるように小容量リアクタおよび小容量コンデンサの組み合わせを決定するものであり、交流電源電流の高調波成分を抑制し、ＩＥＣ規格をクリアすることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
本発明の第１の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図を図１に示す。

図１において、主回路は交流電源１と、交流電力を直流電力に変換するダイオードブリッジ２と、２ｍＨ以下の小容量リアクタ１１と、０．４μＦ以上で１００μＦ以下の小容量コンデンサ１２と、直流電力を交流電力に変換するインバータ３と、インバータ３により変換された交流電力により駆動するモータ４から構成されている。

一方、制御演算部では、モータ４の速度指令ω*に基づいてモータ４の電圧指令値を作成するモータ電圧作成手段１４と、インバータ３の直流電圧値を検出するＰＮ電圧検出手段１５と、モータの相電流値を検出するモータ相電流検出手段１３と、予め設定されたインバータ３の直流電圧基準値をＰＮ電圧検出手段１５から得られるインバータ３の直流電圧検出値で除算することによりＰＮ電圧補正係数を導出し、直流電圧検出値が０以下の場合には、ＰＮ電圧補正係数に予め設定されたＰＮ電圧補正係数の最大値を設定するＰＮ電圧補正手段１６と、モータ電圧指令作成手段１４から得られる電圧指令値とＰＮ電圧補正手段１６の出力値であるＰＮ電圧補正係数とを乗算することにより電圧指令値の補正を行なうモータ電圧指令補正手段１７と、目標入力電流作成手段２２で作成される入力電流の目標値と入力電流推測手段２０で導出される入力電流値との誤差を演算する入力電流誤差演算手段２１と、入力電流誤差演算手段２１で演算された入力電流誤差をなくす入力電流誤差解消成分を演算し、モータ電圧指令補正手段から得られる電圧指令補正値に加算する入力電流誤差解消電圧作成手段１９と、入力電流誤差解消電圧作成手段１９から作成された入力電流誤差解消電圧がモータ４に印加されるようなインバータ３のＰＷＭ信号を生成
するＰＷＭ制御手段１８から構成されている。

以下では、具体的な方法について説明する。

モータ電圧指令作成手段１４では式１で表される演算により電圧指令値ｖ_u*、ｖ_v*、ｖ_w*を作成する。

ここで、Ｖmはモータ電圧値であり、θ₁は式２で表されるように速度指令ω*を時間積分することで導出する。

また、図２は本発明に係るＰＮ電圧補正手段１６の第１の実施の形態を示した図で、ＰＮ電圧補正手段１６では予め設定されたインバータ３の直流電圧基準値Ｖ_pn0とＰＮ電圧検出手段１５から得られるインバータ３の直流電圧検出値ｖpnを用いて式３のようにＰＮ電圧補正係数ｋpnを導出する。

ここで、本発明では小容量コンデンサを用いているため、直流電圧検出値ｖpnが０となる場合が生じるので、０割防止のための微小項δ₀を設定しておく必要がある。

なお、式３の微小項δ₀の代わりに、直流電圧検出値ｖpnが０以下の場合においてＰＮ電圧補正係数ｋpnに予め設定されたＰＮ電圧補正係数の最大値を設定することでゼロ割防止を図ることができる。

即ち、式４のようにＰＮ電圧補正係数ｋpnを導出しても良い。

ここで、ｋ_pn-maxは予め設定されたＰＮ電圧補正係数の最大値である。また、モータ電圧指令補正手段１７では電圧指令値ｖ_u*、ｖ_v*、ｖ_w*とＰＮ電圧補正係数ｋpnを用いて式５のようにモータ電圧指令補正値ｖ_uh*、ｖ_vh*、ｖ_wh*を導出する。

以上により、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、インバータ直流電圧が大幅に変動してモータの駆動が困難あるいは不可能となる場合でも、モータに印加する電圧がほぼ一定となるようにインバータを動作させ、モータの駆動を維持することが可能となる。

図３は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第1の動作結果であるが、本発明におけるコンデンサ１２は、極めて容量の小さいものを用いているためインバータ直流電圧は交流電源周波数ｆｓ（＝５０Ｈｚ）の２倍の周波数で大きく脈動している様子がわかる。また交流電源電流に関しては、コンデンサ１２が小容量で充放電時間が極めて短いため電流休止期間がほとんどなく、高力率を実現している。

図４は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第２の動作結果であり、交流電源周波数が５０Ｈｚにおいて、６極の３相モータを４０００ｒｐｍで駆動したときの波形を示す。ここで交流電源電流に関してさらに詳しく観測すると、インバータ３のキャリア成分よりも大きい周期Ｔの脈動が現れており、この交流電源電流の脈動とモータ４の相電流との関係を見てみると、矢印で示すモータ相電流の歪み箇所と交流電源電流の落ち込みタイミングとが一致しているのが分かる。

このモータ相電流の歪みは、インバータ３の上下アームの短絡防止用に設けられたデッドタイム期間中に、スイッチング素子に逆並列接続された環流ダイオードの不完全ターンオンに起因するものであり、これによってモータ相電流のゼロクロス点付近で出力電圧が不連続になり、モータ相電流の歪みとなって現れるものである。

本発明のモータ駆動用インバータ制御装置においては、極めて小容量のリアクタとコンデンサを用いていることから、上述したモータ相電流の歪みが交流電源電流の脈動として現れやすくなっているのである。

次に、交流電源電流の高調波規制について考える。

高調波電流とは、交流電源の正弦波波形の整数倍の周波数成分を持つ電流のことを示すが、エレクトロニクス機器においては、その高調波電流に対して規制値が設けられてる。これまで説明してきた交流電源電流の脈動が、交流電源の正弦波波形の整数倍の周波数となれば規制値を満足できない可能性がでてくる。

そこで、制御演算部にデッドタイム補償電圧演算手段１９を設け、各相におけるデッドタイム補償電圧ｖ_ud*、ｖ_vd*、ｖ_wd*を求め、モータ電圧指令補正手段１７で導出されたモータ電圧指令補正値ｖ_uhｌ*、ｖ_vhｌ*、ｖ_whｌ*に加算することによってモータ相電流のゼロクロス点付近における歪みを抑制し、交流電源電流の脈動を抑えるようにした。

制御演算部にデッドタイム補償電圧演算手段１９では、インバータ３の実際の各相出力電圧や各相出力電流を検出しながら、その適正値からの不足分を導出し、デッドタイム補償電圧に反映させた。

図５は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第３の動作結果である。波形については、中央が交流電源電流で下側がモータ相電流を示し、双方ともデッドタイム補償電圧ｖ_ud*、ｖ_vd*、ｖ_wd*が加算された結果で動作しているものである。

図４で示した動作結果と比較し、デッドタイム補償電圧演算手段１９を設け、モータ相電流のゼロクロス点付近における歪みを緩和したことによって、交流電源電流の脈動、すなわち、高調波電流の発生を抑えられている。

以上、本実施の形態においてデッドタイム補償によるモータ相電流の歪み改善が、交流電源電流の高調波抑制となっている。

（実施の形態２）
本発明の実施の形態２では、実施の形態１のモータ駆動用インバータ制御装置において、デッドタイム補償電圧演算手段１９で求めるデッドタイム補償電圧ｖ_ud*、ｖ_vd*、ｖ_wd*を、モータ４の回転数から定まるインバータ３の電気周波数における５次の周波数の交流成分とした。

具体的な演算としては、式６で表される演算によりデッドタイム補償電圧ｖ_ud*、ｖ_vd*、ｖ_wd*を求めた。

ここで、Ｖｍｄはデッドタイム補償電圧の振幅を示す。

図６を用いてさらに説明すると、（ａ）は実施の形態１で説明したモータ電圧指令補正手段１７から求まるＵ相におけるモータ電圧指令補正値ｖ_uh*を示す。（ｂ）はデッドタイム補償電圧演算手段１９で求めたＵ相におけるデッドタイム補償電圧ｖ_ud*であり、（ａ）に示したモータ電圧指令補正値ｖ_uh*の５倍の周波数の交流成分としている。（ｃ）は上記両者を加算したものであり、モータ４へ最終的に印加されるＵ相における電圧指令値である。

もともと、デッドタイム補償電圧演算手段１９で求めたデッドタイム補償電圧ｖ_ud*をモータ電圧指令補正手段１７から求まるモータ電圧指令補正値ｖ_uh*に加算しなかった場合、（ｄ）に示すような歪んだ波形のモータ相電流となることから、この歪み分を補償するような波形、すなわち、モータ電圧指令補正値ｖ_uh*の５倍の周波数交流成分の波形をデッドタイム補償電圧ｖ_ud*とした。

これにより、式６に示すような比較的容易な演算処理にてモータ相電流の歪みを緩和、ひいては高調波電流の発生を抑えることが可能となった。
なお、上記説明ではデッドタイム補償電圧ｖ_ud*をモータ電圧指令補正値ｖ_uh*の５倍の周波数成分の波形、すなわち５次の交流成分としたが、５次と７次を組み合わせるといったように奇数次同士の組み合わせ波形とすると、さらにきめ細かいデッドタイム補償電圧を作成できる。

（実施の形態３）
本発明の第３の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図を図７に示す。

本発明の実施の形態３では、実施の形態２のモータ駆動用インバータ制御装置において、デッドタイム補償電圧の交流成分の振幅量を変更するデッドタイム補償電圧振幅変更手段２０と位相を変更するデッドタイム補償電圧位相変更手段２１を付加した。

図８と図９は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第４と第５の動作結果で、デッドタイム補償電圧ｖ_ud*、ｖ_vd*、ｖ_wd*を加算していない状態での波形である。図８も図９も同じ回転数３３００ｒｐｍでモータ４が動作して状態だが、図８はモータ出力が６５０Ｗ、図９はモータ出力が８５０Ｗのものであり、このようにモータ４が同じ回転数で動作していてもモータ出力が大きいほど交流電源電流の脈動（図中Ｉｐ）が大きくなる。

この差に対応すべく、デッドタイム補償電圧振幅変更手段２１における特性を図１０に示すように、モータ出力に比例してデッドタイム補償電圧の交流成分の振幅量を大きくするようなものとした。これによってデッドタイム補償電圧ｖ_ud*、ｖ_vd*、ｖ_wd*の過不足
がないようにすることができる。

また、デッドタイム補償電圧ｖ_ud*、ｖ_vd*、ｖ_wd*の位相に関しても運転回転数などによってデッドタイム補償電圧位相変更手段２１で調整可能にすることで、微小なタイミングのずれをなくし、デッドタイム補償の効果を減退させることなく最大限に引き出すことが可能となる。

本実施の形態においては、デッドタイム補償電圧演算手段１９でデッドタイム補償電圧ｖ_ud*、ｖ_vd*、ｖ_wd*を求めるにあたって、その振幅や位相をモータ４の種類や速度、負荷状態などによって変更できるようにすることによって、より高い信頼性を確保したモータ駆動用インバータ制御装置を実現している。

（実施の形態４）
本発明に係る小容量コンデンサおよび小容量リアクタの仕様決定に関する具体的な方法について以下に説明する。

本発明のモータ駆動用インバータ制御装置では、交流電源電流の高調波成分を抑制してＩＥＣ規格をクリアするために、小容量コンデンサと小容量リアクタとの共振周波数ｆ_LC（ＬＣ共振周波数）を交流電源周波数ｆｓの４０倍よりも大きくなるように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定する。

ここで、小容量コンデンサの容量をＣ［Ｆ］、小容量リアクタのインダクタンス値をＬ［Ｈ］とすると、ＬＣ共振周波数ｆ_LCは式７のように表される。

即ち、ｆ_LC＞４０ｆｓを満たすように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定するものである。（ＩＥＣ規格では交流電源電流の高調波成分において第４０次高調波まで規定されているため）
以上により、小容量コンデンサおよび小容量リアクタの組み合わせを決定することで、交流電源電流の高調波成分を抑制して、ＩＥＣ規格をクリアすることが可能となる。
なお、実施の形態１から実施の形態４で説明した本発明は、インバータ回路を使用してモータを駆動するモータ駆動用インバータ制御装置に適用できる。例えば、インバータ回路を搭載した空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器等である。いずれの製品についても、モータ駆動用インバータ装置を小型化、軽量化することで、製品の設計の自由度が向上し、安価な製品を提供することができる。

以上のように、本発明にかかるモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、インバータ直流電圧が大幅に変動してモータの駆動が困難あるいは不可能となる場合でも、ＰＮ電圧補正手段によりモータに印加する電圧をほぼ一定にすることでモータの駆動を維持することが可能となり、さらに交流電源電流の高調波成分を抑制
することができ、システムの信頼性向上が図れるため、空気調和機における圧縮機駆動モータなどのようにパルスジェネレータ等の速度センサを使用することができない場合に限らず、サーボドライブなどのように速度センサを具備することができる場合においても本発明は適用できる。

本発明の第1の実施形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図本発明の第１の実施形態におけるＰＮ電圧補正係数の導出方法を示す図本発明の第１の実施形態における第１の動作結果を示す波形図本発明の第１の実施形態における第２の動作結果を示す波形図本発明の第１の実施形態における第３の動作結果を示す波形図（ａ）〜（ｄ）本発明の第２の実施形態におけるタイミングチャート本発明の第３の実施形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図本発明の第３の実施形態における第４の動作結果を示す波形図本発明の第３の実施形態における第５の動作結果を示す波形図本発明の第３の実施形態におけるデッドタイム補償電圧振幅変更手段の特性図従来のモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図図１１のモータ駆動用インバータ装置における交流電源電流の高調波成分と交流電源周波数に対する次数との関係を示した線図従来の装置の大型化を抑制したままで高調波成分の低減と高力率化を達成することのできる直流電源装置の回路図

符号の説明

１交流電源
２整流回路
３インバータ
４モータ
１１小容量リアクタ
１２小容量コンデンサ
１３過電圧保護手段
１４モータ電圧指令作成手段
１５ＰＮ電圧検出手段
１６ＰＮ電圧補正手段
１７モータ電圧指令補正手段
１８ＰＷＭ制御手段
１９デッドタイム補償電圧演算手段
２０デッドタイム補償電圧振幅変更手段
２１デッドタイム補償電圧位相変更手段

Claims

交流電源を入力とする整流回路と、直流電力から交流電力に変換するインバータと、モータと前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記整流回路は、ダイオードブリッジ、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される極めて小容量のリアクタで構成され、前記インバータの直流母線間には極めて小容量のコンデンサを設け、
前記制御演算部では、前記インバータのデッドタイムに起因する歪み電圧を補償するデッドタイム補償電圧が演算され、前記モータへ最終的に印加される電圧指令値に重畳され、
前記デッドタイム補償電圧を、モータの回転数から定まるインバータの電気周波数における奇数次周波数の交流成分とし、
さらに、前記デッドタイム補償電圧の交流成分について、モータの出力に比例して振幅量を変更するデッドタイム補償電圧振幅変更手段、位相を変更するデッドタイム補償電圧位相変更手段のうち、少なくともどちらか一方を備えたことを特徴とするモータ駆動用インバータ制御装置。
小容量リアクタと小容量コンデンサとの共振周波数を交流電源周波数の４０倍よりも大きくなるように、前記小容量リアクタおよび小容量コンデンサの組み合わせを決定することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。